Электронные устройства в медицинских приборах: Учебное пособие

ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО ПО ОБРАЗОВАНИЮ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ НАЦИОНАЛЬНЫЙ ИССЛЕДОВАТЕЛЬСКИЙ ЯДЕРНЫЙ УНИВЕРСИТЕТ «МИФИ»

Т. М. Агаханян

В. Г. Никитаев

ЭЛЕКТРОННЫЕ УСТРОЙСТВА В МЕДИЦИНСКИХ ПРИБОРАХ

Учебное пособие 2-е издание, исправленное и дополненное

Москва

2010

УДК 621.38 ББК 32.852 А23

Агаханян Т.М., Никитаев В.Г. Электронные устройства в медицинских приборах: Учебное пособие. М.: НИЯУ МИФИ, 2010. – 480 с. В пособии рассмотрены электронные усилители, источники питания, стабилизаторы и электронные устройства на интегральных компараторах напряжений, приведены описания триггеров и триггерных систем, а также схем, применяемых для нелинейного преобразования сигналов: ограничителей амплитуды, формирователей коротких импульсов, усилителейрасширителей. Рассмотрены релаксационные устройства на интегральных микросхемах, формирователи и генераторы линейно-изменяющегося напряжения и тока, в том числе большие интегральные системы и микропроцессоры. В части 3 пособия представлены аппаратурные структуры компьютерных систем медицинской диагностики. Пособие предназначено для студентов специализации «Компьютерные медицинские системы», изучающих курс «Основы электроники». Оно также может представлять интерес для инженерно-технических работников, занимающихся эксплуатацией электронных приборов медицинской диагностики. Рецензент д-р техн. наук, профессор В. С. Першенков. Рекомендовано редсоветом НИЯУ МИФИ в качестве учебного пособия. ISBN 978-5-7262-1219-7

© Национальный исследовательский ядерный университет «МИФИ», 2010

Предисловие В настоящее время в медицинской диагностике широко применяются электронные устройства различного назначения. К числу таких устройств относятся электрокардиографы, энцефалографы, томографы и т.д. Расшифровка электрокардиограмм, энцефалограмм и других информационных средств является одним из наиболее трудоемких и ответственных процессов диагностики, который также реализуется электронными средствами, обеспечивающими быструю и достоверную переработку больших объемов информации. Именно поэтому все большее применение получают системы автоматической медицинской диагностики и информационные системы на основе компьютеров, используемые для сбора, преобразования, передачи и автоматизированной обработки больших объемов медико-биологической информации в процессе исследования больного, диагностики его текущего состояния и т.д. Использование различных средств и методов анализа, реализуемых электронными устройствами, позволяет существенно расширить пределы медицинского исследования и заметно уменьшить вероятность ошибки при диагностике. Наглядным примером является применение спектрального анализа для установления динамического ряда RRэлектрокардиограммы, позволяющего достаточно точно установить диагноз больного. Все большее распространение получает спектральный анализ биопотенциалов головного мозга в практике электроэнцефалографии, что позволяет получить информацию о деятельности головного мозга и установить патологические нарушения. Современные электронные устройства, применяемые в медицине, представляют собой сложные комплексы, которые состоят из датчиков, а иногда и системы датчиков, электронных усилителей, функциональных преобразователей, регистрирующих, вычислительных и управляющих устройств, устройств памяти, предварительной обработки и отображения информации. Датчики предназначены для регистрации электрических сигналов, связанных с деятельностью мозга, сердца и мышц человеческого организма. 3

Они регистрируют различные виды энергии (тепловую, световую, механическую) и преобразуют ее в электрическую энергию. Электронные усилители, которые рассматриваются в первом разделе пособия, усиливают электрические сигналы, поступающие с датчиков. Функциональные преобразователи преобразуют регистрируемые сигналы с тем, чтобы обеспечить их обработку последующими узлами аппаратуры для установления признаков или характеристик, несущих диагностическую информацию. При этом преобразованию подлежат такие информационные признаки сигналов, регистрируемых датчиками, как амплитуда, фаза, частота их следования, число и длительность импульсов и др. Преобразование аналоговых сигналов в цифровой код для последующей обработки компьютером реализуют при помощи аналого-цифровых преобразователей – так называемых АЦП. Цель части 1 настоящего пособия – дать краткое описание основных узлов электронных устройств, применяемых в медицине для диагностики и лечения, а также рекомендации по обеспечению точности и надежности работы электронной аппаратуры. Часть 2 пособия посвящена основным видам усилителей: импульсным, видеоусилителям на интегральных операционных усилителях, интегральным избирательным усилителям и активным фильтрам, а также усилителям постоянных сигналов. В ней также будут рассмотрены источники питания и стабилизаторы напряжения и тока; электронные устройства на интегральных компараторах напряжений: пороговые устройства, АЦП, усилители-формирователи, ключевые стабилизаторы напряжения, регуляторы и индикаторы, генераторы и формирователи импульсных сигналов. В части 2 раздел «Цифровые устройства» дополнится описанием триггеров и триггерных систем, регистров, счетчиков, АЛУ, полупроводниковых запоминающих устройств и микропроцессоров. В части 3 пособия представлены аппаратурные структуры компьютерных систем медицинской диагностики, предназначенные для создания баз данных в памяти компьютера для хранения и использования медицинских архивов в высококвалифицированных лечебных учреждениях, приведены описания основных электронных устройств медицинской диагностики: электрокардиографов, энцефалографов и томографов.

4

Часть 1. ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВ

1. ЭЛЕКТРОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ 1.1. Характеристики электронных усилителей Электронные усилители (ЭУ) предназначены для усиления мощности электрических сигналов различной формы и амплитуды. Иногда наряду с усилением мощности ЭУ выполняют и другие функции, например, селекцию сигналов по частотному спектру или по амплитуде. ЭУ разбиваются на два обширных класса: линейные и нелинейные. Первые из них предназначены для усиления сигналов без заметных искажений их формы, вторые – наоборот. При этом нелинейные ЭУ, наряду с усилением, как правило, производят формирование сигналов по амплитуде или по длительности.

