Курсовое проектирование каскадов главного тракта приёма радиосигналов: Учебное пособие

Г.Ф. Афанасьев

КУРСОВОЕ ПРОЕКТИРОВАНИЕ КАСКАДОВ ГЛАВНОГО ТРАКТА ПРИЁМА РАДИОСИГНАЛОВ

Ульяновск 2006

Федеральное агентство по образованию Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования

Ульяновский государственный технический университет

Г.Ф. Афанасьев

КУРСОВОЕ ПРОЕКТИРОВАНИЕ КАСКАДОВ ГЛАВНОГО ТРАКТА ПРИЁМА РАДИОСИГНАЛОВ

Учебное пособие по курсовому и дипломному проектированию для студентов по специальности 21030265

Ульяновск 2006

УДК 621.73.96.62 (075) ББК 32.849 К17 Рецензенты: Ульяновский филиал института радиэлектроники Академии наук РФ (директор др техн. наук В.А. Сергеев); канд. техн. наук, доцент А.С. Лушников

Утверждено редакционно-издательским советом университета в качестве учебного пособия

К17

Афанасьев, Г.Ф. Курсовое проектирование каскадов главного тракта приёма радиосигналов : учебное пособие / Г. Ф. Афанасьев. - Ульяновск; УлГТУ, 2006. - 193 с.

В учебном пособии изложены методика выполнения курсового проекта, правила составления пояснительной записки , требования к графической части. Даны рекомендации по выбору основных радиодеталей, график выполнения проекта, список литературы по проектированию устройств приёма и обработки сигналов различного назначения, теоретические справки и примеры расчёта каскадов радиоприёмников, а также справочные данные по элементам к применяемым материалам. Приведённый материал может быть использован по дипломному проектированию для студентов специальности 21030365.

УДК 621.73.96.62 (075) ББК 32.849

О Афанасьев Г.Ф. О Оформление. УлГТУ, 2006

ВВЕДЕНИЕ Курсовое проектирование призвано способствовать закреплению, углублению и обобщению знаний, полученных студентами в процессе обучения и применению этих знаний к комплексному решению конкретной задачи. Вместе с этим курсовое проектирование учит студента пользоваться справочной литературой (ГОСТами, ЕСКД, каталогами изделий, едиными нормами, таблицами, номограммами и т.д.), прививает навыки производства расчетов, составления технико-экономических записок, готовит студента к выполнению более сложной задачи - дипломному проектированию. Курсовой проект по устройствам приема и обработке сигналов (УПиОС) выполняется после изучения основной части теоретического курса, выполнения лабораторного цикла, параллельно с практическими занятиями, призванными закрепить теоретические знания, полученные студентами на теоретических занятиях, углубить и расширить их, привить некоторые навыки в подходе к проектированию, производству инженерных расчетов и конструирования, что должно облегчить студенту выполнение проекта. Методические указания составлены с целью облегчения работы над курсовым проектом. Однако, Рекомендации его не могут охватить всех частных вопросов, встречающихся при проектировании УПиОС и их отдельных частей. Они направлены больше на решение организационных вопросов, определяющих объем проекта, требования к нему, организацию труда при проектировании, содержат информацию по выбору литературы, применению ЭВМ в расчетах, рекомендации по выбору радиодеталей УПиОС, некоторые правила составления пояснительной записки и оформления графической части проекта, а также порядок его защиты. В процессе проектирования студент может встретиться с множеством рекомендаций, встречающихся в литературе. Необходимо помнить, что подавляющее большинство их, особенно числовых, как правило, имеют ограниченное применение, поэтому студент должен вносить осмысленные поправки, обусловленные спецификой полученного задания, и обязан обращаться за консультацией к преподавателю всякий раз, как только возникнут сомнения по применимости тех или иных рекомендаций или формул в конкретных ситуациях. При курсовом проектировании следует стремиться к привлечению нескольких источников по каждому вопросу, т.к. одни и те же разделы в разных книгах излагаются с различной полнотой. Основными источниками являются [2-8], остальные , как дополнительные. Исходными данными для выполнения проекта является техническое задание на проектируемое устройство. Выполнение проекта может быть разбито на ряд этапов: уточнение технического задания, составление структурной схемы, разработка принципиальной схемы и расчет ее элементов, в отдельных случаях разработка конструкции или макета, оформление пояснительной записки и графической части. 3

При выборе и обосновании структурной схемы устройства, необходимо хорошо представлять взаимосвязь технических характеристик отдельных каскадов или блоков с общими характеристиками устройства. Некоторые из требований, необходимые для расчета, могут быть опущены в задании. Они должны быть дополнены студентом самостоятельно, на основании соответствующих ГОСТов. В связи с этим целесообразно расчет разделить на две части: предварительный (эскизный) и окончательный. Предварительный расчет выполняется с целью определить состав структурной схемы, параметры отдельных каскадов, необходимость применения автоматических регулировок. Результаты этого расчета следует считать ориентировочными, и некоторые принятые решения при окончательном расчете могут быть пересмотрены. В окончательный расчет входит полный расчет электрического режима работы либо всех каскадов, либо тех, которые оговорены в техническом задании и их элементов. По полученным результатам составляется полная принципиальная схема спроектированного устройства. При проектировании следует максимально использовать унифицированные узлы и детали.

4

1. ОБЪЕМ РАБОТЫ И ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТЬ ВЫПОЛНЕНИЯ ПРОЕКТА 1.1 Объем проекта Проект должен содержать 5 разделов: Техническое задание; Введение; Раздел 1 – технико-экономическое обоснование проекта; Раздел 2 – эскизный (предварительный) расчет устройства приема, обоснование структурной схемы, расчет полосы пропускания; Раздел 3 – обзорная часть (по приемникам в целом или частям, подлежащим проектированию и расчету по ТЗ); Раздел 4 – разработка электрической схемы (по ТЗ) и расчет её элементов; Раздел 5 – расчет и оценка характеристик устройства (по ТЗ), и практическая часть проекта (по ТЗ). Объем пояснительной записки – не менее 20 печатных страниц. 1.2 Предварительный расчет УПиОС Этот этап включает в себя изучение литературы и ГОСТов по теме проекта, уяснения соотношения параметров проектированного УПиОС с ГОСТом и с параметрами существующих УПиОС аналогичного назначения. На основе анализа требований технического задания производиться выбор недостающих данных и дается обоснование сделанному выбору. По требованию частотной точности осуществляется расчет необходимой полосы пропускания, выбирается промежуточная частота. Выбор структурной схемы зависит от многих факторов: от частоты сигнала, заданной чувствительности УПиОС, его назначения, вида оконечных устройств и др. Принципы составления структурных схем хорошо представлены в [2-8]. Этими источниками можно пользоваться при определении полосы пропускания главного тракта приема, числа каскадов, выбора типа и числа селективных систем промежуточной частоты, выбора типа усилительных приборов. Многие современные УПиОС характеризуются высокой реальной чувствительностью. Главным фактором, ограничивающим чувствительность. В диапазоне метровых и более коротких волн, являются собственные шумы УПиОС. Величины, необходимые для предварительного расчета реальной чувствительности УПиОС даны в [3-8]. При эскизном проектировании можно определить необходимость введения автоматических регулировок, выбрать механизмы и элементы настройки [3,8 и др]. Параметры усилительных элементов и указания по их применению имеются в большом числе справочных изданий, а также приведены в данном пособии.

5

1.3 Подробный расчет УПиОС Подробный расчет УПиОС начинается с составления его полной электрической схемы. В процессе этого этапа проектирования также может оказаться неизбежной корректировка состава принципиальной схемы. Для расчета входных цепей приемника потребуются сведения о применяемых конкретных антеннах. Данные антенн стационарных и переносных приемников ДВ, СВ и КВ диапазонов имеются в [7,8 и др.]. Методика расчета входных цепей приемников с ферритовыми антеннами наиболее подробно приведены в [7]. Расчет элементов преселектора приемников ДВ, СВ, и КВ диапазонов подробно изложены в литературе [3-8]. Особенности электрического расчета и конструкций преселекторов современных приемников СВЧ освещены в [8]. По данным расчета преселектора строятся графики избирательности по зеркальному каналу. Построение графиков можно производить машинным способом. Расчет преобразователей частоты для радиоприемников различного назначения широко представлен как в учебниках, так и в монографиях [2-8 и др.]. Расчет сопряжения контуров гетеродина и входных цепей лучше производить графо-аналитическим методом по учебникам Боброва Н.В. Параметры транзисторов в режиме преобразования можно определить через его параметры в режиме усиления. Порядок определения контуров промежуточной частоты изложен в рекомендованной литературе. Расчет усилителей промежуточной частоты и особенно построение частотной характеристики рекомендуется проводить с помощью ЭВМ. Расчет одноконтурных и двухконтурных полосовых УПЧ широко освещен в [2-8]. В случае, если получается нерационально большое число каскадов УПЧ, необходимо перейти на более эффективную схему усилителя с расстроенными контурами, с полосовыми фильтрами. Методика расчета УПЧ и смесителей с многозвенными ФСС, а также УПЧ с нагрузкой в виде кварцевого, электромеханического или пьезокерамического фильтра подробно изложены в [4-5]. Проектирование ФСС удобнее осуществлять с помощью ЭВМ. Расчет детекторов сигналов различной формы (АМ, ЧМ и импульсных) приведен в [3-10]. Достижение широкого динамического диапазона невозможно без применения автоматической регулировки усиления. Для точных расчетов система АРУ Необходимы параметры и характеристики транзисторов регулируемых каскадов, отсутствующие в справочных материалах, которые определяются экспериментальным путем. Ввиду этого, при курсовом проектировании необходимо использовать ориентировочные расчеты системы АРУ, методика которых изложена в данном пособии.

6

В проектируемых радиоприемных устройствах с автоматической подстройкой частоты расчет системы АПЧ можно производить по методике, изложенной в [2-10]. Календарный график работы над курсовым проектом приведен в Приложении 1. 1.4 Составление пояснительной записки и некоторые правила ее оформления Пояснительная записка к курсовому проекту должна быть написана от руки двух сторон листа формата А4 (210*297). При написании текста листы рамкой не обводятся. По всем сторонам листа необходимо оставлять поле: слева - 35 мм., справа - 10 мм., сверху и снизу - не менее 20 мм. Текст и формулы должны быть написаны тщательно и разборчиво. В общем виде записка содержит: - обложку; - титульный лист; - оглавление (содержание); - задание на курсовое проектирование; - основной текст; - список литературы; - приложения (в необходимых случаях). Образец обложки и титульного листа дан в Приложении 2, а технические задания – в Приложении 3. Основной текст пояснительной записки должен дать исчерпывающее представление о проведенной работе, начиная с постановки задачи (во введении) до детального обоснования принятых решений (в основных главах), оценки результатов работы с точки зрения их соответствия требованиям задания и возможностей реализации (в заключении). В свою очередь в зависимости от объема и содержания разделы основного текста должны быть разбиты на соответствующие подразделы. Разделы и подразделы должны быть пронумерованы арабскими цифрами с точкой в конце, а подразделы - с промежуточной точкой, отделяющей номер раздела и подраздела. Нумерация страниц - сквозная, включая рисунки и таблицы, выполненные на отдельных листах, приложения и список литературы. В начале каждого раздела, содержащего расчет отдельного каскада, следует привести принципиальную схему данного каскада, а также характеристики усилительных элементов с указанием их режимов (если это поясняет процесс расчета). Если в процессе работы над проектом производились громоздкие численные расчеты, например с выходом на ЭВМ, то результаты их должны помещаться в основном тексте, а подробности (машинная распечатка) выноситься в приложения с обязательной ссылкой на них.

7

Расчеты следует излагать следующим образом: сначала записывается расчетная формула и ее расшифровка, а затем следует числовая подстановка. Результаты итоговых расчетов следует выписывать в виде отдельных равенств. В тех случаях, когда по ходу расчета несколько раз определяются одни и те же величины, результаты следует свести в таблицу. Сам расчет при этом не следует производить. Графический материал, относящийся к расчету каскада, можно выполнить на кальке или миллиметровой бумаге и вклеить в текст. При построении амплитудно-частотных и фазовых характеристик следует пользоваться логарифмическим масштабом. Иллюстрации в технической документации независимо от их содержания (схемы, графики и пр.) согласно ЕСКД называются чертежами и рисунками. При ссылке следует писать сокращенно рис. Ссылаясь на таблицы, надо писать табл., а на страницы - стр. Никакие сокращения слов и названий, как правило, не допускаются, за исключением общепринятых сокращений - мер (только после количественных величин), физических и математических величин. Знаки №, %, sin, ∑, ln и др. применять только в сопровождении цифровых или буквенных знаков. Все таблицы оформляются согласно требований ЕСКД (ГОСТ 2.105-68). Формулы в тексте пронумеровать. Номер формулы проставляется в правом краю страницы в круглых скобках. В многострочной формуле номер формулы ставится против последней строки. Нумерацию формул рекомендуется делать по системе, аналогичной системе нумерации разделов. Ссылки на номера формул в тексте следует заключать в круглые скобки. Ссылки на литературные источники даются указанием порядкового номера в прямоугольных скобках. 1.5 Требования к оформлению графической части проекта Все чертежи выполняются в карандаше или в машинной распечатки. Принципиальная схема спроектированного устройства выполняется на листе формата 24 в соответствии с ЕСКД. Перечень элементов схемы выполняется на отдельных листах. При оформлении принципиальных схем устройства или отдельные части проектируемого радиоприемника, имеющие самостоятельные принципиальные схемы и не рассчитываемые в проекте (например, каскады УНЧ), могут быть изображены в виде прямоугольника или соответствующего графического обозначения с присвоением ему позиционного обозначения и записаны в перечне как одна позиция. При необходимости в изображающих их прямоугольниках допускается помещать структурные или функциональные схемы этих устройств, а также полностью или частично повторять их принципиальные схемы без записи элементов в перечень.

8

Структурная или функциональная схемы выполняются на листе формата 22. Представление на защиту функциональной схемы более предпочтительно, так как она позволяет полнее проиллюстрировать принцип работы приемника, обладает большой информативностью по сравнению со структурной схемой и служит основным документом, по которому студентом строится доклад. 1.6 Требования, предъявляемые при защите курсового проекта Пояснительная записка и чертежи должны быть в установленные графиком сроки представлены для проверки руководителю, который в соответствии с качеством выполненных работ принимает решение о допуске к защите. Защита проекта проводится перед комиссией в дни и часы, назначенные руководителем. На защите студент должен в течении 6 - 8 минут четко и ясно изложить основные соображения, определившие состав схемы и характеристики приемника, выбор его элементов и конструкции. Отправным пунктом при составлении доклада является задание на проект. Студент должен: - знать назначение всех элементов и узлов схемы, физические основы их работы и принципы расчета; - уметь показать взаимосвязь между величинами элементов схемы и характеристиками приемника; - знать какие изменения претерпевает сигнал в каждом участке схемы приемника, уметь показать эти изменения на спектральных и временных диаграммах иметь представление об области применения спроектированного приемника. В заключение должна быть подчеркнута степень соответствия показателей спроектированного приемника требованиям задания. 1.7 Рекомендации по выбору элементов УПиОС Основными элементами, используемыми в УПиОС, являются постоянные и переменные резисторы, конденсаторы постоянной и переменной емкости, подстрочные конденсаторы, катушки индуктивности, усилительные приборы, я также рад специальных элементов для УПиОС СВЧ-диапазона. Выбор типоразмеров элементов рекомендуется проводить одновременно с расчетом их электрических параметров. При выборе номиналов конденсаторов и резисторов расчетные величины их следует округлять до ближайших номинальных значений, учитывая существующие допуски. Наряду с величиной резистора или конденсатора необходимо учитывать мощность, рассеиваемую

9

на резисторах, напряжение на конденсаторах, требования к стабильности параметров, размеры и стоимость. Использование устаревших типов деталей (резисторы типа СС, ТО, ТВО, ВС, конденсаторы типа КОС, КБ, МКВ) не допускается. В качестве постоянных резисторов рекомендуется применять непроволочные резисторы типа МЛТ, ММЛТ, УЛМ. В качества переменных непроволочные резисторы типа СП, СПО, ТК и др. Выбор типов резисторов должен быть обоснован расчетом их рассеиваемой мощности Рекомендации по выбору классов резисторов различных цепей приемников в условиях серийного и массового производства приведены в Приложении 4 (Таблица п.4.1). Шкала номинальных значений постоянных непроволочных резисторов с допусками отклонений от номинала представлена в Приложении 4 (Таблица п.4.1). Выбор конденсаторов постоянной и переменной емкости для приемника зависит от цепи, в которую они входят (колебательные контуры, фильтры, делители напряжения и т.д.). При разработке высокочастотных каскадов приемников необходимо учитывать, что конденсаторы, особенно электролитические, обладают некоторой индуктивностью (у ЭТО она небольшая), которая увеличивает их сопротивление в области высоких частот. Поэтому электролитические конденсаторы, стоящие в высокочастотных цепях и даже в фильтрах цепей питания, необходимо шунтировать конденсаторами небольшой емкости с минимальной собственной индуктивностью (КСО, КТ, КМ и др.). Для высокочастотных контуров рекомендуется выбирать конденсаторы с малыми потерями и высокой температурной стабильностью (керамические конденсаторы группы ТКЕ: М, Д и др., а также стеклоэмалевые). В качестве сопрягаемых емкостей используются керамические и иногда слюдяные (группа ТКГ: Г). В качестве конденсаторов связи в ВЧ каскадах можно использовать слюдяные, керамические (группа ТКЕ: М, Р и др.) и стеклоэмалевые конденсаторы. Рекомендации по выбору конденсаторов по классам точности приведены в Приложении 4 (Таблица п.4.2). В качестве подстроечных конденсаторов рекомендуется применять конденсаторы типа КПК, КПК-М, КПКТ (Приложение 4, таблица п.4.3). Ряды номинальных емкостей конденсаторов приведены в Приложении 4 (Таблица п.4.5, п.4.6, п.4.7). Разрабатывая нестандартные моточные элементы (дроссели, контурные катушки), рекомендуется применять стандартные сердечники и унифицированные каскады. В Приложении 4 даны значения и условные обозначения конденсаторов (Таблица п.4.8, п.4.9), основные параметры некоторых широко применяемых в радиотехническом производстве металлов и сплавов (Таблица п.4.10), 10

высокочастотных диэлектриков (Таблица п.4.11). Диаметры одножильных медных проводов в [мм] приведены в Таблице п.4.12. Данные высокочастотных обмоточных проводов и основные электромагнитные параметры высокочастотных магнитных материалов приведены в таблицах п.4.13, п.4.14, п.4.15. В таблице п.4.16 приведены основные типы транзисторов, диодов и интегральных микросхем, применяемых в радиовещательных приемниках. Параметры транзисторов приведены в Приложении 5.

1.8 Рекомендации по технико-экономическому обоснованию проекта Технико-экономическое обоснование должно содержать оценку выбора предлагаемого варианта схемы и конструкции с экономической и технической сторон. Желательно приводить экономические оценки во всех разделах проекта, но допустимо наличие и отдельной экономической части, вытекающей из технической. Предлагаемый вариант характеризуется рядом технико-экономических показателей, которые сопоставляются с показателями других возможных вариантов и существующих устройств подобного назначения. Техникоэкономические показатели оценивают соответствие спроектированного приемника или его блока техническим и экономическим требованиям. В число этих требований могут входить требования, сформулированные во введении к настоящей книге, а также: - влияние проектируемого приемника на технический уровень соответствующей отрасли техники радиоприема; - соответствие уровню мировых образцов аналогичных приемников; - стоимость проектируемого приемника; - эксплуатационные расходы; - срок окупаемости; - возможная экономия от внедрения спроектированного приемника; - необходимые производственные площади; - срок эксплуатации - количество и квалификация обслуживающего персонала - простота ремонта - степень автоматизации обслуживания и т. д. Во введение к проекту нужно показать целесообразность проектирования нового пли усовершенствования существующего приемника или его блока. Там же следует указать актуальность решаемой в проекте задачи. При выборе структурной схемы приемника необходимо сравнить и оценить возможные варианты с технической и экономической точки зрения. Например, можно сравнить супергетеродины с одинарным и двойным преобразованием частоты, с УРЧ и без него и т. д. Можно сравнивать УПЧ с сосредоточенными или распределенными средствами избирательности, транзисторные и

11

полупроводниковые диодные детекторы и т. д. При конструировании анализируются взаимозаменяемость узлов и деталей, влияние возможных решений на массу и габаритные размеры изделий, на требуемые материалы и технологию.

12

2. РЕКОМЕНДАЦИИ ПО СОСТАВЛЕНИЮ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ ЛИНЕЙНОГО ТРАКТА ПРИЕМНИКА Все супергетеродинные приемники состоят из трех основных частей: линейного тракта, демодулятора и устройств регулировок (управления) (рис. 2.1). Линейный тракт одинаков для приемников различных типов. Он состоит из входной цепи (ВЦ), усилителя радиочастоты (УРЧ), смесителя (С) и гетеродина (Г) преобразователя частоты, а также усилителя промежуточной частоты (УПЧ).

Рис. 2.1 Структурная схема супергетеродина с одинарным преобразованием частоты.

Если в процессе проектирования выяснится, что требования к чувствительности по зеркальному каналу выполняются приемником без УРЧ, то последний можно исключить.

Рис. 2.2. Структурная схема супергетеродина с двойным преобразованием частоты.

Если же приемник, реализованный по схеме рис.2.1, не может обеспечить одновременное выполнение требований к избирательности по зеркальному и соседнему каналам, то следует использовать супергетеродин с двойным преобразованием частоты (рис. 2.2). Исходя из заданной чувствительности и необходимого уровня сигнала на входе детектора определяется необходимый коэффициент усиления линейного тракта, который бы обеспечил заданную чувствительность. U K max = вх.дет. , E А0 где E А0 - чувствительность приемника. На стадии эскизного проектирования осуществляется распределение усиления между каскадами. Коэффициент передачи входной цепи берется меньший или близкий к единице; коэффициент усиления первого усилителя рекомендуется брать в пределах 10÷12. В зависимости от схемы смесителя его 13

коэффициент передачи меньше единицы для диодных смесителей, и может быть больше единицы, если применить схему на транзисторе или ИМС. Затем рассчитывается число каскадов УПЧ. Исходя из заданного динамического диапазона определяется необходимость применения системы автоматической регулировки усиления (АРУ). Если при рассчитанном коэффициенте усиления и наличии на входе сигнала, соответствующего максимальному уровню динамического диапазона, напряжение на входе детектора будет выше допустимого, следует предусмотреть систему АРУ, после чего составляется полная структурная схема линейного тракта. При выборе схемы линейного тракта следует учитывать необходимую полосу пропускания, которая существенно влияет на показатели всех каскадов и элементов приемника. 2.1. Рекомендации по расчету необходимой полосы пропускания линейного тракта приемника Ширина полосы пропускания линейного тракта П складывается из ширины спектра радиочастот принимаемого сигнала (Пс), допплеровского смещения частоты сигнала (∆fд) и запаса полосы, тре6уемого для учета нестабильности и неточностей настроек приемника (Пс), т.е. П = Пс + 2∆fд + Пнс.

(2.1)

Величина Пнс определяется по формуле Пнс = 2√(δfс)2 + (δfг)2 + (δfн)2 + (δfп)2 ,

(2.2)

где δfс и δfг — нестабильности частот сигнала fс (обычно заданная) и гетеродина fг; δfн и δfп — неточности настроек частот гетеродина fг и УПЧ fп. Таблица 2.1 Относительная нестабильность частот в диапазоне

Тип гетеродина Однокаскадн ый

Транзисторный

ниже 30 МГц

выше З0 МГц

без кварцевой стабилизации

10−3 − 10−4

10−3 − 10−2

с кварцевой стабилизацией

10−5 − 10−7

—

10−6 − 10−7

10−5 − 10−7

На туннельном диоде

—

3 ⋅10 −4 − 10−5

На отражательном клистроне

—

2 ⋅10−3 − 10−6

Многокаскадный с умножением часто ты и кварцевой стабилизацией

14

Относительную нестабильность частоты гетеродина δfг/fг можно определить по данным табл. 2.1. При этом надо учесть, что транзисторные однокаскадные гетеродины с кварцевой стабилизацией можно применять на частотах не выше 10 МГц, а без кварцевой стабилизации — на частотах не выше 500 МГц; транзисторные многокаскадные гетеродины с умножением частоты и кварцевой стабилизацией — на частотах до 10 ГГц; гетеродины с туннельными диодами — на частотах от 0,5 до 100 ГГц. Полоса спектра частот сигнала Пс определяется по формулам: для АМ сигнала Пс=2Fв; для ЧМ сигнала Пс=2∆fm+2 Fв, где Fв – верхняя частота модуляции и ∆fm – девиация частоты. При подробном расчете каскадов линейного тракта недостающие параметры можно взять по таблицам 2.2 – 2.5. Таблица 2.2. Параметры приёмных антенн [5]. Тип антенны Г-образная горизонтальная Наклонный луч Метёлочная Штырь (h < λ/4)

hдм h h (0,6 ÷ 0,7)h (0,5 ÷ 0,6)h

LA, мкГн 20 (0,5 ÷ 1,0)l (0,5 ÷ 1,0)l -

CA, пФ 150 ÷ 300 (4 ÷ 8)l* (4 ÷ 8)l* 10h(5 ÷ 10)

RA, Ом 25 ÷ 400 25 25 -

l – общая длина провода антенны и снижения, м; h – разность между верхней точкой антенны и нижним концом снижения, м; λ – длина волны, м; * – практически можно принять около 75 пФ. Таблица 2.3. Конструктивные добротности контуров [5] Диапазон ДВ СВ КВ УКВ

Значения конструктивной добротности контуров Без сердечников С ферритовыми сердечниками 10 ÷ 50 90 ÷ 140 40 ÷ 100 110 ÷ 140 60 ÷ 150 140 ÷ 190 100 ÷ 200 100 ÷ 200

Таблица 2.4. Основные параметры детекторов [5] Тип детектора Диодный (квадратичный) Диодный (линейный) Транзисторный ЧД с ограничителем Детектор отношений Видеодетектор

Напряжение на входе Uвх.дет., В 0,1 ÷ 0,2 0,2 ÷ 0,5 0,1 ÷ 0,3 0,5 ÷ 1,0 0,1 ÷ 0,5 0,2 ÷ 0,3

15

Коэффициент передачи Кд 0,2 ÷ 0,3 0,3 ÷ 0,6 5÷8 0,6 ÷ 0,8 0,6 ÷ 0,8 0,1 ÷ 0,3

Таблица 2.5. Коэффициенты передачи входной цепи [5] Диапазон волн Добротность контура Коэффициент передачи Квц

ДВ 10 ÷ 25

СВ 50 ÷ 70

КВ 100 ÷ 120

УКВ 10 ÷ 20

2÷3

4÷6

5÷8

2÷3

16

3. ПРИМЕНЕНИЕ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ КАТУШЕК ИНДУКТИВНОСТИ В КОЛЕБАТЕЛЬНОМ КОНТУРЕ Высокочастотные катушки индуктивности, как правило, предназначены для использования в частотно-избирательных электрических цепях, реализованных в виде одиночных или связанных контуров. Ниже приведено несколько примеров такого использования катушек. 3.1. Одиночный колебательный контур при смешанной связи с нагрузкой На рис. 3.1 представлена схема одиночного колебательного контура, в котором для согласования сопротивлений использовано автотрансформаторное подключение катушки к генератору сигнала Uг с сопротивлением Rг, а связь с нагрузкой Rн реализована с помощью емкостного делителя на конденсаторах С1 и С2. Коэффициент включения катушки индуктивности по входу обозначен через р1, коэффициент включения по выходу –р2. Паразитные элементы схемы обозначены пунктирными линиями. Полагая, что вносимое сопротивление контура Rк = ∞ , необходимо вычислить по заданной полосе пропускания контура ∆F на уровне 0,7 коэффициенты включения р1 и р2, а также рассчитать значения емкостей конденсаторов С1 и С2. Рассчитать производственную погрешность δ (∆F ) .

Рис. 3.1. Общая схема частотно-избирательной цепи при смешанной связи с нагрузкой (по входу - трансформаторная, по выходу - емкостная)

В качестве исходных данных для расчета схемы (рис. 3.1) служат следующие: 1) средняя частота полосы пропускания f 0 , МГц; 2) полоса пропускания ∆F ± δ (∆F ) , МГц; 3) волновое сопротивление контура ρ , Ом; 4) конструктивная добротность контура Q0 ; 5) внутреннее сопротивление Rг, и емкость Сг источника сигнала; 17

6) сопротивление Rн и емкость Сн нагрузки; 7) условия эксплуатации. Расчет цепи производится в следующем порядке: 1. Определяется индуктивность контурной катушки, мкГн: ρ ; 2π f 0

L=

(3.1.1)

где ρ выражается в Ом, f 0 - в МГц. 2. Рассчитывается эквивалентная емкость контура, пФ: C К.Э =

25300 6 10 ; f 02

(3.1.2)

где f 0 выражается в кГц, L- в мкГп, Ск.э, - в пФ. 3. Рассчитывается эквивалентная добротность контура: QЭ =

f0

∆F

;

(3.1.3)

4. Определяется сопротивление потерь r, Ом, в катушке индуктивности L r=

ρ ; Qk

(3.1.4)

5. Рассчитывается коэффициент расширения полосы: γ =

Qk ; QЭ

(3.1.5)

6. Определяется сопротивление параллельных потерь Rк в контуре, Ом: Rk =

ρ2 ; r

(3.1.6)

7. Рассчитывается коэффициент включения катушки к источнику сигнала: ρ1 =

γ −1RГ ; 2 Rk

(3.1.7)

8. Рассчитывается коэффициент включения катушки к нагрузке: ρ1 =

γ − 1 Rн ; 2 RК

(3.1.8)

9. Рассчитывается эквивалентная емкость С со стороны выхода, пФ: С = С К .Э − С пост − p12 C Г , (3.1.9) где Спост = (CL + СM) - составляющая емкости сигнальных контуров, определяемая суммой емкости монтажа СM, межэлектродных емкостей транзисторов, собственной емкости контурной катушки CL, средней емкости подстроечного конденсатора, включаемого в контур для выравнивания его начальной эквивалентной емкости Скэ. Диапазоны возможных значений Спост приведены в табл. 5.1. 18

10. Определяются емкости конденсаторов С1 и С2: С , 1 − p2 С С2 = − CН . p2

С1 =

(3.1.10) (3.1.11)

11. Рассчитывается индуктивность катушки L1: L1 = p1 L . (3.1.12) 12. Далее рассчитываются относительная производственная погрешность δ (∆F ) и температурный коэффициент α∆F ,T полосы пропускания ∆F частотноизбирательной цепи. Для проведения расчетов запишем формулу (3.1.3) относительно ∆F : f0 . QЭ

∆F =

(3.1.13)

Подставляя в формулу (3.1.13) значения соответствующих величин из выражений (3.1.4)-(3.1.8), получим:  ρ ρ r ∆F =  p12 + p 22 +  f 0 , RH ρ   RГ

где p =

L C К .Э

(3.1.14)

- волновое сопротивление контура.

Заменяя в уравнении (4.1.14) величину р ее значением, получим окончательный вид выражения для полосы пропускания цепи:  2 C К .Э L 1 L 1 2 ∆F =  p1 + p2 +  C К .Э R Г C К .Э R Н L 

 r  f0 .  

(3.1.15)

При использовании метода наихудшего случая выражение для относительной производственной погрешности δ (∆F ) имеет вид: δ(∆F ) = ВС δ.С К .Э + В L δ.L + B R δ.R Г + B R δ.R H , (3.1.16) К .Э

где δ (∆F ) = ∆(∆F ) (∆F ) , δ.C К .Э = ∆С К .Э С δ .R Г =

∆R Г

RГ

≈ 0,3 ,

δ .R H =

∆R H

RH

Г

= ∆С К .Э

С

H

, δ.L = ∆L , L

≈ 0,3 – относительные отклонения значимых

входных параметров BC , ВL , B R B R – коэффициенты влияния относительного изменения параметров C К .Э , L, R Г , RH По аналогичной схеме рассчитывается и температурный коэффициент полосы пропускания: α ∆F ,T = BC αC ,T + BL α L ,T + B R α R T + B R α R ,T , (3.1.17) К .Э

Г

К .Э

H

Г

К .Э

Г

H

H

где αC T = α C ,T , α L ,T – температурные коэффициенты емкости контурных конденсатора и катушки индуктивности соответственно; α R ,T = 10 −4 , −3 – температурные коэффициенты сопротивления генератора и α R ,T = 3 ⋅ 10 нагрузки соответственно, К-1. Значения коэффициентов влияния рассчитываются по следующим формулам: К .Э

Г

H

19

r ∂ (∆F ) C 1 ρ BC = =− + f0 ; ∂C ∆F 2 ∆F

(3.1.18)

r ∂ (∆F ) L 1 ρ BL = = − f0 ; ∂L ∆F 2 ∆F

(3.1.19)

2 p1 ( r R ) ∂ (∆F ) R Г Г B = =− f0 ; RГ ∂R Г ∆F ∆F

(3.1.20)

∂ (∆F ) RH B = =− RH ∂RH ∆F

2 p2 ( r R ) H

∆F

f0 .

(3.1.21)

13. Поскольку в ТЗ на проектирование величина производственной погрешности δ (∆F ) задана, то из выражения (3.1.16) можно рассчитать требуемый допуск на величину емкости конденсатора С и, соответственно, С1 и С2: δC К .Э = δС =

BL δL + BRГ δR Г + BRН δRН − δ (∆F ) BC К . Э

.

(3.1.22)

Группа по ТКЕ конденсатора С, следовательно, С1 и С2, подбирается из условия: (3.1.23) α ,T = α C ,T = −α L,T , С К .Э

где α L,T – температурный коэффициент индуктивности контурной катушки L (рис. 3.1). 3.2. Двухконтурная частотно-избирательная цепь при трансформаторной связи с нагрузкой Схема двухконтурной частотно-избирательной цепи, в которой для согласования сопротивлений использовано автотрансформаторное подключение катушки L1 к генератору сигнала Uг с сопротивлением Rг, а катушки L2 – к нагрузке Rн с емкостью Сн, представлена на рис. 3.2. Коэффициент включения катушки индуктивности по входу обозначен через р1, коэффициент включения по выходу – p2.

Рис. 3.2. Общая схема двухконтурной частотно-избирательной цепи с индуктивной связью

20

Полагая, что вносимые сопротивления контура R1 = R2 = ∞ , необходимо вычислить по заданной полосе пропускания контура ∆F на уровне 0,7 коэффициенты включения р1 и р2, а также рассчитать производственную погрешность δ (∆F ) . В качестве исходных данных для расчета схемы (рис. 3.2) служат следующие: 1) средняя частота полосы пропускания f 0 ± δ . f ,МГц; 2) полоса пропускания ∆F ± δ (∆F ) , МГц; 3) коэффициент β =

M L1 L2

QЭ , где М- взаимная индуктивность между

катушками L1 и L2; Qэ - эквивалентная добротность контура; 4) волновое сопротивление контура р, Ом; 5) конструктивная добротность контура, QK; 6) внутреннее сопротивление R Г ± δ .R Г и емкость С Г ± δ .С Г ; 7) сопротивление RН ± δ .RН и емкость С Н ± δ .С Н нагрузки; 8) условия эксплуатации. Расчет цепи производится в следующем порядке. 1. Определяются индуктивности контурных катушек L = L1 =L2, мкГн: L=

ρ , 2.π f 0

(3.2.1)

где р выражается в Ом, f 0 - в МГц. 2. Рассчитывается эквивалентная емкость контура, пФ: С К .Э =

25300 6 10 , f0 L

(3.2.2)

где f 0 выражается в кГц, L - в мкГн, Ск.э, - в пФ. 3. Рассчитывается эквивалентная добротность контура: QЭ =

f0 . 0,71∆F

(3.2.3)

4. Определяется сопротивление потерь r в катушке индуктивности L, Ом: r=

ρ

Qk

.

(3.2.4)

5. Рассчитывается коэффициент расширения полосы: γ =

Qk . QЭ

(3.2.5)

6. Определяется сопротивление параллельных потерь RK, Ом, в контуре: ρ2 . RК = r

(3.2.6)

7. Рассчитывается коэффициент включения катушки к источнику сигнала: p1 =

γ − 1 RГ 2 RK

21

.

(3.2.7)

8. Рассчитывается коэффициент включения катушки к нагрузке: γ − 1 RH

p2 =

.

2 RK

(3.2.8)

9. Рассчитывается эквивалентная емкость С1 со стороны входа, пФ: C1 = С К .Э − С пост − p12 С Г , (3.2.9) где Спост = (CL + См) - составляющая емкости сигнальных контуров, определяемая суммой емкости монтажа CM, межэлектродных емкостей транзисторов, собственной емкости контурной катушки СL, средней емкости подстроечного конденсатора, включаемого в контур для выравнивания его начальной эквивалентной емкости Ск.э. 10. Рассчитывается эквивалентная емкость С2 со стороны выхода, пФ: C 2 = С К .Э − С пост − p 22 С Н . (3.2.10) В формулах (3.2.9), (3.2.10) значения Cпост приведены в табл. 5.1. 11. Определяется коэффициент связи kсв между катушками L1 и L2: k CB =

β M = . L QЭ

(3.2.11)

12. Далее рассчитываются относительная производственная погрешность δ (∆F ) и температурный коэффициент α ∆F ,T полосы пропускания ∆F частотноизбирательной цепи. Для проведения расчетов запишем формулу (3.2.3) относительно ∆F : f0 . 0,71QЭ

∆F =

(3.2.12)

Подставляя в формулу (3.2.12) значения соответствующих величин из выражений (3.2.4)-(3.2.8), получим:  ρ ρ r f ∆F =  p12 + p 22 +  0 , RH ρ  0,71  RГ

где p =

L C К .Э

(3.2.13)

– волновое сопротивление контура.

Заменяя в выражении (3.2.13) величину р ее значением, получим окончательный вид выражения для полосы пропускания цепи:  2 C К .Э L 1 L 1 2 ∆F =  p1 + p2 +  C К .Э R Г C К .Э R Н L 

 f r 0 ,  0,71 

(3.2.14)

При использовании метода наихудшего случая выражение для относительной производственной погрешности δ (∆F ) имеет вид: δ (∆F ) =

В

СК .Э

δ .С К .Э +

В

L

где δ (∆F ) = ∆(∆F ) (∆F ) , δ.C К .Э = ∆С К .Э С δ .R Г = ∆R Г R ≈ 0,3 , Г

входных

δ .L +

BR

= ∆С К .Э

С

Г

δ .R Г +

BR

H

δ .R H ,

(3.2.15)

, δ.L = ∆L , L

δ .RH = ∆RH R ≈ 0,3 – относительные отклонения значимых H

параметров

BC

К .Э

, ВL , B

R Г BRH

22

–

коэффициенты

влияния

относительного изменения параметров C К .Э , L, R Г , RH . По аналогичной схеме рассчитывается и температурный коэффициент полосы пропускания: α ∆F ,T = B α + B Lα L ,T + B α T + B α ,T , (3.2.16) ,T где

αC

C К .Э

К .Э

T

RГ

C К .Э

RГ

RH

RH

= α C ,T , α L ,T – температурные коэффициенты емкости контурных

конденсатора и катушки индуктивности соответственно; α

αR

H

,T

= 3 ⋅ 10

−3

R

,T Г

= 10 −4 ,

– температурные коэффициенты сопротивления генератора и

нагрузки соответственно, К-1. Значения коэффициентов влияния рассчитываются в результате дифференцирования (3.2.14) по следующим формулам: r ∂ (∆F ) C 1 ρ BC = =− + f0 ; ∂C ∆F 2 ∆F

(3.2.17)

r ∂ (∆F ) L 1 ρ BL = = − f0 ; ∂L ∆F 2 ∆F

(3.2.18)

2 p1 ( r R ) R ∂ (∆F ) Г Г =− B = f0 ; RГ ∂R Г ∆F ∆F

(3.2.19)

2 p2 ( r R ) R ∂ (∆F ) H H =− B = f0 ; RH ∂RH ∆F ∆F

(3.2.20)

13. Поскольку в ТЗ на проектирование величина производственной погрешности δ (∆F ) задана, то из выражения (3.2.15) можно рассчитать требуемый допуск на величину емкости конденсатора С и, соответственно, С1 и С2: δC К .Э = δС =

BL δL + BRГ δR Г + BRН δRН − δ (∆F ) BC К . Э

(3.2.21)

Группа по ТКЕ конденсатора С, следовательно, С1 и С2, подбирается из условия: (3.2.22) α ,T = α C ,T = −α L,T , С К .Э

где α L,T – температурный коэффициент индуктивности контурной катушки L (рис. 3.2). 3.3. Двухконтурная частотно-избирательная цепь с емкостной связью Схема двухконтурной частотно-избирательной цепи, в которой для согласования сопротивлений источника и нагрузки связь с источником сигнала,

23

имеющим сопротивление Rг реализована с помощью емкостного делителя на конденсаторах С1 и С2, а связь с нагрузкой RH – с помощью делителя на конденсаторах С6 и С7, представлена на рис. 3.3. Коэффициент включения катушки индуктивности L1 по входу обозначен через р1, коэффициент включения катушки индуктивности L2 по выходу - через p2. В схеме, изображенной на рис. 3.3, отсутствует электромагнитная связь между индуктивностями L1 и L2 за счет их экранирования. Полагая, что вносимые сопротивления контура R1 = R2 = ∞ – необходимо вычислить по заданной полосе пропускания контура ∆F на уровне 0,7 коэффициенты включения р1 и p2, рассчитать емкости конденсаторов С1-С7, а также рассчитать производственную погрешность δ (∆F ) . В качестве исходных данных для расчета схемы (рис. 3.3) служат следующие: 1) средняя частота полосы пропускания f 0 ± δ f , МГц; 2) полоса пропускания ∆F ± δ (∆F ) , МГц; 3) волновое сопротивление контура ρ , Ом; 4) конструктивная добротность контура QK ; 5) внутреннее сопротивление R Г ± δ .R Г и емкость С Г ± δ .С Г ; 6) сопротивление RН ± δ .RН и емкость С Н ± δ .С Н нагрузки 7) условия эксплуатации

Рис. 3.3. Общая схема двухконтурной частотно-избирательной цепи с емкостной связью при емкостной связи с нагрузкой

1. Определяются индуктивности контурных катушек L = L1 =L2, мкГн: L=

ρ , 2 π f0

(3.3.1)

где р выражается в Ом, f 0 - в МГц. 2. Рассчитывается эквивалентная емкость контура, пФ: С К .Э =

25300 , f0 L

(3.3.2)

где f 0 выражается в кГц, L - в мкГн, Ск.э, - в пФ. 3. Рассчитывается эквивалентная добротность контура: QЭ =

f0 . 0,71∆F 24

(3.3.3)

4. Вычисляется значение емкости связи С4 (рис.3.3) С 4 = С СВ =

С К .Э . QЭ − 2

(3.3.4)

5. Определяется сопротивление потерь r в катушке индуктивности L, Ом: r=

ρ

Qk

.

