Основы схемотехники. Для студентов 3 курса (специальности 200900, 201000, 201100, 201200)

Раздел 3. Усиление сильны х сигналов.  Основы  микросхемотехники усилителей.  Глава 6. Оконечны е и предоконечны е каскады  Основная  особенность  работы  этих  каскадов  –  высокий  уровень  сигнала,  появление  заметных  нелинейных  искажений,  необходимость  использования  мощных  УЭ  с  высоким  потреблением  энергии  от  источника  питания,  а  следовательно,  важнейшим  требованием  является    обеспечение  максимально  возможного  КПД.  Назначение  ОК  –обеспечить  требуемый  уровень  сигнала  на  заданном  сопротивлении  нагрузки  при  допустимых  нелинейных  искажениях.  При  активной  нагрузке  требуется  обеспечить  необходимую мощность  P н , а при реактивной – выходное напряжение  U вых .  Учитывая,  что    сигнал  большой  и    параметры  УЭ  меняются  за  период  сигнала, расчет  проводят графически по динамическим характеристикам.  6.1. Динамическ ие характеристик и.  Динамическими  характеристиками  усилительного  каскада  называются  зависимости  между  мгновенными  значениями  напряжений  и  токов в цепях УЭ при наличии нагрузки во внешней цепи. Как и статические  ВАХ,  рассмотренные  выше,  динамические  характеристики  могут  быть  выходными,  входными,  сквозными,  проходными.  Различают  динамические  характеристики  постоянного  тока,  показывающие  зависимость  между  постоянными составляющими токов и напряжений при наличии  в выходной  цепи сопротивления постоянному току R н = , и динамические характеристики  переменного тока для токов и напряжений с частотой сигнала при наличии в  выходной цепи сопротивления нагрузки переменному току R н ~ .  Выходная  динамическая  характеристика  показывает  зависимость  мгновенных  значений  выходного  тока  от  мгновенного  напряжения  между  выходными  электродами  УЭ.  Рассмотрим  построение  выходной  динамической  характеристики  для  простейшего  резисторного  каскада  на  биполярном  транзисторе, включенном по схеме с ОЭ (рис. 6.1). 

Рис. 6.1.  Уравнение динамической характеристики постоянного тока

U кэ  =  E - I к R н = ,  где  R н=  = R . 

(6.1) 

Графическое  изображение  уравнения  (6.1)  на  плоскости  статических  характеристик  УЭ  –  прямая  линия  (нагрузочная  прямая)  (рис.  6.2). 

Рис. 6.2.  Фиксируя  значение  тока  смещения  I б 0 ,  однозначно  находим  положение  точки  покоя  ( I к 0 ,  U кэ 0 )  по  пересечению  соответствующей  статической  выходной  характеристики  с  нагрузочной  прямой  постоянного  тока.  Наклон  нагрузочной  прямой  определяется R н = .  Составим  уравнение  динамической характеристики переменного тока. При подаче на вход каскада  переменного  сигнала  мгновенное  значение  выходного  тока  iвых  =  I k 0  + Di вых ,  где  D iвых ­  мгновенное  значение  переменной  составляющей  выходного  тока.  Для рис 6.1  икэ  = E - I к 0 R н =  - Di к R н ~  = U кэ 0  - Di к R н ~ .  (6.2)  Графически  изображение  уравнения    (6.2)  представляет  собой  нагрузочную  прямую  переменного  тока  (рис.  6.3).  Там  же  показаны  эпюры  (временные зависимости) токов и напряжений.  Очевидно,  что  наклон  нагрузочной  прямой  переменного  тока  определяется  R Н ~  и  нагрузочные  прямые  постоянного  и  переменного  тока  проходят через точку покоя.  При  работе каскада может использоваться участок  А­В: от режима  насыщения до области неуправляемых токов.

Рис. 6.3.  Входные  динамические  характеристики  используются  только  для  биполярных  транзисторов,  так  как  у  полевых  транзисторов  и  ламп  i вх  »  0 и  практически совпадают со статическими (рис. 6.4). 

Рис. 6.4.  Сквозные  динамические  характеристики  (рис.  6.5)  строятся  для  биполярных транзисторов по входной и выходной характеристикам (с учетом  соотношения  eu  = i б R u  + u бэ )  и  используются  для  оценки  нелинейных  искажений,  так  как  позволяют  учесть  искажения,  возникающие  как  в  выходной, так и во входной цепях. 

Рис. 6.5.  6.2.Режимы  работы  УЭ  Режимы  работы  УЭ  отличаются  тем,  что  ток  в  выходной  цепи  протекает  в  течение  разной  части  периода  сигнала,  действующего  на  входе  (то  есть  углами  отсечки).  Выбор  режима  определяется  выбором  рабочей  точки. Различаются следующие  основные режимы работы УЭ: А, В, С, Д.  Режим  А.  Точка  покоя  выбирается  так,  что  при  гармоническом  сигнале  на  входе  УЭ,  на  выходе  всегда  (в  течение  всего  периода)  будет  сигнал  (режим  без  отсечки  тока  или  угол  отсечки  –  половина  той  части,  периода  в  течение  которой    существует  выходной  ток  ­ Q = 180 o ).  Рабочая  точка  выбирается  на  возможно  более  линейном  участке  сквозной  динамической характеристики или на середине рабочего участка нагрузочной  прямой (рис. 6.3).  Основное  достоинство  режима  А  –  относительное  малые  нелинейные  искажения.    Недостаток  –  низкий  КПД.  Покажем  это  для  простейшего  каскада  с  непосредственным  включением  нагрузки  (рис.  6.6),  определив  максимально  возможный  КПД  в  случае  использования

идеализированного  транзистора  (без  областей  насыщения  и  неуправляемых  токов).  Соответствующие  характеристики  с  эпюрами  тока  и  напряжения  показаны на рис. 6.7. 

Рис. 6.6.  Мощность полезного сигнала в нагрузке  P~  =  Средний 

потребляемый 

от 

U кэ  m I k  m 

источника 

2 

ток 

(6.3)  I ср  =  I к 0 . 

Потребляемая мощность  (6.4) 

P 0 =  I ср E  = I k 0 E 

Из  рис.  6.7  U кэ  m  =  E / 2 ,  I к 0  = I к  т  .  Тогда,  учитывая  (6.3),  (6.4)  и  согласно  (2.2)  для  идеализированного  транзистора  в  режиме  А  P  1  h А max =  ~  = .  Реально,  вводя  коэффициенты  использования  транзистора  P 0  4  по напряжению  x  =

U кэ  т  U кэ  0 

и по току  V  = 1 4 

h А  = x × V × . 