Рис. 1.1. Структурная схема ЭУ с источником усиливаемого сигнала U д на входе и нагрузкой Zн на выходе

На рис. 1.1 представлена структурная схема ЭУ. К входным зажимам усилителя 1–1 подключают источник (датчик) усиливаемых сигналов, который характеризуется внутренним импедансом (сопротивлением) Zд и напряжением холостого хода U д . Иногда ока5

зывается целесообразным представлять датчик эквивалентным исU точником тока короткого замыкания Iд.к.з = д , который подклюZд чается к зажимам 1–1 параллельно вместе с Zд. К выходным зажимам усилителя 2–2 подключается нагрузка Zн, которая характеризуется (кроме сопротивления Zн) выходным напряжением U вых или током Iн = Iвых . Для характеристики ЭУ применяются следующие параметры. U 1. Входной импеданс Z вх = вх , который определяется отношеIвх нием входного напряжения U к входному току I усилителя. вх

вх

Этим параметром определяется взаимодействие ЭУ с источником сигналов. Обычно Zвх представляется входным сопротивлением Rвх и входной паразитной емкостью Свх. В высокочастотных ЭУ сказываются также паразитные индуктивности. U хх 2. Выходной импеданс Z вых = , который определяется отIвых.кз ношением выходного напряжения при холостом ходе U хх ( Z н → ∞) к выходному току при коротком замыкании (Zн = 0) на выходе Iвых.кз. Этот параметр позволяет установить взаимодействие ЭУ с нагрузкой, представляемой Zн. Усилительные свойства ЭУ характеризуют различные коэффициенты усиления: U ▪ коэффициент усиления по напряжению K и = вых ; U д I ▪ коэффициент усиления по току K i = вых ; I д.кз

I ▪ крутизна характеристики выходного тока Sсх = вых ; U д  U ▪ передаточный импеданс Z тр = вых (последнее время более I вх

распространен термин «трансимпеданс»); 6

▪ коэффициент усиления по мощности K р =

U вых Iвых . U д Iвх

При усилении и преобразовании сигналов весьма важной является точность воспроизведения формы входного сигнала, которая определяется уровнем искажений, вносимых аналоговым устройством. К числу таких устройств относятся и ЭУ. В аналоговых устройствах различают нелинейные и линейные искажения. Нелинейные искажения обусловлены наличием нелинейных элементов в схеме (например, транзисторов) и связаны с величиной амплитуды сигнала. Эти искажения уменьшают до допустимого уровня соответствующим выбором элементов (транзисторов) и их режима работы. При синусоидальном входном сигнале U д = U дт sin ωдt нелинейные искажения проявляются в том, что выходной сигнал U вых , ω помимо сигнала с частотой f д = д , содержит гармоники с часто2π той, кратной fд. При этом нелинейные искажения принято характеризовать коэффициентом нелинейных искажений – клир-фактором. При усилении сигналов сложной формы из-за нелинейных искажений на выходе ЭУ появляются гармоники, не содержащиеся во входном сигнале. В линейных ЭУ, предназначенных для точных и прецизионных измерений амплитуды сигналов, нелинейные искажения не должны превышать единиц, а иногда и сотых долей процента. Поэтому их уменьшают соответствующим подбором усилительных элементов и режима работы, других элементов схемы, а также применением отрицательных обратных связей. Линейные искажения обусловлены инерционностью транзисторов и действием реактивных элементов, в том числе паразитных емкостей и индуктивностей. Они связаны со скоростью изменения сигнала во времени. Амплитуда сигнала не определяет величину линейных искажений, т.е. как бы мала ни была амплитуда, линейные искажения не исчезают, если скорость изменения сигнала во времени больше или меньше определенной величины. Именно по7

этому коэффициенты усиления по напряжению и по току, или коэффициенты преобразования аналоговых устройств являются комплексными величинами, что обусловлено зависимостью этих коэффициентов от скорости изменения сигнала во времени. Линейные искажения в ЭУ можно оценить, зная искажения синусоидального сигнала, так как сигнал любой формы можно разложить на гармонические составляющие, пользуясь рядами Фурье (для периодических сигналов) или интегралом Фурье (для непериодических сигналов). Годограф вектора комплексного коэффициента усиления, т.е. кривая, описываемая концом радиуса-вектора K и при изменении частоты f от 0 до ∞, называется амплитудно-фазовой характеристикой. На практике вместо этой характеристики обычно используют амплитудно-частотную характеристику (АЧХ), определяемую зависимостью модуля М(f) коэффициента K и от частоты f (рис. 1.2, а), и фазочастотную характеристику (ФЧХ), представляющую собой зависимость фазы ϕ(f) от частоты (рис. 1.2, б). Для краткой характеристики частотных искажений указываются отдельные параметры: граничные частоты, полоса пропускания, неравномерность АЧХ или отклонение ФЧХ от линейности и т.д. 1. Граничная частота определяется как частота, на которой модуль M(f) уменьшается до определенного значения (например, на 3 дБ, т.е. в 2 раза, или до уровня максимальной неравномерности в полосе пропускания). Различают нижнюю fн и верхнюю fв граничные частоты. Разность частот Δfп = fв – fн называется полосой пропускания ЭУ. 2. При анализе схем различают область низших f ≤ fс1, средних fc1 ≤ f ≤ fc2 и высших f ≥ fс2 частот (см. рис. 1.2, а). 3. Неравномерность АЧХ в полосе пропускания характеризуют относительным отклонением АЧХ в областях низших и высших частот от величины в области средних частот (см. εн и εв на рис.1.2, а). 8

