Прием и обработка информации: Курсовое проектирование устройств приема и обработки информации: Учебное пособие

Камчатский государственный технический университет Кафедра радиооборудования судов

Д.А. Бакеев, А.А. Дуров, С.Г. Ильюшко, В.А. Марков, А.И. Парфёнкин ПРИЕМ И ОБРАБОТКА ИНФОРМАЦИИ

КУРСОВОЕ ПРОЕКТИРОВАНИЕ УСТРОЙСТВ ПРИЕМА И ОБРАБОТКИ ИНФОРМАЦИИ Рекомендовано Дальневосточным региональным учебно-методическим центром (ДВ РУМЦ) в качестве учебного пособия для студентов специальности 160905 «Техническая эксплуатация транспортного радиооборудования» вузов региона

Петропавловск-Камчатский 2007

УДК 621.396.6(075.8) ББК 32.849 Б19 Рецензенты: Ю.М. Устинов, доктор технических наук, профессор кафедры РНПиС ГМА им. адмирала С.О. Макарова Г.И. Дружин, кандидат физико-математических наук, заведующий лабораторией электромагнитных излучений ИКИР ДВО РАН Бакеев Д.А., Дуров А.А., Ильюшко С.Г., Марков В.А., Парфёнкин А.И. Б19

Прием и обработка информации. Курсовое проектирование устройств приема и обработки информации: Учебное пособие. – Петропавловск-Камчатский: КамчатГТУ, 2007. – 151 с. ISBN 978–5–328–00150–2 Учебное пособие составлено в соответствии с требованиями к обязательному минимуму содержания образовательной программы и уровню подготовки дипломированных специалистов по специальности 160905 «Техническая эксплуатация транспортного радиооборудования» государственного образовательного стандарта высшего профессонального образования. Приводятся варианты заданий на курсовое проектирование и содержание основных этапов курсового проектирования по дисциплине, поясняются правила их выполнения. УДК 621.396.6(075.8) ББК 32.849 © КамчатГТУ, 2007 © Авторы, 2007

ISBN 978–5–328–00150–2

2

Оглавление Введение ........................................................................................... 5 1. Общие указания по работе над проектом .................................. 5 1.1. Указания по структуре курсового проекта ..................... 5 1.2. Оформление пояснительной записки .............................. 6 1.3. Требования к содержанию пояснительной записки ....... 7 1.4. Защита курсового проекта ................................................ 9 1.5. Ориентировочный расчет времени .................................. 10 1.6. Индивидуальные задания на проектирование ................ 11 1.7. Методические указания к выполнению расчетов ........... 16 2. Основные характеристики приемного устройства .................... 23 3. Проектирование структурной схемы приемника ...................... 29 3.1. Общие соображения .......................................................... 29 3.2. Расчет полосы пропускания общего радиотракта .......... 30 3.3. Выбор числа преобразований частоты и номиналов промежуточных частот ...................................... 35 3.4. Распределение избирательности и усиления .................. 41 3.5. Определение состава тракта сигнальной частоты .......... 49 3.6. Определение состава тракта промежуточной частоты .. 57 3.7. Определение состава частных трактов ............................ 59 4. Проектирование избирательных систем тракта сигнальной частоты ......................................................................... 72 4.1. Вводные замечания ........................................................... 72 4.2. Выбор элементов при дискретной перестройке контура . 73 4.3. Дискретная перестройка в пределах поддиапазона ........ 77 4.4. Коммутируемые фильтры и неперестраиваемый вход .. 85 5. Расчет элементов принципиальной схемы приемника ............. 86 5.1. Расчет каскадов по постоянному току ............................. 86 5.2. Расчет резонансных цепей ................................................ 96 5.2.1. Расчет параметров резонансного контура .................... 96 5.2.2. Расчет резонансных контуров с диапазонной перестройкой частоты .................................... 99 5.2.3. Расчет контура с растянутым диапазоном ................... 102 5.2.4. Расчет сопряжения настройки контуров гетеродина и преселектора .......................................................................... 104 5.3. Расчет входных цепей приемника .................................... 108 5.3.1. Исходные данные для расчета входных цепей ............ 108 5.3.2. Расчет одноконтурной входной цепи при индуктивной связи с антенной ......................................... 108 5.3.3. Расчет двухконтурной входной цепи при индуктивной связи с антенной ......................................... 111

3

5.3.4. Расчет связи с фидером ................................................. 113 5.3.5. Расчет одноконтурной входной цепи с ферритовой антенной ............................................................ 114 5.4. Расчет усилителей частоты принимаемого сигнала (УЧПС) .............................................. 118 5.4.1. Исходные данные для расчета УЧПС .......................... 118 5.4.2. Расчет диапазонного УЧПС с двойным неполным (автотрансформаторным) включением контура ................................................................ 118 5.4.3. Расчет апериодического УЧПС .................................... 122 5.5. Расчет усилителей промежуточной частоты (УПЧ) ...... 123 5.5.1. Исходные данные для расчета УПЧ ............................. 123 5.5.2. Расчет УПЧ с двухконтурным полосовым фильтром . 123 5.5.3. Расчет апериодического УПЧ ....................................... 126 5.5.4. Расчет выходного каскада УПЧ .................................... 127 5.6. Расчет преобразователей частоты (ПЧ) .......................... 129 5.6.1. Исходные данные для расчета ПЧ ................................ 129 5.6.2. Расчет кольцевого балансного смесителя .................... 129 5.7. Расчет детекторов ............................................................. 131 5.7.1. Исходные данные для расчета детекторов .................. 131 5.7.2. Расчет последовательного амплитудного детектора с разделенной нагрузкой ......................................................... 131 5.7.3. Расчет дифференциального детектора частотно-модулированных сигналов ..................................... 134 6. Расчет АРУ транзисторных приемников ................................... 136 7. Результирующие характеристики приемника ........................... 137 7.1. Расчет резонансной характеристики приемника ............ 137 7.2. Расчет относительного ослабления зеркального канала 138 7.3. Расчет коэффициента усиления высокочастотного тракта и чувствительности приемника ............................................. 138 8. Дополнения .................................................................................. 139 Приложения ...................................................................................... 140 1. Обложка пояснительной записки курсового проекта ....... 140 2. Обложка технического задания на курсовой проект ........ 141 3. Диапазоны частот, используемые в радиосвязи ............... 143 4. Классификационные характеристики сигналов, используемых в системах радиосвязи .................................... 145 5. Ряды определения номинальных значений для конденсаторов и резисторов (ГОСТ 28884–90) .............. 148 Литература ........................................................................................ 149

4

ВВЕДЕНИЕ Учебное пособие по курсовому проектированию по дисциплине «Прием и обработка информации» выполняется курсантами специальности 160905 «Техническая эксплуатация транспортного радиооборудования» на 4-м курсе. Целью курсового проекта является закрепление и углубление знаний по дисциплине, приобретение навыков анализа сложных судовых систем радиосвязи, расчета структурной схемы приемного устройства и отдельных каскадов, определения вида и параметров избирательных цепей и корректирующих устройств, их выбора из типовых, а также расчета элементов ручных и автоматических регулировок и настроек радиоприемников судовой связи. Выполненная работа оформляется в виде пояснительной записки с приложением графической части и сдается преподавателю на проверку. Правильно выполненная работа допускается к защите. Во время защиты курсант должен сделать краткое сообщение по теме и основному содержанию проекта, показать его глубокое понимание и самостоятельность выполнения, ответить на вопросы комиссии (двух-трех преподавателей кафедры) и присутствующих курсантов. 1. ОБЩИЕ УКАЗАНИЯ ПО РАБОТЕ НАД ПРОЕКТОМ 1.1. Указания по структуре курсового проекта Пояснительная записка выполняется на листах писчей бумаги формата А4 (210 × 297 мм) в соответствии с требованием ГОСТ 2.106–96. Допускается выполнение всех листов пояснительной записки, кроме первого, без рамок и основной надписи и без применения чертежного шрифта (ГОСТ 7.32– 2001). Объем пояснительной записки не должен превышать, как правило, 25…30 страниц рукописного текста. Пояснительная записка должна содержать: – титульный лист (прил. 1); 5

– содержание; – техническое задание на курсовой проект с исходными данными (прил. 2); – введение; – раздел «Анализ технического задания»; – расчеты в соответствии с индивидуальным заданием; – заключение; – список использованной литературы. Графическая часть курсового проекта состоит из принципиальной и структурной схем радиоприемного устройства, характеристик, указанных в задании к курсовому проекту, конструкции отдельного блока или всего устройства (по согласованию с преподавателем). Все чертежи и схемы выполняются на листах основных форматов (А1 или А2) в соответствии с требованиями ГОСТ 2.701–84.

1.2. Оформление пояснительной записки Пояснительная записка выполняется на одной стороне листа писчей бумаги формата А4 на принтере ПЭВМ. Допускается выполнение текста пояснительной записки разборчивым рукописным способом чернилами или шариковой ручкой (черного, синего или фиолетового цвета). Формулы и расчеты вводятся в пояснительную записку через ПЭВМ или рукописным способом. Комбинирование разных способов выполнения и разных шрифтов не допускается. Текст следует располагать на расстоянии не менее 25 мм от левого, 8 мм – от правого и 10 мм – от верхнего и нижнего краев рамки (ГОСТ 2.105–95). Содержание пояснительной записки разделяют на разделы, подразделы и при необходимости на пункты. Заголовки разделов должны быть выделены: расстояние между заголовком и последующим текстом должно составлять 10 мм. Разделы пояснительной записки целесообразно начинать на новой странице. 6

Все страницы нумеруются: номер проставляется в верхнем правом углу или посередине верхней строки страницы. На титульном листе номер не указывается. Пояснительная записка должна иметь опрятный вид без заметных помарок и подчисток. Язык пояснительной записки должен быть кратким, ясным и четким, со строгим соблюдением правил правописания, без малоупотребляемых иностранных и жаргонных слов и сокращений (кроме общепринятых). В формулах в качестве символов следует применять только обозначения, предусмотренные стандартами. Перед первым применением формулы дается ее пояснение с расшифровкой входящих в нее величин. Повторное ее использование допускается без пояснения. Не следует забывать о знаках препинания при написании формул. Текстовые рисунки (схемы, графики и т. д.) рекомендуется выполнять в одном из графических редакторов ПЭВМ. Допускается их выполнение на той же писчей бумаге или отдельных листах кальки или ватмана формата А4 черной тушью, чернилами или простым карандашом. Все рисунки должны иметь сквозную нумерацию в пределах всей пояснительной записки, например: рис. 1, рис. 2 и т. д. Надписи к рисункам помещаются под ними, а надписи к таблицам – над ними. Перед расчетами указывается литература, из которой взята методика этих расчетов. Ссылка на литературу (порядковый номер по списку) дается в квадратных скобках, например: [1, 12]. На последней странице пояснительной записки должны обязательно присутствовать дата ее представления преподавателю на проверку и подпись курсанта. 1.3. Требования к содержанию пояснительной записки Содержание является первой страницей записки и включает перечисление всех разделов проекта с указанием начальной страницы каждого. 7

Техническое задание (на специальном бланке) содержит все параметры, заданные руководителем на курсовой проект. Во введении дается обоснование актуальности данной темы, указываются возможные области применения результатов выполненной работы. В разделе «Анализ технического задания» проводится оценка достаточности исходных данных для выполнения курсового проекта, выписываются из справочной литературы требования к системе радиосвязи и ее приемного устройства, подлежащего разработке. Если исходные данные технического задания делают возможным выполнение нескольких вариантов курсового проекта, то путем логических рассуждений осуществляется выбор одного из них. При этом обосновываются и приводятся параметры, необходимые для выполнения уточненного задания, не противоречащего исходному. В том случае, если анализ технического задания показал невозможность его реализации, задание на курсовой проект корректируется по согласованию с преподавателем. В данном разделе приводятся соображения по выбору методов анализа предложенного приемного устройства и отдельных каскадов, намечаются пути решения поставленных в техническом задании задач. Как правило, это сопровождается рассмотрением 2–3 возможных вариантов и выбором наилучшего по надежности результатов, простоте реализации. Положения, принятые в этом разделе, являются исходными для дальнейших расчетов. Расчеты, их обоснования, пояснения и выводы представляют собой грамотно написанный отчет о проделанной работе, а не сводку использованных в работе формул. Необходимо приводить анализ полученных результатов и оценивать их на соответствие ожидаемым. При выполнении расчетов используются, как правило, усредненные параметры и числа, поэтому запись результатов с большим количеством значащих цифр – грубая ошибка. Будущий инженер должен уметь оценивать результат по исходному материалу, положенному в основу расчетов. 8

Не имеет смысла приводить и промежуточные преобразования алгебраических выражений (приведение к общему знаменателю, раскрытие скобок и т. п.), если при этом не применяются оригинальные решения. Многократные вычисления по одной формуле с разными числовыми параметрами целесообразно выполнять на калькуляторе или ПЭВМ. При этом следует приводить в пояснительной записке программу и результаты расчетов. Результаты отдельных этапов расчетов взаимно дополняют друг друга, но могут приводить и к противоречиям, которые необходимо своевременно заметить и с привлечением дополнительной информации обоснованно устранить. Ссылка на то, что использованный метод исследования не привел к желаемым результатам, не является обоснованием невыполнения технического задания. В заключении кратко анализируются полученные результаты и намечаются пути их использования, выходящие за пределы технического задания. Можно привести и собственные рассуждения о полезности данного курсового проекта в процессе изучения дисциплины «Прием и обработка информации», высказать пожелания по изменению тематики курсового проекта. Список литературы содержит названия книг, журнальных статей и других опубликованных материалов, использованных при выполнении курсового проекта. С правилами оформления этого раздела можно познакомиться в рубрике «Литература» настоящего пособия. 1.4. Защита курсового проекта Работа предоставляется руководителю для проверки за 2–3 дня до защиты. В процессе проверки курсового проекта преподаватель может делать письменные замечания по работе, которые должны быть устранены курсантом до защиты. Исправления делаются на обратной стороне листа пояснительной записки или на отдельном листе, вложенном в записку. 9

Если курсант не согласен со сделанными замечаниями, то он приводит соответствующую запись в тексте, а во время защиты обосновывает свои возражения. Защита производится, как правило, перед комиссией, в состав которой входят не менее двух преподавателей. В обсуждении работы участвуют все присутствующие курсанты, которые могут задавать вопросы по курсовому проекту и высказывать о нем свое мнение. В докладе (не более 5 минут) курсант должен сообщить об основном содержании технического задания, обосновать выбранное решение поставленной задачи и все этапы проделанной работы. Не следует излишне детализировать доклад описанием известных положений. Необходимо обратить внимание на оригинальные решения. Ответы на задаваемые вопросы должны быть краткими и четкими. При защите курсового проекта могут задаваться и теоретические вопросы по дисциплине. При правильных обоснованных ответах комиссия может принять решение о выставлении двух оценок: за курсовой проект и за теоретический курс (экзамен или зачет). 1.5. Ориентировочный расчет времени При выполнении курсового проекта рекомендуется определенная последовательность действий: 1-я неделя – изучение задания, подбор литературы, выбор методов расчета каскадов приемника; 2–10-я недели – составление и расчет структурной схемы и отдельных каскадов приемника; 11–12-я недели – оценка полученных результатов и разработка конструкции; 13–14-я недели – оформление пояснительной записки и графической части курсового проекта, представление их на проверку. Ориентировочный баланс времени: – выбор методов анализа, предварительный расчет – 8…10 часов; 10

– расчеты по индивидуальному заданию – 15…20 часов; – построение графиков, характеристик – 6…8 часов; – оформление пояснительной записки, изготовление чертежей – 6…8 часов. Всего 35…45 часов. 1.6. Индивидуальные задания на проектирование Исходные данные для курсового проекта выдаются преподавателем. При досрочном выполнении проекта они выбираются из приведенных ниже вариантов по порядковому номеру в журнале группы или разрабатываются курсантом самостоятельно при обязательном согласовании с преподавателем. Для заданного варианта проводится полный расчет структурной схемы и электрический расчет 4…5 разных каскадов приемника (в табл. 1.1 указаны 3 обязательные для расчета каскада). Таблица 1.1

+ +

+ +

+ +

+

+ + +

+ +

+ +

+

+ + +

20, 21

18, 22

15

10, 11

+

9, 19

+

8

+

7

+ +

6, 13, 16

+

4, 5

+

3

2, 14

Входная цепь УВЧ УПЧ Смеситель Дет. А3Е Дет. J3Е Дет. J2B Дет. G2B Дет. G3Е Дет. F1B Дет. F3Е

Вариант задания 1, 12, 17

Электрический расчет каскада приемника

+ + +

+ +

+ + + + + +

Для этого необходимо: 1. На основании технического задания составить алгоритм функционирования системы связи, структурную схему приемного устройства. 11

2. Оценить требования к основным параметрам, входным и выходным величинам каждого функционального элемента, если они не заданы в ТЗ. 3. Распределить (с кратким обоснованием) усиление и избирательность (по соседнему, зеркальному каналам, каналу прямого прохождения и т. д.) между каскадами, определить число преобразований частоты, способ детектирования сигнала, оценить требования к ручным и автоматическим регулировкам. 4. Оценить количество отдельных каскадов, выбрать элементную базу для проектирования. 5. Выполнить полный электрический расчет отдельных каскадов приемника (указанных в ТЗ или согласованных с преподавателем). 6. Выполнить разработку конструкции предложенного узла или печатной платы приемника с учетом требований технологического, электрического и конструктивного характера. 7. Выполнить графическую часть курсового проекта, включающую структурную и принципиальную схемы радиоприемника, характеристики, предусмотренные техническим заданием, конструкцию предложенного узла, графики, которые помогут вам при защите курсового проекта. Все графические материалы должны содержаться и в пояснительной записке к курсовому проекту. Варианты заданий на курсовой проект 1. Радиотелефонный приемник. Диапазон частот – 2 182 кГц, 8 335…8 730 кГц. Прием сигналов H3E, R3E и J3E. Расчет для диапазона 8 335…8 730 кГц, прием сигналов J3E. Чувствительность – 10 мкВ при отношении сигнал/шум на выходе не хуже 20 дБ. Односигнальная избирательность – не хуже 60 дБ. Нагрузка – 8 Ом, 0,5 Вт. Источник питания – батарея гальванических элементов, напряжение – 18…15 В. 2. Приемник системы магистральной связи. Параметры согласно ГОСТ Р 52016–2003. Приемник должен обеспечивать настройку в диапазоне частот 3,5…30 МГц. Предусмот12

реть работу с сигналами классов излучений J3E, F1B. Расчет для сигналов класса J3E с шириной полосы 150…4 500 Гц в диапазоне 8…10 МГц. 3. Приемник судовой радиовещательный 1-й группы сложности. Параметры согласно ГОСТ 5651–89. Расчет для диапазона СВ. 4. Приемник судовой УКВ-радиостанции. Диапазон частот: 156…162 МГц. Используются излучения типа G3E (радиотелефонные каналы) и G2B (70-й канал ЦИВ). Разнос между каналами – 25 кГц. Расчет для 16-го канала (156,8 МГц). Чувствительность – 1 мкВ при отношении сигнал/шум 20 дБ. Односигнальная избирательность – не хуже 70 дБ. Переход с одного канала на другой должен осуществляться в течение не более 5 с. Остальные параметры согласно ГОСТ 22580–84. 5. Приемник носимой УКВ-радиостанции. Диапазон частот – 156…162 МГц, расчет 11-го канала. Чувствительность – 1,5 мкВ при отношении сигнал/шум 20 дБ. Односигнальная избирательность – не хуже 70 дБ. Остальные параметры согласно ГОСТ 22580–84. 6. Приемник судовой радиовещательный 1-й группы сложности. Параметры согласно ГОСТ 5651–89. Расчет для диапазона 19 м. 7. Приемник судовой УКВ-радиостанции. Диапазон частот – 156…162 МГц. Используются излучения типа G3E (радиотелефонные каналы) и G2B (70-й канал ЦИВ). Разнос между каналами – 25кГц. Расчет для 70-го канала (156,525 МГц)). Чувствительность – 2 мкВ при отношении сигнал/шум 20 дБ. Односигнальная избирательность – не хуже 70 дБ. Переход с одного канала на другой должен осуществляться в течение не более 5 с. Остальные параметры согласно ГОСТ 22580–84. 8. Приемник судовой ПВ/КВ-радиостанции. Приемник должен обеспечивать настройку в диапазоне частот 1 605 кГц… 30 МГц. Предусмотреть работу с сигналами классов излучений J3E, H3E, J2B. Расчет для диапазона 22…26 МГц. Чувствительность – не хуже 6 мкВ при отношении сигнал/шум 10 дБ; избирательность по соседнему и зеркальному каналам – 80 дБ, по промежуточной частоте – 60 дБ, глубина АРУ – 80/3 дБ. 13

Расчет для приема сигналов J3E. Нагрузка – 8 Ом, 2 Вт. Остальные параметры согласно ГОСТ 26897–86. 9. Приемник судовой ПВ/КВ-радиостанции. Параметры согласно ГОСТ 26897–86. Приемник должен обеспечивать настройку в диапазоне частот 0,1…30 МГц. Предусмотреть работу с сигналами классов излучений J3E, F1B. Расчет для сигналов класса F1B со сдвигом 200 Гц в диапазоне 12…14 МГц. 10. Приемник переносной радиовещательный 2-й группы сложности. Параметры согласно ГОСТ 5651–89. Расчет для диапазона 65,8…74 МГц. 11. Приемник радиовещательный автомобильный 1-й группы сложности. Параметры согласно ГОСТ 17692–89. Расчет для диапазона 100…108 МГц. 12. Приемное устройство радиолокационной станции Х-диапазона. Основные параметры выбрать и обосновать. 13. Приемное устройство радиолокационной станции S-диапазона. Основные параметры выбрать и обосновать. 14. Приемник судовой ПВ/КВ-радиостанции. Приемник должен обеспечивать настройку в диапазоне частот 1,6…30 МГц дискретно или плавно, а также сочетанием этих методов. Предусмотреть работу с сигналами классов излучений J3E, H3E, J2B. Расчет для диапазона 10…18 МГц. Чувствительность – 5 мкВ при отношении сигнал/шум 10 дБ; избирательность по соседнему каналу (+ 6 кГц) – 60 дБ, по зеркальному каналу – 80 дБ, по промежуточной частоте – 70 дБ, глубина АРУ – 60/3 дБ. Расчет для приема сигналов J3E. Нагрузка – 8 Ом, 2 Вт. Остальные параметры согласно ГОСТ 26897–86. 15. Приемник судовой ПВ/КВ-радиостанции. Приемник должен обеспечивать настройку в диапазоне частот 1 605 кГц… 30 МГц. Предусмотреть работу с сигналами классов излучений J3E, H3E, J2B. Расчет для диапазона 18…30 МГц. Чувствительность – 5 мкВ при отношении сигнал/шум 10 дБ, избирательность по соседнему и зеркальному каналам – 80 дБ, по промежуточной частоте – 70 дБ, глубина АРУ – 60/3 дБ. Расчет для приема сигналов J2В. Нагрузка – 1 кОм, 30 пФ, 200 мВ. Остальные параметры согласно ГОСТ 26897–86. 14

16. Приемное устройство переносного телевизора. Расчет для одного телевизионного канала, заданного преподавателем. Основные параметры по ГОСТ 18198–89. 17. Приемное устройство стационарного телевизора. Расчет для одного телевизионного канала, заданного преподавателем. Основные параметры по ГОСТ 18198–89. 18. Приемное устройство радиолокационного ответчика (транспондера). Полоса принимаемых частот – 9,2…9,5 МГц. Чувствительность приемника – 10–8 Вт при отношении сигнал/шум 10 дБ. Нагрузка – 1 кОм, 100 пФ, 3,5 В. Минимальная длительность импульсов сигнала – 0,05 мкс. Температурный диапазон – от минус 35оС до плюс 65оС. Источник питания – гальваническая батарея напряжением 6 В. Остальные параметры выбрать и обосновать. 19. Приемник сообщений системы «Навтекс» на частотах 518 кГц и 490 кГц. Режим излучения – F1В со сдвигом частоты 85 Гц, информация передается со скоростью 100 бод. Чувствительность – не хуже 6 мкВ при отношении сигнал/шум 10 дБ. Нагрузка – 1 кОм, 30 пФ, 200 мВ. Односигнальная избирательность – не хуже 70 дБ. Остальные параметры выбрать и обосновать. 20. Приемное устройство рыбопоискового эхолота. Частота – 200 кГц, чувствительность – 5 мкВ при отношении сигнал/шум 10 дБ, разрешающая способность по глубине – 50 см. Остальные параметры выбрать и обосновать. 21. Приемное устройство рыбопоискового эхолота. Частота – 50 кГц, чувствительность – 5 мкВ при отношении сигнал/шум 10 дБ, разрешающая способность по глубине – 1 м. Остальные параметры выбрать и обосновать. 22. Конвертор для приема радиостанций УКВ-диапазона (65,8…74 МГц) для радиовещательного приемника с диапазоном 88…108 МГц. Чувствительность – 100 мкВ при отношении сигнал/шум 20 дБ. Остальные параметры выбрать согласно ГОСТ 17692–89.