(3.3.5)

6. Рассчитывается коэффициент расширения полосы: γ =

Qk . QЭ

(3.3.6)

7. Определяется сопротивление параллельных потерь RK, Ом, в контуре: RК =

ρ2 . r

(3.3.7)

8. Рассчитывается коэффициент включения катушки к источнику сигнала: p1 =

γ − 1 RГ 2 RK

.

(3.3.8)

9. Рассчитывается коэффициент включения катушки к нагрузке: p2 =

γ − 1 RH 2 RK

.

(3.3.9)

10. Рассчитываются значения емкостей С1 и С2 емкостного делителя на входе частотно-избирательной цепи: С , 1 − p1 C C2 = − CГ , p1

С1 =

(3.3.10) (3.3.10а)

где С = СК.Э – (CL + СМ – С3) – эквивалентная емкость со стороны входа, пФ; См – емкость монтажа; CL – емкость контурной катушки; С3 - средняя емкость подстроенного конденсатора, причем См + СL + С3 = Спост. Значения Спост и С3 приведены в табл. 5.1 и 5.2. 11. Рассчитываются значения емкостей С6 и С7 емкостного делителя на выходе частотно-избирательной цепи: С' , 1 − p2 C' C7 = − CH , p2 С6 =

(3.3.11) (3.3.11а)

где С' = Скэ - (CL + CM + C5) - эквивалентная емкость со стороны выхода, пФ; С5 – средняя емкость подстроенного конденсатора. Очевидно, См + CL + С5 = Спост. Значения Спост и С5 приведены в табл. 5.1 и 5.2. 12. Далее по методике, изложенной выше, рассчитываются относительная производственная погрешность δ (∆F ) и температурный коэффициент α ∆F ,T полосы пропускания ∆F частотно-избирательной цепи.

25

4. ПРОЕКТИРОВАНИЕ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ КАТУШЕК ИНДУКТИВНОСТИ В ТЗ на разработку катушки указываются следующие требования к ее параметрам: 1) функциональное назначение катушки, частота/или диапазон рабочих частот f min и f max , Гц; 2) Lн ± δL - номинальная индуктивность и ее допускаемые отклонения, мкГн; 3) Qн - номинальная добротность; 4) условия эксплуатации по ГОСТ 15150-69; 5) массогабаритные характеристики (размеры, объем). Для инженерных расчетов катушек индуктивности разработаны специальные графоаналитические методы [2; 6], в которых сочетается совместное применение расчетных формул и графиков или таблиц. В процессе расчета используется метод последовательных приближений, поскольку исходные геометрические размеры катушки приходится сначала задавать ориентировочно исходя из выбранного конструктивного аналога катушки. Особенности проектирования зависят от выбранного типа сердечника. 4.1. Расчет катушки с цилиндрическим сердечником Расчетная схема катушки с цилиндрическим сердечником представлена на рис. 4.1. На этом рисунке DK и Dc - диаметры катушки и сердечника; l и lс - длины катушки и сердечника соответственно; Do - диаметр каркаса катушки. 1.После выбора материала и типоразмера Dc х lс сердечника, а также ориентировочных размеров DK и l катушки определяется расчетная индуктивность катушки Lp по формуле: Рис.4.1. Расчетная схема катушки с магнитным сердечником типа СЦР (с резьбой)

L р = Lн / µ отн ,

(4.1.1) где µ отн – относительная магнитная проницаемость сердечника. Составляются отношения DК / DС и l К / DС ; относительная магнитная про проницаемость цилиндрического сердечника рассчитывается по формуле µ отн = µ н κ µ κ′ , (4.1.2) где коэффициенты κ µ = f ( DК / DС ) и κ = f (l К / DС ) определяются с помощью графиков (рис. 4.2).

26

Рис. 4.2. Графики для расчета цилиндрических сердечников а график значений коэффициента κ µ ; б - график значений

При помещении катушки в экран уменьшается и рассчитывается из выражения: LЭ. К

 D = L 1 − η K   DЭ

  

3

индуктивность

 , 

катушки (4.1.3)

где L - индуктивность неэкранированной катушки; DK и DЭ - соответственно, диаметры катушки и экрана; η - коэффициент, зависящий от отношения t/ DK. Значения коэффициента η приведены на рис. 4.3. Индуктивность уменьшается тем больше, чем меньше диаметр экрана. В большинстве случаев DЭ / D К ≈ 1,6...1,8 . При этом индуктивность уменьшается не более чем на 20 %.

Рис. 5.3. График значений коэффициента η

2. Расчет числа витков катушки производится по формуле: N=

LP 10 3 , L0 DK

(4.1.4)

где LP – расчетная индуктивность катушки, мкГн; DK - диаметр катушки, см. Для однослойных катушек величина коэффициента L0 определяется соотношением:

27

L0 =

1 . 0,1[(l K / D K ) + 0,45]

(4.1.5)

Оптимальными в этом случае являются отношения l K / DK = 0,6... 1,0, а диаметр катушки - 1...2 см. При расчете диаметр катушки DK принимается равным диаметру каркаса D0 . Значения коэффициента L0 для многослойных катушек находятся из графиков, представленных на рис. 4.4. Для многослойных катушек L0 = f (l / DK , t / DK ) , где t - глубина обмотки катушки; DK = D0 + 2t - внешний диаметр катушки. По ориентировочным значениям l , Dср , t определяется величина параметра L0 и рассчитывается число витков N.

Рис. 4.4. Графики значений коэффициента L0 для многослойных катушек катушек

3. Для намотки катушки обычно применяют провод оптимального диаметра, который рассчитывается по формуле: d опт =

β1 , p1

(4.1.6)

где p1 и β1 – вспомогательные коэффициенты, определяемые с помощью эмпирических формул и графиков; dопт – в мм. Величину коэффициента p1 рассчитывают из соотношения: Рис. 4.5. Графики значений коэффициента S для многослойных катушек

p1 = 28

LP S 2 D3

,

(4.1.7)

где Lp – в мкГн; D – в см. Вспомогательный коэффициент S находят по графику S = f (l / D, t / D) , представленному на рис. 4.5. Величину коэффициента β1 находят по графику β1 = f (α1 ) , представленному на рис. 4.6.

Рис. 4.6. График зависимости

β1 = f (α1 ) , где α1 = f / p12

Коэффициент α1 рассчитывается по формуле : α1 =

f , где f - частота, Гц. p12

(4.1.8)

Полученное значение диаметра провода округляется до ближайшего стандартного значения, и по таблицам приложений п. 4.12, п. 4.13 выбирается марка провода с диаметром d из . Оптимальный диаметр провода однослойных катушек метрового диапазона радиоволн ( f > 10 МГц) зависит от шага намотки τ и отношения l / Dκ : d опт =

τ , κ1

(4.1.9)

где κ1 = f (l / DK ) - коэффициент, значения которого даны на рис. 4.7. Рис. 4.7. График значений коэффициента κ 1 для расчета оптимального диаметра провода однослойных катушек с шаговой намоткой. 29

При выбранном диаметре провода без изоляции d 0 выражение (4.1.9) можно использовать для расчета шага намотки τ . 4. При выполнении проверочных расчетов проверяют возможность размещения обмотки в заданных размерах l и t . Для однослойных катушек рассчитывают шаг намотки по формуле : τ=

l . N −1

(4.1.10)

Если τ > d из , то обмотка размещается на каркасе. В противном случае задаются большей величиной l и повторяют расчет. Для многослойных катушек рассчитывают толщину обмотки по формуле: α d из N , t= l 2

(4.1.11)

где α1 = 1,05...1,3 — коэффициент неплотности укладки провода обмотки, и находят фактическое значение наружного диаметра катушки: Dκ = D0 + 2t . 5. Добротность спроектированной катушки на частоте f , Гц, определяется по формуле: Q=

2 πfLн , R м + RcL + Rµ + Rэ

(4.1.12)

где Lн — индуктивность катушки, Гн; Rм — сопротивление провода току высокой частоты, Ом; Rc - сопротивление потерь в собственной емкости катушки, Ом; Rµ — сопротивление потерь, вносимое сердечником, Ом; R э - сопротивление, вносимое экраном. На частотах f , меньших 10 МГц, величина сопротивления провода току высокой частоты Rм определяется по нижеприведенным формулам (4.1.13) (4.1.17): L

  κNd 0 R м = R м0  F (z ) +   2D  ср  

2    G ( z ) ,    

(4.1.13)

где F ( z ) и G ( z ) - функции Бесселя от переменной z = 0,106d 0 f ; d 0 — диаметр провода намотки без изоляции, см; f - частота тока, протекающего через катушку, Гц; κ = f (l / D) - коэффициент; l - длина; Dср - средний диаметр обмотки, см; N - число витков катушки. Графики значений функций F ( z ) ) и G ( z ) представлены на рис. 4.8, а. Графики значений коэффициента κ = f (l / D) изображены на рис. 4.8, б. Сопротивление постоянному току цилиндрической катушки с простой многослойной намоткой из одножильного медного провода, Ом: Rм0 = ρ

4 Dср N d 02

≈

7 Dср N ⋅10−5 d 02

,

где Dcp и do выражаются в мм, а удельное сопротивление р — в Ом-мм.

30

(4.1.14)

Рис. 4.8. Графики значений: а - функций Бесселя F(z) и G(z); б – коэффициента к=J[l/D) для расчета сопротивления катушек

Сопротивление току высокой частоты катушек, намотанных проводом «литцендрат», на средних частотах в несколько раз ниже сопротивления аналогичных катушек, намотанных эмалированным одножильным проводом с дополнительной шелковой изоляцией, следовательно, добротность таких катушек выше. Сопротивление высокочастотному току катушек, намотанных проводом «литцендрат», можно вычислить по формуле:   e  κN  2      nd 2G ( z ) , R м = R м0  F ( z ) +  2 +  (4.1.15)  d 0  2 Dср       - сопротивление, Ом; e = 1,55...2,0 - коэффициент, зависящий от числа

где Rм жил; d - диаметр отдельной жилки, см; n - число жил; d 0 - полный наружный диаметр литцендрата (без учета наружной изоляции), см; при малых d (4.1.16) d 0 ≈ 1,35 d n . Сопротивление постоянному току катушки, намотанной литцендратом, Ом: R м0 =

7 aD ср N ⋅ 10 −5 nd 2

.

(4.1.17)

В формуле (4.1.17) величины Dср и d должны быть выражены в мм, а коэффициент a = 1,02...1,06 учитывает удлинение жилки за счет скрутки. Расчет сопротивления провода однослойных катушек метрового диапазона, Ом, применяемых в системах KB и УКВ радиотелефонной и телевизионной связи (частоты 30...300 МГц), производится по формуле: Rм =

0,525 DN d0

31

f

10 −3 ,

(4.1.18)

где D — диаметр катушки, см; d 0 — диаметр провода без изоляции, см; f – частота, МГц. Величина сопротивления потерь в собственной емкости RcL Ом, определяется по формуле: Rc = ω 3 L2 C L tgδ из , (4.1.19) где tgδ из — тангенс угла диэлектрических потерь изоляции провода и каркаса катушки. Значение сопротивления потерь Rµ , вносимого сердечником катушки, можно рассчитать, воспользовавшись соотношением: Rµ = 2πfL н tgδ µ , (4.1.20) где значение тангенса угла магнитных потерь tgδ µ является справочной величиной. Потери, вносимые экраном, рассчитываются по формуле: L

D R Э = 1,05η κ  Dэ

3

 2 Dκ  N lэ 

f ⋅ 10 − 3 ,

(4.1.21)

где Dэ - диаметр экрана, см; l э - длина экрана, см; f - частота, МГц; параметр η = f (l / Dκ ) определяется по графику (рис. 4.3). Если расчетная величина добротности оказалась ниже указанной в ТЗ на разработку катушки, следует изменить размеры катушки, диаметр провода или выбрать другой материал сердечника. 5. Для расчета производственного отклонения индуктивности катушки δLн и расчета ТКИ, α L ,T воспользуемся вероятностно-статистическим методом анализа точности параметров радиокомпонентов. При расчете производственного отклонения индуктивности катушки воспользуемся формулой (4.1.1) для индуктивности катушки с цилиндрическим сердечником, мкГн: Lн = µ отн L p = µ отн L0 N 2 Dκ ⋅10 −3 . (4.1.22) Из выражения (4.1.22) следует, что относительное среднеквадратическое отклонение индуктивности: ν L = ν µ2 + ν 2L + 4ν 2N + ν 2D . (4.1.23) Из формулы (4.1.23) следует, что относительное среднеквадратическое отклонение индуктивности катушки ν L зависит от нескольких факторов: среднеквадратического отклонения относительной магнитной проницаемости ν µ2 ; отклонений коэффициента L0 , ν L = ν l2 + 2D , где ν l - среднеквадратическое отклонение длины катушки l ; отклонений числа витков катушки ν N и диаметра катушки ν Dκ . При расчетах можно полагать, что ν µ ≈ ν µ ; значения других отклонений берутся из допусков на размеры катушки по чертежу. Полагая, что погрешности входных параметров распределены по нормальному закону, для н

отн

K

0

н

отн

κ

0

отн

32

н

производственного отклонения индуктивности катушки получим следующее выражение, %: (4.1.24) δLН = ±3ν L . Полагая, что число витков катушки N и отношение l / Dκ слабо зависят от изменения температуры, выражение для температурного коэффициента индуктивности катушки (ТКИ), 1/К: (4.1.25) α L ,T = α µ ,T + α D ,T . Следовательно, величина ТКИ катушки с цилиндрическим сердечником определяется значением температурного коэффициента магнитной проницаемости ТК µ магнитного сердечника и ТКЛР материала каркаса катушки. В качестве материала для каркаса высокочастотных катушек выбираются установочная керамика, полистирол, фенопласты, пресс-материал АГ-4С. Эти материалы отвечают предъявляемым требованиям: дешевы, отличаются высокой механической прочностью, вносят малые диэлектрические потери, обладают необходимой теплостойкостью и небольшим коэффициентом линейного расширения, хорошей влагостойкостью, допускают применение прогрессивных технологических методов изготовления, таких как штамповка, горячее литье, прессование. Выводы катушки должны иметь надежное соединение с обмоткой и с каркасом. Пример конструкции катушки с цилиндрическим сердечником приведен на рис. 4.9, а Н

κ

Рис. 4.9. Конструкции катушек индуктивности: а- цилиндрическая секционированная катушка; б - катушка на броневом сердечнике; в - катушка на кольцевом сердечнике

Согласно рис. 4.9, а многослойная обмотка 2 намотана на каркас 1, разделенный на секции для уменьшения собственной емкости катушки. Концы обмотки зафиксированы нитками или клейкой лентой и припаяны к выводам 5, закрепленным в основании каркаса 1, изготовленного из пресс-материала АГ4С. Для защиты от электромагнитных воздействий катушка помещена в металлический экран 6 из алюминия. Для уменьшения электромагнитной связи

33

между экраном и катушкой помещен дополнительный трубчатый ферритовый экран 8. Фиксация положения цилиндрического сердечника 3 типа СЦГ относительно каркаса катушки осуществляется с помощью буксы 4. Прокладка 9 служит для фиксации катушки относительно экрана. Закрепление катушки на печатной плате и заземление экрана осуществляется посредством двух выводов экрана 7. Намотку провода на каркас цилиндрической катушки производят на специальном оборудовании, позволяющем регулировать натяжение провода и устанавливать необходимый шаг намотки. 4.2. Высокочастотные катушки с индуктивной связью В РЭС широко применяются высокочастотные цепи с индуктивной (трансформаторной) связью, например: входные цепи радиоприемников, цепи связи с антенной в радиопередатчиках, различные межкаскадные связи, связанные контуры, линии задержки на звеньях типа т и др. Такие цепи обычно состоят из двух индуктивно связанных катушек. Задачей конструктивного расчета катушек с трансформаторной связью является определение их конструктивных размеров исходя из значения коэффициента электромагнитной связи kСВ , величина которого рассчитывается из соотношения: kСВ =

M , L1 L2

(4.2.1)

где M - взаимная индуктивность между катушками L1 и L2 . Необходимое значение коэффициента связи kСВ катушек известно из электрического расчета схемы. Конструктивную реализацию надлежащей связи между катушками без сердечника с погрешностью не менее ± 5 % от заданной величины kСВ можно осуществить, используя графики рис. 4.10 и 4.11. Приведенные графики носят общий характер, поскольку коэффициент kСВ определяется относительными размерами катушек и не зависит от числа витков. Рис. 4.10 соответствует случаю, когда катушки расположены одна в другой и выполняются соотношения: (4.2.2a) l1 D1 = l 2 D2 , (4.2.2б) l1 D2 = l 2 D1 ; где D1 и l1 - диаметр и длина наружной катушки; D2 и l 2 - диаметр и длина внутренней катушки; очевидно, что D2 > D1 . Из соотношений (4.2.2а) и (4.2.26) следует: l1D2 = l2 D1 (наружная катушка короче, поскольку l1 < l2 ) или l1D1 = l2 D2 (внутренняя катушка короче, поскольку l 2 < l1 ).

34

Как видно из рис. 4.10, быстрый рост kСВ наблюдается вплоть до значений l / D = 0,7 . При дальнейшем увеличении этого отношения до значения l / D = 1...2 коэффициент связи остается примерно постоянным и возрастает всего на 3,5 %. Зависимость коэффициента связи между двумя смежными цилиндрическими катушками одинаковой длины l и диаметра Dk от расстояния m между ними показана на рис. 4.11. Ограничений на соотношение между числами витков в обмотках катушек нет.

Рис. 4.10. Зависимость коэффициента связи кси коаксиальных цилиндрических катушек без сердечника от соотношения между их геометрическими размерами

Рис. 4.11. Зависимость коэффициента связи £С11 от размеров одинаковых смежных цилиндрических катушек без сердечника и расстояния т между ними

Значение коэффициента связи катушек с сердечником в виде замкнутой магнитной цепи (тороидальный и броневой сердечники) близко к единице. Размещение связанных катушек в электромагнитном экране приводит к некоторому уменьшению коэффициента связи.

35

5. РЕКОМЕНДАЦИИ ПО ПРОЕКТИРОВАНИЮ ЧАСТОТНОИЗБИРАТЕЛЬНЫХ ЦЕПЕЙ РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ В ТЗ на проектирование LC-компонентов, входящих в состав частотноизбирательной цепи, формулируются общие требования к условиям их эксплуатации: диапазон частот fmin и fmax, коэффициент перекрытия частотного диапазона kдmax настроечным компонентом (конденсатором переменной емкости с плавной или дискретной перестройкой, варикапом, индуктивным элементом), полоса пропускания ∆ f или конструктивная добротность Q колебательного контура, промежуточная частота fпр радиоприемного устройства и др. Поскольку коэффициент перекрытия настроечного элемента схемы ограничен значениями kдmax = 1,5...3, а характеристики элементов колебательного контура зависят от частоты, то порядок расчета частотноизбирательной цепи включает, как минимум, три этапа: • разбивка общего диапазона рабочих частот на поддиапазоны с учетом выбранного настроечного элемента; • выбор и расчет схемы проектируемой радиотехнической цепи с целью разработки частного технического задания (ЧТЗ) на разработку конкретного радиокомпонента, обычно катушки индуктивности; • конструирование радиокомпонента, указанного в общем ТЗ. 5.1 Разбивка общего диапазона рабочих частот на поддиапазоны При проектировании радиоприемника, предназначенного для работы в достаточно широком диапазоне частот, общий диапазон рабочих частот ∆ f = fmax- fmin обычно разбивается на поддиапазоны с относительно малыми частотными интервалами в каждом поддиапазоне. Предварительно устанавливаются перестраиваемые элементы высокочастотных сигнальных контуров: конденсаторы переменной емкости с механической перестройкой емкости (КПЕ), варикапы с минимальной Cmjn и максимальной Сmax емкостью или катушки переменной индуктивности с максимальной Lmax и минимальной Lmin индуктивностью. При использовании емкостных перестраиваемых элементов максимально возможный коэффициент перекрытия поддиапазона рассчитывается по формуле: k пд max =

C э max , C э min

(5.1.1)

где Сэ max = Сmax+ Спост ; Сэ min = Сmin+ Спост - соответственно, максимальная и минимальная результирующие емкости контура, пФ; Спост - составляющая емкости сигнальных контуров, определяемая суммой емкости монтажа, межэлектродных емкостей транзисторов, собственной емкости контурной

36

катушки, средней емкости подстроенного конденсатора, включаемого в контуры для выравнивания их начальных эквивалентных емкостей Cэ min Диапазоны возможных значений Спост приведены в табл. 5.1 Таблица 5.1 Диапазоны значений Спост Диапазон волн Длины волн Диапазон частот, МГц Спост, пФ

Километровые 10...1 км

Гектометровые 1000...100 м

Декаметровые 100...10м

Метровые 10...1 м

0,03...0,3 60...90

0,3...3 40...60

3...30 30...45

30...300 25...35

В табл. 5.2 представлены примерные значения емкостей переменных и подстроенных конденсаторов, требуемые для различных диапазонов частот. Таблица 5.2 Таблица рекомендованных значений емкостей Диапазон частот, МГц 0,03...0,3 0,3...3 3...30 30...300

Емкость конденсатора переменной емкости, пФ Сmin Сmax

Емкость подстроенного конденсатора, пФ Сп min Сп max

15...30 12...25 7...15 3...7

2...5 2...3 2...3 0,6...1,5

450...750 250...500 50...250 10...50

15...25 10...20 8...13 2...5

Указанные в табл. 5.2 диапазоны изменения емкостей могут быть реализованы с помощью КПЕ с плавной перестройкой емкости. В случае применения для настройки контура варикапа диапазон перекрытия по емкости получается значительно меньшим и может быть определен по справочным данным на варикап. В качестве примера в табл. 5.3 приведены характеристики некоторых типов варикапов, широко применяемых для перестройки колебательных контуров. Таблица 5.3 Таблица выбора типов варикапов Тип варикапа

Umin, В

КВ102А КВ102Б КВ102Д КВ104А КВ104Б КВ104И

4 4 4 1 1 1

Номинальная емкость Максимальное Добротность при Umin, пФ, на частоте обратное напряжепри f = 50, МГц 1...10 МГц ние Umax, В 20...25 40 45 22...27 40 45 19...28 100 45 90...120 100 45 106...144 100 45 128...192 100 45

Коэффициент перекрытия варикапа по емкости в рабочем интервале обратных напряжений ∆ U = Umax- Umin рассчитывается по формуле: k пд (C) =

U + 0,7 C (U min ) = max ≈ 3...4 . C (U max ) U min + 0,7

37

(5.1.2)

При использовании в качестве элемента перестройки катушки с переменной индуктивностью (максимальной Lmax и минимальной Lmin индуктивностью), максимально возможный коэффициент перекрытия поддиапазона рассчитывается по формуле: k пд (L) =

Lmax . Lmin

(5.1.3)

Разбивка на поддиапазоны общего диапазона рабочих частот требуется, если выполняется неравенство f max > k пд max . f min

(5.1.4)

При разбивке диапазона рабочих частот на поддиапазоны используются следующие способы: • разбивка с постоянным коэффициентом перекрытия всех поддиапазонов; • разбивка с постоянным частотным интервалом; • комбинация этих способов. При разбивке на поддиапазоны с постоянным коэффициентом перекрытия, коэффициенты перекрытия во всех поддиапазонах одинаковы: k пд =

f 0i max = const. f 0i min

(5.1.5)

где f0imax и f0imin - соответственно, максимальные и минимальные частотные границы поддиапазонов. Несмотря на то, что при разбивке на поддиапазоны с постоянным kпд на низкочастотных поддиапазонах получается относительно малая плотность настройки, этот метод имеет широкое распространение из-за простой схемы контуров входной цепи, облегчающей налаживание приемника при его изготовлении. Он особенно часто применяется при проектировании радиовещательных приемников в диапазоне гектометровых и декаметровых волн, когда можно брать kпд близким к kпд max. Необходимое число поддиапазонов N с постоянным kпд рассчитывается по формуле: f max f min N≥ , lg 0,94k ПД max lg

(5.1.6)

где fmax и fmin - максимальная и минимальная частоты принимаемого сигнала; коэффициент 0,94 учитывает необходимость 3 % перекрытия по частоте на стыках соседних поддиапазонов. В качестве N берется ближайшее целое число. Затем определяется значение коэффициента поддиапазона, необходимое при N поддиапазонах: k пд = 1,06 N

38

f max . f min

(5.1.7)

После этого определяются граничные частоты каждого частотного поддиапазона: f1min = 0,97 fmin; f1max = kпд fmin; fnmin = 0,94 f(N-1)max; f2max = kпдf2min; (5.1.8) ………………………. f2min = 0,94 f(N-1)max; fNmax = kпд fNmin . При разбивке диапазона с постоянным частотным интервалом разность максимальной и минимальной частот у всех поддиапазонов одинакова: f0imax - f0imin = ∆ fпд = const. (5.1.9) В данном методе разбивки на поддиапазоны наибольший коэффициент поддиапазона получится для первого (самого низкочастотного) поддиапазона. Достоинством указанного способа разбивки на поддиапазоны является одинаковая плотность настройки на всех поддиапазонах, что позволяет использовать единую шкалу точной настройки. Недостаток способа - большое число поддиапазонов. Используется он в профессиональных радиоприемниках. Необходимое число поддиапазонов с постоянным ∆ fпд рассчитывается по формуле: N≥

f max − f min , ′ max 0,94∆f ПД

(5.1.10)

где значение максимально допустимой величины интервала частот поддиапазона ∆ f’пд определяется из выражения ∆ f’пд = fmin (kпд max – 1), (5.1.11) в котором fmin - минимальная частота из диапазона принимаемых частот. В формуле (5.1.10) выбирается ближайшее большее целое число N и по его значению находятся действительные интервалы частот поддиапазонов: ∆f ПД =

f max − f min . 0,94 N

(5.1.12)

Коэффициент перекрытия i-го поддиапазона рассчитывается по формуле: k iпд =

∆f f 0i max = 1 + ПД . f 0i min f 0i min

(5.1.13)

После этого окончательно определяются граничные частоты поддиапазонов: f1min = 0,97 fmin; f1max = f1min + ∆ fпд; f2min = 0,94 f1max; f2max = f2min + ∆ fпд; (5.1.14) …………………. fN min = 0,94 f(N-1) max; fN max = fN min + ∆ fпд.

39

Комбинированный метод разбивки на поддиапазоны применяют, если при первом методе разбивки на поддиапазоны для последних поддиапазонов получаются очень большие интервалы частот, а при втором методе разбивки на поддиапазоны для низкочастотного поддиапазона требуется k пд > k пд max. Для получения минимально возможного числа поддиапазонов в этом случае весь диапазон рабочих частот разбивают на две части. Для первой (низкочастотной) применяют метод с постоянным k пд, а для второго - с постоянным интервалом частот. Подбором указанных частот диапазона достигают минимального числа поддиапазонов. При использовании в качестве элемента перестройки КПЕ начальная емкость Сmin дискретного конденсатора зависит от паразитных емкостей ветвей в схеме коммутации и емкости монтажных соединений. Значение Cmin = 20...30 пФ. Величина Спост выбирается по табл.5.1. Для оценки Сmax следует выбрать число ветвей дискретного конденсатора п = 5…7 и рассчитать число дискретных частот S в поддиапазоне по формуле: S = 10 lg 2 = 2 n . (5.1.15) При разбивке на дискретные частоты по способу с постоянным коэффициентом перекрытия (равных относительных расстроек) коэффициент поддиапазона рассчитывается по формуле: kпд = (1 + 2β)S. (5.1.16) При разбивке на дискретные частоты по способу с постоянным частотным интервалом (равных частотных интервалов, ∆ f = const) kпд = 2βS + 1. (5.1.17) В формулах (5.1.16), (5.1.17) коэффициент β определяется из выражения: n

β=

∆f 1 = , f0 2Q

(5.1.18)

где Q ≈ 100 – добротность колебательного контура; f0 – частота сигнала; ∆ f – ширина полосы пропускания контура. Число поддиапазонов N определяется по формуле (5.1.6). 5.2 Проектирование входной цепи радиоприемника Входная цепь (ВЦ, преселектор) — это цепь приемника, связывающая антенну с первым усилительным или преобразовательным прибором. Простейшая одноконтурная ВЦ представляет собой пассивный четырехполюсник, содержащий колебательный контур, настроенный на частоту принимаемого сигнала. Колебательный контур соединен c усилительным прибором (биполярным или полевым транзистором, электронной лампой). На рис. 5.1-5.3 приведены распространенные схемы входных двухдиапазонных устройств с ненастроенной антенной, в которых используется трансформаторная связь с антенной. В качестве элемента настройки используется конденсатор переменной емкости (рис. 5.1), варикап (рис. 5.2) дискретный конденсатор переменной емкости (ДКПЕ, рис. 5.3). На рис. 5.4 приведена схема 40

двухдиапазонного входного устройства, в которой используется емкостная связь с антенной и перестройка поддиапазонов с помощью ферровариометра. Выбором конденсатора Ссв можно изменять значение коэффициента связи с антенной. Недостатком этого входного устройства является резкое изменение коэффициента передачи в диапазоне частот. Открытые ненастроенные ненаправленные антенны используются в радиовещательных приемниках в диапазоне низких, средних и высоких частот (километровых, гектометровых и декаметровых волн соответственно). Приемная антенна может быть представлена эквивалентным генератором напряжения с внутренней ЭДС Еа и внутренним комплексным сопротивлением: Za = Ra + jXa , (5.2.1) где Ra – активное сопротивление антенны; Xa – реактивное сопротивление антенны.

Рис. 5.1. Двухдиапазонная входная цепь с перестройкой КПЕ

Рис. 5.2. Двухдиапазонная входная цепь с перестройкой варикапами

41

Рис 5.3. Двухдиапазонная входная цепь с перестройкой ДКПЕ

Рис. 5.4. Двухдиапазонная входная цепь с перестройкой магнитоуправляемым ферровариометром

Упрощенную схему стандартного эквивалента антенны можно представить в виде последовательного колебательного контура с параметрами: Ra = 400 Ом, La = 20 мкГ, Ca = 400 пФ (рис. 5.5).

Рис. 5.5. Упрощенная эквивалентная схема стандартной открытой ненастроенной антенны

42

Собственная частота f0a эквивалента антенны: f 0a =

1 2π La C a

= 1780 кГц.

(5.2.2)

Следует обратить внимание на особенности входных устройств с трансформаторной и емкостной связью с антенной. В трансформаторной схеме (рис.5.1-5.3) можно настройку входной цепи и значение коэффициента связи с антенной выбирать независимо друг от друга. В пределах поддиапазона можно придавать коэффициенту передачи желаемый характер изменения, в широких пределах изменять связь с колебательным контуром. Изменяя индуктивность катушки связи можно понижать или повышать собственную частоту f0а.ц антенной цепи. Поэтому для схемы с трансформаторной связью с антенной возможны два режима работы: режим удлинения (понижения частоты) и режим укорочения (повышения частоты). В режиме удлинения, когда резонансная частота антенной цепи выбрана ниже минимальной частоты поддиапазона f0а.ц < fпд min, можно получить высокую равномерность коэффициента передачи по напряжению в пределах поддиапазона. В режиме укорочения (f0а.ц > fпд max) возрастает неравномерность коэффициента передачи в пределах поддиапазона и увеличивается его значение. В большинстве современных приемников находит применение входное устройство с удлиненной антенной цепью. Входное устройство с емкостной связью с антенной (рис. 5.4) отличается простотой выполнения. Выбором конденсатора Ссв можно изменять значение коэффициента связи с антенной в процессе работы, что позволяет применять его с различными антеннами, имеющими большой разброс параметров. Как уже отмечалось, недостатком этого входного устройства является резкое изменение коэффициента передачи в диапазоне частот. В общем случае схема колебательного контура при перестройке переменным конденсатором имеет вид рис. 5.6.

Рис.5.6. Общая схема колебательного контура входной цепи при перестройке переменным конденсатором

На рис 5.6 СL – собственная емкость катушки контура [пФ], См=10÷20 пФ – емкость монтажа. При проведении вычислений вместо С1 в расчетах подставляется эквивалентная емкость: С1 э = С1 + См + СL . (5.2.3)

43

Для однослойных катушек с шагом СL = 1...2 пФ, без шага 2...6 пФ, для катушек с перекрестной универсальной намоткой 5...10 пФ, для простой универсальной намотки 15...30 пФ, для рядовой многослойной 50 пФ и выше. Значение емкости конденсатора рассчитывается по формуле: С1 = С1 э – См – СL . (5.2.4) Подстроечный конденсатор С3 со средней емкостью Сп.ср служит для выравнивания начальной эквивалентной емкости контура. Значение Сп.ср рассчитывается по формуле: C 3 = C П .ср =

С П max + C П min , 2

(5.2.5)

где Cп min и Cп max - соответственно, минимальная и максимальная емкости подстроечного конденсатора. Их значения берутся из табл. 5.2. В практических расчетах величину емкости С3 часто оценивают по формуле С3 ≥ (0,3...0,5)Cmin, где Сmin - минимальная емкость переменного конденсатора. Значение емкости С2 рассчитывается по формуле: 3  k ПД С3 2 (k ПД − 1)1 −  Сv HC  3   k ПД  2 1− )  k ПД H C − 1  HC   

2 2 (k ПД − 1) + (k ПД − 1) 2 + 4

C 2 = Cv

(

)

 )  k ПД H C − 1  

(

) ,

(5.2.6)

где Cv = Cmax – Cmin - переменная часть емкости конденсатора переменной емкости; kпд - коэффициент перекрытия поддиапазона (см. формулу (5.1.1)). Коэффициент НС представляет отношение производных от емкости настроечного конденсатора переменной емкости С по управляющему параметру x при минимальной fmin и максимальной fmax частотах поддиапазона:

HC =

(dC / dx) f = f i min (dC / dx) f = f i max .

(5.2.7)

Управляющим параметром х является в случае КПЕ угол поворота оси ϕ, для варикапов - управляющее обратное напряжение U, для ДКПЕ - код i комбинации замкнутых ключей в схеме коммутации. Пример 5.1. Для прямочастотного КПЕ функциональная характеристика имеет вид: C = C min

1  k −1  1 − f ϕ  ϕ k  max f  

2

.

Дифференцируя это выражение по φ, получим:

44

(k f −1 ) 2C min dC = . 3 dϕ ϕ max k f  k f −1  1 − ϕ   ϕ k max f  

Следовательно, HC =

1  k f − 1 1 −    k f  

3

= k 3f .

(5.2.8)

Пример 5.2. Функциональная характеристика кремниевого варикапа выражается соотношением −0 , 5 C = K (0,7 + U ) . Дифференцируя это выражение по U получим: dC = −0,5 K (0,7 + U dU

)

−1, 5

.

Подставив полученное значение в формулу (3.2.7), имеем:  0,7 + U max HC =   0,7 + U min 

   

−1, 5

= k σf

.

(5.2.9)

Аналогичные расчеты показывают, что для прямоемкостного конденсатора значение НC=1, для прямоволнового HC=kf ,для емкостно-логарифмического конденсатора НC =

kf2

, что соответствует отношению

3 k ПД

HC

≥ 1 . Подстановка

полученных значений НC в формулу (5.2.6) может в ряде случаев приводить к отрицательным или бесконечно большим расчетным значениям емкости C2, что должно рассматриваться как отсутствие этой емкости в схеме рис.5.6. Для контура с ДКПЕ значения производных dC/di, где i – код подключенных конденсаторов, можно графически рассчитать по графику зависимости С = f(i). Для схемы входной цепи с магнитоуправляемым ферровариометром (рис. 5.4) значение параметра НC рассчитывается по формуле

HC =

(dL / dI ) f = fi min (dL / dI ) f = fi max

,

(5.2.10)

где I – ток намагничивания в управляющей катушке. Величина приращений dL/dI определяется по графику зависимости L = f(I). Значение емкости С1э рассчитывается по формуле: C1э =

 b  ad  1 + 4 2 − 1 − C min ,  2a  b 

2 где a = (k ПД − 1)(С 2 + С 3 ) ;

45

(5.2.11)

2 b = (k ПД − 1)[C 3 (2С 2 + С v ) + C 2 (С 2 + С v )] ; 2 d = C 22 C v − (k ПД − 1)C 2 C 3 (C 2 + C v ) .

Если

4

ad ≤ 0,1 , b2

то вместо формулы (5.2.11) удобно пользоваться

приближенной формулой: C1э =

d − C min . b

(5.2.12)

Наконец, если емкость С2 в схеме отсутствует (С2 = ∞ ), как, например, в схеме на рис.5.2 (при варикапной перестройке контура), то нужное значение коэффициента перекрытия поддиапазона kпд обеспечивается выбором: C1э =

2 C max − k ПД C min 2 k ПД −1

.

(5.2.13)

Далее рассмотрим порядок проектирования входных цепей радиоприемников, изображенных на схемах рис.5.1-5.4. В представленных методиках расчета рассмотрены только те соотношения, которые позволяют сформировать частное техническое задание (ЧТЗ) на проектирование катушки индуктивности и выбрать значения элементов схемы входной цепи. 5.2.1. Расчет одноконтурного входного устройства с трансформаторной связью с антенной Для выполнения расчета любой схемы входного устройства из ТЗ на проектирование должны быть известны следующие общие исходные данные. 1) граничные частоты поддиапазонов fпд min и fпд max; 2) тип резонансной системы входного контура, ее параметры и полоса пропускания ∆ f; 3) средние значения параметров Ra, Ca, Lа антенны и значения коэффициентов разброса параметров антенны: qR =

Ra R Ca C L L = a max ; qC = = a max ; q L = a = a max ; Ra min Ra C a min Ca La min La

(5.2.14)

4) тип усилительного прибора первого каскада, схема его включения и значения составляющих входного сопротивления (Rвх, 1/ ω Свх) в диапазоне рабочих частот; 5) конструктивная добротность QK или затухание d ненагруженного контура; 6) ориентировочное значение коэффициента усиления первого каскада К0=2...3. Расчет входного устройства для каждого поддиапазона производится в следующем порядке.

46

1. Определение параметров контура входного устройства. Индуктивность контуров Lэi на максимальной частоте поддиапазона fi max мкГн, рассчитывается по формуле: L эi =

25300 , f i 2max C э min

(5.2.15)

где f imax выражается в МГц, Cэ min – в пФ. Расчет емкости контура при перестройке с помощью КПЕ. При настройке контура преселектора с помощью КПЕ минимальная эквивалентная емкость контура Cэ min, пФ, рассчитывается по формуле: C э min = C П .СР +

(С min + C1э )C 2 + p 22 C вх . С min + C1э + C 2

(5.2.16)

При отсутствии в схеме емкости С2 величина Cэ min определяется из соотношения C э min = C П .СР + C min + C1э + p 22 C вх . (5.2.17) В формулах (5.2.16) и (5.2.17) Cmin – минимальная (начальная) емкость конденсатора переменной емкости; С2 – емкость последовательного конденсатора, включенного в контур; значение параллельной эквивалентной емкости С1э, включенной в контур, рассчитывается по формуле (5.2.11) – (5.2.13); Сп.ср – среднее значение емкости подстроечного конденсатора, рассчитывается по формуле (5.2.5); p 22 C вх – пересчитанная в контур входная емкость усилительного транзистора первого каскада; р2 = п2/п – коэффициент трансформации при автотрансформаторной связи контурной катушки с транзистором; n – число витков контурной катушки; n2 – число витков, подключенных к транзистору; Свх – входная емкость транзистора, которая для схемы с общим эмиттером (ОЭ) определяется по следующей формуле: C вх = C11 − C12 K 0 , (5.2.18) где K0 – коэффициент усиления первого каскада. Для транзистора, включенного по схеме с ОЭ, значения емкостей эквивалентной схемы рассчитываются по следующим формулам: C11 =

1−

g 11

ωβ

ω 1 +  ωS 1−

C11 = −C K

ωβ ωS

  

2

;

(5.2.19)

  

2

.