а

б Рис. 1.2. Амплитудно-частотная (а) и фазочастотная (б) характеристики ЭУ

Для оценки линейных искажений, возникающих при передаче импульсных сигналов, удобно пользоваться переходной характеристикой ЭУ. Переходная характеристика – это реакция усилителя на идеальный перепад (ступеньку) напряжения или тока. Эту характеристику разбивают на три области: • область малых времен соответствует области высших частот АЧХ. Продолжительность этой области определяется временем установления выходного импульса после резкого изменения амплитуды входного сигнала; • область средних времен соответствует области средних частот АЧХ. Она наступает после области малых времен и закан9

чивается с наступлением области больших времен. В этой области изменения выходного сигнала пренебрежимо малы, поэтому переходная характеристика имеет вид плоской вершины; • область больших времен – аналог области низших частот, когда происходит заметный спад плоской вершины до полного затухания выходного импульса. При формировании фронта в области малых времен искажения сигналов, которые появляются при их усилении или преобразовании, характеризуются следующими параметрами (рис. 1.3): • временем задержки tзд, определяемом как время, прошедшее от момента подачи входного сигнала до момента достижения выходным сигналом определенного уровня его установившегося значения (наиболее часто до уровня 0,1 от амплитуды выходного сигнала); • временем нарастания фронта tн, определяемом как время, в течение которого выходной импульс нарастает от уровня, соответствующего времени задержки, до некоторого уровня, близкого к амплитуде выходного импульса. Наиболее часто уровни, определяющие tн, выбираются 0,1 и 0,9 от амплитуды выходного импульса; • относительной величиной выброса ε, представляющей собой отношение превышения выходного сигнала над его установившимся значением к последнему.

Рис. 1.3. Переходная характеристика ЭУ в области малых времен – реакция на идеальный перепад напряжения амплитудой Uдт

10

Для характеристики искажений выходного импульса в области больших времен вместо переходной характеристики определяют реакцию ЭУ на идеальный прямоугольный импульс с конечной длительностью tи (рис. 1.4). При этом интересуются следующими параметрами, которыми характеризуется полученная реакция: • относительным спадом плоской вершины выходного имU (t ) пульса δt и = выхт и ; U выхт • относительной амплитудой выбега или выброса ΔU вых (tи ) δвых = . U выхт

Рис. 1.4. Реакция ЭУ в области больших времен на идеальный прямоугольный импульс длительностью tи

Искажения импульсов в области больших времен (как и искажения синусоидальных сигналов в области низких частот) обусловлены действием разделительных элементов, которые включаются между усилительными каскадами или блоками для обеспечения нормального рабочего режима по постоянному току. Такую цепь используют и на выходе усилителя для предотвращения передачи постоянной составляющей выходного напряжения ЭУ и ее дрейфа в нагрузку. На рис. 1.5 показана схема с разделительным конденсатором Рис. 1.5. Схема ЭУ с разделительным Ср, но в качестве разделительного элемента может использо- конденсатором Ср, включенным между его выходом и нагрузкой Rн ваться и трансформатор. 11

В выходном напряжении ЭУ наряду с полезным сигналом, определяемым входным усиливаемым напряжением Uд, всегда имеются напряжения помехи в виде наводок, фона, шума микрофонного эффекта и шума, образуемого статистическими флуктуациями токов и напряжений от своих средних значений. Очевидно, что минимальный уровень усиливаемого сигнала, который может быть достоверно зарегистрирован на выходе ЭУ, лимитируется величиной приведенной к входу сигнала помехи. Поэтому для повышения его чувствительности должны быть приняты меры для снижения уровня помехи. Наводки появляются от воздействия на ЭУ и образующие его цепи посторонних сигналов и помех. Источниками наводок являются электронные устройства, электродвигатели, генераторы и т.д. Так как наводки появляются из-за паразитных электрических, магнитных, гальванических и других связей цепей ЭУ с источниками наводок, то их величину можно снизить до допустимого уровня удалением ЭУ от источника помех, его экранированием, введением в цепи питания и связей развязывающих элементов и т.д. Фон представляет собой напряжение в выходной цепи, гармонические составляющие которого имеют частоту, кратную частоте первичного переменного источника тока (например, электрической сети), от которого питается усилитель. Он появляется из-за недостаточного сглаживания выпрямленного напряжения источника питания. Эту составляющую уменьшают до допустимого уровня шунтированием выходных зажимов источника питания ЭУ дополнительными конденсаторами большой емкости. Фон может являться результатом наводки в цепях ЭУ электрическими и магнитными полями трансформаторов выпрямителей, сетевых проводов и т.д. Методы борьбы с фоном те же, что и при наводках. Шумы микрофонного эффекта появляются в выходной цепи при воздействии на ЭУ и его детали механических толчков и вибраций. Микрофонный эффект особенно ярко проявляется в усилителях на электровакуумных лампах. В современных транзисторных ЭУ он может проявляться при наличии входных трансформаторов (в особенности с сердечником из пермаллоя), преобразующих механические колебания в электродвижущую силу вследствие магни12

тострикционного эффекта. Подобный эффект наблюдается также в усилителях с электромеханическими фильтрами. Для снижения микрофонных шумов следует избегать применения элементов с ярко проявленным микрофонным эффектом в особенности в медицинской аппаратуре, используемой на транспорте. Шумы, обусловленные беспорядочными (флуктуационными) изменениями токов и напряжений под действием внутренних физических процессов в транзисторах, диодах, резисторах, в отличие от перечисленных выше видов помех принципиально не могут быть исключены. Действие этих шумов, к числу которых относятся тепловой шум, шум токораспределения, дробовой шум, низкочастотный шум генерации–рекомбинации носителей зарядов, ослабляют использованием малошумящих транзисторов и соответствующими мерами при проектировании ЭУ. 1.2. Биполярные и униполярные транзисторы