15

1.7. Методические указания к выполнению расчетов Проектирование является одним из важнейших этапов разработки таких сложных радиоэлектронных устройств, как устройства приема и обработки сигналов (радиоприемники). Проектирование можно условно разделить на две стадии: системное проектирование, связанное с выбором и обоснованием структурной схемы разрабатываемого устройства, и техническое проектирование, связанное с выбором электрической принципиальной схемы и расчетом ее элементов. Проектирование всегда связано с принятием компромиссных решений. На начальных этапах проектирования должны быть рассмотрены и проанализированы альтернативные варианты выполнения технического задания. При выборе оптимального варианта уместны эвристические методы, основанные на опыте разработчика, его интуиции и знании структурных схем аналогичных промышленных изделий. Но любой выбор следует подтвердить предварительными расчетами параметров и характеристик устройства. Необходимо использовать количественные оценки качественных показателей каждого предложенного варианта. Проектируемое устройство первоначально представляется в значительной степени неопределенным. И принятые решения на данном этапе также являются приближенными. По мере накопления материалов решения должны уточняться. Процесс проектирования является итерационным. На каждом его этапе идет поиск более совершенного решения, чем предыдущее. Начинать работу над заданием надо с проработки материала по учебной литературе [1–9], выяснения особенностей профессиональной аппаратуры аналогичного назначения. По результатам анализа технического задания должны быть сформулированы технические требования к разрабатываемому приемнику. Выбор структурной схемы радиоприемного устройства На основании общих принципов построения радиоприемных устройств [1–9, 19] составить структурную схему прием16

ника и выполнить предварительный расчет [5, 6, 15, 21]. По результатам расчетов скорректировать структурную схему всего приемника и составить принципиальную схему указанного в задании частного тракта. Основой для выбора структурной схемы приемника являются его назначение и диапазон рабочих частот (или рабочая частота для приемника с фиксированной настройкой). По структурной схеме радиоприемные устройства различаются на следующие: – детекторные приемники; – приемники прямого усиления; – регенеративные и сверхрегенеративные приемники; – рефлексные приемники; – гетеродинные и супергетеродинные приемники. Каждый из указанных типов имеет свои достоинства и недостатки. В настоящее время основное применение нашли супергетеродинные и детекторные приемники, а также приемники прямого усиления. Приемник прямого усиления отличается от других малой потребляемой мощностью, простотой и надежностью, малой стоимостью. В нем отсутствуют присущие супергетеродинному приемнику дополнительные каналы приема, он имеет низкие собственные шумы и потенциально может обеспечить самую высокую чувствительность. К недостаткам приемников прямого усиления можно отнести следующие: – сложность реализации высокой чувствительности, так как при большом усилении на одной частоте высока опасность неустойчивой работы вплоть до самовозбуждения; – трудность построения диапазонного приемника с высокой чувствительностью из-за сложности перестройки многокаскадного УВЧ; – низкая избирательность по соседнему каналу: трудно обеспечить одинаковую избирательность на разных частотах диапазона. Наибольшее распространение схема прямого усиления получила при разработке приемников, работающих на фиксированных частотах. 17

Детекторному приемнику присущи недостатки приемника прямого усиления, а также большой уровень нелинейных искажений и низкая чувствительность. К основным достоинствам такого приемника можно отнести простоту схемы и возможность работы без источника питания (по мощным сигналам от близко расположенных передатчиков). Детекторный приемник целесообразно использовать в тех случаях, когда не требуются высокая избирательность и чувствительность. Супергетеродинный приемник позволяет реализовать высокую чувствительность и высокую избирательность, особенно по соседнему каналу. Основным недостатком супергетеродинного приемника является появление побочных каналов приема (канал прямого прохождения, зеркальный канал и т. д.). Супергетеродинный приемник отличают от приемника прямого усиления, как правило, большее потребление энергии от источника питания, сложность, высокая стоимость. При разработке структурной схемы надо сначала оценить возможность реализации указанных в ТЗ параметров простейшими приемниками, а затем при необходимости остановить выбор на схеме супергетеродинного приемника. Расчет структурной схемы предусматривает обоснованное определение: – числа поддиапазонов и их границ; – способа настройки на выбранную частоту; – промежуточной частоты (для супергетеродинного приемника); – ширины полосы пропускания; – типа и числа избирательных систем; – типа электронных приборов; – числа усилительных каскадов и т. д. Прежде чем начинать расчет, необходимо убедиться в достаточности исходных данных, приведенных в задании на проектирование. Как правило, необходимые для реализации параметры приемника приводятся в ГОСТ на соответствующую аппаратуру [26–33]. Руководитель проекта может указывать в задании на проектирование параметры, отличающиеся от стандартных по числовому значению. 18

В числе основных параметров, необходимых для выполнения расчетов, следует отметить следующие: – диапазон рабочих частот или частоты фиксированной настройки приемника; – классы излучения и параметры модуляции сигналов; – избирательность (односигнальная и многосигнальная); – чувствительность приемника; – уровень допустимых искажений (линейных и нелинейных); – динамический диапазон входных сигналов; – параметры ручных и автоматических регулировок; – типы и параметры антенн и их эквивалентов; – вид и параметры оконечных устройств; – электропитание.

Диапазон рабочих частот Весь спектр используемых в радиоэлектронике радиоволн, согласно рекомендации Международного консультативного комитета по радио (МККР), разбивается на двенадцать частотных диапазонов. Отношение верхней частоты диапазона частот к нижней частоте одинаково для всех диапазонов и равно 10. Границы частотных диапазонов кратны 3. Границы диапазонов, наименования диапазонов и области основного применения приведены в прил. 3. Ведется освоение оптического спектра частот (3 ⋅ 1012– 3 ⋅ 1016 Гц) для построения волоконно-оптических линий связи. Официальное разбиение этого спектра частот на диапазоны пока отсутствует. Из 12 частотных диапазонов, приведенных в прил. 3, для нужд радиосвязи, телевидения, радионавигации, радиолокации используются 8 (4–11 диапазоны). Каждый из диапазонов имеет свои особенности, которые необходимо знать при разработке радиоэлектронной аппаратуры. В нашей стране еще традиционно применяется в радиовещательной аппаратуре следующее деление частот на диапазоны: 19

– длинные волны (ДВ) – 150…408 кГц; – средние волны (СВ) – 525…1 605 кГц; – промежуточные волны (ПВ) – 1 605… 4 000 кГц; – короткие волны (КВ) – 4…30 МГц; – ультракороткие волны (УКВ) – 30…300 МГц. Диапазон рабочих частот радиоприемного устройства задается наименьшей fmin и наибольшей fmax частотами. Если предусматривается прерывистый диапазон частот, то указываются значения крайних частот каждого участка. Наряду с диапазонными существуют радиоприемные устройства, работающие на одной или нескольких фиксированных частотах. В этом случае указываются величины этих частот. Проектирование широкодиапазонного приемника начинается с выбора принципа деления полного диапазона частот на поддиапазоны и определения границ поддиапазонов. Выбор метода деления диапазона частот на поддиапазоны для приемника и определение количества поддиапазонов в значительной мере определяют электрические, конструктивные и эксплуатационные требования, предъявляемые к радиоприемному устройству. Приемники профессиональных радиостанций имеют, как правило, в своем составе синтезатор частоты. В этом случае настройка приемника осуществляется цифровым набором номера канала или рабочей частоты. Для радиовещательных приемников границы поддиапазонов определены ГОСТ 5651–89, причем диапазоны ДВ, СВ и УКВ на поддиапазоны, как правило, не делятся. Диапазон КВ-приемников 2-й группы сложности делится на 2–3 поддиапазона, называемых полурастянутыми. Их коэффициенты перекрытия лежат в пределах от 1,5 до 2,5. В приемниках 1-й группы сложности КВ-диапазон делится на 4–5 растянутых поддиапазонов с коэффициентом перекрытия 1,05–1,5. В телевизионных приемниках рабочими диапазонами являются определенные каналы связи.

20

Классы излучения и полосы спектров первичных сигналов Модуляцией называется процесс изменения одного или нескольких параметров радиочастотного колебания в соответствии с изменением параметров модулирующего сигнала. Несущее колебание с помощью модуляции образует радиочастотный сигнал. Модулирующий сигнал содержит в себе подлежащую передаче информацию. В системах связи в основном используются узкополосные сигналы (ширина спектра передаваемых частот не превышает 15–20% от значения несущей частоты). Математической моделью такого сигнала является гармонический сигнал:

S (t ) = A ⋅ cos(ω0t + ϕ0 ) , где А – амплитуда; (ω0t + ϕ0) = ϕ(t) – текущая фаза; ϕ0 – начальная фаза; ω0 = 2πf0 – круговая частота; f0 – несущая частота. Для осуществления модуляции возможно изменение амплитуды гармонического колебания, его частоты или фазы, а также комбинации этих параметров. Так, при однополосной модуляции одновременно изменяются амплитуда и фаза гармонического колебания. Радиосигналы, используемые в системах связи, должны обозначаться в соответствии с занимаемой ими полосой частот и их классификационной характеристикой (прил. 4). Ширина спектра принимаемого сигнала в значительной мере определяет необходимую полосу пропускания приемника. Расчет ширины спектра сигналов, широко используемых в системах связи, приведен ниже. Выбор активных элементов Выбор активных элементов и определение их малосигнальных параметров на рабочей частоте является важным этапом выполнения курсового проекта. В большинстве случаев предпочтителен выбор современных интегральных микросхем (ИМС). Но при выборе в качестве элементной базы ИМС 21

может создаться представление об отсутствии целесообразности выполнения электрических расчетов проектируемого устройства, так как схема включения ИМС и основные параметры радиоэлектронного устройства на ее основе определены разработчиком и содержатся в справочной литературе. Поскольку выполняемый курсовой проект является учебной работой, а не промышленной разработкой, рекомендуется следующее компромиссное решение. При выборе серии ИМС, которая наиболее полно, по вашему мнению, удовлетворяет требованиям технического задания на проектирование, находят по справочным источникам функциональные схемы микросхем, а также при возможности – их принципиальные схемы. Электрический расчет в этом случае выполняется для упрощенных схем функциональных узлов (усилителей, преобразователей, детектора и т. д.). При отсутствии в доступной литературе принципиальных электрических схем ИМС обосновывается предположение о схемотехническом решении конкретного функционального узла и выполняется электрический расчет предложенного каскада, сделанного на дискретных элементах, в том числе на транзисторах и диодах. При определении основных параметров транзистора на рабочей частоте его принято рассматривать как четырехполюсник, в котором связь между входными (I1, U1) и выходными (I2, U2) токами и напряжениями можно представить двумя нелинейными функциями. В качестве независимых переменных можно выбрать в них любые две величины из четырех. Для большого класса линейных электронных схем (к их числу относится большинство каскадов приемного устройства) токи и напряжения складываются из сравнительно больших постоянных составляющих, определяемых выбранным режимом работы транзистора, и малых переменных составляющих, изменяющихся, например, по закону сигнала, которые можно рассматривать как малые приращения. Переменные составляющие представляют в этих устройствах основной интерес. В пределах малых изменений напряжений и токов статические характеристики транзистора приблизительно являются 22

линейными. Поэтому и функциональные зависимости переменных составляющих также будут линейными. Параметры, связывающие в функциональных зависимостях приращения входных и выходных токов и напряжений, в этом случае называются малосигнальными. При расчете усилителей широкое применение получили следующие малосигнальные параметры усилительных элементов: h- и y-параметры. Не всегда удается в доступной справочной литературе отыскать именно те параметры, которые использованы в выбранной методике расчета радиоэлектронного устройства. Пересчет одной схемы включения транзистора в другую, а также систем параметров можно выполнить по приведенным в учебниках формулам. На средних и высоких частотах (понятия «низкая», «средняя» и «высокая» частота вводятся не как абсолютные величины, а оцениваются для каждого транзистора по сравнению с его частотными свойствами) необходимо учитывать реактивные элементы эквивалентной физической схемы. После вычисления параметров транзистора можно определить основные параметры каскада: Rвх – входное сопротивление; Rвых – выходное сопротивление; Ku – коэффициент передачи (усиления) по напряжению; KI – коэффициент передачи по току и т. д. Методики выполнения полного электрического расчета каскадов радиоприемных устройств приведены, например, в работах [4, 5, 16]. Результаты расчетов необходимо округлять до второй значащей цифры. Номинальные значения резисторов и конденсаторов следует выбирать по шкале Е24 (прил. 5).

2. ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ПРИЕМНОГО УСТРОЙСТВА

Исходными данными для расчета структурной и принципиальной схем приемника являются технические требования к параметрам и характеристикам приемника. Эти требования 23

обычно содержат основные показатели [1–11], которые приводятся ниже. Назначение приемника. Данный показатель в значительной степени определяет остальные технические показатели (чувствительность, избирательность, класс принимаемых излучений и т. д.). Поэтому на первом этапе работы над курсовым проектом, исходя из назначения приемника, следует прежде всего найти аналог выпускаемого в настоящее время промышленностью приемника, подробно ознакомиться с ним, а затем уже приступать к проектированию приемника, заданного в проекте. Диапазон рабочих частот. В технических требованиях указываются номинальные границы диапазона принимаемых частот, способ перестройки приемника в диапазоне (плавный, дискретный, плавно-дискретный), допустимое время перестройки с приема одного корреспондента на прием другого. В случае плавной перестройки диапазон рабочих частот задается областью от f 0 min до f 0 max , а при дискретной перестройке – непосредственно частотами f 01 , f 02 , f 03 , ..., f 0 N или разносом Δf Ф соседних фиксированных частот. Относительная ширина диапазона оценивается коэффициентом диапазона (перекрытия) K Д = f 0 max / f 0 min . При работе радиоприемника в составе автоматизированных систем связи оговаривается допустимое время перестройки с одной частоты на другую. Обычно оно составляет единицы и доли секунды. При этом предполагается, что к моменту поступления команды на перестройку окончились тепловые, механические и электрические нестационарные процессы. Длительность последних оговаривается отдельным параметром – временем подготовки приемника к работе. При проектировании приемника, предназначенного для работы в широком диапазоне частот, общий диапазон рабочих частот обычно разбивается на поддиапазоны с относительно малыми частотными интервалами в каждом поддиапазоне. В задании на курсовой проект для расчета задается один из поддиапазонов. 24

Чувствительность. Согласно техническим требованиям чувствительность приемника может задаваться наименьшими значениями электродвижущей силы EA (мкВ), мощности PA (Вт) или удельной мощности ν A = kТ 0 (Вт/Гц) в антенне. При данных значениях обеспечиваются заданные значения напряжения (или мощности) на выходе приемника или необходимое соотношение между уровнями сигнала и шума (при обусловленных параметрах модуляции). При задании чувствительности в единицах электродвижущей силы EA должны оговариваться: – ширина полосы пропускания (до и после детектора); – сопротивление эквивалента антенны; – нормальный уровень сигнала и необходимое соотношение сигнал/шум на выходе приемника; – вид работы; – частота и глубина модуляции (при АМ) или девиация частоты (при ЧМ). Норма чувствительности, указанная в задании, должна быть выдержана во всем диапазоне рабочих частот. В случае задания чувствительности в единицах мощности должны быть определены: – ширина полосы пропускания (до и после детектора); – нормальный уровень сигнала и необходимое превышение сигнала над уровнем шума на выходе приемника. Задание чувствительности в единицах удельной мощности ν A требует определения только нормального уровня сигнала на выходе и необходимого его превышения над уровнем шума. В этом состоит преимущество данного способа задания чувствительности. При этом легко сравнить приемники, которые предназначены для приема сигналов разных видов, имеющих различные полосы пропускания и разные сопротивления эквивалентов антенны. Избирательность. При проектировании радиоприемных устройств обязательно решается вопрос обеспечения частотной избирательности – способности приемника выделять и усиливать сигнал радиостанции, работающей на определен25

ной частоте, и подавлять все остальные сигналы и помехи, присутствующие на его входе. Техническими требованиями отдельно задаются односигнальная и многосигнальная избирательности. Односигнальная избирательность определяется: а) по соседнему каналу ( S CK ), при этом задаются: – градации полос пропускания Δf П (на определенных уровнях отсчета и допустимой неравномерности амплитудночастотной характеристики) до и после детектора; – метод изменения полосы (дискретный или плавный); – полосы мешания Δf М (на определенных уровнях отсчета) или коэффициенты прямоугольности для каждой из полос пропускания; б) по зеркальному каналу, при этом задавается относительное значение ослабления ЕАЗ / ЕАО чувствительности на частотах зеркальных каналов первого, второго и последующих преобразований частоты; в) по промежуточной частоте, при этом определяется относительное ослабление EАПЧ / ЕАО чувствительности для наиболее опасных для данного приемника каналов. Значения ослабления чувствительности по всем видам побочных каналов приема супергетеродина задаются в децибелах (разах) в предположении, что настройка приемника будет осуществляться на худшую для данного канала частоту диапазона. Следует иметь в виду, что параметры относительной избирательности определяют селективные свойства приемника в условиях, когда не сказываются нелинейные эффекты. Многосигнальная избирательность, определяемая двух- и трехсигнальным методами, задается следующими параметрами: а) по блокированию – допустимой полосой блокирования Δf бл (или относительной полосой блокирования Δf бл / f 0 ) при воздействии на приемник полезного сигнала нормального уровня EАС и немодулированной помехи с заданным уровнем ЕАП (1, 3 или 30 В), вызывающей на границах полосы блокирования уменьшение сигнала на заданное значение (обычно на 20%, что соответствует коэффициенту блокирования К бл = 0,2); 26

б) по перекрестной модуляции – допустимым уровнем Е АП модулированной помехи при одновременном воздействии на вход приемника полезного сигнала нормального уровня ЕАС и модулированной помехи Е АП , абсолютная Δf или относительная Δf / f расстройка которой задается. При этом коэффициент перекрестных искажений К П не превышает заданных норм (обычно для профессиональных приемников К П = 0,01 ); в) по взаимной модуляции – допустимым уровнем двух ( EАП1 / ЕАП 2 ) совместно воздействующих на приемник помех (на частотах, комбинационные компоненты которых при суммировании или вычитании соответствуют частотам сигнала f C , зеркального канала f ЗК или канала по промежуточной частоте f ПЧ ), создающих на выходе напряжение, которое в заданное число раз ниже напряжения полезного модулированного сигнала, действующего на частоте настройки приемника f С = f 0 ; г) по динамическому диапазону – допустимым уровнем двух помех Е АП 1 = Е АП 2 = Е АПдоп , воздействующих на вход приемника на частотах f 0 + F и f 0 + 2 F , при которых на выходе приемника устанавливается нормальное напряжение. Этот уровень относят к 1 мкВ. Динамический диапазон выражают в децибелах. При курсовом проектировании многосигнальная избирательность не задается. Студент сам решает вопрос о включении в курсовой проект расчетов параметров многосигнальной избирательности. Характеристики частных трактов и выходов. Для частных трактов приемника техническими требованиями в зависимости от вида модуляции и рода первичного сигнала задаются: а) вид оконечного устройства (телефон, громкоговоритель, телеграфный аппарат, линия и т. д.), номинальный уровень (по мощности или напряжению) на входе оконечного устройства, необходимое соотношение сигнал/шум, номинальное сопротивление входа оконечного устройства;

27

б) полоса пропускания и требования по неравномерности амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) в пределах полосы; в) фазово-частотная характеристика (ФЧХ). Эти характеристики формируются в зависимости от вида работы и класса приемника. При приеме на слух качество звучания с учетом воспроизводящего устройства обычно оценивается только АЧХ. Эта характеристика называется кривой верности воспроизведения. При приеме фототелеграфных сигналов нормируются не только АЧХ, но и ФЧХ. Частные тракты, предназначенные для приема телеграфных сигналов, иногда нормируются переходной характеристикой; г) нелинейные искажения – в виде коэффициента гармоник. Характеристики ручных и автоматических регулировок. В техническом задании обычно формируются требования к ручным и автоматическим регулировкам, обеспечивающим нормальный прием сигналов при изменении внешних условий и параметров приемника. Для различных видов регулировок задаются: а) ручная регулировка усиления (РРУ) – глубиной регулировки усиления во входном аттенюаторе, трактах до и после детектора. Глубина регулировки в трактах ВЧ и ПЧ количественно оценивается отношением сигналов в антенне при двух положениях регулятора максимального и минимального усиления, при которых обеспечивается нормальный прием. В современных приемниках это отношение достигает 60...80 дБ. Ручная регулировка в тракте НЧ должна обеспечить уменьшение напряжения на 30...40 дБ по сравнению с напряжением при максимальном усилении; б) автоматическая регулировка усиления (АРУ) – динамическим диапазоном регулирования, представляющим частное от деления изменений сигнала в антенне на допустимые изменения сигнала на выходе, при которых обеспечивается нормальный прием. В профессиональных приемниках эффективность АРУ составляет 60...100 дБ при изменении сигнала на выходе на 6 дБ; в) регулировка полосы пропускания – пределами изменения полосы, характером изменения полосы в заданных преде28

лах (плавным или дискретным), коэффициентом прямоугольности при самой узкой и самой широкой полосе; г) автоматическая подстройка частоты – полосой схватывания, полосой удержания, точностью и временем подстройки частоты; д) автоматическая перестройка приемника – максимальным и средним временем перестройки на одну из групп заранее заданных частот с помощью автоматической системы. Типы и параметры антенн и их эквивалентов. Профессиональные приемники могут быть рассчитаны для работы с несколькими типами антенн, одна из которых является основной. Техническими условиями задаются: а) типы антенн, на работу с которыми должен быть рассчитан приемник; б) характеристики антенн или их эквиваленты с подробным указанием параметров основной антенны и допустимого изменения основных параметров приемника при работе на другие типы антенн. Электропитание. В зависимости от назначения радиоприемник может иметь в качестве источника питания: а) сеть переменного тока 220/127 В, 50 Гц; б) автономный источник питания, когда используются аккумуляторные батареи или гальванические элементы; в) генератор с ручным приводом. Кроме вышеперечисленных электрических показателей, к приемникам предъявляются требования по электромагнитной совместимости, надежности, работоспособности, габаритам, массе и т. д. 3. ПРОЕКТИРОВАНИЕ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ ПРИЕМНИКА 3.1. Общие соображения

Исходными данными для проектирования общего радиотракта являются требования технического задания: по чувствительности, односигнальной избирательности по соседним и 29

побочным каналам, многосигнальной избирательности, степени равномерности основных параметров и характеристик в диапазоне рабочих частот приемника. Для выбора типа избирательных систем в преселекторе, в особенности способа его настройки, весьма важным является заданное время перестройки приемника. Вначале, учитывая необходимость обеспечения равномерности основных качественных показателей приемника при его перестройке по диапазону, производится разбивка диапазона рабочих частот приемника на поддиапазоны. Этим уточняется структура общего радиотракта по поддиапазонам. В последующем, исходя из принятой структуры приемника в целом и общих требований к нему, выбираются элементы, разграничивающие тракты сигнальной и промежуточной частот. Это дает возможность в качестве следующего шага распределить усиление и избирательность между отдельными трактами, а затем определить, вплоть до каскада, состав трактов сигнальной и промежуточной частот. 3.2. Расчет полосы пропускания общего радиотракта

В общем радиотракте приемника принимаемый сигнал подвергается предварительной обработке: отфильтровывается от помех, усиливается, преобразуется к оптимальной промежуточной частоте с целью обеспечения наилучших условий обработки в схеме детектора. Для повышения помехозащищенности приемника его характеристики должны быть в возможно большей степени согласованы с характеристиками спектра принимаемого сигнала. Полоса пропускания общего радиотракта определяется реальной шириной спектра принимаемого сигнала и запасом, зависящим от частотной точности радиолинии:

ΔFРТ = ΔFС + 2Δf РЛ ,

(3.1)

где ΔFC – реальная ширина спектра радиосигнала, который должен быть пропущен к входу детектора; Δf РЛ – расхожде30

ние между частотой принимаемой станции и частотой настройки приемника, т. е. частотная точность линии. Реальная ширина спектра зависит от рода первичного сигнала, вида модуляции сигнала и допустимых искажений. Если приемник предназначен для приема одного вида радиопередачи, то полоса пропускания и требования к характеристикам определяются однозначно. Однако если приемник предназначен для приема нескольких видов радиопередач, то в таких приемниках тракт радиосигнала является общим, а его параметры изменяются с целью обеспечения приемлемого качества приема каждого из видов радиопередач. В частности, в трактах промежуточных частот предусматривается дискретная или плавная регулировка полосы пропускания. Для определения реальной ширины спектра радиосигнала необходимо иметь данные о первичном электрическом сигнале и допустимых его искажениях. Полосы спектров первичных сигналов. Телефонные сигналы речи при передаче по каналу связи должны воспроизводиться на приемном конце таким образом, чтобы обеспечивался прием сигналов в спектре от f min до f max . В телефонных каналах граничные частоты лежат в пределах 350...3 000 Гц. Телеграфный сигнал, передаваемый однополярными или двухполярными импульсами постоянного тока, должен воспроизводиться с допустимым искажением формы. Наиболее широкий спектр телеграфного сигнала присущ периодической последовательности элементарных посылок и пауз. При этом частота манипуляции определяется по формуле Fман = 1 /( 2τ 0 ) = B / 2 ,

(3.2)

где τ0 – длительность элементарного импульса, с; В – скорость телеграфирования, Бод. Реальный спектр телеграфного сигнала, который необходимо передать по каналу, должен включать в зависимости от метода регистрации от 1 до 3…5 гармоник частоты манипуляции. Поэтому максимальная частота, которую должен пропустить канал связи, определяется из условия

Fmax = a /(2τ0 ) = aB / 2 , 31

(3.3)

где а = 3...5 при регистрировании сигналов методом укороченного контакта, а = 1 при регистрации интегральным способом. Фототелеграфный сигнал в зависимости от скорости передачи характеризуется следующими граничными модулирующими частотами: Fmin =

N 1 LM , Fmax = , 60 2 60d min

(3.4)

где N – скорость передачи, строки в мин; L – длина строки, мм; d min – размер наименьшей передаваемой детали, примерно равный ширине растр-элемента, мм. Реальная ширина спектра радиосигналов. Данный показатель, с учетом сказанного для первичных сигналов, определяется следующим образом: 1) при амплитудной манипуляции: ΔFС = 2 Fmax = 2a ⋅ Fман =

a = aB ; τ0

(3.5)

2) при амплитудной тональной манипуляции:

ΔFС = 2( F0 + Fmax ) = 2( F0 + Fман ) ,

(3.6)

где F0 = 800...1 000 Гц – частота тона; 3) при амплитудной модуляции:

ΔFС = 2Fmax ;

(3.7)

4) при однополосной модуляции с ослабленной или полной несущей:

ΔFС = Fmax ;

(3.8)

5) при однополосной модуляции с подавленной несущей:

ΔFС = Fmax − Fmin ;

(3.9)

6) при однополосной модуляции с передачей по двум независимым боковым полосам: 32

ΔFС = 2Fmax ;

(3.10)

7) при частотной манипуляции: Δ FС = 2 Fман

2S (β + β 2 ) , π

(3.11)

где S – заданное ослабление спектра на границах полосы (10...100); β = Δf m / Fmax – коэффициент модуляции; Δf m = Fd / 2 – девиация частоты, равная половине разноса Fd частот манипуляции; Fман – максимальная частота манипуляции; 8) при частотной модуляции:

Δ FС ≅ 2 Fmax (1 + β + β ) ,

(3.12)

где β = Δf m / Fmax – коэффициент модуляции; Δf m – девиация частоты. Запас на частотную неточность радиолинии. Запас по полосе пропускания с учетом расхождения частот в радиолинии берется различным – в зависимости от требований к степени автоматизации и устойчивости связи: 1. Для приема с поиском и подстройкой расхождение частот передатчика и приемника как в момент настройки, так и в последующем устраняется оператором вручную. Запас по полосе можно не брать, т. е.

ΔFРЛ = ΔFC .

(3.13)

Этот вид допустим только для простейших приемников. 2. В случае приема с поиском, но без подстройки первоначальный поиск и точная настройка приемника на частоту производятся оператором. Полоса пропускания радиотракта при этом должна быть расширена с учетом нестабильности радиолинии после первоначальной точной настройки, т. е.

ΔFРЛ = ΔFС + 2Δf н , 2 2 Δf н = Δf пдН + Δf прН ;

33

(3.14) (3.15)

где Δf пдН – нестабильность частоты передатчика; Δf прН – нестабильность частоты приемника. 3. При приеме без поиска и подстройки полоса пропускания должна иметь запас как на возможную неточность первоначальной установки частот настройки передатчика и приемника, так и на уходы в последующем за счет нестабильности: Δf РТ = Δf С + 2Δf РЛ ,

(3.16)

где Δf РЛ учитывает погрешности установки Δf у и нестабильности настройки Δf н частот передатчика и приемника и рассчитывается по формуле

Δf РЛ = Δf пд2 Σ + Δf пр2 Σ .

(3.17)

Эта величина может быть задана техническими требованиями или определена из допустимого асинхронизма радиолинии для данного вида передачи. Наиболее жесткими эти требования являются для однополосных и фазовоманипулированных передач. Запас по полосе на частотную неточность радиолинии может быть существенно уменьшен при использовании системы автоматической подстройки частоты: ΔFРТ = ΔFC +

2Δf РЛ , К АПЧ

(3.18)

где К АПЧ – коэффициент автоматической подстройки частоты. Коэффициент прямоугольности. Частотная избирательность радиотракта определяется не только полосой пропускания, но и прямоугольностью характеристики избирательности. Требование к прямоугольности зависит от заданного техническими требованиями уровня подавления S передач, осуществляемых в примыкающих к полосе пропускания участках диапазона. Чтобы помеха в соседнем канале практически не оказывала воздействия на принимаемый сигнал, амплитуда ближайшей составляющей спектра радиопередачи в

34

соседнем канале должна быть ослаблена избирательной системой приемника в заданные техническими условиями S раз. В зависимости от этих требований необходимый разнос соседних каналов должен составлять: 1 ΔFPT [K П (S ) + 1] , 2

(3.19)

K П (S ) ≤ 2Δf СК /( ΔFРТ ) − 1,

(3.20)

Δf СК ≥

откуда

где Δf СК – заданный разнос соседних каналов; ΔFPT – полоса пропускания радиотракта, рассчитанная приведенным выше способом. Рассчитанный по формуле (3.20) коэффициент прямоугольности избирательной системы радиотракта в значительной мере определяет выбор фильтров в тракте основной промежуточной частоты приемника. При невысоких требованиях к K П ( S ) тракт основной промежуточной частоты может быть реализован в виде простейших двухконтурных фильтров. В случае жестких требований к избирательности, чем и отличаются профессиональные приемники, в тракте основной промежуточной частоты устанавливается фильтр сосредоточенной избирательности (ФСИ), кварцевый, электромеханический фильтр и т. п. [3, 17].