(5.2.19а)

ωβ ωS

ω 1 +   ωS

В выражениях (5.2.19), (5.2.19а) проводимость g11 является низкочастотным параметром транзистора. В справочниках обычно приводятся значения h11э – параметра транзистора, который связан с g11 – параметром следующим соотношением: 47

g11 =

1 . h11э

(5.2.20)

Значение параметра h11э можно определить по графику входной характеристики транзистора Iб = f(Uбэ), как это показано в 5.5. Кроме того, в выражениях (5.2.19), (5.2.19а): Ск - емкость перехода коллектор-база транзистора; ω = 2πf , где f - текущая частота сигнала; ω S = 2πf S , где f S = f T

rЭ rб′

- частота, при которой крутизна характеристики усилителя,

включенного по схеме с ОЭ уменьшается на 3 дБ; fт - предельная частота, при которой коэффициент усиления по току в схеме с ОЭ равен единице (|h21э| = 1); определить частоту fт можно из выражения fт = |h21э|fизм , где fизм - частота, на которой определяется модуль |h21э|, rЭ =

ϕТ

IЭ

- сопротивление эмиттера ( ϕ т =

0,026 В, Iэ - ток эмиттера); rб′ = h11э − rэ (1 + h21E ) ; ω β = 2πf β = 2πf h , где f β граничная частота, при которой коэффициент усиления по току в схеме с ОЭ уменьшается на 3 дБ по сравнению со значением h21э на низкой частоте; величина частоты f β определяется по формуле: 21 E

fβ =

fT . 1 + h21E

(5.2.21)

Можно показать, что отношение круговых частот ωβ rб′ ≈ . ω S h11э − rб′

(5.2.22)

Значения величин h21Е , |h21э|, fизм являются справочными. Коэффициент трансформации р2 для первого каскада на биполярном транзисторе предварительно может быть определен из условия, что вносимая в контур емкость со стороны входа первого усилительного каскада составляет не более 0,1...0,2 минимальной емкости Cmin n: p2 ≤

где С min П =

(0,1...0,2)C min П , С вх

(5.2.23)

(С min + C1э )С 2 . С min + C1э + С 2

При отсутствии С2 величина Cmin п = Cmin + С1э. Более точное значение p2 определяется в процессе дальнейшего расчета. Максимальная эквивалентная емкость контура Сэ max определяется по формуле: 2 C э max = C э min k ПД . (5.2.24) Максимальная емкость конденсатора настройки Сmax: С max = C э max − (C L + C М + С1 + С П .СР + p 22 C вх ) . (5.2.25) Максимальное изменение емкости Cv = Cmax – Cmin должно быть обеспечено на первом поддиапазоне блоком КПЕ. На остальных поддиапазонах производится «сжатие» поддиапазона. 48

Расчет емкости контура при перестройке варикапами. На схеме, приведенной на рис.5.2, использовано так называемое встречно-последовательное включение варикапов, которое применяется для ослабления влияния нелинейности характеристик варикапов. При встречном включении варикапов и при надлежащей симметрии их характеристик четные гармоники напряжения будут иметь противоположные напряжения и взаимно компенсируются. При неполной симметрии характеристик варикапов ослабленное напряжение четных гармоник появится на катушке индуктивности. При встречном включении суммарная емкость Сс однотипных варикапов определяется по формуле: Cс =

C1в С 2в С = в , C1в + С 2в 2

(5.2.26)

где С1в = С2в = Св - емкости переходов первого и второго варикапов. Суммарная емкость Сс рассчитывается, соответственно, для минимального Cc min и максимального Сс mах значения емкостей варикапов. Максимальное значение барьерной емкости варикапа Св mах при минимальном постоянном обратном напряжении U1, равном 4 В или 1 В является справочной величиной (например, см. табл.5.3). Значение барьерной емкости при максимальном значении обратного напряжения |U2|>|U1|, пФ, рассчитывается из выражения: C (U 2 ) = C (U 1 )

U 1 + 0,7 . U 2 + 0,7

(5.2.27)

Минимальная эквивалентная емкость контура с варикапами при С2 = ∞ (рис.3.6) определяется по формуле: C э min = C c min + C1э + C П .СР + p 22 C вх . (5.2.28) В этом случае величина емкости С1э рассчитывается из выражения: C1э =

nC в max − k C nC в min , kC − 1

(5.2.29)

где п - количество пар варикапов, включенных встречно-последовательно; kС коэффициент перекрытия по емкости варикапа, рассчитывается из выражения:  f ПД max nC в max + C 0 min 2 kC = = k ПД =  f nC в min + C 0 min  ПД min

2

  .  

(5.2.30)

Максимальная эквивалентная емкость контура с варикапами рассчитывается по формуле (5.2.24), а максимальная емкость варикапа – по формуле (5.2.25). Расчет элементов контура при перестройке ДКПЕ осуществляется по формулам (5.2.15) – (5.2.25). 2. На втором этапе производится выбор режима работы входного устройства с трансформаторной связью с антенной. Сначала выбирается режим работы входной цепи. Значению f0а.ц < fi min соответствует наиболее часто используемый режим удлинения, характеризующийся понижением собственной частоты антенной

49

цепи. В этом случае задаются величиной коэффициента удлинения входного устройства: ν=

f i min = 1,3...3,0 f 0 а.ц

,

(5.2.31)

где fi min - минимальная частота поддиапазона. При этом собственная частота антенной цепи понизится и составит f 0 а .ц =

f i min

ν

.

Значению f0а.ц > fi max соответствует режим укорочения, приводящий к повышению собственной частоты антенной цепи. При выборе режима укорочения задаются величиной коэффициента укорочения входного устройства: ν=

f 0 а.ц

= 1,3...3,0 ,

f i max

(5.2.32)

где fi max - максимальная частота поддиапазона. В этом случае собственная частота антенной цепи возрастает и составит f 0 а.ц = νf i max . При выборе величины коэффициента v следует учитывать, что при меньших значениях увеличивается коэффициент передачи напряжения входной цепи и одновременно увеличивается его непостоянство при настройке на разные частоты поддиапазона. 3. Определяются или выбираются коэффициенты разброса параметров антенны qR, qC и qL. Их значения следует выбирать в пределах 1,2...2,0. Чем ниже рабочая частота, тем меньше необходимо брать q. 4. Определяется индуктивность катушки связи Lсв из условия обеспечения резонанса антенной цепи на выбранной частоте f0а.ц. Для режима удлинения f 0 а.ц = f i min / ν и, учитывая вероятный разброс параметров антенны, получим: Lсв ≤

v 2 q L qC , 4π 2 f i 2min C а

(5.2.33)

где значение емкости Са берется для стандартного эквивалента антенны (Са = 400 пФ).

Для режима укорочения f 0 а.ц = νf i max и, учитывая вероятный разброс параметров антенны, получаем: Lсв ≤

4π f 2

2 i max

1 . v 2 q L qC C а

(5.2.33а)

Определяются активное сопротивление rа.ц и затухание dа.ц антенной цепи. Для режима удлинения сначала задаемся затуханием в катушке связи dсв = 0,01...0,03 (соответствует добротности катушки связи Qсв = (1/ dсв ) = 100...33). Затем рассчитывается активное сопротивление катушки связи rсв, Ом, на минимальной частоте поддиапазона fi min, на которой вносимое активное сопротивление из антенной цепи будет наибольшим: 50

rсв = 2πf i min Lсв d св ,

(5.2.34)

где fi min выражается в МГц, Lсв - в мкГн. Активное сопротивление антенной цепи rа.ц рассчитывается из выражения: rа.ц = ( Ra + rсв )q R , (5.2.35) где для стандартного, эквивалента антенны Ra = 400 Ом, qR = 1,2...2,0. Затухание антенной цепи рассчитывается по формуле: d а.ц =

rа.ц q L 2πf i min ( Lсв + La )

,

(5.2.36)

где fi min берется в МГц, Lсв - в мкГн, rа.ц - в Ом. Величина добротности антенной цепи Qа.ц = 1/ dа.ц . 5. Определяется минимальное значение коэффициента связи контура kсв с антенной цепью, которое обеспечивает оптимальную связь, соответствующую согласованию по мощности: k св min =

Qа.ц   f 0 а.ц 1 −  Qэ   f i min 

  

2

 , 

(5.2.37)

где Qэ - эквивалентная добротность контура. Для каскада, выполненного на биполярном транзисторе с учетом вносимых потерь со стороны его входной проводимости, Qэ = Qн , где Qн =

1 ; ρ э Gн

(5.2.38)

Gн = G0 + p 22 Gвх ; 1 ρ э = 2πf i min Lэ min = ; 2πf i min C э max 1 G0 = , ρ э Qк

(5.2.39) (5.2.40) (5.2.41)

Qк - собственная (конструктивная) добротность контура, указанная в ТЗ. В формуле (5.2.39) входная проводимость первого каскада Gвх для схемы с общим эмиттером определяется из выражения: Gвх = G11 − G12 K 0 . (5.2.42) В формуле (5.2.42) G11 = g11

ω 1+ S ωβ

ω  ωS

ω 1 +  ωS

  

   2

2

 ω   ωβ  1 − g 12 − ω S C K  ω S   ω S  G12 = 2 ω   1 +  ωS  2

51

(5.2.43а)

;

  ;

(5.2.43б)

h 1 ; g12 = 12 э - низкочастотные проводимости; h11э h11э r (1 + h21E ) 1 + h21E - h-параметры; rк = - сопротивление = э rк h22 э

В формулах (5.2.43а, б) g11 = h11э = rб′ + rэ (1 + h21Е ) ; h21э

коллектора транзистора.

ωS ωβ

В формуле (5.2.43а) величину

можно рассчитать из выражения

(5.2.22). Коэффициент усиления каскада К0 принимается равным 2...3. Коэффициент трансформации р2 выбирают исходя из выполнения условия допустимого увеличения затухания контура входного устройства: p 2 ≤ α вх

где α вх =

∆d вх d

G0 , Gвх

(5.2.44)

- допустимое относительное изменение затухания входного

контура за счет влияния входной проводимости первого каскада; ∆ dвх = d – dн ; d = ρ эG0 ; dн = ρ эGн. Подставляя в выражение для α вх значения d и dн , получим, что d вх =

G н − G0 . G0

(5.2.45)

Следовательно, значение коэффициента трансформации р2 можно рассчитать по формуле: p2 ≤

G н − G0 Gн = −1 . G0 G0

(5.2.46)

При выборе режима укорочения минимальное значение оптимального коэффициента связи, соответствующего режиму согласования, рассчитывается из соотношения: k св min

Qа.ц  f 0 а.ц  = Qэ  f i max 

2    − 1 .  

(5.2.47)

В соотношении (5.2.47) величины Qа.ц и Qэ определяются по формулам (5.2.36) и (5.2.38)-(5.2.44) на максимальной частоте поддиапазона fi max. 6. Находится значение коэффициента связи kсв1 , при котором затухание контура увеличится за счет реакции входной цепи не больше, чем на 25 %, а коэффициент передачи напряжения уменьшится не больше, чем на 25 % по сравнению с коэффициентом при оптимальной связи: k св1 = 0,5k св min . (5.2.48) 7. Определяется значение коэффициента связи kсв2, допустимое по соображениям расстройки входного контура. Для режима удлинения и режима укорочения:

52

k св 2 =

2

ν

2 β (ν 2 − 1)[ν 2 qC2 q L2 (k ПД − 1)] 2 q C2 q L2 k ПД −1

,

(5.2.49)

где kпд = fi max / fi min ; β = ∆f f 0 - смещение расстройки. Обычно полагают β ≤ 1 (2Q) , считая при этом допустимым смещение настройки на половину полосы пропускания. Из двух рассчитанных значений коэффициента связи берут наименьшее. Конструктивно выполнимый коэффициент связи не может быть больше 0,5...0,7. 8.Находится значение коэффициента взаимоиндукции: M = k св Lэ Lсв . (5.2.50) 9. Исходя из расчетных данных формулируется ЧТЗ на проектирование катушки индуктивности и выполняется ее конструктивный расчет. 5.2.2. Расчет входного устройства при емкостной связи с антенной и перестройкой с помощью магнитоуправляемого ферровариометра. Исходными данными для расчета служат те же параметры, что и для входного устройства с трансформаторной связью с антенной. В общем случае схема колебательного контура при перестройке катушкой переменной индуктивности имеет вид, изображенный на рис.5.7.

Рис.5.7 Общая схема колебательного контура входной цепи при перестройке переменной катушкой индуктивности

Расчет входного устройства для каждого поддиапазона производится в следующем порядке. a. Рассчитывается максимальная индуктивность контура Lэ max на минимальной частоте f0min диапазона: Lэ max =

25300 , f i 2min C э.к

(5.2.51)

где f0min выражается в МГц, Сэ.к - в пФ, Lэ max - в мкГн. Эквивалентная емкость контура рассчитывается по формуле: C э.к = C min + C пост , (5.2.52) где значения Cmin и Слост берутся для соответствующего частотного диапазона из табл.5.1. и 5.2. Значение дополнительной емкости C1' рассчитывается по формуле: 53

C1' = C э.к − C L − C м − C П .СР − p 22 C вх .

(5.2.53) Величины CL, См, Сп.ср, Свх, р2 выбираются или рассчитываются так же, как и при расчете входной цепи с трансформаторной связью с антенной. Параллельная емкость С1э включенная в контур, рассчитывается по формуле: C1э = C L + C м + C1' . (5.2.54) Минимальная индуктивность контура Lэ min определяется по формуле: Lэ min =

Lэ max . 2 k ПД

(5.2.55)

Значения емкостей С2 и С4 (рис.5.7) рассчитываются из соотношений: C2C4  C 2 +C 4   C4  = p2 .  C2

C1′ =

(5.2.56)

Из совместного решения уравнений (5.2.56) следует, что C 2 = C1′

p2 + 1 p2

(5.2.57а)

C 4 = C1′ ( p 2 + 1) .

(5.2.57б) b. Расчет емкости связи Ссв производится на максимальной частоте поддиапазона. Вычисляется значение емкости связи, обусловливающее относительную расстройку входного контура не более чем на половину полосы пропускания, то есть на величину β = ∆f f 0 = 1 2Q : C св ≤

10 3 2πf i max

2 βC a qC . Lэ min qC − 1

(5.2.58)

В формуле (5.2.58) f - в МГц, Са выражается в пФ, Lэ min - в мкГн. Величина β = 1/(2Qн), где значение величины Qн рассчитывается по формулам (5.2.38)(5.2.43). c. Выбирается емкость связи с антенной. Она должна быть такой, чтобы расширение полосы пропускания входного устройства за счет сопротивления, вносимого антенной, произошло не более чем на 25 %, а уменьшение коэффициента передачи напряжения по сравнению с максимальным - не более чем на 25 %: C св =

где

C a ∆C , C a − ∆C

∆C = 3 ⋅ 10 4

(5.2.59) d

f

3 i max

Lэ min Rэ q R

.

(5.2.60)

В формуле (5.2.60) значение fi max выражается в МГц, Rэ - в Ом, Lэ min - в мкГн, ∆ С - в пФ. Для каскада на биполярном транзисторе величина затухания контура, Ом: D = d Н = ρ эGН , (5.2.61) 54

где Gн определяется по формуле (5.2.39). Из двух полученных значений емкости связи берут наименьшую. 5.3. Проектирование контура гетеродина. Гетеродином называется перестраиваемый автогенератор, используемый в схеме преобразователя частоты супергетеродинного радиоприемника. Примеры схем гетеродинов на биполярном транзисторе изображены на рис.5.8, а и б. Гетеродин вырабатывает частоты в следующем диапазоне: f г min = f c min + f пр ; (5.3.1) f г max = f c max + f пр , (5.3.1а) где fпр - промежуточная частота; fс min минимальная частота сигнала; fc max максимальная частота сигнала. Коэффициент перекрытия поддиапазона гетеродина kпд.г рассчитывается по формуле: k пд.г =

f iг max = k ПД f iг min

1+ 1+

f пр f i max . f пр

(5.3.2)

f i min

В диапазонных приемниках независимо от частоты принимаемого сигнала промежуточная частота fпр должна оставаться постоянной. Для этого необходимо, чтобы частота гетеродина изменялась согласованно с частотой принимаемого сигнала.

Рис.5.8.(а). Схема двухдиапазонного гетеродина с перестройкой конденсатором переменной емкости (КПЕ).

55

Рис.5.8.(б). Схема двухдиапазонного гетеродина с перестройкой варикапами

Обычно перестройка сигнальных контуров и контура гетеродина осуществляется одновременно при помощи одной ручки настройки. Подобное объединение настройки называется сопряжением настроек. Сопряжение настроек может осуществляться на одной, двух и трех частотах (в одной, двух и трех точках). Рассмотрим (после разбивки на поддиапазоны) точное сопряжение в двух точках. Если контур преселектора построен по схеме без последовательного конденсатора, то контур гетеродина строится по такой же схеме (рис.5.9).

Рис. 5.9. Сопряжение настроек в контуре без последовательного конденсатора

При этом

C 3г + C1э.г = C к .г min − C в min ,

где

C к .г min =

C в max − C в min . k пд2 .г − 1

(5.3.3) (5.3.4)

В выражении (5.3.4) Cв min и Cв max - минимальная и максимальная емкости конденсатора переменной емкости, в данном случае варикапа. Значение 56

емкости подстроечного конденсатора С3г рассчитывается по формуле, аналогичной (5.2.5): C 3г = C П .СР =

С п max + С п min , 2

(5.3.5)

где Cп min и Сп mах - соответственно, минимальная и максимальная емкости подстроечного конденсатора. Их значения берутся из табл. 5.2. В практических расчетах величину емкости С3г часто оценивают по формуле С3г ≥ (0,3…0,5)Cв min, где Cв min - минимальная емкость варикапа. Если контур преселектора построен по схеме с дополнительным последовательным конденсатором, то контур гетеродина строится по такой же схеме, как это изображено на рис.5.10. В этом случае C1э.г . = С1э , (5.3.6) C2г = С2 , (5.3.7) ′ , C 3г = C к .г min − C min (5.3.8) где

′ − C min ′ C max , 2 k пд.г − 1 (C + C max )C 2 = 1э , C1э + C max + C 2 (C + C min )C 2 = 1э , C1э + C min + C 2

C к .г min = ′ C max ′ C min

(5.3.9) (5.3.10) (5.3.11)

Cmin и Cmax - минимальная и максимальная емкости КПЕ.

Рис. 5.10. Сопряжение настроек в контуре с последовательным конденсатором

Разбивка диапазона частот входного сигнала на поддиапазоны осуществляется по методике для входного контура, изложенной в разделе 5.1. Частоты точного сопряжения, обеспечивающие минимум наибольшей номинальной относительной погрешности сопряжения: 0 ,147 f i1 = f i min k ПД ; (5.3.12) 0 ,852 f i 2 = f i min k ПД .

(5.3.13)

Для выполнения расчета контура гетеродина из ТЗ на проектирование должны быть известны следующие общие исходные данные: 1)граничные частоты i-го поддиапазона fi min и fi max; 2)промежуточная частота приемника fi ; 3)минимальная и максимальная емкости КПЕ или варикапа Cmin и Cmax;

57

4)тип усилительного устройства, схема его включения, значения h21Е, Iкб.о, Iк max, Uкэ max, Pк max для выбранного типа транзистора; 5)собственная добротность QK или затухание ненагруженного контура. Расчет контура гетеродина производится в следующем порядке. 1. Разбивка общего диапазона рабочих частот на поддиапазоны осуществляется по формулам (5.1.1)-(5.1.14) раздела 5.1. Определяется коэффициент перекрытия поддиапазона kпд входного контура. По полученным значениям граничных частот поддиапазонов рассчитываются граничные частоты поддиапазонов контуров гетеродина по формулам: f i min г = f i min + f пр ; (5.3.14) (5.3.14а) По формуле (5.3.2) рассчитывается коэффициент перекрытия поддиапазона гетеродина kпд.г. 2. По формулам (5.2.5), (5,2.6) и (5.2.11) рассчитываются значения емкостей С3, С2 и С1э, входящих в состав контура входной цепи радиоприемника. Если емкость С2 в схеме преселектора отсутствует, то значение С1э определяется по формуле (5.2.13). 3. Для схемы с перестройкой варикапами рассчитываются значения С3 г. и С1э.г по формулам (5.3.3)-(5.3.5). Величина емкости дополнительного конденсатора С1г рассчитывается по формуле: C1 Г = С1Э. Г − C М − C L , (5.3.15) f i max г = f i max + f пр .

где См и CL - емкости монтажа и катушки индуктивности соответственно. При перестройке контура с помощью КПЕ значения емкостей С1г, С2г и С3г определяются по формулам (5.3.6)-(5.3.8). 4. Рассчитывается необходимая индуктивность контура гетеродина на минимальной частоте поддиапазона fг max , мкГн: Lк . г =

25300 , f C iк .г min 2 iг max

(5.3.16)

где fi г max выражается в МГц; Ci к.г min - в пФ, рассчитывается по формуле (5.3.9). 5. Рассчитывается допустимый коэффициент включения p2г контура в коллекторную цепь усилительного прибора: p2г =

U тк max , I тк min kU rэ.к

(5.3.17)

где Uтк max - максимальное значение амплитуды напряжения на коллекторе транзистора; Iтк min - минимальная амплитуда первой гармоники коллекторного тока (при минимальной температуре эксплуатации, минимальном значении параметра h21Е на минимальной частоте); kU =

U тк max - отношение наибольшего U тк min

значения напряжения на коллекторе транзистора к наименьшему значению; rэк минимальное значение сопротивления эквивалентного колебательного контура.

58

Значение kU находится из следующего выражения:   ∆I kU = 1,11 +  Э   I Э

  ∆I  +  Э α  I Э

  k пд.г    T  1 −  ∆I Э  I  Э

1− b ,  1 − k пд.г b  α

(5.3.18)

 ∆I Э  IЭ

  - относительное отклонение тока эмиттера вследствие отклонения α коэффициента усиления тока эмиттера α = h21б от среднего значения до

где 

 ∆I Э  IЭ

максимального; 

  - относительное отклонение тока эмиттера вследствие T

повышения температуры окружающей среды от 20 °С до наибольшего значения o Tmax ; b ≤ 0,1...0,15 - параметр стабилизации эмиттерного тока; kпд.г коэффициент перекрытия поддиапазона контура гетеродина.  ∆I Э  IЭ

Величины 

  и α

 ∆I Э   IЭ

  рассчитываются по формулам: T

 ∆I Э   IЭ  ∆I Э   IЭ

 R1 R2 1  = α ( R1 + R2 ) R3 2(1 + h21E )

;

(5.3.19)

 ∆T  −1    τ 

  R1 R2  2  =  0,0256 + I кб .о  ( R1 + R2 )  I э Rэ T 

.

(5.3.20)

где R1 и R2 - сопротивления делителя, включенного в цепь базы транзистора; Rэ - сопротивления нагрузки в цепи эмиттера; Iэ ≈ 1...10 мА - постоянная составляющая тока эмиттера при отсутствии генерации, среднем значении h21б o и комнатной температуре; ∆T = Tmax − 20 0 C - температура перегрева транзистора; τ = 7 для кремниевых транзисторов, τ = 10 для германиевых транзисторов. Величина тока эмиттера Iэ, А, задается соотношением Iэ =

Pвых (1 + h21E ) , h21EU кэ. р

(5.3.21)

где U кэ. р = (U П − 1) / 2 - среднее напряжение на переходе коллектор-эмиттер, определяющее рабочую точку транзистора, В; Рвых = (0,5...0,7)Рк max - величина выходной мощности, рассеиваемой в нагрузке, Вт; Uп - напряжение источника питания, В, которое определяется из выражения U П = (0,6...0,8)U кэ max . Выбирается ближайшее стандартное значение Uп из ряда: 5,0; 6,0; 9,0; 12,6; 15; 24; 27 В. Исходя из полученного значения Iэ, величину сопротивления Rэ в цепи эмиттера можно рассчитать по формуле: b=

U тэ min , Rэ I э

(5.3.22)

где b = 0,1...0,15; Uтэ min = 0,05...0,10 В - минимальное значение амплитуды напряжения эмиттер-база транзистора.

59

Из (5.3.22) следует, что Rэ =

50...100 , (0,1...0,15) I э

(5.3.23)

где Iэ выражается в мА; Rэ - сопротивление в цепи эмиттера, Ом. Значение сопротивления делителя R2, Ом, можно оценить по формуле: R2 =

0,5 + I э R э , 8I б. р

(5.3.24)

где номинальное значение тока базы Iб.р оценивается из соотношения: I б. р ≈

I э − (1 + h21E ) I кб .о . h21E

Величина сопротивления резистора R1, Ом, рассчитывается по формуле: R1 =

UП − R2 . 8I б. р

(5.3.25)

Значение максимального значения амплитуды напряжения на коллекторе транзистора Uтэ max, В, рассчитывается по формуле: U тк max = 0,9(U П − I э max Rэ − 0,5) . (5.3.26) Величина Iэ max рассчитывается из выражения:   ∆I I э max = I э 1 +  Э   I Э

  ∆I  +  Э α  I Э

  U тэ min kU   + . Rэ  T 

(5.3.27)

Значение Iтк min рассчитывается по формуле:    ∆I I тк min = 1,6 I э 1 −  Э    I Э

  U тэ min   + Rэ α 

  . 

(5.3.28)

Величина сопротивления эквивалентного колебательного контура rэ.к, Ом, рассчитывается по формуле: rэ.к = 2πf iг min Lк .г Qэ , (5.3.29) где Lк.г - индуктивность катушки контура гетеродина, мкГн; fi г min выражается в МГц; Qэ - добротность эквивалентного контура. Величина Qэ рассчитывается из выражения:  U  Qэ = Qк 1 − тэ min kU  ,  U тк max 

(5.3.30)

где Qк - конструктивная добротность контура (заданная в ТЗ). 6. Вычисляется величина индуктивности L2г, подключаемой к коллекторной цепи транзистора: L 2 г = Lк . г

p 22г , k св2

(5.3.31)

где kсв ≈ 0,9 - коэффициент связи между катушкой L2г и всей катушкой контура (кроме L1г). 7. Рассчитывается коэффициент включения контура в цепь эмиттер-база p2г необходимый для получения выбранного значения Uтэ min (в пределах 0,05...0,10 мВ):

60

p1г = p 2 г

U тэ min kU . U тк max

8. Вычисляется индуктивность L1г: L1г = Lк.г p1г .

(5.3.32)

(5.3.33)

9. Рассчитывается разделительная емкость Срг, пФ: C рг =

(5...10) I тк min 6 10 , 2πf iг min U тэ min

(5.3.34)

где Iтк min выражается в мА, Uтэ min - в мВ, fiг min - в МГц. 10. Рассчитывается емкость блокировочного конденсатора Сбл: C бл ≥

С рг 1 + h21E

.

(5.3.35)

11. Рассчитывается емкость Срк, пФ, (рис.5.8): C рк ≥

1 10 3 , (10...20)πf iг min

(5.3.36)

где fiг min выражается в МГц. 12. Расчет повторяется для остальных поддиапазонов контура гетеродина. 13. Исходя из расчетных данных формулируется ЧТЗ на проектирование катушек индуктивности и выполняется их конструктивный расчет.

61

6. РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЕЙ РАДИОЧАСТОТЫ И ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ 6.1 Общие соображения, выбор схемы Как уже было отмечено ранее, усилители радиочастоты (УРЧ) и промежуточной частоты (УПЧ) современных транзисторных приемников в основном выполняются по схеме с общим эмиттером, обеспечивающей наибольшее усиление на каскад. Ввиду малого усиления транзисторных усилителей на один каскад их число с одиночными контурами бывает достаточно для обеспечения заданной избирательности приемника, поэтому в усилителях радиочастоты и промежуточной частоты транзисторных приемников, в особенности малогабаритных, часто используются одноконтурные избирательные системы. Различные схемы резонансных усилителей высокой и промежуточной частот отличаются в основном только конфигурацией цепей питания и типом связи избирательной системы с выходной и входной цепями транзисторов. Эта связь может выполняться по трансформаторной, автотрансформаторной и емкостной схемам. Она должна обеспечить согласование сравнительно большого выходного сопротивления усилителя с низким входным сопротивлением последующего каскада и обеспечить ослабление шунтирующего действия малых выходного и входного сопротивлений транзистора на избирательную систему. Непосредственное включение контура в транзисторных УРЧ встречается редко, только при необходимости получения широкой полосы пропускания. Емкостная схема связи (рис. 6.1) (емкостный делитель) целесообразна в усилителях с фиксированной настройкой (в УПЧ). При ее применении легче осуществить практически небольшой коэффициент включения, который обычно получается в узкополосных усилителях, чем в автотрансформаторной схеме. В УРЧ с трансформаторной связью (рис. 6.2) в цепи коллектора образуется контур LсвС22. Для обеспечения равномерности коэффициента усиления по поддиапазону резонансную частоту этого контура (LсвС22) выбирают за пределами рабочих частот поддиапазона . В связи с большой сложностью схема не получила распространения.

Рис . 6.1 УРЧ с емкостным делителем

62

Рис . 6.2 УРЧ трансформаторной связью

Наибольшее распространение в транзисторных усилителях получила схема с двойной автотрансформаторной связью (рис. 6.3). Коэффициенты включения m1 и m2 целесообразно выбирать так, чтобы на нижней частоте поддиапазона обеспечить заданную полосу пропускания, а на верхней — избирательность. Следует отметить, что относительная расстройка контура входной и выходной емкостями транзисторов практически не зависит от величины коэффициентов включения m1 и m2. При увеличении связи контура с транзистором вносимая расстройка компенсируется одновременным расширением полосы пропускания (снижением добротности контура вносимым активным сопротивлением).

Рис. 6.3 УРЧ с автотрансформаторной связью

При широкой полосе пропускания необходимо учитывать частотные свойства транзистора в полосе пропускания. Резонансная кривая приобретает некоторую асимметрию, и ее максимум сдвигается от точки резонанса в сторону более низких частот. В транзисторных усилителях промежуточной частоты часто применяются двухконтурные полосовые фильтры (рис. 6.4). Связь между фильтрами может быть любого вида.

Рис. 6.4 УРЧ с полосовым фильтром

63

Для получения устойчивого усиления без применения нейтрализации была предложена каскодная схема, представляющая собой сочетание схемы с общим эмиттером и схемы с общей базой. Однако при использовании современных высокочастотных транзисторов на частотах, далеко отстоящих от граничной, отпала необходимость в нейтрализации внутренней обратной связи. Кроме того, применение фильтров сосредоточенной селекции (ФСС) в нагрузке преобразователя частоты для обеспечения избирательных свойств всего приемника позволило использовать для получения необходимого усиления на промежуточной частоте апериодические усилители (рис. 6.5). Апериодический транзисторный каскад имеет устойчивость не хуже каскодной схемы, дает большее усиление и проще в настройке. В связи с этим каскодная схема в промышленных транзисторных приемниках распространения не получила. В настоящее время преимущественное распространение имеет блок-схема преобразователь — ФСС — апериодический усилитель (приемники: «Атмосфера-2М», «Алмаз», «Юпитер» и т.д.).

Рис. 6.5 Схема апериодического усилителя

В основу расчета транзисторных УРЧ и УПЧ положено обеспечение максимально возможного устойчивого коэффициента усиления без применения нейтрализации и при условии получения необходимой эквивалентной добротности контуров, обеспечивающей заданные избирательность и ослабление на краях полосы пропускания приемника. 6.2 Апериодический усилитель Схема усилителя приведена на рис. 6.5. Порядок расчета 1. Определяется эквивалентное сопротивление нагрузки, исходя из условия получения максимального коэффициента усиления Ктах, считая его равным максимальному устойчивому коэффициенту усиления резонансного усилителя: Rэ ≤

K max , кОм S

,

где S — крутизна транзистора на максимальной рабочей частоте, мА/В. 2. Определяется величина резистора нагрузки в цепи коллектора: 64

(6.1)

1 1  1 1  , = −  + Rк Rэ  Rвх R22 

(6.2)

где Rвх — входное сопротивление последующего каскада; R22 — выходное сопротивление транзистора усилителя. Принимается ближайшее меньшее номинальное значение для резистора Rк. 3. Определяется реальное эквивалентное сопротивление нагрузки каскада: 1 1 1 1 = + + . Rэ′ Rк Rвх R22

(6.3)

4. Реальный коэффициент усиления каскада : K 0 = S ( мА / В ) Rэ′( кОм ) .

(6.4)

5. Задаваясь коэффициентом нестабильности V и величиной напряжения E'э определяются величины резисторов термокомпенсации R1, R2, R3 и емкости С3 по формулам (3.54) —(3.57) [5]. 6. Величина разделительной емкости: Cp ≥

1÷ 2 , тыс.пФ. , ′ Rвх f min

(6.5)

где fmin — минимальная рабочая частота, Мгц; Rвх — входное сопротивление усилителя, кОм, равное: 1 1 1 1 = + + . Rвх R11 R1 R2

(6.6)

Пример 6.1.А. Рассчитать апериодический усилитель на транзисторе П402 (рис. 6.5). Исходные данные Рабочая частота: f 'min = 245 кГц . Параметры транзистора П402: Iс = 1 мА; R11 = 1,67 кОм; S = 33 мА/В; R22 = 106 кОм; Сс = 15 пФ; Ес = 9 В. Коэффициент нестабильности схемы: V = 4. Требуется определить Сопротивление нагрузки в цепи коллектора: Rк. Коэффициент усиления каскада К0. Величина деталей термокомпенсации: R1, R2, R3, С3. Величину разделительной емкости Ср. Расчет 1. Определяем максимальный коэффициент усиления: K max = K у = 6,3

S ′ Cc f max

= 6,3

33 ≈ 19 . 0,245 ⋅ 15

2. Эквивалентное сопротивление нагрузки [ф-ла (6.1)] : Rэ ≤

K max 19 = ≈ 0,57 кОм . S 33 65

3. Величина резистора в цепи коллектора [ф-ла (6.2)] : 1 1  1 1  1 1   1  = = −  + − +  ≈ 1,14 ⋅10 −3 Сим , Rк Rэ  Rвх R22  0,57  1,67 103  1 Rк = = 0,88кОм . 1,14

Принимаем ближайшее меньшее номинальное значение резистора типа МЛТ-0,25 0,82 кОм. 4. Реальное эквивалентное сопротивление [ф-ла (6.3)] : 1 1 1 1 1 1 1 = + + = + + ≈ 1,83 ⋅10 −3 Сим , ′ Rэ Rк Rвх R22 0,82 1,67 106 1 Rэ′ = ≈ 0,55кОм . 1,83

5. Коэффициент усиления [ф-ла (6.4)] : K 0 = SRэ′ = 33 ⋅ 0,55 = 18,2 .

6. Задавшись величиной напряжения Eс=1,5 В, по ф-ле (3.54) определяем сопротивление термокомпенсации [5]: R3 =

Ee′ 1,5 = = 1,5кОм . Ic 1

Принимаем R3 = 1,5 кОм типа МЛТ-0,25. По ф-ле (3.55) определяем [5] : R2 = (V − 1)

Ec 9 R3 = (4 − 1) ⋅1,5 = 27 кОм . Ee′ 1,5

Принимаем R2 = 27 кОм типа МЛТ-0,25. По ф-ле (3.56) находим [5] : R1 =

R2 27 = = 5,4кОм . Ec 9 −1 −1 1,5 Ee′

Принимаем R1 = 5,6 кОм типа МЛТ-0,25. 7. Емкость в цепи эмиттера [ф-ла (3.57)] [5] : С3 ≥

15 ÷ 30 20 = = 54тыс.пФ . ′ R3 0,245 ⋅1,5 f max

Принимаем большее номинальное значение С3 = 0,1 мкФ типа БМ. 8. Определяем входное сопротивление каскада: 1 1 1 1 1 1 1 = + + = + + = 0,815 ⋅10 −3 Сим , Rвх R11 R1 R2 1,67 5,6 27 1 Rвх = ≈ 1,2кОм . 0,815

Разделительная емкость [ф-ла (6.5)] : Ср ≥

1− 2 1,5 = ≈ 5,1тыс.пф . ′ Rвх 0,245 ⋅1,2 f max

Принимаем Ср = 5,6 тыс. пФ типа КПМ

66

6.3. Усилитель радиочастоты с автотрансформаторным включением контура Принципиальная схема каскада приведена на рис. 6.3. Расчет производится для каждого поддиапазона отдельно, начиная с самого высокочастотного. Порядок расчета 1. Определяется волновое сопротивление контура для крайних частот поддиапазона ρ0 =

159 , кОм , f 0CЭ

(6.7)

где f0 — частота, на которой определяется ρ, МГц; СЭ — эквивалентная емкость контура на f0, пф. 2. Определяется коэффициент включения контура со стороны коллектора, исходя из условия получения максимального устойчивого усиления на максимальной частоте поддиапазона: my =

Ky mвх Sρ max Qэ max

,

(6.8)

где ρmax — характеристическое сопротивление на максимальной частоте поддиапазона, кОм; Qэ max — эквивалентная добротность контура на максимальной частоте поддиапазона; S — крутизна, мА/В; mвх — коэффициент включения контура предыдущего каскада во входную цепь транзистора. 3. Определяется коэффициент включения контура со стороны коллектора, исходя из условий получения оптимального согласования на минимальной частоте поддиапазона: mопт =

(1 − ψ min ) R22 . 2 ρ min Qэ min

(6.9)

где ψ min =

Qэ min . Qк

R22 — выходное сопротивление транзистора, кОм; Qк — конструктивная добротность контура. 4. Возможны следующие варианты решения: а) если my ≥ 1 и mопт ≤ 1, то принимается m1 = 1 и делается полное включение контура; б) если my < 1 или mопт < 1 (или my ≥ 1 и mопт < 1), то для m1 принимается меньшее значение.

67

5. Определяется коэффициент включения контура последующего каскада на минимальной частоте поддиапазона: а) при m1 = 1 или m1 = my m2 =

(1 − ψ min ) Rвх 2 R − m12 вх 2 ; ρ min Qэ min R22

со

стороны

(6.10)

б) при m1 = mопт m2 =

(1 − ψ min ) Rвх 2 . 2 ρ min Qэ min

(6.11)

В формулах (6.9) — (6.11): Ψmin = Qэ min/Qк — коэффициент шунтирования контура транзисторами; R22 — выходное сопротивление транзистора, кОм; Rвх2 — входное сопротивление последующего каскада, кОм; Qэ min — эквивалентная добротность контура; ρmin — характеристическое сопротивление, кОм. Все значения величин определяются на частоте f´ тin 6. Коэффициент усиления усилителя на крайних точках поддиапазона K 0 = m1m2 SρQэ (6.12) где S — крутизна характеристики транзистора на рабочей частоте, мА/В; ρ — характеристическое сопротивление контура на рабочей частоте, кОм; QЭ — эквивалентная добротность контура на рабочей частоте. Если К0 max ≤ Ку, а К0 min > Ктр, то расчет произведен правильно. 7. Расчет на других поддиапазонах данного усилителя (после расчета на самом высокочастотном поддиапазоне) производится по п. 1. Затем определяется коэффициент включения контура со стороны коллектора my. Для сохранения постоянства среднего усиления на всех поддиапазонах его определяют из выражения: my =

K 0 max , mвх Sρ max Qэ max

(6.13)

где К0max — коэффициент усиления на максимальной частоте самого высокочастотного поддиапазона; Qэ max, mвх, S(мА/В), ρmax(ном) — параметры на максимальной частоте рассчитываемого поддиапазона. Дальнейший расчет ведется по пп. 3, 4, 5, 6. 8. Величины термокомпенсирующих деталей R1, R2, R3, С3 определяются по формулам (3.54) — (3.57), разделительного конденсатора Ср — по (6.5). 9. Величины деталей контура определяются при электрическом расчете входной цепи. 10. Емкость блокировочного конденсатора определяется по формуле (6.5), так как Сб ≥ Ср.

68

6.4. Усилитель радиочастоты с трансформаторным включением контура Схема усилителя приведена на рис. 6.2. Порядок расчета усилителя с трансформаторной связью аналогичен порядку расчета усилителя с автотрансформаторной связью. Однако, кроме расчета по пп. 1—10, необходимо определить индуктивность катушки связи Lсв контура с коллекторной цепью транзистора. Необходимо предварительно задаться собственной частотой fa контура в цепи коллектора, образованного выходной емкостью транзистора и индуктивностью катушки связи. Рекомендуется fa = 3 f´ тах . Индуктивность катушки связи определяется по формуле : 2,53 ⋅10 4 , мкГн , Lсв = 2 f a C вых

(6.14)

где Cвых = C22 + C м + С Lсв , пФ .

C22

(6.15) — выходная емкость транзистора на минимальной рабочей частоте,

пФ; См(10 ÷15) пФ — емкость монтажа; CL СВ(3 ÷ 8) пФ — емкость катушки связи; fa — собственная частота катушки связи, МГц. 12. Коэффициент связи с контуром k св = m1

Lк , Lсв

(6.16)

где Lк — индуктивность контура. 6.5. Усилитель промежуточной частоты с одиночным контуром и емкостной связью с последующим каскадом Принципиальная схема каскада приведена на рис. 6.1. Порядок расчета 1. Определяется коэффициент шунтирования контура входным сопротивлением следующего каскада и выходным сопротивлением транзистора, допустимым из условий устойчивости и обеспечения заданной эквивалентной добротности контура: ψ ≥ 1−

2K y S Rвх 2 R22

,

(6.17)

где Ky — максимальный устойчивый коэффициент усиления; S — крутизна характеристики транзистора на fпр, мА/В; Rвх2 — входное сопротивление следующего каскада на fпр, кОм; R22 — выходное сопротивление транзистора на fпр, кОм. 2. Определяются необходимые конструктивные и эквивалентные затухания контура:

69

δк =

ψ Qэ

; δэ =

1 . Qэ

(6.18)

3. Определяется характеристическое сопротивление контура, принимая коэффициент включения в цепь коллектора m1 = 1 (полное включение): 1 2

ρ = R22 (δ э − δ к ) .

(6.19)

4. Эквивалентная емкость контура Cэ ≥

159 , пФ , f пр ρ

где fпр — в МГц; ρ — в кОм. 5. Определяется коэффициент последующего каскада

(6.20)

включения Rвх 2 (δ э − δ к ) . 2ρ

m2 =

6. Общая величина емкости емкостного делителя : Cд = C э − m12 C 22 , где C22 — выходная емкость транзистора. 7. Величины емкостей делителя: Cд − C11 ; m2 (C + C11 )Cд C1 ≥ 2 , C 2 + C11 − Cд

C2 ≥

контура

со

стороны (6.21) (6.22)

(6.23) (6.24)

где C11 — входная емкость транзистора. 8. Эквивалентная емкость контура : C э′ = С 22 m12 +

(C 2 + C11 )C1 C1 + C 2 + C11

,

(6.25)

если C´э > Cэ, расчет произведен правильно. 9. Определяется индуктивность контура: L=

2,53 ⋅10 4 , f пр2 C э′

(6.26)

где fпр — в МГц; C´э — в пФ. 10. Характеристическое сопротивление контура после выбора емкостей: ρ′ =

159 , кОм , f пр C э′

(6.27)

где fпр — в МГц; C´э — в пФ. 11. резонансный коэффициент усиления : K 0 = Sρ ′Qэ m2 m1 ,

(6.28)

где S в мА/В; ρ´ — в кОм. 12. Определяется величина емкости развязывающего фильтра, задавшись его сопротивлением Rф = (0,2÷1) кОм: Cф ≥

1÷ 2 , тыс.пФ , f пр Rф

70

(6.29)

где fпр — в МГц; Rф — в кОм. Пример 6.3б. Рассчитать транзисторный усилитель промежуточной частоты с одиночным контуром и емкостной связью с последующим каскадом (рис. 6.1). Исходные данные Промежуточная частота: fпр = 465 кГц. Коэффициент усиления: Kтр = 12. Максимальный коэффициент устойчивого усиления: Kу = 14,4. Входное сопротивление следующего каскада: Rвх2 = 1,6 кОм. Транзистор П402 с параметрами: Eс = 9 В; Iс = 1 мА; S = 24 мА/В; Cс = 10 пФ; Rвх2 = R11 = 1,6 кОм; C11 = 47 пФ; C22 = 20 пФ; R22 = 45 кОм. Эквивалентное качество контура: Qэ = 42. Требуется определить — Параметры включения контура m1 и m2. — Резонансный коэффициент усиления K0. — Величины всех деталей каскада.