В качестве усилительных элементов ЭУ применяют транзисторы – полупроводниковые приборы, в которых используются эффекты, обусловленные переносом заряда в твердом теле для преобразования, усиления и генерирования электрических сигналов. Основным полупроводниковым материалом в современной электронике наиболее часто является кремний. Электрическая проводимость обусловлена переносом заряда валентными электронами, расположенными на внешней оболочке атома. В полупроводниках электроны прочно связаны с кристаллической решеткой атома, поэтому они не принимают участия в переносе заряда. Только при передаче электронам энергии, достаточной для разрыва ковалентной связи с кристаллической решеткой, появляются электроны проводимости, которые могут перемещаться в кристалле и участвовать в процессе электропроводности. Такой переход электронов из валентной зоны в зону проводимости может происходить под действием тепловой энергии, если она превышает некоторую величину, определяемую шириной запрещенной зоны, которая, в свою очередь, определяется разностью энер13

гий электронов в зоне проводимости и валентной зоне. При удалении электронов из валентной зоны в ней образуются незанятые электрические состояния – так называемые дырки, через которые могут перемещаться под действием электрического поля связанные с кристаллической решеткой электроны, находящиеся в валентной зоне. Такой вид проводимости принято называть дырочной проводимостью (в отличие от электронной, образуемой потоком электронов в зоне проводимости). В кристаллах с собственной проводимостью, представляющих собой полупроводник с атомами одного химического элемента (например, кремния), концентрация дырок в валентной зоне равняется концентрации электронов в зоне проводимости, так как дырки образованы из-за перехода части валентных электронов в зону проводимости. В электронных приборах полупроводники с собственной проводимостью применяются сравнительно редко. В основном работа транзисторов основана на использовании эффектов, которые возникают при добавлении в полупроводник примесей. Поэтому такие полупроводники называются примесными. Примеси, способные отдавать электроны в зону проводимости, называют донорными. В полупроводнике, обогащенном донорами, преобладает электронная проводимость. Это полупроводники птипа. Примеси, добавление которых приводит к образованию дырок в валентной зоне, называют акцепторными. В этом случае образуется полупроводник р-типа, в котором преобладает дырочная проводимость. В настоящее время созданы биполярные и униполярные транзисторы. Биполярные транзисторы изготавливаются двух типов: п-р-п и рп-р. Это трехслойные приборы, состоящие из эмиттера и коллектора, разделенных слоем, который называется базой транзистора. Эмиттер при смещении внешним источником напряжения в прямом направлении обеспечивает инжекцию неосновных носителей заряда в базу. В п-р-п транзисторе происходит инжекция в базу электронов, являющихся неосновными носителями заряда, а в р-п-р транзисто14

ре – в базу дырок. Неосновные носители в базе диффундируют, а под действием внутреннего электрического поля дрейфуют в сторону коллектора, смещенного внешним источником напряжения в обратном направлении, и, достигая потенциального барьера у коллекторного перехода, «сваливаются» в коллектор, образуя во внешней цепи коллекторный ток. Униполярные (полевые) транзисторы представляют собой полупроводниковые приборы также с тремя рабочими электродами, состоящими из канала, истока, стока и затвора, формируемых на подложке с р- или п-проводимостью. Канал – полупроводниковая область управляемой проводимости, через которую протекает ток униполярного транзистора, образуемый потоком основных носителей заряда. Этот поток образуется под действием продольного электрического поля, возникающего в канале при подключении внешнего источника питания между истоком и стоком. Управление током канала производится подачей напряжения на затвор – третий электрод транзистора. В настоящее время применяются следующие разновидности униполярных транзисторов: • с управляющим р-п-переходом, в которых электрод-затвор образует обратно смещенный р-п-переход с областью канала; (металл-диэлектрик-полупровод-ник) • МДП-транзисторы двух видов: транзисторы с индуцированным каналом, в которых канал между стоком и истоком индуцируется, т.е. наводится управляющим напряжением на затворе, и транзисторы со встроенным каналом, в которых канал формируется технологическим путем. В МДП-транзисторах металлический затвор изолирован от канала слоем диэлектрика. В зависимости от типа электропроводности канала различают транзисторы п-типа и р-типа. В транзисторах с п-проводимостью ток в канале образуется потоком электронов (основных носителей заряда), которые под действием электрического поля перемещаются от истока к стоку. В транзисторах с р-проводимостью ток в канале образуется потоком дырок, т.е. электронов в зоне валентности, которые перемещаются от стока к истоку. Электропроводность стока и истока всегда совпадает с электропроводностью канала. 15

Особенности транзисторных устройств (в зависимости от их функционального назначения) определяются областью их работы. Для биполярных транзисторов характерны следующие области: • активная область – эмиттерный переход смещен в прямом направлении, а коллекторный – в обратном; • область насыщения – эмиттерный и коллекторный переходы смещены в прямом направлении; • область отсечки токов – эмиттерный и коллекторный переходы смещены в обратном направлении (транзистор заперт); • активная инверсная область – эмиттерный переход смещен в обратном направлении и работает как коллектор, а коллекторный переход, смещенный в прямом направлении, выполняет функции эмиттера. Униполярные транзисторы работают в трех областях: • в активной области, простирающейся в пологой области вольт-амперной характеристики транзистора, в которой ток стока слабо зависит от напряжения на стоке, но управляется напряжением на затворе; • в области ограничения тока, где ток стока существенно изменяется с изменением напряжения на стоке и очень слабо реагирует на изменения напряжения на затворе; • в области отсечки тока стока – при напряжении отсечки затвора, а в МДП-транзисторах с индуцированным каналом порогового напряжения транзистор запирается и перестает проводить ток. 1.3. Транзисторные каскады