3.3. Выбор числа преобразований частоты и номиналов промежуточных частот

Выбор числа преобразований частоты. Необходимость использования нескольких преобразований частоты определяется следующими основными принципами. Двойное или тройное преобразование частоты применяется как способ разрешения противоречия между требованиями подавления помехи по зеркальному каналу и высокой избирательности по соседнему каналу. Первое условие предполагает выбор возможно более высокой первой промежу35

точной частоты, второе – возможно более низкой второй промежуточной частоты. Зеркальная помеха первого преобразования f1З = f 0 ± 2 f1пч подавляется в тракте сигнальной частоты. Если на этапе расчета структурной схемы предположить, что в этом тракте используется nсч одиночных контуров с результирующими добротностями во входном устройстве QЭвх = QЭсч /(1 + а 2 ) , в каскадах усиления сигнальной частоты QЭсч = QЭ1усч = QЭ 2 усч = ..... = QЭNусч , то для расчета подавления зеркальной помехи можно исходить из соотношения

⎛4f ⎞ S1З ≅ 1 + QЭ2вх ⎜⎜ 1пч ⎟⎟ ⎝ f0 ⎠ откуда

f1пч ≥

2

2 ⎤ ⎡ ⎢ 1 + Q 2 ⎛⎜ 4 f1пч ⎞⎟ ⎥ Эсч ⎜ ⎟ ⎢ ⎝ f 0 ⎠ ⎥⎦ ⎣

f 0 max nсч +1 (1 + a 2 ) S1ЭТЗ 4QЭсч

.

nсч1

≥ S1ЭТЗ ,

(3.21)

При расчете f1пч по формуле (3.21) следует иметь в виду, что f 0 max – верхняя частота диапазона приемника; а – параметр рассогласования антенно-фидерной системы и входа приемника (при работе с настроенной антенной в режиме согласования а = 1, при связи с ненастроенной антенной при рассогласовании а ≤ 0,5); QЭсч = QK q – реально достижимая результирующая добротность контуров в тракте сигнальной частоты; S1ЭТЗ – требуемое техническим заданием подавление зеркального канала; nсч – число контуров в тракте сигнальной частоты, в том числе во входном устройстве. Значения QK могут быть взяты из табл. 3.1. На этапе расчета структурной схемы следует проверить возможности выполнения поставленных требований более простыми средствами, в частности выбором небольшого числа nсч перестраиваемых избирательных систем при относительно невысокой их добротности Qсч . Поэтому надо последовательно задаваться небольшим nсч = 2, 3, ... и брать 36

невысокие значения результирующей добротности QЭсч = 50, 70, ... Решение задачи по формуле (3.21) дает нижнюю границу первой промежуточной частоты при заданном числе контуров и их добротности в тракте сигнальной частоты. Таблица 3.1 Примерные значения добротностей контуров тракта СЧ Диапазон частот, МГц 0,1 и ниже 0,1–1,5 1,5–6,0 6,0–30 30 и выше

Начальная емкость CЭ min , пФ

Добротность QK

70–100 60–80 50–70 40–60 10–30

10–40 30–50 40–80 50–120 70–120

Если заранее предполагается использовать во входном устройстве или каскадах усиления сигнальной частоты двухконтурные или более сложные фильтры, то необходимо сначала построить их кривые избирательности, затем кривую избирательности всего тракта сигнальной частоты, а далее по ней определить, при какой расстройке Δf СК = ±2 f1пч будет обеспечено выполнение требования по подавлению S1З зеркального канала. Подавление соседних каналов приема осуществляется избирательными системами тракта основной промежуточной частоты. Так как расстройка соседнего канала Δf СК = 1 / 2ΔFPT [K П ( S ) + 1] , согласно формуле (3.19), и соизмерима с полосой пропускания приемника, то основной тракт должен обладать возможно более узкой полосой ΔFосн.ПЧ . Эта полоса более простым путем реализуется на достаточно низкой промежуточной частоте. Если в тракте используются обычные резонансные контуры LC, то достигаемая их добротность ограничена конструктивным значением QK , т. е. QЭ осн. ПЧ =

f осн.ПЧ ≤ QK , ΔFосн.ПЧ Ψ

37

откуда

f осн.ПЧ ≤ Δ F осн.ПЧ Q Э осн.ПЧ Ψ ,

(3.22)

где при предварительных расчетах ΔFосн.ПЧ = (1,1...1,2)ΔFPT добротность может быть найдена по табл. 3.2. Функция Ψ зависит от типа схемы и числа каскадов в тракте основной ПЧ. Ее значения лежат в пределах 0,5...1 для каскадов с двухконтурными фильтрами, с двойками и тройками расстроенных контуров. Таблица 3.2 Примерные значения добротностей контуров тракта ПЧ Диапазон ПЧ, кГц 100…200 200…400 400…600 1 000…5 000 5 000…20 000 20 000…60 000

Добротность 100…200 150…250 250…300 80…100 50…100 60…120

Если в приемнике предполагается иметь несколько полос пропускания, то расчет номинала основной ПЧ по формуле (3.22) производится для самой узкой полосы. Решение задачи дает верхнюю границу для выбора основной ПЧ при заданном числе и добротности контуров в одном тракте. Если в приемнике должны быть обеспечены очень узкие полосы пропускания (десятки или сотни Гц), более целесообразно в тракте основной ПЧ применить сложный кварцевый или электромеханический фильтр, чем прибегать к понижению промежуточной частоты. В этом случае выбор основной ПЧ диктуется возможностями изготовления соответствующего фильтра с заданной полосой пропускания и прямоугольностью при определенной средней частоте его настройки. Если результаты расчетов по формулам (3.21) и (3.22) не противоречат друг другу, то может быть использовано одно преобразование частоты. В противном случае в приемнике используется двойное или тройное преобразование частоты. Два или более преобразований частоты используются для того, чтобы удовлетворить противоречивым требованиям ос38

лабления влияния побочных комбинационных каналов приема и высокой избирательности по соседним каналам. Требование высокой избирательности по соседним каналам влечет за собой необходимость выбора оптимального значения основной промежуточной частоты в соответствии с соображениями, изложенными выше. Требование уменьшения влияния побочных комбинационных каналов может диктовать: а) выбор возможно более высокой первой ПЧ путем переноса спектра принимаемого сигнала выше максимальной рабочей частоты приемника ( f1ПЧ > f 0 max ). Такой перенос неизбежен при суммарном преобразовании частоты f1ПЧ = f1Г + f С и целесообразен при разностном преобразовании частоты вида f1ПЧ = f1Г − f C . С точки зрения ослабления влияния комбинационных каналов приема предпочтительнее выбирать первую промежуточную частоту f1ПЧ в 4…5 раз выше верхней частоты f 0 max диапазона приемника, т. е. f1ПЧ ≥ (4 ÷ 5) f 0 max .

(3.23)

Выбор такого высокого значения (120…150 МГц) может ограничиваться возможностями изготовления высококачественного фильтра с высокой частотой настройки и хорошей прямоугольностью. В этом случае приходится несколько снижать номинал f1ПЧ (до 40...50 МГц); б) выбор возможно более низкой первой ПЧ, в частности при переносе спектра принимаемого сигнала ниже минимальной рабочей частоты приемника ( f1ПЧ < f 0 min ). Такой перенос целесообразен при разностном преобразовании вида f ПЧ = f C − f1Г , т. е. при нижней настройке гетеродина ( f1Г < f C ). С точки зрения ослабления влияния комбинационных каналов приема предпочтителен выбор f ПЧ по крайней мере в 5…10 раз ниже f 0 min , т. е. f1ПЧ ≤ (0,1 ÷ 0,2) f 0 min . 39

(3.24)

Таким образом, для декаметрового диапазона f ПЧ следует выбирать в интервале частот 0,3…0,6 МГц. Выбор такого низкого значения может ограничиваться требованием достаточно высокого ослабления зеркальной помехи. С учетом этого приходится несколько повышать номинал f1ПЧ , ослабляя требования по комбинационным каналам приема. Вместе с тем значительное увеличение f1ПЧ , т. е. приближение ее к f 0 пч , нежелательно с точки зрения подавления побочного канала приема по промежуточной частоте. Следует проверить, удовлетворяется ли норма подавления S1ПЧ этого канала. При окончательном выборе номиналов промежуточных частот необходимо дополнительно учитывать следующие факторы: – номинальные значения промежуточной частоты должны находиться вне диапазона рабочих частот приемника и отстоять как можно дальше от его границ; – промежуточная частота должна выбираться возможно более высокой для лучшей фильтрации сигналов промежуточной частоты на выходе схемы детектора, для лучшего воспроизведения формы импульсов, меньшего влияния шумов гетеродина на чувствительность приемника; – промежуточная частота должна выбираться возможно более низкой для получения меньшей зависимости усиления полосы пропускания от разброса и изменения параметров транзисторов. По возможности следует выбирать стандартизованные значения основных промежуточных частот, в соответствии с которыми создаются типовые блоки и необходимая измерительная аппаратура. В настоящее время установлены стандартные значения промежуточных частот только для вещательных приемников: 110 и 465 кГц – для ДВ-, СВ-, КВдиапазонов и 10,7 МГц – для УКВ-диапазона. В профессиональных приемниках применяются следующие значения промежуточных частот: 85, 128, 215, 300, 465, 500, 915, 1 222 кГц; 12,8; 10,725; 37,8; 42,8 МГц. 40

3.4. Распределение избирательности и усиления

Основные качественные показатели приемника: чувствительность, односигнальная и многосигнальная избирательности –определяются в значительной мере правильностью распределения избирательности и усиления между трактами сигнальной, первой промежуточной, основной промежуточной и низкой частот. Распределение избирательности. При распределении избирательности следует исходить из заданных техническими условиями требований односигнальной избирательности по соседним каналам и побочным каналам первого и последующего преобразований частоты, а также требований многосигнальной избирательности. При этом надо иметь в виду функциональное назначение трактов с точки зрения всех видов избирательности, а именно: а) избирательность по соседним каналам реализуется в тракте основной промежуточной частоты, для чего в профессиональных приемниках в этом тракте ставятся сложные избирательные системы – фильтры сосредоточенной селекции, а также кварцевые, электромеханические или пьезокерамические фильтры, определяющие полосу пропускания основного радиотракта и его коэффициент прямоугольности, который обеспечивает подавление соседних каналов; б) избирательность по побочным каналам первого преобразования частоты обеспечивается избирательными системами тракта сигнальной частоты, стоящими до входа первого смесителя и в профессиональных приемниках обычно реализуемыми в виде перестраиваемых резонансных контуров; в) избирательность по побочным каналам второго преобразования частоты частично обеспечивается избирательными системами сигнального тракта, но в основном реализуется в тракте первой промежуточной частоты до входа второго смесителя, для чего в этот тракт ставится специальный фильтр первой промежуточной частоты; г) избирательность по побочным каналам последующих преобразований частоты, если они есть в приемнике, обеспе41

чивается всеми избирательными системами, стоящими до входа соответствующего смесителя; д) многосигнальная избирательность в значительной мере улучшается при установке сложных избирательных систем во входном устройстве, зависит от избирательности в последующих элементах и тем лучше, чем ближе включен фильтр основной селекции к входу. Фильтрующая характеристика избирательности тракта прохождения сигналов в предположении линейности всех элементов может быть определена как S общ ( Δ f ) = S СЧ ( Δ f ) S 1ПЧ ( Δ f )... S осн.ПЧ ( Δ f ) S НЧ ( Δ f ) , (3.25)

причем сомножители этого произведения представляют собой ослабления амплитуды колебаний данной частоты при прохождении через тракты сигнальной частоты, первой, основной, других промежуточных частот, а также низкой частоты. На рис. 3.1 графически представлен вариант формирования общей характеристики избирательности приемника. Для удобства все ослабления выражены в децибелах, при этом ординаты частных характеристик суммируются.

Рис. 3.1. Формирование общей характеристики избирательности приемника: а – тракта сигнальной частоты; б – тракта первой промежуточной частоты; в – тракта основной промежуточной частоты; г – тракта низкой частоты; д – приемника в целом

42

При ориентировочном расчете структурной схемы распределение избирательности производится следующим образом: 1. Полоса пропускания тракта основной частоты берется близкой к рассчитанной полосе общего радиотракта: ΔFосн.ПЧ = (1,1 ÷ 1,2)ΔFPT ,

(3.26)

где ΔFPT определяется по формуле (3.16). 2. Параметры избирательности тракта сигнальной частоты находятся исходя из требований ослабления побочных компонентов первого преобразования частоты. Учитывая, что в профессиональных приемниках в данном тракте обычно используются перестраиваемые резонансные контуры, то выполняются следующие расчеты: а) задаются реальной добротностью контуров в этом тракте (ее ориентировочные значения приведены в табл. 1); б) определяют ориентировочное число контуров в тракте, которое необходимо для обеспечения заданных требований ослабления побочных каналов первого преобразования S ПК : nСЧ ≥

lg S ПК ⎛ 2 Δf 1 ⎡ lg ⎢1 + QЭ2сч ⎜⎜ 2 ⎢⎣ ⎝ f0

⎞⎤ ⎟⎟⎥ ⎠⎥⎦

2

=

lg S ПК ⎡ ⎛ 2 Δf lg ⎢QЭсч ⎜⎜ ⎝ f0 ⎣⎢

⎞⎤ ⎟⎟⎥ ⎠⎦⎥

,

(3.27)

причем в первую очередь проверяется ослабление зеркального канала при заданном S ПК = S ЗК(ТЗ) и Δf = 2 f1ПЧ , а затем требование ослабления помехи по первой промежуточной частоте при S ПК = S1ПЧ(ТЗ) и Δf = f 0 − f1ПЧ . Эта проверка производится на наиболее опасной для данного канала частоте настройки f 0 . Из двух значений nСЧ берется большее; в) при выбранном числе контуров nСЧ рассчитывают полосу пропускания тракта на нижней f 0 min и верхней f 0 max границах диапазона: ΔFСЧ =

f0 QЭсч

43

nСЧ

2 −1 ,

(3.28)

а также коэффициенты прямоугольности на уровнях S (заданного подавления соседних и побочных каналов): Kп =

nСЧ

S 2 −1

nСЧ

2 −1

.

(3.29)

По полосе и коэффициенту прямоугольности строится характеристика избирательности тракта. Его полоса пропускания должна быть в 2…3 раза шире необходимой полосы общего радиотракта: ΔFСЧ ≅ ( 2 ÷ 3)ΔFPT .

(3.30)

Если одиночными контурами при практически реализуемой добротности и приемлемом числе контуров (не более 3–4) не удается получить заданного S ПК , следует использовать более сложные резонансные системы, имеющие более высокую прямоугольность — двухконтурные или другие фильтры. 3. Параметры избирательности тракта низкой частоты различны для каждого частного тракта в зависимости от класса принимаемых излучений и рода первичного сигнала: а) при слуховом приеме амплитудно-манипулированных радиосигналов полоса пропускания тракта НЧ определяется как

ΔFПЧ = ( F0 + Fmax ) − ( F0 − Fmax ) = 2 Fmax ,

(3.31)

где F0 – средняя частота настройки в тракте НЧ, соответствующая тону 800–1 200 Гц; Fmax – максимальная частота манипуляции; б) при слуховом приеме сигналов амплитудной тональной манипуляции полоса тракта находится как ΔFНЧ = ( F0 + Δf + Fmax ) − ( Fmin − Δf − Fmax ) = 2 Fmax + 2Δf , (3.32)

где F0 – частота тон-генератора; Δf – предполагаемый интервал изменения частоты тона; Fmax – максимальная частота манипуляции; в) при приеме телефонных амплитудно-модулированных или частотно-модулированных сигналов полоса пропускания 44

тракта НЧ определяется шириной спектра первичного телефонного сигнала:

ΔFНЧ = Fmax − Fmin ,

(3.33)

где Fmax и Fmin – максимальная и минимальная модулирующие частоты; г) при приеме телефонных однополосно-модулированных радиосигналов всех видов полоса пропускания тракта НЧ должна иметь небольшой запас на возможную неточность Δf восстановления местной несущей: ΔFНЧ = ( Fmax + Δf ) − ( Fmin − Δf ) = ( Fmax − Fmin ) + 2Δf . (3.34) Специфика построения трактов регистрирующего приема телеграфных сигналов и определения параметров отдельных трактов рассматривается ниже. Распределение усиления. Распределение усиления в приемнике определяется двумя противоречивыми условиями. С одной стороны, следует стремиться к увеличению усиления во входных цепях и первых каскадах приемника, так как чем больше коэффициент усиления по мощности первого и следующего за ним каскадов, тем меньше общий коэффициент шума приемника и лучше его чувствительность. С другой стороны, усиление во входных каскадах приемника с точки зрения многосигнальной избирательности должно быть небольшим, чтобы амплитуда сигнала (полезного и мешающего) не превышала диапазона линейности первого, второго и последующих каскадов усиления сигнальной частоты, первого и последующих преобразователей до фильтра основной селекции, относительно слабо защищенной перестраиваемыми по диапазону избирательности системами. В процессе проектирования приходится принимать компромиссные решения. Проблема реализации высокой чувствительности в современных профессиональных приемниках при использовании полевых транзисторов обычно не вызывает серьезных трудностей. Намного сложнее решить задачу обеспечения многосигнальной избирательности. Поэтому необходимо возможно 45

больше ограничить усиление в первых каскадах приемника, чтобы сигнал на частоте настройки или помеха при заданной расстройке имели на входах каскадов уровни, не превышающие допустимые по линейности. При ориентировочном расчете структурной схемы приемника вначале производят распределение усиления между основными трактами: сигнальной, первой, второй, основной и других промежуточных частот; низкой частоты с учетом допустимых уровней на элементах, разграничивающих эти тракты. 1. Усиление в тракте сигнальной частоты должно быть ограничено и в зависимости от уровня сигнала в антенне так регулироваться, чтобы выходной сигнал не превышал допустимого значения на входе первого преобразования частоты:

EA max K СЧ max = EAmax K атт. max K вх K УСЧ max ⎫ ⎬ ≤ U вх.пр.доп , EA max K СЧ min = EA max K атт.min K вх K УСЧ min ⎭

(3.35)

где K атт – коэффициент ослабления аттенюатора (1; 0,1; 0,01 и т. д.); K вх – коэффициент передачи входного устройства; К УСЧ min , K УСЧ max – минимальное и максимальное усиления в каскадах усиления сигнальной частоты; U вх.пр.доп – допустимое напряжение на входе преобразователя частоты, которое определяется так: S пр (3.36) при блокировании: U вх.пр.доп = 4 К бп '' ; S пр

при перекрестной модуляции: U вх.пр.доп = 2 К пер при взаимной модуляции второго порядка: S пр U вх.пр.доп = 2 К1вз '' . S пр

S пр S пр''

; (3.37)

(3.38)

Обычно К бп = 0,2; К пер = 0,01; К1вз = 1 . Из неравенств (3.35) следует, что коэффициент усиления в тракте сигнальной частоты имеет следующий вид: 46

K СЧ max ≤

U вх.пр.доп ЕА

,

(3.39)

причем EА – наихудшее значение чувствительности, указанное в техническом задании. 2. Усиление в тракте первой промежуточной частоты также должно ограничиваться и быть таким, чтобы напряжение на входе второго преобразователя частоты не превышало допустимых значений: U вх.1пр.min K1ПЧ max ⎫⎪ ⎬ ≤ U вх.2пр.доп , U вх.1пр.max K1ПЧ max ⎪⎭

(3.40)

где U вх.2пр.доп берется из формулы (3.36). Из формулы (3.40) может быть определено допустимое значение необходимого усиления в тракте первой промежуточной частоты:

К1ПЧ max ≤

U вх.2 пр.доп U вх.1пр.доп

.

(3.41)

Практически К1ПЧ не превышает 10…20. 3. Усиление в тракте основной промежуточной частоты должно дополнять усиление в предшествующих трактах сигнальной и первой промежуточной частоты до уровня U м.вх.дет , необходимого для детектирования радиосигналов в наилучших условиях:

2 ⋅ EA min K РТ max = 2 ⋅ EA min K СЧ max K1ПЧ max ... K осн.ПЧ max ⎫⎪ ⎬= 2 ⋅ EA max K РТ min = 2 ⋅ EA max K СЧ min K1ПЧ min ... K осн.ПЧ min ⎪⎭ = U м.вх.дет , (3.42) где U м.вх.дет может быть определено из табл. 3.3. Из формулы (3.42) следует, что в радиотракте в целом должно быть обеспечено усиление, определяемое по формуле 47

K РТ max ≅

U м.вх.дет

2 ⋅ ЕА min

,

(3.43)

а значение усиления в тракте основной промежуточной частоты вычисляется так: K осн.ПЧ =

К РТ max КЗ , K СЧ К1ПЧ

(3.44)

где К З = (10 ÷ 20) – запас усиления в тракте, необходимый для компенсации возможного уменьшения усиления при старении и смене электронных приборов, изменении режимов питания и внешних условий. Таблица 3.3 Значения напряжений на входе детекторов и их коэффициентов передачи Тип детектора Диодный полупроводниковый Кольцевой Дифференциальный Дробный Балансный

Напряжение на входе, В

K dД

0,5…1,0 0,02…0,05 2…4 0,05…0,1 0,05…0,1

0,6…0,8 0,4…0,6 – – 0,5

4. Усиление в тракте низкой частоты рассчитывается отдельно для каждого частного тракта. Если оконечное устройство управляется напряжением, значение которого U м.вх.ОК задается техническими условиями, то необходимое усиление в каждом частном тракте низкой частоты вычисляется по формуле К УНЧ =

U м.вх.ОК КЗ . U м.вых.дет

48

(3.45)

3.5. Определение состава тракта сигнальной частоты

Тракт сигнальной частоты приемника определяет его основные качественные показатели, такие как чувствительность, одно- и многосигнальная избирательность. Требования по этим параметрам являются исходными при определении состава и основных параметров элементов тракта. Задачами проектирования структурной схемы тракта сигнальной частоты являются: 1) выбор элементной базы в трактах УСЧ; 2) ориентировочный выбор параметров контуров; 3) предварительный выбор вида и степени связи входных контуров с антенной и первым каскадом приемника; 4) определение структуры тракта из условий обеспечения, заданных техническими условиями: чувствительности, однои многосигнальной избирательности. Структура тракта по требованиям чувствительности. Техническим заданием на проектирование чувствительность собственно радиоприемника может быть задана: – в единицах удельной мощности ( кT0 или Вт/Гц); – в единицах мощности (Вт); – в единицах ЭДС (мкВ). Необходимое для нормальной работы оконечного устройства отношение сигнал/шум на выходе приемника характеризуется следующими коэффициентами: – по мощности: γ = ( Рс Рш ) вых ; – по напряжению: β = γ = (U с U ш ) вых . Обычно необходимое значение γ или β определяется техническим заданием. Если этого не сделано, можно задаться значениями γ или β, приведенными в табл. 3.4. Коэффициент ξ характеризует зависимость отношения мощностей ( Рс Рш ) вых на выходе детектора от отношения ( Рс Рш ) вх на его входе. Эта функция выражается различным образом для сигналов с разными видами модуляции.

49

Таблица 3.4 Необходимое превышение сигнала над шумом на выходе приемника Коэффициент превышения по мощности по напряжению

Вид сигнала и способ регистрации Радиотелефонная связь: с АМ с ЧМ с ОМ Радиотелеграфная связь: при приеме на слух при буквопечатающем приеме

9…100 4…16 4…9

3…10 2…4 2…3

0,5…4 9…100

0,7…2 3…10

При приеме сигналов амплитудной модуляции с коэффициентом модуляции mАМ и линейном детектировании принимаемого сигнала коэффициент превышения определяется как ξ=

1 1 ΔFPT . 2 ΔFНЧ 2 mАМ

(3.46)

Если полосы пропускания радиотракта и тракта низкой частоты согласованы со спектром принимаемого сигнала, то ΔFPT = 2ΔFНЧ . Тогда 1 , 2 mАМ 1 ξ= . mАМ

ξ= т. е.

3.47)

При приеме телефонных сигналов берется среднее значение коэффициента модуляции mАМ = 0,3 . В случае слухового приема телеграфных амплитудно-манипулированных сигналов коэффициент модуляции mАМ = 1 . При приеме сигналов частотной модуляции с коэффициентом модуляции β коэффициент превышения определяется по формуле 50

ξ= ξ=

или

1 , 3β 2 1 3 ⋅β

.

(3.48)

При приеме телефонных сигналов коэффициент частотной модуляции β = Δf СР /Fmax = 0,3Δf m / Fmax , а при приеме телеграфных сигналов β = Δf m / Fmax = 1 / 2 Fd / Fmax , где Fmax – максимальная частота модуляции для телефонного сигнала; Fd – частотный сдвиг; Δf m – девиация частоты. При приеме сигналов однополосной модуляции ξ = 1.

(3.49)

Эффективная шумовая полоса приемника ΔFэф.общ несколько отличается от общей полосы пропускания приемника. Она может быть приблизительно определена как ΔFэф.общ = (1,05 ÷ 1,1)ΔFобщ .

(3.50)

Для определения чувствительности приемника в любых заданных Т3 единицах необходимо иметь данные о коэффициенте шума приемника в худшей по чувствительности точке диапазона. В общем виде коэффициент шума приемника выражается формулой КШ =

1 К Рвх

⎛ К − 1 К Ш3 − 1 ⎞ ⎜⎜ К Ш1 + Ш 2 ⎟, + К Р1 К Р1 К Р 2 ⎟⎠ ⎝

(3.51)

где К Ш1 , К Ш 2 , К Ш 3 и т. д. – коэффициенты шума первого, второго и последующего каскадов; К Рвх , К Р1 , К Р 2 и т. д. – коэффициенты передачи по мощности входного устройства, первого, второго и последующих каскадов. Из формулы (3.51) видно, что для расчета Кш надо знать значения коэффициентов шума К Ш1 , К Ш 2 и т. д., а также коэффициентов усиления по мощности ( К Рвх , К Р1 , К Р 2 и т. д.)

51

хотя бы первых каскадов. На этапе расчета структурной схемы, учитывая относительную сложность расчета, полагают, что чувствительность приемника в основном определяется шумами первого каскада, и принимают следующее условие: К Ш1 +

К Ш 2 − 1 К Ш3 − 1 + + ... = (1,1 ÷ 1,2) К Ш1 . К Р1 К Р1 К Р 2

(3.52)

Тогда

КШ =

1 (1,1 ÷ 1,2) К Ш1 , К Рвх

(3.53)

где К Ш1 – коэффициент шума усилительного прибора первого каскада приемника. Чаще в справочной литературе задается не непосредственно коэффициент шума К Ш1 , а шумовые параметры усилительного прибора РШ , GШ , t вх и др. Тогда предварительно следует подсчитать совместный коэффициент шума К Ш1 входного устройства и усилительного прибора. С учетом этого общий коэффициент шума приемника

К Ш = (1,1 ÷ 1,2) К Ш1 .