I к  m  I к  0 

, получим  (6.5) 

Отметим, что для резисторного каскада  КПД еще меньше (порядка  6%) из­за дополнительных потерь энергии на резисторе  R э  и из­за того, что R н ~  <  R н = (нагрузочная  прямая  пойдет  круче).    Максимально  возможный  КПД  в  режиме  А  теоретически  можно  достигнуть  в  трансформаторном  каскаде  h А = 50%  (см.  ниже).Из­за  низких  энергетических  показателей  режим А используется в каскадах предварительного усиления и в оконечных  каскадах с небольшой мощностью.  Режим В. При подаче гармонического сигнала на вход УП работает  только  половину  периода  ( Q = 90 o ).  Однако  такое  определение  справедливо

для  идеализированного  случая,  когда  сквозную  динамическую  характеристику  аппроксимируют  линейно  –  ломаной  линией.  При  этом  ток  покоя  равен  нулю.    Реально(  для  уменьшения  нелинейных  искажений  и  исключения области неуправляемых  токов) точка покоя несколько сдвинута  в  сторону  увеличения  тока  покоя  (то  есть  к  режиму  А)  (рис.  6.8),  угол  отсечки Q > 90 o  и такой режим называют режимом АВ. 

Рис. 6.8а. 

Рис. 6.8 б  Однотактные  каскады  в  режиме  В  (АВ)  не  применяются  из­за  больших нелинейных искажений. При использовании двухтактных каскадов,  работающих  на  общую  нагрузку,  воспроизводится  неискаженный  сигнал.  КПД  в  режиме  В  (при  действии  входного  сигнала)  в  p / 2 раз  больше,  чем  в  режиме  А.  Это  объясняется  тем,  что  постоянная  составляющая  выходного  тока,  то  есть  среднего  тока,  потребляемого  от  ИП,  в  p / 2  раз  меньше  амплитуды  первой  гармоники,  то  есть  полезной  составляющей  выходного  тока.  (следует  из  разложения  в  ряд  Фурье  синусоидальных  импульсов  с  углом отсечки Q = 90 o . Поэтому при полном использовании выходного тока  предельное значение  h B max =  78 , 5 % . Кроме того, при отсутствии  сигнала на  входе  ток  от  источника  сигнала  практически  не  потребляется.  Следовательно,  расход  энергии  при  длительной  работе  в  режиме  В  оказывается значительно меньше чем в режиме А.

Режим  С.  Угол  отсечки  выходного  тока Q < 90 o .  КПД  каскада  в  этом режиме еще выше, чем в режиме В. Однако выделить полезный сигнал  возможно  лишь  в  резонансных  усилителях,  нагрузкой  которых  являются  избирательные  цепи,  осуществляющие  эффективное  подавление  высших  гармоник.  Используется  режим  С  в  мощных  усилителях  радиопередающих  устройств.  Режим  Д.  УЭ  работает  в  ключевом  режиме.  Реализуется  КПД,  близкий  к  единице.  Используется  для  усиления  импульсных  сигналов  в  цифровой технике.  6.3. Однотак тны й трансформаторны й каскад  Принципиальные  схемы  однотактных  оконечных  каскадов  усиления  различаются    типом  и  способом  включения  УЭ,  видами  цепей  межкаскадной  связи  и  выходного  устройства.    Каскад  с  непосредственным  включением  нагрузки  и  резисторный  каскад  рассмотрены  выше.  Однотактный  трансформаторный  каскад  (рис.  6.9)  в  качестве  оконечного  каскада имеет ряд преимуществ. 

Рис. 6.9.  Основное  его  достоинство  –  значительно  более  высокий  КПД( h А = 50% ).  Кроме  того,  выбор  соответствующего    коэффициента  трансформации позволяет оптимизировать нагрузку по переменному току УЭ  (наклон  нагрузочной  прямой)  при  любом  значении  R н .  Недостатком  трансформаторного  каскада  являются  большие  размеры,  масса,  стоимость,  сравнительно  узкая  полоса  рабочих  частот,  невозможность  выполнения  усилителя по интегральной технологии.  Эквивалентная  схема  выходной  цепи  трансформаторного  каскада  приведена  на  рис.  6.10.  (источник  тока  заменен  эквивалентным  источником  напряжения).

Рис. 6.10.  ¢  = r 2  2  ­  пересчитанное  к  первичной  обмотке  сопротивление  r2  n 

потерь вторичной обмотки;  R  R н¢  = н  2 ­  пересчитанное  в  коллекторную  цепь  сопротивление  n 

нагрузки;  L s 1 ­индуктивность рассеяния первичной обмотки;  L s  L s¢ 2  = 2  ­  пересчитанная  индуктивность  рассеяния  вторичной  n 2 

обмотки,  L 1  ­ индуктивность первичной обмотки.  Учитывая,  что  L s 1  ,  L s 2  << L 1  на  средних  частотах  в  эквивалентной 

схеме  индуктивностей  не  будет.  Аналогично  резисторному  каскаду,  здесь  выделяются  области  СЧ,  НЧ  и  ВЧ.  В  области  НЧ  эквивалентная  схема  примет вид рис. 6.11. 

Рис. 6.11.  ¢ );  Здесь  R н  экв  = ( R вых  + r 1 ) || ( r 2 ¢ + R н 

t н  = L 1  / R н  экв . 

Очевидно,  по  мере  уменьшения  частоты  напряжение  на  выходе  уменьшается  и  частотная  характеристика  имеет  «завал»  в  области  НЧ,  а  w н 2 = 1 / t н .  В области ВЧ эквивалентная схема приведена на рис. 6.12. 

Рис. 6.12.  Здесь  L s = L s 1  + Ls ¢ 1  ;  Rв  экв  = R вых  + r 1  + r 2 ¢ ;  t в  =

L s  . ¢ R в  экв  + R н 

С  увеличением  частоты  уменьшается  U кэ ,  частотная  характеристика  имеет  «завал»  в  области  ВЧ,  w В 2 = 1 / t В .  Очевидно,  трансформатор  вносит  дополнительные  частотные  искажения.  С  другой  стороны,  выбор  оптимальной  нагрузки  каскада  по  переменному  току Rн ~  =  r 1 +

r 2 

R  + н  = R опт  ,  обеспечивает  требуемый  наклон  нагрузочной  n 2  n 2 

прямой,  а  следовательно,  максимально  возможный  КПД.  На  рис.  6.13  показаны  нагрузочные  прямые  постоянного  тока  для  трансформаторного  каскада  (рис.  6.9)  (при  отсутствии  цепочки  R э C э )  при  использовании  идеализированного транзистора.  Заметим,  что  для  выходной  цепи  без  потерь  по  постоянному  току  напряжение в точке покоя  U кэ0  =  Е , а увеличение  u кэ  при уменьшении тока  коллектора происходит за счет противоЭДС самоиндукции. 