В транзисторных каскадах наряду с усилением мощности происходит либо усиление напряжения, либо усиление тока, либо и то и другое одновременно. В зависимости от усиливаемой величины они разбиваются на три группы: • усилительные каскады, обеспечивающие усиление как тока, так и напряжения; • повторители напряжения, повторяющие на выходе напряжение, действующее на входе (усиление мощности происходит за счет усиления тока); 16

• повторители тока, повторяющие на выходе ток, поступаю-

щий на вход (усиление мощности обеспечивается за счет усиления напряжения). Транзисторные каскады, как и все ЭУ, питаются от источников постоянного напряжения, один из полюсов которого в схеме на биполярном транзисторе подключается к коллекторной цепи, а в схеме на униполярном транзисторе – к стоковой цепи. Второй полюс источника питания подключается к общей шине ЭУ. В схемах на пр-п транзисторах и транзисторах с п-каналом к коллектору и стоку подключается положительный полюс (см. рис. 1.6 – 1.8). Для задания режимного тока транзистора и его стабилизации в диапазоне температур применяются специальные цепи, подключаемые к входу ЭУ. Ниже рассматриваются каскады на п-р-п биполярных транзисторах и п-канальных униполярных транзисторах. При использовании р-п-р и р-канальных транзисторов к коллекторной и стоковой цепям подключают отрицательный полюс источника питания. Усилительные каскады. В качестве простейших усилительных каскадов применяют каскады с общим эмиттером (рис. 1.6,а) и с общим истоком (рис. 1.6,б), построенные соответственно на биполярных и униполярных транзисторах 1 . В первом из них усиливаемый сигнал с напряжением Uд на выходе генератора с внутренним сопротивлением Rд подают на базу транзистора, а выходное напряжение усилителя Uвых снимается с коллектора в виде перепада напряжения на резисторе Rк, которое изменяется с изменением тока коллектора Iк под действием входного сигнала Uд. В каскаде с общим истоком усиливаемый сигнал подают на затвор транзистора, а выходное напряжение снимают со стока в виде перепада напряжения на резисторе Rс. Предельное значение коэффициента усиления напряжения каскада с общим эмиттером определяется коэффициентом Эрли μэк и достигает величины 103 ÷ 104. Это каскад с низкоомным входом. Его входное сопротивление Rвх составляет единицы килоом (срав1

Для упрощения схем на рис. 1.6 –1.8 цепи, задающие режим работы транзисторов, т.е. токи коллектора и истока, не показаны. 17

нительно редко превышает десятки и сотни килоом). Если требуется усилитель с высокоомным входом, то применяют каскад с общим истоком с Rвх = (106 ÷ 1012) Ом. Верхняя граничная частота рассмотренных усилителей лимитируется инерционностью транзисторов и паразитными реактивностями, шунтирующими вход и выход усилителя.

а

б

Рис. 1.6. Усилительные каскады на биполярном транзисторе с общим эмиттером (а) и на униполярном транзисторе с общим истоком (б)

Повторители напряжения. В качестве повторителей напряжения применяют каскады с общим коллектором и общим стоком, схемы которых показаны на рис. 1.7. Они представляют собой устройства с отрицательной обратной связью по напряжению, которая возникает из-за поступления выходного напряжения во входную цепь (на эмиттер или затвор транзистора). Этот сигнал обратной связи воспроизводится каскадом и появляется на выходе в противофазе той части выходного напряжения, которая образуется под действием усиливаемого сигнала Uд. Таким образом, повторители напряжения являются усилительными каскадами, охваченными 100-процентной отрицательной обратной связью по напряжению. Поэтому они не способны усиливать входное напряжение. Усиление мощности обеспечивается усилением тока. Отрицательная обратная связь по напряжению способствует увеличению входного сопротивления повторителя и уменьшению его выходного сопротивления. Последняя особенность важна при 18

работе на низкоомную нагрузку. Эта связь оказывает также стабилизирующее действие: с изменением условий работы (температуры окружающей среды, нагрузки, напряжений источников питания и т.д.) параметры повторителя напряжения изменяются в меньшей степени, чем у усилительного каскада.

Uвых

а

б

Рис. 1.7. Эмиттерный (а) и истоковый (б) повторители напряжения

Повторители напряжения обладают более широкой полосой пропускания, чем усилители. Повторители тока. В качестве повторителей тока применяют каскады с общей базой и общим затвором. Они тоже представляют собой усилительные каскады, охваченные отрицательной обратной связью, с той лишь разницей, что не по напряжению, а по току. Эта связь возникает под действием перепада напряжения на внутреннем сопротивлении генератора усиливаемых сигналов Rд, образуемого выходным током каскада (рис. 1.8). Обратная связь способствует стабилизации токоРис. 1.8. Коллекторный (а) и стоковый (б) повторители тока вых параметров каскада, при19

водит к увеличению выходного сопротивления. Однако эта связь исключает усиление по току, поэтому мощность усиливается только за счет усиления напряжения, которое возникает, если Rд оказывается меньше сопротивления в коллекторе Rк или стоке Rс. Особенностью повторителей тока является то, что они являются каскадами с наименьшим входным сопротивлением. Полоса пропускания в области высших частот (из-за действия обратной связи) больше, чем в усилительных каскадах. Дифференциальные каскады. На рис. 1.9 показаны принципиальные схемы дифференциальных каскадов (ДК) на биполярных и униполярных транзисторах. ДК имеет два входа: базы или затворы транзисторов Т1 и Т2. Выходом ДК являются коллекторы или стоки.