(3.54)

Для расчета совместного коэффициента шума одноконтурного входного устройства и первого каскада ниже приводятся соответствующие формулы: а) для каскада на полевом транзисторе:

К Ш1 = 1 +

G0' GВХ GC'' + G0' + Gвх R + + ; Ш G0'' GC'' GC''

(3.55)

б) для каскада на биполярном транзисторе:

К Ш1 = 1 + +

[

G0' rБ' (GC'' + G0' ) 2 GШ 1 + rБ' (GC'' + G0' ) + + GC'' GC'' GC''

2 (GC'' + G0' + Gвх ) 2 rБ' BBX (1 + GШ rБ' ) R . + Ш GC'' GC''

52

]

2

+ (3.56)

В этих формулах GC'' = r12 / r22GC , G0' = G0 / r22 , Gвх – соответственно проводимости антенны как источника сигнала, контура и входа первого каскада, пересчитанные ко входу усилительного прибора; Rш , Gш – шумовые параметры усилительных приборов, находимые в справочниках; сопротивление rБ' – распределенное сопротивление базы биполярного транзистора; для биполярного транзистора можно принять Gвх ≅ G11 , Bвх ≅ ωG11 . Структура тракта по требованиям односигнальной избирательности. Техническим заданием устанавливаются требования ослабления побочных каналов приема первого преобразования частоты: ослабление помех по первому зеркальному каналу и по первой промежуточной частоте. Общее ослабление помехи на частоте любого побочного канала f пк в тракте сигнальной частоты определяется ослаблением в избирательных системах входного устройства и в каскадах усиления сигнальной частоты. Структура тракта по требованиям многосигнальной избирательности. Одной из самых важных задач тракта сигнальной частоты является ослабление нелинейных эффектов в приемнике при одновременном воздействии на его вход сигнала и относительно сильной помехи. Эта задача решается путем выбора электронных приборов с хорошими по линейности параметрами, ослаблением помехи до входа каждого электронного прибора избирательными системами тракта и входным аттенюатором, а также ограничением усиления в каскадах тракта сигнальной частоты. Техническим заданием может задаваться уровень помехи в антенне EАП , а также ее абсолютная Δf п или относительная Δf п f 0 расстройка от рабочей частоты приемника, при которых коэффициенты блокирования K бл перекрестной К пер.общ или взаимной К вз.общ модуляции не должны превышать заданных норм. Иногда требования на блокирование или перекрестную модуляцию даются соответственно полосой блокирования или перекрестной модуляции, определяемой при 53

заданном превышении ЕАП ЕАС помехи над сигналом при обусловленном значении К бл.общ и К пер.общ . Требования на взаимную модуляцию часто задаются динамическим диапазоном DВЗ = 20 lg( ЕАП ЕАШ ) , при котором при действии двух помех одинакового уровня ЕАП1 = ЕАП2 коэффициент взаимной модуляции К ВЗ = 1 , а нижняя граница ЕАШ определяется уровнем собственных шумов (или считается равной 1 мкВ). Данными также должны являться допустимые уровни линейных элементов – коэффициенты К бл.общ , К пер.общ , К вз.общ для приемников в целом. Исходя из этого задача расчета состоит в том, чтобы: а) определить допустимые значения коэффициентов К вз1 , К бл1 , К пер1 на каждый каскад; б) определить допустимый уровень помех U п.вх на входе каждого каскада при присущих ему нелинейных параметрах и избранном режиме; в) найти или задаться параметрами избирательных систем, стоящих до входа этого каскада и обеспечивающих необходимое ослабление помехи. Степень влияния усилительного элемента на многосигнальную избирательность зависит не только от нелинейных свойств данного прибора, но и от его местоположения относительно входа. Влияние нелинейности усилительных элементов первых каскадов, стоящих до фильтра основной селекции, часто является определяющим. Эти каскады, особенно входные, слабо защищены от помех относительно широкополосными системами, стоящими до их входов. Нелинейность каскадов, стоящих после фильтра основной селекции, оказывает значительно меньшее влияние на процессы нелинейного взаимодействия. Вследствие этого можно в первом приближении при расчете структурной схемы учитывать нелинейные эффекты только в каскадах тракта сигнальной частоты и в первом преобразователе. Это дает возможность распределить нормы на нелинейные эффекты при ограниченном числе каскадов, например: n = nсч + 1 , где nсч – число каскадов усилителя сигнальной частоты. Если одна и та же 54

степень блокирования, перекрестной или взаимной модуляции достигается в каскадах одновременно, то допустимые значения для каждого каскада определяются следующим образом: ⎫ К бл1 = 1 + К бл.общ − 1, ⎪ ⎪ ⎪ К пер1 = n 1 + К пер.общ − 1,⎬ ⎪ 1 + К вз.общ − 1. ⎪ К вз1 = ⎪⎭ n n

(3.57)

Затем при избранном электронном приборе, т. е. при известных его нелинейных параметрах, может быть определено допустимое значение напряжения на входе этого прибора по формулам (3.36–3.38). Фактическое значение напряжения помехи на входе усилительного элемента первого каскада определяется как произведение заданного напряжения помехи ЕАП в антенне на коэффициент передачи входного устройства на частоте помехи, т. е. U НП1 = EАП

К вх0 , S вх ( f n )

(3.58)

где K вх 0 – коэффициент передачи входного устройства на резонансной частоте. При ориентировочных расчетах можно полагать, что для одноконтурных входных устройств К вх0 (1) = 4 ÷ 6 , а для двухконтурных устройств К вх0 (2) = 2 ÷ 3; S вх ( f П ) – ослабление помехи во входном устройстве при заданной абсолютной Δf П или относительной Δf П / f 0 расстройке. Относительная расстройка δ рассчитывается по формуле δ=

⎛ Δf f 0 + Δf П f0 − = ⎜⎜1 + П f0 f 0 + Δf П ⎝ f0

55

⎞ 1 ⎟⎟ − ⎠ ⎛⎜1 + Δf П ⎜ f0 ⎝

⎞ ⎟⎟ ⎠

,

(3.59)

а добротность QЭ берется из табл. 1. Тогда для одноконтурной входной цепи S вх ( f П ) = 1 + (δQЭ ) 2 ;

для двухконтурной входной цепи 1 S вх ( f П ) = (δQЭ ) 4 + 2(δQЭ ) 2 (1 − η2 ) + (1 + η2 ) 2 . 2 1+ η

(3.60)

(3.61)

Если рассчитанное по формуле (3.61) фактическое напряжение помехи на входе первого каскада при применении одноконтурного входного устройства меньше допустимого, то требование выполнено. Если же окажется, что фактическое напряжение помехи больше допустимого, следует поставить двухконтурное входное устройство и повторить расчет. Напряжение помехи на входе усилительного элемента второго каскада рассчитывается по формуле U НП 2 = U НП1

K10 К вх 0 K10 = Eап , S1 ( f П ) S вх ( f П ) S1 ( f П )

(3.62)

где K10 – коэффициент усиления первого каскада; S1 ( f П ) – ослабление помехи избирательной системой первого каскада. Рассчитанное фактическое значение помехи U НП2 не должно превышать допустимого, определенного при выбранных параметрах нелинейности усилительного элемента этого каскада. Если при использовании одноконтурной нагрузки ослабление S1 ( f Н ) недостаточно, следует в нагрузке первого каскада использовать двухконтурный фильтр или уменьшить усиление K10 этого каскада в пределах, допустимых уменьшением чувствительности. Напряжение помехи на входе любого n-го усилительного прибора определяется так:

U НПn = ЕАП

K ( n −1) 0 К вх0 K10 . ... S вх ( f П ) S1 ( f П ) S n −1 ( f П )

(3.63)

Это напряжение не должно превышать допустимого, оп56

ределенного по формулам (3.61), для чего соответственно следует уменьшать коэффициенты усиления и увеличивать ослабление в предшествующих каскадах. 3.6. Определение состава тракта промежуточной частоты

Тракт промежуточной частоты в зависимости от числа преобразований частоты подразделяется на тракты первой, второй, третьей и последующих промежуточных частот, последний из которых обычно является трактом основной промежуточной частоты. В современных приемниках используется не более двух-трех преобразований частоты. Каждый из трактов состоит из преобразователя частоты и каскадов усиления соответствующей промежуточной частоты. При нескольких преобразованиях частоты на тракты первых промежуточных частот возлагаются, кроме основных функций, задачи подавления побочных компонентов последующего преобразования частоты. На тракт основной промежуточной частоты возлагаются две основные задачи: обеспечить основное усиление радиосигнала до детектора и основную избирательность приемника по соседним каналам приема. Исходными данными для расчета тракта основной промежуточной частоты являются: номинал основной ПЧ – f ПЧ ; коэффициент усиления тракта К ПЧ ; полоса пропускания тракта ΔFПЧ ; необходимый коэффициент прямоугольности К п или ослабление по соседнему каналу S ск , а также дополнительные условия по равномерности амплитудно-частотной или линейности фазочастотной характеристик в пределах полосы. Задачами расчета структурной схемы тракта являются: 1) выбор типа усилительных элементов в каскадах УПЧ и схем их включения; 2) выбор типа схемы усилителя и числа каскадов; 3) выбор основных параметров избирательных систем и степени связи избирательной системы с усилительными 57

приборами; 4) расчет числа каскадов в тракте и необходимых параметров одиночного каскада. Основные соображения по выбору типа усилительных элементов и типа схемы усилителя и основных параметров избирательных систем приведены в работах [1, 2, 4, 6]. Здесь же остановимся на расчете числа каскадов и параметрах одиночного каскада. Так как в подавляющем большинстве случаев тракт основной ПЧ проектируется по комбинированной схеме, когда необходимая избирательность обеспечивается одним или двумя ФСС (или кварцевыми фильтрами), а заданное усиление определяется последующими каскадами, представляющими собой широкополосные одноконтурные или резисторные каскады, расчет ведется следующим образом: 1) ФСС должны иметь полосу пропускания и коэффициент прямоугольности, определяющие избирательные свойства тракта в целом, т. е. ΔFФСС = ΔFПЧ ; К пФСС = К пПЧ ;

(3.64)

2) характеристика избирательности тракта должна в основном определяться каскадами, имеющими в нагрузке ФСС; полоса пропускания всех последующих каскадов должна быть в 2…3 раза шире полосы ФСС:

ΔF ≥ (2 ÷ 3)ΔFПЧ ;

(3.65)

3) усиление каскадов, стоящих за каскадами ФСС, должно определятся по формуле

К = К ПЧ К ФСС ,

(3.66)

причем для каждого ФСС предварительно можно положить К ФСС = 0,01 ÷ 0,02 . Если вслед за ФСС ставятся каскады на резисторах, требования к ФСС формируются, как и для рассмотренного выше случая, по соотношениям формулы (3.64). Амплитудночастотная характеристика этих каскадов в пределах 58

f ПЧ ± (1 ÷ 1,5) ΔFПЧ должна быть по возможности равномерной. Необходимое усиление этих каскадов определяется по формуле (3.66), а число каскадов – по формуле n = lg K / lg K1 ,

(3.67)

где K1 – возможное усиление одного каскада с резистивной нагрузкой. 3.7. Определение состава частных трактов

Тракты приема сигналов АМ и ЧМ. При приеме телефонных сигналов с амплитудной и частотной модуляциями структура частных трактов идентична (рис. 3.2). Техническим заданием задаются виды оконечных устройств, телефоны (одна или две пары), громкоговоритель и линия (при необходимости относить на расстояние оконечные аппараты). Задаются также значения нормальной мощности или нормального напряжения на входе оконечного устройства и его входного сопротивления. Если заданы нормальные напряжения на входе оконечных устройств и их входные сопротивления, то суммарная мощность, которую будут потреблять оконечные аппараты, подключенные к выходу приемника одновременно, определяется по формуле PH =

U H2 1 U H2 2 U H2 3 + + . RТЛФ RГ RЛ

(3.68)

Рис. 3.2. Структурные схемы частных трактов приема сигналов: а – с амплитудной модуляцией А3А;

59

б – с частотной модуляцией F3

Желателен такой выбор нагрузок, чтобы при всех вариантах их включения сопротивление нагрузки для выходного каскада менялось несущественно. При приеме амплитудно-модулированных сигналов нормальный режим соответствует среднему значению коэффициента модуляции mср = 0,3 . Оконечный каскад приемника должен обеспечивать усиление без искажения сигнала не только со средним, но и с максимально допустимым коэффициентом модуляции mmax = 0,9 ÷ 1,0 . В случае частотномодулированных сигналов нормальный режим соответствует работе со средним отклонением частоты 0,3Δf m , а максимальный – девиации частоты Δf m . Таким образом, максимальная мощность, потребляемая нагрузкой, вычисляется по формуле

Pmax

⎛m ≅ ⎜ max ⎜ ⎝ mср

⎞ ⎛ ⎟ Рн = ⎜ Δf м ⎜ 0,3Δf ⎟ м ⎝ ⎠

2

⎞ ⎟⎟ Pн ≈ 10 Pн . ⎠

(3.69)

Помня, что оконечные каскады современных приемников строятся как по трансформаторной, так и по бестрансформаторной схемам, в случае использования трансформатора необходимо учитывать его КПД. Тогда

Pвых =

Рmax 10 Рн = . η тр η тр

(3.70)

В справочниках по транзисторам или интегральным схемам приводятся зависимости отдаваемой мощности от значения сигнала на входе при соответствующем коэффициенте гармоник. Используя эти данные, можно определить амплитуду напряжения раскачки на входе оконечного каскада U max вх.ОК . Определив напряжение раскачки U max вх.ОК , необходимое для получения нужной выходной мощности Рвых , вычисляют амплитуду входного напряжения каскада при нормальном 60

коэффициенте модуляции: U м.вх.ОК = 0,3 U max вх.ОК .

(3.71)

Далее определяется необходимое усиление от выхода детектора до входа оконечного каскада: К УНЧ =

U м.вх.ОК КЗ , U м.вых.ОК

(3.72)

где К З – запас усиления, учитывающий уменьшение усиления в каскадах из-за старения электронных приборов ( К З = 2 ÷ 3 ). Амплитуды напряжения на выходе амплитудного и частотного детекторов могут быть определены из табл. 3 с учетом коэффициента передачи детектора К д . По известным значениям необходимого усиления К УНЧ и полосе пропускания тракта ΔFУНЧ выбирают элементную базу для каскадов предварительного усиления и схему этих каскадов, а также определяют их количество. Число каскадов в предварительном усилителе определяется как lg K УНЧ , (3.73) lg K1 где K1 – коэффициент усиления одного каскада. Тракты приема сигналов амплитудной телеграфии. Прием на судах амплитудно-манипулированных радиосигналов А1А возможен методами гетеродинного детектирования дополнительного преобразования частоты и тональной модуляции в приемнике (рис. 3.3). При приеме методом гетеродинного детектирования (рис. 3, а) к обычному амплитудному детектору подводятся два колебания: напряжение радиосигнала с амплитудной модуляцией от общего радиотракта и напряжение от специального телеграфного гетеродина, частота которого должна отличаться от промежуточной на частоту тона Е = 800–1 200 Гц, т. е. N УНЧ =

61

f ТЛГ = f ПЧ ± F . Колебания двух близких частот f ПЧ и f ТЛГ образуют биения, огибающая которых изменяется с разностной частотой F. После детектора в предварительном УНЧ ставится фильтр с узкой полосой ΔFУНЧ , выбираемой в соответствии с формулой (3.31), причем средняя частота настройки фильтра должна соответствовать оптимальной частоте тона F (обычно 1 000 Гц). Чтобы огибающая биений изменялась по синусоидальному закону, амплитуда напряжения от телеграфного гетеродина U мг должна в несколько раз превышать напряжение промежуточной частоты U мПЧ (обычно в 2…3 раза).

Рис. 3.3. Структурные схемы частных трактов приема амплитудно-манипулированных сигналов (А1А) методами: а – гетеродинного детектирования; б – дополнительного преобразования частоты; в – тональной манипуляции на приемном конце

Амплитуда напряжения телеграфного гетеродина (ТЛГ), 62

подводимая к детектору, составляет 1,0…1,5 В при использовании полупроводниковых диодных детекторов. Напряжение на выходе детектора, учитывая, что при приеме сигналов АТ коэффициент mAM = 1 , определяется по формуле

U м.вых.дет = К дU мПЧ ,

(3.73)

т. е. больше, чем в среднем при приеме телефонных сигналов. Это является одной из причин более высокой чувствительности приема сигналов А1А. К достоинствам данного метода относятся его простота, возможность сужения полосы до 200…300 Гц в трактах ПЧ и НЧ, регулировки тона изменением частоты ТЛГ-гетеродина. К недостаткам можно отнести сравнительно большие искажения тона за счет нелинейных явлений при биениях. При приеме методом дополнительного преобразования (рис. 3, б) устанавливается отдельный преобразователь частоты (смеситель и гетеродин). На вход смесителя подаются колебания частоты 1ПЧ от общего радиотракта и частоты телеграфного гетеродина f ТЛГ = f ПЧ ± F , различающиеся на частоту тона Е = 800–1 200 Гц. Напряжение разностной частоты после преобразователя подводится к УНЧ, состоящему из каскадов предварительного усиления, полосового фильтра со средней частотой F0 = F = 1 000 Гц и оконечного каскада. Напряжение на выходе преобразователя вычисляется по формуле

U м.вых.пр = К пчU mПЧ = S ПР RHU мПЧ ,

(3.74)

где S ПР ≅ 0,25 ; S – крутизна преобразования. Этот метод обладает всеми преимуществами метода гетеродинного детектирования, но отличается чистотой тона, меньшими его искажениями. К недостаткам можно отнести усложнение схемы за счет введения отдельного преобразования частоты. В случае приема методом тональной модуляции в одном из каскадов УПЧ (рис. 3.3, в) приемник должен иметь тональный генератор звуковой частоты F = 800 ÷ 1 200 Гц, колебания которого используются дл модуляции принятого сигнала 63

А1А тоном F. Полоса пропускания вслед за этим каскадом должна быть относительно широкой и составлять не менее 1 600…2 400 Гц. В последующем образовавшиеся тональномодулированные сигналы детектируются в обычном детекторе и усиливаются в тракте НЧ, аналогичном по составу такому же тракту при приеме телефонных сигналов. Полоса может быть изменена до пределов, указанных в формуле (3.32). Главным достоинством способа является независимость тона от нестабильности частоты радиолинии. Поэтому он используется при работе на линиях с низкой стабильностью. Помехоустойчивость приема невысока. Прием тонально-модулированных сигналов осуществляется в таком же тракте приема, как и в тракте приема телефонных сигналов. Полоса пропускания ПЧ определяется условием (3.64), а в тракте НЧ – формулой (3.32). Недостатком является невысокая помехоустойчивость как следствие широких полос до и после детектора. Тракт приема сигналов однополосной модуляции (R3E, J3E). Структурная схема тракта приема однополосномодулированных сигналов с ослабленной (RЗЕ) и полностью подавленной (JЗЕ) несущей приведена на рис. 3.4. Обычно предусматриваются: – режим приема сигналов с пилот-сигналом (ПС), для чего в приемнике имеется тракт выделения и усиления пилотсигнала; – режим приема с местной несущей (МН), получаемой от местного опорного кварцевого генератора с высокой стабильностью. Высококачественный прием телефонных сигналов обеспечивается при восстановлении несущей, подаваемой к демодулятору однополосно-модулированных сигналов, с погрешностью не более 20…30 Гц. При приеме без несущей (JЗЕ) восстановленная несущая поступает к демодулятору от единого для приемника опорного генератора, стабилизированного кварцем (ОКГ). В этом режиме указанные выше высокие требования к точности восстановления несущей должны удовлетворяться 64

за счет высокой стабильности всей радиолинии – передатчика и приемника, так как их работа протекает автономно. Это возможно, если в диапазоне декаметровых волн относительная нестабильность частот передатчика и настройки приемника составляет не менее 10–7.

Рис. 3.4. Структурная схема тракта приема однополосно-модулированных сигналов (R3E, J3E)

При приеме с пилот-сигналом (RЗЕ) наряду с однополосным сигналом на вход приемника поступает ослабленная несущая. В приемнике по частоте пилот-сигнала подстраивается генератор местной несущей (ГМН) с помощью системы автоподстройки, включающей фазовый детектор (ФД) и управляющее устройство (УУ). Уходы частоты передатчика и точность системы автоподстройки в приемнике должны обеспечивать требования, предъявляемые к точности восстановления несущей. Для снижения действия помех следует сужать полосу фильтра пилот-сигнала (ФПС). Рассмотрим последовательность расчета основных элементов структурной схемы приемника однополосных сигналов. 1. Расчет избирательности трактов боковых полос Относительное расположение верхней боковой (ВБ), нижней боковой (НБ) и пилот-сигнала (ПС), а также характеристик соответствующих фильтров (ФВБ, ФНБ, ФПС) приведены на рис. 3.5. Полосы пропускания фильтров боковых полос определя65

ются шириной спектра однополосной передачи ΔFс и запасом на частотную точность радиолинии 2Δf рл , т. е.: ΔFп = ΔFпНБ = ΔFпВБ = Δf с + 2Δf рл = ( Fmax − Fmin ) + 2Δf рл . (3.76)

Граничные частоты фильтров выделения боковых: для ФВБ:

f ВБ min = f ПЧ + Fmin − Δf рл ; f ВБ max = f ПЧ + Fmax + Δf рл ; для ФНБ:

f НБ max = f ПЧ + Fmax + Δf рл ; f НБ min = f ПЧ − Fmin − Δf рл . По нормам взаимной помехозащищенности для уменьшения переходных искажений составляющие соседней боковой должны быть ослаблены на величину S м ≥ 60 дБ (рис. 3.5). Полоса мешания при этом вычисляется по формуле ΔFм ( S ) = ΔFп + 2ΔFФ ,

(3.77)

где ΔFФ = 2 Fmin − 2Δf рл – полоса расфильтровки.

Рис. 3.5. Взаимное расположение характеристик избирательности фильтра, выделение боковых полос и пилот-сигнала

Коэффициент прямоугольности на уровне S м определяется как 66

ΔFм ( S )

ΔFп + 2ΔFФ 2ΔFФ =1+ , (3.78) ΔFп ΔFп ΔFп т. е. он должен быть тем лучше, чем меньше ΔFФ по сравнению с полосой ΔFп . По полосе пропускания ΔFп и коэффициенту пря-

K п(S ) =

=

моугольности К п может быть подобран или рассчитан фильтр. 2. Расчет избирательности тракта выделения пилотсигнала Полоса пропускания должна быть возможно более узкой для устранения вредного влияния внешних помех, а также влияния составляющих боковых полос на систему восстановления местной несущей. Обычно полоса пропускания ФПС составляет 40…60 Гц. Полоса мешания фильтра определяется крайними составляющими спектра боковых полос (ВП) f НБ max и f ВБ min , подавление которых должно также составлять не менее 60 дБ:

Fм ( S ) = 2 Fmin − 2Δf рл .

(3.79)

Тогда параметры фильтра находятся по формуле

K п(S ) =

ΔFм ( S ) ΔFп

(3.80)

.

3. Усиление в трактах ВП и ПС Усиление в общем радиотракте К ОРТ и дополнительных каскадах УПЧ в тракте БП с учетом потерь в фильтрах σ ФБП должно обеспечивать нормальную работу демодулятора ОМС. Этот демодулятор строится по кольцевой схеме, на его вход подается сигнал 20…40 мВ, амплитуда подводимой к нему местной несущей берется не меньше 1…2 В, коэффициент передачи схемы К д = 0,5 . Таким образом, К ОРТ σ ФБП К УНЧ =

U m.вх.дет 2 ⋅ EА

КЗ ,

(3.81)

где σ ФБП = 0,1 ÷ 0,2 , а К УНЧ должно дополнять усиление до 67

необходимого на входе демодулятора; EA – номинальное значение чувствительности; К З – коэффициент запаса (10…20). После демодулятора ставится обычный тракт низкой частоты. Так как на выходе демодулятора ОМС напряжение обычно составляет 10…20 мВ, усиление в тракте НЧ однополосных приемников должно быть большим. Усиление в тракте пилот-сигнала должно обеспечивать нормальный уровень напряжения на входе фазового детектора. Этот детектор собирается по балансной или кольцевой схемам, на входы которых подается напряжение 50…00 мВ. Тогда

К ОРТ σ ФБП К УНЧ =

U m.вх.Ф.дет 2 ⋅ EА

КЗ .

(3.81)

Тракт приема сигналов ЧТ (F1B). Структурная схема тракта показана на рис. 3.6.

Рис. 3.6. Структурные схемы тракта при приеме сигналов: а – частотной телеграфии; б – двойной частотной телеграфии

68

Особенностью схемы является построение тракта по принципу ШОУ: широкая полоса – ограничитель – узкая полоса – ограничитель, что обеспечивает необходимую помехоустойчивость при буквопечатающей радиосвязи. К основным элементам тракта относятся следующие. 1. Широкополосный тракт, включающий в себя все каскады общего радиотракта; выполняет как обычные функции, так и функцию повышения помехозащищенности при воздействии импульсных помех. Требования к полосе пропускания этого тракта противоречивы. С точки зрения воздействия импульсных помех полоса пропускания тракта должна быть возможно более широкой, так как при этом не увеличивается длительность импульсной помехи при прохождении через тракт. Тем самым уменьшается в дальнейшем интервал поражения полезного сигнала помехой. Однако с точки зрения помехозащищенности при воздействии сосредоточенных и флуктуационных помех полоса пропускания тракта должна быть согласована со спектром сигнала. Компромиссное решение устанавливает соотношение полос широкополосного и узкополосного трактов: первая должна быть по крайней мере в 3…4 раза шире второй. 2. Ограничитель № 1 предназначен для борьбы с импульсными помехами. Он обеспечивает уменьшение амплитуды импульсной помехи до уровня полезного сигнала. Амплитуды сигнала и помехи на выходе ограничителя определяются порогом ограничения. Кроме того, данный ограничитель выравнивает уровни сигнала на частотах нажатия и отжатия. Следует учитывать, что в ограничителе как в нелинейном элементе возникают нелинейные взаимодействия сигнала и сосредоточенной помехи, которые при большом уровне помехи приводят к блокированию полезного сигнала и ухудшению соотношения сигнал/помеха. Таким образом, ограничитель № 1 при действии сосредоточенной помехи играет отрицательную роль. Порог этого ограничителя не должен быть излишне низким. 3. Узкополосный тракт системы ШОУ состоит из проходного фильтра и дополнительного усилителя. В проходном 69

фильтре при воздействии импульсной помехи кратковременные и ограниченные в ограничителе № 1 импульсы помехи растягиваются и их амплитуды становятся меньше амплитуды большего по длительности сигнала, дорастающего до установившегося значения. Кроме того, сосредоточенные помехи, лежащие вне полосы фильтра, подавляются и не допускаются к входу ограничителя № 2. Исходя из этого полоса пропускания проходного фильтра должна быть возможно более узкой, определяющейся только спектром сигнала и разносом частот нажатия и отжатия. Скаты фильтра должны быть возможно более крутыми. Обычно в качестве проходного фильтра берется кварцевый фильтр. Дополнительный усилитель создает запас усиления после ограничителя № 1. 4. Ограничитель № 2 предназначен для создания постоянного выходного уровня сигналов, усиленных в предыдущем усилителе. Благодаря этому уровень сигнала на выходе ограничителя № 2 не зависит от сильной сосредоточенной помехи на входе усилителя № 1, а уровень сигнала будет постоянным. Кроме того, амплитуды посылок «нажатия» и «отжатия» будут одинаковыми. 5. Разделительные фильтры служат для преобразования сигналов, манипулированных по частоте, в сигналы, манипулированные по амплитуде. Их полоса пропускания должна быть, с одной стороны, по возможности более узкой, определяемой только требованиями к воспроизведению формы импульсов на выходе с запасом на нестабильность, а с другой – настолько широкой, чтобы возникающие вследствие нестационарных процессов временные преобладания не превысили допустимых норм. Схема формирования и усиления телеграфных посылок, обычно собираемая на триггерах, обеспечивает необходимую форму и амплитуду выходных импульсов для нормальной работы телеграфного аппарата. На основании сказанного можно произвести расчет полос пропускания и усиления тракта. Полоса пропускания разделительных фильтров может быть определена как 70

ΔFраз = ΔFс + Δf рл ,

(3.83)

где ΔFраз = a / τ 0 ; Δf рл – запас на частотную точность радиолинии. Следует проверить, чтобы переменные временные преобладания не превосходили допустимых норм (Δτ τ) доп = 0,1 ÷ 0,15 . Это возможно при выполнении условий ΔFраз ≥

0,4 ⋅ В , (Δτ τ) доп

(3.84)

где В – скорость телеграфирования, Бод. Но это значение полосы ΔFраз не должно быть больше частного разноса Fd частот манипуляции: ΔFраз ≤ Fd .