Расчет 1. По формуле (6.17) определяем коэффициент шунтирования контура, допустимый из условий устойчивости: ψ ≥ 1−

2K y S Rвх 2 К 22

= 1−

2 ⋅14,4 = 0,857 . 24 1,6 ⋅ 45

2. Необходимые конструктивное и эквивалентное затухания контура [формула (6.18)]: δк =

ψ

Qэ

=

0,857 = 0,0204 , 42

что вполне выполнимо; δэ =

1 1 = = 0,0238 . Qэ 42

3. Характеристическое сопротивление контура при m1=1 [формула (6.19)] : 1 2

1 2

ρ = R22 (δ э − δ к ) = 45(0,0238 − 0,0204) = 77 Ом .

4. Эквивалентная емкость контура [формула (6.20)] : Cэ ≥

159 159 = = 4550 пФ . f пр ρ 0,465 ⋅ 0,077

5. Коэффициент включения контура со стороны последующего каскада [формула (6.21)] m2 =

Rвх 2 (δ э − δ к ) 1,6(0,0238 − 0,0204) = = 0,188 . 2ρ 2 ⋅ 0,077

6. Общая величина емкости делителя [формула (6.22)] : Cд = C э − m12 C 22 = 4550 − 20 = 4530 .

71

7. Величины емкостей делителя: по формуле (6.23): C2 ≥

Cд 4530 − C11 = − 47 ≈ 24000 пФ. m2 0,188

Принимаем C2 = 0,025 мкФ типа ПО. По формуле (6.24): C1 ≥

(C 2 + C11 )Cд 25000 ⋅ 4530 = = 5550 пФ. C 2 + C11 − Cд 25000 − 4530

Принимаем C1 = 5600 пФ типа ПМ-1. 8. Действительная эквивалентная емкость контура [формула (6.25)] : C э′ = C 22 m12 +

(C 2 + C11 )C1 25000 ⋅ 5600 = 20 + = 4560 пФ. C1 + C 2 + C11 25000 + 5600

Так как Cэ = 4560 пФ > Cэ = 4550 пФ, расчет произведен правильно. 9. Индуктивность контура [формула (6.26)] : 2,53 ⋅10 4 2,53 ⋅10 4 L= = = 25,7 мкГн. f пр2 C э′ 0,465 2 ⋅ 4560

10. Характеристическое сопротивление контура после выбора емкостей [формула (6.27)] : ρ′ =

159 159 = = 0,075 кОм . f пр C э′ 0,465 ⋅ 4560

11. резонансный коэффициент усиления [формула (6.28)] : K 0 = Sρ ′Qэ m2 m1 = 24 ⋅ 0,075 ⋅ 42 ⋅ 0,188 ⋅1 = 12,3 . Так как K0 = 12,3 > Kтр = 12 и K0 = 12,3 < Kу = 14,4, расчет произведен правильно. 12. Задаемся сопротивлением развязки Rф = 510 Ом и определяем емкость фильтра развязки по формуле (6.29): Cф ≥

1÷ 2 1,5 = ≈ 6,35 , тыс.пФ . f пр Rф 0,465 ⋅ 0,510

Принимаем Cф = 0,01 мкФ типа БМ. Величины остальных деталей (Cр, R1, R2, R3, C3) определяются так же, как и в примере 6.1. 6.6. Усилитель промежуточной частоты с фильтром сосредоточенной селекции (ФСС) Принципиальная схема каскада с трехзвенным ФСС приведена на рис. 6.6. Так как строгий расчет каскада УПЧ с ФСС довольно сложен, приводится метод упрощенного графического расчета.

72

Рис. 6.6 Каскад УПЧ с ФСС

В транзисторных приемниках в качестве согласующего сопротивления R, устанавливаемого на входе и выходе ФСС, целесообразно использовать выходное сопротивление транзистора R22 и входное сопротивление последующего каскада Rвх2. При этом коэффициенты включения ФСС (рис. 6.6): m1 =

Если принять m1 = 1; m2 =

R22 ; m2 = R

Rвх 2 . R

Rвх 2 , то коэффициент усиления каскада: R R K 0 = K ф SRm1m2 = K ф SR вх 2 , R

(6.30)

(6.31)

или K 0 = K ф S RRвх 2 .

(6.32) где Kф — коэффициент передачи фильтра, определяемый по графику рис. 6.7; S — крутизна характеристики транзистора на рабочей частоте.

Порядок расчета 1. Определяется допустимая величина R, исходя из условия получения максимального устойчивого усиления: R≤

K y2 K ф2 S 2 Rвх 2

, кОм .

(6.33)

2. По формулам (6.30) определяются коэффициенты включения фильтра m1 и m2 при значении R, полученном по формуле (6.33). Если m1 > 1, то принимается m1 = 1 и необходимо поставить на вход ФСС дополнительный шунтирующий резистор Rш, величина которого Rш ≤

RR22 . R22 − R

(6.34)

Если m1 ≤ 1, m2 ≤ 1, то сопротивление Rш не ставится. 3. Емкости звеньев фильтра: C1 =

159 пФ; f пр R

318 ⋅10 3 C2 = − 2C1 пФ; ПpR

73

(6.35) (6.36)

1 C3 = C 2 − m12 C 22 пФ ; 2 1 C 4 = C 2 − m22 Cвх пФ , 2

(6.37) (6.38)

где fпр — в МГц; R — в кОм; Пp — расчетная полоса пропускания, кГц; Cвх — входная емкость следующего каскада, пФ. 4. Индуктивности звеньев фильтра: L1 =

П pR

4πf пр2

мкГн ;

L2 = 2L1 мкГн ,

(6.39) (6.40)

где Пр — в кГц; fпр — в МГц; R — в кОм.

Рис. 6.7 Зависимости коэффициента передачи фильтра

5. Данные остальных деталей определяются так же, как и в усилителях радиочастоты. 6. Коэффициент усиления каскада рассчитывается с помощью графика (рис. 6.7), из которого определяется коэффициент передачи фильтра Kф по формуле: K 0 = K ф SRm1m2 . (6.41) где S — в мА/В; R — в кОм.

6.7 Основные расчетные соотношения двухконтурных УПЧ Эквивалентные схемы каскадов двухконтурного УПЧ для переменного тока с индуктивной и внешнеёмкостной связью контуров полосового фильтпоказаны на рис. 6.8. Колебательные контуры полосового фильтра в общем случае могут иметь различные эквивалентные добротности и быть настроенными на различные частоты. Практический интерес представляют УПЧ с симметричной формой резонансной кривой. Такая форма достигается в следующих трех случаях: 1. Оба контура настроены на среднюю частоту полосы пропускания f01 = f02 = f0 и имеют одинаковые эквивалентные добротности QЭ1 = QЭ2 = QЭ (вариант 1). 2. Оба контура имеют одинаковые эквивалентные добротности 74

QЭ1 = QЭ2 = QЭ, но настроены на разные частоты f01≠ f02 ≠ f0 причем f01⋅f02 =f02 (вариант 2). 3. Оба контура имеют различные эквивалентные добротности QЭ1≠QЭ2 ≠QЭ ( Qэ = Qэ1 ⋅ Qэ 2 ), но настроены на частоту f0 = f01 = f02 (вариант 3).

a)

б) Рис. 6.8. Эквивалентные схемы двухконтурного каскада а —индуктивная связь: б — внешнеемкостная связь

Независимо от способа связи контуров и варианта модуль коэффициента усиления каскада двухконтурного УПЧ определяется соотношением: K1 =

mТР1mТР 2 β S RЭ1 RЭ 2

u2 = u ВХ

(1 + β

2

)

− y 2 QЭ2 + y 2 y 03QЭ2

,

(6.42)

где RЭ1 =

RК 1 2 1 + mТР 1

RЭ 2 =

RК 1 RВЫХ

RК 2 1+ m

2 ТР 2

—собственные эквивалентные второго контуров;

RК 2 RВЫХ

=

QЭ1 , 2πf 01C Э1 =

QЭ 2 2πf 02 C Э 2

резонансные

(6.43)

сопротивления первого и

2 2 С Э1 = С К 1 + mТР 1С ВЫХ ; С Э 2 = С К 2 + mТР 2 С ВХ

— полные емкости контуров; RK1, R^, CKV Ск2 — собственные резонансные сопротивления и емкости контуров; β — обобщенный коэффициент связи:

75

(6.44)

для варианта 1, k СВ QЭ ,  2  f 02 − f 01   2  , для варианта 2, β = QЭ k СВ +  f 0     для варианта 3; k С QЭ1QЭ 2 ;

(6.45)

y0 – параметр, определяемый соотношением:   2; f − f  02 ; y 0 =  01  f 01 f 02 Q + Q Э2  Э1 .  QЭ1QЭ 2

у — относительная полосового фильтра; k СВ

для варианта 1, для варианта 2,

(6.46)

для варианта 3;

расстройка;

kCB — коэффициент связи контуров

 M при трансформаторной связи ,  LL ;  1 2 (6.47) = C СВ  . при внешнеемкостной связи.  (C СВ + C Э1 )(C СВ + C Э 2 ) 

Коэффициент усиления каскада на частоте f0(у = 0): K 01 =

mТР1mТР 2 βS RЭ1 RЭ 2 1+ β 2

.

(6.48)

Уравнение резонансной кривой: P1 =

K1 = K 01

1+ β 2

.

(6.49)

 mТР1 mТР 2 β S RЭ1 RЭ 2 =  1+ β 2 

  ;  

(6.50)

 1+ β 2 Pn = P1n =   1 + β 2 − y 2 QЭ2 + y 2 y03QЭ2

  . 

(1 + β

2

)

− y 2QЭ2 + y 2 y03QЭ2

В случае многокаскадного УПЧ: K 0n = K

n 01

(

)

n

n

(6.51)

Форма резонансной кривой определяется величиной обобщенного коэффициента связи. Если β=<βкР , где β КР =

у02 −1 , 2

(6.52)

то резонансная кривая имеет одногорбый вид. При β=βкР (критическая связь) резонансная кривая приобретает максимально плоскую вершину. Уравнение резонансной кривой для критической связи :

76

n

    2   Pn =  . 4  y  y 4Q 4 − 0    Э 4  

(6.53)

Критическая связь обеспечивается, если

β КР

k КР

  1;  f   1 f =   01 + 02  ;  2  f 02 f 01    1  QЭ1 + QЭ 2  .   2Q   Э 2 QЭ1 

для варианта 1, для варианта 2,

(6.54)

для варианта 3;

 1  ; для варианта 1,  QЭ  2 2 ( f 02 − f 01 )2  f 01 + f 02 = − ; для варианта 2, 2 f f f f Q 2 01 02 01 02 Э    1  QЭ1 + QЭ 2  . для варианта 3;  2  QЭ 2 QЭ1    

(6.55)

В случае β>βкР (сильная связь) резонансная кривая становится двухгорбой с провалом на частоте f0 и двумя максимумами: n

PnM

    1+ β 2   = , 4  y  y 1+ β 2 − 0   0  4  

(6.56)

на частотах f M 1, 2

2  β 2 − β КР = f 0 1 + 2QЭ 

 . 

(6.57)

Относительный подъем максимумов будет не выше уровня σ при β= βм, где βМ =

y02  2 n 2  σ + 4 

βМ =

y02  2 n  2+ 4 

2

n

y2 σ − 1  + 0 − 1. 4  2

(6.58)

При σ = 2 : n

2 y2 2 − 1  + 0 − 1.  4

Полоса пропускания УПЧ и коэффициент прямоугольности резонансной кривой Пn =

f0

QЭψ i (n)

77

;

(6.59)

KП =

ψ σ ( n) =

ψ i ( n) ; ψ σ ( n) 1

β −β 2

2 КР

+

(β

2

−β

(6.60)

) + (1 + β ) (

2 2 КР

2 2 n

)

,

(6.61)

σ −1 2 n

ψ i (n) = ψ 0 (n) при σ n = 2

Необходимые значения эквивалентных добротностей контуров QЭ =

f0

П nψ i (n)

,

(6.62)

при заданной полосе пропускания обеспечиваются за счет соответствующего выбора коэффициентов трансформации тТР1 =

2a1 RВЫХ C К 1 ; 1 − 2a1τ ВЫХ

(6.63)

тТР 2 =

2a2 RВХ C К 2 , 1 − 2a2τ ВХ

(6.64)

где πf 01 

Q  1 − Э1 ; QЭ1  QК  πf  Q  а2 = 02 1 − Э 2 ; QЭ 2  QК 

а1 =

(6.65)

τВХ = Rвх⋅ Cвх; τВЫХ = RВЫХ⋅ CВЫХ. Коэффициент усиления каскада при этом :  2β K 01 = K П  2 1 + β

 QЭ1  QЭ 2   1 − 1 −  ,  QК  QК  

(6.66)

где КП — усилительный потенциал каскада, определяемый формулой (6.12). Рассмотрим основные свойства и особенности двухконтурных УПЧ: 1. Резонансный коэффициент усиления принимает максимальное значение при оптимальной связи контуров полосового фильтра β = 1:  Q  Q  K 01 = K П 1 − Э1 1 − Э 2  .  QК  QК 

(6.67)

Соответствующие значения коэффициента связи

k СВ 0

 1 для варианта 1, Q ; Э  2   1  f 02 − f 01   ; для варианта 2, = −  2 f Q 0   Э   1  . для варианта 3.  QЭ1QЭ 2

78

(6.68)

Сравнение величин коэффициентов связи, соответствующих критической kKp и оптимальной kCВ O связи контуров полосовых фильтров, дает kKР = kCB 0 — вариант 1; kKp > kСВ О — варианты 2 и 3. 2. Резонансный коэффициент усиления /С01 (6.65) принимает максимальное значение при равных эквивалентных добротностях колебательных контуров:  Q K 01 = K П 1 − Э  QК

 . 

(6.69)

В теории двухконтурных УПЧ на электронных лампах показано, что за счет выбора разных величин эквивалентных добротностей контуров (вариант 3) возможно получение выигрыша в усилении. Это свойство в транзисторных УПЧ не имеет места. Более того, при различных эквивалентных добротностях контуров УПЧ обладает худшей стабильностью, чем при одинаковых. Поэтому применение варианта 3 нецелесообразно. 3. Резонансный коэффициент усиления K01 не зависит от величин собственных емкостей колебательных контуров Ск1 и Ск2. В этом отношении двухконтурный УПЧ аналогичен одноконтурному. В узкополосных УПЧ емкости Ск1 и Ск2 целесообразно выбирать из условий (6.20) и (6.21), что обеспечивает получение выигрыша в усилении. В широкополосных УПЧ обычно QЭ1/ QК<< 1 QЭ2/ QК << 1. Поэтому емкости Ск1 и Ск2 целесообразно выбирать из условия обеспечения полного включения контуров. Полагая mтр 1 = 1 и mтр 2 = 1, из уравнений (6.63) и (6.64) находим: СК1 = СК СК 2 = СК

МАКС 1

МАКС 2

1  − C ВЫХ , 2а1 RВЫХ   1 = − С ВХ .   2а 2 RВХ

=

(6.70)

При этом отпадает необходимость делать у контурных индуктивностей отводы, улучшается технология изготовления УПЧ. Условие mTP 2 = 1 (СК 2 = СК МАКС 2) удается выполнить не во всех случаях. При небольших значениях сопротивления RBХ величина СК МАКС 2 может быть чрезмерно большой. Это может привести к конструктивным затруднениям при выполнении контурной индуктивности второго контура полосового фильтра. 4. Формула (6.69) совпадает с аналогичным соотношением (6.11) каскада одноконтурного УПЧ для режима максимального усиления при заданной полосе пропускания. По-этому режим работы двухконтурного УПЧ, описываемый выражениями (6.63)—(6.69), по аналогии с одноконтурными в дальнейшем называется режимом максимального усиления при заданной полосе пропускания. 5. Вариант 2 по сравнению с вариантом 1 требует более сложной настройки. Кроме этого, коэффициент качества усиления D = К01 ⋅Пп будет выше у варианта 1, так как максимальное усиление у него достигается при критической связи контуров, а у варианта 2 — при связи, меньшей 79

критической. Полоса пропускания у варианта 1 при этом будет больше, чем у варианта 2. Это позволяет сделать вывод о преимущественном применении варианта 1. Выражение для резонансного коэффициента усиления УПЧ, состоящего из п идентичных каскадов [(6.50), вариант 1], нетрудно преобразовать к виду K 0n =

K Пn−1 K ПД

χ i ( n, p )

(6.71)

,

где Кпд — усилительный потенциал последнего каскада, определяемый формулой (6.13). 6. Критерием практической реализуемости режима максимального усиления при заданной полосе пропускания может служить условие (6.18), в котором в качестве Пмакс берется меньшее из двух значений: f 0 f 01 f + 0 ; 2πRВЫХ (C ВЫХ + C МИН 1 ) QК f 0 f 02 f = + 0 , 2πRВХ (C ВХ + C МИН 2 ) QК

П МАКС1 = П МАКС 2

(6.72)

где Смин 1 Смин 2 — минимальные значения собственных емкостей контуров полосового фильтра. Возможны три случая неудовлетворения условию (6.18). Случай 1. ПМАКС 1 <Пп ψi (n)=<ПМАКС 2. Выходного сопротивления транзистора RВых недостаточно для шунтирования контура, включенного в коллекторную цепь. К контуру должен быть подключен шунт RВЫХ

RШ 1 =

Пn П МАКС1

.

ψ i ( n) − 1

(6.73)

Случай 2. ПМАКС 1 >=Пп ψi (n)>ПМАКС 2. Входного сопротивления RBX следующего каскада (чаще всего детектора) недостаточно для шунтирования второго контура полосового фильтра. К контуру подключается шунт RШ 2 =

RВХ Пn П МАКС 2

.

ψ i ( n) − 1

Случай 3. Пп ψi (n)>= ПМАКС 1, ПМАКС 2.Этот случай объединяет оба предыдущие. К контурам полосового фильтра подключаются шунты Rш1 и Rш2. Включение шунтов во всех трех случаях приводит к уменьшению собственных добротностей контуров QK, что, как видно из (6.66), сопровождается уменьшением максимального коэффициента усиления каскада. Режим максимального усиления при этом вырождается в режим согласования, а свойства транзисторного УПЧ будут аналогичны свойствам двухконтурных ламповых усилителей. Коэффициент усиления многокаскадного усилителя

80

K 0n =

K en , ϕ i ( n)

(6.74)

где Kе — единичное усиление  П МАКС1 ; для случая  П n    П МАКС 2 K e = 2K П  ; для случая П n    П МАКС1 П МАКС 2 . для случая  Пn n  2      ψ i ( n)   1 + β 2    ; для случаев  ϕ i (n) =  µ   β 1 − ψ (n)  i   [ψ (n)]n . для случая 3,  i

1, 2, 3;

1 и 2,

7. Стабильная работа двухконтурного УПЧ обеспечивается при выполнении двух условий: ∆С Э1 П ∆С Э 2 П ≤ δ МАКС n , ≤ δ МАКС n , f0 f0 С Э1 СЭ 2

(6.75)

где ∆СЭ1 , ∆СЭ2 — максимальные отклонения полных емкостей контуров от номинальных значений СЭ1 , СЭ2 при воздействии всех дестабилизирующих факторов: ∆СЭ 1 =m2ТР 1 ∆СВЫХ; ∆СЭ 2 =m2ТР 2 ∆СВХ ; (6.76) δМАКС = 0.8-1,0 . Комбинируя соотношения (6.63), (6.64), (6.75) и (6.76), получаем неравенства: δ П ∆С ВХ τ ВХ ≤ МАКС n , С ВХ 2a 2 f 0

δ П ∆С ВЫХ τ ВЫХ ≤ МАКС n . С ВЫХ 2a1 f 0

(6.77)

независящие от величины собственных емкостей контуров СК1 и СК2. Таким образом, стабильность УПЧ не может быть улучшена за счет увеличения собственных емкостей контуров полосовых фильтров. Подбирая соответствующим образом величину и знак ТКЕ емкостей СК1 и СК2, можно скомпенсировать только температурные изменения емкостей СВХ и СВЫХ. Влияние разброса величин Свх и Свых и их нестабильность при использовании нестабильных источников питания могут быть уменьшены за счет раздельной компенсации путем включения конденсаторов Сб и Ск (рис. 6.9) по аналогии с одноконтурными УПЧ. Емкости этих конденсаторов вычисляются по формулам:  2a f τ ∆С ВХ  Сб ≥ С ВХ  2 0 ВХ − 1,  δ МАКС П n С ВХ 

81

 2a f τ  ∆С ВЫХ С К ≥ С ВЫХ  1 0 ВЫХ − 1.  δ МАКС П n С ВЫХ 

(6.78)

Включение конденсаторов Сб и Ск целесообразно, если: ∆С ВХ δ МАКС П n > , 2a2 f 0τ ВХ С ВХ δ П ∆С ВЫХ > МАКС n . С ВЫХ 2a1 f 0τ ВЫХ

(6.79)

При C1=CMАKC 1 (С2=Смакс2) конденсатор Ск(Сб) в схему не включается. При включенных конденсаторах Сб и Ск во все полученные ранее формулы вместо емкостей Свх и СВЫХ следует поставлять Свх + Сб; Свых + Ск.

Рис. 6.9. Схема каскада двухконтурного УПЧ с раздельной компенсацией нестабильностей входной и выходной емкостей транзисторов.

8. Величина коэффициента усиления каскада двухконтурного УПЧ может быть ограничена (например, устойчивым коэффициентом усиления Коу = Кмакс). В таких случаях следует переходить от режима максимального усиления к режиму фиксированного усиления. Уменьшение коэффициента усиления может быть достигнуто уменьшением либо усилительного потенциала Кп, либо собственных добротностей контуров. Рассмотрим последовательно оба способа применительно к вариантам 1 и 2. Необходимая степень уменьшения усилительного потенциала определяется из уравнения (6.66) при QЭ1 =QЭ2, К01=КМАКС : K П* =

K МАКС 2β 1+ β 2

 QЭ 1 −  QК

  

=

K МАКС KП. K 01

(6.80)

Уменьшение усилительного потенциала достигается шунтированием входных и выходных цепей транзисторов сопротивлениями R6 и RK (рис. 6.10). В качестве сопротивления R6 рационально использовать сопротивление потенциометра питания цепи базы транзистора следующего каскада (рис. 6.11): Rб =

R5 R6 , Rк = R7 R5 + R6

82

(6.81)

Рис. 6.10. Упрощенная схема каскада двухконтурного УПЧ с включенными сопротивлениями Rб и RK.

С учетом R6 и RK входное и выходное сопротивления уменьшаются и будут равны: * RВХ =

Rб RВХ R R * = К ВЫХ . , RВЫХ Rб + RВХ RК + RВЫХ

(6.82)

Рис. 6.11. Принципиальная схема каскада двухконтурного УПЧ, работающего в режиме фиксированного усиления.

Усилительный потенциал при включенных сопротивлениях Rб и RK: K П* =

1 * * S RВЫХ RВХ . 2

(6.83)

Подбирая значения сопротивлений R5, R6 и R7 можно легко обеспечить условие (6.80). При включенных R5, R6 и R7 во все расчетные соотношения вместо RBX и RBbХ следует подставлять R*вх И R* вых. Этот способ удобно применять в широкополосных УПЧ. В узкополосных УПЧ отношение добротностей QЭ/QK соизмеримо с единицей. Уменьшение собственной добротности контуров QK, как видно из уравнения (6.66), будет приводить к уменьшению коэффициента К01. Полагая К01 = Кмакс при QЭ1=QЭ2= QЭ3, из (6.66) находим необходимое значение собственной добротности контуров: QК* =

QЭ

K МАКС 1 + β 2 1− K П 2β 2

.

(6.84)

Уменьшение QK до значения Q*K может быть получено: — путем увеличения собственных емкостей контуров СК1 СК2 до величин :

83

C

* К1

=C

* К2

  QК* QМАКС  = C0 1 + 1 −  QК*   QМАКС 

  

2

 ;  

(6.85)

— путем шунтирования контуров сопротивлениями RШ 1 =

RК 1 RК 2 ; RШ 2 = ; QК QК −1 −1 Q* Q*

(6.86)

— путем использования для намотки контурных индуктивностей проводов с большим удельным сопротивлением и металлических сердечников.

6.8 Основные расчетные соотношения УПЧ с одноконтурными и двухконтурными каскадами Усилители этого типа состоят из одинакового числа одноконтурных и двухконтурных каскадов см. рис 6.9, 6.10, 6.11. Общее количество колебательных контуров кратно трем. Усилители используются обычно как широкополосные. Величина обобщенного коэффициента связи β в двухконтурных каскадах выбирается больше критической. Провал резонансной кривой компенсируется одноконтурными каскадами, настроенными на среднюю частоту полосы пропускания f0. Модули коэффициентов усиления каскадов: — двухконтурного K1 ДВ =

mТР1mТР 2 β S RЭ1 RЭ 2

u2 = u ВХ

(1 + β

2

− y 2QЭ2

)

2

+ y 2 y02 QЭ2

(6.87)

;

— одноконтурного K10 =

m m SR u2 = ТР 01 ТР 02 Э ; 2 u ВХ 2 QЭ 1+ y h

(6.88)

где RЭ =

RК 2 1 + mТР 1

(6.89)

RК RК 2 + mТР 2 RВЫХ RВХ

— эквивалентное резонансное сопротивление колебательного контура одноконтурного каскада; h=

QЭ . QЭ 0

(6.90)

Результирующий коэффициент усиления пары каскадов: K 2 = K1 ДВ K10 =

где

mТР1mТР 2 mТР 02 mТР 01hβS 2 RЭ RЭ1 RЭ 2 y 6QЭ6 − d 4 y 4 QЭ4 + d 2 y 2 QЭ2 + d 0

d 0 = h 2 (1 + β 2 ) ; 2

84

,

(6.91)

d 2 = (1 + β 2 ) − 2h 2 (1 + β 2 ) + h 2 y02 ; 2

d 4 = 2(1 + β 2 ) − y02 − h 2 .

На частоте fo(y = 0): K 02 = mТР1mТР 2 mТР 01mТР 02

Уравнение резонансной кривой: P2 =

K2 = K 02

β S 2 RЭ RЭ1 RЭ 2 . 2 1+ β

(

h 1+ β 2

)

y Q − d 4 y Q + d 2 y 2 QЭ2 + d 0 6

6 Э

4

4 Э

(6.92)

(6.93)

.

Практический интерес представляют симметричные резонансные кривые с одним максимумом (тип 8) или с тремя (тип 9). Усилители последнего типа имеют максимумы при расстройках: y M 1,3 = m

)

(6.94)

)

(6.95)

(

1 QЭ

1 d 4 + d 42 − 3d 2 , 3

yM 2 = 0 ,

и минимумы при расстройках: y m1, 2 = m

(

1 QЭ

1 d 4 − d 42 − 3d 2 . 3

Подставляя эти значения уM и уm в уравнение (6.93) и полагая Р2 (уМ1) = Р2(yМ2) = P2 (yМЗ) = 1 и Р2 (уm1) = Р2(ym2) = 1 , нетрудно получить условие симметричности резонансной кривой h = у0. (6.96) При этом уравнение резонансной кривой принимает вид: P2 =

(

(

) ) + y Q (1 + β

y0 1 + β 2

y 6 QЭ6 − 2 y 4 QЭ4 1 + β 2 − y 02

2

2 Э

2

− y 02

)

2

(

+ y 02 1 + β 2

)

2

.

(6.97)

Форма резонансной кривой определяется величиной обобщенного коэффициента связи β контуров полосового фильтра. Если β < βкр (слабая связь), где β КР = y 02 − 1 , (6.98) то резонансная кривая имеет одногорбый вид. В случае β = βкр (критическая связь) резонансная кривая приобретает форму, близкую к П-образной.Уравнение резонансной кривой для этого случая: P2 =

y03 y 06 + y 6QЭ6

.

Коэффициент связи контуров полосового фильтра:

85

(6.99)

k КР

     =     

3 ; QЭ 1 QЭ2

для варианта 1,

 ( f 01 + f 02 )2  ( f 02 − f 01 )2 − 1 − ; для варианта 2,  f 01 f 02  f 01 f 02 

 Qэ1 + Qэ 2   Qэ1Qэ 2

(6.100)

2

 1  − .  Qэ1Qэ 2

для варианта 3;

При β>βкР (сильная связь) резонансная кривая становится трехгорбой с тремя максимумами Р2М при уМ 1,3 =± (1/ QЭ )⋅ √ β2– β2КР и уМ2 = 0 и двумя минимумами: P2 m =

(

3 y0 1 + β 2

(

4 1+ β

) 15 y (1 + β )

2 3

2 2

2 0

)

3

(

+ 12 y 1 + β 4 0

2

)− 4 y

,

(6.101)

6 0

при y m1, 2 = m

1 QЭ

(

)

1 2 2 β − β КР . 3

Относительный провал резонансной кривой не опускается ниже уровня σ при β = βм, которое является положительным вещественным корнем уравнения:

(9 σ 4

 y 02

β M6 − 3β M4  2 0

(



n

)

4

)

)

(

  y2  − 5 − 1 − 3β M2  0 9n σ 4 − 5 − 1 − y 04  −  2 

,

(6.102)

y n 4 −3 9 σ − 5 + 1 + 3 y 02 − y 06 = 0. 4

Провал не опускается ниже уровня 3 дб при

(9 4

 y 02

β M6 − 3β M4  

2 0

(

n

)

(

)

  y2  8 − 5 − 1 − 3β M2  0 9 n 8 − 5 − 1 − y 04  −  2 

)

(6.103)

y n −3 9 8 − 5 + 1 + 3 y 02 − y 06 = 0, 4

где n — число каскадов усилителя. Полоса пропускания и коэффициент прямоугольности резонансной кривой: Пn =

f0

QЭψ i (n)

; KП =

ψ i ( n) , ψ σ ( n)

(6.104)

где ψσ(n) максимальный положительный вещественный корень уравнения

(

) (

2 2 2 β 2 − β КР 2 β 2 − β КР 1 − + ψ σ6 (n) ψ σ4 (n) ψ σ2 (n)

)

2

(

+ y02 1 + β 2

)( 2

n

)

σ n4 − 1 = 0,

ψi(n)= ψσ(n) при σn= 2 . При критической связи контуров полосовых фильтров (β=βкр)

86

(6.105)

 1  ; для варианта 1,   6 4  2 n σ n −1 ψ σ ( n) =   1  ; для вариантов 2 и 3;   2 6 n σ n4 − 1   1 − β КР  1   ; для варианта 1,  6n  2 8 −1  ψ i ( n) =   1  ; для вариантов 2 и 3;   1− β 2 6 n 8 −1  КР    4 n −1 σ n  . KП = 6 n для всех вариантов.  8 −1    

(6.106)

Необходимые значения эквивалентных добротностей контуров: — у двухконтурных каскадов QЭ =

f0

П nψ i (n)

(6.107)

,

— у одноконтурных каскадов QЭ 0 =

QЭ , Q0

(6.108)

обеспечиваются за счет соответствующего выбора коэффициентов трансформации mтр1, mтр2 в двухконтурных и mтр01, mтр02 в одноконтурных каскадах. Подставляя значения mтр1 и mтр2 из (6.63) и (6.64) в уравнение (6.92), получаем следующее выражение для коэффициента усиления пары каскадов в режиме максимального усиления при заданной полосе пропускания: K 02 = K П2

Q 2β  1 − Э 2  1 + β  y 0 QК

  

 QЭ1  QЭ 2  1 − 1 −   QК  QК 

,

(6.109)

где Кп — усилительный потенциал каскада. Коэффициент усиления принимает максимальное значение при оптимальной связи контуров полосового фильтра β = 1. В этом случае значения коэффициента связи будут определяться формулой (6.68). Сравнение значений коэффициентов связи, соответствующих критической kкр (6.100) и оптимальной kсв 0 (6.68) связи, дает:

87

k КР

  k СВ 0 3 ; для варианта 1,   1  f  2  f  2   2  01  +  0   − k СВ = варианта 2, 0 ; для 2  f f Q  Э  0   01    2   1 1  2   2 + 2  − k СВ для варианта 3. 0 . Q Q   Э1 Э2 

Для всех вариантов kкр > kCB0, т. е. максимальное усиление достигается при связи контуров полосовых фильтров, меньшей критической. 6.9 Проектирование двухконтурного усилителя промежуточной частоты Усилитель промежуточной частоты (УПЧ) представляет собой резонансный усилитель, содержащий кроме усилительного элемента колебательный контур, настроенный на промежуточную частоту супергетеродинного приемника. Схема двухконтурного узкополосного УПЧ изображена на рис. 6.12. Стандартные величины промежуточной частоты назначаются из ряда 110 кГц; 465 кГц; 1,6 МГц; 2,2 МГц; 15 МГц; 30 МГц; 60 МГц и 100 МГц (в диапазоне 2,2...15 МГц значения промежуточной частоты обычно не стандартизуются ). Далее рассмотрим только те этапы расчета УПЧ, которые необходимы для формирования ЧТЗ на разработку конструкции двухконтурной колебательной системы. В качестве исходных данных для расчета служат следующие: 1) средняя частота полосы пропускания f0, кГц; 2) полоса пропускания ∆ F, кГц; 3) конструктивная добротность контуров Qк; 4) волновое сопротивление контура ρ =

Lк , Ом; Cк

5) тип усилительного транзистора и его параметры: h21E; h11э; fт; fβ.

88

Рис. 6.12. Схема двухконтурного узкополосного УПЧ

Расчет УПЧ производится в следующем порядке. 1. Определяется предельная частота крутизны транзистора, Гц: f S = fТ

rэ , rб′

(6.9.1)

где fт – предельная частота транзистора, Гц; rэ — сопротивление эмиттерного перехода, Ом; r’б - распределенное сопротивление базы. 2. Рассчитывается эквивалентная добротность контура: Qэ =

f0 . 0,71∆F

(6.9.2)

3. Рассчитываются вспомогательные параметры, кГц: a1 = a 2 =

πf 0 

Q 1 − э Q э  Qк

  . 

(6.9.3)

4. Рассчитываются собственные емкости контура полосового фильтра из условия полного подключения контура к транзисторам: С к1 = С к max 1 = С к 2 = С к max 2 =

1 − C 22 ; 2a1 z 22

(6.9.4)

1 − C11 . 2a 2 z11

(6.9.4а)

В формулах (6.9.4) и (6.9.4а) z11 = rб′ ;

С11 =

g 11

ωβ

1−

z 22 =

ωβ ωS

ω 1 +  ωS

  

2

;

rк

ω (1 + h21E ) 1 +  ωк

C 22

89

  

2

;

 ωβ    h21э ωS   ; = C кб 1 + 2    ω  1+    ω     S  

rк =

1 + h21E 1 ; ωк = ; h22 э rк С кб

g11 =

1 ; h11э

fβ =

fТ ; 1 + h21E

ωβ rб′ ≈ ; Cкб – емкость ω S h11э − rб′

перехода коллектор-база. 5. Рассчитывается оптимальное значение емкости контурного конденсатора, пФ: C к .о =

10 6 , 2πf 0 ρ

(6.9.5)

где ρ - волновое сопротивление контура, кОм; f0 - промежуточная частота, кГц. 6. Рассчитываются коэффициенты трансформации включения контуров к выходу первого транзистора p1 и ко входу следующего транзистора р2: p1 = p2 =

C к .о ; C к max 1

(6.9.6)

C к .о . C к max 2

(6.9.6а)

7. Рассчитываются полные емкости контуров: C э1 = C к.о + p12 C 22 ; C э 2 = C к.о + p 22 C11 .

(6.9.7) (6.9.7а)

8. Рассчитываются индуктивности контуров, мкГн: Lк1 = Lк 2 =

25300 6 10 ; f 02 C э1

25300 6 10 . f 02 C э 2

(6.9.8) (6.9.8а)

где f0 выражается в кГц, Сэ1 и Сэ2 – в пФ. 9. Рассчитывается коэффициент связи контуров: k св =

1 . Qэ

10. Рассчитывается значение взаимоиндукции контуров: M = k св Lк1 Lк 2 .

(6.9.9)

(6.9.10)

11. Рассчитывается емкость конденсатора коррекции при обратном автотрансформаторном включении контура полосового фильтра в коллекторной цепи: C кор =

p1 1 C12 + , 1 − p1 2πf S z12

90

(6.9.11)

1−

где

C12 = −C кб

ωβ ωS

ω 1 +   ωS

  

2

;

z12 = rэ

12. Рассчитываются значения элементов цепей питания усилительных приборов. 13. Исходя из расчетных данных формулируется ЧТЗ на проектирование катушек индуктивности и выполняется их конструктивный расчет.

6.10 Расчет цепей питания усилительного каскада В рассмотренных выше схемах частотно-избирательных цепей в качестве усилительного прибора использован биполярный транзистор, включенный по схеме с ОЭ при фиксированном потенциале базы и эмиттерной температурной стабилизацией, в которой реализована отрицательная обратная связь (ООС) по току (рис. 6.13). В качестве исходных данных для расчета служат следующие: 1) максимальная частота усиливаемого сигнала fмaх, МГц; 2) тип усилительного транзистора и его параметры:

Рис. 6.13. Схема усилительного каскада на биполярном транзисторе с ООС по току.

Pк max - максимальное допустимое значение мощности, рассеиваемой на коллекторе транзистора; h21E - статический коэффициент передачи тока биполярного транзистора в схеме с ОЭ; fизм - частота, на которой определяется модуль коэффициента передачи |h21э| в схеме с ОЭ; h11э - входное сопротивление биполярного транзистора в схеме с ОЭ; Iкб.о - обратный ток коллектора (тепловой ток) при заданном обратном напряжении коллектор-база и разомкнутом выводе эмиттера; Uкэ max - максимально допустимое обратное постоянное напряжение коллектор-эмиттер; 91

Iк max - максимально допустимый постоянный ток коллектора; Uкэ нас - постоянное напряжение между выводами коллектора и эмиттера в режиме насыщения. Расчет усилительного каскада производится в следующем порядке. 1. При выборе транзистора в общем случае руководствуются двумя показателями: усиливаемой мощностью Рвык, выделяемой на нагрузке Rн и верхней граничной частотой fв усилителя. Мощность, выделяемая на нагрузке, оценивается из соотношения: Pвых =

2 U вых Rн

,

(6.10.1)

где Uвых - амплитуда напряжения на выходе усилителя и на нагрузке. Рассчитанное значение Рвык должно быть на 20 % меньше справочной величины Рк mах для заданного транзистора, учитывающей разброс параметров транзистора: Рвык < Рк mах . Значение граничной частоты транзистора fβ должно превышать величину максимальной частоты fв усиливаемого сигнала: fβ ≥ (0,3…0,5) fв . (6.10.2) В нашем случае задача выбора транзистора упрощается, поскольку в ТЗ на проектирование тип транзистора обычно задается заранее. 2. Выбирается режим работы транзистора в усилительном каскаде. Для получения минимальных нелинейных искажений обычно используется режим класса А, в котором рабочая точка транзистора выбирается посередине нагрузочной прямой, построенной на выходных характеристиках транзистора Iк = f(Uкэ), где Iк — ток коллектора; Uкэ - падение напряжения на переходе коллектор-эмиттер в рабочей точке. Наличие входных и выходных характеристик транзистора упрощает задачу выбора рабочей точки транзистора, но найти рабочую точку можно и при отсутствии характеристик. Для этого используются справочные значения Uкэ max и Iк max. Методика определения рабочей точки А иллюстрируется рис. 6.14. Порядок действий следующий. 2.1. Первоначально определяется рабочая область режима транзистора. Сверху она ограничивается предельным значением тока коллектора Iк max, справа — предельным значением напряжения на коллекторе Uкэ max. На графике (рис. 6.14) проводятся соответствующие ограничивающие линии, параллельные осям координат. 2.2. Затем по формуле I к max =

92

Pк max U кэ

(6.10.3)

строится вспомогательная линия максимальной мощности Pк max, рассеиваемой на коллекторе транзистора. Эта линия имеет вид параболы, ограничивающей сверху рабочую область режимов транзистора. Для построения вспомогательной линии минимальной мощности Pк max рекомендуется заполнить табл. 6.1. Таблица 6.1 Зависимость Iк max = f(Uкэ) для транзистора типа ...; Pк max = …. Uкэ, B Iк max, А

1

5

10

15

20

25

30

35

40

2.3. На графике рис. 6.14 проводятся вспомогательные линии минимального значения напряжения на коллекторе Uкэ min В, и минимального тока коллектора Iк min, мА: U кэ min = U кэ.н = (1...2) ; (6.10.4) I к min ≈ (1 + h21E ) I кб .о .

(6.10.5)

Заштрихованная область на рис. 6.14 представляет рабочую область режимов транзистора.

Рис. 6.14. Определение рабочей точки транзистора на выходных характеристиках.

2.4. Устанавливается величина напряжения питания, В: Uп = (0,6…0,8)Uкэ max .

(6.10.6)

Выбирается ближайшее стандартное значение Uп из ряда: 5,0; 6,0; 9,0; 12,6; 15; 24; 27 В. Полученное значение Uп отмечается на горизонтальной оси Uкэ (рис. 6.14). Из этой точки восстанавливается перпендикуляр до пересечения с вспомогательной линией Iк min. Точка пересечения В представляет первую точку для построения нагрузочной характеристики. 2.5. Рассчитывается величина максимального значения амплитуды напряжения на коллекторе Uтк max, В:

93

U тк max =

U П −1 . 2

(6.10.7)

Полученное значение Uтк max выбирается в качестве рабочего напряжения коллектор-эмиттер Uкэ.р; Uкэ.р = Uтк max. При этом значение Uтк max не должно быть менее величины Uвых - амплитуды напряжения на выходе усилителя и на нагрузке. 2.6. Задается величина выходной мощности, рассеиваемой в нагрузке, Вт: Pвых = (0,5…0,7)Pк max . (6.10.8) 2.7. Рассчитывается максимальное амплитудное значение коллекторного тока, А: I тк =

Pвых . U тк max

(6.10.9)

Полученное значение Iк выбирается в качестве рабочего значения коллекторного тока: Iк,р = Iтк. 2.8. Откладываем на оси Iк графика (рис. 6.14) полученное значение Iк.р и проводим перпендикуляр к оси Iк до пересечения с перпендикуляром, восстановленным из точки Uкэ.р. Точка пересечения этих прямых определяет рабочую точку А транзистора с координатами (Iк.р; Uкэ.р). Прямая, соединяющая точки В и А, представляет искомую нагрузочную характеристику. Критерием правильности построения нагрузочной характеристики является ее нахождение в заштрихованной области (рис. 6.14). 3. Далее проводится расчет по постоянному току, заключающийся в определении значений элементов схемы R1, R2, R3 и Rк (рис. 6.13). 3.1. Находится точка пересечения нагрузочной характеристики с осью Iк (рис. 6.14). Эта точка определяет значение тока насыщения Iк.н: UП . Rк + Rэ

I к .н =

(6.10.10)

3.2. На основании формулы (6.10.10) определяется сумма сопротивлений нагрузок в коллекторной и эмиттерной цепях: Rк + Rэ =

UП . I к .н

(6.10.11)

3.3. Значения сопротивлений Rк и Rэ рассчитываются по формулам: Rк =

2 ( Rк + R э ) ; 3

(6.10.12)

1 R э = ( Rк + Rэ ) . 3

(6.10.12а)

3.4. Определяется номинальное значение тока базы Iб.р: I б. р =

94

I к . р (1 + h21E ) I кб .о h21E

,

(6.10.13)

где h21E = h21E min h21E max ; h21E min; h21E max – предельные значения коэффициента усиления тока базы, являющиеся справочными. 3.5. Рассчитывается сумма сопротивлений делителя Rl + R2: R1 + R 2 =

UП , IД

(6.10.14)

где Iд = 8Iб.р - ток делителя. 3.6. Рассчитывается величина сопротивления R2, Ом: R2 =

U б. р

,

8I б. р

(6.10.15)

где падение напряжения на базе Uб.р рассчитывается из выражения: U б . р = U бэ0 + U э .