Рис. 6.13.  Из  рис.  6.13  видно,  что  мощность  полезного  сигнала  P~  = 

U кэ  m  × I k  m  2 

=

E × I к 0  ,  а  мощность,  потребляемая  от  ИП  P 0  =  I k 0  × E .  2 

Следовательно, КПД выходной цепи трансформаторного каскада для режима  А:  h A

max

P  1  =  k ~  = или в общем случае аналогично (6.5)  P 0  2 

Мощность рассеяния на выходном электроде: 

h А  = 05xV .  P рас =  P 0  - P ~  . 

Для  режима  А  характерно,  что  P рас максимальна  при  отсутствии  входного  сигнала  (  а  также  при  обрыве  цепи  и  коротком  замыкании).  Поэтому  при  выборе  УЭ  для  оконечного  каскада  необходимо  учитывать,  чтобы  его  допустимая  мощность  рассеяния  Р рас .доп . ,  приводимая  в  справочниках, несколько превышала максимальную  P рас =  P 0 , то есть  P рас . доп .  ³  ( 1 , 1 - 1 , 2 ) P рас .

На  рис.  6.14  показаны  зависимости  соответствующих  мощностей  от  уровня входного сигнала для режима А. 

Рис. 6.14  6.4. Двухтак тны е каскады  Двухтактными  называются  каскады,  содержащие  два  УЭ,  работающие на общую нагрузку,  выходные токи которых сдвинуты по фазе  на 180 o .  Каждый  УЭ  с  соответствующими  цепями  образует  плечо  двухтактного  каскада.  При  этом  объединение  двух  УЭ  в  один  каскад  позволяет объединить некоторые цепи (питания, стабилизации).  Двухтактные  каскады  могут  быть  с  параллельным  управлением,  когда входной сигнал  от  одного   источника сигнала  одновременно подается  на  оба  входа  двухтактного  каскада,  и  с  последовательным  управлением,  когда напряжение от источника сигнала подается на вход первого, ведущего  плеча,  с  выхода  которого  сигнал  прикладывается    ко  входу  второго,  ведомого,  плеча.      При  параллельном  управлении  возможно  использование  как режима А, так и режима В; при последовательном – только режима А из­  за  того,  что  форма  сигналов  на  входах  плеч    должна      быть  одинаковой.  Параллельное управление может быть однофазным, когда сигнал подается от  обычного  однотактного  источника,  а  для  противофазной  работы  плеч  требуются    транзисторы  с  разным  типом  проводимости  (р­п­р  и  п­р­п)  и  двухфазным,  когда  применяются  однотипные  УЭ,  а  для  получения  двухфазного напряжения сигнала используются фазоинверсные каскады  или  трехобмоточные трансформаторы.  Особенности работы двухтактных каскадов рассмотрим на примере  двухтактного трансформаторного каскада, возможная принципиальная схема  которого приведена на рис. 6.15.  Рис. 6.15

Схемы  включения  транзисторов  могут  быть  различны.  В  данном  случае транзисторы включены с ОБ. Использованы однотипные транзисторы,  на которые подается противофазное напряжение со вторичной обмотки Тр1,  имеющей  вывод  от  средней  точки.  Цепи  питания  и  стабилизации  объединены.  Может  использоваться  как  режим  А,  так  и  режим  В,  что  определяется выбором рабочей точки УЭ. ( В режиме В обычно отсутствует  резистор  R э , а в режиме А иногда включают дополнительные резисторы  R э 1 ,  R э 2  для  симметрирования  плеч.  Блокировочный  конденсатор  С б  может  отсутствовать).  Ток в нагрузке пропорционален разности токов в цепях коллекторов  ik 1 - i k 2  , а ток через источник питания равен  их сумме  iS  = i 1  + i k 2  . При этом,  учитывая,  что  напряжения  на  входе  сдвинуты  по  фазе  на 180 o ,  получим  общие (для обоих режимов работы) выражения:  i k1 =  I ср  + I km 1  cos w t + I km 2  cos 2 wt  + I km 3  cos 3 wt + ....  i k 2  =  I ср  - I km 1 cos w t + I km 2  cos 2 wt - I km 3  cos 3 w t + ....  i k1 - i k 2  = 2 I km 1  cos w t + 2 I km 3  cos 3 wt  + ....  i k1 + i k 2  = 2 I ср t + 2 I km 2  cos 2 w t + ....  Из  приведенных  соотношений  следуют  общие  выводы  для  двухтактных каскадов:  1. В  выходном  токе  происходит  компенсация  четных  гармоник,  а  следовательно, уменьшаются нелинейные искажения.  2. На  выходе  каскада  компенсируются  помехи,  наводимые  синфазно; прежде всего, снижается чувствительность к пульсациям ИП,  что  связано  с    одинаковым  изменением  токов  в  плечах,  следовательно  упрощаются фильтры в цепях питания.  3. Отсутствует  постоянное  подмагничивание  выходного  трансформатора,  так  как  разностный  ток  не  содержит  постоянной  составляющей;  следовательно,  уменьшаются  нелинейные  искажения  или  масса, размеры, стоимость трансформатора.

4. В  цепи  источника  питания  отсутствует  ток  основной  частоты,  следовательно снижается паразитная  межкаскадная связь через ИП, а значит,  упрощаются развязывающие фильтры. В режиме А появляется возможность  работать  без  блокировочных  конденсаторов,  что  снижает  частотные 

искажения.  Рис. 6.16. 

Рис. 6.17. 