(3.85)

Если условие (3.85) не выполняется, следует перейти к частотному детектору с взаимно расстроенными контурами малой добротности. Полоса пропускания полосовых фильтров определяется по формуле ΔFУНЧ = Fd +

2ΔFраз 2

,

(3.86)

где Fd – частотный разнос; ΔFраз – полоса пропускания разделительного фильтра. Усиление в широкополосном тракте до ограничителя № 1 находится по заданной чувствительности EA в режиме ЧТ и пороге ограничителя: K ШПТ =

(2 ÷ 3)U 01 2 ⋅ EA

KЗ ,

(3.87)

где U 01 ≅ 0,1 ÷ 0,2 B , K З = 10 ÷ 20 . Коэффициент усиления узкополосного тракта до ограни71

чителя № 2 с учетом запаса 2b усиления в дополнительном усилителе находится так: (2 ÷ 3)U 02 2b , (3.87) U 0 вых1 где U 02 ≅ 0,2 ÷ 0,4 B , U 0 вых1 = К 01U 01 , коэффициент b = (U п U с )вх.огр.№1 = 100 ÷ 200 , К 01 = (4 ÷ 5) – коэффициент К УПТ =

усиления ограничителя № 1. Коэффициент усиления дополнительного усилителя вычисляется по формуле К доп.ус = К УПТ К Ф ,

(3.89)

где К Ф = (0,1 ÷ 0,3) – коэффициент передачи проходного фильтра.

4. ПРОЕКТИРОВАНИЕ ИЗБИРАТЕЛЬНЫХ СИСТЕМ ТРАКТА СИГНАЛЬНОЙ ЧАСТОТЫ

4.1. Вводные замечания

Одним из основных видов избирательности, реализуемых в радиоприемном устройстве, является частотная избирательность. Для целей частотной избирательности в тракте сигнальной частоты используются одно- и многоконтурные резонансные системы, настраиваемые на среднюю частоту спектра принимаемого модулированного сигнала. В тракте сигнальной частоты и гетеродина резонансные системы, как правило, перестраиваются. Резонансные системы тракта сигнальной частоты часто усложняются дополнительными элементами, обеспечивающими заданный закон перестройки частоты, пределы перестройки и необходимое сопряжение настроек этих резонансных систем с настройкой контура гетеродина. Конкретное назначение каждой резонансной системы существенно влияет 72

на ее схему и конструкцию. Основные параметры приемника (чувствительность, одно- и многосигнальная избирательность) зависят от схемы и параметров резонансных систем в тракте сигнальной частоты. Рассмотрим методику расчета дискретной перестройки в пределах диапазона. Расчет элементов систем при плавной механической настройке рассмотрен в работах [4–6], а при электронных способах настройки – в работе [5]. 4.2. Выбор элементов при дискретной перестройке контура

В приемниках с дискретной перестройкой используются магазины емкостей или индуктивностей вместо переменного конденсатора или переменной индуктивности (или то и другое вместе). Возможные варианты схем переключений показаны на рис. 4.1. Резонансная частота перестраиваемого контура зависит от положения ключей в магазинах и является некоторой функцией числа i, определяемого количеством замкнутых или разомкнутых ключей в схеме коммутации. Система ключей, используемых для переключений, может строиться по десятичному, двоичному или по любому другому коду. В простых схемах переключений, когда коммутируются только емкости или индуктивности, зависимость частоты f 0 настройки от числа i обычно имеет сложный характер. В комбинированных схемах коммутации, когда одновременно переключаются как емкости, так и индуктивности, в некоторых случаях можно получить прямочастотную зависимость изменения частоты f 0 от числа i. Управление схемой переключений осуществляется с помощью ключей, выполненных на герконах. Показанные на рис. 4.1 схемы дискретно перестраиваемых контуров разбиты на четыре типа. В схемах 1-го типа используется параллельное соединение конденсаторов (тип 1, а) и последовательное соединение катушек (тип 1, б) в магази73

нах емкостей и индуктивностей. При схемах 2-го типа катушки соединены параллельно (тип 2, а), а конденсаторы – последовательно (тип 2, б). В комбинированных схемах 3-го и 4-го типов одновременно коммутируются как катушки, так и конденсаторы. В начальном положении ключей, показанных на рис. 8, резонансная частота f 0 определяется начальными значениями емкости C0 и индуктивности L0 , т. е. f0 =

1 2π L0 C0

.

(4.1)

В схемах 1-го типа конденсаторы в магазине емкостей подключаются параллельно, а катушки в магазине индуктивностей соединены последовательно. Поэтому при размыкании ключей в схеме 1, а и замыкании контактов в схеме 1, б емкость или индуктивность контура уменьшаются, т. е. резонансные частоты могут быть выражены в виде ⎫ ,⎪ 2π L0 (C0 − iΔC min ) ⎪ ⎬ 1 f 0i = ,⎪ 2π ( L0 − iΔLmin )C0 ⎪⎭ 1

f 0i =

(4.2)

где I – некоторое число, определяемое положением ключей в схеме коммутации; ΔC min и ΔLmin – наименьший скачок соответственно емкости и индуктивности. Относительное изменение частоты перестройки, называемое настроечной характеристикой контура, можно записать так: f 0i = f0 f 0i = f0

1 1− i

ΔCmin C0 1

1− i

ΔLmin L0

⎫ ,⎪ 1 − ik 'C ⎪ ⎪⎪ ⎬ 1 = ,⎪ 1 − ik ' L ⎪ ⎪ ⎭⎪

74

=

1

(4.3)

где k 'C = ΔCmin / C0 ; k ' L = ΔLmin L0 – коэффициенты, характеризующие дискретность перестройки. В схемах 2-го типа (рис. 4.1) катушки соединяются параллельно, а конденсаторы – последовательно. Вследствие этого при замыкании ключей в схеме 2, а и размыкании в схеме 2, б уменьшаются индуктивность и емкость контура. Резонансные частоты для указанных схем могут быть выражены в следующем виде:

⎫ ,⎪ ⎛1 ⎞ ⎪ L0 ⎜ ΔLmax ⎟ ⎪ i ⎝ ⎠ C0 ⎪ 2π 1 L0 + ΔLmax ⎪ i ⎪ ⎬ 1 f 0i = ,⎪ ⎛1 ⎞ ⎪ C0 ⎜ ΔC max ⎟ ⎪ i ⎠ ⎪ 2π L0 ⎝ ⎪ 1 C0 + ΔCmax ⎪ i ⎭

f 0i =

1

(4.4)

где ΔLmax , ΔCmax – изменяемая часть соответственно индуктивности и емкости контура.

75

Рис. 4.1. Схемы контуров при дискретной перестройке частоты с паралельным (а) и последовательным (б) соединением конденсаторов

Тогда вид настроечной характеристики представляется зависимостями ⎫ 1 ⎪ f 0i ΔL = 1 + i max = 1 + ik L'' , ⎪ 1 ⎪ f0 ⎪ L0 ⎪ ⎬ 1 ⎪ ⎪ ΔC max f 0i = 1+ i = 1 + ikC'' ,⎪ 1 f0 ⎪ ⎪⎭ C0

(4.5)

⎛ 1 ⎞ ⎛ 1 ⎞ ⎜ ⎜ ⎟ ⎟ ⎝ ΔL ⎠ max ⎝ ΔC ⎠ max '' '' , kC = – коэффициенты дискретногде k L = 1 1 L0 C0

76

сти перестройки. В комбинированных схемах коммутации 3-го и 4-го типов одновременно коммутируются как индуктивность, так и емкость. Дискретность перестройки в емкостной и индуктивной ветвях обычно берется одинаковой, т. е. k c = kl = k . Тогда результирующая настроечная характеристика представляется произведением настроечных характеристик, полученных при раздельном рассмотрении коммутации ветвей контура. Наибольший интерес представляет схема типа 4, б, сочетающая схемы 2, а и 2, б, так как она обладает прямочастотной настроечной характеристикой вида f 0i = 1 + ik L'' 1 + ik C'' = 1 + ik . f0

(4.6)

Положительным свойством колебательного контура с комбинированной дискретной настройкой является равномерность добротности и коэффициента передачи в широком диапазоне частот. Однако характеристики дискретно перестраиваемых контуров определяются как параметрами подключенных конденсаторов и катушек, так и качественными показателями переключателей и паразитными емкостями катушек и монтажа. Для коммутации высокочастотных цепей в схемах перестройки приемников и маломощных передатчиков промышленностью разработаны герконы и реле на их основе, позволяющие осуществить время перестройки контура с дискретными емкостями или индуктивностями, измеряемое 0,01…0,1 секунды. 4.3. Дискретная перестройка в пределах поддиапазона

Дискретная перестройка в пределах поддиапазона в профессиональных приемниках обычно производится следующим образом. Частота настройки преселектора изменяется большими скачками, а частота гетеродина – малыми. При этом частота 77

сигнала f C , оставаясь в пределах полосы пропускания преселектора, может отличаться от частоты его настройки f 0 . Полоса пропускания преселектора ΔF обычно является значительно более широкой, чем скачки изменения частоты гетеродина. Прием сигналов осуществляется на дискретных частотах, обусловленных скачками изменения частоты гетеродина, пока спектр принимаемого сигнала находится в полосе пропускания преселектора, т. е. при выполнении следующих условий: f C − f 0 ≤ 1 2 ΔF и f C − f Г = f ПЧ ном . В рассматриваемом случае контуры преселектора, перестраиваясь крупными скачками, содержат не более 6–8 коммутируемых ветвей, а прием сигналов на большом числе дискретных частот достигается использованием сетки гетеродинирующих частот дискретного синтезатора. Для дискретной перестройки контуров преселектора используется, как правило, магазин емкостей. В контуре такой магазин емкостей заменяет обычный конденсатор переменной емкости, вследствие чего он получил название дискретного конденсатора переменной емкости (ДКПЕ). При использовании ДКПЕ расчет необходимых начальной и конечной емкостей собственно ДКПЕ, т. е. Cmin и Cmax , и результирующих емкостей контура CЭ min и CЭ max производится так же, как и при расчете контура с плавной перестройкой. Расчет дискретной перестройки преселектора в пределах поддиапазона, осуществляемой ДКПЕ, включает в себя: 1) определение допустимой относительной расстройки частоты сигнала относительно средней частоты настройки преселектора; 2) расчет числа и номинальных значений дискретных частот в диапазоне; 3) определение номинальных значений емкости контура на дискретных частотах; 4) расчет ДКПЕ; 5) расчет и построение настроечной характеристики. Расчет допустимой относительной расстройки. Допус78

тимая относительная расстройка β доп = f C − f 0 f 0 определяется из условий допустимого ухудшения основных качественных показателей приемника (чувствительность, одно- и многосигнальная избирательность) при расстройке частоты сигнала относительно средней частоты настройки f 0 преселектора. 1. Допустимая расстройка из условий ухудшения чувствительности находится в предположении, что коэффициент шума приемника К ш при расстройке уменьшается по сравнению с коэффициентом шума К ш 0 на частоте настройки преселектора на некоторую величину ΔК ш / К ш 0 = (К ш − К ш0 ) / К ш 0 и при этом удовлетворяются заданные требования по чувствительности. Для преселектора, содержащего n одиночных контуров, допустимая относительная расстройка находится из условия β доп

1 ≤ 2QЭ

2

n

⎛ ЕА ⎞ 1 ⎟⎟ − 1 = ⎜⎜ 2QЭ ⎝ ЕА 0 ⎠

n

Кш −1 . К ш0

(4.7)

Если преселектор содержит n двухконтурных фильтров с критической связью между контурами (η = 1) , то допустимая расстройка определяется так: β доп

2 ≤ 2QЭ

2

4 n

⎛ EA ⎞ 2 ⎟⎟ − 1 = ⎜⎜ 2QЭ ⎝ EA 0 ⎠

4 n

Кш −1 . Кш0

(4.8)

В формулах (4.7) и (4.8) величина QЭ – предполагаемая результирующая добротность контуров преселектора; ЕА , ЕА 0 и К ш , К ш0 – ЭДС в антенне и коэффициент шума, характеризующие чувствительность приемника при расстройке и на частоте настройки преселектора соответственно; К ш К ш 0 – допустимая неравномерность коэффициента шума в пределах расстройки, задаваемая в границах 0,8–1,0. Последнее означает ослабление чувствительности на границе полосы пропускания в

79

единицах EA EA 0 в 2 раз и в единицах К ш К ш0 – в 2 раза. 2. Допустимая расстройка из условия ухудшения односигнальной избирательности по зеркальному каналу определяется в предположении, что характеристика избирательности преселектора, смещаясь в сторону зеркального канала, не вызовет уменьшения подавления зеркального канала ниже требуемого значения S ЗК_ТЗ , заданного техническим заданием. При одноконтурной входной цепи и УСЧ с одиночными контурами допустимая расстройка вычисляется по формуле

f ПЧ − A1 f0 1 ; A1 = ≤ ± A1 + 1 2QЭ 2

β доп

nСЧ +1

(1 + а )S 2

ЗК_ТЗ

.

(4.9)

В случае двухконтурной входной цепи и УСЧ с одиночными контурами допускается расстройка f ПЧ f0 (1 + a 2 )(1 + η2 ) S 1 ≤ . (4.10) ; A2 = nСЧ + 2 ЗК_ТЗ 2 2 ± A2 + 1 1− a η 2QЭ 2

β доп

Расчет по этим формулам производится в наихудших точках каждого поддиапазона, где отношение f ПЧ f 0 минимально. В формулах (4.9) и (4.10) QЭ и nСЧ – добротность и число каскадов УСЧ, a – параметр рассогласования, η – параметр связи между контурами. 3. Допустимая расстройка из условия ухудшения двухсигнальной избирательности находится в предположении, что уменьшение подавления помехи вследствие смещения настройки преселектора не приведет к увеличению ее уровня на входе первого каскада приемника и значение искажений (по перекрестной модуляции и блокированию) не превысит норм, определенных техническим заданием. При одноконтурной цепи допустимая расстройка определяется по формуле

80

β доп

Δf ТЗ − B1 f0 ≤ , B1 = 1 + B1

EАП_ТЗ К вх0 2QЭ 2 К пер

S S ''

.

(4.11)

Для двухконтурной входной цепи допустимая расстройка вычисляется так:

β доп

Δf ТЗ − B2 EАП_ТЗ К вх0 (1 + a 2 )(1 + η2 ) f0 . ≤ ; B2 = 1 + B2 S 2 2 2 4QЭ (1 − а η ) 2 К пер '' S

(4.12)

В формулах (4.11) и (4.12) ЕАП_ТЗ , Δf ТЗ – заданные техническим заданием уровень и расстройка помехи относительно сигнала; К ПЕР – допустимый для приемника коэффициент перекрестной модуляции. Из рассчитанных трех значений допустимых относительных расстроек выбирается наименьшее. Разбивка поддиапазона на f 0 = f min , f1 , f 2 , ..., f i , f N = f 0 max может быть произведена следующими способами: а) равных частотных интервалов (Δf = const ) ; б) равных относительных расстроек (β доп = const ) . В первом случае частотные интервалы между дискретными частотами определяются выражением Δf1 = Δf 2 = Δf 3 = ... = Δf N −1 = Δf N = Δf = 2β доп f 0 ;

(4.13)

номинальные значения дискретных частот рассчитываются по формулам f1 = (1 + 2β доп ) f 0 , f 2 = (1 + 4β доп ) f 0 , ⎫ ⎬ f 3 = (1 + 6β доп ) f 0 , f N = (1 + Nβ доп ) f 0 ,⎭

(4.14)

а число частот в поддиапазоне находится из соответствий

81

N=

Δf пд f N − f 0 ( f N f 0 ) − 1 К пд − 1 , = = = 2β доп Δf 2β доп f 0 2β доп

(4.15)

где Δf пд , К пд – интервал частот и коэффициент перекрытия поддиапазона; Δf – интервал частот между дискретными частотами; N – число частот в поддиапазоне (N = 1, 2, 3, ...). При этом способе разбивки обычно получается относительно большое число дискретных частот и, следовательно, требуется большое число коммутируемых элементов в контурах преселектора. В случае разбивки на дискретные частоты по способу равных относительных расстроек интервалы между частотами расширяются по мере роста частоты и могут быть определены как Δf1 = 2β доп f 0 ; Δf 2 = 2β доп (1 + 2β доп ) f 0 ;

Δf 3 = 2β доп (1 + 2β доп ) f 0 ; ...; Δf N = (1 + 2β доп )

N −1

2

⎫⎪ ⎬ f 0 .⎪⎭

(4.16)

Номинальные дискретные частоты рассчитываются по формулам f1 = (1 + 2β доп ) f 0 ; f 2 = (1 + 2β доп ) f 0 ; 2

f 3 = (1 + 2β доп ) f 0 ; ...; f N = (1 + 2β доп )

N

3

а число частот в поддиапазоне – по формулам f lg N lg K доп f0 N= = . lg(1 + 2β доп ) lg(1 + 2β доп )

⎫⎪ ⎬ f 0 ,⎪⎭

(4.17)

(4.18)

Общее число дискретных частот при рассматриваемом способе разбивки сокращается. При этом уменьшается число коммутируемых элементов в контурах преселектора. Определение номинальных значений емкости контура на дискретных частотах. Если в контуре преселектора используется дискретный конденсатор, начальная и конечная емкости которого C min и C max , а элементы схемы контура при отключенном дискретном конденсаторе имеют начальную емкость Cпост , то коэффициент перекрытия поддиапазона оп82

ределяется так: К пд =

С max + Спост СЭ max . = C min + Cпост CЭ min

(4.19)

Начальная емкость C min дискретного конденсатора зависит от паразитных емкостей ветвей в схеме коммутации и емкости монтажа. Значение Cmin лежит в пределах 20…30 пФ. Конечная емкость определяется соотношением C max = К пд2 СЭ min − Cпост = К пд2 (Сmin + Cпост ) − Спост ,

(4.20)

а максимальная результирующая емкость контура по формуле CЭ max = К пд2 СЭ min = CЭ min ( f N f 0 ) , 2

(4.21)

где f 0 = f min , f N = f 0 max – граничные частоты поддиапазона. На дискретных частотах в пределах поддиапазона результирующие емкости выбираются из следующих условий: ⎫ ⎪ ⎪ ⎬ (4.22) 3 2 ⎛ fN ⎞ ⎛ fN ⎞ ⎪ CЭ 3 = СЭ min ⎜⎜ ⎟⎟ ; ...; CЭi = CЭ min ⎜⎜ ⎟⎟ ; CЭN = CЭ min .⎪ ⎝ f3 ⎠ ⎝ fi ⎠ ⎭ Затем определяется необходимая емкость дискретного конденсатора на любой i -й фиксированной частоте, для чего из полученных значений результирующей емкости вычитается начальная емкость контура: 2

2

⎛f ⎞ ⎛f ⎞ CЭ1 = CЭ min ⎜⎜ N ⎟⎟ ; CЭ 2 = CЭ min ⎜⎜ N ⎟⎟ ; ⎝ f1 ⎠ ⎝ f2 ⎠

Ci = CЭi − Cпост .

(4.23)

Далее составляется таблица номинальных емкостей дискретного конденсатора, соответствующих дискретным частотам перестройки контуров преселектора. Расчет ДКПЕ. Схема ДКПЕ, представляющего собой магазин конденсаторов, каждый из которых коммутируется своим ключом, представлена на рис. 4.2.

83

Рис. 4.2. Схема дискретного конденсатора

При расчете ДКПЕ определяются следующие значения: 1. Шаг изменения емкости ΔC берется равным наименьшей разности для двух значений емкости на дискретных частотах, определенных по формулам (4.22) или (4.23), т. е.

ΔC = Ci −1 − Ci .

(4.24)

2. Число ветвей дискретного конденсатора:

⎛ ⎞ ⎜ 2 ⎟ K пд − 1 ⎟ lg N ⎜ , n ≈ 3,32 lg , n≥ ⎜ ΔС ⎟ lg 2 ⎜ ⎟ ⎝ СЭ min ⎠

(4.25)

где N – число дискретных частот в поддиапазоне, определяемое по формулам (4.15) или (4.16). 3. Номинальные значения емкости в каждой из n ветвей при двоичном законе распределения емкости: C1 = ΔC , C 2 = 2ΔC , C3 = 4ΔC , C 4 = 8ΔC , ...; C n = 2 n −1 ΔC . (4.26)

4. Емкости конденсаторов в каждой из n ветвей, определяемые как разность номинальной емкости ветви и паразитной емкости ключей:

C n' = Cn −

Cn СKn , Сn + CKn

(4.27)

где Сn – емкость n-й ветви; C Kn – паразитная емкость запертого ключа n-й ветви. 84

5. Полные емкости дискретного конденсатора, обеспечивающие настройку контура на любую i-ю дискретную частоту в рассчитываемом поддиапазоне: Ci = a0 ΔC + a1 ⋅ 2ΔC + a2 ⋅ 4ΔC + ... + an ⋅ 2 n−1 ΔC ,

(4.28)

для чего составляется код команд включения (а = 0 или 1) для каждой из n ветвей, обеспечивающих такие значения Ci , которые будут равны или близки к рассчитанным по формуле (4.23) значениям емкости Ci для настройки на все дискретные частоты. 6. Начальная емкость дискретного конденсатора, определяемая как некоторая паразитная емкость при всех разомкнутых ключах:

C min =

n

C n C Кn + Cм , n + C Кn

∑C i =1

(4.29)

где Cм – емкость монтажа. 7. Конечная емкость дискретного конденсатора, определяемая при всех замкнутых ключах:

C max = Cmin + ΔC ⋅

n

∑2

n −1

.

(4.30)

i =1

8. Коэффициент перекрытия поддиапазона контура дискретным конденсатором: К пд =

Сmax + Cпост . С min + Cпост

(4.31)

Данный параметр должен определяться с учетом постоянной емкости всего контура Cпост и быть не ниже заданного значения К пд = f 0 max f 0 min . Расчет и построение настроечной характеристики. Настроечная характеристика представляет собой зависимость фактических значений резонансных частот контура f 0i (при 85

реальных значениях включаемых емкостей Ci ) от номера частоты, т. е. f 0 = ϕ(N ) . Если отклонения этих частот будут существенными, то следует скорректировать выбор шага ΔC и фактические значения емкости Ci на дискретных частотах. 4.4. Коммутируемые фильтры и неперестраиваемый вход

Поскольку первая промежуточная частота в профессиональных приемниках чаще всего выбирается наддиапазонной, то включением на входе приемника фильтра нижних частот с частотой среза около 31 МГц (для КВ-диапазона) легко обеспечить высокую избирательность по зеркальному каналу и каналу ПЧ. Этот же фильтр обеспечивает необходимое ослабление напряжения с частотой гетеродина, что позволяет располагать несколько приемников близко друг к другу. Обычно последовательно с ним включается ФНЧ с частотой среза 1,5 МГц для ослабления помех от станций, работающих в диапазонах километровых и гектометровых волн. В последнее время широко используется фильтровый способ настройки приемников, при котором декаметровый диапазон перекрывается рядом неперестраиваемых фильтров с запасом по взаимному перекрытию. Коммутация фильтров обеспечивается цепью управления. Число фильтров зависит от требований к избирательности и ограничивается сложностью схемы управления и надежностью работы приемника. При фильтровом способе настройки используются либо октавные фильтры, либо ряд узкополосных. Современные радиоприемные устройства имеют на входе от 5 до 30 неперестраиваемых фильтров. Поскольку фильтры имеют обычно достаточно широкую полосу пропускания, а динамический диапазон входных сигналов весьма велик, то при фильтровом способе настройки остаются очень жесткие требования к линейности преселектора приемника.

86

5. РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ СХЕМЫ ПРИЕМНИКА 5.1. Расчет каскадов по постоянному току

Электрический расчет каскада следует начинать с расчета по постоянному току. Этот этап расчета заключается в выборе исходного режима активного элемента, выполняющего основные функции данного каскада (усиление, преобразование, детектирование): ИМС или ее используемой части, биполярного или полевого транзистора, полупроводникового диода и т. п. Рассмотрим это на примере выбора режима по постоянному току биполярного транзистора (рабочей точки на вольтамперных характеристиках транзистора) и обеспечении этого режима при изменении влияющих на него факторов, в первую очередь окружающей температуры. Режим работы транзистора выбирается по семействам входных, проходных и выходных статических характеристик и определяется назначением каскада. В усилительном каскаде активный элемент должен работать преимущественно в линейном режиме, для чего на проходной характеристике транзистора (Iвых = f(Uвх)) выбирается участок с максимальной постоянной крутизной ΔIвых/ΔUвх. В режиме преобразователя частоты выбирается участок с линейно изменяющейся крутизной. При этом необходимо рассчитать: 1) цепи питания транзистора по постоянному току с элементами температурной стабилизации; 2) параметры разделительных и блокировочных элементов. В зависимости от того, какой вывод является общим, различают три схемы включения транзистора: с общим эмиттером ОЭ (общим истоком ОИ), общей базой ОБ (общим затвором ОЗ) и общим коллектором ОК (общим стоком ОС). Конкретная схема включения транзистора выбирается исходя из требований, предъявляемых к функциональному устройству. Примеры усилителей с различными схемами включения транзисторов приведены на рис. 5.1. Нагрузка усилителя может быть резистивной (RC-усилитель) или резонансной. 87

Эффективность работы транзистора в усилительном каскаде зависит от напряжений на p–n-переходах. Для задания рабочей точки (режима) транзистора служат цепи питания, содержащие сопротивления, включенные в цепи базы, эмиттера и коллектора (затвора, истока и стока). Статический режим определяют в зависимости от значения входного сигнала, который необходимо усиливать. В электронных усилителях на дискретных элементах используются, как правило, однополярные источники питания. В усилителях на интегральных микросхемах (ИМС) применяются как однополярные, так и двухполярные источники питания. Для работы биполярного транзистора в усилительном (активном) режиме независимо от схемы включения (ОЭ, ОБ или ОК) базо-эмиттерный переход смещается в прямом направлении, а коллекторно-базовый переход – в обратном. Расчет элементов питания практически мало зависит от схемы включения транзистора. Рассмотрим порядок расчета элементов питания транзистора с температурной стабилизацией за счет отрицательной обратной связи по постоянному току в усилительном каскаде, принципиальная и эквивалентная схемы которого приведены на рис. 5.2. Такая схема питания усилительного прибора обеспечивает высокую стабильность коллекторного тока при работе в широком интервале температур.