(6.10.16)

В выражении (6.10.16) номинальное падение напряжение на переходе базаэмиттер Uбэ0 ≈ 0,5 В. Величина падения напряжения Uэ, на сопротивлении Rэ в цепи эмиттера определяется по формуле: U э = I э. р R э =

I к . р (1 + h21E ) h21E

Rэ .

(6.10.17)

Подставляя (6.10.16) и (6.10.17) в формулу (6.10.15), получим: 0,5 +

I к. р (1 + h21E ) h21E 8I б. р

R2 =

Rэ

.

(6.10.18)

3.7. Рассчитывается величина сопротивления R1, Ом: R1 =

UП 8I б. р

I (1 + h21E )   U П − к . р Rэ − 0,5 h21E h21E  − R2 =  . 8 I к . р − (1 + h21E ) I кб .о

[

]

(6.10.19)

4. Рассчитывается значение емкости Ср1, Ф: C p1 =

R1 + R 2 , 2πf н R1R 2

(6.10.20)

где fн - минимальная частота диапазона усиливаемых частот, Гц; R1 и R2 выражается в Ом. 5. Значение емкости Сэ, Ф, оценивается по формуле: Cэ =

1 . 2πf н Rэ

(6.10.21)

6. Основным критерием правильности выбранных режимов работы транзистора и рассчитанных значений R1, R2, Rэ, и Rк является ход изменения положения рабочей точки А при заданных отклонениях температуры эксплуатации устройства ∆ T =Т1 - Т0 , где Т0= 20°С, Т1>T0 .

95

Допустимое температурное отклонение ∆ I к.доп тока коллектора Iк.р от его значения в рабочей точке А оценивается по формуле: ∆ I к.доп ≤ (0,1...0,2)Iк,р. (6.10.22) Полное приращение тока коллектора определяется приращением тока базы ∆ Iб, обратного теплового тока коллектора ∆ Iбк.о и коэффициента передачи тока базы ∆ h21э в соответствии с выражением: dI к =

dI к dI к dI к dI б + dh21E + dI кб .о . dI б dh21E dI кб .о

(6.10.23)

Аналитическая связь между указанными параметрами устанавливается известным соотношением: I к = h21E I б + (1 + h21E ) I кб .о . (6.10.24) Дифференцируя соотношение приращениям, получим:

и

(6.10.24)

переходя

к

∆I к = (1 + h21E )∆I кб .о + ( I б + I кб .о )∆h21э + h21E ∆I б .

конечным (6.10.25)

Величина приращения теплового тока коллекторного перехода ∆ Iбк.о рассчитывается из выражения: ∆I кб .о = I кб .о (T1 ) − I кб .о (T0 ) = I кб .о (T0 )2

∆T 7

− I кб .о (T0 ) .

(6.10.26)

Величина приращения ∆ h21э определяется из соотношения: ∆h21E = 3,1 ⋅ 10 −3 h21E ∆T .

(6.10.27)

Приращение тока базы ∆ Iб рассчитывается по формуле: ∆I б = I б (T1 ) − I б (T0 ) .

(6.10.28)

Для определения тока базы Iб преобразуем в соответствии с теоремой Тевенина схему (рис. 3.12) в схему, изображенную на рис. 6.15. В соответствии с теоремой Тевенина падение напряжения на базе Uб.р определяется из соотношения: U б. р =

U П R2 . R1 + R 2

(6.10.29)

Сопротивление базы Rб (рис. 6.15) рассчитывается по формуле: Rб =

R1R 2 , R1 + R 2

(6.10.30)

где значения R1 и R2 берутся из рис. 3.12. Для схемы (рис. 6.15) справедливо соотношение − I б Rб + U б . р = U бэ.о + I э Rэ .

(6.10.31)

Левая и правая части равенства (6.10.31) представляют потенциал базы

96

Рис. 6.15. Приведенная схема включения транзистора с ОЭ по Тевенину

относительно общего провода. В пренебрежении величиной Uбэ.о = 0,5...0,7В. выражение (6.10.31) можно записать в виде: I э Rэ = U б . р − I б Rб . (6.10.32) Полагаем, что I э = I к + I б = h21E I б + (1 + h21E ) I кб .о + I б = (1 + h21E ) I б + (1 + h21E ) I кб .о .

Подставляя выражение (6.10.33) в (6.10.32), получим: (1 + h21E ) I б Rэ + (1 + h21Eэ ) I кб .о Rэ = U б . р − I б Rб .

(6.10.33) (6.10.34)

Уравнение (6.10.34) можно записать в виде:

U б . р − (1 + h21E ) I кб .о Rэ = I б [Rб + (1 + h21E ) Rэ ] .

Из уравнения (6.10.35) рассчитывается из выражения: I б (T0 ) =

следует,

что

величина

U б . р − [1 + h21E (T0 )]I кб .о (T0 ) Rэ Rб + Rэ [1 + h21E (T0 )]

.

(6.10.35)

тока

базы

Iб(T0)

(6.10.36)

По аналогичной формуле рассчитывается величина тока базы при температуре Т1>Т0. Расчеты показывают, что величина приращения тока базы с ростом температуры имеет отрицательный знак, т.е. ∆ Iб < 0. Это является свидетельством наличия ООС по постоянному току, поскольку ток базы с ростом температуры уменьшается. Подставляя полученные значения ∆ Iб, ∆ Iкб.о и ∆ h21E в формулу (6.10.25), получим полное приращение тока коллектора ∆ Iк с изменением температуры эксплуатации устройства. Если полученное значение ∆ Iк < Мк.доп [см. формулу (6.10.22)], то рассчитанная схема является термостабильной. При обратном соотношении термостабилизация не осуществляется. В этом случае требуется увеличение сопротивления Rэ в цепи эмиттера, или выбор другого транзистора с меньшим значением теплового тока ∆ Iкб.о. Низкочастотные дифференциальные параметры транзистора могут быть определены по семействам статических характеристик. Наиболее часто для этих целей используют семейства входных и выходных характеристик. При этом амплитудные значения напряжений и токов заменяются их 97

Рис. 6. 16. Иллюстрация действий при определении параметров h11э и h12э

линейными приращениями. В результате четырехполюсника приобретают вид:

такой

замены

уравнения

∆U вх = h11 ∆I вх + h12 ∆U вых ; ∆I вых = h12 ∆I вх + h22 ∆U вых ,

(6.10.37) где ∆ Uвх, ∆ Uвых - изменения входного и выходного напряжения на транзисторе; ∆ Iвх, ∆ Iвых - соответствующие изменения входного и выходного тока. Если транзистор включен с ОЭ, то ∆ Uвх = ∆ Uбэ, ∆ Iвх = ∆ Iб; ∆ Uвых = ∆ Uкэ; ∆ Iвых = ∆ Iк. Определение необходимых приращений в точке А (рис. 6.17) показано на входных характеристиках транзистора КТЗ15 А. Расчетные формулы для параметров h11э и h12э, Ом, в этом случае: h11э =

∆U бэ U (C ) − U бэ ( B) 0,81 − 0,66 = бэ = ≈ 250 ; ∆I б |U кэ =const I б (С ) − I б ( B) 0,8 − 0,2

(6.10.38)

h12 э =

∆U бэ U ( D) − U бэ ( A) 0,78 − 0,63 = бэ = ≈ 0,015 . ∆I кэ |I э = const U кэ′′ − U кэ′ 10 − 0

(6.10.39)

Следует помнить, что приращения ∆ Uбэ, входящие в формулы (6.10.38) и (6.10.39), в общем случае различны. Параметры h21э и h22э определяют по выходным характеристикам. При включении транзистора с ОЭ приращения напряжений и токов следует выбирать относительно точки А так, как показано на рис. 6.17. Параметры h21э и h22э схемы с ОЭ, мСм, определяются по формулам: h21э =

∆I к I ( B) − I к (C ) 27 − 16 = к = ≈ 110 ; ∆I б |U кэ =const I б′′ − I б′ 0,3 − 0,2

(6.10.40)

h22 э =

∆I к I ( E ) − I к ( D) 25 − 18 = к = ≈ 0,37 . ∆U кэ |I к =const U кэ ( E ) − U кэ ( D) 20 − 1

(6.10.41)

∆ Iк, входящие в эти формулы, различны, так как Приращения определяются при различных условиях.

98

Рис. 6.17. Иллюстрация действий при определении параметров h21э и h22э

99

7. ДЕТЕКТОРЫ И ОГРАНИЧИТЕЛИ АМПЛИТУД ПРИЕМНИКОВ 7.1. Амплитудные детекторы В транзисторных приемниках для детектирования непрерывных амплитудномодулированных (AM) сигналов используют диодные и транзисторные детекторы. Диодные полупроводниковые детекторы могут иметь как последовательные

Рис. 7.1. Последовательная (а) и параллельная (о) схемы амплитудного диодного детектора.

(рис. 7.1 а), так и параллельные схемы включения (рис. 7.1, б). Предпочтительны последовательные детекторы, имеющие относительно большое входное сопротивление. Параллельные детекторы применяют лишь тогда, когда контур последнего каскада УПЧ находится под напряжением питания и сигнал на детектор передается через разделительный конденсатор. Обычно диодные полупроводниковые детекторы работают в режиме линейного детектирования при входном напряжении сигналов UД ВХ = 0,5.. 1 В. Здесь рассмотрим именно такой режим.

7.1.1. Расчет диодного детектора непрерывных AM сигналов При расчете детектора исходными являются — промежуточная частота fп; — напряжение несущей на входе детектора UД ВХ; — эквивалентная проводимость контуров последнего каскада УПЧ GП; — максимальный коэффициент модуляции mmax (обычно полагают mmax ≈ 0,8); — диапазон модулирующих частот от Fmin до Fmax и коэффициенты МН и МВ частотных искажений на этих частотах (обычно 1,05... 1,2); — допустимое эквивалентное затухание dЭ последнего контура УПЧ; — коэффициент фильтрации kФ — 0,01...0,02. Приведем последовательность расчета. Выбирают германиевые или кремниевые диоды с малым внутренним сопротивлением Ri малой емкостью Сд и большим обратным сопротивлением Rобр (например, Д2Б, Д9Б, Д10 и др.). Параметры некоторых типов диодов даны в приложении 1. Определяют Ri и Rобр выбранного диода по данным приложения 1. Определяют требуемое входное сопротивление детектора

100

RВХД ≥ 1/[(d Э / d ) − 1]GП ,

(7.1) где dЭ — затухание последнего контура УПЧ с учетом RВХ Д; d— затухание того же контура без учета действия детектора. В узкополосных УПЧ надо брать dЭ/d ≤ 1, 2; в широкополосных УПЧ dЭ должно удовлетворять требования обеспечения полосы пропускания последнего каскада УПЧ. Подсчитывают сопротивление нагрузки: RН ≈ 3RВХ Д (7.2) - параллельного детектора и RН ≈ 2RВХ Д (7.3) - последовательного детектора или RН = 2RВХ Д /(1-3RВХ Д/RОБР) (7.4) с учетом обратного сопротивления диода. Заметим, что формулы (9.2) — (9.4) справедливы при RH > Ri. Если согласно (9,4) получают RН< 200 кОм, то надо взять RН = 200 кОм и выбрать автотрансформаторное подключение детектора к контуру с коэффициентом включения: m Д = 0,2G П RВХ Д

. Рассчитывают эквивалентную емкость нагрузки детектора отсутствия нелинейных искажении 2 С Н = 1 − mmax /(2πFmax RH mmax )

Рис. 7.2.

,

(7 5) из условий (7.6)

Зависимость коэффициента передачи и динамического внутреннего сопротивления Ri Д диодного детектора от отношения RН/Ri.

и допустимых частотных искажений

С Н =≤ ( RH + Ri Д ) M В2 − 1 /(2πFmax RH Ri Д ),

(7.7) где Ri Д — динамическое внутреннее сопротивление детектора, определяемое из рис. 7.2. Из значений СН, полученных по формулам (7.6) и (7.7), выбирают меньшую величину. Находят коэффициент передачи детектора КД по графику рис. 7.2. Рассчитывают сопротивления: R2 = 0.5(1 − mmax ) RH + 0.25(1 − mmax ) 2 RH2 + (1 − mmax ) RH Rб max , (7.8) где RQ max — максимально допустимое сопротивление в цепи базы следующего транзистора, и 101

R1 = RH— R2. (7.9) Определяют емкости конденсаторов: С2 = [(3...5)/ (2πfПR1)] — СM2, (7.10) где СM2 = 15...20 пФ — емкость монтажа входной цепи УНЧ, С1 = СH— (3...5)/ 2πfПR1 ; (7.11) 2 Сб ≥ 1/ 2π Fmin Rб M H − 1 . (7.12) Находят коэффициент фильтрации напряжения промежуточной частоты для последовательного детектора: kФ ≈ (С Д + СМ 1 ) /(C1 + C Д + СМ 1 )[1 + 2π f П (С1 + CМ 2 ) R1 ] ; (7.13) и для параллельного детектора: kФ ≈ C1 /(С1 + С Д + СМ 1 )[1 + 2π f П (С1 + СМ 2 ) R1 ] , (7.14) где См1 = 2...5 пФ — емкость монтажа; Сд — емкость диода. В переносных и карманных радиовещательных приемниках возможно применение квадратичного детектирования с UВХ Д ≥ (60...80) мВ, при которых нелинейные искажения не превышают допустимых величин. При квадратичном детектировании : КД = aU2ВХ Д , (7.15) и при UВХ Д =60…80 мВ обычно КД ≈ 0,15.

7.1.2. Расчет транзисторного коллекторного детектора непрерывных AM сигналов Транзисторные коллекторные детекторы непрерывных AM сигналов, подобные изображенному на рис. 7.3, применяют в переносных и карманных радиовещательных приемниках. Их основное достоинство — возможность получения КД > 1; недостаток — большой уровень нелинейных искажений. При расчете детектора исходные данные и требования такие же, как для диодных детекторов AM сигналов. Приведем последовательность расчета. Выбирают транзистор того же типа, что и для каскадов УПЧ. Принимают сопротивление нагрузки в коллекторной цепи детектора RK≥(5…10)RВХ Н,, (7.16) Рис 7 3. Схема транзисторного детектора AM где RВХ — входное Н сигналов. сопротивление 1-го каскада УНЧ. Определяют коэффициент передачи детектора : К Д =| Y21Э | Rk RВХ Н /(2,3...3,3)( Rk + RВХ Н ) =| Y21Э | RЭ (2,5...3, 3). (7.17) Подсчитывают емкость в цепи коллектора СК из условий допустимых частотных искажений на верхних частотах модуляции:

102

CK ≤ 159 M B − 1 / Fmax RЭ ,

(7.18)

где Fmax и Rэ выражены в килогерцах и килоомах соответственно. Находят входные сопротивление [к0м] и емкость [пФ] детектора: Rвхд = аRвх /[1 + ( f п вC вх / 159) 2 аRвх rб ];

(7.19)

Cвхд = вСвх /[1 + ( f п вС вх rб / 159) 2 ], (7.20) где fп в мегагерцах; Rвх и rб, в килоомах; Свх, в пикофарадах; коэффициенты а = 3...4, в == 0,25...0,33 при Uд вх, = 0,1...0,15 В, причем с уменьшением Uд вх — а увеличивается, в — уменьшается. Выбирают сопротивление R1 == 0,5...1 к0м.

Рис.7.4. Схема последовательного диодного детектора радиоимпульсов.

Рассчитывают сопротивление: R2=R1[(10…20)Eп-1], где Еп — напряжение питания, В. Находят значение емкости, шунтирующей R1: С1≥800/FminR1, где Fmin в герцах; R1 в килоомах.

(7.21)

(7.22)

7.1.3. Исходные данные и порядок расчета диодного детектора Исходные данные 1. Промежуточная (несущая) частота Fо = 465 кГц. 2. Нижняя и верхняя частоты модуляции Fн = 0,3 кГц и Fв= 3 кГц. 3. Максимальная глубина модуляции m == 0,8 (если величина не задана, то принимаем при расчете m равной 0,7-0,9). 4. Входные сопротивление и емкость усилителя низкой частоты Rвх УНЧ = 104 Ом; Свх унч = 1000 пФ. 5. Допустимые частотные искажения на высших и низших частотах модуляции Мв = 1,2 и Мн =1,2.

Из расчета определяем: —коэффициент передачи детектора по напряжению; —входное сопротивление детектора; —параметры нагрузки детектора.

103

Порядок расчета с использованием характеристик выпрямления (Согласно схеме на рис. 7.1 при R1= 0 и С2 = 0) 1. Выбираем тип диода так, чтобы его граничная частота намного превышала частоту детектируемого сигнала и обратное сопротивление было по возможности большим. Этим условиям удовлетворяет диод Д9Е.

Рис. 7.5. Характеристики выпрямления.

2. Минимальную амплитуду подводимого напряжения несущей частоты выбираем в пределах Uвхд= (0,2-0,5) В. Принимаем Uвхд=0,5 В. Максимальная амплитуда ограничивается требованиями к системе АРУ. 3. Исходя из отсутствия нелинейных искажений за счет разных сопротивлений нагрузки постоянному и переменному токам, вычисляем величину R2: 1− m 1 − 0.8 R2 = RвхУНЧ = 10 4 = 2500Ом . m 0.8 4. На характеристиках выпрямления по известным величинам Uвхд и Rвх находим рабочую точку (рис. 7.5): 1 U вхд = U m 2 ; α = arctg = arctg 4 ⋅ 10 −4 ≈ 4 ⋅ 10 −4 . R2 Проведя через рабочую точку прямые, параллельные осям координат, определяем точки пересечения этих прямых с соседними характеристиками выпрямления и вычисляем внутренние параметры детектора: cd ab SД = ; µД = ; U m3 − U m1 U m3 − U m1

104

RiД =

µД SД

.

Из характеристики имеем µд≈1; Riд≈100 Ом; Sд≈10-2мА/В. 5. Вычисляем вспомогательные величины: R2 RвхУНЧ 2,5 ⋅ 10 3 ⋅ 10 4 = = 2 ⋅ 10 3 Ом ; R2 + RвхУНЧ 2,5 ⋅ 10 3 + 10 4 RiД RНΩ 100 ⋅ 2 ⋅ 10 3 R0 = = = 95Ом . RiД + RНΩ 100 + 2 ⋅ 10 3 RНΩ =

6. Из условия отсутствия нелинейных искажений и допустимых частотных искажений на высших частотах модуляции находим допустимую величину емкости конденсатора С1, шунтирующего нагрузку детектора R2: C1 ДОП =

1 − 0,8 2 1 − m2 − С вхУНЧ = − 10 −9 = 19 ⋅ 10 −9 = 19 ⋅ 10 3 пФ ; 2πFВ RНΩ m 2π ⋅ 3 ⋅ 10 3 ⋅ 2 ⋅ 10 3 ⋅ 0,8

Mв −1 1,2 2 − 1 C '1 ДОП = − СвхУНЧ = − 10 −9 ≈ 3,7 ⋅ 10 −7 = 370 ⋅ 103 пф . 3 2πFВ R0 2π ⋅ 3 ⋅ 10 ⋅ 95 Кроме того, должно выполняться условие, обеспечивающее незначительное падение напряжения сигнала несущей частоты на нагрузке детектора С '1 ДОП +СвхУНЧ ≥ 10Сд , 370 ⋅ 10 3 пф ≥ 10пф , где Сd — проходная емкость диода. Выбираем С1 таким образом, чтобы ее величина не превышала минимальной из рассчитанных. В нашем примере принимаем С1 = 2000 пФ. 7. Находим величину коэффициента передачи детектора по напряжению: RНΩ 2000 KД = µД = 1⋅ = 0.95 . RiД + RНΩ 100 + 2000 8. Определяем величину входного сопротивления детектора: RвхД =

RНΩ Rобр 3RНΩ + 2 Rобр

=

2000 ⋅ 10 5 = 970Ом . 3 ⋅ 2000 + 2 ⋅ 10 5

9. Напряжение низкой частоты на выходе детектора равно: U выхД = K Д mU вхД = 0,95 ⋅ 0,8 ⋅ 0,5 = 0,38 В . 10.Определяем емкость разделительного конденсатора, из допустимых частотных искажений в области низших звуковых частот: С3 ≥

1 2πFН M − 1( R2 + RвхУНЧ ) 2 Н

=

1 2π ⋅ 3 ⋅ 10

2

1.2 − 1(2.0 ⋅ 10 + 10 ) 2

3

Принимаем С1 = 0,1 мкФ. 7. 1. 4. Транзисторные детекторы

105

4

= 6.5 ⋅ 10 −8 Ф

Основным преимуществом транзисторных детекторов по сравнению с диодными является возможность получения усиления при детектировании. К недостаткам следует отнести сравнительно низкую величину входного сопротивления. Транзисторы могут использоваться в схемах детекторов в различном включении. Схемы детекторных каскадов по существу не отличаются от схем усилителей низкой частоты и могут быть выполнены в реостатном и трансформаторном вариантах. Основное отличие заключается в выборе режима транзистора, который для получения эффективного детектирования должен быть резко нелинейным. Типичные схемы детекторов с транзистором, включенным с общим эмиттером, приведены на рис. 7.6 (реостатный вариант) и на рис. 7.7 (трансформаторный вариант).

Рис. 7.6. Схема транзисторного детектора (реостатный вариант).

Детектирование в этих схемах осуществляется за счет нелинейной зависимости тока коллектора от напряжения на базе, т. е. ik= φ (eбэ). (7.23) Нелинейность входной характеристики транзистора Iб= φ1 (eбэ). позволяет дополнительно детектировать сигнал в цепи базы, аналогично сеточному детектированию в ламповом детекторе. В результате этого на всяком сопротивлении, включенном в цепь базы, создается выпрямленное напряжение, действующее как дополнительное смещение на базе.

Рис. 7.7. Схема транзисторного детектора (трансформаторный вариант).

106

Исходные данные Промежуточная (несущая) частота f0 = 465 кГгц. Коэффициент глубины модуляции т = 0,8. Коэффициенты частотных искажений Мн = 1,2 и Мв = 1,2. Граничные частоты модуляции FH — 300 Гц и FB = 5000 Гц. Входные сопротивление и емкость УНЧ RBX УНЧ = 104 Ом и СВХ УНЧ = 1000 пФ 6. Амплитуда подводимого к УНЧ напряжения UBX УНЧ = 0,05 В. Из расчета следует определить: — параметры нагрузки детектора R3 и С2; — коэффициент передачи детектора по напряжению Кд; — величину подводимого напряжения. 1. По известной промежуточной частоте с учетом условия f0 < fs/2 выбираем тип транзистора Нас вполне устраивает транзистор типа П401 (fs = 30 МГц). 2. По колебательным характеристикам определяем значения Riд = 8 кОм и Sд = 125 мА/В. 3. Из условия R3 >= (5-10 )Rвх УНЧ выбираем величину сопротивления R3 = 100 кОм. 4. Определяем эквивалентное сопротивление нагрузки по переменному току 1. 2. 3. 4. 5.

RiД

RНΩ = 1+

RiД R3

+

RiД

=

RвхУНЧ

8 ⋅ 10 3 = 5.25кОм . 8 ⋅ 10 3 8 ⋅ 10 3 1+ + 10 5 10 4

5. Находим допустимую величину емкости в цепи коллектора из условия допустимых частотных искажений на высших частотах: C ДОП

1,2 2 − 1 M 2в −1 ≤ = = 4,9 ⋅ 10 −9 Ф . 3 3 2πFВ RНΩ 2π ⋅ 5 ⋅ 10 ⋅ 4,25 ⋅ 10

6. Величина емкости С2 равна: С 2 = С доп − С вых − С вхУНЧ = 4900 − 20 − 1000 = 3880пФ ,

где Свых — выходная емкость детектора Принимаем С2 = 3600 пФ. 7. Вычисляем коэффициент передачи детектора: K Д = S Д RНΩ = 0.125 ⋅ 4.25 ⋅ 103 = 530 . 8. Амплитуда подводимого к детектору напряжения определяется по формуле: U 0.05 U вхД = вхУНЧ = = 0.0012 . K Д m 530 ⋅ 0.8 9. Емкость разделительного конденсатора находим из выражения: С3 ≥

1 2πFН M − 1( R3 − RвхУНЧ ) 2 Н

=

1 2π ⋅ 300 1.2 − 1(10 − 10 ) 2

Принимаем С3 = 0,15 мкФ. 107

5

4

= 0.13 ⋅ 10 −6 Ф

Величина емкости С1 определяется по формуле: 5 С1 ≥ . 2πFН R1 На этом расчет детектора заканчивается. 7.1.5. Исходные данные и порядок расчета пикового детектора Исходные данные (для схем на рис. 7.1.а) 1. Частота заполнения радиоимпульса f0 = 10 МГц. 2. Длительность τ = 5 мксек и период следования импульсов Т = 0,1 мсек. 3. Максимальная частота модулирующего сигнала FB = 3 кГц. 4. Входные параметры УНЧ RBX УНЧ = 10 кОм и СвхУНЧ= 1000 пФ. 5. Полная емкость контура Ск = 100 пФ. 6. Эквивалентное затухание контура в установившемся режиме dэу=0,022. 7. Эквивалентное затухание ненагруженного контура dK =0,01. 8. Коэффициент глубины амплитудной модуляции m = 0,3. 9. Допустимые частотные искажения на нижних частотах МН = 1,2. В процессе расчета необходимо определить: — параметры нагрузки детектора R1 , R2, С и Ср; — коэффициент передачи детектора Кд; — коэффициент включения в контур усилителя mвк; — входное сопротивление детектора RВХ Д . Порядок расчета 1. Выбираем тип диода исходя из его частотных свойств и достаточно большой величины обратного сопротивления Rобр при низком прямом сопротивлении. Таким требованиям удовлетворяет диод типа Д9Е, у которого Rid = 40 Ом; Rобр = 400 кОм. 2. Задаемся величиной общего сопротивления нагрузки R =Rобр=400кОм, тогда RΣ = 0,5Ro6p=2.105 Ом. 3. Для определения емкости С необходимо вычислить её граничные значения: С мин = 10 С макс

T 10 ⋅10 −4 = = 5000пФ, R∑ 2 ⋅10 5

1 − 0,32 1 − m2 = = = 1700пФ 2πmFВ R∑ 2π ⋅ 0,3 ⋅ 3 ⋅10 3 ⋅ 2 ⋅10 5

Емкость С выбирается из соотношения Смин =< С =< Смакс. Так как в рассматриваемом примере это условие не выполняется, то в первую очередь

108

стараемся обеспечить выполнение условия безинерционности, т.е выбираем С = 1700 пФ. 4. Задавшись величиной n = 0,9, определяем величину сопротивления R2:  Rобр (1 − n)  4 RвхУНЧ  4 ⋅ 10 5 (1 − 0.9)  4 ⋅ 10 4 R2 = 1 + 1 + = 1 + 1 + = Rобр (1 − n)  2 2 4 ⋅ 10 5 (1 − 0.9)    = 4.82 ⋅ 10 4 Ом ≈ 50кОм

5. Вычисляем величину R1: R1 = R — R2 = 400 — 50 = 350 кОм. 6. Входное сопротивление детектора находим из выражения; RвхД =

0,5 R∑ Rобр Rобр + 0,5 R∑

≅ 0.2 Rобр = 0,2 ⋅ 4 ⋅ 10 5 = 80кОм

7. Вычисляем требуемый коэффициент включения детектора в колебательный контур mвк: mвк = 2λf 0 RвхД C к (d эу − d к ) = 2π ⋅ 10 7 ⋅ 8 ⋅ 10 4 ⋅ 10 −10 (0,022 − 0,01) = 2,45 .

Выбираем mвк = 1, а параллельно контуру подключаем дополнительное шунтирующее сопротивление Rш: 8 ⋅ 10 4 Rш = = = 13кОм . 2πf 0 C к RвхД (d эу − d k ) 2π ⋅ 10 7 ⋅ 10 −10 ⋅ 8 ⋅ 10 4 (0,022 − 0,01) RвхД

8. Эквивалентные сопротивления нагруженного Zэy и ненагруженного ZK контуров при необходимости могут быть определены, как 1 Z= , 2πf 0 C k d где в качестве d подставляются соответственно dэу или dK: 1 1 = = 7,3кОм ; 7 2πf 0 C k d эу 2π ⋅ 10 ⋅ 10 −10 ⋅ 0,022 1 1 Z= = = 16кОм . 7 2πf 0 C k d к 2π ⋅ 10 ⋅ 10 −10 ⋅ 0,01 Z=

9. Находим ёмкость разделительного конденсатора С, для чего определяем вспомогательные величины: С p1 = 10C вхУНЧ = 10 ⋅ 10 −9 = 10000пФ

С p2 =

  RвхУНЧ  = 2,8 ⋅10 −5 Ф

1 1 = = 4 5   R2 ( R1 + Riд )  5 ⋅ 10 ( 3 , 5 ⋅ 10 + 40 ) 4 2 2 +  M н − 1 10 +  1,2 − 1 4 5 R1 + R2 + Riд  5 ⋅ 10 + 3,5 ⋅ 10 + 40  

Величина Ср выбирается больше наибольшей из вспомогательных величин и в рассматриваемом случае принимается равной 30 мкФ. 10. Определяем величину коэффициента р:

109

1 1 = = 0,024 . 5 4 4 R1 ( R2 + RвхУНЧ ) 3 , 5 ⋅ 10 ( 5 ⋅ 10 + 10 ) 1+ 1+ R2 RвхУНЧ 5 ⋅ 10 4 ⋅ 10 4 11. Вычисляем величину τR∑ 5 ⋅ 10 −6 ⋅ 2 ⋅ 105 = = 250 TRiд 10 −4 ⋅ 40 и по графику на рис. 7.9 определяем величину cos θу ≈0,95. 12. Вычисляем коэффициент передачи пикового детектора: K Д = mвк cos Θ y p = 1 ⋅ 0,95 ⋅ 0,024 = 0,023 . В заключение параграфа необходимо отметить следующее. При пиковом детектировании радиоимпульсов наряду с рассмотренным однотактным пиковым детектором могут быть использованы и двухтактные пиковые детекторы (рис. 7.8). В течение одного полу периода высокочастотного заполнения ток в нагрузку поступает через один диод, в течение другого — через второй. p=

Рис. 7.8. Принципиальная схема двухтактного пикового детектора.

Рис. 7.9. График зависимости cos θy от величины отношения

110

Rн . Riд

7.1.6. Исходные данные и порядок расчета пикового детектора видеоимпульсов

Рис. 7.10. Принципиальная схема пикового детектора видеоимпульсов

Исходные данные 1. Амплитуда видеоимпульсов на входе транзистора UBX П = 50 мВ. 2. Коэффициент глубины модуляции видеоимпульсов т = 0,3.. 3. Максимальная частота модуляции FB = 3 кГц. 4. Длительность импульсов τ = 5 мксек. 5. Период следования импульсов Т = 100 мксек. 6. Параметры нагрузки детектора RBX УНЧ = 10 кОм, Свх УНЧ = 1000 пФ. В процессе расчета определяем: — величину сопротивления нагрузки детектора R; — величину сопротивления нагрузки транзистора Rк; — величины емкостей C1 и С2; — коэффициент передачи усилителя — детектора Kуд. 1. При выборе типа транзистора Т1 руководствуемся требованиями по выбору транзисторов для видеоусилителей. При дальнейших расчетах необходимо знание параметров | Y21 |, RBЫХ и Свых. Допустим, выбран транзистор П402 с параметрами; | Y21 | = 150 мА/В, Свых = 10 пФ; Rвых = 12 кОм. 2. При выборе типа диода руководствуемся теми же соображениями, что и при выборе диода в пиковом детекторе радиоимпульсов. Так, для диода типа Д2Е Rid = 40 Ом; Rобр = 400 кОм; См = 1 пФ. 3. Определяем величину вспомогательного сопротивления RX предварительно задавшись величиной емкости монтажа См=10 пФ Rx =

0,5τ 0,5 ⋅ 5 ⋅ 10 −6 = = 7,5 ⋅ 10 4 Ом С вых +С м (10 + 10) ⋅ 10 −12

4. Сравнивая полученное значение Rx с величиной RBЫX, убеждаемся, что Rx >Rвых, откуда следует, что величина RK берется равной RВЫХ, т.е. RK=12кОм. 5. Вычисляем произведение 2 Rобр (Cвых + C м ) = 2 ⋅ 4 ⋅ 105 (10 + 10) ⋅ 10 −12 = 1.6 ⋅ 10 −5 сек и сравниваем его величину с периодом Т. Убеждаемся в выполнении условия

111

T = 10 −4 > 2 Rобр (Cвых + C м ) = 1.6 ⋅ 10 −5 , (7.24) что говорит о правильном выборе величины RK. В случае невыполнения неравенства (7.24), величину RK целесообразно брать несколько большей значения, полученного в результате вычисления по формуле. R ⋅R Rк = вых х . (7,25) Rвых + Rх 6. Вычисляем величину R' x =

Rвых Rк 1,2 ⋅ 10 4 ⋅ 1,2 ⋅ 10 4 = = 6 ⋅ 10 3 Ом . 4 4 Rвых + Rк 1,2 ⋅ 10 + 1,2 ⋅ 10

7. Задаемся величиной сопротивления нагрузки R= Ro6p = 400 кОм, тогда RΣ = 0,5Rобр. 8. Отсутствие нелинейных искажений при детектировании проверяем неравенством: 1 KД = ≤1− m . 2TR х 1+ τRобр Из вычисления KД =

1

2 ⋅ 10 − 4 ⋅ 6 ⋅ 10 3 1+ 5 ⋅ 10 −6 ⋅ 4 ⋅ 10 5 1 − m = 1 − 0 .3 = 0 .7 ,

0,625,

видно, что величина входного сопротивления УНЧ не вызывает появления нелинейных искажений. Если бы это неравенство не выполнялось, необходимо было бы проверить достаточность RBX УНЧ: KД R∑ RвхУНЧ 0,5 RвхУНЧ = ≥ −1 . R ( R∑ + RвхУНЧ ) 0,5 Rобр + RвхУНЧ 1 − m Невыполнение этого неравенства приводит к тому, что появляется необходимость увеличить RBX УНЧ введением дополнительного эмиттерного повторителя или подключением RBX УНЧ к части R или, наконец, попытаться увеличить величину R. 9. Величину емкости С2 определяем на основании тех же требований и выражений, что и для разделительных емкостей между каскадами УНЧ. 10. Для определения С1 вычисляем предварительно: С мин =

Т 10 −4 = = 500пФ; R∑ 2 ⋅ 10 5

С макс =

1− m2 1 − 0.09 = = 840пФ. . 2πmFН R y 2π ⋅ 0.3 ⋅ 3 ⋅ 10 3 ⋅ 2 ⋅ 10 5

Величина С1 выбирается так, чтобы выполнялось условие 112

Смин =< С1 =< Смакс. Выбираем С2 = 680 пФ. Если эти условия не выполняются, целесообразно взять С1 ≈ Смакс. 11. Величина коэффициента передачи усилитель — детектор зависит от выбора емкости С1. Если условия в п. 10 удовлетворены полностью, то Y21 R ' x 5 ⋅ 10 −2 ⋅ 6 ⋅ 103 = ≈ 190 . K уд = Y21 R x K Д = −4 3 2TR ' x 2 ⋅ 10 ⋅ 6 ⋅ 10 1+ 1+ τRобр 5 ⋅ 10 −6 ⋅ 4 ⋅ 105 Если же С1 < Смин, то может быть использовано выражение (7.29). В этом случае можно воспользоваться графиками на рис. 7.10, где в качестве параметра используется величина Кд, определяемая выражением (7.26), по оси ординат отложено отношение вычисляемого Куд к величине, определяемой выражением (7.27), а по оси абсцисс отложена величина RΣ C1/T. 12. Определяем амплитуду напряжения на входе УНЧ: Uвх УНЧ = Kуд m Uвх п = 190.0,3-5.10 -2 = 2,85 В. KД R∑ RвхУНЧ ≥ − 1, (7.26) R ( R∑ + RвхУНЧ ) 1 − m где Kд = 1/ (1 + T Rx/ τRΣ ) - коэффициент передачи детектора; Т — период следования импульсов. При Kд < 1 — m может использоваться любая величина сопротивления RВХ УНЧ . Величина емкости С1 выбирается из условий обеспечения безынерционности детектора при сохранении достаточно большой величины постоянной времени разряда емкости. В зависимости от выбора С1 коэффициент передачи системы определяется одним из следующих выражений: U K уд = вхУНЧ = Y21 R х K Д (7.27) U вхП m или    T  τ       1 exp 1 exp − − − −    R C   R C  R∑ C1   x 1   ∑ 1    K уд = Y21 R x , (7.28) × T   τ  T   1 − exp −  +  R C R C  ∑ 1    x 1 где UBХ П - амплитуда видеоимпульсов на входе транзистора при отсутствии модуляции. Величину Куд можно определить по графикам (рис 7.11).

113

Рис. 7.11 Графики зависимостей

K уд K уд1

от величины отношения

RΣ C1 . T

7.1.7. Детектор отношений

Наибольшее практическое применение получила схема детектора отношений, приведенная на рис. 7.12. Напряжение на каждом из диодов этой схемы представляет собой сумму половины напряжения на вторичном контуре L2CК2 и напряжения на дополнительной катушке индуктивности L3, которая индуктивно связана с катушкой L1 первичного контура. Соответствующим подбором числа витков L3 и ее связи с первичным контуром можно получить такое значение U2 , при котором достигается наилучшее подавление паразитной амплитудной модуляции, что позволяет использовать этот вид детекторов без предварительного ограничения амплитуды входного сигнала. Подавление паразитной модуляции происходит вследствие изменения входного сопротивления контуров при изменении амплитуды входного сигнала, что вызывает изменение добротности первичного контура и приводит к выравниванию напряжения, снимаемого на детектор. Для этого нагрузка детекторов (сопротивления R1 и R2) шунтируется конденсатором большой емкости С5, в результате чего напряжение на сопротивлениях R1 и R2 очень мало меняется во времени. С изменением амплитуд обоих сигналов увеличиваются углы отсечки токов обоих диодов и соответственно будут уменьшаться коэффициент передачи диодов и входное сопротивление детекторов, что приводит к значительному ослаблению на выходе паразитной амплитудной модуляции. В остальном работа схемы на рис. 7.12 напоминает работу схемы дискриминатора с фазовым детектированием. Аналогично последней при частоте входного сигнала f0 угол сдвига фаз между напряжениями U1 и U2 равен π/2, благодаря чему суммы напряжений на обоих диодах равны по модулю и в нагрузке детектора отношений отсутствует ток.

114

Рис. 7.12. Типовая схема детектора отношений. Исходные данные Исходные данные f0 = 8,4МГ; ∆fмакс = 75 кГц; FB = 10 кГц; L1 = L2 = 2 мкГн; параметры транзистора Т1: Свых = 10 пФ; RBЫX = 800 Ом; | Y21| = 30 мА/В параметры диода Д2Е: Sd = 5 мА/В Сд = 1 пФ; параметры УНЧ: RBX УНЧ = 10 кОм; СВХ УНЧ = 3000 пФ.

Порядок расчета 1. Задаемся величинами (см. рис. 7.12): QK = 150; QЭ = 60; Q3 = 50; R1 = R2 =RПT = 6,2 кОм; R5 = 10 кОм R3 = R4=RВХ УНЧ=10 кОм; U1 = 100 мВ CM = 5 пФ; τп = 75 мксек. 2. Определяем индуктивность катушки L3: L3 = 0,4* L1= 0,4*2 = 0,8 мкГн. 3. Находим конструктивные коэффициенты связи между индуктивностями L1 и L2, а также L1 и L3: k св12 =

0 .5 0 .5 = = 0.0083, Qэ 60

k св13 =

0,4 0.4 = = 0.008. Q3 50

4. Вычисляем собственное резонансное сопротивление первичного контура: RК = 2πf 0 L1QК = 2π ⋅ 8,4 ⋅ 10 6 ⋅ 2 ⋅ 10 −6 ⋅ 150 = 15,5кОм . 5. Рассчитываем коэффициент включения первичного контура в коллекторную цепь транзистора Т1: Rвых QК 0.8 150 mвк = ( − 1) = ( − 1) = 0.28 . R К Qэ 15.5 60 6. Находим емкости конденсаторов контуров: С к1 =

2,53 ⋅ 10 4 2

f 0 L1

− mвк2 C вых − С М =

2.53 ⋅ 10 4 − 0,28 2 ⋅ 10 − 5 = 175пФ; 2 8,4 ⋅ 2 115

Ск2 =

2,53 ⋅ 10 4 2

f 0 L1

− Cд − С М =

2.53 ⋅ 10 4 − 1 − 5 = 174пФ. 8,4 2 ⋅ 2

7. Определяем величины емкостей нагрузки диодов: С1 = С 2 = С 4 =

4,5 ⋅ 10 5 4.5 ⋅ 10 5 = = 7300пФ. . 10 ⋅ 6.2 Fв Rпт

8. Находим емкость электролитического конденсатора С5: С5 =

0,2 ⋅ 10 3 0.2 ⋅ 10 3 = ≈ 32 мкФ . R ПТ 6 .2

9. Вычисляем емкость конденсатора С3 низкочастотного фильтра предыскажений: С 3 = 0,4(6

τП RвхУНЧ

− С вхУНЧ ) = 0,4(

6 ⋅ 7,5 ⋅ 10 −5 − 3 ⋅ 10 −9 ) ≈ 0,02 мкФ . 4 10

10. Максимальное изменение постоянной времени цепи коррекции предыскажений при движении потенциометра R4 определяем следующим образом: RвхУНЧ (C3 − 2CвхУНЧ ) 10 4 (2 ⋅ 10 −8 − 2 ⋅ 3 ⋅ 10 −9 ) ∆τ П = = = 23 мксек . 6 6 11. Рассчитываем величину Ud0: U д 0 = 0,25U 12 + 0,25U 12 = 0.5 ⋅ 10 −1 = 0.071В . 12. Определяем угол отсечки токов диодов в режиме отсутствия ЧМ: 3π 3π Θ0 ≈ 3 =3 = 0,675 рад . S д RПТ 5 ⋅ 6,2 13. Определяем величину напряжений Uo на конденсаторе С5: U 0 = 2U д 0 cos Θ 0 = 2 ⋅ 0.071 cos 0.675 = 0.11В . 14. Находим величину параметра А : 2∆f макс Qэ 2 ⋅ 0,075 ⋅ 60 А= = = 1,07 . f0 8,4 15. Вычисляем максимальное значение Ud 1 макс: U д1макс =

U1 2

1+

А 1+ А

2

=

0,1 2

1+

1,07 1 + 1,07 2

= 0,094 В .