Рис. 1.9. ДК на биполярных (а) и униполярных (б) транзисторах

При определении параметров ДК целесообразно представлять действующие во взаимно симметричных точках схемы сигналы в виде двух составляющих: синфазных и парафазных (дифференциальных). Первые из них – это сигналы, равные по амплитуде и одного знака, действующие во взаимно симметричных точках (например, в базовых или затворных цепях Т1 и Т2). Парафазными называются сигналы, равные по амплитуде, но противоположного знака, также действующие во взаимно симметричных точках. 20

При воздействии на ДК только синфазных сигналов потенциалы во всех взаимно симметричных точках будут равны, токи в элементах, соединяющих эти точки, будут отсутствовать. Это означает, что синфазные сигналы, к числу которых относятся дрейф режимных токов, помехи в симметричных цепях и т.д., подавляются до пренебрежимо малой величины. При действии на ДК парафазных сигналов потенциалы всех взаимно симметричных точек будут равны по абсолютному значению, но противоположны по знаку. Следовательно, возникающая под действием парафазных сигналов разность потенциалов между симметричными точками удваивается. Указанные особенности ДК учитываются при выборе схемы усилителей слабых сигналов на фоне помех значительной амплитуды. Именно поэтому в электрокардиографах, электроэнцефалографах и других приборах в качестве предусилителей применяют ДК. При этом усиливаемый сигнал подается только на один из входов ДК, поэтому он действует как парафазный сигнал, воспроизводимый ДК с высоким коэффициентом усиления. Что же касается дрейфовых напряжений, различного рода помех, наводок, действующих одинаковой амплитудой во взаимно симметричных точках, то они практически не появляются на выходе ДК из-за высокого коэффициента подавления синфазных сигналов. 1.4. Интегральные операционные усилители

Для усиления, преобразования, обработки, детектирования, формирования и генерации сигналов в настоящее время применяются интегральные операционные усилители (ИОУ). Они представляют собой универсальные и многофункциональные микросхемы, построенные на полупроводниковой монолитной кремниевой пластине размером несколько квадратных миллиметров, содержащей десятки транзисторов, резисторов и конденсаторов небольшой емкости. ИОУ состоят из входного каскада, промежуточных каскадов усиления и выходного каскада, образующих усилитель с непосредственными связями между каскадами. Во всех выпускаемых ИОУ, 21

за исключением импедансных, на входе включают ДК, что приводит к повышению стабильности выходного потенциала благодаря подавлению синфазных напряжений и сигналов помех и расширению функциональных возможностей ИОУ за счет наличия двух входов. Благодаря включению промежуточных каскадов, состоящих из дифференциального каскада с однофазным выходом и дополнительными усилительными каскадами, ИОУ обладают высоким коэффициентом усиления: Kис = 104 ÷ 106. Выходной каскад строят на двухтактных повторителях напряжения. Это уменьшает выходное сопротивление ИОУ до десятков и единиц ом, что способствует передаче значительной мощности в низкоомные нагрузки. Для питания ИОУ используют два разнополярных источника, позволяющих получить выходной потенциал, равный нулю, т.е. потенциалу общей шины питания. Потенциал входных зажимов также равен нулю, что облегчает непосредственное соединение отдельных микросхем между собой без включения разделительных конденсаторов. На корпусе ИОУ расположены два вывода, к одному из которых присоединяют положительный источник питания +Еип, а к другому – отрицательный –Еип. Вторые полюсы этих источников заземляют, т.е. подключают к общей шине (рис. 1.10).

Рис. 1.10. Структурные схемы инвертирующего (а) и неинвертирующего (б) усилителей на ИОУ

ИОУ имеет два входных зажима: инвертирующий и неинвертирующий. При подаче на инвертирующий вход сигнала, например, положительной полярности Uд на выходе ИОУ появляется усилен22

ный сигнал отрицательной полярности, т.е. инвертированный сигнал (рис. 1.10, а). Если же усиливаемый сигнал Uд подается на неинвертирующий вход, то полярность выходного сигнала совпадает с полярностью входного (рис. 1.10, б). Наличие двух входов существенно расширяет области применения ИОУ. Благодаря этой особенности, а также высокому коэффициенту усиления на их основе можно реализовать большое число разнообразных как линейных, так и нелинейных устройств путем соответствующих коммутаций внешних цепей, подключаемых к его входам. Поэтому по своему назначению и характеру применения ИОУ относятся к классу аналоговых интегральных микросхем (АИМС) универсального назначения. Эти возможности ИОУ на практике реализуют применением обратных связей (о чем речь пойдет в следующем параграфе). ИОУ характеризуются теми же параметрами, что и обычные усилители: коэффициентом усиления Kис, входным Rвх.ис и выходным Rвых.ис сопротивлениями. Для характеристики ИОУ как усилителя постоянных сигналов используют следующие параметры: • приведенное ко входу напряжение смещения Uвх.см, равное эквивалентному значению разности входных напряжений ИОУ, которая вызывает отклонение выходного напряжения на величину KисUвх.см; • входной ток смещения Iвх.см, равный среднему значению входных токов ИОУ: Iвх.см = 0,5(Iвх.ни + Iвх.ин); • входной ток сдвига Iвх.сд, равный разности входных токов; • коэффициент влияния нестабильности питающих напряжений Квл.ип, определяемый как отношение приведенного ко входу отклонения выходного напряжения к изменению питающего напряжения ΔЕип, вызывающего это отклонение. По этим параметрам определяют отклонение выходного напряжения ΔUвых.от при Uвх.ни = Uвх.ин = 0, приведенное ко входу ИОУ: ΔU вых.от ΔU вх.от ≡ = U вх.см + I вх.см ( Rг1 − Rг 2 ) + K ис + 0,5( Rг1 + Rг 2 ) I вх.сд +