б

а

88

в

г

д

е

Рис. 5.1. Схемы включения транзисторов усилителей: а – усилительный каскад с общим эмиттером (ОЭ); б – усилительный каскад с общим коллектором (ОК); в – усилительный каскад с общей базой (ОБ); г – усилительный каскад с общим затвором (ОЗ); д – усилительный каскад с общим истоком (ОИ); е – усилительный каскад с общим стоком (ОС)

б

а

Рис. 5.2. Усилительный каскад разноприемного устройства:

89

а – принципиальная схема резонансного усилителя; б – эквивалентная схема усилителя для расчета цепей питания

При выборе рабочей точки транзистора использованы семейства входных (Iб = f(Uбэ)) и выходных (Iк = φ(Uкэ)) вольтамперных характеристик (ВАХ) транзистора (рис. 5.3).

Рис. 5.3. Вольт-амперные характеристики транзистора: а – выходная; б – входная

При этом учитывается требуемая линейность усиления (допустимый коэффициент нелинейных искажений), амплитуда входного сигнала Uвх.м, необходимый уровень напряжения Uвых.м на выходе усилителя, его мощность. Эти параметры сигнала влияют и на выбор напряжения источника питания Ек. При выборе режима работы необходимо руководствоваться следующими соображениями. Рабочий режим транзистора может задаваться различными способами как от одного, так и от двух источников питания. На практике наибольшее применение нашли схемы питания с одним источником. 90

Для входных каскадов, которые работают с малыми уровнями сигналов, значение тока коллектора выбирается в пределах 0,1…2 мА, чтобы обеспечить экономичность усилительного каскада и максимальное отношение сигнал/шум. В аппаратуре профессиональной связи для предотвращения перегрузки входных каскадов приемника сигналами и помехами большого уровня в первые каскады УЧПС устанавливаются высокочастотные транзисторы средней мощности, а ток коллектора (истока) выбирается в пределах 7…15 мА. Для промежуточных каскадов, которые также работают в режиме малого сигнала, ток коллектора выбирается обычно в пределах 1…5 мА, а напряжение между коллектором и эмиттером – 4…6 В. Для оконечных каскадов УПЧ, работающих с высоким уровнем сигнала, основным требованием является получение необходимого уровня напряжения на нагрузке (входе детектора). Определить ток и падение напряжения на элементах нелинейной цепи можно аналитическим (используется очень редко) и графоаналитическим методами. Последний широко распространен в электронике в связи с тем, что позволяет проводить расчеты с помощью экспериментально определенных характеристик электронного прибора. При использовании графоаналитического метода строится линия нагрузки по постоянному току. Она представляет собой ВАХ той части усилителя, в состав которой не входит нелинейный, управляемый внешним сигналом активный прибор. В общем случае последовательно с активным прибором могут включаться нелинейные элементы, и вместо прямой будет «кривая» нагрузки по постоянному току, причем система координат, в которой строится эта вольт-амперная характеристика, отличается от общепринятой. За напряжение, приложенное к ней, берется значение разности напряжений питания и падения напряжения на активном приборе. Поэтому точкой, из которой строят ВАХ нагрузочной части, является точка с координатами (Ек, 0). Это основано на том, что ток в последовательной цепи во всех компонентах одинаков, а сумма падений напряжений на них равна напряжению источника питания: 91

I0 (Rк + Rэ) + Uкэ = Eк. При разных значениях управляющего сигнала ток и напряжение активного прибора будут изменяться. Задача анализа усилительных каскадов в статическом режиме сводится к нахождению геометрического места точек, где справедливо приведенное уравнение. Оно определяется как совокупность точек пересечения кривых семейства вольт-амперных характеристик нелинейного активного прибора и ВАХ остальной (нагрузочной) части обобщенной цепи. В рассматриваемом случае ВАХ резисторов Rэ и Rк – прямая линия. Она может быть построена по двум точкам, которые легко найти из рассмотрения крайних случаев, когда нелинейный прибор имеет бесконечно большое и бесконечно малое сопротивления. Все возможные значения токов и напряжений на нелинейном приборе лежат в точках пересечения его вольт-амперной характеристики с линией нагрузки по постоянному току. На нагрузочной прямой для постоянного тока выбирают положение рабочей точки А. Если каскад предназначен для усиления малых сигналов, то требуемую точку берут на том участке, где изменения сигнала на управляющих электродах вызовут наибольшие изменения выходного тока. При этом стремятся обеспечить такой режим, чтобы мощность, потребляемая каскадом, была минимальной. Если каскад работает при больших сигналах, то рабочую точку выбирают ориентировочно на середине прямолинейного участка. В зависимости от выбора рабочей точки могут быть получены разные результаты по результирующим характеристикам каскада. Нахождение параметров, близких к оптимальным, осуществляют, как правило, методом проб и ошибок. В результате становится ясно, какие конкретные значения напряжений, токов и сопротивлений должен иметь каскад для удовлетворения требований, предъявляемых к нему. На переменном токе линия нагрузки проходит через выбранную точку А, но в общем случае под другим углом. Например, при параллельном питании транзистора она пойдет 92

более круто. Если рабочая точка выбрана правильно, то при изменении выходного напряжения в пределах ±Um транзисторы находятся в активном режиме и рассеиваемая на них мощность не превышает допустимую. После выбора положения рабочей точки находят параметры цепей, обеспечивающих требуемый статический режим работы. При выборе цепей смещения следует помнить, что у транзисторов наблюдается большой разброс параметров и что они меняются при изменении температуры. Обратный ток IКБО, падение напряжения на эмиттерном переходе UБЭ, коэффициент передачи тока h21 зависят от температуры окружающей среды. Все это требует принятия специальных мер для стабилизации коэффициента усиления, допустимого максимального выходного напряжения и т. д. При выборе величины сопротивлений цепей питания транзистора приходится учитывать противоречивые требования по обеспечению стабильности режима и уменьшению влияния элементов питания на источник усиливаемого сигнала. Стабилизирующие свойства обусловлены наличием в каскаде отрицательной обратной связи по постоянному току за счет резистора Rэ. Глубина обратной связи растет при увеличении сопротивления резистора Rэ и уменьшении сопротивления в цепи базы, которое образовано параллельно соединенными резисторами Rб1 и Rб2. Сущность стабилизации заключается в том, что делителем Rб1 и Rб2 задается потенциал базы и тем самым фиксируется потенциал эмиттера, ибо UБЭ ≈ 0,3…0,5 В. Так как потенциал эмиттера обусловлен падением напряжения на сопротивлении Rэ, то ток эмиттера Iэ = Uэ/Rэ. Изменения параметров транзистора, вызывающие, например, увеличение тока коллектора, увеличивают соответственно ток эмиттера и падение напряжения на эмиттерном резисторе Rэ. Это приводит к уменьшению разности потенциалов между базой, потенциал которой задан с помощью Rб1, Rб2, и эмиттером. Ток базы соответственно уменьшается. В результате ток коллектора также уменьшается, и его результирующее изменение будет невелико. 93

Чем меньше общее сопротивление делителя Rб1 и Rб2, тем меньше потенциал базы зависит от изменений базового тока и тем лучше стабилизация. Но при малых его значениях резко возрастает мощность, потребляемая от источника питания, и уменьшается входное сопротивление каскада. Поэтому обычно выбирают Rб1||Rб2 ≈ Rэ или больше Rэ. Получаемый при этом коэффициент нестабильности S ≈ 2…5 (коэффициент температурной нестабильности показывает, во сколько раз изменение коллекторного тока, вызванное изменением температуры, больше, чем приращение неуправляемого теплового тока). Если необходимо иметь стабильный режим по постоянному току и максимальное усиление на переменном токе, то вводят достаточно глубокую ОС за счет увеличения сопротивления резистора Rэ. Устраняют ОС на переменном токе шунтированием Rэ конденсатором большой емкости Сэ, выбирая ее так, чтобы реактивное сопротивление конденсатора в диапазоне рабочих частот было близко к нулю. В каскадах на полевых транзисторах смещение обеспечивается или за счет падения напряжения на резисторе, включенном в цепь истока, или за счет подачи на затвор дополнительного напряжения. У полевых транзисторов с управляющим р–n-переходом и встроенным каналом смещение может быть обеспечено за счет сопротивления в цепи истока. Так как ток затвора полевых транзисторов достаточно мал и мало падение напряжения на резисторе Rз, то можно считать, что напряжение затвор – исток практически равно падению напряжения на сопротивлении Rи:

Uзио ≈ Iсо Rи. При необходимости иметь повышенное входное сопротивление берут Rз порядка 1…10 МОм. Следует отметить, что температурные изменения тока стока в полевых транзисторах во много раз меньше изменений коллекторного тока у биполярных транзисторов. Поэтому, как правило, обеспечение требуемой температурной стабильности не вызывает больших затруднений. 94

Электрический расчет элементов схемы каскада Исходные данные для расчета: – тип транзистора; – напряжение источника питания Ек; – интервал рабочих температур (tmin … tmax)оС; – коэффициент нестабильности тока коллектора в заданном интервале температур S = ΔIк/ΔIк0; – обратный ток коллектора Iк0 при температуре t = +20oC; – исходный режим работы Iк, Uкэ. Необходимо рассчитать: 1) цепи питания транзистора по постоянному току с элементами температурной стабилизации; 2) параметры элементов избирательных цепей; 3) параметры вспомогательных элементов (фильтров цепей питания, разделительных конденсаторов и т. д.); 4) коэффициент передачи по напряжению. Расчет схемы можно произвести в следующей последовательности: 1. Находим сопротивление резистора Rэ из соотношения

Rэ =

Uэ Uэ , ≈ Iэ Iк

где Uэ – падение напряжения на резисторе Rэ. Значение Uэ обычно задается в пределах Uэ = (0,2…0,3)Ек. Наиболее приемлемый диапазон значений Rэ лежит в пределах 0,5…3 кОм. 2. Вычисляем сопротивление резистора Rк:

Rк =

Eк − U кэ − Rэ . Iк

3. Определяем перепад температуры окружающей среды:

∆t = tmax – tmin. 4. Находим изменение обратного тока коллектора ∆Iкo. Tак как Iкo наиболее сильно изменяется при повышении тем95

пературы, то достаточно определить его приращение при увеличении температуры от +20oС до заданной максимальной. Это приращение определяется по формуле

ΔI к 0 = I к 0t max − I к 0 + 200 С = I (2 где

t max − 20 0 C a

− 1),

I к 0 + 20 0 С и I к 0t max – значения Iко соответственно при t = +20ºC

и t = tmах; а – коэффициент, зависящий от типа транзистора. Для германиевых транзисторов а ≈ 10, для кремниевых транзисторов а ≈ 5. 5. Вычисляем изменение напряжения на эмиттерном переходе: ∆Uбэ = –үt · ∆t, где үt – коэффициент теплового смещения напряжения на эмиттерном переходе (принимаем үt = –1,8 мB/град). 6. Определяем допустимое приращение тока коллектора в рабочей точке: ∆IK = Iкt max – Iкt min = ∆IкоS, где Iкt max, Iкt min – значения Iк соответственно при t = tmax и t = tmin. 7. Рассчитываем сопротивление резисторов: Rб1 =

EK IK

⎛ RЭ ΔI K − ΔU БЭ R RI ⎜⎜ − 1) , Rб 2 = б 2 э к Ек − Rэ I к RЭ ΔI K0 ⎝

При получении отрицательных значений Rб1 необходимо выбрать сопротивление резистора Rэ большей величины и провести весь расчет заново. Найденные в результате расчета значения сопротивлений резисторов Rэ, Rк, Rб1 и Rб2 округляются и выбираются окончательно по шкале номинальных значений постоянных сопротивлений, выпускаемых промышленностью (прил. 5). Методика расчета каскада по переменному току имеет специфические особенности в зависимости от схемы. 96

Расчет схемы усилителя по переменному току на сигнальной (УЧПС) и промежуточной (УПЧ) частоте изложен в соответствующих разделах. Исходные данные для расчета: – параметры транзистора (β0, rэ, rб, Cк,β); – сопротивление источника сигнала Rг; – сопротивления резисторов делителя смещения в цепи базы Rб1 и Rб2; – сопротивление резистора в цепи коллектора Rк; – сопротивление резистора в цепи эмиттера Rэ; – сопротивление нагрузки Rн; – емкость нагрузки Cн. Типовые значения физических и эквивалентных параметров для выбранных типов высокочастотных транзисторов находят по справочной литературе. Некоторые параметры можно вычислить по параметрам режима транзистора. Так, например, дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода rэ (в Ом), можно рассчитать по приближенной формуле rэ ≈

26 мB . I э (мA )

Например, при I = 1 мА rэ = 26 Ом. 5.2. Расчет резонансных цепей

5.2.1. Расчет параметров резонансного контура Расчет индуктивности, емкости и резонансной частоты производится по следующим формулам: L = 2,53 ⋅ 1010/fо2 ⋅ C, (5.1) fо = 159 ⋅ 103/ L ⋅ C ,

(5.2)

λо = 3 ⋅ 105/fо,

(5.3)

где L – индуктивность контура, мкГн; С – емкость контура, пФ; fо – частота настройки, кГц; λо – длина волны, м. Добротность контура определяется как 97

Q=

Roe ωo ⋅ L 1 ρ = = = , ωo Cr r ρ r

(5.4)

где ωо = 2πfо. Величина добротности важна для расчетов, так как она непосредственно связана с такими важными показателями, как избирательность, полоса пропускания тракта сигнальной и промежуточной частот, коэффициент усиления и т. д. Добротность контуров зависит от конструкции, технологии изготовления, применяемых материалов и других производственных факторов. При эскизном проектировании добротность контуров можно считать неизменной в границах поддиапазона. Для контуров сигнальной частоты значения добротности приведены в табл. 5.1, а для контура промежуточной частоты – в табл. 5.2. Таблица 5.1 Ориентировачные значения добротностей контуров сигнальной частоты Рабочие волны приемника Метровые Декаметровые Гектометровые Гектометровые Километровые

Рабочие частоты приемника 30…300 МГц 4…30 МГц 1,5…4 МГц 0,5…1,5 МГц 150…408 кГц

Значения реализуемой добротности Q 100…120 50…110 40…60 30…50 10…40

Примечания: 1. Приведенные значения Q для УКВ- и КВ-диапазонов (метровые и декаметровые волны) не учитывают потери, вносимые входным и выходным сопротивлениями транзистора. 2. На промежуточных, средних и длинных волнах можно получить более высокие добротности контуров, но использовать их обычно бывает невозможно, так как при этом реализуются очень узкие полосы пропускания тракта сигнальной частоты. Таблица 5.2 Ориентировочные значения добротностей контуров промежуточной частоты Промежуточная 100…200 200…400 400…600

98

1…5

5…20

50…100

частота Добротность

кГц кГц кГц МГц МГц 100…150 150…250 250…300 80…100 50…100

МГц 30…50

В случаях, когда резонансный контур шунтируется активным сопротивлением, добротность и резонансное сопротивление контура уменьшаются. В качестве шунтирующего сопротивления следует учитывать входное сопротивление транзистора, выходное сопротивление транзистора, специально подключенное сопротивление (на рис. 5.4).

Рис. 5.4. Схема контура, зашунтированного резистором Rш

Добротность нагруженного контура определяется по формуле Q ' = QRш/(m2Rое + Rш),

(5.5)

где Rое = ωоLкQ; m = w1/w – коэффициент включения в контур. Уравнение резонансной кривой колебательного контура в области малых расстроек имеет следующий вид: у = 1/ 1 + (Q

2 ⋅ Δf 2 ) , fo

(5.6)

где Δf = f – fо. В некоторых случаях бывает необходимо определить полосы пропускания одиночного контура на уровнях у = 0,7; у = 0,5:

у = 0,7:

2Δf(y = 0,7) =

у = 0,5:

2Δfy = 0,5 =

99

fо = fоd; Q f 3 о = 3 fоd. Q

5.2.2. Расчет резонансных контуров с диапазонной перестройкой частоты Резонансные контуры тракта сигнальной частоты, первого гетеродина, а в некоторых схемах приемников – контуры промежуточной частоты и второго гетеродина работают в диапазоне частот, и резонансная частота их перестраивается по определенному закону согласно изменению частоты принимаемых сигналов. Очень часто для получения заданного частотного перекрытия или требуемого закона перестройки контуров в них приходится вводить дополнительные элементы. Наиболее часто в качестве элементов перестройки контуров используются варикапы и конденсаторы переменной емкости. В процессе перестройки приемника по диапазону их емкость изменяется от максимальной до минимальной. Коэффициент поддиапазона связан с изменением емкости контура соотношением Кd =

(Сmax / С min ) ,

(5.7)

где Сmax и Сmin – полные максимальная и минимальная емкости контура (с учетом всех вносимых в контур емкостей). Расчет минимальной и максимальной емкостей диапазонного резонансного контура обычно начинается с определения минимальной емкости контура, которая с учетом основных ее составляющих определяется как

Сmin = Ск.min + СУ + СN + СL + См,

(5.8)

где Ск.min – минимальная (начальная) емкость конденсатора переменной емкости; СУ – емкость, вносимая усилительным элементом (транзистором); СN – емкость подстроечного конденсатора; СL – собственная (межвитковая) емкость катушки контура; См – монтажная емкость схемы. Минимальная емкость конденсатора настройки Ск.min зависит от его конструкции. При расчетах можно пользоваться данными, приведенными в табл. 5.3. Таблица 5.3

100

Ориентировочные значения емкостей конденсаторов переменной емкости Рабочие волны приемника Ультракороткие Короткие Промежуточные Средние Длинные

Емкость конденсатора переменной емкости, пФ Ск.min Ск.max 3…7 10…50 10…17 50…150 12…22 150…250 12…25 250…500 15…30 450…750

Емкость, вносимая транзистором в контур входной цепи, определяется по формуле СУ1 = С11m12, где С11 – входная емкость усилительного элемента на рабочей частоте; m1 – коэффициент включения входа элемента в контур входной цепи. Емкость, вносимая усилительным элементом в контур каскада усилителя частоты принимаемого сигнала (УЧПС), вычисляется так: СУ2 = С11m12 + С22m22, где С22 – выходная емкость усилительного элемента каскада УЧПС; m2 – коэффициент включения выходной цепи усилительного элемента в контур нагрузки; С11 – входная емкость усилительного элемента следующего каскада; m1 – коэффициент включения усилительного элемента следующего каскада в контур УЧПС. В транзисторных схемах обычно m1 < 1, m2 ≈ 1, поэтому предварительно можно считать, что СУ1 = 0, СУ2 = С22 на минимальной частоте поддиапазона. За величину СN принимают среднее значение возможной емкости подстроечного конденсатора, полагая, что

СN = 0,5(СNmax – СNmin) + СNmin, где СNmax и СNmin – соответственно максимальная и минимальная емкости подстроечного конденсатора (табл. 5.4). Таблица 5.4

101

Емкости подстроечных конденсаторов Емкость подстроечного конденсатора, пФ СNmin СNmax 0,5–1,5 2–15 2–3 4–15 2–3 10–20 2–5 15–20

Рабочие частоты приемника 30…300 МГц 4…30 МГц 0,5…4 МГц 150…405 кГц

Собственную емкость (в пФ) однослойной цилиндрической катушки в первом приближении можно оценивать так:

СL = (0,5 ÷ 3)D, где D – диаметр катушки, см. Собственная емкость многослойных катушек обычно лежит в пределах 3…8 пФ. Более точное значение можно найти по табл. 5.5. Таблица 5.5 Точные значения собственной емкости многослойных катушек Число витков Собственная емкость многослойной катушки, пФ

40

70

100

120

140

200

300

400

8,5

8

7,5

7

6,5

5,6

4,6

4,0

Если катушка состоит из нескольких многослойных секций, то полная собственная емкость такой секционированной катушки с воздушным зазором от 0,5 до 3 мм рассчитывается по формуле 0,33 N + 0,67 СL1, N где СL1 – емкость одной секции, пФ, определенная по табл. 5.5; N – число секций в катушке. Емкость схемы См – это суммарная емкость, состоящая из емкости переключателя поддиапазонов, емкости монтажных проводов, трансформаторной панельки и т. д. Все эти емкости

СL =

102

в зависимости от конструктивных особенностей могут изменяться в широких пределах, поэтому, как правило, не удается определить См расчетным путем. Можно использовать при расчетах следующие ориентировочные значения См: – для однодиапазонных приемников УКВ – 2…5 пФ; – для многодиапазонных приемников УКВ – 4…8 пФ; – для приемников коротких, средних и длинных волн – 10…20 пФ. С учетом всех составляющих минимальная емкость контура составляет: – для приемников УКВ – 15…30 пФ; – для приемников коротких волн – 40…60 пФ; – для приемников промежуточных, средних и длинных волн – 60…100 пФ. Зная минимальную емкость контура Сmin и коэффициент перекрытия поддиапазона Кd, можно определить требуемую максимальную емкость контура Сmax, пользуясь формулой (5.8). Необходимая максимальная емкость конденсатора переменной емкости определяется так: Ск max = Ск min + Сmin(Кd2 – 1). 5.2.3. Расчет контура с растянутым диапазоном Растянутые диапазоны используются в основном на коротких волнах в радиовещательных приемниках. Растягивание диапазона осуществляется путем уменьшения коэффициента перекрытия диапазона контуров принимаемой частоты и гетеродина, для чего в контур включают дополнительные конденсаторы. На рис. 5.5 показаны практические варианты схем контуров растянутых поддиапазонов.

Рис. 5.5. Варианты схем контуров растянутых поддиапазонов:

103

а – узкодиапазонный; б – широкодиапазонный

Исходными данными для расчета являются: Ск.max и Ск.min – наибольшая и наименьшая емкости конденсатора переменной емкости; fmax и fmin – крайние частоты растягиваемого диапазона. Для схемы, приведенной рис. 5.5, а, требуется рассчитать: емкость последовательного С2 и параллельного С3 конденсаторов: С2 = С3 =

A(С3 + С K min ) , C3 + C K min − A

⎤ ΔС ⎡ 4АВ − 1⎥ − С K min ; ⎢ 1+ 2 ⎢⎣ ( В − А)ΔС ⎥⎦

(5.9)

(5.10)

индуктивность катушки контура: L = 1/4π2f 2maxCmin.

(5.11)

Порядок расчета следующий: 1) определяется Кd; 2) по формуле (5.8) определяется Сmin; 3) находится максимальная емкость контура: Cmax = Kd2Cmin;

(5.12)

4) определяется емкость С1: C1 = С2 + См + СУ;

(5.13)

5) вычисляются вспомогательные величины: А = Cmin – C1, B = Cmax – C1, ΔC = Cк max – Cк min; 6) определяются С2 и С3 по формулам (5.9) и (5.10); 7) по формуле (5.11) определяется L. Для схемы, приведенной на рис. 5.5, б, требуется рассчитать емкость параллельного конденсатора по формуле C1 = Cmin –

Cк min C 2 . Cк min + C 2

(5.14)

Емкость последовательного конденсатора определяется так: 104

С2 =

А ⋅ ΔСЭ 2

⎡ 4Ск max Cк min ⎢1 + ΔCЭ А(Ск max − Cк min − ΔCЭ ⎢⎣

⎤ ⎥. ⎥⎦

(5.15)

Индуктивность вычисляется по формуле (5.11). Расчет начинается с контура, имеющего наибольший коэффициент перекрытия. Порядок расчета следующий: 1) задаются величиной Сmin и определяют L; 2) определяются вспомогательные величины: ΔСЭ = (Кd2 – 1)Cmin, А=

Cк max + Cк min Ск max − Cк min − ΔCЭ

(5.16) ;

(5.17)

3) из уравнений (5.14) и (5.15) определяются С1 и С2. Для других растянутых поддиапазонов определяется только индуктивность катушки контура L. 5.2.4. Расчет сопряжения настройки контуров гетеродина преселектора В технике радиоприема известно несколько способов решения задачи по сопряжению настройки контуров входной цепи, усилителя частоты принимаемого сигнала и гетеродина. Сама задача связана с необходимостью синхронной перестройки контуров, работающих на разных частотах, с помощью одинаковых элементов настройки, например с помощью многосекционного конденсатора переменной емкости (КПЕ). Здесь приводится только методика расчета, основанная на включении в контур гетеродина дополнительных конденсаторов постоянной емкости при частоте настройки гетеродина выше частоты настройки преселектора (верхнее сопряжение). При расчете сопряжения предполагается, что конденсаторы переменной емкости в контурах гетеродина и преселектора одинаковы как по величине, так и по закону изменения емкости. В результате расчета обеспечивается точное сопряжение в трех точках каждого поддиапазона. На всех других частотах сопряжение оказывается неточным. Схемы контуров гетеро105

дина и тракта сигнальной частоты, настройки которых сопрягаются, приведены на рис. 5.6.

Рис. 5.6. Схема сопряжения контуров гетеродина и сигнала

Емкость С каждого контура сигнальной частоты состоит из емкости конденсатора переменной емкости СК и дополнительной емкости схемы ССХ, обеспечивающей требование частотного перекрытия поддиапазона. В контуре гетеродина используется такой же конденсатор переменой емкости СК. Сопряжение настроек контуров достигается с помощью трех элементов: индуктивности L1, последовательной емкости С2 и одной из емкостей – С3 или С4. Следует иметь в виду, что если в результате расчета сопряжения емкость С3 получается отрицательной, то это еще не означает практическую неосуществимость схемы. Важно, чтобы абсолютное значение отрицательной емкости ⎥ C3⎥ не превышало начальной емкости конденсаторов настройки. Исходными данными для расчета являются: 1) максимальная и минимальная частоты сигнала поддиапазона, предложенного для расчета; 2) fПЧ – промежуточная частота; 3) LK – индуктивность контура сигнальной частоты. Расчет ведется для случая деления диапазона частот по принципу равных коэффициентов поддиапазонов. Во все приведенные ниже расчетные формулы подставляются частоты (в МГц), индуктивности (в мкГ), емкости (в пФ). В результате расчета находим величины L1, C2, C3 и C4. Порядок расчета следующий: 1) определяются частоты точного сопряжения: 106

f max + f min , 2

(5.18)

f2 = f1 –

3 ( f max − f min ) , 4

(5.19)

f3 = f1 +

3 ( f max − f min ) ; 4

(5.20)

f1 =

2) вычисляются вспомогательные коэффициенты: а = f1 + f2 + f3, 2 b = f1 f2 + f2 f3 + f1 f3, c3 = f1 f2 f3, d = a + 2fПЧ I2 =

b2d + c3 , 2 f ПЧ

(5.25)

m2 = ad + fПЧ2 – b2 + I 2, 2

n2 =

f ПЧ I + c d , m2

Cоfо2 =

2

(5.21) (5.22) (5.23) (5.24)

(5.26)

3

(5.27)

25 330 ; Lк

3) определяются величины добавочных емкостей гетеродинного контура С2, С3, С4. Задаваясь величиной С4, находим:

⎛ 1 1⎞ − 2 ⎟, 2 I ⎠ ⎝n

А = Cоfо2 ⎜

(5.28)

⎞ ⎟, ⎟ ⎠

(5.29)

Со f о CC − 2 4 , 2 I C2 + C4

(5.30)

⎛1 1 С4 + + ⎜ 4 А ⎝2

С2 = А ⎜

2

С3 =

107

L1 = L к

I 2 C 2 + C3 ; − m 2 C2 + C4

(5.31)

при этом все расчеты производятся с возможно большей точностью; 4) правильность произведенного расчета сопряжения следует проверить по следующим формулам: 2

I2 =

Со f о , С + С 2С4 / С2 + С4

(5.32)

2

Со f о m = , C 2 C3 ⎞ L1 ⎛ ⎜ C4 + ⎟ LK ⎜⎝ C2 + C3 ⎟⎠ 2

(5.33)

2

Со f о n = ; C 2 + C3 2

(5.34)

5) погрешность сопряжения (т. е. отклонение частоты от ее точного значения), соответствующая любому значению сигнальной частоты f, может быть определена по формуле fг = m

f 2 + n2 . f 2 + I2

(5.35)

При любом значении сигнальной частоты f частота fг гетеродина должна отличаться от нее на величину промежуточной частоты fПЧ. Отклонение от этого условия и есть погрешность сопряжения. При подстановке в формулу сигнальных частот, равных частотам точного сопряжения, разница между fг и частотами точного сопряжения должна получаться равной промежуточной частоте. 5.3. Расчет входных цепей приемника

5.3.1. Исходные данные для расчета входных цепей 108

Исходными данными для расчета всех видов входных цепей плавной настройки приемника являются: 1) параметры приемной антенны; 2) расчетные граничные частоты поддиапазона fmin и fmax; 3) минимальная ширина полосы пропускания преселектора (для ДВ- и СВ-поддиапазонов); 4) эквивалентная добротность контуров в тракте сигнальной частоты QЭСЧ. 5) паразитные емкости схемы: СL, СМ и т. д.; 6) активная и реактивная составляющие входного сопротивления первого каскада УЧПС. 5.3.2. Расчет одноконтурной входной цепи при индуктивной связи с антенной Принципиальная схема одноконтурной входной цепи, имеющей индуктивную связь с антенной и трансформаторную связь с транзистором первого каскада УЧПС, приведена на рис. 5.7.