16. Определяем θ1мин : 3π 3π Θ1 мин ≈ ξ Θ 3 = ξΘ 3 = ξ Θ ⋅ 0.435 рад . S д (0.5 RПТ + R3 + R4 ) 5(0.5 ⋅ 6.2 + 10 + 10)

Так как согласно графику на рис.6.4 ξθ при RH = 26 кОм незначительно отличается от 1, то считаем: θ1 мин = 0,435 рад. 17. Находим выходное напряжение при максимальном отклонении f от f 0: Uвых д=Uд 1 MАКС*cos θ1 мин - 0,5Uo = 0,094 cos 0,435 — 0,5-0,11 =0,03 В

116

18.Рассчитываем напряжение на входе транзистора T1: U вн =

Qк U 1 150 ⋅ 0,1 = ≈ 3,8 мВ −2 mвк Y21 Rк k св12 0,28 ⋅ 3 ⋅ 10 ⋅ 1,55 ⋅ 10 4 ⋅ 8 ⋅ 10 −3

19. Находим коэффициент передачи всей схемы от входа транзистора Т1 до входа УНЧ: U выхД 0,03 KД = = ≈ 2,5 . 3U вх 3 ⋅ 3,8 ⋅ 10 −3

117

8. СОПРЯЖЕНИЕ НАСТРОЙКИ КОНТУРОВ СУПЕРГЕТЕРОДИННОГО ПРИЕМНИКА В супергетеродинном приемнике при любом положении ручки настройки частота гетеродина должна отличаться от частоты контуров входной цепи и УРЧ на постоянную величину, равную промежуточной частоте. Обычно частоту гетеродина берут выше частоты принимаемого сигнала. Так как во всех контурах применены одинаковые конденсаторы переменной емкости (блок конденсаторов), то при перестройке приемника разность между частотами контура гетеродина/г и контуров входной цепи и УРЧ fс будет изменяться (рис.8.1 а). Для уменьшения изменения этой разности применяется сопряжение

Рис. 8.1 Графики изменения настройки гетеродина и ВЦ

контуров. Наиболее простым является сопряжение в одной точке (рис. 8.1а), осуществляемое индуктивностью контура гетеродина. Точное сопряжение производится на средней частоте поддиапазона f ' + f ' min f ср = max . (8.1) 2 Эквивалентная емкость переменного конденсатора на частоте С + C э min C эср = э max . (8.2) 2 Индуктивность контура гетеродина 2,53 ⋅ 10 4 LГ = , (8.3) f Гср С эср где Сэср- в пФ; fср =fср+fnр - в МГц. Схема и все емкости гетеродина выбираются такими же, как в контуре входной цепи. Этот метод можно применять только на поддиапазонах с небольшим коэффициентом перекрытия, например, на растянутых радиовещательных или любительских поддиапазонах кв диапазона. При больших коэффициентах перекрытия поддиапазонов применяется сопряжение в трех точках (рис. 8.1 б). Для его осуществления в контур

118

гетеродина ставятся дополнительные емкости. Точное сопряжение осуществляется на частоте fI подбором (подстройкой) индуктивности контура гетеродина L5, на частоте f2 — последовательной емкости С7 и на частоте f3 — параллельной емкости С9 (рис. 8.1a и 8.1 б). Аналитический метод расчета сложен и громоздок, поэтому на практике широкое применение нашел графический метод с помощью номограмм (рис. 8.3 — 8.6). Порядок расчета приведен в примере 8.1А.

Рис.8.2 Схема преобразователя частоты

Пример 8.1А. Рассчитать преобразователь частоты с пьезомеханическим фильтром ПФШ-4-3 и отдельным гетеродином (рис. 8.2) приемника для «Охоты на лис». Исходные данные Диапазон принимаемых частот: f’min –f’тах = 3,4-3,8 МГц. Промежуточная частота: fпр = 465 кГц. Конструктивная добротность контура гетеродина: Qк= 100. Параметры контура входной цепи: К’пд=1,12; Сmin ÷ Сmax =5-13 пФ Сэmin ÷ Сэmax =21-39 пФ; Lвц = 59,5 мкГн; Сn ср = 9,5 пФ; Су = 7 пФ. Максимальное устойчивое усиление: Ку = 5 раз. Требуемое усиление: КT = 2 раза. Параметры фильтра ПФ1П-4-3: Rвх = 2кОм; Rвых= 1кОм;σвн = 12 дБ = 4 раза. Параметры широкополосного контура: Qэш = 18.Параметры транзистора микросхемы 1ММ0.6: при Iс = 1 мА и Uc = 5 В; S = 26 мА/В;R11 = 2,2 кОм; R22 = 115 кОм; С11 = 21 пФ; С22 = 13 пФ; Сс = 5 пФ; h21е = 60.

119

Требуется определить Резонансный коэффициент усиления Ко Данные деталей контуров и каскада. Расчет смесительной части 1. Определяем параметры транзистора в режиме преобразования частоты по ф-лам Snp = 0,3S = 0,3 · 26 = 8 мА/В; Rвх np = 2R11 =2 · 2,2 = 4,4 кОм; Rвых np = 2R22 =115 · 2 = 230 кОм; CBxnp = C11 — 21 пФ. Cвыхnp = С22 =13 пФ; 2. Выбираем схему преобразователя частоты с общим эмиттером и отдельным гетеродином. Так как диапазон частот узкий (К’пд = 1,12], то применим схему гетеродина с емкостной связью (рис. 8.2). 3. Согласование транзистора смесителя с фильтром осуществляем через широкополосный контур. Определяем коэффициент шунтирования контура входным сопротивлением фильтра и выходным сопротивлением транзистора, допустимый из условий обеспечения требуемого коэффициента усиления: 2 K T σ вн 2⋅2⋅4 ψ y ≥1− =1− = 0,91 . (8.4) S пр Rвыхпр Rвх 8 230 ⋅ 2 4. Определяем конструктивное и эквивалентное затухания широкополосного контура: δк =

Ψ 0,91 = = 0,0505; Οэ 18

δэ =

1 1 = = 0,0556. Ο эш 18

5. Определяем характеристическое сопротивление контура по ф-ле, принимая коэффициент включения в цепи коллектора т1 = 1: ρ=

1 1 Rвыхпр (δ э − δ к ) = 230(0,0556 − 0,0505) = 0585кОм . 2 2

6. Определяем коэффициент включения контура со стороны фильтра Rвхф (δ э − δ к ) 2(0,0556 − 0,0505) m2 = = ≈ 0,1 2ρ 2 ⋅ 0,587 7. Эквивалентная емкость схемы Сэ ≥

159 159 = = 583пФ. . f ср ρ 0,465 ⋅ 0,587

8. Емкость контура

С 2 = С э − Свыхпр = 583 − 13 = 570 пФ. Принимаем С2 = 560 пФ. 9. Определяем действительную эквивалентную емкость схемы: С ' э = С 2 + С выхпр = 560 + 13 = 573пФ . 10. Индуктивность контура:

120

L4 =

2,53 ⋅ 10 4 2.53 ⋅ 10 4 = = 204 мкГн , f 2 пр С ' э 0.465 2 ⋅ 576

11. Действительное характеристическое сопротивление контура: 159 159 ρ '≥ . = f пр С ' э 0,465 ⋅ 573 12. Резонансный коэффициент усиления преобразователя: S пр ρ ' Ο э m2 8 ⋅ 0.594 ⋅ 18 ⋅ 0.1 K0 = = = 2.13 . σ вн 4 Так как Кт = 2 < Ко = 2,13 < Ку = 5, то расчет произведен правильно. 13. Индуктивность катушки связи с фильтром, приняв Ксв = 0,4:

(8.5)

m22 0,12 L5 = L4 2 = 204 = 12,7 мкГн . k св 0,4 2

14. Величины деталей, определяющих режим транзисторов, фильтров в цепях питания и элементов связи, определяют так же, как в примере 11.1. [5]

Расчет гетеродинной части 15. Частоту гетеродина принимаем выше частоты сигнала. Так как диапазон узкий (К'пд = 1,12), сопряжение контуров будем производить только в одной точке, на средней частоте поддиапазона f ср

f' +f = max 2

2

min

=

3,8 + 3,4 = 3,6 МГц. . 2

16. Эквивалентная емкость переменного конденсатора на fср: C эср =

С э max + C э min 39 + 31 = = 25пФ . 2 2

17. Индуктивность контура гетеродина L2 =

2,53 ⋅ 10 4 2.53 ⋅ 10 4 = = 44 мкГн , f 2 Гср С эср 4,06 2 ⋅ 35

где fгср =fср +fпр = 3,6 + 0,465 ≈ 4,06 МГц. 18. Величина сопротивления, стабилизирующего эмиттерный ток, принимая Ume min = 60 мВ и Iнач = 1 мА R7 = Rc ≥

U me min 60 = ≈ 400Ом . 0.15I енаг 0,15 ⋅ 1

Принимаем R7 = 1 ком. 19. Полное сопротивление контура гетеродина при резонансе на максимальной частоте: Rос max =

Ο k ⋅ 10 3 100 ⋅ 10 3 = = 135кОм . 2πf ' max( Мгц ) ⋅С э min( пф ) 2π ⋅ 3,8 ⋅ 31

20. Принимая коэффициент обратной связи kсв = 0,4, определяем коэффициент связи транзистора с колебательным контуром:

121

(8.6)

m=

(1 + k cв ) 2 k k св Rос ( ком ) S ма (1 − св ) ( ) h21е в

=

(1 + 0,4) 2 0,4 0,4 ⋅ 135 ⋅ 26(1 − ) 60

= 0,0374.

(8.7)

21. Определяем величины емкостей контура на максимальной частоте поддиапазона: а) вспомогательные емкости: С1 = С y = 7 пФ; С э min (1 + k св ) 31(1 + 0,4) = = 1160пФ; 0,0374 m С (1 + k св ) 31(1 + 0,4) С 3 = э min = = 2900пФ; mk св 0,0374 ⋅ 0,4 C 2 C3 1160 ⋅ 2900 С '1 = = = 830пФ; C 2 + C 3 1160 + 2900

(8.8)

С2 =

(8.9) (8.10)

б) действительные емкости контура С 9 = С 2 − С 22 = 1160 − 13 ≈ 1150пФ ;

(8.11) (8.12)

С10 = С 3 − С11 = 2900 − 21 ≈ 2880пФ ;

С11 =

C1C '1 7.0 ⋅ 830 = ≈ 7.1пФ ; C '1 −C1 830 + 7.0

в) проверим правильность вычислений: C 1160 k 'св = 2 = = 0.4 ; C3 2900 C 31 m' = э min = 0.0374 . C '1 830 Так как к'cв = kсв и m' = m (п. 19), емкости вычислены правильно.

(8.13) (8.14)

22. Задавшись коэффициентов связи между катушками L2 и L3, m3=0,1 и kтк=0,3, получим L3 = L2

m32 0,12 = 44 = 4,9 мкГн 2 k mk 0,3 2

122

.

(8.15)

9. МЕТОДИКА ОПРЕДЕЛЕНИЯ ЧИСЛА РЕГУЛИРУЕМЫХ КАСКАДОВ При предварительном расчете системы АРУ производится ее выбор и определяется количество регулируемых каскадов высокой и промежуточной частот. Путем анализа положительных и отрицательных сторон различных схем АРУ выбирается наиболее приемлемая для заданных технических условий. В настоящее время наибольшее распространение получили схемы АРУ, в которых регулировка усиления осуществляется путем изменения тока эмиттера в транзисторах. Рассмотрим методику определения необходимого числа регулируемых каскадов. Исходными данными для расчета АРУ являются: — изменение входного напряжения α = ЕАтах/ЕАт1п, —изменение выходного напряжения р = Uвых тах/Uвых min . Величина «α» характеризует изменение эдс несущей частоты в антенне, величина «р» определяет допустимое изменение выходного напряжения при изменение эдс в антенне в «α» раз. Обычно величина «α» лежит в пределах 20 - 105, а величину «р» выбирают в пределах 1,4 - 4. Порядок расчета 1. Для транзисторных приемников практически можно принимать изменение усиления на один регулируемый каскад: Л1=6-10раз . (9.1) 2. Определяется требуемое изменение коэффициента усиления приемника под действием АРУ Лт= α /р . (9.2) 3. Считая, что все управляемые каскады идентичны, определяется необходимое число регулируемых каскадов: lg Л Т N АРУ = . (9.3) lg Л 1 Полученное выражение округляется до большей целой величины и принимается за необходимое число регулируемых каскадов. В транзисторных приемниках одновременно с изменением усиления регулируемого каскада меняются его входная и выходная проводимости, поэтому целесообразно в качестве регулируемых каскадов использовать реостатные или трансформаторные широкополосные УПЧ или УРЧ. Не рекомендуется в качестве регулируемых каскадов в транзисторных приемниках использовать преобразователи частоты и последние каскады УПЧ, так как это может привести к большим нелинейным искажениям. Пример 7.1А. Определить необходимое число регулируемых каскадов системы АРУ транзисторного приемника первого класса.

123

Исходные данные Изменение входного напряжения: α = 40 дБ (100 раз). Изменение выходного напряжения: р = 12 дБ (4 раза). Расчет 1. Принимаем степень изменения коэффициента усиления одного регулируемого каскада под действием АРУ [ф-ла 9.1)] : Л1=10раз. 2. Требуемое изменение коэффициента усиления приемника под действием АРУ[ф-ла 9.2] : ЛТ = α /р= 100/4 =25 раз. 3. Необходимое число регулируемых каскадов [ф-ла 9.3)] : lg Л Т 1,4 N АРУ = = = 1,4 . lg Л 1 1 Округляем до большей целой величины, получаем — необходимо иметь два регулируемых каскада. Пример 8.1Б. Определить необходимое число регулируемых каскадов системы АРУ спортивного приемника для соревнований «Охота на лис». Исходные данные Изменение входного напряжения: α =100 дБ (105 раз). Изменение выходного напряжения: р = 6 дБ(2 раза). Расчет 1. Так как обеспечить пределы регулирования АРУ на 100 дБ чень сложно, то применим систему «ближний поиск» с пределом регулировки не хуже α1= 40 дб, включаемую при подходе к «лисе». Тогда предел изменения входного напряжения, который должна обеспечить система АРУ, будет α 2 = α – α1 = 100-40-60 дБ(1000 раз). 2. Принимаем степень изменения коэффициента усиления одного каскада под действием системы АРУ [ф-ла (9.1)] : Л1 = 10 раз. 3. Требуемое изменение коэффициента усиления приемника под действием АРУ [ф-ла 9,2)] : Лт = α /р = 1000/2 = 500 раз. 4. Необходимое число регулируемых каскадов [ф-ла (7.3)1 : lg Л Т lg 500 2.7 N АРУ = = = = 2.7 . lg Л 1 lg10 1 Округляем до большей целой величины, получаем — необходимо иметь три регулируемых каскада.

124

ПРИЛОЖЕНИЯ

Приложение 1 КАЛЕНДАРНЫЙ ГРАФИК РАБОТЫ над курсовым проектом по устройствам приёма и обработки сигналов. Общий объём самостоятельной работы 40 часов в течение 10 недель из расчёта в среднем 4 часа в неделю. Содержание работы. Ознакомление с заданием. Выбор недостающих данных. Подбор литературы. Изучение литератур, определение полосы пропускания, коэффициента усиления приемника, составление структурной схемы, выбор промежуточной частоты, написание обзорной части. Составление принципиальной схемы, выбор усилительных элементов, определение требований на каждый каскад, выбор элементов к4оммутации и перестройки. Расчет элементов принципиальной схемы. Расчет результирующих характеристик отдельных каскадов и приемника в целом, проверка возможностей реализации приемника. Корректировка схемы. Разработка конструкции. Оформление рисунков, пояснительной записки и графической части, проверка проекта. Сдача проекта на проверку. Защита проекта.

Выпол. %

№ нед.

10

1

20

2,3 проверка на 3 нед

20

4,5 проверка на 5 нед.

30

6,7,8 проверка на 7 нед.

20

6,7,8 проверка на 7 нед.

100

11 нед.

125

Приложение 2 Ульяновский Государственный Технический Университет Кафедра «Радиотехника»

КУРСОВОЙ ПРОЕКТ ПО КУРСУ «УСТРОЙСТВА ПРИЁМА И ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ»

Выполнил: студент гр.

Руководитель проекта:

Ульяновск 2006 г.

126

Приложение 3 УЛЬЯНОВСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ

Кафедра_____________________________________________________________ Задание на курсовой проект По дисциплине___________________________________________________________________ Студенту____________________________ группы ____________________________________ Технические условия:

________________________________________________________________________________ ________________________________________________________________________________ ________________________________________________________________________________ ________________________________________________________________________________ ________________________________________________________________________________ ________________________________________________________________________________ ________________________________________________________________________________ ________________________________________________________________________________ ________________________________________________________________________________ ________________________________________________________________________________ ________________________________________________________________________________ Объем работы: ________________________________________________________________________________ ________________________________________________________________________________ ________________________________________________________________________________ ________________________________________________________________________________ ________________________________________________________________________________ ________________________________________________________________________________ ________________________________________________________________________________ Дата выдачи проекта_______________________ Срок выполнения _______________________ Зав. кафедрой______________________________________ Руководитель проекта ______________________________ Проект защищен с оценкой ________________________

127

Дата ______________________

Приложение 4 Таблица П.4.1 Классы резисторов в цепях приёмников № п/п 1 2 3

Классы точности 1 2 3

Место включения резистора в схеме приемника Цепи, определяющие частотную характеристику, корректирующие цепи и цепи обратной связи Цепи автосмещения, термостабилизации, делители напряжения Развязывающие фильтры цепей питания.

+

+

-

+

+

-

-

+

+

Таблица П.4.2 Классы точности конденсаторов № п/п 1 2 3 4 5 6

Место включения конденсатора в схеме приемника Разделительные В цепях коррекции частотной характеристики Контурные Сопряжение контуров ДВ и СВ КВ СВЧ Емкостные делители Блокировочные

Классы точности конденсаторов 00 и 0 1 2 3 + + + + + -

+ + + -

+ + + -

+

Таблица П.4.3а Конденсаторы переменные, массового производства ТИП конденсатора Cmin/Cmax пФ Конденсаторы керамические (подстроенные) КГЖ-1 2/7,4/15,6/25,8/30,6/60 КПК-2 6/60, 10/100, 25/150, 75/200, 125/250 КПК-7 1/10,2/15,2/20,2/25

Таблица П.4.3б Блоки конденсаторов переменной ёмкости КПЕ КПЕ с воздушным диэлектриком КПЕ КПЕ-3 КПЕ КПЕ-2

С

к min, пФ 12 10 10 9

С

к max, пФ 495 430 365 280

КПЕ с твердым диэлектриком КПЕ-3 КПЕ-5 КПТМ КПЕ-2

128

С

к min, пФ 7 5 4 3

С

к max, пФ 210 240 220 150

Таблица П.4.4 Конструктивные добротности контуров [5]. Диапазон ДВ СВ КВ УКВ

Значение конструктивной добротности контуров Без сердечников

С ферритовыми сердечниками

10÷50 40÷100 60÷150 100÷200

90÷140 110÷140 140÷190 100÷200

Таблица П.4.5 Основные типы транзисторов, диодов и интегральных схем, применяемых в радиовещательных приёмниках. Каскад Усилители сигнальной частоты

Тракт

Транзисторы и диоды

АМ

ГТ322, 11423, КТ315 КП303 ГТ313,ГТ322, ГТ328 КТ315 ГТ322, П423, КТ315 КТ339, ГТ309:кольцевой смеситель Д20. Д9В ГТ313, КТ339

ЧМ АМ

Преобразователи (смесители)

ЧМ АМ

Гетеродины

ЧМ АМ

Усилители промежуточной частоты Детекторы

Усилители звуковой частоты

ГТ322, П423, КТ339 ГТ309 ГТ322, ГТ313, КТ339

ЧМ

ГТ322, КТ315, КТ361 П422, ГТ309 ГТ322, КТ339

АМ ЧМ Каскады предварительного усиления Выходные каскады

Д9В, Д9Б, Д9Г, Д20 Д20, Д18, Д2Е КТ315, КП103, МП40, МП41, МП26, МП37, П213 ГТ429-ГТ404, КТ805, П213, МП40, МП41

129

Интегральные схемы К2ЖА371, К2ЖА242 К2ЖА375 К2ЖА372, К2ЖА371 К2ЖА242 К2ЖА375, К2ЖА371 К2ЖА241 К2ЖА371, К2ЖА242 К2ЖА242, К2ЖА372 К2УС242 К2ЖА372, К2ЖА242 К2УС242, К2УС375 К2ЖА372, К2ЖА243 -----------К2УС372, К2УС371, К2УС245

-------------

Таблица П.4.6 Минимально-допустимые напряжения на входе. АМ и ЧД − Uд.вх.,В Класс приёмника Высший 1,2 3,4

АМ детектор на п/п приборах 0,5÷1 0,1÷0,5 0,05÷0,2

ЧД на п/п приборах Дробный детектор 0,03÷0,1 0,01÷0,03 0,01

ЧД с ограничителем 1÷2 0,5÷1 -

Таблица П.4.7 Значение функции сужения полосы в зависимости от количества каскадов настраиваемого усилителя n Φ1n)

1 1

2 0,64

3 0,51

4 0,44

5 0,39

6 0,35

7 0,32

8 0,3

9 0,28

10 0,27

11 0,26

12 0,25

Таблица П.4.8 Значение функции сужения полосы в зависимости от количества пар расстроенных каскадов усилителя n Φ2(n)

1 0,91

2 0,77

3 0,68

4 0,64

5 0,61

6 0,58

Таблица П.4.9 Основные параметры детекторов [5] Тип детектора Диодный (квадратичный) Диодный (линейный) Транзисторный ЧД с ограничителем Детектор отношений Видеодетектор

Напряжение на входе Uвх. дет., В 0,1÷0,2 0,2÷0,3 0,1÷0,3 0,5÷1,0 0,1÷0,5 0,2÷0,3

Коэффициент передачи Кд 0,2÷0,3 0,3÷0,6 5,0÷8,0 0,6÷0,8 0,6÷0,8 0,1÷0,3

Таблица П.4.10 Коэффициенты передачи входной цепи [5] Диапазон волн Добротность контура Коэффициент передачи Квц

ДВ

СВ

КВ

УКВ

10÷25

50÷70

100÷120

10÷20

2÷3

4÷6

5÷8

2÷3

Таблица П.4.11 Параметры приёмных антенн [5] 1 Тип антенны

2 hдм

3 LA, мкГн

130

4 СА, пФ

5 RA, Ом

Продолжение табл. П.4.11 1 Г-образная горизонтальная Наклонный луч Метёлочная Штырь (h<λ/4)

2 h h (0,6÷0,7) h (0,5÷0,6) h

3 20 (0,5÷1,0)l (0,5÷1,0)l -

4 150÷300 (4,0÷8,0) l* (4,0÷8,0) l* 10 h (5,0÷10,0)

5 25÷400 25 25 -

l − общая длина провода антенны и снижения, м; h − разность между верхней точкой антенны и нижним концом снижения, м; λ − длина волны, м; * − практически можно принять около 75 пФ. Таблица П.4.12 Электролитические конденсаторы типов К50-3, К50-6, К50-7 Номинальное напряжение, В

Ёмкость, пФ К50-3 10, 20, 50, 100,200, 500, 1000, 2000, 5000 5, 10, 20, 50, 100,200, 500, 1000, 2000 2, 5,10, 20, 50,100, 200, 500, 1000, 2000 1,2,5,10,20,50,100,200 1,2,5,10,20,50 5,20,50, 100 50, 100 5,20,50,100 10,20,50 10,20,50 К50-6 50,100, 200, 500 10,20, 50, 100, 200, 500, 1000,2000, 4000 1, 5,10, 20, 30, 50,100, 200, 500, 2000,4000 1, 5,10, 20, 50,100, 200, 500, 2000, 4000 1, 2, 5,10,20, 50,100, 200, 500,1000,2000 1,2,5,10,20 1,2,5,10 К50-7 20,50,100,200,500 10,20,50,100,200 5,10,20,50,100,200 5,10,20,50,100 5,10, 50,100 5,10, 20, 50

6 12 25 50 100 160 250 300 350 450 6 10 15 25 50 100 160 160 250 300 350 400 450

Таблица П.4.13 Шкала номинальных значений емкостей постоянных конденсаторов (кроме электролитических) массового производства (мкФ) 1 0,01*

2 од

3 1,0

131

4 10

Продолжение табл. П.4.13 1 0,12 0,015* 0,018 0,022* 0,027 0,033* 0,039 0,047* 0,056 0,068* 0,082

2 0,15 0,22 _ 0,33 0,47 0,68 -

3 1,5 2,2

4 15 22 33 47 68 -

3,3 4,7 6,8 -

Примечания: 1. Конденсаторы, номиналы которых отмечены в графе 1 звездочкой, выпускаются с допуском 20%, 10%, 5%, а остальные - с допуском 10%, 5%. 2. Конденсаторы, номиналы которых отмечены в графах 2,3,4, выпускаются с допуском 20%, 10%, 5%.

Таблица П.4.14 Ряды номинальных ёмкостей конденсаторов [9] Е6 1,0

Е12 1,0

Е24 1,0 1,1

1,2

1,2 1,3

1,5

1,5

1,5 1,6

1,8

1,8 2,0

2,2

2,2

2,2 2,4

2,7

2,7 3,0

Е48 100 105 ПО 115 121 127 133 140 147 154 162 169 178 187 205 215 237 249 261 274 287 301

Е6

Е12

Е24

3,3

3,3

3,3

3,9

3,9 4,3

4,7

4,7

4,7 5,1

5,6

5,6 6,2

6,8

6,8

6,8 7,5

8,2

8,2 9,1

132

Е48 316 348 365 383* 402 422 442 464 511 536 562 590 619 649 681 750 787 825 866 909 953

Для конденсаторов с номинальным напряжением до 10 кВ номинальные напряжения устанавливаются из ряда в соответствии с ГОСТ 9665-77: 1 – 1,6 – 2,5 – 3,2 – 4 – 6,3 – 10 – 16 – 20 – 25 – 32 – 40 – 50 – 63 – 80 – 100 – 125 – 160 – 200 – 250 – 315 – 350 – 400 – 450 – 500 – 630 – 800 – 1000 – 1600 – 2000 – 2500 – 3000 – 4000 – 5000 – 6300 – 8000 – 10000 В. Таблица П.4.15 Ряды номинальных сопротивлений резисторов Е6 1,0

Е12 1,0

Е24 1,0 1,1

1,2

1,2 1,3

1,5

1,5

1,5 1,6

1,8

1,8 2,0

2,2

2,2

2,2 2,4

2,7

2,7 3,0

Е48 100 105 ПО 115 121 127 133 140 147 154 162 169 178 187 196 205 215 226 237 249 261 274 287 301

Е6

Е12

Е24

3,3

3,3

3,3

3,9

3,6 3,9 4,3

4,7

4,7

4,7 5,1

6,8

5,6

5,6

6,8

6,8 7,5

8,2

8,2 9,1

Е48 316 332 348 365 383 402 422 442 464 487 511 536 562 590 619 649 681 715 750 787 825 866 909 953

Согласно ГОСТ 24013-80 и ГОСТ 10318-80 значения номинальных мощностей рассеяния резисторов в ваттах устанавливаются следующие: 0,01 – 0,025 – 0,05 – 0,062 – 0,125 – 0,25 – 0,5 – 1 – 2 – 3 – 4 – 5 – 8 – 10 – 16 – 25 – 40 – 63 – 80 – 100 – 160 – 250 – 500. Таблица П.4.16 Значения ТКЕ керамических конденсаторов и их условные обозначения Номинальное Цветовой код Обозначение Буквензначение ТКЕ, группы ТКЕ ный код Новое обозначение Старое обозначение 10-6 К-1 1 2 3 4 5 П100 + 100 Красный + фиолетовый Синий А (П120) (+120) П60 G +60 Серый Серый + красная точка

133

Продолжение табл. П.4.16 1 ПЗЗ МП0 МЗЗ М47 М75 М150 М220 МЗЗ0 М470 М750 (М700)

2 N С Н M L Р R S Т U

3 +33 0 -33 -47 -75 -150 -220 -330 -470 -750 (-700)

Ml500

V

-1500

К Y

(-1300) -2200 -3300

(Ml300) М2200 МЗЗ00

4 5 Серый Серый Черный Голубой + черная точка Коричневый Голубой + коричневая точка Голубой + красный Голубой Красный Голубой + красная точка Оранжевый Красный + оранжевая точка Желтый Красный + желтая точка Зеленый Красный + зеленая точка Голубой Красный + синяя точка Фиолетовый Красный Оранжевый + оранжеЗеленый вый Желтый + оранжевый Зеленый + желтая точка Зеленый Зеленый

Слюдяные конденсаторы в зависимости от сорта слюды, применяемой для их изготовления, подразделяются на четыре группы по ТКЕ: конденсаторы группы А не нормируются по ТКЕ; конденсаторы группы Б имеют значение ТКЕ, равное ±200·10-6 К-1; конденсаторы группы В характеризуются величиной ТКЕ, равной ±100·10-6 К-1; а ТКЕ конденсаторов группы Г составляет ±50·10-6 К-1. Полистирольные и поликарбонатные конденсаторы имеют ТКЕ в пределах ± (50...200) ·10-6 К-1. Таблица П.4.17 Кодированные обозначения изменения емкостей керамических конденсаторов с ненормируемым ТКЕ Обозначение группы ТКЕ H10 Н20 H30 Н50 Н70 Н90

Допустимое изменение ёмБуквенкости, %, в интервале темный код ператур -60 ..+85°С В ±10 Z ±20 D ±30 X ±50 Е -70 F -90

134

Цветовой код Оранжевый + черный Оранжевый + красный Оранжевый + зеленый Оранжевый + голубой Оранжевый + фиолетовый Оранжевый + белый

Таблица П.4.18 Основные параметры металлов и сплавов Температурный коэф- Коэффициент Плотность, Удельное электрософициент электросолинейного Материал d·10-3, противление, ρ·10-6, противления α ρ,T ·10-4, расширения, 3 кг/м Ом·м К-1 α ρ,T ·10-6, К-1 1 2 3 4 5 Медь 8,9 0,0172 43 22,3 Серебро 10,5 0,016 40 19,7 Золото 19,3 0,024 38 14 Алюминий 2,7 0,0283 41 22,5 Молибден 10,2 0,05 43 5,3 Рутений 12,4 0,075 45 9,1 Латунь Л62 8,43 0,074 10 19,9 Бронза фосфористая 8,8 0,176 7,3 17,5 Пермаллой 50Н 8,20 0,45 9,4

Полистирол Полиэтилен НД Фторопласт-4 Пластмасса АГ-4С Пластмасса ЭЗ-34О-65 Текстолит Гетинакс В Керамика группы В класс VII

5,5…8

1000… 2,6…2,7 …3000

0,32 1016

α·106, К-1

0,01

γ·106, кг/м3

-1,87

B, %

1,006

Tmax, °С

tg δ ·104 при f ≥ 104 Гц

Воздух сухой Стекло

ρv, Ом·м

ε

Eпр, MB/м

Диэлектрик

αε·106, К-1

Таблица П.4.19 Основные данные некоторых высокочастотных диэлектриков

-

-

-

-

30…50

10

1014 600

0,04

1,05

до 100

3…7

30

1014

65

0,04

1,04…1,06

80

1,02…1,2

-20

2,4

-

2…5

40

1015 100

0,03

1,9…2,1

-

2…3

26

1015 260

0

7…10

-

120…500

13

1010 200

0,2

1,7…1,9

5…12

7

-

100…150

15

1012 115

0,06

1,9

20…50

6,5…7 7…8

-

200…400 400…500

7 2,3

107 108

1,3…1,4 0,9…1,3

40 -

6…7

25

1012 400

2,6…2,8

6…7

6,5…7 60…100

90 0,2…0,5 120 до 100 0

2,1…2,2 80…250

Обозначения: ε - диэлектрическая проницаемость; αε – температурный коэффициент е; tg δ - тангенс угла диэлектрических потерь; Eпр - пробивное напряжение; ρv - удельное объемное сопротивление; Tmax - максимальная темпера-

135

тура; B - водопоптощение; γ - плотность; α - температурный коэффициент линейного расширения (ТКЛР). Воздух сухой применяется для диэлектриков воздушных конденсаторов. Стекло электроизоляционное используется для изготовления проходных изоляторов в различных герметичных конструкциях. Полистирол, полиэтилен, фторопласт-4 используются для изготовления изоляторов и каркасов катушек индуктивности, отвечающих высоким требованиям. Ударопрочный прессматериал АГ-4С, фенопласт электроизоляционный с наполнителем из молотой слюды и кварцевой муки марки ЭЗ-340-65 используются в качестве различных изоляторов, каркасов катушек индуктивности, отвечающих умеренным требованиям. Текстолит и гетинакс используются для изготовления различных установочных деталей, печатных плат. Стеатитовая керамика группы В класс VII применяется для изготовления деталей с рабочей температурой до 300…400 °С. Таблица П.4.20 Диаметры одножильных медных проводов, мм [9] 0, мм 0,032 0,040 0,050 0,063 0,071 0,080 0,090 0,100 0,125 0,140 0,160 0,180 0,200 0,224 0,250 0,280 0,315 0,355 0,36 0,40 0,450 0,500 0,560 0,630 0,710 0,750 0,80 0,85 0,90 0,95 1,00

ПЭВ-1 0,045 0,055 0,070 0,085 0,095 0,105 0,125 0,125 0,150 0,165 0,190 0,210 0,230 0,260 0,290 0,320 0,355 0,395 0,40 0,440 0,490 0,550 0,610 0,680 0,76 0,81 0,86 0,91 0,96 1,01 1,07

ПЭВ-2 0,080 0,090 0,1 0,11 0,12 0,13 0,155 0,170 0,200 0,220 0,240 0,270 0,300 0,330 0,365 0,415 0,42 0,460 0,510 0,570 0,630 0,700 0,79 0,84 0,89 0,94 0,99 1,04 1,10 136

ПЭЛШКО 0,18 0,21 0,22 0,24 0,26 0,29 0,32 0,35 0,40 0,43 0,47 0,52 0,58 0,63 0,69 0,76 0,85 0,90 0,95 1,0 1,05 1,10 1,16

ПЭЛО, ПЭШО 0,14 0,16 0,16 0,17 0,18 0,19 0,22 0,23 0,25 0,27 0,30 0,33 0,35 0,40 0,44 0,48 0,52 0,59 0,63 0,69 0,76 0,85 0,90 0,95 1,0 1,05 1,10 1,16

1,06 1,12 1,18 1,25

1,13 1,19 1,26 1,33

Продолжение табл. П. 4.20 1,16 1,22 1,28 1,35

1,22 1,28 1,34 1,41

1,22 1,28 1,34 1,41

Примечание. Провод ПЭВ-1 - медный с высокопрочной (винифлекс) изоляцией; ПЭВ-2 - то же с утолщенной изоляцией; ПЭЛШКО - медный с изоляцией на основе полимеризованных растительных масел, обмотанный одним слоем капрона; ПЭЛО - то же, обмотанный одним слоем лавсана; ПЭШО - то же, обмотанный натуральным шелком.

Таблица П.4.21 Данные высокочастотных обмоточных проводов d, мм

Число проволок

S, мм2

R, Ом/км

0,063 0,071 0,063 0,05 0,071 0,071 0,05 0,071 0,05 0,071 0,071 0,10 0,071 0,10 0,05 0,071 0,10 0,071 0,10 0,10 0,10 0,10 0,071 0,10 0,20 0,071 0,10 0,10

3 3 5 10 7 8 16 10 20 12 16 9 20 12 50 27 14 32 16 19 21 24 50 28 7 60 32 35

0,0093 0,0119 0,0156 0,0196 0,0277* 0,0317 0,0314 0,0396 0,0392 0,0475 0,0633 0,0707 0,0791 0,0942 0,0980 0,1068 0,110 0,123 0,126 0,149 0,165 0,188 0,198 0,220 0,220 0,237 0,251 0,275

2,07 1,61 1,24 0,972 0,692 0,606 0,608 0,484 0,486 0,404 0,303 0,265 0,242 0,198 0,200 0,185 0,170 0,156 0,149 0,125 0,113 0,099 0,0998 0,0876 0,0825 0,0832 0,0766 0,0700

Максимальный внешний диаметр проводов ЛЭШО, ЛЭШД, ЛЭЛ ЛЭП ЛЭЛО ЛЭЛД 0,19 0,21 0,24 0,25 0,32 0,38 0,26 0,36 0,30 0,43 0,33 0,31 0,38 0,44 0,33 0,40 0,46 0,36 0,34 0,41 0,47 0,42 0,49 0,39 0,47 0,55 0,45 0,44 0,51 0,58 0,48 0,52 0,59 0,50 0,50 0,57 0,64 0,54 0,71 0,58 0,66 0,54 0,61 0,68 0,58 0,63 0,70 _ 0,57 0,64 0,71 0,61 0,60 0,67 0,74 0,64 0,71 0,78 0,69 0,68 0,75 0,82 0,74 0,82 0,89 0,74 0,81 0,88 0,80 0,68 0,75 0,82 0,72 0,91 0,99 0,79 0,86 0,93 0,86 0,83 0,90 0,97 0,90

Примечание. Жилы проводов ЛЭЛ, ЛЭШО, ЛЭЛО, ЛЭШД, ЛЭЛД скручивают из эмалированных проводов марки ПЭЛ или на основе синтетических нагревостойких проводов (не ниже класса А); жилы проводов ЛЭП - из проводов марок ПЭТВЛ-1 и ПЭТВЛ-2 с самообслуживающейся изоляцией; провод ЛЭЛД обматывают двумя слоями, а провод ЛЭЛО - одним слоем лавсановых нитей; провод ЛЭШД обматывают двумя слоями, а провод ЛЭШО одним слоем натурального шелка. 137

Таблица П.4.22 Основные электромагнитные параметры высокочастотных магнитных материалов Марка магнитного материала

Мпок

tgS-106

Карбонильное железо (порошок) 7000 5000 3000 Ферриты (сердечник)

Р-10 Р-20 Р-100

10…11 10…11 9…10

2000НМ 2000НН

2000 −200

700НМ 600НН 100НН 20ВЧ 10ВЧ1 5ВЧ

700±150

+400

+500 2000 −300 +200 600 −100

100±20 +8

20 −2 +4

10 −1,5 5±0,5


/пах, МГц

150…250 80…150 150…125

10 20 100

7000 3500

200000 30000

6000…18000 -4000…+9000

0,5 0,1

2000 1600 1700 50 40 -

42000 15000 12500 5000 13500 6250

-1400…+840 3600…9000 500…4500 ±200 1200 300

5,0 1,2 30 100 250 300

Таблица П.4.23

1500 ± 300 ± 500 200 ± 500 300

200 300

20ВЧ

700НМ

4000 ± 800 500

1000НМ

6000

1500НМ

Начальная магнитная проницаемость

2000НМ

4000НМ

3000НМ

Марка феррита

6000НМ

Марганец-цинковые ферриты

1000 ± 200 700 ± 200

1500

Таблица П.4.24

10 400 ± 100 200 ± 50 500 70 150 150 ± 5

138

30

20 ±

10ВЧ1

20ВЧ

50ВЧ2

150ВЧ

200НН

600 ± 120 100

400НН

1000

30ВЧ2

200 400

600НН

Начальная магнитная 2000 ± проницаемость

1000НН

Марка феррита

2000НН

Параметры ферритов. Никель-цинковые ферриты

8 2

10

8

IКБ 0, мкА

7

NШ, дБ

6

g22, мкСм C22, пФ

5

h21Э

4

g12, мкСм

3

C12, пФ

2

C11, пФ

1

g11, мСм

Транзи-сторы

fГР, МГц 0,3fY21, МГц |Y21Э|, мА/В

Приложение 5 Таблица П.5.1 Y-параметры транзисторов, измеренные на частоте 465 кГц

9

10

11

12

13

ГТ30 25-32 0,5-2 30-90 120 27 9А 30 1 70

3-30 4-12 1,8-3,8 6 8 2

—

20-70 50

≤ 10 5

≤5 2

1,2520-90 0,4 50 0,6

3-30 4-10 18-28 2 6 8

—

60-I80 100

≤10 4

≤5 2

2-6 5

—

20-70 50

≤10 3

≤5 1,5

3

60180 120

≤10 3

≤5 1,.5

ГТ30 25-32 120 27 9Б 30

ГТ31 26-32 1-0,2 20-100 160 24 0А 30 0,6 70 ГГ31 26-32 160 24 0Б 30

0,5

21

40

3-10 8 13

2-2,9 2,3 3,95

Примечание. 1. Параметры транзисторов не изменяются до 0,3fY21. 2. Верхние цифры характеризуют граничные параметры; нижние наиболее вероятные значения.