Эти  свойства  для  режима  А  наглядно  иллюстрируются  на  эпюрах  рис. 6.16, а для режима В – рис. 6.17.  КПД двухтактного каскада такой  же как для однотактного, так как  вдвое возрастает как амплитуда полезной составляющей выходного тока, так  и тока, протекающего через ИП.  Анализ  работы  и  расчет  двухтактного  каскада  проводится  для  одного  плеча  с  использованием  выходных  характеристик  одного  транзистора.  Например,  для  режима  В  соответствующие  характеристики  приведены на рис. 6.8б.  Отдаваемая  работающим  плечом  за  половину  периода  или  всем  каскадом  за  полный  период  сигнала  мощность  P` ~  =  0 , 5 I k  max  × U кэ  max .  Потребляемая  всем  каскадом  за  период  сигнала  от  ИП  мощность  P0  =  2 I ср U кэ 0  = ( 2 / p ) I k  max U кэ 0 .  Рассеиваемая на коллекторе одного транзистора мощность

P рас  = 0 , 5 ( P 0  - P ~ ) =

I k  max U кэ 0 

p 

-

I 2 k  max R ~  пл  4 

;  (6.6) 

где  R ~  пл ­ сопротивление нагрузки плеча переменному току.  Характер  зависимости  соответствующих  мощностей  из  (6.6)  от  I k  max  или  U кэ  max ,  а  следовательно  x  =

U кэ max  или  от  уровня  входного  U кэ 0 

сигнала  U вх  показан на рис. 6.18. 

Рис. 6.18  В  отличие  от  режима  А,  в  режиме  В  существует  критическое  значение  x  = x кр = 0, 637 , при котором мощность, рассеиваемая на коллекторе  2  максимальна. При  этом  P рас . макс .  » 0, 1 U кэ  0  / R ~  пл .  Бестрансформаторные  двухтактные  каскады,  свободные  от  недостатков  трансформаторных  каскадов,  не  уступают  им  в  КПД  за  счет  исключения  протекания  постоянной  составляющей  выходного  тока  через  нагрузку.  Простейший  двухтактный  бестрансформаторный  каскад  в  упрощенном виде (без цепей смещения) показан на рис. 6.19.  Это схема с параллельным управлением двухфазным напряжением.  Транзисторы  однотипные  и  включены  с  ОЭ.  Аналогично  рассмотренному  выше  трансформаторному  каскаду  (см.  рис.  6.16,  6.17),  ток  в  нагрузке  определяется  разностью  выходных  противофазных  токов,  а    следовательно,  переменные  составляющие  токов  в  нагрузке  складываются.  Отличие  заключается  в  том,  что  по  постоянному  току  транзисторы  включены  последовательно,  постоянная  составляющая  выходных  токов  через  нагрузку  не протекает, а через источник питания протекает переменная составляющая  выходного  тока  только  одного  транзистора  V1.  Поэтому  эта  схема  обеспечивает    те  же  значения  КПД,  что  и  трансформаторный  двухтактный  каскад.  Действительно,  здесь  уменьшается  в  два  раза  потребляемая  от  источника  мощность  P 0 ( I ср определяется  током  одного  транзистора),  но  во 

столько  же  раз  уменьшается  и  отдаваемая  P ~ (за  счет  последовательного  питания  U кэ0  =  Е / 2 .

Рис. 6.19  Чаще  применяются  схемы  с  параллельным  управлением  однофазным  напряжением  с  комплементарной  парой  транзисторов.  Принципиальная схема такого каскада совместно с предоконечным каскадом,  являющаяся основой для схем современных бестрансформаторных каскадов,  выполненных по интегральной технологии, приведена на рис. 6.20. 

Рис. 6.20  Непосредственная  связь  между  каскадами  облегчает  микроминиатюризацию  усилителя.  Кроме  того,  при  однофазном  возбуждении  не  требуется  фазоинверсных  каскадов,  выполнение  которых  может быть затруднено в интегральной технологии.  Транзисторы выходного каскада V2 и V3 включены по схеме с ОК.  Аналогично  предыдущей  схеме,  переменные  составляющие  выходного  тока  на  нагрузке  суммируются,  а  через  ИП  протекает  переменная  составляющая  коллекторного  тока  только  верхнего  плеча.  Схема  рис.  6.20  соответствует  режиму  АВ  работы  транзисторов  V2  и  V3.  Небольшое  смещение  между  базами  V2  и  V3  2 U бэ 0 и  температурная  стабилизация  точки  покоя  обеспечивается диодом VD.  Учитывая,  что  постоянная  составляющая  выходного  тока  в  рассматриваемых  схемах  через  нагрузку  не  протекает,  их  можно

модифицировать, исключив разделительный конденсатор  и использовав два  ИП  с  общей  точкой  (рис.  6.21),  что  позволяет  получить    высокие  качественные показатели. 

Рис. 6.21.  Очевидно,  здесь  постоянные  составляющие  эмиттерных  токов  протекают  через  нагрузку  а  противоположных  направлениях  и  компенсируются, а переменные составляющие обоих плеч суммируются. По  максимальному  КПД  все  рассмотренные  схемы  в  принципе  эквивалентны.  Однако,  следует  заметить,  что  в  рассмотренных  схемах  очень  плохо  используются  транзисторы  оконечного  каскада,  включенные  с  ОК.  Действительно,  при  полном  использовании  транзисторов  V2  и  V3  по  напряжению  U m  вх  =  E / 2 + U m  бэ .  Такую  амплитуду  напряжения  на  своем  выходе  транзистор  V1,  работающий  в  режиме  А,  обеспечить  не  может,  так  как  даже  при  его  полном  использовании  по  напряжению  U m вх  max  =  E / 2 ,  а  учитывая, что сопротивление нагрузки  V 1 переменному току ( R~  =  R ||  R вх  V 3 )  относительно  невелико,  U m

вх  <  E / 2 . 

Отметим,  что  существует  несколько 

разновидностей  схем  (так  называемые  схемы  «с  вольтдобавкой»),  позволяющих устранить этот недостаток.  Пример схемы с последовательным возбуждением приведен на рис.  6.22. 

Рис. 6.22.