Рис. 5.7. Схема одноконтурной входной цепи, имеющей индуктивную связь с антенной

Порядок расчета следующий: 1) предполагается, что антенная цепь работает в режиме «удлинения». В этом случае максимальная собственная длина волны антенны для длинных и средних волн λА max = (1,3…1,5) λmax, для коротких волн λА max = (2…4)λmax. Минимальная собственная длина волн антенны определя109

ется так:

C А min , C А max

λA min = λA max

где СА min и СА max – минимальная и максимальная емкости антенны; 2) определяется величина индуктивности катушки связи при условии обеспечения резонанса антенной цепи на выбранной частоте: 0,282λ А Lсв = CА max

2

min

− LA ;

(5.36)

3) определяются активное сопротивление и затухание тенной цепи в режиме удлинения. Задаваясь затуханием тушки связи в пределах dСВ = 0,01…0,03, определяют ее тивное сопротивление для трех точек поддиапазона. Активное сопротивление антенной цепи находится формуле

rАц = rA +

ωLCB ; QCB

анкаакпо

(5.37)

затухание антенной цепи – по формуле

dАЦ =

rAЦ ω( LCB + LA )

;

(5.38)

4) определяется минимальное значение коэффициента связи контура с антенной цепью, которое обеспечивает оптимальную связь, соответствующую согласованию по мощности:

Ксв. опт = (1 – В) где В =

λ2 max ; 2 λ А min 110

QAЦ QK

,

(5.39)

5) находится значение коэффициента связи, при котором затухание контура увеличится за счет реакции антенной цепи не больше, чем на 25%, а коэффициент передачи по напряжению уменьшится не больше, чем на 25% по сравнению с коэффициентом оптимальной связи:

Ксв1 = 0,5Ксв.опт; 6) определяется значение коэффициента связи, обусловливающее допустимый сдвиг резонансной частоты контура (допустимое смещение настройки), вызываемый реактивной составляющей антенной цепи:

4в (1 − А)(1 − В) , В−А

Ксв2 = где В =

(5.40)

Δf 1 λ2 min < – смещение настройки; А = . 2 f 2Q λ A max

Из двух рассчитанных значений коэффициента связи берут наименьшее. Конструктивно выполнимый коэффициент связи не может быть больше 0,5…0,7; 7) находится величина взаимоиндукции:

М = Ксв LCB LK ; 8) задаются коэффициентом шунтирования контура входным сопротивлением транзистора Ψ: – для диапазона коротких волн Ψ = 0,5–0,8; – для диапазона длинных и средних волн Ψ=

f min 2 ⋅ Δf прес.min QK

;

(5.41)

9) находится индуктивность L1:

РБ =

2πf max (Cсх + Cк. min ) (1 − Ψ ) , QK q11

111

(5.42)

2

L1 = LK

pб . k2

(5.43)

Величина k (коэффициент связи между катушками LK и L1) должна быть по возможности ближе к единице на частоте fmax; 10) находится эквивалентное затухание входного контура:

dЭ = dK / Ψ, (5.44) где dЭ = 1/QЭ; (5.45) dК = 1/QК; (5.46) 11) определяется резонансный коэффициент передачи напряжения для трех точек поддиапазона: Квх =

К СВ LK . Q р Э б 2 LCB 1 − λ2 / λ А max

(5.47)

Результаты расчета, как правило, сводятся в таблицу.

5.3.3. Расчет двухконтурной входной цепи при индуктивной связи с антенной Наилучшие результаты дает полосовой фильтр с внутренней и неполной внешней емкостной связями, изображенный на рис. 5.8. Входная цепь с таким фильтром обеспечивает практически постоянную полосу пропускания во всем диапазоне и высокую избирательность. Порядок расчета следующий: 1) выполняется расчет одноконтурной входной цепи при индуктивной связи с антенной; 2) выбирают номинал конденсатора внешнеемкостной связи из соотношения С1 = (1…3) пФ; 3) задаются фактором связи η = 1,1…1,5; 4) определяют коэффициент связи между контурами: КСВ = η/QЭ,

QЭ = QЭ1QЭ2 , где QЭ1, QЭ2 – эквивалентные затухания в начале и конце за112

данного диапазона. Поскольку с ростом частоты уменьшаются вносимые из одного контура в другой активные сопротивления, то это приводит к увеличению добротности контуров. Поэтому на максимальной частоте QЭ2 = 1,5 QЭ1.

Рис. 5.8. Схема двухконтурной входной цепи при индуктивной связи с антенной и с емкостной связью между контурами

В свою очередь, величина QЭ1 может быть ориентировочно определена как

QЭ1 = (1,3…1,8) QЭСЧ, где QЭСЧ – эквивалентная добротность контуров сигнальной частоты, определенная в ходе предварительного расчета; 1,3…1,8 – коэффициент, характеризующий величину обобщенной расстройки; 5) емкость конденсатора (в пФ) внутриемкостной связи рассчитывают из соотношения

С2 =

СЭ max ; К св − С1 / СЭmax

(5.48)

6) вычисляют коэффициенты передачи входной цепи в трех точках поддиапазона: Квх = Квх' η /(1 + η2 ) , (5.49)

[

]

где Квх' определяется из соотношения (5.47).

5.3.4. Расчет связи с фидером При работе приемника с направленной антенной и при 113

использовании симметричной фидерной линии входная цепь выполняется по схеме с индуктивной связью. Принципиальная схема входной цепи приведена на рис. 5.9.

Рис. 5.9. Схема входной цепи при работе от фидера

Для устранения паразитной емкости связи фидерной и контурной катушек индуктивности, вызывающей нарушение симметрии фидерной линии, между катушками помещается заземленный электростатический экран. Величина связи контура с фидером выбирается из условия согласования фидера с контуром. Как известно, при согласовании системы «антенна – приемник» вносимое в контур активное сопротивление равно по величине собственному активному сопротивлению контура, что вызывает уменьшение в два раза добротности контура и, следовательно, расширение в два раза полосы пропускания входной цепи. Так как величина связи в пределах поддиапазона остается постоянной, согласование может быть выполнено на одной, обычно средней, частоте поддиапазона. Порядок расчета следующий: 1) определяется индуктивность фидерной катушки:

РФ ; ωСР

LФ =

(5.50)

2) рассчитывается полное сопротивление цепи фидера:

ZФ =

2

2

2

РФ + ωСР LФ ;

3) находится оптимальное значение коэффициента взаимоиндукции: 114

Мопт =

ZФ ωСР

ГК = МФ ; РФ

(5.51)

4) определяется коэффициент связи между катушками:

КСВ =

МФ = 0,1 ÷ 0,7 ; LФ LK

5) рассчитывается коэффициент передачи по напряжению входной цепи:

Квх =

а ωLк , 2 PФ Г к 1 + а

(5.52)

где а = МФ/Мопт; 6) определяется активное сопротивление, вносимое в контур цепью фидера: 2

ω2 М Ф Гвн.ф = РФ ; 2 ZФ

(5.53)

7) находится добротность контура:

Qк.э =

ωLк . Г к + Г вн.ф

(5.54)

5.3.5. Расчет одноконтурной входной цепи с ферритовой антенной Определим основные параметры антенны: 1) зависимость между длиной ферритового сердечника (l) и его диаметром (d) следует выбирать из соотношения l/d = 20…25$; 2) длина намотки магнитной антенны (а) выбирается из соотношения а = (0,4…0,5)l;

(5.55)

3) далее определяется магнитная проницаемость антенны: 115

µа = µо КХ Ка КS,

(5.56)

где µо – эффективная магнитная проницаемость стержня, определяемая по кривой (рис. 5.10), соответствующей выбранной магнитной проницаемости сердечника.

Рис. 5.10. Зависимость эффективной магнитной проницаемости стержня от магнитной проницаемости сердечника и отношения 1/d

Для диапазона длинных и средних волн рекомендуется использование марганцово-цинковых ферритов с µо = 400–2 000, для диапазона средних волн – никель-цинковые ферриты с µо = 400–600, для диапазона коротких волн – никельцинковые ферриты с µо = 100; 4) КХ – коэффициент, который учитывает расположение обмотки на стержне и определяется по графику (рис. 5.11), где х – смещение центра намотки от середины сердечника; 5) Ка – коэффициент, который учитывает отношение длины намотки к длине сердечника и определяется по графику, представленному на рис. 5.12; 6) КS – коэффициент, который учитывает расстояние между обмотками и поверхностью сердечника и выбирается в 116

пределах 0,8…0,9;

Рис. 5.11. Зависимость коэффициента, учитывающего расположение обмотки на стержне при смещении центра намотки от середины сердечника

Рис. 5.12. Зависимость коэффициента, учитывающего отношение длины намотки к длине сердечника

7) далее определяют магнитную проницаемость катушки: µкат = а µа/l; (5.57) 8) число витков магнитной антенны находится по формуле

n=

La ⋅103 , Kμ кат d ср

(5.58)

где Lа – индуктивность магнитной антенны, условно равная индуктивности контурной катушки, которая получена при расчете входной цепи; 9) К – поправочный коэффициент, вычисляемый по формуле

К=

10 , (а / d ср ) + 0,44

(5.59)

где dср – средний диаметр катушки, см; 10) добротность магнитной антенны Qа с целью ее эффективности целесообразно получать максимально возможную (обычно Qа = 100), подбирая соответствующий материал сердечника и провод для намотки катушки. Однако для диапазона длинных и средних волн ее следует ограничивать конст117

руктивно необходимой, определяемой по формуле

QЭ =

f min ; 2 ⋅ Δf прес.min

(5.60)

11) далее определяется действующая высота магнитной антенны (в м) на расчетных частотах заданного поддиапазона:

hq =

2πhS μ a ⋅10 − 4 , λ

(5.61)

где S – площадь среднего витка. В транзисторных приемниках наиболее часто применяется трансформаторная связь ферритовой антенны с транзистором. В этом случае схема входной цепи имеет вид, изображенный на рис. 5.13.

Рис. 5.13. Схема одноконтурной входной цепи с ферритовой антенной

Порядок расчета следующий: 1) принимая, что связь между антенной и транзистором оптимальная (RВН = Ra), определяется взаимная индуктивность катушки контура и катушки связи с транзистором:

М=

Ra 1 ⋅ ; q11 ω

2) находится индуктивность катушки связи: 118

(5.62)

L1 =

М2 , LK K 2

(5.63)

где К = 0,6…0,7; 3) коэффициент передачи по напряжению определяется как

Квх = hq QЭ Рб, 2

(5.64)

2

где Рб = М /LК . 5.4. Расчет усилителей частоты принимаемого сигнала (УЧПС)

5.4.1. Исходные данные для расчета УЧПС Для выполнения расчета УЧПС на каждом из поддиапазонов приемника находятся следующие данные: 1) крайние частоты поддиапазона; 2) схема и параметры элементов контура входной цепи (в случае резонансного УЧПС); 3) тип транзистора или ИМС и их параметры, а также тип транзистора или ИМС следующего каскада. Рассмотрим порядок расчета некоторых схем, наиболее часто применяемых на практике. 5.4.2. Расчет диапазонного УЧПС с двойным неполным (автотрансформаторным) включением контура Принципиальная схема усилителя с двойным неполным включением контура приведена на рис. 5.14. Усилители данного типа обладают хорошей избирательностью, возможностью согласования выходных и входных сопротивлений транзисторов с волновым контуром за счет автотрансформаторной связи, хорошей равномерностью коэффициента усиления в пределах поддиапазона.

119

Рис. 5.14. Схема УЧПС с двойным автотрансформаторным включением контура

Порядок расчета следующий [9]: 1. Принимаются для Lк и СКПЕ те же значения, что и в контуре входной цепи. 2. Из условия обеспечения заданной полосы пропускания приемника и избирательности по зеркальному каналу определяется эквивалентное затухание контура:

dП < dЭ < dSЗК, где dЭ – эквивалентное затухание контуров УЧПС, обеспечивающее заданную полосу пропускания и избирательность по зеркальному каналу; dП – эквивалентное затухание каждого из контуров УЧПС, обеспечивающее требуемую полосу пропускания: dП =

( 2...3) 2 ⋅ Δf ; f n +1

d SЗ К УЧПС =

(5.65)

2 −1

с min

Δf ПП f с max

,

(5.66)

n +1 S 2 К −1 З

где dSЗ К УЧПС – эквивалентное затухание каждого из контуров УЧПС, обеспечивающее необходимую избирательность по зеркальному каналу; n в соотношениях (5.65) и (5.66) – число каскадов УЧПС, определенное в предварительном расчете; Sзк – ослабление зеркального канала, выраженное в разах. Коэффициент (2…3) учитывает, что в УЧПС обычно полоса пропускания в 2…3 раза шире, чем в УПЧ. 3. Определяются коэффициенты включения m1 и m2 по условию обеспечения требуемых полосы пропускания УЧПС, избирательности по зеркальному каналу и режима согласования на минимальной частоте по формулам 120

m1 =

dэ − dк , 4πf с min Lк q22

(5.67)

q22 . q11

(5.68)

m2 = m1

4. Если m1 > 1, то целесообразно положить m1 = 1, а для обеспечения режима согласования подключить к контуру шунтирующий резистор с проводимостью (в См):

qш = [( d Э − d K ) /( 2πf с min Lк )] − 2q22 ,

(5.69)

после чего m2 рассчитать по формуле (5.68). 5. Рассчитывается эквивалентное затухание контура dЭ на трех частотах поддиапазона:

dЭ = dК + 2 π fС LК (m12 q22 + m22 q11 + qШ). (5.70) Полученные значения dЭ должны удовлетворять условию (5.51). Если это условие не выполняется, следует увеличить число каскадов УЧПС и выполнить расчеты по формулам (5.65)–(5.69) заново. 6. Рассчитывается резонансный коэффициент усиления УЧПС на максимальной частоте поддиапазона по формуле КОmax = 2 π m1 m2/Y21/ fсmax Lк/dЭmax. (5.71) 7. Определяется предельно устойчивый коэффициент усиления УЧПС на максимальной частоте поддиапазона: Куст =

2(1 − К У ) Y21 2πf сmax C12

,

(5.72)

где КУ – коэффициент устойчивости (КУ = 0,8…0,9). Коэффициент устойчивости сравнивают с коэффициентом усиления, найденным по формуле (5.71). Усилитель устойчив, если

Куст > КОmax. (5.73) 8. При выполнении условия (5.73) определяют резонансный коэффициент усиления на fсmin и fс.ср, после чего строят график зависимости коэффициента усиления каскада от частоты. 121

9. Если условие (5.73) не выполняется, но отношение Коmax/Куст < 2, то можно воспользоваться пассивным методом повышения устойчивости, т. е. несколько уменьшить (не более чем на 12%) коэффициент включения m1. После этого следует определить m2, а затем рассчитать новое значение Коmax. При выполнении условия (5.73) переходят к п. 8. 10. Если отношение Коmax/Куст > 2, то пассивные методы неприемлемы и целесообразен переход к каскодной схеме или выбор более высокочастотного транзистора. 11. Емкость подстроечного конденсатора (в пФ) рассчитывается по формуле

Cп =

Ск max − Cк min ( f с max / f с min ) 2 − CР , ( f с max / f с min ) 2 − 1

(5.74)

где СР = m12C22 + m22C11 + Cм + CL – распределенная емкость схемы; Cм – емкость монтажа; CL – межвитковая емкость катушки. Значения CL и Cм определены при расчете входной цепи. Если Сп > 50 пФ, то целесообразно выбрать среднее значение Сп < 50 пФ (табл. 5.3), недостающую емкость скомпенсировать включением в контур постоянного конденсатора С, номинал которого равен разности рассчитанного значения Сп и значения емкости Сп. сх, включенной в схему. 12. При переходе к каскодному усилителю (рис. 5.15) порядок расчета такой же, как и выше, но параметры транзистора заменяются параметрами эквивалентного четырехполюсника.

Рис. 5.15. Схема каскодного УЧПС (ОЭ–ОБ) с двойным автотрансформаторным включением контура

122

5.4.3. Расчет апериодического УЧПС Принципиальная схема апериодического усилителя изображена на рис. 5.16. Порядок расчета следующий: 1. По формуле (5.72) определяется максимальный устойчивый коэффициент усиления для выбранного транзистора. 2. Определяется эквивалентное сопротивление коллекторной цепи (в Ом) по условию получения устойчивого коэффициента усиления:

К уст

Rэ = 1/gэ >

Y21

.

(5.75)

Рис. 5.16. Схема апериодического УЧПС

3. Рассчитывается сопротивление нагрузки (в Ом):

Rк =

1 , gк

(5.76)

где gк = gэ – (g11 + g22), См. Как правило, Rк = (150…300) Ом. 4. Определяется реальное эквивалентное сопротивление (в Ом) нагрузки каскада: RЭ' = 1/gэ', (5.77) где gэ' = gк + g11 + g22. 5. Коэффициент усиления каскада находится по формуле

Kо = ⎥Y21⎥/gэ', Ко = ⎥Y21⎥RK. 123

(5.78)

5.5. Расчет усилителей промежуточной частоты (УПЧ)

Усилители промежуточной частоты обеспечивают основное усиление в супергетеродинном приемнике. Частотно-избирательные цепи УПЧ формируют, как правило, частотную характеристику всего высокочастотного тракта. Обычно ее стараются сделать по форме как можно ближе к прямоугольной. Очень часто усилители промежуточной частоты называют полосовыми. Полосовые усилители сочетают получение достаточно высокого коэффициента усиления с хорошей избирательностью тракта УПЧ.

5.5.1. Исходные данные для расчета УПЧ Исходными данными для расчета УПЧ являются: 1) значение промежуточной частоты fПЧ; 2) полоса пропускания приемника 2Δf или полоса пропускания УПЧ; 3) коэффициент усиления КУПЧ; 4) требуемая избирательность приемника по соседнему каналу SCK при заданной расстройке ΔfC. Если величина ΔfC не указана, разрешается брать ΔfC = 10 кГц; 5) конструктивное затухание контуров dK (оценивается по табл. 5.2); 6) тип усилительных приборов (выбран на этапе расчета структурной схемы); 7) число каскадов усиления n; 8) тип усилителя. Числовые значения указанных выше параметров определяются при расчете структурной схемы приемника. 5.5.2. Расчет УПЧ с двухконтурным полосовым фильтром Варианты принципиальных схем УПЧ с двухконтурным полосовым фильтром приведены на рис. 5.17. При проектировании полосовых усилителей стремятся выполнить следующие условия: f01 = f02 = fоп; dК1 = dК2 = dК; dЭ1 = dЭ2 = dЭ; СЭ1 = СЭ2 = СЭ, 124

где fо – частота настройки контуров; dЭ и dК – эквивалентные и собственные затухания контуров; СЭ – эквивалентные емкости контуров.

а

б Рис. 5.17. Схема двухконтурных УПЧ с трансформаторной связью между контурами: а – однотранзисторный; б – с каскодным включением транзисторов по схеме ОЭ–ОБ

Порядок расчета следующий: 1. Зная, что число каскадов УПЧ равно n, определяется возможное эквивалентное затухание контура из соотношения

dП < dЭ < dS CK,

(5.79)

где dS СК = 2ΔfС/(fПЧ2F1) – эквивалентное затухание, обеспечивающее заданную избирательность по соседнему каналу. При критической связи между контурами эквивалетное затухание определяется по формуле 125

dS CK =

2Δf C

f ПЧ 2 4 S ск

F1 =

2 4 S ск

2/n

2/n

−1

,

−1 .

(5.80)

,

(5.81)

В свою очередь,

dП =

2Δf C

f ПЧ 2 F2

где dП – эквивалентное затухание, обеспечивающее необходимую полосу пропускания при критической связи между контурами. Величина F2 в зависимости от числа каскадов УПЧ приведена в табл. 5.6. Таблица 5.6 n F2

1 1

2 0,8

3 0,71

4 0,66

5 0,62

2. Задавшись величиной оптимальной емкости контуров полосовых фильтров СЭ.опт = (70…500) пФ, рассчитываем коэффициент включения контуров:

m1 = [2πfПЧСЭ.опт (dЭ – dK)]/g22.

(5.82)

Если в результате вычислений m1 > 1, то можно уменьшить СЭ.опт (в допустимых пределах) или увеличить выбранное значение СЭ, приблизив его к dK. В обоих случаях желательно получить m1 = 1 или возможно ближе к единице:

m2 = m1

g 22 / g11 .

(5.83)

3. Собственные емкости и индуктивности контуров рассчитывают по формулам СК1 = СЭ.опт – С22, (5.84) 2 СК2 = СЭ.опт – m С11, (5.85) где С11 – входная емкость следующего каскада (в СК1 и СК2 уже включена начальная емкость схемы ССХ = 5пФ). 126

Индуктивность катушки определяется по формуле

LK1 = LK2 = 1/(2πfПЧ)2 СЭ.опт. (5.86) 4. Коэффициент усиления каскада определяется из соотношения Ко = 0,5

Y21 g11 g 22

(1 – dK/dЭ).

(5.87)

После этого сравнивается полученное значение Ко с устойчивым коэффициентом усиления, величина которого рассчитывается по формуле (5.72). Если условие формулы (5.73) выполняется, каскад рассчитан правильно. 5. Если Ко > Куст, то можно несколько увеличить dЭ (приблизив к dK), обеспечив Ко = Куст, после чего заново рассчитать m1 и m2. 6. Если Ко/Куст > 2, то целесообразен переход к каскадному варианту усилителя (рис. 5.17, б).

5.5.3. Расчет апериодического УПЧ Принципиальная схема апериодического усилителя приведена на рис. 5.18.

Рис. 5.18. Схема апериодического УПЧ

Порядок расчета следующий: 1. По формуле (5.72) определяется максимальный устойчивый коэффициент усиления для выбранного транзистора. 127

2. Определяется эквивалентная проводимость коллекторной цепи (в См) по условию получения устойчивого коэффициента усиления:

К уст

Rэ = 1/gэ >

Y21

.

(5.88)

3. Рассчитывается сопротивление нагрузки (в Ом):

Rк =

1 , gк

(5.89)

где gк = gэ – (g11 + g22), См. При окончательном определении gэ следует руководствоваться выражением (5.89), но одновременно учитывать, что должно выполняться условие

gэ > (g11 + g22), причем разность gэ – (g11 + g22), с одной стороны, должна быть минимальна, а с другой – удовлетворять выражению (5.89). 4. Определяется реальное эквивалентное сопротивление (в Ом) нагрузки каскада:

RЭ' = 1/gЭ',

(5.90)

где gэ' = gк + g11 + g22. 5. Реальный коэффициент усиления каскада вычисляется так:

Kо = ⎥Y21⎥/gэ'. 5.5.4. Расчет выходного каскада УПЧ Принципиальная схема выходного каскада представлена на рис. 5.19. Порядок расчета следующий: 1. Для того чтобы резонансная кривая выходного каскада УПЧ не влияла на резонансную характеристику приемника, его полоса пропускания должна быть в 2...3 раза шире, чем полоса пропускания всего УПЧ. Исходя из этого определяется эквивалентная добротность контура: 128

QЭ =

f ПЧ . (3...5)2 ⋅ Δf

(5.91)

Рис. 5.19. Схема выходного каскада УПЧ

2. Задаются коэффициентом шунтирования контура Ψ = 0,5. 3. Определяется необходимая конструктивная добротность контура: 4. Рассчитывается контура:

QК = QЭ/Ψ. характеристическое ρ=

(5.92) сопротивление

1 1 . 2 QЭ g 22

(5.93)

5. Находится емкость контура:

С=

159 . f ПЧ р

(5.94)

6. Определяется индуктивность контура:

L=

1 . 2 4π f ПЧ С 2

(5.95)

7. Определяется коэффициент трансформации:

n=

1 . 2 R g11дет ' рез

129

(5.96)

8. Находится резонансный коэффициент усиления каскада:

Ко = ⎥Y21⎥ R'рез n.

(5.97)

5.6. Расчет преобразователей частоты (ПЧ)

5.6.1. Исходные данные для расчета ПЧ К исходным данным относятся следующие: 1) диапазон частот преобразуемого сигнала fСmin, fСmax; 2) промежуточная частота fПЧ; 3) конструктивное затухание выходного контура dк; 4) параметры последующего каскада g11 (в См) и С11 (в пФ); 5) полоса пропускания 2ΔFПЧ. 5.6.2. Расчет кольцевого балансного смесителя Принципиальная схема балансного смесителя приведена на рис. 5.20.

Рис. 5.20. Схема диодного кольцевого балансного смесителя

Порядок расчета следующий: 1. По рис. 5.21 определяется коэффициент преобразования диодного смесителя µпр и вспомогательный коэффициент θ. На графиках по горизонтальной оси отложена приведенная амплитуда напряжения гетеродина γ·Uм.г (например, для дио130

дов Д2Б, Д9Б, Д9А, широко используемых в смесителе, γ = 15…20 1/В.) Амплитуда гетеродина берется в пределах от 0,15 до 0,3 В. Например, для Д9Б γ = 20 1/В. Приняв, что Uм.г = 0,25 В, вычисляем µпр = 0,9, а θ = 15 1/В2. 2. Вычисляется внутренняя проводимость (в См) по формуле giпр = (5...10)γµпрθ · 10–6. (5.98)

Рис. 5.21. Графики зависимости коэффициентов преобразования от Uм.г

3. Входная проводимость смесителя между точками Б1 и Б2, являющаяся нагрузкой (с учетом коэффициента трансформации) для контура сигнальной частоты fc, и выходная проводимость между точками В1 и В2, с которой должна согласовываться проводимость нагрузки преобразователя частоты, определяется уравнением

gвх.с = gвых.пр = giпр

2

1 − μ пр .

(5.99)

4. Проводимость между точками А1 и А2, служащая нагрузкой гетеродина, соответствует равенству

[

]

gвх.г = (4...8)θ ⋅ 10 −5 / U м.г .

(5.100)

5. Коэффициент передачи по напряжению кольцевой схемы определяется как Копр = (0,3….0,6)µпр Кпр, (5.101) где Кпр – коэффициент связи между Lсв.пч и Lк.пч (Кпр = 0,2…0,4). 131

6. Коэффициент шума преобразователя находится по формуле Ш = 1 + 2(1 + 4,5 Uм.г)(1 –

µпр2

+

1 − μ пр μ пр

2

2

).