Таблица П.5.2 Характеристики полупроводниковых диодов Тип диода

Uпр, В

Iпр, мА

Ri, Ом

Д2Б Д2В Д9Б Д10Б

0,9 0,9 0,9 0,9

5,5 8 90 20

160 120 10 45

Uобр max, В Iобр, мкА 40 30 10 10

100 250 250 100

Rобр, МОм 0,1 0,12 0,4 0,1

Сд, пФ 1 1 1-2 <1

fmax, МГц не более 150 150 40 150

Таблица П.5.3 Параметры полевых транзисторов Тип транзистора КП301А КП302А КП303 КП350А

g22и, мСм

S, мА/В

С11и, пФ

0,15 1 3,5 5 ≤20 0,5-4,5 4,5-7 0,25 ≥6 6

Режим измерения

С22и, пФ

С12и, пФ

IЗИ О, мкА

3,5 ≤10 6

0,7 ≤8 1,3-3 0,07

0,5 1 -

139

UСИ, В

fC нач, мА

f , МГц

15 10 10

5 3 10

10 10 10

Таблица П.5.4 Параметры биполярных транзисторов ВЧ и СВЧ при t=20o C Транзисторы

fГР, МГц

h21Э

r’бСК

СК, пФ

IКЭ, мкА

1 ГТ308Б ГТ310Д ГТ311И КТ312Б ГТ313Л КТ315В КТ319В КТ324Д ГТЗЗОД КГ339В КТ331Г КТ332Г КТ336Е КТ343Б ГТ341А ГТ346

2 120 80 450 120 450— 1000 250 75 600 1600 450 300 400 450 300 2000 800

3 50—120 20—70 100— 300 25—100 20—250 20—90 40 20—80 20—300 25 40—120 40-120 20—120 20—80 15—100 10

4 400 500 75 400 >40 500 180 30 50 120 300 -

5 8 5 2,5 5 2 7 2,5 2 0,9 5 5 5 6 1 0,4

6 2 5 0,5 10 0,3 1 10 0,5 5 1 0,2 0,2 1 -

140

UКЭ, В 7 5 5 5 10 5 10 5 2 10 10 -

К, мА 8 5 5 5 5 5 5 3 5 5 7 -

f, мГц

PK max, мВт

Режим измерения

9 5 5 5 5 5 5 10 10 5 0,25 0,25

10 150 225 100 15 15 50 150 30 50

Приложение 6 П.6.1. Классификация транзисторов. Классификация транзисторов отражена в их условном обозначении и содержит определённую информацию об их свойствах. В зависимости от назначения и используемого при изготовлении транзистора полупроводникового материала в его обозначении указывается соответствующая буква или цифра – первый элемент. Второй элемент обозначения (буква Т или П) определяет принадлежность транзистора соответственно к биполярным или полевым приборам. Третий элемент обозначения определяет назначение транзистора с точки зрения частотных и мощностных свойств. Четвёртый и пятый элементы обозначения указывают на порядковый номер разработки данного типа транзистора и обозначаются цифрами от 01 до 99. Шестой элемент обозначения (буквы от А до Я) показывает разделение транзисторов данного типа на группы (подтипы) по классификационным параметрам. П.6.2. Характеристики биполярных транзисторов. Таблица П.6.1 Система условных обозначений биполярных транзисторов Обозначения 1

Термины 2

Обозначения 3

Iкб.о

Обратный ток коллектора

Uкэ.о.гр

Iэб.о

Обратный ток эмиттера

Uкб.max

Uкэ.нас

Напряжение насыщения коллектор-эмиттер

Uбэ.max

Uбэ.нас

Напряжение насыщения базаэмиттер

Uкэ.max

h11э

Входное сопротивление биполярного транзистора при включении по схеме с ОЭ в режиме малого сигнала

h21э

|h21э|

Модуль коэффициента передачи тока транзистора, включенного по схеме с ОЭ, в режиме малого сигнала на высокой частоте

Iк max Pк max

Максимально допустимое значение постоянного тока коллектора Максимально допустимое значение постоянной рассеиваемой мощности коллектора

141

h22э

Θпер. max Rпер.окр

Термины 4 Граничное напряжение биполярного транзистора Максимально допустимое значение напряжения коллекторбаза Максимально допустимое обратное напряжение базаэмиттер Максимально допустимое значение напряжения коллекторэмиттер

Статический коэффициент передачи тока биполярного транзистора в схеме с ОЭ Выходная полная проводимость биполярного транзистора в схеме с ОЭ в режиме малого сигнала при холостом ходе Максимально допустимое значение температуры перехода Тепловое сопротивление переход-окружающая среда

Продолжение табл. П.6.1 1

2

3

Ск = Скб

Ёмкость коллекторного перехода

τк = Скrб

4 Постоянная времени цепи обратной связи на высокой частоте

КТ315А, КТ315Б, КТ315В, КТ315Г, КТ315Д, КТ315Е.

Кремниевые планарно-эпитаксиальные усилительные транзисторы n-p-n предназначены для работы в усилителях высокой, низкой и промежуточной частоты радиоэлектронной аппаратуры широкого применения. Выпускаются в пластмассовом корпусе с гибкими выводами. Тип транзистора указывается на этикетке и корпусе в виде буквы соответствующего типономинала. Эксплуатируются при Θокр -60…+100 °С. Масса не более 0,18 г.

Рис. П.6.2.1. Общий вид транзисторов КТ315(А – И). Таблица П.6.2 Электрические параметры и предельные значения допустимых режимов работы транзисторов Обозначение 1

Режим измерения 2 Uкэ=10 В; Iэ=1 мА;

Θокр=25 оС h21э

Θокр=100 оС Θокр=25 оС

|h21э|

Uкэ=10 В; Iэ=5 мА; f=100 МГц

КТ315А КТ315Б 3

КТ315В КТ315Г 4

КТ315ДЕ КТ315Е 5

20...90 50...350 20...250 50...700 5...90 15...350

20...90 50...350 20...250 50...700 5...90 15...350

20...90 50...350 20...250 50...700 5...90 15...350

≥ 2,5

≥ 2,5

≥ 2,5

142

Продолжение табл. П.6.2 1 h22э, мкСм h11э, Ом

2 UКЭ=10 В; IЭ=5 мА; UКб=10 В; Iб=1 мА; UКб=10 В;

3

4

5

≤ 40

≤ 0,3 ≤ 40

≤ 0,3 ≤ 40

Θокр=25 оС

≤1

≤1

≤1

Θокр=100 оС

≤ 15

≤ 15

≤ 15

Iкб.о, мкА Uкэ.нас, В Uбэ.нас, В

UЭб=5 В; Iк=20 мА; Iб=2 мА; Iк=20 мА; Iб=2 мА;

≤ 30

Uкэ.о.гр, В

Iэ=5 мА;

≥15

Ск, пФ

Uкб=10 В;

7

≤ 30 ≤ 0.4 ≤ 1.1 ≥ 30 ≥ 25 7

≤ 30 ≤1 ≤ 1.5 ≥ 30 ≥ 25 7

500

50

1000

25 20

40 35

40 35

6

6

6

25 40

40 35

40 35

100

100

100

150

150

150

120

120

120

0,67

0,67

0,67

Iкб.о, мкА

τк, пс Uкб.max, В Uбэ.max, В Uкэ.max, В Iк max, мА Pк max, мВт

Θпер. max, °С Rпер.окр, °С/мВт

Uкб=10 В; Iэ=5 мА;

Θокр≤100 оС Θокр≤100 оС Θокр≤100 оС Θокр≤100 оС Θокр≤20 оС Θокр≤20 оС –

≤ 0,3

≤ 0.4 ≤ 1.1

143

Рис. П.6.2.2.Характеристики транзисторов КТ315(А – И). ГТ320А, ГТ320Б, ГТ320В. Германиевые сплавно-диффузионные транзисторы p-n-p предназначены для работы в генераторах, усилителях, преобразователях колебаний высокой частоты и в импульсных быстродействующих устройствах. Выпускаются в металлостеклянном корпусе с гибкими выводами. Эксплуатируются при Θокр –55…+70 °C. Масса не более 2,2 г.

Рис. П.6.2.3. Общий вид транзисторов ГТ320(А-В). Таблица П.6.3 Электрические параметры и предельные значения допустимых режимов работы транзисторов Обозначение 1

h21э

Режим измерения 2 Uкб=-1 В; IЭ=10 мА; Θокр=20 оС Θокр=70 оС Θокр=-55 оС Uкб=-3 В; Iэ=200 мА;

144

ГТ320А 3

ГТ320Б 4

ГТ320В 5

20...80 20...120 ≥ 15 ≥ 20

50...160 50...280 ≥ 35 ≥ 50

80...250 80...500 ≥ 50 ≥ 80

Продолжение табл. П.6.3 1

3

4

5

≥4

≥6

≥8

≤ 10

≤ 10

≤ 10

Uкб=-5 В; Θокр≤70 оС

≤ 90

≤ 90

≤ 90

Uкб=-5 В; Θокр≤-55 оС

≤6

≥6

≥6

Uэб=-2 В; Iк=200 мА; Iб=20 мА; Iк=10 мА; Iб=1 мА; Iэ=200 мА; Uкб=-5 В; f = 5 МГц Uкб=10 В; Iэ=5 мА; f = 5 МГц

≤ 100 − 1,7 − 0,5 − 13 ≤8

≤ 100 − 1,7 − 0,5 − 11 ≤8

≤ 100 − 1,7 − 0,5 −9 ≤8

500

500

600

Uэб.о.max, В

Θокр≤45 оС

−3

−3

−3

Uкэ.х.и.max, В

τи≤1 мкс; Q>10

− 25

− 25

− 25

Uкэ.о.max, В

Θокр≤45 оС

− 20

− 20

− 20

Uкб.о.max, В

Θокр≤45 оС

− 20

− 20

− 20

Iк max, мА

Θокр≤45 оС

150

150

150

Iк.и max, мА

τи≤5 мкс; Q>2

300

300

300

Pк max, мВт

Θокр≤45 оС

200

200

200

|h21э|

Iкб.о, мкА

Iкб.о, мкА Uкэ.нас, В Uбэ.нас, В Uкэ.о.гр, В Ск, пФ

τк, пс

2 Uкб=-5 В; IЭ=10 мА; f=20 МГц Uкб=-5 В; Θокр≤20 оС

145

Рис. П.6.2.4. Характеристики транзисторов ГТ320(А-В). 1T313A, 1Т313Б, 1T313B, ГТ313А, ГТ313Б, ГТ313В.

Транзисторы германиевые диффузионно-сплавные p-n-р универсальные.

Рис. П.6.2.5. Общий вид транзисторов 1T313(А-В), ГТ313(А-В). Электрические параметры • Статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером при Uкэ =3 В, Iэ=15 мА, Т = 298 К 1Т313А 10 – 230 1Т313Б 10 – 75 1Т313В 30 – 230 • Напряжение насыщения коллектор-эмиттер при Iк =15 мА, Iб =1,5 мА 0,7 В • Напряжение насыщения база-эмиттер при Iк =15 мА, Iб =1,5 мА 0,6 В • Емкость коллекторного перехода Uкб =5 В 1Т313А – 1Т313В 2,5 пФ Предельные эксплуатационные данные • Постоянное напряжение коллектор-база: 146

1Т313А – 1Т313В 12 В ГТ313А – ГТ313В 15 В • Постоянное напряжение коллектор-эмиттер при Rб/Rэ для 1Т313А, 1Т313Б, 1Т313В: при Т≤318 К 12 В при Т=343 К 7В • Постоянное напряжение эмиттер-база 0,7 В • Постоянный ток коллектора 1Т313А – 1Т313В 50 мА

Рис. П.6.2.6. Характеристики транзисторов 1T313(А-В), ГТ313(А-В). 2Т317А-1, 2Т317Б-1, 2Т317В-1, КТ317А-1, КТ317Б-1, КТ317В-1. Транзисторы кремниевые эпитаксиально-планарные n-p-n универсальные высокочастотные маломощные.

Рис. П.6.2.7. Общий вид транзисторов 2Т317(А – В)-1, КТ317(А – В)-1.

147

Электрические параметры • Напряжение насыщения коллектор-эмиттер при Iк=10 мА, Iб=1,7 мА, 2Т317А-1,КТ317А-1 0,3 В при Iб=1 мА: 2Т317Б-1, КТ317Б-1 0,3 В • Напряжение насыщения база-эмиттер при Iк=10 мА, Iб=1 мА 2Т317А-1,КТ317А-1 0,85 В при Iб=0,6 мА: 2Т317Б-1, КТ317Б-1 0,85 В Статический коэффициент передачи в схеме с общим эмиттером при Uкэ =1 В, Iэ=1 мА, Т = 298 К • Iэ=1 мА, Т = 298 К 2Т317А-1, КТ317А-1 25 – 75 2Т317Б-1, КТ317Б-1 35 – 120 2Т317В-1, КТ317В-1 80 – 250 Предельные эксплуатационные данные • Постоянные напряжения коллектор-база, коллектор-эмиттер при Rбэ = 3 кОм 5В • Постоянное напряжение эмиттер-база 3,5 В • Постоянный ток коллектора 15мА • Импульсный ток коллектора при τи≤10 мкс; Q≥10, τср≤100 пс 45 мА • Постоянная рассеиваемая мощность коллектора при Т=213 – 313 К 15мВт

Рис. П.6.2.8. Характеристики транзисторов 2Т317(А – В)-1, КТ317(А – В)-1. 148

ГТ322А, ГТ322Б, ГТ322В Транзисторы германиевые диффузионно-сплавные p-n-p усилительные с нормированным коэффициентом шума высокочастотные маломощные.

Рис. П.6.2.9. Общий вид транзисторов ГТ322(А-В). Электрические параметры. • Статический коэффициент передачи тока в схеме с общем эмиттером при Uкэ =5 В, Iэ=1 мА ГТ322А 30 – 100 ГТ322Б 50 – 120 ГТ322В 20 – 120 • Модуль коэффициента передачи тока при f = 20 МГц, Uкб =5 В, Iэ=1 мА ГТ322А, ГТ322Б 4 ГТ322В 2,5 • Входное сопротивление в схеме с общей базой при Uкб =5 В, Iэ=1 мА f=50 – 1000 Гц не более 34 Ом Предельные эксплуатационные данные • Постоянное напряжение коллектор-эмиттер при Т=233 и Т=328 К, Rбэ ≤ 10 кОм ГТ322А, ГТ322В 10 В ГТ322Б 6В при Т=293К, Rбэ = 10 кОм 15 В • Постоянное напряжение коллектор-база 25 В • Постоянный ток коллектора 10 мА • Постоянная рассеиваемая мощность коллектора 50 мВт

149

Рис. П.6.2.10. Характеристики транзисторов ГТ322(А-В). ГТ328А, ГТ328Б, ГТ328В Транзисторы германиевые эпитаксиально-планарные р-n-р СВЧ усилительные с нормированным коэффициентом шума на частоте 180МГц.

Рис. П.6.2.11. Общий вид транзисторов ГТ328(А-В). Электрические параметры • Граничная частота при Uкб =10 В, Iэ=2 мА: ГТ328А 400 МГц ГТ328Б, ГТ328В 300 МГц • Статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером при Uкб =5 В, Iэ=3 мА, Т=293К: ГТ328А 20 – 200 ГТ328Б 40 – 200 ГТ328В 10 – 50 150

при Т=233 К: ГТ328А ГТ328Б ГТ328В

5 – 200 10 – 200 3 – 50 Предельные эксплуатационные данные

• • • •

Постоянное напряжение коллектор-база Постоянное напряжение коллектор-эмиттер при Rбэ ≤ 5 кОм Постоянное напряжение эмиттер-база Постоянный ток коллектора

15 В 15В 0,25 В 10 мА

Рис. П.6.2.12. Характеристики транзисторов ГТ328(А-В). КТ339А Транзисторы кремниевые эпитаксиально-планарные n-p-n усилительные высокочастотные маломощные.

Рис. П.6.2.13. Общий вид транзистора КТ339А. Электрические параметры • Коэффициент усиления по мощности при f = 35 МГц, Uкэ=1,6 В, Iк=7,2 мА не менее 24 дБ

151

• Статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером при Uкб=10 В 25 • Модуль коэффициента передачи тока на f= 100 МГц при Uкб=10 В, Iэ=5 мА не менее 3 • Постоянная времени цепи обратной связи на f=5 МГц при Uкб=10 В, Iэ=7 мА не более 25нс • Ёмкость коллекторного перехода при Uкб=5 В не более 2пФ Предельные эксплуатационные данные • • • • • • •

Постоянное напряжение коллектор-база 40 В Постоянное напряжение коллектор-эмиттер 25 В Постоянное напряжение эмиттер-база 4В Постоянный ток коллектора 25 мА Постоянная рассеиваемая мощность коллектора при Т=213 – 323К 260 мВт Температура перехода 448 К Температура окружающей среды 213 – 433 К

Рис. П.6.2.14. Характеристики транзистора КТ339А. КТ361А, КТ361Б, КТ361В, КТ361Г, КТ361Д, КТ361Е

Транзисторы кремниевые эпитаксиально-планарные p-n-p усилительные высокочастотные.

Рис. П.6.2.15. Общий вид транзисторов КТ361(А-Е).

152

Электрические параметры • Статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером при Uкэ=10 В, Iэ=1 мА, при Т=213 К: КТ361А, КТ361Д 10 – 90 КТ361Б, КТ361Г, КТ361Е 15 – 350 КТ361В 10 – 160 • Модуль коэффициента передачи тока на f=100 МГц при Uкэ=10 В, Iэ=1 мА 2,5 • Обратный ток коллектора при Uкб=10 В не более: при Т=298 К и Т=213 К 1мкА Предельные эксплуатационные данные • Постоянные напряжения коллектор-база, коллектор-эмиттер при Rбэ = 10 кОм и Т=213 – 308 К: КТ361А 25 В КТ361Б 20 В КТ361В, КТ361Д 40 В КТ361Г, КТ361Е 35 В • Постоянное напряжение база-эмиттер 4В • Постоянный ток коллектора 50 мА

Рис. П.6.2.16. Характеристики транзисторов КТ361(А-Е). 2Т363А, 2Т363Б, КТ363А, КТ363АМ, КТ363Б, КТ363БМ Транзисторы кремниевые эпитаксиально-планарные p-n-p СВЧ универсальные маломощные.

153

Рис. П.6.2.17. Общий вид транзисторов 2Т363, КТ363. Электрические параметры • Граничная частота коэффициента передачи тока в схеме с общим эмиттером при Uкб=5 В, Iэ=5 мА не менее: 2Т363А, КТ363А, КТ363АМ 1,0 ГГц 2Т363Б, КТ363Б, КТ363БМ 1,5 ГГц • Статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером при Uкб=5 В, Iэ=5 мА при Т=233 К: КТ363А, КТ363АМ 0,3 – 85 КТ363Б, КТ363БМ 0,3 – 150 Предельные эксплуатационные данные • Постоянное напряжение коллектор-база • Постоянное напряжение коллектор-эмиттер при Rэб ≤ 1 кОм 2Т363А, КТ363А, КТ363АМ 2Т363Б, КТ363Б, КТ363БМ • Постоянное напряжение эмиттер-база • Постоянный ток коллектора • Импульсная рассеиваемая мощность

15 В 15 В 12 В 4В 30 мА 1,5Pkmax

Рис. П.6.2.18. Характеристики транзисторов 2Т363, КТ363.

154

2Т368А, 2Т368Б, КТ368А, КТ368Б Транзисторы кремниевые эпитаксиально-планарные n-p-n усилительные с ненормированным (2Т368Б, КТ368Б) и нормированным (2Т368А, КТ368А) коэффициентом шума на 60 МГц.

Рис. П.6.2.19. Общий вид транзисторов 2Т368(А-Б), КТ368(А-Б). Электрические параметры 900МГц • Граничная частота при Uкб=5 В, Iэ=10 мА не менее • Статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером при Uкб=1 В, Iэ=5 мА при Т=298 К: 50 − 300 при Т=213 К 2Т368А, 2Т368Б 25 − 300 при Т=398 К 2Т368А, 2Т368Б 40 − 500 • Граничное напряжение при Iэ=10 мА не менее 15 В • Входное сопротивление в схеме с общей базой в режиме малого сигнала при Uкб=5 В, Iэ=10 мА, f = 1кГц 6 Ом Предельные эксплуатационные данные • • • • •

Постоянное напряжение коллектор-база Постоянное напряжение коллектор-эмиттер Постоянное напряжение эмиттер-база Постоянный ток коллектора Постоянный ток эмиттера

15 В 15 В 4В 30 мА 30 мА

Рис. П.6.2.20. Характеристики транзисторов 2Т368(А-Б), КТ368(А-Б). 155

КТ3102А, КТ3102Б, КТ3102В, КТ3102Г, КТ3102Д, КТ3102Е Транзисторы кремниевые эпитаксиально-планарные n-p-n усилительные высокочастотные маломощные с нормированным коэффициентом шума на частоте f=1 кГц.

Рис. П.6.2.21. Общий вид транзисторов КТ3102(А-Е). Электрические параметры • Модуль коэффициента передачи тока при Uкб=5 В, Iэ=10 мА f=100 МГц не менее: КТ3102А-КТ3102В, КТ3102Д 1,5 КТ3102Г, КТ3102Е 3,0 • Статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером при Uкб=5 В, Iэ=2 мА при Т=233К: КТ3102А 25 − 250 КТ3102Б, КТ3102В, КТ3102Д 50 − 500 КТ3102Г, КТ3102Е 100 − 1000 •

• • •

Предельные эксплуатационные данные Напряжение коллектор-эмиттер, коллектор-база (любой формы): КТ3102А, КТ3102Б, КТ3102Е КТ3102В, КТ3102Д КТ3102Г Напряжение эмиттер-база (любой формы) Постоянный ток коллектора Постоянная рассеиваемая мощность

50 В 30 В 20 В 5,0 В 100 мА 250 мВт

Рис. П.6.2.22. Характеристики транзисторов КТ3102(А-Е). 156

Приложение 7 Формулы пересчёта параметров транзисторов Параметры Входное сопротивление RВХ Входная емкость C BX Выходное сопротивление RBX Выходная емкость C BX

Способы включения транзисторов ОБ ОЭ-ОБ r11 r11 1+ r11 S

ОЭ

r11

C11

−

S 2πf S f  1 +  0   fS 

2

+ C11

ОЭ-ОЭ

r11

C11

C11

r22

r22

r22

r22

C 22

C 22

C 22

C 22

Крутизна S

S

S

S

S2 Y + Y11

Обратная проходная проводимость Y12

Y12

Y12 1 +

Y12 Y 1 + 22 S Y12

Y12 Y + Y11

Активность A2

S Y12

Y22 Y12

2

S

S Y12 1+

2

Y12

Y22 Y12

1+

2

Y22 Y12

S Y12

2

Примечания: 1. r11 , r22 , C11 , C22 – входные и выходные сопротивления и емкости, измеренные в схеме ОЭ. 2. Y12 =

1 1 1 2 + (2πf 0 C12 ) ; Y23 = + fω 0 C 22 ; Y11 = + fω 0 C11 2 r23 r11 r12

3. Y - проводимость нагрузки в цепи коллектора первого транзистора схемы ОЭ-ОЭ.

157

Приложение 8 Таблица П.8.1 Формулы для вычисления Y- параметров транзистора в схеме с общим эмиттером Номер формулы

Параметр

Единица измерения

1

2

3

4

(3.15)

Y11e

g

мсим

Формулы при применении hпараметров для схемы с общим с общей базой эмиттером 5

1 − h21b h11b

(3.16)

Y12 e

g обр

(3.17)

Y21e

S0

мксим

h22b −

Y22 e

gi

h21b

мксим

h22b +

⋅ 10 3

10 3 h11e

h12b (1 − h21b ) ⋅10 h12e ⋅ 10 6 h11b h11e

h11b

(3.18)

6

⋅ 10 3

h12b h21b ⋅ 10 6 h11b

Примечание: h11 − в Ом; h12 − в мксим; rb − в Ом.

158

h21e ⋅ 10 3 h11e h22e −

Смешанные формулы

7

10 3 10 3 ≈ h11b (1 + h21e ) h11b h ≈ h22b

10 3 10 3 ≈ h11b (1 + h21e ) h11b

h12 e   h21e ⋅ 10 h22b 1 + rb   h  h11e 11b  

Y-параметры в схемах включения транзистора ОЭ ОБ ОК

Y11

Y11Э

Y12

Y12 Э

Y11Э + Y12 Э +

− (Y12 Э + Y22 Э )

− (Y12 Э + Y11Э )

− (Y21Э + Y22 Э )

Y21Э

Y21

+ Y21Э + Y22 Э

Y11Э

Y22 Э

Y22 Э

Y22

Таблица П. 8. 3 Каскодные соединения

Yпараметры

Yпараметры

Таблица П. 8. 2.

ОЭ – ОЭ Y11Э −

Y11

− (Y21Э + Y11Э )

Y11Э + Y12 Э +

+ Y21Э + Y22 Э

Y12 ЭY21Э Y11Э + Y22 Э

Y122 Э Y11Э + Y22 Э

Y12

−

Y21

Y222 Э − Y11Э + Y22 Э

Y22 Э −

Y22

ОЭ – ОБ Y11Э Y12 ЭY22 Э Y21Э Y21Э

Y12 ЭY21Э Y11Э + Y22

Y21Э

Таблицы пересчёта Y-параметров для разных схем включения транзисторов

Активные проводимости и емкости транзисторов на любой частоте fi можно рассчитывать по формулам g11Э

(

)

g 1 + k1 xi2 ; = 110 1 + xi2

С 21 Э =

g 21Э =

g 210 ; 1 + xi2

g 22 Э =

g 220 1 + k 2 xi2 ; 1 + xi2

(

C11Э

)

С 210 ; 1 + x i2

xi =

C = 110 2 ; 1 + xi fi f Y 21

С 22 Э =

1 + x12 1 + x22 1 , k2 = ; k3 = 2 1 + r6 g 210 2 1 + x1 2 q5 x 2 − x1 1 + x 22

а на частотах f<
159

(

)

С 220 1 + K 3 xi2 , 1 + xi2

где 1 − q5

;

          

(П. 8.1)

(

)

g110 = (1 / k1 )rб ;

С110 = С11Э 1 1 + x12 ;

g 210 = Y21Э

C 210 = g 210 / ω S ;

g 220 =

1

1 + x12 ;

(

g 22 Э 1 1 + x12 1 + k1 x12

)

C 220 = C 22 Э

;

1 + x12 , 1 + k 3 x12

где x1 = f1 / fY 21;

            

x 2 = f 2 / f Y 21 ;

k1 =

(1 − q q )(q q

(П. 8.2)

− q2 ) . q (q1 − 1)(1 − q 2 q 3 q 4 ) 1

2 2

3

4

3 2

Пример п.8.1: Требуется рассчитать Y-параметры транзистора ГТ313А с ОЭ на частоте 80 МГц. Исходные данные: низкочастотные параметры g110 — 1,5 мСм; С110 = 47,5 пФ; g 210 = 90 мСм; C210 = 240 пФ; g 220 = 0,31 мСм; C220 = 6,3 пФ; k1 = 12,8; k2 = 6,5; k3 = 0,176. Расчет 1,5 1 + 12,810 2 xi = 80/60 = 1,3; g 11Э = = 12,6 мСм 1 + 10 2 47, 5 90 | C11Э |= = 17, 6пФ; | g 21Э |= = 39 мСм; 2 1 + 1,3 1 + 1,32 240 | C21Э |= = 89пФ; 0,31(1 + 6,5 ⋅1,32 ) 1 + 1,32 | g 22 Э |= = 1, 22 мСм; 1 + 1,32

(

)

6,3(1 + 0,176 ⋅1,32 ) = 3пФ; 1 + 1,32 Y-параметры транзисторов приведены для определенного тока коллектора IK1. Y-параметры транзистора при другом токе коллектора IK2 ≠ IK1 можно подсчитать по формулам: [Y21Э ]I K 2 =| Y21Э | I K 2 / I K 1 ; [ g11Э ]I K 2 = g11Э I K 2 / I K 1 ; (П.8.3) [ g 22 Э ]I K 2 = g 22 Э I K 2 / I K 1 ; [ fY 21 ]I K 2 = fY 21 I K 1 / I K 2 , ' r б, g12э, C12э, C11э и C22э мало зависят от величины тока коллектора. | С22 Э |=

Пример п.8.2: Требуется рассчитать Y-параметры транзистора ГТ310Д с ОЭ при IК2 = 6 мА; UКЭ = —0,5 В на частоте 10 МГц. Исходные данные: Y-параметры, полученные по графикам при IK1 = 5 мА; [g11Э] = =5,5 мСм; [b11Э] = 5,9 мСм; [g12Э] = 0,04 мСм; [b12Э] = 0,12 мСм; [g22Э] = 0,54 мСм; [b22Э] = 0,82 мСм; [g21Э] = 90 мСм; [b21Э] = 52 мСм. Расчет. fY21 = 10·90/52 = 17,3 МГц согласно (8.2). [g11Э]Ik2 = 5,5·10-3·6/5 = 6,6 мСм; [g22Э]Ik2 = 0,54·10-3·6/5 = 0,65 мСм;

160

[fY21]Ik2 = 17,3·5/6 = 14,5 МГц; [Y21Э]Ik2 = 104·6/5 = 125 мСм;

[Y21Э ]I K 2 = 902 + 522 = 104 мСм согласно (8.3). Величины g12 и b12 можно определить по формулам [3] g12 = (0,15…0,2)g22; (П.8.4) b12 = (0,2…0,3)b22, (П.8.5) если они не даны в графиках. При температурах ниже 50—60° С целесообразно применять германиевые транзисторы, при более высоких — кремниевые.

161

Приложение 9 П.9.1. Определение типа, параметров и числа избирательных систем, настроенных на промежуточную частоту Определение эквивалентной добротности контуров производится по заданной избирательности по соседнему каналу и ослаблению на краях полосы пропускания тракта промежуточной частоты. Применение усилителей с одиночными резонансными контурами, настроенными на одну частоту 1. Задаются ориентировочным числом одиночных контуров, обычно двумя (ппр = 2), но не более четырех, так как трудно обеспечить достаточную устойчивость усиления. 2. Допустимая добротность контуров, обеспечивающая заданное ослабление на краях полосы пропускания. f np ппр Q = σ с2 −1 , n П

(П.9.1.)

где fnp — промежуточная частота, кГц; П—ширина полосы пропускания, кГц; пр–число одиночных избирательных контуров; σп — ослабление на краях полосы пропускания, принятое для тракта промежуточной частоты, раз. 3. Необходимая добротность контуров, обеспечивающая заданную избирательность по соседнему каналу: f np ппр Q = σ с2 −1 , n 2∆f c

(П.9.2.)

где ∆fс — расстройка, при которой задана избирательность по соседнему каналу, кГц. σс – избирательность по соседнему каналу, раз. 4. Далее расчет ведется по пп. 4 и 5а, б параграфа 5.7 [5]. 5. Если при ппр > 4 и Qи > Qн невозможно выполнить условие QH ≤ Qэк, то необходимо применить усилители с полосовыми фильтрами или ФСС. 6. Если условия пп. 5а, б параграфа 5.7 (стр. 90) выполняются, то производится расчет по пп. 7—8 (разд. а, б) параграфа 5.7 [5]. П.9.1.1. Пример расчета узкополосного УПЧ Исходные данные 1. Средняя частота полосы пропускания f0 = 465 кГц. 2. Коэффициент усиления по напряжению Кn=1500—2000. 3. Полоса пропускания Пn=8 кГц. 162

4. Допустимое изменение полосы пропускания ∆П/П=0,2. 5. Коэффициент прямоугольности резонансной кривой КП 0,1 ≤ 1,9; КП 0,01 ≤ 3. 6. Собственные добротности контуров QK=100 при Со=1680 пФ. 7. Резонансная кривая УПЧ должна быть одногорбой. 6. Нагрузкой УПЧ служит детектор RВХД=1,8 кОм; СВХД=1 пФ. Расчет Для УПЧ выбираем транзисторы П414. Принимаем схему включения транзисторов во всех каскадах с ОЭ. Параметры транзисторов в этом случае: r11=800 Ом; С11=120 пФ; r22=15 кОм, С22=30 пФ; r12 = 40 кОм; С12 = 8 пФ; S = 50 мА/В; |Y11|= 3,4⋅10-5 Ом-1, fг > 60 МГц; β0 ≥ 50; r‫׳‬бСk = 800 мксек; rЭ = 10 Ом; r‫׳‬б= 100 Ом; γ= 1,2. 1. Предельная частота крутизны транзистора: 30rб Ck f = f2 s s γβ 0

 rэ  10   2 30•800  1+ β 0 ,  = 60 1,2•50 1+50100  = 8,6 МГц.    rб   

Условие fS ≥ (0,3–0,6) f0 удовлетворяется с запасом. 2. Усилительные потенциалы: – промежуточных каскадов К

П

=

1 1 S r11⋅r22 = • 50 0.8•15 = 86 ; 2 2

=

1 1 S Rвхд ⋅r22 = • 50 1.8•15 = 130 . 2 2

– выходного каскада К

Пд

3. Постоянные времени, активность и устойчивость коэффициента усиления.

= r C = 800 • 120 • 10−12 = 9.6 • 10−8 сек. ; 11 11 τ = r C = 15 • 103 • 30 • 10−12 = 4,5 • 10−7 сек. ; вых 22 22 τ =R С = 1,8 • 103 • 10−12 = 1,8 • 10−9 сек. ; вхд вхд вхд S 50•10 −3 А= = = 38.4 ; Y12 3.4•10−5

τ

вх

K

0у

= (0,31÷0,43)А = (0,31÷0,43)38,4 = 12 ÷ 16,5 .

4. Усилителю предъявлено сравнительно высокое требование к избирательности. Из рассмотрения численных значений коэффициентов прямоугольности KП 0,1 и КП 0,01 УПЧ различных типов следует, что заданной избирательности удовлетворяет двухконтурный усилитель типа 6 при числе полосовых фильтров, равном трем. Учитывая входной полосовой фильтр, принимаем число каскадов УПЧ n=2. 163

5. Эквивалентная добротность контуров: f0 465 Q = = = 59,3 . э П ϕ (п) 8•0,98 п в

6. Коэффициенты усиления каскадов и усилителя для первого каскада К

 Q   59,3  = К 1− э  = 861−  = 35 ; 011 П Q  100    к

для второго каскада К

012

=К

 Qэ  1−  = 1301− 59,3  = 52,8 . Пд  Q   100   к

Сравнение полученных коэффициентов усиления с устойчивым КО У =12– 16,5 показывает, что усилитель неустойчив. Отношения коэффициентов усиления: К011 К0 у

=

К012

35 = 2,1 ; 16,5

К0 у

=

52,8 = 3,2 . 16,5

Устойчивая работа усилителя обеспечивается за счет применения коррекции типа С. Результирующий коэффициент усиления: K0 n = К0 11К0 12 = 35 * 52,8 = 1850 удовлетворяет заданной величине. 7. Вспомогательные параметры: πf  Q  3,14*465  59,3  a = a = 0 1− э  = 1−  ≈ 10 кГц. 1 2 Q  Q  59,3  100  э к

8. Собственные емкости контура полосового фильтра из условия полного подключения контура к транзисторам и детектору: 1 1 −C = − 30 ≅ 330 пФ; 22 к1 кмах1 2а r 2*10*103*15*103 1 22 1 1 С =С = −C = − 120 ≅ 62 * 103 пФ. к2 кмах 2 2а r 11 2*10*103*800 2 11 С

=С

=

Для второго контура полосового фильтра выходного каскада: C

к2

=С

кмахд2

=

1 1 −С = − 1 ≅ 27,7 * 103 пФ. вхд 3 2а2 Rвхд 2*10*10 *1800

Полученные емкости значительно превышают оптимальное значение Со=1680 пФ, что может привести к заметному уменьшению собственной добротности QK и коэффициента усиления K0n. Поэтому принимаем для всех контуров УПЧ Ск1 = Ск2 = Со = 1680 пФ. 9. Коэффициенты трансформации: m = тр1

Ск1 Скмах1

164

=

1680 = 0,71 , 3300

Ск 2

m = тр 2 m = тр 2

Скмах 2 Ск 2

= =

Скмахд2

1680 = 0,16 ; 3 62*10 1680 27,7*103

= 0,25 .

10. Полные емкости контуров: + m2 С = 1680 + 0,712 * 30 ≅ 1700 пФ; тр1 22 С = С + m 2 С = 1680 + 0,162 *120 ≅ 1700 пФ; э2 к2 тр 2 22 С = С + m2 С = 1680 + 0,252 *1 ≅ 1680 пФ. эд2 к2 трд2 вх С

э1

=С

к1

Практически для всех контуров можно считать полную емкость равной 1700 пФ. 11. Индуктивности контуров: 2.53*1010 2,53*1010 L =L = = = 68,5 мкГн. 1 2 f 02Cэ 4652 *1700

12. Коэффициенты связи контуров и их взаимоиндукции: k М =k

св

св

=

β

=

1 = 0,0169 ; 59,3

Qэ L1L2 = 0.0169 * 68.5 = 1.16 мкГн.

13. Емкости конденсаторов коррекции при обратном автотрансформаторном включении первых контуров полосовых фильтров в коллекторные цепи C

кор

=

ттр1 1 0.71 1 С + = *8 + ≅ 20 пФ. 6 3 1− ттр1 12 2πf s r12 1−0.71 6.28*8.6*10 *40*10

Принципиальная схема рассчитанного усилителя приведена на рис. П.9.1.

Рис. П.9.1. Принципиальная схема узкополосного УПЧ.

165

Значения сопротивлений R1 — R4 и конденсаторов С3 — С8 рассчитываются так же, как в каскадах трансформаторных усилителей напряжения низкой частоты.

П.9.1.2. Пример расчета широкополосного УПЧ Исходные данные 1. Средняя частота полосы пропускания f0 = 60 МГц. 2. Коэффициент усиления по напряжению Кn = 500 – 600. 3. Полоса пропускания Пn = 20 МГц. 4. Допустимое изменение полосы пропускания ∆П/П ≤ 0,2. 5. Допустимый перекос вершины резонансной кривой ∆Р/Р ≤ 0,1. 6. Собственные добротности контурных индуктивностей QK = 10. 7. Резонансная кривая не должна иметь провалов вершины. 8. Нагрузкой усилителя служит коаксиальный кабель с волновым сопротивлением ρ = 75 Ом. Расчет Для УПЧ выбираем транзисторы типа 1Т313В. Принимаем схему включения ОЭ — ОБ. Параметры транзисторов в схеме включения с ОЭ на частоте 60 МГц: r11 = 100 Ом; С11 = 15 пФ; r22 =1 ком, С22 = 5 пФ; S=30 мА/в; |Y12|= 4,1⋅10-4 ом-1, r12 = 6 ком; С12 = 1 пФ; fг ≥ 1000 МГц; r‫׳‬бСk = 100 мксек; rЭ=5Ом; r‫׳‬б=100Ом; β0 = 120; γ= 1,2. 1. Предельная частота крутизны транзистора: 30rб Ck f = f2 s s γβ 0

 rэ  5   2 30•100  1+ β 0 ,  = 1000 1,2•120 1+120 50  = 270 МГц.    rб   

2. Вспомогательный параметр:

∆Р Р = 1+ 0,1 = 1,22 . ε= ∆Р 1−0,1 1− Р 1+

3. Необходимые значения частоты fS при ориентировочном n = 6: fS1 ≥ (0,3 – 0,6) fо = (0,3 – 0,6) 60 = (18 – 36) МГц, п 6 Пп ε 2 +1 20* 1,222 +1 f ≥ f −1 = 60 −1 = 125 МГц. s1 0 п 2 6 2 f 0 ε −1 60* 1,22 −1

Условие fSl, fS2 < fS удовлетворяется.

166

4. Усилительные потенциалы: - промежуточных каскадов К

П

=

- выходного каскада К

Пд

=

1 1 S r11⋅r22 = • 30 0,1•6 = 11,6 ; 2 2

1 1 S Rвхд ⋅r22 = • 30 0,075•6 = 10,2 . 2 2

5. Постоянные времени, активность и устойчивость коэффициента усиления:

τВХ =r11 С11 = 100 • 15• 10 -12 = 1,5• 10-9 сек; τВЫХ =r12 С12 = 6 • 103•1•10-12 = 6•10-9 сек; 2

1+

Y22 = Y12

 1 1  −  + [2πf 0 (C22 − C12 )]2  r22 r12  = Y12

A=

S Y12

2

[

1   1 + 6.28 * 60 *106 (5 − 1)10−12  3− 3  10 6 * 10   4.1 *10− 4

1 30 * 10−3 = 4.1 *10 − 4 Y22 1+ Y12

]

2

= 4.2 ;

1 = 35.7 ; 4.2

К0y = (0,42 – 0,43) A = (0,42 – 0,43) 35,7 ≅ 15. Поскольку КП,КП Д < КОу то влиянием внутренней обратной связи транзисторов на работу УПЧ можно пренебречь. 6. Особые требования к избирательности и стабильности УПЧ не предъявлены, что позволяет использовать одноконтурные каскады в режиме максимального усиления. Выбор типа УПЧ может быть сделан в следующей последовательности: — задаемся распределенной паразитной емкостью контуров Сп = 1 пФ; — предельная полоса промежуточных каскадов П мах =

1

+

f0 1 = + 6 = 29,6 МГц ; Qк 3,14(1,5 + 6 + 6 ) * 10− 9

π (τ вх + τ выхС П r12 ) — предельная полоса выходного каскада 1 f 1 П мах = + 0 = + 6 = 32,5 МГц ; π (τ вых + СП r12 ) Qк 3,14(6 + 6 ) *10− 9 — параметр µ µ=

f0

ПпQк

=

60 = 0,3 ; 20*10

— отношение полос пропускания П мах Пп

=

29,6÷32,5 = 1,48 ÷ 1,62 . 20

Сравнивая значения ПМАКС/Пn , нетрудно видеть, что УПЧ типа 1при n>1 не может быть реализовав. Усилитель типа 2 реализуется при числе каскадов n≤10, что практически достаточно. 167

Число каскадов УПЧ находим методом последовательных проб по формуле: п −1 К мах К махд К0п = . χ 2 (п, µ ) При n = 2 x2(n,µ) = 6,03, К0 n= 19,6; при n = 4 x2(n,µ) = 21,13, К 0 n = 640. Принимаем n = 4. 7. Эквивалентные добротности контуров:

f0 60 Q = = = 3,4 . э П ϕ (п) 20*0,88 п 2

8. Частоты настройки контуров:

 β  1   = 601 m f p1.2 = f 0 1 m  , 2Qэ  2 * 3.4    f р1 = 51МГц, fр2 = 69МГц. 9. Вспомогательный параметр α: — для каскадов, настроенных на частоту fpl,

πf р1  Q  3,14*51  3,4  1− э  = a = 1−  = 31 МГц ; 1 Qэ  Qк  3,4  10 

— для каскадов, настроенных на частоту fр2,

πf р 2  Q  3,14*69  3,4  1− э  = a = 1−  = 48,6 МГц. 1 Qэ  Qк  3,4  10 

10. Собственные емкости контуров определяем из условия полного их включения в коллекторные цепи транзисторов: — для каскадов, настроенных на частоту fр1, r 1 1 100 = − 11 C − C = − 15 *10−121 *10−12 = 4 пФ ; С =С к кмах аr 11 12 31*106 *6*103 6*103 12 r12

–– для каскадов, настроенных на частоту fр2, r 1 1 100 С =С = − 11 C11 − C = − *15 *10−12 − 1*10−12 = 2 пФ. к кмах а r 12 3 3 3 48.6*10 *6*10 6*10 12 r12

11. Коэффициенты трансформации: — для промежуточных каскадов m = тр 2

r11 = r12

100 = 0.13 ; 6*103

— для выходного каскада m = трд2

ρ r12

=

75 6*103

= 0.11 .