Ведущее  плечо  на  транзисторе  V1  выполнено  по  схеме  с  разделенной  нагрузкой  и  при  R =  R э  формирует  на  коллекторе  напряжение,  равное  входному  по  величине  и  противоположное  по  фазе  (см.  ниже).  Достоинство схемы рис. 6.22 – сбалансированность нагрузки по постоянному  току,  что  очень  важно,  например  для  кабелей.  Поэтому  нагрузкой  часто  является кабель. Максимально возможный КПД –50% (режим А).  6.5. Фазоинверсны е каскады  Назначение фазоинверсного каскада – создать  напряжения равные  по  величине  и  противоположные  по  фазе.  Такие  каскады  необходимы  при  переходе  от  однотактных  каскадов  к  двухтактным    или  к  симметричной  нагрузке.  Простейшим  фазоинверсным  каскадом  является  однотактный  каскад  с  выходным  трансформатором,  имеющим  симметричную  вторичную  обмотку  (как,  например,  Тр1  в  схеме  рис.  6.15).  В  современных  усилителях  трансформаторные инверсные  каскады  имеют  ограниченное применение из­  за недостатков, присущих трансформаторным каскадам.  Фазоинверсный каскад с разделенной нагрузкой (рис. 6.23) широко  используется на практике.  Напряжения  u вых 1 и  u вых 2  снимаются  соответственно  с  сопротивлений  нагрузок  по  переменному  току  R~ 1  =  ( R ||  R вх  сл ) и  R~ 2  =  ( R э  ||  R вх  сл ) . 

Рис. 6.23  При этом относительно первого выхода транзистор включен с ОЭ  R э = 1 ,  KU  ос  » 1 ;  U вых 1  » U вх ), а  R  относительно второго – с ОК ( U вых 2  < U вх ).  Следовательно,  U вых 1 несколько  больше  U вых 2 . Для устранения этой асимметрии сопротивление резистора  R  выбирают несколько меньше, чем R э  (при этом  R~ 1  <  R ~ 2 ). 

( но с глубокой ООС, создаваемой  R э ;  b  » 

Очевидным достоинством схемы с разделенной нагрузкой является  ее простота и обеспечение малых нелинейных и частотных искажений за счет

глубокой  ООС.  К  недостаткам  относится  отсутствие  усиления  по  напряжению,  разное  выходное  сопротивление  по  двум  выходам,  что  увеличивает  асимметрию  и  нелинейные  искажения,  а  также  трудность  введения цепей коррекции, отсутствие компенсации пульсаций ИП. 

Рис. 6.24.  Фазоинверсный каскад с эмиттерной связью (рис. 6.24) лишен этих  недостатков.  Транзистор  V1  включен  по  схеме  с  ОЭ,  а  транзистор  V2  –  с  ОБ.  Возбуждения  на  выходы  транзисторов  V1  и  V2  подаются  в  противофазе  (последовательное  возбуждение)  и  uвх  = u вх 1 + u вх 2 .  Таким  образом,  транзисторы  V1  и  V2  работают  в  противофазе,  переменные  составляющие  эмиттерных  i э 1 и  i э 2  и  коллекторных  i к 1  и  i к 2  токов  сдвинуты  по  фазе  относительно  друг  друга  на 180 o ,  что  обусловливает  противофазность  выходных  напряжений  u вых 1  и  u вых 2 .  Очевидно,  что  u вых 1  всегда  несколько  больше  u вых 2 ,  так  как  напряжение  возбуждения  ведомого  плеча  u вх 2  создается за счет разности переменных составляющих эмиттерных токов ( i э 1 ­  ­ i э 2 ).  С  другой  стороны,  для  примерного  равенства  выходных  напряжений  должно  выполняться  и  примерное  равенство  входных  управляющих  напряжений.  Для ведомого плеча схемы рис. 6.24 имеем:  U вх 2 = U э  = ( I э 1  - I э 2 ) R э  = ( U вх 1 S э  - U вх 2 S э ) R э ,  (6.7)  где  S э ­ крутизна эмиттерных токов транзисторов по напряжению на  входе.  S э R э  , откуда видно, что, хотя  U вх 2  < U вх 1 , но  1 + S э R э 

Из (6.7)  U вх 2  = U вх 1 

с  увеличением  R э степень  симметрии  схемы  возрастает.  Для  оценки  асимметрии  вводят  коэффициент  асимметрии  n  = 

uвых 1 u  - 1 = вх 1  - 1 .  Для  u вых 2  u вх 2 

1 .  S э R э  Если  считать,  что  U вх 2 = U вх 1  = 0 , 5 U вх ,  то  входной  ток  транзистора 

рассмотренной схемы n  =

V1  вдвое  меньше  входного  тока    в  резисторном  каскаде,  а  следовательно,

вдвое больше входное сопротивление и вдвое меньше динамическая входная  емкость, что улучшает частотные и переходные искажения каскада. 

Вопросы  для самопроверк и  1.  Поясните особенности работы и анализа каскадов мощного усиления.  2.  Зависит  ли  мощность,  потребляемая  однотактным  каскадом  в  режиме  А,  от уровня входного напряжения?  3.  Как выбирается точка покоя в режимах А и В?  4.  В  чем  состоят  преимущества  использования  режима  В  по  сравнению  с  режимом А в оконечном каскаде?  5.  Почему в режиме В не используются однотактные каскады?  6.  Какой  режим  работы  оконечного  каскада  обеспечивает  наибольшее  значение КПД?  7.  Почему в трансформаторном каскаде КПД выше, чем в резисторном?  8.  Каковы  преимущества  бестрансформаторных  оконечных  каскадов  по  сравнению с трансформаторными?  9.  Изобразите  схему  бестрансформаторного  двухтактного  каскада  с  последовательным возбуждением.  10. Каково назначение фазоинверсных каскадов? Приведите примеры схем. 

Глава 7. Базовы е схемны е  конфигурации аналоговы х  микросхем.  7.1. Дифференциальны й усилительны й каск ад  Та  или  иная  модификация  дифференциального  каскада  входит  в  состав    большинства  аналоговых  микросхем,    в  том  числе  в  основу  усилительной микросхемотехники – операционный усилитель (ОУ).  Принципиальная  схема  простейшего  базового  дифференциального  усилителя    (ДУ)  –  с  симметричной  нагрузкой  и  симметричным    входом  приведена на рис. 7.1.