(5.102)

5.7. Расчет детекторов

5.7.1. Исходные данные для расчета детекторов Исходными данными для расчета детекторов амплитудно-модулированного сигнала (АМС) являются: 1) нижняя и верхняя частоты (в Гц) модулирующего сигнала Fmin и Fmax (определены заданием); 2) максимальный коэффициент модуляции mmax сигнала (mmax = 0,75…0,85); 3) амплитуда напряжения (в В) на входе УНЧ (Uм.вх.УНЧ); 4) входное сопротивление первого каскада УНЧ Rвх.УНЧ (определенное выбором соответствующего типа транзистора или ИМС); 5) минимально допустимое входное сопротивление детектора Rвх.д (обычно Rвх.д = 3,8…5 кОм); 6) промежуточная частота приемника. 5.7.2. Расчет последовательного амплитудного детектора с разделенной нагрузкой Принципиальная схема детектора с последним каскадом УПЧ приведена на рис. 5.22. Порядок расчета следующий: 1. Выбирается тип диода, по его ВАХ определяется Ri = ΔUпр/ΔIпр. 2. Определяется отношение Rвх.д /Ri, и на кривой 1 (рис. 5.23, а) по соответствующему ему значению определяют (на горизонтальной шкале) сначала R/Ri, а затем и величину R. 132

Рис. 5.22. Схема последовательного детектора с разделенной нагрузкой

2

1

3

а

б

в

Рис. 5.23. Графики определения Rвх.д (а), Кд (б), Ri (в)

3. Согласно схеме (рис. 5.22) нагрузка детектора (в Ом) находится по формуле R = R1 + R2. (5.103) Обычно R1 = (0,2…0,3)R и R2 = (0,8…0,7)R. 4. Сопротивление добавочного резистора определяется по условию отсутствия нелинейных искажений типа «отсечка» неравенством

Rдоб >

[mmax ( R1 + R2 ) − R1 ]R2 – R ( R1 + R2 )(1 − mmax )

вх. УНЧ.

(5.104)

Поскольку увеличение Rдоб уменьшает коэффициент передачи, то его номинал берут наименьшим из выражения (5.104). Если получилось значение Rдоб < 0, то его можно исключить из схемы. 133

5. Коэффициент передачи детектора определяется так:

К = Кд

Rвх.УНЧ R2 , R1 + R2 Rдоб + Rвх.УНЧ

(5.105)

где Кд – коэффициент передачи детектора с нагрузкой R1 + R2, определяющийся кривой 2 (рис. 5.23, б) по известному значению R/Ri или Rвх.д /Ri. 6. Амплитуда несущей входного сигнала детектора (т. е. выходного напряжения промежуточной частоты) определяется равенством

Uм.УПЧ = Uм.вх.УНЧ/(Кm), где m = 0,3 – среднее значение коэффициента модуляции. 7. Чтобы коэффициент передачи детектора соответствовал графику (рис. 5.23, б), емкость конденсатора С1 (в Ф) должна удовлетворять условию

С1 > 20 Сд; С1 > 5/[(R1 + R2) fПЧ]; (5.106) где Сд – емкость диода. Для отсутствия искажений, связанных с инерционностью нагрузки детектора, должно выполняться неравенство С1 <

1 − m 2 max . 2πFmax ( R1 + R2 ) mmax

(5.107)

В том случае, когда из неравенств (5.106) и (5.107) выбор С1 невозможен, можно увеличить С1 до величины, при которой линейные (амплитудно-частотные) искажения на верхней частоте модуляции не превышают допустимых:

С1 <

1 2πFmax

⎛ 1 1 ⎞ ⎜⎜ ⎟⎟ M B 2 − 1 , + ⎝ Rid R1 + R2 ⎠

(5.108)

где МВ = 1,05…1,1 – допустимый коэффициент частотных искажений. Величина Riд – внутреннее сопротивление детектора для токов модулирующей частоты, которое находится по кривой 3 (рис. 5.23, в). 8. Емкость конденсатора С2 (в Ф) определяется неравенством 134

С2 > 10/fПЧ R1. (5.109) Допустимый уровень амплитудно-частотных искажений на нижней частоте модулирующего сигнала обеспечивается при выполнении неравенства 2

СР > 1 / [ 2π Fmin (Rдоб + Rвх. УНЧ) М H − 1 ], где МН = МВ = 1,05…1,1.

(5.110)

5.7.3. Расчет дифференциального детектора частотномодулированных сигналов Принципиальная схема детектора приведена на рис. 5.24. В данной схеме Rвх. УНЧ и Свх. УНЧ представляют собой полное сопротивление последующего каскада и определяются выбором соответствующего типа транзистора или ИМС в первом каскаде УНЧ.

Рис. 5.24. Схема дифференциального частотного детектора

Порядок расчета следующий: 1. Выбирается тип диодов (VD1 и VD2), определяется коэффициент передачи диодных детекторов Кд по кривой 2 (рис. 5.23, б). 2. Коэффициент передачи детектора ЧМС можно оценить по формуле

Кд.ЧМС = Кд Rвх. УНЧ ⋅ 0,7/(Rвх. УНЧ + RФ1), при этом можно взять RФ1 ≈ Rвх. УНЧ. 135

(5.111)

3. Сопротивление нагрузочных резисторов (в Ом) определяется из соотношения R1 = R2 < (0,8…1,2)(RФ + Rвх. УНЧ). (5.112) 4. Эквивалентное затухание контуров частотного детектора при критической связи между контурами вычисляется по формуле δЭ > [(4…5)2ΔfПЧ] /fПЧ. (5.113) 5. Эквивалентная емкость контуров (в пФ) определяется равенством СЭ ≈ 0,0003 / fПЧ. (5.114) 6. Индуктивность контурных катушек (в Гн) определяется по формуле

Lк1 = Lк2 = 1/[(2πfПЧ)2СЭ]. (5.115) 7. Емкости (в пФ) конденсаторов контуров определяются равенствами Ск1 = СЭ – СL – 0,09 (См + С22), (5.116) Ск2 = СЭ – СL – 0,09 (См + 0,5Сд), где СL – межвитковая емкость катушек (0,5…1 пФ); См – емкость монтажа (2…5 пФ); Сд – емкость диодов. Коэффициенты подключения детекторов к контуру m1 определяются по допустимому шунтированию контура входным сопротивлением детекторов. Можно взять m1 = 0,3…0,5. 8. Емкости С1 и С2, предполагаемые равными, находят из неравенств (5.106)–(5.108), полагая, что в них R2 = 0 и mmax = 0,1 (благодаря работе усилительного каскада на VТ в режиме амплитудного ограничителя). 9. Индуктивность (в Гн) дросселя определяется неравенством Lдр > 3/((fПЧ)2C1). (5.117) 10. Емкость (в Ф) конденсатора переходного фильтра находится по формуле СФ1 = 104/(RФ1 Свх./УЭЧ), (5.118) где RФ1 – резистор переходного фильтра (RФ1 = RФ = Rвх./УНЧ). 136

6. РАСЧЕТ АРУ ТРАНЗИСТОРНЫХ ПРИЕМНИКОВ

Определим исходные данные для расчета АРУ: 1) пределы изменения напряжения на входе приемника:

Dвх =

Еаmax Еа

(обычно 103…105 раз);

2) допустимые пределы изменения напряжения на выходе приемника:

Dвых =

U вых max U вых

(обычно 1,1…3 раза).

Принципиальная схема АРУ без задержки приведена на рис. 5.25.

Рис. 5.25. Схема АРУ транзисторного приемника

Порядок расчета следующий: 1. Рассчитывается наибольшее значение возрастания ЭДС в антенне по сравнению с нормальным значением при заданном значении возрастания выходного напряжения Dвых, которое позволяет допустить регулировка одного каскада:

Dmax =

Y21 ном Dвых. Y12

(5.119)

2. Если величина Dmax меньше величины Dвх, предусмотренной техническим заданием, следует перейти к регулированию в двух каскадах. 137

3. При регулировке в n каскадах наибольшее возрастание ЭДС определяется по формуле n

⎛ Y21 ⎞ ном ⎟ Dmax = ⎜ D . ⎜ Y12 ⎟ вых ⎠ ⎝

(5.120)

4. Практически для высокочастотных транзисторов можно допустить изменение тока эмиттера от IЭ.нач = 1,5…3 мА, соответствующего максимальному усилению, до IЭ min = 0,1…0,2 мА. 5. Задавшись током эмиттера регулируемого каскада IЭ.нач, можно определить максимальный ток детектора:

Iд max = IЭ.нач – IЭmin ≈ IЭ.нач. (5.121) 6. Рассчитывается мощность, отбираемая цепью AРУ от детектора: Рдmax = (Iдmax)2Rб, (5.122) где Rб – сопротивление базового делителя (2…5 кОм). 7. Постоянная времени фильтра определяется исходя из назначения приемника. 7. РЕЗУЛЬТИРУЮЩИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ПРИЕМНИКА

В этом разделе следует рассчитать и построить резонансную характеристику приемника; рассчитать относительное ослабление зеркального канала; рассчитать коэффициент усиления высокочастотного тракта и чувствительность приемника. 7.1. Расчет резонансной характеристики приемника

Резонансная характеристика приемника рассчитывается по формуле

1 1 1 1 1 1 = + + + + ... + . У У ВЦ У УЧПС У ПР У УПЧ1 У УПЧn 138

(5.123)

Для приемников КВ-диапазона можно считать, что резонансная характеристика определяется только трактом последней ПЧ. Тогда

1 1 1 1 = + + ... + . У У пр У УПЧ1 У УПЧn

(5.124)

На нерастянутых ДВ- и СВ-диапазонах расчет следует выполнить для двух крайних частот настройки преселектора: fmin и fmax. На КВ-поддиапазонах расчет выполняется только для частот fmax поддиапазонов. На каждой из построенных резонансных характеристик определяется полоса пропускания приемника. На частоте fmax определяется относительное ослабление соседнего канала.

7.2. Расчет относительного ослабления зеркального канала

Относительное ослабление зеркального канала рассчитывается по формуле 1 1 1 = + . У ЗК У ВЦЭК У УЧПСЗК

(5.125)

7.3. Расчет коэффициента усиления высокочастотного тракта и чувствительности приемника

Коэффициент усиления высокочастотного тракта и чувствительности приемника для поддиапазона с коэффициентом перекрытия, превышающим 1,5, определяется в трех точках (на крайних и средней частотах поддиапазона), для поддиапазона с Kd < 1,2 – в одной точке. Коэффициент усиления высокочастотного тракта определяется по формуле 139

К = К ВЦ

m

∏

p

n

К УЧПСi

i =1

∏

К ПРj

j =1

∏К

УПЧк

;

(5.126)

к =1

где КУЧПСi – коэффициент усиления i-го каскада УЧПС; КПРj – коэффициент усиления j-го каскада преобразования; КУПЧк – коэффициент усиления к-го каскада УПС. Чувствительность приемника АМ-сигналов при отношении сигнал/шум на выходе приемника, равном 20 дБ, рассчитывается по формуле

Еа = 12,5 ⋅ 10–10

Qвх Рσ К вц m

Rк ⋅ 2ΔfN1н.э δ ,

(5.127)

где Qвх, Рσ, Квц, Rк определяются из расчета входной цепи; m – глубина модуляции (обычно задаются m = 0,3); 2Δf – полоса пропускания всего приемника; N1н.э – коэффициент шума первого нелинейного элемента приемника; δ – коэффициент, зависящий от типа входной цепи (для одноконтурной входной цепи δ = 1, для двухконтурной цепи δ = (1 + а2)/а2, где а – параметр связи между контурами). Коэффициент шума транзисторов приводится в справочниках. 8. ДОПОЛНЕНИЯ

Расчет приведенных ниже каскадов приемников можно найти в работах, данных в разделе «Литература»: 1. Проектирование УЧПС на ИМС [15, 19, 20]. 2. Расчет УПЧ с ФСИ [6]. 3. Проектирование УПЧ на ИМС [15]. 4. Проектирование смесителей на ИМС [15]. 5. Проектирование детектора на ИМС [15, 19]. 6. Проектирование АРУ приемников на ИМС [1, 15]. 7. Расчет низкочастотной части приемника на ИМС [19, 20].

140

ПРИЛОЖЕНИЯ 1. Обложка пояснительной записки курсового проекта

Камчатский государственный технический университет Мореходный факультет Кафедра радиооборудования судов

Дисциплина: Прием и обработка информации

ПРИЕМНИК НОСИМОЙ УКВ-РАДИОСТАНЦИИ (курсовой проект)

ВЫПОЛНИЛ Курсант группы 03РО Иванов В.А. __________________ 2007 г.

ПРОВЕРИЛ Доцент кафедры РОС Петров А.В. __________________2007 г. ЗАЩИТА НАЗНАЧЕНА НА "___"______ 2007 г. Оценка:

Петропавловск-Камчатский, 2007 г. 141

2. Техническое задание на курсовой проект

Камчатский государственный технический университет Кафедра радиооборудования судов

ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ №___ на курсовой проект по дисциплине ПРИЕМ И ОБРАБОТКА ИНФОРМАЦИИ Курсант ________________ курс ___ группа ___________ ТЕМА ЗАДАНИЯ _____________________________________________________ Вариант задания ___________________________________ ТЕХНИЧЕСКИЕ ДАННЫЕ Диапазон частот: полный ___________________________ частичный для расчета ______________ Вид модуляции ____________________________________ Способ настройки на частоту канала __________________ Чувствительность ____ при отношении сигнал/шум _____ Антенно-фидерное устройство _______________________ Избирательность: по соседнему каналу, дБ ____________ по зеркальному каналу, дБ __________ на промежуточной частоте, дБ _______ Нагрузка _________________________________________ Требования к АРУ _________________________________ Допустимые искажения выходного сигнала ____________ Источники питания ________________________________ 142

Дополнительные требования ________________________ _____________________________________________________ ТРЕБОВАНИЯ К РАСЧЕТАМ Выбор и обоснование основных параметров. Расчет структурной схемы. Электрический расчет отдельных каскадов ____________ Конструктивная разработка узла _____________________ Графическая часть _________________________________ Дополнительные требования ________________________ Дата выдачи _________

Срок сдачи _______

Руководитель, к.т.н., доцент

В.А. Иванов

143

3. Диапазоны частот, используемые в радиосвязи Диапазон частот Диапазон радиоволн СокраСокра№ Наименова- щенное Границы Рекомендо- Границы ИспольНаименова- щенное диапание наименодиапазонов ванное диапазонов зуемое ние наименозона (англ.) вание частот название волн название вание (англ.) 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1 Extremely ELF Крайне КНЧ 3…30 Гц Декамега100 000… – low низкие метровые 10 000 км frequency частоты волны 2 Super low SLF СверхнизСНЧ 30…300 Гц Мегаметро- 10 000… – frequency кие частоты вые волны 1 000 км 3

Infra low frequency

ILF

Инфранизкие частоты

ИНЧ

4

Very low frequency

VLF

ОНЧ

5

Low frequency Medium frequency

LF

Очень низкие частоты Низкие частоты Средние частоты

6

MF

НЧ СЧ

300… 3 000 Гц

Гектокило1 000… метровые 100 км волны 3…30 кГц Мириамет- 100…10 км ровые волны 30… Километро- 10…1 км 300 кГц вые волны 300… Гектометро1 000… 3 000 кГц вые волны 100 м

– СДВ ДВ СВ

Основная область применения 10 Радиосвязь с подводными лодками Радиосвязь с подводными лодками Радиосвязь с подводными лодками Радиосвязь, радионавигация Радионавигация Радиосвязь, радиовещание, радионавигация

Окончание табл. 1 7 8

2 High frequency Very high frequency

3 HF VHF

9

Ultra high frequency

UHF

10

Super high frequency

SHF

11

Extremely high frequency Hyper high frequency

EHF

12

HHF

4 Высокие частоты Очень высокие частоты Ультравысокие частоты Сверхвысокие частоты Крайне высокие частоты Гипервысокие частоты

5 ВЧ ОВЧ

6 7 3…30 МГц Декаметровые волны 30… Метровые 300 МГц волны

УВЧ

300… 3 000 МГц

СВЧ

3…30 ГГц

КВЧ ГВЧ

9 КВ

10…1 м

УКВ

Дециметро- 100…10 см вые волны

Сантиметровые волны 30…300 ГГц Миллиметровые волны 300… Децимил3 000 ГГц лиметровые волны

145

8 100…10 м

УКВ

10…1 см

УКВ

10…1 см

УКВ

1…0,1 мм

–

10 Радиосвязь, радиовещание Радиосвязь, радиовещание, телевидение Радиосвязь, радионавигация Радиолокация, космическое телевидение Радиолокация Радиосвязь за пределами атмосферы

4. Классификационные характеристики сигналов, используемых в системах радиосвязи

Радиосигналы, используемые в системах связи, должны обозначаться в соответствии с занимаемой ими полосой частот и их классификационной характеристикой. Необходимая ширина полосы частот выражается тремя цифрами и одной буквой. Буква занимает положение запятой, отделяющей целую часть от дробной (в десятичной дроби) и указывает единицу измерения: Н – Гц; К – кГц; М – МГц; G – ГГц (например, 2К40 соответствует ширине спектра 2,4 кГц). Первый знак в обозначении не может быть нулем или буквой К, М, G. Излучения классифицируются и обозначаются в соответствии с их основными характеристиками. При упрощенном описании класса излучения применяют сочетание трех символов. Основными характеристиками радиосигналов, используемых в системах радиоволн, являются: – первое обозначение – тип модуляции основной несущей; – второе обозначение – характер сигнала (сигналов), модулирующего (модулирующих) основную несущую; – третье обозначение – тип передаваемой информации. Модуляция, используемая лишь кратковременно и от случая к случаю (такая модуляция часто используется для передачи опознавания и вызова), может не учитываться при условии, что при этом не увеличивается необходимая ширина полосы.

Первое обозначение – тип модуляции основной несущей Излучение немодулированной несущей Излучения, при которых основная несущая модулируется по амплитуде (включая случаи, когда поднесущие имеют угловую модуляцию): двухполосная однополосная с полной несущей однополосная с ослабленной несущей или с переменным уровнем несущей 146

N

А Н R

однополосная с подавленной несущей с независимыми боковыми полосами с частично подавленной одной из боковых полос Излучения, при которых основная несущая имеет угловую модуляцию: частотная модуляция фазовая модуляция Излучения, при которых основная несущая имеет амплитудную и угловую модуляцию либо одновременно, либо в заранее установленной последовательности Импульсные излучения: последовательность немодулированных импульсов последовательность импульсов: модулированных по амплитуде модулированных по ширине или длительности модулированных по положению или фазе, модулированных по положению или фазе, при которой несущая имеет угловую модуляцию во время передачи импульсов представляющая сочетание указанных выше способов или производимая другими методами прочие случаи, отличные от указанных выше, при которых излучение состоит из основной несущей, модулированной либо одновременно, либо в заранее установленной последовательности сочетанием двух или более из следующих методов модуляции: амплитудной, угловой, импульсной прочие случаи

Второе обозначение – характер сигнала (сигналов), модулирующего (модулирующих) основную несущую Отсутствие модулирующего сигнала Один канал, содержащий квантованную или цифровую информацию без использования модулирующей поднесущей 147

J В С F G

D Р К L М Q V

W Х

О 1

Один канал, содержащий квантованную или цифровую информацию при использовании модулирующей поднесущей Один канал с аналоговой информацией Два или более каналов, содержащих квантованную или цифровую информацию Два или более каналов с аналоговой информацией Сложная система с одним или несколькими каналами, содержащими квантованную или цифровую информацию, совместно с одним или несколькими каналами, содержащими аналоговую информацию Прочие случаи

Третье обозначение – тип передаваемой информации Отсутствие передаваемой информации Телеграфия для слухового приема Телеграфия для автоматического приема Факсимиле Передача данных, телеметрия, телеуправление Телефония (включая звуковое радиовещание) Телевидение (видео) Сочетание двух или более из следующих выше типов Прочие случаи

2 3 7 8

9 Х N А В С D Е F W X

При использовании классификационной характеристики, содержащей 5 символов, четвертое обозначение содержит подробные данные о сигнале, а пятое – о характере уплотнения. Например, запись 2К70J3EJN обозначает следующее: сигнал с шириной спектра 2,7 кГц (2К70), с однополосной модуляцией, с подавленной несущей (J) аналоговой (3) телефонии (Е), коммерческого качества (J), без уплотнения (N).

148

5. Ряды определения номинальных значений для конденсаторов и резисторов (ГОСТ 28884–90) Е 6 (20% ) 1 – – – 1,5 – – – 2,2 – – – 3,3 – – – 4,7 – – – 6,8 – – –

. Е 12 (10%) 1 – 1,2 – 1,5 – 1,8 – 2,2 – 2,7 – 3,3 – 3,9 – 4,7 – 5,6 – 6,8 – 8,2 –

Е 24 (5%) 1 1,1 1,2 1,3 1,5 1,6 1,8 2,0 2,2 2,4 2,7 3,0 3,3 3,6 3,9 4,3 4,7 5,1 5,6 6,2 6,8 7,5 8,2 9,1

Номинальные значения сопротивления резистора (Ом, кОм, МОм и т. д.) и емкости конденсатора (пФ, нФ, мкФ и т. д.) получаются путем умножения числа из соответствующего ряда на 10п, где п – любое целое положительное или отрицательное число.

149

ЛИТЕРАТУРА

1. Радиоприемные устройства / Под ред. Н.Н. Фомина. – М.: Радио и связь, 1996. – 512 с. 2. Судовые радиоприемные устройства / Под ред. К.А. Семенова. – М.: Транспорт, 1984. – 382 с. 3. Радиоприемные устройства / Под ред. А.П. Жуковского. – М.: Высш. шк., 1989. – 342 с. 4. Екимов В.Д., Павлов К.М. Проектирование радиоприемных устройств. – М.: Связь, 1968. – 502 с. 5. Калихман С.Г., Левин Я.М. Радиоприемники на полупроводниковых приборах: проектирование и расчет. – М.: Связь, 1979. – 320 с. 6. Горшелев В.Д. Основы проектирования радиоприемников. – Л.: Энергия, 1977. – 384 с. 7. Волгов В.А. Детали и узлы радиоэлектронной аппаратуры. – М.: Энергия, 1977. – 655 с. 8. Бакеев Д.А.. Судовая радиосвязь / Под ред. Ю.М. Устинова. – СПб.: Судостроение, 2002. – 478 с. 9. Дуров А.А., Рябышкин В.Н. Судовые УКВ-радиостанции. – Петропавловск-Камчатский: КамчатГТУ, 2003. – 110 с. 10. Бобров Н.В. Радиоприемные устройства. – М.: Энергия, 1976. – 367 с. 11. Арсланов М.З., Рябов В.Ф. Радиоприемные устройства. – М.: Сов. радио, 1973. – 392 с. 12. Булычев А.А. и др. Аналоговые интегральные микросхемы: Справочник. – Минск: Беларусь, 1994. – 382 с. 13. Интегральные микросхемы: Справочник / Под ред. Б.Ф. Тарабрина. – М.: Энергоатомиздат, 1985. – 528 с. 14. Аналоговые и цифровые интегральные микросхемы / Под ред. С.В. Якубовского. – М.: Радио и связь, 1985. – 432 с. 15. Проектирование усилительных устройств на интегральных микросхемах / Под ред. Б.М. Богдановича. – Минск: Вышэйш. шк., 1980. – 208 с. 16. Буланов Ю.А., Усов С.Н. Усилители и радиоприемные устройства. – М.: Высш. шк., 1980. – 415 с. 150

17. Микросхемы и их применение: Справ. пособие / В.А. Батушев, В.Н. Вениаминов, В.Г. Ковалев и др. – М: Радио и связь, 1983. – 272 с. 18. Ред Э. Справочное пособие по высокочастотной схемотехнике. – М.: Мир, 1990. – 256 с. 19. Кар Дж. Проектирование и изготовление электронной аппаратуры / Пер. с англ. – М.: Мир,1980. – 390 с. 20. Гофен Д.С. Методические рекомендации к курсовому проектированию по предмету «Радиоприемные устройства». – М: Мортехинформреклама, 1988. – 99 с. 21. ГОСТ 2.105–95. ЕСКД. Общие требования к текстовым документам. – Минск: Госсовет по стандартизации, метрологии и сертификации, 2001. – 85 с. 22. ГОСТ 2.701–84. ЕСКД. Схемы. Виды и типы. Общие требования к выполнению. – М.: Изд-во стандартов, 1985. – 18 с. 23. ГОСТ 7.32–2001. Отчет о научно-исследовательской работе. Структура и правила выполнения. – Минск: Госсовет по стандартизации, метрологии и сертификации, 2001. – 19 с. 24. ГОСТ Р 52016–2003. Радиоприемники магистральной радиосвязи гектометрового-декаметрового диапазона волн. Параметры, общие технические требования и методы измерений. – М.: Изд-во стандартов, 2003. – 45 с. 25. ГОСТ 12252–86. Радиостанции с угловой модуляцией сухопутной подвижной службы. Типы, основные параметры, технические требования и методы измерений. – М.: Изд-во стандартов, 1986. – 62 с. 26. ГОСТ 22580–84. Радиостанции с угловой модуляцией морской подвижной службы. Типы, основные параметры, технические требования и методы измерений. – М.: Изд-во стандартов, 1984. – 52 с. 27. ГОСТ 22579–86. Радиостанции с однополосной модуляцией сухопутной подвижной службы. Типы, основные параметры, технические требования и методы измерений. – М.: Изд-во стандартов, 1986. – 63 с. 28. ГОСТ 26897–86. Радиостанции с однополосной модуляцией морской подвижной службы. Типы, основные параметры, технические требования и методы измерений. – М.: Изд-во стандартов, 1986. – 36 с. 151

29. ГОСТ 5651–89. Аппаратура радиоприемная бытовая. Общие технические условия. – М.: Изд-во стандартов, 1989. – 19 с. 30. ГОСТ 17692–89. Приемники радиовещательные автомобильные. – М.:. Изд-во стандартов, 1989. – 15 с. 31. Марков В.А. Устройства приема и обработки информации. Разработка структурной схемы: Метод. указания по курсовому и дипломному проектированию. – ПетропавловскКамчатский: КамчатГТУ, 2000. – 58 с. 32. Правила классификации и постройки морских судов. Радиооборудование. – Л.: Изд. Регистра РФ, 1965, 1991, 1997. 33. Руководство по радиосвязи морской подвижной службы и морской подвижной спутниковой службы. – М.: Мортехинформреклама, 1991. 34. Сборник резолюций ИМО. – СПб.: ЦНИИ МФ, 1993. – 250 с.

152

Учебное пособие

Бакеев Даут Анатольевич Дуров Андрей Андреевич Ильюшко Станислав Григорьевич Марков Виктор Алексеевич Парфёнкин Александр Иванович ПРИЕМ И ОБРАБОТКА ИНФОРМАЦИИ

КУРСОВОЕ ПРОЕКТИРОВАНИЕ УСТРОЙСТВ ПРИЕМА И ОБРАБОТКИ ИНФОРМАЦИИ Редактор Г.Ф. Майорова Технический редактор Е.Е. Бабух Набор текста А.А. Дуров Верстка, оригинал-макет Е.Е. Бабух

Подписано в печать 13.07.2007 г. Формат 61*86/16. Печать офсетная. Гарнитура Times New Roman Авт. л. 7,55. Уч.-изд. л. 7,76. Усл. печ. л. 9,45 Тираж 50 экз. Заказ № 843 Издательство Камчатского государственного технического университета Отпечатано полиграфическим участком издательства КамчатГТУ 683003, г. Петропавловск-Камчатский, ул. Ключевская, 35

153