12. Полные емкости контуров — для каскадов, настроенных на частоту fр1, Сэ = Ск + Сп + С12 +m2 ТР2 С11 = 4 + 1 + 1 + 0,132 ⋅15 ≅ 6 пФ; 168

—для каскадов, настроенных на частоту fp2 СЭ = СК + СП + С12 + m2ТР2 С11 = 2+1 + 1+0.132⋅15 ≅ 4 пФ. 13. Индуктивности контуров: — для каскадов, настроенных на частоту fР 1 L =

2.53*1010 2,53*1010 = = 1,68 мкГн ; 2 2 6 f р1Cэ 51 *10 *6

—для каскадов, настроенных на частоту fр2, L =

2.53*1010 2,53*1010 = = 1,32 мкГн . 2 2 6 f р 2Cэ 69 *4*10

Принципиальная схема УПЧ приведена на рис. П.9.2.

169

170

П.9.1.3. Пример расчета LC-фильтров сосредоточенной селекции Обычно фильтр сосредоточенной селекции (ФСС) включается в качестве нагрузки преобразователя частоты. При этом ФСС должен обеспечить всю избирательность приемного устройства по соседнему каналу, а необходимое усиление обеспечивается апериодическими или резонансными широкополосными каскадами усиления промежуточной частоты. Применение ФСС в транзисторных приемниках позволяет выполнить каскады УПЧ без нейтрализации, что повышает их устойчивость, а также надежность и значительно упрощает производство. В несложных радиовещательных и связных транзисторных приемниках применяются простые ФСС, трехзвенные и четырехзвенные. В транзисторных приемниках в качестве сопротивлений, включаемых на входе и выходе фильтра, целесообразно использовать входные и выходные сопротивления транзисторов, выбирая соответствующие коэффициенты включения. Многозвенные ФСС целесообразно применять только в том случае, если можно обеспечить высокую конструктивную добротность их контуров (порядка 100 + 300). Поэтому конструктивную добротность контуров необходимо брать как можно больше. Аналитический метод расчета сложный и громоздкий, поэтому широко применяется простой графический метод. Расчет ведется с помощью семейства обобщенных резонансных кривых одного звена ФСС (рис П.9.4), где по горизонтальной оси отложены значения относительной расстройки α, а по вертикальной — ослабление σ на одно звено ФСС в децибелах.

Рис. П.9.4

171

Порядок расчета 1. Задаются числом фильтров сосредоточенной селекции (ФСС). Рекомендуется начинать со значения nпр = 1, но не более nпр = 3. 2. Определяются ослабление на краях полосы пропускания σфп и избирательность по соседнему каналу σфс, которые должен обеспечить один ФСС: σ фп = σ фс =

σп

nпр

σс nпр

, дБ ,

(П.9.3)

, дБ .

(П.9.3)

3. Задаются величиной относительной расстройки αп на границе полосы пропускания. При σфп ≥ 8 дБ и σфс ≤ 26 дБ можно принять αп = 1. В остальных случаях рекомендуется принимать расчетную полосу шире заданной на 10—20%, т.е. тогда берется расчетная величина коэффициента αn = 0,8 ÷ 0,9. 4. Определяется ширина расчетной полосы пропускания ФСС: Пр =

П

αп

,

(П.9.5)

где П — ширина полосы пропускания приемника, кГц. 5. Определяется необходимая добротность контуров ФСС: Qн =

2 2 f пр

,

Пр

(П.9.6)

где fпр — промежуточная частота, кГц; Пр — расчетная полоса ФСС, кГц. Если QH < QK то при заданных исходных условиях можно применить ФСС, т. е. продолжать расчет. Если QH > QK, то использование многозвенных ФСС при заданных QK, fпр, и П нецелесообразно. В этом случае для применения ФСС необходимо увеличить QK. Если сделать QK > QH конструктивно невозможно, то определяют необходимую расчетную полосу ФСС при максимальном QK: Пр =

2 2 f пр Qк max

(П.9.7)

и расчет продолжается при полученном Пр. Если при этом получится Пр > ∆fс, то применение ФСС при данной fпр нецелесообразно. Для применения ФСС необходимо при проектировании выбирать меньшую промежуточную частоту. 6. Определяется величина относительной расстройки: а) на краях полосы пропускания УПЧ αп =

где П — полоса пропускания УПЧ; б) для соседнего канала 172

П , Пр

(П.9.8)

αс =

2∆f с , Пр

(П.9.9)

где ∆fс — расстройка, при которой задана избирательность по соседнему каналу. 7. Определяется величина обобщенного затухания β=

2 f пр Пр

.

(П.9.10)

Для дальнейших расчетов по графикам рис.П.9.4 принимается кривая со значением β, равным полученным по формуле (П.9.10) или меньшим их. 8. По кривой рис.П.9.4 при значении β, принятом в П. 7, и по определенным в п. 6 αп и αс определяются ослабление на краях полосы пропускания σп1 и избирательность по соседнему каналу σс1 обеспечиваемые одним звеном ФСС. 9. Определяется число звеньев одного ФСС, необходимое для обеспечения избирательности по соседнему каналу на один фильтр nu =

σ фс (дБ ) . σ с1 (дБ )

(П.9.11)

Полученное значение округляется до большего целого числа. Если nи > 6, то необходимо увеличить качество контуров или число фильтров и повторить пп. 2—9 расчета. Если nи ≤ 1, то целесообразно перейти на двухконтурные полосовые фильтры или одиночные контуры. Если 1 < nи < 6, то расчет можно продолжить. 10. Определяется число звеньев одного ФСС, обеспечивающее заданное ослабление на краях полосы пропускания на один фильтр: nn =

σ фп (дБ ) σ n1 (дБ )

(П.9.12)

Если nп > nи (округленного до большего целого числа), то расчет правильный и можно принять число звеньев одного ФСС nф = nи и число ФСС nпр. Если nп » nи, то необходимо увеличить αп. Если nп < nи, то необходимо задаться меньшей величиной αп, или увеличить конструктивную добротность Qк контуров, или выбрать меньшую промежуточную частоту и повторить расчет при новых данных. 11. Определяются ослабление на краях полосы пропускания УПЧ: σ n = nпр nфσ n1 (П.9.13) и избирательность по соседнему каналу σ с = nпр nфσ с1 . (п.9.14) Для дальнейших расчетов принимается число фильтров nпр с числом звеньев nф и значением β, полученным в П. 7. Пример п.9.1.3.1 основные параметры ФСС транзисторного спортивного КВ приемника.

173

Исходные данные Промежуточная частота: fпр = 465 кГц. Полоса пропускания: П = 6 кГц. Ослабление на краях полосы: σп ≤ 6 дБ. Избирательность по соседнему каналу: σс ≥ 60 дБ. Расстройка, при которой задана избирательность: ∆fc = 10 кГц: Конструктивная добротность контуров QK = 200. Требуется определить Число ФСС nпр. Число звеньев ФСС nф. Величину обобщенной расстройки β. Избирательность по соседнему каналу σс. Ослабление на краях полосы σп. Расчет 1. Задаемся числом ФСС nпр = 1, при этом σфп = σп = 6 дБ; σфс = σс = 60дБ; формулы (П.9.3), (П.9.4)]. 2. Так как σфп < 8 дБ и σфс > 26 дБ, то задаемся величиной αп = 0,9. 3. Определяем ширину расчетной полосы ФСС [формула (П.9.5)]: Пр =

П

αп

6 = 6,7 кГц. 0,9

=

4. По формуле (п.9.6) определяем необходимую добротность контуров: Qн =

2 2 f пр Пр

=

2 2 ⋅ 465 = 196 . 6,7

Так как Qн = 196 < Qк = 200, то расчет можно продолжить. 5. Определяем величину относительной расстройки: а) на краях полосы пропускания УПЧ [формула (П.9.8)] αп =

П 6 = = 0,9 ; П р 6,7

б) для соседнего канала [формула (п.9.9)] αс =

2∆f с 20 = = 3. Пр 6,7

6. По формуле (П.9.10) определяем величину обобщенного затухания: β=

2 f пр Qк П р

=

2 ⋅ 465 ≈ 0,7 . 200 ⋅ 6,7

Принимаем β = 0,7. 7. По кривой на рис. 5.6 при β = 0,7 отыскиваем точку 7, лежащую на ее пересечении с вертикальной линией на уровне αс = 3, и отсчитываем соответствующее этой точке ослабление на одно звено фильтра σс1 = 12,3 дБ. По этой же кривой отыскиваем точку 4, лежащую на ее пересечении с вертикальной линией на уровне αп = 0,9, и отсчитываем соответствующее этой точке ослабление σп1 = 2 дБ. 174

8. Число звеньев ФСС, необходимое для обеспечения избирательности по соседнему каналу [по формуле (П.9.11)] : nn =

σ фс (дб ) 60 = = 4,9 σ с1 (дб ) 12,3

округляем до большого, целого числа и принимаем nи = 5; так как nи 5, расчет можно продолжать. 9. По формуле (П.9.12) определяем число звеньев ФСС, обеспечивающее заданное ослабление на краях полосы: nn =

σ фп (дБ ) 6 = =3 σ n1 (дБ ) 2

Так как nи = 3 < nи = 5, то задаемся меньшей величиной относительной расстройки и увеличиваем конструктивную добротность контуров; принимаем αп = 0,8 и Qк = 250. 10. Определяем ширину расчетной полосы ФСС по формуле (П.9.5) 11. По формуле (П.9.6) определяем необходимую добротность контуров ФСС: Qн =

2 2 f пр Пр

=

2 2 ⋅ 465 = 176 . 7,5

12. Величина относительной расстройки для соседнего канала [формула (П.9.9)]: αс =

2∆f с 20 = = 2,67 . Пр 7,5

13. Величина обобщенного затухания [формула (П.9.10)] : β=

2 f пр Qк П р

=

2 ⋅ 465 ≈ 0,5 . 250 ⋅ 7,5

Принимаем β = 0,5. 14. Аналогично п. 7 при β = 0,5, αп = 0,8 и αс = 2,67 определяем σп1 = 1,0 дБ и σс1 = 12 дБ (точки 6 и 8 соответственно). 15. По формуле (П.9.11) определяем число звеньев ФСС, необходимое для обеспечения избирательности по соседнему каналу: nи =

σ фс (дБ ) 60 = = 5,0 . σ с1 (дБ ) 12

Так как nи = 5, расчет можно продолжать. 16. Определяем число звеньев ФСС, обеспечивающее заданное ослабление на краях полосы пропускания [формула (П.9.12)]: nп =

σ фп (дБ ) 6 = =6. σ п1 (дБ ) 1,0

Так как nп = 6 > nи = 5, то расчет произведен правильно и можно принять nф = nи = 5 с β = 0,5. 17. Определяем ослабление на краях полосы пропускания УПЧ по формуле (П.9.13): σ п = nфσ п1 = 5 ⋅1,0 = 5 дБ 175

Избирательность по соседнему каналу [формула (П.9.14)]: σ с = nфσ c1 = 5 ⋅12 = 60 дБ. Исходные данные выполнены. П.9.1.4. Примеры расчета элементов звеньев и параметров каскада с ФСИ Задаются величиной номинального характеристического сопротивления фильтра W0 = 1 ... 50 кОм. С точки зрения увеличения коэффициента усиления каскада с ФСИ целесообразно выбирать Wo из условия W0g22 ≥1. Однако при больших значениях Wo возникают трудности реализации емкости С1, особенно на высоких частотах. Поэтому значение Wo ограничивают: произведение Wo в килоомах на fп в мегагерцах не должно превышать 100. Вычисляют коэффициенты трансформации соответственно для первого и последнего контуров ФСИ:  m1 =  1/  m2 =  1/

1

при W0 g 22 < 1,

W0 g 22

при W0 g 22 ≥ 1;

1

при W0 g11 < 1,

W0 g11

при W0 g11 ≥ 1.

(П.9.15)

Если W0g22 < 1, то для согласования фильтра с коллекторной цепью параллельно входу фильтра включают шунтирующий резистор с проводимостью gшн1 = (1 - W0g22)/ W0. (П.9.16) Как правило, в качестве шунта используют коллекторный резистор в цепи питания транзистора. Если W0g11 < 1, то шунтирующий резистор включают и на выходе фильтра (в базовой цепи). Проводимость шунта рассчитывают по формуле: gшн2 = (1 - W0g11)/ W0. (П.9.17) Рассчитывают элементы, образующие звенья фильтра (рис. П.9.5): С1 = l/(2πW0fп); С2 = 1/( πW0 ∆fср) -2С1; С3 = 0,5С2—m21С22; С4 = 0,5С2— m22С11; (П.9.18) 2 L2 = W0 ∆fср/(4πf п); L1 = 2 L2.

Рис. П.9.5. Принципиальная схема каскада с трехзвенным фильтром сосредоточенной избирательности.

176

При индуктивной связи ФСИ с коллекторной или базовой цепью рассчитывают индуктивности катушек связи : Lсв = L1{mтр/kСВ)2 , (П.9.19) где mтр — соответствующий коэффициент трансформации; значением коэффициента связи kCB задаются в пределах 0,7...0,9. Определяют коэффициент передачи Кпф по графикам Рис. 9.6. Рассчитывают коэффициент усиления каскада, нагруженного на ФСИ: КОФ = 0,5m1 m2 | Y21| W0Kп ф. (П.9.20) Если ФСИ является нагрузкой преобразователя частоты, то выражения (П.9.15), (П.9.16) вместо g22 подставляют g22 пч ,а в (П.9.20) - вместо |Y21|-|Y21пч|. При составлении принципиальной схемы ФСИ следует помнить, что число звеньев п равно числу емкостей С1 и на единицу меньше числа параллельных контуров. Пример 6.1. Рассчитать усилительный каскад с электрическим ФСИ. Исходные данные: fП=465 кГц, П=10 кГц, ∆fск=10 кГц, SeСКП=30 дБ, SeП=3 дБ. Параметры усилительного транзистора: g22=0,085 мСм, С22=15 пФ, |Y21|=84 мСм. Параметры нагрузки ФСИ: g11=1,4 мСм, С11=116пФ. Расчет: 1 Определяем по η=2fнd/П параметр η·, задавшись затуханием d=0 004; η=2·465·0,004/10=0,37. 2. Задаемся числом звеньев n = 4. Рис. П.9.6. Графики для 3. Находим ослабление на границе полосы определения коэффициента передачи ФСИ. пропускания, обеспечиваемое одним звеном Sеп1=Sеп/П : Sеп1= ¾ =0,75 дБ. 4. По графикам рис.6.4 находим χ = 0,78. [Сиверс, стр.284.] 5. Определяем разность частот среза (П.9.12.): ∆fср=10/0,78=12,8кГц; ∆fср=f2–f 1=П/χ 6. Определяем вспомогательные величины y1 и η: y1 =2·10/12,8=1,56; η=0,37·0,78=0,29. 7. По графикам рис.П.9.4. находим Se1=7,7 дБ. 8. Определяем расчетное ослабление соседнего канала по формуле (П.9.13.), задавшись величиной ∆Se=5 дБ: SeСК ф=4·7,7-5=25,8 дБ. 9. Так как SeСК ф < SeСК П увеличиваем число звеньев, принимая n=5. Повторяем расчет: SeП1=3/5=0,6 дБ, χ=0,75, ∆fср=10/0,75=13,3 кГц, y1=2·10/13,3=1,5, η=0,37·0,75=0,28, Se1=7,2 дБ, SeСК ф=5·7,2—5=31 дБ. Требуемая избирательность обеспечивается при n=5, ∆fср=13,3 кГц. 10.Задаемся величиной номинального характеристического сопротивления W0 = 20 кОм.

177

11.Вычисляем коэффициенты трансформации по формулам (П.9.15): W0g22=20·0,085=1,7>1,m1=1/√1.7=0.77,W0g11=20·1,4=28>1, m2 = 1/ 28 = 0.19 . 12. Согласно (П.9.18.) рассчитываем элементы ФСИ: C1 =

106 106 = 17, 2пФ , С2 = − 2 ⋅17, 2 = 1156пФ , 6, 28 ⋅ 20 ⋅ 465 3,14 ⋅ 20 ⋅13,3

С3=1156·0,5—0,6·15=569 пФ, С4=1156·0,5—0,036·116=574 пФ, L2 =

20 ⋅13,3 ⋅106 = 98 мкГ ; L1=2·98=196 мкГ. 4 ⋅ 3,14 ⋅ 4652

13. По графикам рис. П.9.6. определяем коэффициент передачи ФСИ для n=5 и η=0,28: Kпф=0,46. 14. Рассчитываем коэффициент усиления каскада с ФСИ (П.9.20.): К0Ф=0,5·0,77·0,19·84·20·0,46=56 П.9.1.5. Исходные данные и пример расчета УПЧ с многозвенным LCфильтром сосредоточенной селекции Исходные данные [4] Промежуточная частота f0 = 465 кГц; полоса пропускания Пп = 10 кГц; расстройка, соответствующая соседнему каналу ∆fс = 10 кГц; ослабление соседнего канала σ = -35 дБ; собственные добротности контурных индуктивностей QK=230; коэффициент связи катушек в принятом броневом сердечнике kCB=0,9; параметры транзистора П414 преобразователя частоты: Snp=15мА/В; RBЫXсм=12кОм; Свых см = 20 пФ; параметры транзисторов П414УПЧ: Rвх=0,5кОм; Свх = 100 пФ. Расчет 1. Проверка целесообразности применения ФСС Q

f 465 = 2,82 0 = 2,82 = 130 < Q = 230 . кр к Пп 10

Таким образом, применение многозвенного ФСС целесообразно. 2. Определяем вспомогательные величины: ∆f c

10 = 2 = 2, 1 П 10 п 2 f0 2* 465 β= = = 0,4 . QП п 230*10

γ 2

3. По графику на рис. П.9.4 находим затухание, вносимое одним звеном, σ1 = -9,8 дБ. 4. Необходимое число звеньев фильтра: п=

σ − 35 = = 3,6 , принимаем n=4. σ 1 − 9,8

5. Принимаем характеристическое сопротивление фильтра ρ = 20кОм. 178

6. Вычисляем значения элементов фильтра и коэффициенты трансформации: m

тр1

m

Rвыхмс

=

тр 2

ρ

=

Rвх

ρ

=

=

12 = 0,77 ; 20 0,5 = 0,16 ; 20

10 6 10 6 С = = = 17 пФ; 1 2πf ρ 6.28* 465* 20 0 10 6 10 6 = = 1600 пФ; С = 2 πП ρ 3,14*10* 20 п С 1600 = − 0,77 2 * 20 ≅ 800 пФ; С = 2 − m2 С 3 тр1 выхсм 2 2 С 1600 − 0,16 2 * 100 ≅ 800 пФ; С = 2 − m2 С = 4 2 тр вх 2 2 6 П ρ10 10* 20*10 6 73.5 мкГн; L = п = 1 4*3.14* 465 2 4πf 2 0 L = 2 L = 2 * 73.5 = 147 мкГн; 2 1 2 2  m тр1   0,77    L =L = 147  = 109 мкГн. 3 2 k   0,9   св 

7. По графику на рис. П.9.6 определяем коэффициент передачи фильтра: Ко = 0,22. 8. Коэффициент усиления преобразователя частоты с ФСС: К S К R R = 15 * 0,22 0,5*12 = 8,1 . 0см пр 0 вх выхсм Принципиальная схема УПЧ с рассчитанным ФСС показана на рис. П.9.5.

179

Приложение 10 П.10.1. Пример расчета амплитудного полупроводникового диодного детектора 1. Для диодного детектора транзисторного приемника диоды рекомендуется выбирать, исходя из условия: Rобр » Rн » Rпр , (П.10.1) где Rобр =

U обр I обр

; Rпр =

U пр I пр

.

(П.10.2)

2. В транзисторных приемниках для увеличения входного сопротивления детектора часто идут на уменьшение его коэффициента передачи. При этом нагрузка детектора составляется в виде делителя из двух сопротивлений R1 и R2 (рис. П.9.1). Чем больше R1, тем больше входное сопротивление детектора и меньше его коэффициент передачи. Так как обычно сопротивление R2 шунтируют емкостью С2, то при этом происходит дополнительно улучшение фильтрации высокочастотного напряжения. 3. Для увеличения входного сопротивления детектора сопротивление R2 желательно выбирать как можно больше. Однако его нельзя выбирать слишком большим, так как ввиду малого входного сопротивления транзисторных каскадов УНЧ сопротивления нагрузки детектора постоянному и переменному (низкочастотному) токам будут сильно отличаться друг от друга и могут возникнуть недопустимые нелинейные искажения. Как известно, условием практического отсутствия нелинейных искажений является отношение: Rн~ ≥ 0,8 . Rн=

(П.10.3)

При этом условии величина сопротивлений делителя: R2 ≤ 0,1Rн + 0,01Rн2 + 0,2 Rн Rвх.н , (П.10.4) где Rвх.н — входное сопротивление каскада УНЧ. При 4Rн > Rвх.н > 0,1Rн рекомендуется пользоваться номограммой, приведенной на рис.П.10.1, где на горизонтальной оси отложено сопротивление нагрузки детектора Rн, а на вертикальной — величина сопротивления R2. Графики составлены для различных значений входного сопротивления каскада УНЧ Rвх.н, приведенных с правой стороны от графиков. При этом по таблице номинальных величин принимается меньшее значение. При Rвх.н ≥ 4 Rн ; R2 ≤ Rн ; R1 = 0 . (П.10.6) Поле I — вверху слева от графиков рис. П.10.1. При Rвх.н ≤ 0,01Rн ; R2 = 0,2 Rн ; R1 ≥ 0,8 Rн . (П.10.7) 180

Поле II — внизу справа от графиков рис. П.10.1. Пример П.10.1. Рассчитать амплитудный полупроводниковый последовательный диодный детектор транзисторного карманного приемника (рис. 7.1). Исходные данные Промежуточная частота: fпр = 465 кГц. Входное сопротивление детектора: Rвх = 4,6 кОм. Входное сопротивление каскада УНЧ: Rвх.н = 2,4 кОм. Диапазон звуковых частот: F = 150 ÷ 4000 Гц. Диод — типа 9ДБ. Коэффициент передачи напряжений: Кд = 0,3. Входное напряжение детектора: Uд вх = 0,2 В. Требуется определить Величины сопротивлений нагрузки R1 и R2 . Величины емкостей C1 и С2. Расчет 1. Определяем сопротивление нагрузки детектора по формуле (П.10.8), учитывая, что для диода Д9Б Ro6p » Rпр Rн = 2 K д Rвх = 2 ⋅ 0,3 ⋅ 4,6 = 2,76 кОм 2. Так как сопротивление нагрузки детектора одного порядка с входным сопротивлением УНЧ, величины сопротивлений делителя R1 и R2 определяются по номограмме (рис. П.10.1). Откладываем на графике значение Rн = 2,76 кОм и проводим из этой точки вертикальную линию до пересечения с графиком для Rвх н = 2,4 кОм. Получаем R2 = 1,4 кОм. Принимаем R2 = 1,2 кОм типа СПО. По формуле (П.10.5) определяем: R1 = Rн − R2 = 2,76 − 1,2 = 1,56 кОм. Рис. П.10.1

Принимаем R1 = 1,5 кОм типа МЛТ-0,25. 3. Общее сопротивление нагрузки переменному току [формула (П.10.5)]: Rн~ = R1 +

R2 Rвх.н 1,2 ⋅ 2,4 1,5 + = 2,3 кОм. R2 + Rвх.н 1,2 + 2,4

(П.10.8)

4. Сопротивление нагрузки постоянному току [формула (П.10.5)]: Rн = R1 + R2 = 1,5 + 1,2 = 2,7 кОм. Так как RН~/RН= = 2,3/2,7 = 0,85 > 0,8 [формула (П.10.3)], то нелинейные искажения не будут превышать нормы. 5. Величина эквивалентной емкости, шунтирующей нагрузку детектора:

181

Cэ ≤

240 ⋅103 240 ⋅103 = = 14,8 ⋅103 пФ. Fв ( кГц ) R=( кОм ) 4 ⋅ 2,7

(П.10.9)

6. Величина емкости С2 обеспечивающая фильтрацию на промежуточной частоте: C2 ≥

(0,5 ÷ 0,8) ⋅103 0,8 ⋅103 = = 1,43 ⋅103 пФ. f пр ( МГц ) R2( кОМ ) 0,465 ⋅1,2

(П.10.10)

Принимаем С2 = 6800 пФ. 7. Проверяем величину эквивалентной емкости: Cэ′ = C1 + C2 = 6800 + 6800 = 13600 пФ.

(П.10.11) Так как С´э = 13600 < Сэ = 14800 пФ, то расчет произведен правильно. П.10.2. Пример расчета транзисторного детектора Схема транзисторного детектора, применяемого обычно на практике, приведена на Рис. 7.3. 1. В транзисторном детекторе рекомендуется применять транзистор такого же типа, как и в каскадах УПЧ. 2. Крутизна детектирования: Sд ≈

S , 2,5 ÷ 3,3

(П.10.13)

где S — крутизна характеристики транзистора на промежуточной частоте. 3. Выбирается величина нагрузки в коллекторной цепи детектора из соображений Rк ≥ (5 ÷ 10) Rвх.н , (П.10.14) где Rвх — входное сопротивление первого каскада УНЧ. 4. Эквивалентное сопротивление нагрузки детектора: Rэ =

Rк Rвх.н . Rк + Rвх.н

(П.10.15)

5. Коэффициент передачи детектора: K д = S д Rэ , (П.10.16) где Rэ — в кОм, Sд — в мА/В. 6. Емкость в цепи коллектора определяется из условий допустимых частотных искажений на верхних частотах: 159 M в2 − 1 C5 ≤ , Fв Rэ

(П.10.17)

где Fв — верхняя частота модуляции, кГц; Rэ — в кОм; Мв — коэффициент частотных искажений на Fв. 7. Входное сопротивление и входная емкость детектора:

182

Rвх.д =

αRвх 2

, кОм ;

F C  1 +  пр.в вх  αRвх rв  159  βCвх , пФ , Свх.д = 2  f пр.вCвх rв   1 +   159 

(П.10.18)

(П.10.19)

где Rпр — промежуточная частота, МГц; Rвх — входное сопротивление транзистора, кОм rв — распределенное сопротивление базы, кОм Свх — входная емкость транзистора, пФ; a = 3 ÷ 4 ; b = 0,25 ÷ 0,33 . Коэффициенты а и b получены экспериментально и справедливы при Um вх ≥ (0,1 ÷ 0,15) В. С уменьшением Um вх коэффициент а увеличивается, a b уменьшается. 8. Определяются сопротивления R1 и R2 в цепи делителя. Задаются сопротивлением R1 = 0,5 ÷ 1 кОм, тогда R2 =

R1 ( Eс − U в 0 ) , U в0

(П.10.20)

при этом для транзисторного детектора рекомендуется принимать напряжение на базе в рабочей точке: U в 0 = (0,05 ÷ 0,1) В. 9. Емкость, шунтирующая сопротивление R1: C1 ≥

800 , мкФ, Fн R1

(П.10.21)

где Fн — нижняя частота модуляции, Гц; R1 — в кОм. П.10.3. Пример расчета частотного детектора В настоящее время известно большое число различных схем частотных детекторов, подробные описания которых и методика расчета приведены в литературе [1—10]. В радиовещательных и радиолюбительских транзисторных приемниках широкое применение нашел детектор отношений, часто называемый в литературе дробным частотным детектором. Эта схема работает при наличии паразитной амплитудной модуляции сигнала и не требует применения амплитудного ограничителя. Схема детектора отношений приведена на рис. 7.12. 1. Величинами сопротивлений R1 и R2 обычно задаются, принимая R1 = R2 = (5÷10) кОм, или их рассчитывают по номограмме рис. П.10.1. Сопротивления фильтра на выходе детектора принимаются R3 = R4 = Rвх УНЧ. Емкости конденсаторов С3, С4 и С7 рассчитываются из условий минимальных искажений: C3 = C4 = C7 ≤

(4 ÷ 5) ⋅105 , пФ, Fв R1

где R1 — в кОм; Fв — в кГц. 183

(П.10.22)

2. Эквивалентные добротности контуров C1L1 и C2L2 выбираются Qэ = 50÷ 75, при этом для хорошего подавления амплитудной модуляции и малых нелинейных искажений необходимо, чтобы конструктивная их добротность Qк = (2÷3) Qэ. Величины деталей контура (C1L1 и C2L2) принимаются такими же, как и в УПЧ. 3. Добротность и индуктивность катушки L3 выбираются так: L3 = (0,25 ÷ 0,5) L1 ; Q3 = 40 ÷ 60 , (П.10.23) 4. Конструктивные коэффициенты связи между индуктивностями L1 и L2, a также L1 и L3: kсв12 =

0,5 0,35 ÷ 0,45 ; kсв13 = . Qэ Qэ

(П.10.24)

5. Коэффициент включения первичного контура C1L1 в цепь транзистора последнего каскада УПЧ m1 =

R22  Qк   − 1 Rое  Qэ 

,

(П.10.25)

где Roe — резонансное сопротивление контура; Qн — конструктивная добротность контура; R22 — выходное сопротивление транзистора УПЧ. Если окажется, что m1 > 1, то принимают m1 = 1, а параллельно контуру подключается шунтирующее сопротивление: Rш =

Rое . Qк Rое − −1 Qэ R22

(П.10.26)

6. Емкость электролитического конденсатора: C6 =

0,1 ÷ 0,25 3 ⋅10 , мФ R1

,

(П.10.27)

где R1 — в кОм. Пример П.10.3. Рассчитать частотный полупроводниковый детектор транзисторного приемника (детектор отношений, рис. 7.12). Исходные данные Промежуточная частота: fпр = 6,5 МГц. Девиация частоты: ∆fmax = 75 кГц. Верхняя частота модуляции: Fв = 12 кГц. Параметры контура: L1 = L2 = 2 мкГн. Параметры УНЧ: RВХ УНЧ = 10 кОм; Свх УНЧ = 3 тыс. пФ. Параметры транзистора ГТ310Б: С22 = 11,8 пФ; R22 = 110 кОм; S = 26 мА/В. Параметры диода Д2Е: Sд = 5 мА/В; Сд = 1 пФ.

184

Требуется определить Коэффициент передачи детектора Кд; Величины всех деталей схемы. Расчет 1. В соответствии с пп. 1—3 задаемся величинами (рис. 13.6): R1 = R2 = 6,2 кОм; R3 = R4 = Rвх УНЧ = 10 кОм; Qэ = 60; Qк = 160; Qз = 50. 2. Индуктивность катушки [формула (П.10.23)]: L3 = 0,4 L1 = 0,4 ⋅ 2 = 0,8 , мкГн. 3. Конструктивные коэффициенты связи: между индуктивностями L1 и L2 [формула (П.10.24)] kсв12 =

0,5 0,5 = = 0,0083 , Qэ 60

между индуктивностями L1 и L3 [формула (П.10.25)] kсв13 =

0,4 0,4 = = 0,008 . Q3 50

4. Собственное резонансное сопротивление контура: Rое = 2πf пр L1Qк ⋅10−3 = 2π ⋅ 6,5 ⋅ 2 ⋅150 ⋅10−3 = 12,3 кОм,

(П.10.28)

где fпр — в МГц; L1 — в мкГн. 5. Коэффициент включения контура C1L1 в коллекторную цепь транзистора [формула (П.10.25)]: m1 =

110  150  R22  Qк   − 1 = − 1 ≈ 3,6 .  12,3  60 Rое  Qэ  

Так как m1 > 1, то принимаем m1 = 1 и параллельно контуру подключаем шунтирующее сопротивление (или применяем контуры с меньшей добротностью Qк) [формула (П.10.26)]: Rш =

Rое 12,3 = = 8,8 кОм. Qк Rое 150 12,3 − −1 − −1 Qэ R22 60 110

6. Емкости нагрузок диодов [формула (П.10.22)] : C3 = C4 = C7 =

4,5 ⋅105 ≈ 6 ⋅103 пФ. 12 ⋅ 6,2

7. Емкость электролитического конденсатора [формула (П.10.27)]: C6 =

0,2 ⋅103 ≈ 32 мФ. 6,2

185

Список литературы 1. Белкин М. К., Белинский В. Т., Мазор Ю. А. И др. Справочник по учебному проектированию приёмно-усилительных устройств. – Киев: Изд-во «Вища школа», 1982. – 446 с. 2. Буланов Ю.А., Усов С. Н. Усилители и радиоприёмные устройства. / Учебник для радиотехнических техникумов. – М.: Высшая школа, 1980. – 415 с. 3. Головин О. В. Радиоприёмные устройства / Учебник для среднетехнических учебных заведений. – М.: Горячая линия – Телеком, 2002. – 384 с. 4. Горшелев В. Д., Красноцветова З. Г., Федущов Б. Ф. Основы проектирования радиоприёмников. – Л.: Энергия, 1977. – 384 с. 5. Демаков Ю. П. Курсовое проектирование радиоэлектронных средств. – Ижевск: Изд-во ИжГТУ, 2002. – 220 с. 6. Екимов В. Д. Расчёт и проектирование транзисторных радиоприёмников. – М.: Связь, 1972. – 215 с. 7. Екимов В. Д., Павлов К. М. Проектирование радиоприёмных устройств. – М.: Связь, 1970. – 502 с. 8. Калихман С. Г., Левин Я. М. Радиоприёмники на полупроводниковых приборах / Теория и расчёт. – М.: Связь, 1979. – 350 с. 9. Проектирование радиоприёмных устройств / Под ред. Сиверса. – М.: Советское радио, 1976. – 486с. 10.Радиоприёмные схемы на полупроводниковых приборах. Проектирование и расчёт / Под редакцией Валитова Р. А. И Куликовского А. А. – М.: Советское радио, 1968. – 383 с.

186

Cтандарты 11.ГОСТ 2.105-95. Общие требования к текстовым документам. 12.ГОСТ 2.106-96. Текстовые документы. 13.ГОСТ 2.108-68. Спецификация. 14.ГОСТ 2.103-73. Основные требования к чертежам. 15.ГОСТ 2.413-72. Правила выполнения конструкторской документации изделий, изготавливаемых с применением электрического монтажа. 16.ГОСТ 2.415-68. Правила выполнения чертежей изделий с электрическими обмотками. 17.ГОСТ 2.416-68. Условные обозначения сердечников магнитопроводов. 18.ГОСТ 2.417-91. Платы печатные. Правила выполнения чертежей. 19.ГОСТ 2.702-75. Правила исполнения электрических схем. 20.ГОСТ 2.728-74. Обозначения условные графические в схемах. Резисторы, конденсаторы. 21. ГОСТ 2.723-68. Обозначения условные графические в схемах. Катушки индуктивности, дроссели, трансформаторы, автотрансформаторы. 22.ГОСТ 2.736-68. Обозначения условные графические в схемах. Элементы пьезоэлектрические и магнитострикционные, линии задержки. 23.ГОСТ 2.755-87. Обозначения условные графические в схемах. Устройства коммутационные и контактные соединения.

187

СОДЕРЖАНИЕ ВВЕДЕНИЕ ………………………………………………………………………. 3 1.ОБЪЁМ РАБОТЫ И ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТЬ ВЫПОЛНЕНИЯ ПРОЕКТА……………………………………………………………………….. 5 1.2.Предварительный расчёт УП и ОС.…………………………………………. .5 1.3.Подробный расчёт УП и ОС …………………………………………………..6 1.4.Составление пояснительной записки и некоторые правила её оформления……………………………………………………………………..7 1.5.Требования к оформлению графической части проекта……………………..8 1.6.Требования, предъявляемые при защите курсового проекта………………..9 1.7.Рекомендации по выбору элементов УП и ОС……………………………….9 1.8.Рекомендации по технико-экономическому обоснованию проекта………..11 2.РЕКОМЕНДАЦИИ ПО СОСТАВЛЕНИЮ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ ЛИНЕЙНОГО ТРАКТА ПРИЁМНИКА……………………………………..13 2.1.Рекомендации по расчёту необходимой полосы пропускания линейного тракта приёмника ……………………………………………………………. .14 3.ПРИМЕНЕНИЯ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ КАТУШЕК ИНДУКТИВНОСТИ В КОЛЕБАТЕЛЬНОМ КОНТУРЕ…………………17 3.1.Одиночный колебательный контур при смешанной связи с нагрузкой……17 3.2.Двухконтурная частотно-избирательная цепь при трансформаторной связи с нагрузкой……………………………………………………………….20 3.3.Двухконтурная частотно-избирательная цепь с ёмкостной связью………...23 4.ПРОЕКТИРОВАНИЕ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ КАТУШЕК ИНДУКТИВНОСТИ……………………………………………………………..26 4.1.Расчёт катушки с цилиндрическим сердечником……………………………26 4.2.Высокочастотные катушки с индуктивной связью…………………………..34 5.РЕКОМЕНДАЦИИ ПО ПРОЕКТИРОВАНИЮ ЧАСТОТНОИЗБИРАТЕЛЬНЫХ ЦЕПЕЙ РАДИОПРИЁМНЫХ УСТРОЙСТВ……...36 5.1.Разбивка общего диапазона рабочих частот на поддиапазоны……………...36 5.2.Проектированиме входной цепи радиоприёмника………………………… 40 5.2.1.Расчёт одноконтурного входного устройства с трансформаторной связью с антенной……………………………………………………………...46 5.2.2.Расчёт входного устройства при ёмкостной связи с антенной и перестройкой с помощью магнитоуправляемого ферровариометра……….53 5.3.Проектирование контура гетеродина…………………………………………55 6.РАСЧЁТ УСИЛИТЕЛЕЙ РАДИОЧАСТОТЫ И ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ……………………………………………………………………….62 188

6.1.Общие соображения, выбор схемы……………………………………………62 6.2.Апериодический усилитель……………………………………………………64 6.3.Усилитель радиочастоты с автотрансформаторным включением контура...67 6.4.Усилитель радиочастоты с транформаторным включением контура………69 6.5.Усилитель промежуточной частоты с одиночным контуром с ёмкостной связью с последующим каскадом …………………………………………...69 6.6.Усилитель промежуточной частоты с фильтром сосредоточенной селекции (ФСС)………………………………………………………………...72 6.7.Основные расчётные соотношения двухконтурных УПЧ …………………. 74 6.8.Основные расчётные соотношения УПЧ с одноконтурными и двухконтурными каскадами…………………………………………………...84 6.9.Проектирование двухконтурного усилителя промежуточной частоты….....88 6.10.Расчёт цепей питания усилительного каскада……………………………. .91 7.ДЕТЕКТОРЫ И ОГРАНИЧИТЕЛИ АМПЛИТУД ПРИЁМНИКОВ… 100 7.1.Амплитудные детекторы…………………………………………………….100 7.1.1.Расчёт диодного детектора непрерывных АМ сигналов …100 7.1.2.Расчёт транзисторного коллекторного детектора непрерывных АМ сигналов……………………………………………………………………….102 7.1.3.Исходные данные и порядок расчёта диодного детектора……………….103 7.1.4.Транзисторные детекторы………………………………………………….105 7.1.5.Исходные данные и порядок расчёта пикового детектора……………….108 7.1.6.Исходные данные и порядок расчёта пикового детектора видеоимпульсов………………………………………………………………111 7.1.7.Детектор отношений………………………………………………………..114 8.СОПРЯЖЕНИЕ НАСТРОЙКИ КОНТУРОВ СУПЕРГЕТЕРОДИННОГО ПРИЁМНИКА……………………………….118 9.МЕТОДИКА ОПРЕДЕЛЕНИЯ ЧИСЛА РЕГУЛИРУЕМЫХ КАСКАДОВ.........................................................................................................123 Приложение 1…………………………………………………………………….125 Приложение 2…………………………………………………………………….126 Приложение 3…………………………………………………………………… 127 Приложение 4…………………………………………………………………… 128 Приложение 5…………………………………………………………………….139 Приложение 6…………………………………………………………………….141 Приложение 7…………………………………………………………………….157 Приложение 8…………………………………………………………………….158 Приложение 9. Определение типа, параметров и числа избирательных систем, настроенных на промежуточную частоту……………………………………….162 Пример расчёта узкополосного УПЧ……………………………………………162 Пример расчёта широкополосного УПЧ………………………………………..166 189

Пример расчёта LC-фильтров сосредоточенной селекции…………………….171 Примеры расчёта элементов звеньев и параметров каскада с ФСИ……… . 176 Исходные данные и пример расчёта УПЧ с многозвеньевым LC-фильтром сосредоточенной селекции……………………………………... 178 Приложение 10. Пример расчёта амплитудного полупроводникового диодного детектора… 180 Пример расчёта транзисторного детектора…………………………………… 182 Пример расчёта частотного детектора…………………………………………..183 СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ……………………………………………………...186 СТАНДАРТЫ…………………………………………………………………….187 СОДЕРЖАНИЕ…………………………………………………………………..188

190

Учебное издание АФАНАСЬЕВ Геннадий Фёдорович

КУРСОВОЕ ПРОЕКТИРОВАНИЕ КАСКАДОВ ГЛАВНОГО ТРАКТА ПРИЁМА РАДИОСИГНАЛОВ Учебное пособие

Корректор М.В. Иванова Подписано в печать 30.05.2006. Формат 60x84/16. Бумага офсетная. Усл. печ. л. 10,00. Уч.-изд. л. 10,00. Тираж 80 экз. Заказ . Ульяновский государственный технический университет 432027, Ульяновск, Сев.Венец, 32 Типография УлГТУ. 432027, Ульяновск, Сев. Венец, 32