Рис.7.1  Нагрузка  включена  в  сбалансированную  по  постоянному  току  диагональ  моста.  У  идентичных  транзисторов  V1  иV2  все  параметры  при  любом  дестабилизирующем  воздействии  (изменении  питания,  температуры,  старении)  меняются  одинаково,  следовательно  потенциалы  коллекторов  транзисторов    V1  иV2  равны,  а  на  нагрузке  не  наводится  постоянное  напряжение  (дрейф  нуля).  Дрейф  нуля,  то  есть  медленно  меняющееся  напряжение на выходе усилителя при отсутствии входного сигнала, является  характерным  недостатком  усилителей  постоянного  тока  (УПТ)  с  непосредственной  связью  между  каскадами.    (Большинство  микросхем  по  структуре – УПТ с непосредственной связью). Очевидно, чем ближе ко входу  усилителя  возникает  дрейф  нуля,  тем    он  опаснее  так  как  в  результате  усиления  уровень  выходного  паразитного  сигнала    может  быть  заметным.  Самым  эффективным  методом  борьбы  с  дрейфом  нуля  является  использование ДУ  в качестве первых каскадов УПТ. Реально, конечно, из­за  разброса  параметров  транзисторов  дрейф  не  исчезает,  а  уменьшается  в  10­  100 раз.  Свое название  ДУ получил из­за того, что  напряжение на его нагрузке (т.е.  дифференциальном выходе) пропорционально  разности входных сигналов  (или дифференциальному входному сигналу):  U вых д  = U вых 1  - U вых 2  = K и ( U вх 1  - U вх 2 ) = K и U вх д .  Различают  воздействие  на  ДУ    противофазного  U вх 1  =  -U вх 2 и  синфазного  U вх 1  = U вх 2 сигналов.  При  противофазном  воздействии  переменные  составляющие  эмиттерных  токов    V1  иV2  противофазны,  следовательно,    через  эмиттер  протекает  только  постоянный  ток  I 0  =  I Э 1  + I Э 2  = 2 I Э 0 ,  а  по  переменному  току  потенциал  точки  a  равен  0.  Поэтому  можно  считать,  что  V1  иV2  включены  по  схеме  с  ОЭ  и  показатели  ДУ  определяются  показателями  каскада с ОЭ. Тогда для одного плеча  h  R  K и 1  =  K и 2  = U вых 1  / U вх 1  = U вых 2  / U вх 2  = 21 э  (Здесь  R~  =  R ,так как  R вх оэ  R н >>  R ) .

Учитывая  противофазность    входных  напряжений,  дифференциальное  входное  напряжение  U вх  д  = U вх 1 + U вх 2  и  относительно  дифференциального  входного  напряжения  (при  U вх 1  =  U вх 2  = U вх )  коэффициент усиления напряжения одного плеча  U вых 2  U вых 2  h 21 э R  K u  д  =  K u ¢ 1 = K u ¢ 2  = = = .     (7.1)  U вх  д  2 U вх  2 R вх оэ  Коэффициент усиления напряжения ДУ  U вых д  2U вых 1  h  R  K u  =  = = K u 1  = 21 э  .  U вх  д  2 U вх  1  R вх оэ 

Входное сопротивление одного плеча  R вх  пл  =  R вх 1 = R вх 2  = R вх 0 э .  Входное сопротивление ДУ  Rвх  д  = U вх  д  I вх  = 2 R вх  0э .  При  воздействии  синфазного  сигнала  для  симметричной  схемы  U вх  д  =  0 ,  т.е.  синфазный  входной  сигнал  (например,  синфазные  наводки)  полностью  подавляются.  Степень  симметрии  схемы  зависит  от  R э ,  на  котором  за  счет  протекания  переменных  составляющих  токов  эмиттера  ( I ~  =  I э 1  + I э 2  = 2 I э )  создается  ООС.  Очевидно,  на  выходе  каждого  из  плеч  ДУ  будет  действовать  напряжение  синфазного  сигнала,  которое  важно  оценить  и  учитывать  при  переходе  на  несимметричный  вход.  Коэффициент  усиления  синфазного  сигнала  (по  отношению  к  одному  плечу)  K uc  = U вых 1 U вх  с  , где  U вх  с = U вх 1  = U вх 2 . Поскольку для синфазного сигнала  в ДУ действует ООС, то  K u  c  = 

h 21э R  , где  R вх  ос ­ входное сопротивление ДУ  R вх  ос 

для синфазного сигнала  R вх  ос  = U вх  с  / I б ;  U вх  с  = U бэ  + U ос  = U бэ  + 2 I э R э ;  I э  =  I б ( 1 + h 21э ) . Тогда  Rвх  ос  =  R вх  оэ  + 2 R э ( 1 + h 21э )  и 

K u  c  = 

h 21э R  R  » R вх  оэ  + 2 R э ( 1 + h 21 э )  2 R э 

(7.2) 

Для  оценки  степени  подавления  синфазного  сигнала  вводят  коэффициент ослабления синфазного сигнала  K о . с . с  = 

K u  д  K u  c 

, 

(7.3) 

характеризующий  способность  выделять  слабый  противофазный  сигнал  на  фоне  сильной  синфазной  помехи.    Учитывая  (7.1)    и  (7.2),  а  также  (5.2),  из  (7.3) получим  K о . с . с  » 

h 21 э Rэ  R  » э  . ( 1 + h 21 э ) r э  r э 

Следовательно, для большего подавления синфазной помехи нужно  увеличивать  R э .  Отметим,  что  R э  играет  роль  и  автобалансировки  схемы.  Если, например, при подаче противофазного сигнала  по какой­либо причине  Ku 1  ¹  K u 2 ,  то  в  точке  a  появляется  переменная  составляющая  U ос ,  увеличивающая сигнал на входе  того транзистора, у которого коэффициент  усиления меньше и наоборот.  Известны  разные  модификации  ДУ.  Они  бывают  как  с  симметричными  входами  и  выходами,  так  и  с  несимметричными.  Как  уже  отмечалось,  часто  используется  схема  с  несимметричным  выходом  (нагрузкой).    На  рис.  7.2.  схема  представлена  в  упрощенном  виде  без  цепей  смещения.  Здесь  по­прежнему  напряжение  на  выходе  пропорционально  разности  входных  сигналов,  так  как  транзистор  V 2 управляется  разностным  сигналом  (двойное  управление).  Коэффициент  усиления  напряжения  ДУ  определяется коэффициентом усиления плеча  K u  д . 

Рис. 7.2.  Как  показано  выше,  чем  больше  R э ,  тем  больше  подавление  синфазной  помехи,  меньше  дрейф  нуля,  большая  симметрия  схемы,  что  объясняется действием ООС по переменному току. В то же время увеличение  сопротивления  постоянному  току  в  цепи  эмиттера  приводит  к  увеличению  напряжения источника питания  Е , к снижению коэффициента усиления  K и ,  что недопустимо. Следовательно, в качестве  R э  используется не резистор, а  генератор стабильного тока (ГСТ), обеспечивающий большое сопротивление  по переменному току и малое по постоянному. 

7.2. Генераторы  стабильного тока  ГСТ  является  базовым  каскадом  интегральных  микросхем    и  наиболее  широко  применяется    в  ОУ  в  качестве  высокоомного  динамического сопротивления нагрузки или источника фиксированного тока  в эмиттерной цепи ДУ.