2

∑ K вл.ип.l ΔEип.l , l =1

23

где Rг1 и Rг2 – сопротивления резисторов, включенных в инвертирующий и неинвертирующий входы ИОУ. Отклонение выходного напряжения ΔUвых.от, которое появляется на выходе ИОУ при нулевых смещениях на инвертирующем и неинвертирующем входах, можно устранить балансировкой микросхемы. Однако с изменением температуры внутри корпуса микросхемы это отклонение изменяется, и, несмотря на балансировку, происходит дрейф выходного напряжения ΔUвых.др. Приведенный ко входу дрейф определяется через температурные коэффициенты основных параметров следующей формулой: ΔU вых.др ΔU вх.др ≡ = K ис ΔI ⎡ ΔU вх.см = (Т р − Т ном ) ⎢ + ( Rг1 − Rг 2 ) вх.см + ΔТ ⎣ ΔТ 2 ΔEипl ⎤ ΔI вх.см + K вл.ипl ⎥, ΔТ ⎥⎦ ΔТ l =1 где Тр и Тном – рабочая и номинальная температура. Быстродействие ИОУ характеризуется наибольшей скоростью нарастания и спада выходного напряжения при воспроизведении импульсного сигнала с крутыми перепадами. Высокочастотные возможности определяются: • частотой единичного усиления ИОУ f1ис, при которой коэффициент усиления Kис(f1ис) = 1; • входной Свх.ис и выходной Свых.ис емкостями. Выпускаются ИОУ общего назначения, ИОУ с повышенным входным сопротивлением, быстродействующие и прецизионные, ИОУ частного применения и микромощные.

+ 0,5( Rг1 + Rг 2 )

∑

1.5. Реализация аналоговых устройств на ИОУ с применением обратных связей

При использовании ИОУ в качестве аналогового устройства, к которым относятся и усилители, задача разработчика сводится к реализации на основе выбранного ИОУ электронного устройства с 24

заданными значениями коэффициента усиления, входного и выходного сопротивлений, переходной и частотной характеристик. Многие из этих параметров, как правило, существенно отличаются от соответствующих параметров ИОУ. В большинстве случаев к аналоговым устройствам предъявляются достаточно жесткие требования к точности воспроизведения сигнала и стабильности его характеристик. Между тем из-за разброса параметров элементов ИОУ (транзисторов, резисторов) характеристики и параметры ИОУ от партии к партии существенно отличаются. Они меняются из-за дрейфа параметров транзисторов и изменения сопротивлений резисторов при изменении температуры окружающей среды. Наиболее эффективным средством решения указанных проблем является применение отрицательной обратной связи, которую реализуют подачей части выходного напряжения или тока на инвертирующий вход ИОУ. Соответствующим выбором вида обратной связи (по напряжению или по току, параллельную или последовательную) и ее глубины F можно варьировать параметрами и характеристиками ИОУ так, чтобы реализованный на его основе усилитель имел заданные параметры и характеристики. При этом для обеспечения требуемой стабильности характеристик усилителя и заданной точности воспроизведения усиливаемых сигналов применяют отрицательную обратную связь. Последовательная отрицательная обратная связь. Этот вид обратной связи применяют в устройствах, в которых требуется увеличение входного сопротивления. Причем реализуется обратная связь по напряжению и по току. Структурная схема усилителя с последовательной обратной связью по напряжению показана на рис. 1.11, а. Здесь отрицательная обратная связь реализуется подачей части выходного напряжения на инвертирующий вход ИОУ через резистивный делитель напряжения R1–R2 с коэффициентом передачи R2 . При этом поступающий на инвертирующий вход γи = R1 + R2 сигнал обратной связи Uвх.ин= γиUвых. Усиливаемый сигнал Uд подают на неинвертирующий вход: Uвх.ни = Uд. Эти сигналы усилива25

ются ИОУ с коэффициентом Kис и появляются на выходе в виде разности Uвых = KисUвх.ни – KисUвх.ин = KисUд – KисγиUвых.

а

б

Рис. 1.11. Структурные схемы усилителей с последовательной отрицательной обратной связью по напряжению (а) и по току (б)

Поэтому выходное напряжение ИОУ уменьшается обратно пропорционально глубине обратной связи F = 1 + γиKис, т.е. K исU д K исU д = . F 1 + γ и K ис Таким образом, при действии отрицательной обратной связи по напряжению коэффициент усиления усилителя определяется формулой K ис ~ R1 U K и = вых = − +1, 1 + γ и K ис R2 Uд U вых =

из которой следует, что Kис уменьшается в F раз. Входное сопротивление возрастает в F раз, а выходное сопротивление, наоборот, уменьшается в F раз. Этот вид обратной связи 26

способствует стабилизации коэффициента усиления по напряжению, заметно уменьшая его отклонение от номинальной величины, которое происходит из-за разброса параметров ИОУ и их температурного дрейфа. Если наряду с повышением входного сопротивления требуется увеличить и выходное сопротивление усилителя, то ИОУ охватывают последовательной обратной связью по току. В этом случае подают на инвертирующий вход сигнал обратной связи Uос = IнR1, пропорциональный току нагрузки Iн. Структурная схема ИОУ с обратной связью по току показана на рис. 1.11, б. В этой схеме глубина обратной связи определяется выражением R F = 1 + K ис 1 . Rн При обратной связи по току стабилизируется коэффициент усиления по току: K R R I K i ≡ н = ис д ~ − д. Iд FRн R1

Так как в схеме действует последовательная связь, то входное сопротивление возрастает в F раз, что способствует уменьшению входного тока усилителя. Выходное сопротивление тоже возрастает в F раз. Именно поэтому при изменении тока нагрузки ΔIн с изменением параметров ИОУ сопротивление Rн уменьшается в F раз. Параллельная отрицательная обратная связь. Для уменьшения входного сопротивления усилителя используют параллельную обратную связь, которую реализуют подачей на инвертирующий вход ИОУ как сигнала обратной связи, так и усиливаемого сигнала Uд. Параллельная обратная связь по напряжению используется в усилителе с низкоомным выходом подачей на инвертирующий вход ИОУ через резистор R1 части выходного напряжения (рис. 1.12, а). При этом глубина обратной связи определяется соотношением Rд F = 1 + K ис . R1 + Rд 27