Простейшим  ГСТ  является  транзистор,  включенный  с  ОЭ,  в  котором  используется  переход  к­э.  имеющий  большое  сопротивление  по  переменному току и небольшое  по постоянному, что видно из рис. 7.3. 

Рис. 7.3. U  DU кэ  R вых = =  кэ 0  ;  R вых ~  = >> R вых = .  I к 0  DI к  На  рис.  7.4  приведена  упрощенная  схема  ДУ  с  ГСТ,  в  которой  выходное  сопротивление  транзистора  по  переменному  току  еще  более  увеличено за счет  введения ООС по току.  Здесь  в  качестве  R э ~ используется  R вых  ос  транзистора  V3  (сотни  кОм). Транзистор V4 в диодном включении совместно с резисторами  R 1 ,  R 2  обеспечивают  выбор  режима  работы  транзистора  V3  и  его  термостабилизацию. 

Рис. 7.4. 

7.3. Каскад сдвига уровня  Одним  из  основных  недостатков  многокаскадных  УПТ  с  непосредственной связью между каскадами является трудность  обеспечения  нормального режима работы по постоянному току. Действительно, при такой  связи  возрастающий  от  каскада  к  каскаду  потенциал    коллектора  (при

включении УЭ по схеме с ОЭ) по постоянному току равен потенциалу базы  следующего  каскада,  что  «уводит  рабочую  точку  вверх»,  перераспределяя  напряжение  ИП  между  эмиттерной  и  коллекторной  цепями.  Это,  очевидно,  приводит  к  снижению  от  каскада  к  каскаду    коэффициента  усиления  напряжения и  увеличению энергетических потерь (из­за  уменьшения  R  при  увеличении  R э ).  Поэтому  в  многокаскадных  УПТ  приходится  использовать  специальные  каскады  или  цепи  сдвига  уровня  для  понижения  потенциала  базы  по  постоянному  току.  Простейший  каскад,  обеспечивающий  сдвиг 

уровня, использует обычный  делитель (рис. 7.5).  Рис. 7.5.  Здесь  и  в  дальнейшем  для  наглядности  высокий  уровень  помечен  ++,  а  низкий  +.  Очевидно,  в  схеме  рис.  7.5  делится  не  только  постоянное  напряжение,  но  и    переменное,  а  следовательно,  снижается  K и .  Поэтому  вместо этой схемы используется ее модификация с ГСТ. (рис. 7.6). 

Рис. 7.6.  Здесь  роль  нижнего  плеча  делителя  выполняет  по  переменному  току  R вых VT 2  ||  R вх  сл ,  а  по  постоянному  R вых=  =

U кэ 02  E - U кэ 01 - I 0 R  = .  I 0  I 0 

Очевидно,  что  если  R << ( R вых VT 2  || R вх сл )  (например,  следующий  каскад  –  эмиттерный  повторитель  с  высоким  входным  сопротивлением),  то  ,

обеспечивая  нужный  режим  работы  следующего  каскада  по  постоянному  току, такой каскад почти не создает потерь по переменному току.  Еще  лучше,  если  каскад  помимо  сдвига  постоянного  уровня,  обеспечивает усиление полезного сигнала, как в схеме рис. 7.7. 

Рис. 7.7.  7.4. Основны е техническ ие показатели и струк тура операционны х  усилителей  Операционные  усилители  (ОУ)  –  это  универсальные  многофункциональные  усилители,  основа  элементной  базы  современной  аналоговой техники.  ОУ  –  это  усилители  с  высокостабильными  качественными  показателями,  которые  позволяют  производить  обработку  аналоговых  сигналов по алгоритму, задаваемому внешними цепями ОС.  Термин  «операционный  усилитель»  возник  из­за  того,  что  первоначально ОУ применялись в аналоговых вычислительных машинах для  выполнения  математических  операций  (суммирование,  вычитание,  умножение,  деление,  возведение  в  степень,  извлечение  квадратного  корня,  масштабирование, дифференцирование, интегрирование  и др. ).  К основным техническим показателям ОУ относятся:  U вых д  1. Коэффициент  усиления  по  напряжению  Kи  =  ,  U вх д  определяемый на нулевой частоте при отсутствии цепи ОС;  2. Коэффициент ослабления синфазного сигнала  K о . с . с  = K и  K и  c  .  3. Входное  сопротивление  для  синфазного  и  дифференциального  сигналов (при заданном значении частоты);  4. Выходное  сопротивление  (на  заданной  частоте  при  заданном  уровне постоянной составляющей выходного тока);  5. Частота единичного усиления  f T , при которой  K и  = 1 ;  6. Граничная частота  f с .в . ­частота среза АЧХ ОУ без ОС;  7. Входное  напряжение  смещения  нуля  U см  ­  напряжение,  которое  следует подать на один из входов или на дифференциальный вход ОУ, чтобы  U вых  = 0 .

Другие  точностные  показатели,  определяющие  уровень  погрешности выходного напряжения.  Рассмотрим  общие  требования  к  показателям  ОУ  и  вытекающие  отсюда особенности построения схемы.  1.  Высокая  стабильность  всех  показателей  при  работе  ОУ  предполагает  наличие  глубокой  ООС  (без  цепей  ОС  ОУ  не  используется).  Так  как  глубина  ОС  A = 1 + bK и ,  то  ОУ  должен  реализовывать  очень  большой  коэффициент  усиления  по  напряжению  ( K и  ® ¥ ).  При  этом K и  1  K и  ос  =  » .  1 + bK    и  b 2.  ОУ по структуре –УПТ. Его АЧХ представлена на рис. 7.8. Для  борьбы с дрейфом нуля в качестве первого каскада используется ДУ. 

Рис. 7.8.  3.  При  отсутствии  сигнала  на  входе,  его  не  должно  быть  и  на  выходе.  Следовательно,  ОУ  питается  от  двух  источников  постоянного  напряжения  и  содержит  каскад  с  симметричными  входами  и  несимметричным выходом.  4.  Подключение  источника  сигнала  и  нагрузки  не  должно  влиять  на  параметры  ОУ.  Это  условие  накладывает  требования  на  входное  и  выходное  сопротивления:  R вх  ® ¥; R вых  ® 0 .  Известно,  что  малым  выходным  сопротивлением  обладает  эмиттерный  повторитель  (ЭП).  Следовательно, оконечный каскад ОУ –ЭП.  Кроме  того,  в  ОУ  первого  поколения  предусматривается  специальный  каскад  сдвига  уровня.  В  более  поздних  модификациях  ОУ  сдвиг  уровня  обеспечивается  за  счет  специальных  схем  включения  транзисторов.  Исходя  из  изложенного  выше,  общая  схема    ОУ  может  быть  представлена в виде рис. 7.9. 

Рис. 7.9.  А1­ ДУ с симметричным входом и выходом;  А2 – ДУ с симметричным входом и несимметричным выходом;  А3 – каскад сдвига уровня;

А4 – эмиттерный повторитель.  7.5 Применение ОУ  Выполняемые  ОУ  операции  и  основные  свойства  определяются  подключенными    к  ОУ  внешними  цепями  ОС.  Схемных  вариантов  использования  ОС  в  ОУ  очень  много.  Рассмотрим  некоторые  основные  схемы включения.  1. Неинвертирующий усилитель с малым входным сопротивлением  (рис. 7.10).  Здесь  действует  последовательная  ООС  по  напряжению.  Согласно  R1 1 (3.9) K и  ос  =  , где  b  =  . Следовательно, для схемы рис. 7.10:  b  R 1  + R св 

Рис. 7.10.  R вх д K и  R св  R  ;  R вх ос  » R вх bK и  = ;  R вых ос  » вых  .  R 1  1 + R св  / R 1  bK и  2. Неинвертирующий  повторитель  (эмиттерный  повторитель)  (рис.  Kи  ос  = 1 +

7.11). 

Рис. 7.11.  Схему  рис.  7.11  можно  рассматривать  как  предыдущую  при  R 1 ® ¥;  R св  = 0 . Тогда  Kи  ос  » 1 ,  R вх ос  » R вх  × K и ;  R вых ос  » R вых  K и  .  3. Неинвертирующий  усилитель  с  большим  выходным  сопротивлением  (рис.  7.12).  В  схеме  рис.  7.12  действует  последовательная  R  ООС по току: K и  ос  =  н  . R ос 

Рис. 7.12.  4. Интегратор (рис. 7.13а). 

Рис. 7.13а.  1  (рис. 7.13б –  j wCR 1  соответствует простейшему ФНЧ).  I ос =  I вх  = E u  R 1  (при  R1  >>  R u ). 

Для параллельной ООС по напряжению  K u*  ос  =  -

Рис. 7.13б  U вых  =  -

1  1  I ос dt  = E u ( t ) dt  (потенциал инвертирующего входа  ò С  R 1C ò

из­за действия ООС близок к потенциалу земли).  5. Дифференциатор (рис. 7.14а).  При  R 1 = 0  K u * ос  = - j wCR св  ­  (рис.  7.14б  ­  АЧХ  соответствует  простейшему  ФВЧ)  U вых  =  - R св СdE u  / dt .  ограничения усиления на верхних частотах.

R 1 может 

включаться 

для 

Рис. 7.14 а 

Рис. 7.14б 

6. Активные фильтры (АФ)  АФ помимо пассивных элементов, задающих форму АЧХ, имеют и  УЭ,  обеспечивающие  усиление  сигналов.  АФ  на  операционных  усилителях  имеют несомненные преимущества перед пассивными, особенно  в диапазоне  частот  f  £ 10 кГц,  где  катушки  индуктивности  громоздки,  дороги,  нестабильны. Как и пассивные, АФ могут быть различной сложности.  Схема  ФВЧ  первого  порядка  соответствует  рис.  7.14а,  но  с  обязательным  включением  R 1 ,  задающим  частоту  среза  w сн .  Если  R 1  =  R 2  = R св = R ,  то 

w сн  = 1 RC (рис. 7.15).  Рис. 7.15.  ФНЧ  первого  порядка  отличается  от  схемы  рис.  7.13а  включением  резистора  R ос параллельно  С  (для  подбора  частоты  среза).  При  R 1  =  R 2  = R св = R  w св  = 1 RC  (рис. 7.16).  Объединение  в  одной  схеме  двух  фильтров  позволяет  получить  полосовой фильтр (рис. 7.17).

Рис. 7.16 

Рис. 7.17  Использование  в  цепи  ООС  двойного  Т­образного  моста  (фильтра  Скотта) позволяет реализовать очень узкую АЧХ ПФ (рис. 7.18). 

Рис. 7.18.  В  цепи  ОС  включено  по  два  фильтра  НЧ  и  ВЧ,  соединенные  параллельно  (соответственно:  R , R , 2 C и  C , C , R / 2 ).    На  частоте  квазирезонанса  по  этим  фильтрам  в  цепи  ОС  поступает  на  инверсный  вход  одинаковый и противофазный сигнал.  При этом ОС исчезает, что приводит к  резкому увеличению коэффициента усиления.  На рис. 7.19 показаны частотные зависимости фильтров в цепи ОС  и результирующая характеристика.  Отметим, что для компенсации сигналов ОС по двум параллельным  ветвям  необходимо  обеспечить  им  разность  фаз 180 o ,  а  для  этого  требуется  по два фильтра в каждой ветви.

Рис. 7.19.  К  сожалению,  объем  конспекта  не  дает  возможности  подробнее  остановиться  на  микросхемотехнике  усилительных  устройств,  а  также  рассмотреть  ряд  важных  специальных  вопросов,  в  том  числе  анализ  устойчивости  многокаскадных  усилителей,  схемы  регулировки  усиления  и  тембра  и  т.д.  Однако  изложенные  теоретические  основы  схемотехники,  методы анализа и расчета базовых узлов усилителей  различного назначения  позволяют  при  необходимости  самостоятельно  изучить  интересующие  вопросы по литературным источникам. 

Вопросы  для самопроверк и  1. Почему ДУ обладает меньшим дрейфом нуля по сравнению с обычным  резисторным каскадом?  2. Что называют коэффициентом ослабления синфазного сигнала в ДУ?  3. Какова структура простейшего ОУ?  4. В чем разница между активным пассивным фильтром?  5.  Как реализуются активные фильтры на ОУ?  6.  Приведите примеры схем полосовых фильтров на ОУ.  7.  Приведите схемы дифференциатора и интегратора на ОУ.  8.  Перечислите основные требования к техническим показателям ОУ.  9.  Приведите примеры схем  каскада сдвига уровня. Каково его назначение?  10. Приведите принципиальную схему и объясните принцип действия  дифференциального каскада с симметричной нагрузкой и симметричным  входом.