а б Рис. 1.12. Структурные схемы усилителей с параллельной отрицательной обратной связью по напряжению (а) и по току (б)

Поскольку обратная связь по напряжению, то выходное сопротивление уменьшается в F раз. Этот вид обратной связи способствует стабилизации коэффициента усиления: K R /( R + Rд ) Rд K U K и ≡ вых = ис = ис 1 1 ≅ . Uд F F R1 Параллельная отрицательная обратная связь по току применяется для стабилизации коэффициента усиления тока и увеличения выходного сопротивления усилителя. В приведенной структурной схеме (рис. 1.12, б) обратная связь по току реализуется подачей сигнала, пропорционального выходному току, на инвертирующий вход ИОУ, куда одновременно поступает усиливаемый сигнал Uд. Канал обратной связи представляет собой делитель тока с коэффиR2 . Глубина обратной связи и коциентом передачи γ i = R1 + R2 + Rд эффициент усиления по току определяются формулами: F = 1 + γiKис K γR I K i ≡ н = ис i д Iд FRн 28

Rд ; Rн

⎛ R1 ⎞ R ⎜⎜ + 1⎟⎟ ≅ 1 + 1 . ⎝ R2 ⎠ Rн

Коррекция переходных и частотных характеристик усилителей с обратной связью. Применение отрицательных обратных связей позволяет получать требуемые коэффициент усиления с заданной стабильностью, входное и выходное сопротивления усилителя. Наряду с данными параметрами, характеризующими усилители в установившемся режиме, определенные требования предъявляются к частотным или переходным характеристикам. Между тем включение обратных связей не только не обеспечивает автоматически решение указанной проблемы, наоборот, оно приводит к заметным искажениям сигналов в области высших частот или малых времен, если не будут приняты дополнительные меры. Часто применение обратных связей сопровождается самовозбуждением усилителя, т.е. усилитель превращается в генератор сигналов произвольной формы. Причиной этого является действие паразитных емкостей и индуктивностей, а также инерционность транзисторов в канале петлевого усиления, в результате чего образуются фазовые сдвиги в области высших частот, сопровождаемые существенными частотными искажениями, а чаще всего самопроизвольной генерацией сигналов высокой частоты. Проблема реализации частотных и переходных характеристик с заданной точностью на практике решается применением корректирующих цепей. Они представляют собой цепи с реактивными элементами, при помощи которых обеспечивают усиление высокочастотных сигналов с требуемой точностью. В настоящее время применяют четыре способа коррекции характеристик. Наиболее простой способ – коррекция при помощи интегрирующего конденсатора Скор, включаемого между входом и выходом одного из усилительных каскадов ИОУ. Такой способ используют при изготовлении ИОУ с внутренней коррекцией. Недостатком этого вида коррекции является то, что он приводит к уменьшению частоты единичного усиления микросхемы. Этот недостаток можно ликвидировать, применив коррекцию ускоряющей RC-цепью, которую реализуют шунтированием резисторов R1 и R2 в канале обратной связи (см. рис. 1.11, а) конденсаторами С1 и С2 небольшой емкости. 29

Наиболее эффективной является коррекция посредством параллельного высокочастотного канала. В трансимпедансных ИОУ коррекцию целесообразно проводить при помощи местной обратной связи по току, которая в этой микросхеме неизбежно возникает при подключении к ее низкоомному инвертирующему входу цепи общей обратной связи. 1.6. Интегральные компараторы напряжений

Компаратор – это сравнивающее устройство. Современные интегральные компараторы напряжений (ИКН) предназначены для сравнения двух напряжений, поступающих на его инвертирующий и неинвертирующий входы. При этом в зависимости от знака разности входных напряжений на выходе ИКН устанавливается потенциал, соответствующий либо логической 1, либо логическому 0. 1 Первый из этих потенциалов – это U вых.икн – высокий потенциал,

0 второй U вых.икн – низкий потенциал. Структурная схема ИКН совпадает со схемой ИОУ. Она содержит на входе дифференциальный каскад, выполняющий функции сравнивающего устройства. Для повышения чувствительности ИКН за входным дифференциальным каскадом обычно включают промежуточный усилитель с высоким коэффициентом усиления, обеспечивающий формирование перепадов напряжений большой амплитуды при незначительной разности входных напряжений. Основное отличие ИКН от ИОУ состоит в построении выходного каскада. В ИКН выходной каскад строят так, чтобы можно было совмещать ИКН с цифровыми микросхемами. Для этого необходимо обеспечить работу выходного каскада в ключевом режиме, при 1 0 котором формируются потенциальные уровни U вых.икн и U вых.икн , первый из которых соответствует логической единице, а второй – 1 0 логическому 0. Причем U вых.икн и U вых.икн должны равняться входным напряжениям соответствующей цифровой микросхемы, под действием которых происходит переключение цифрового устройства.

30

Так как ИКН можно представить как нелинейный усилительформирователь, то, прежде всего, он характеризуется параметрами, свойственными усилителям: коэффициентом усиления напряжения при работе в активной области, входным и выходным сопротивлениями. Причем, поскольку речь идет о нелинейном усилителе, его параметры меняются в широких пределах. Так, при работе в активной области, границы которой определяются напряжениями переключения ИКН, коэффициент усиления составляет несколько тысяч, тогда как в состоянии логической 1 и логического 0 ИКН перестает усиливать. Погрешность сравнения входных напряжений, определяемую отклонением выходного напряжения и его дрейфом при работе ИКН в активной области, оценивают теми же параметрами, что и ИОУ, т.е. напряжением сдвига (смещения) Uвх.сд; входным током смещения Iвх.см; входным током сдвига Iвх.сд и температурными коэффициентами указанных параметров. Быстродействие ИКН характеризуется временем переключения ИКН, определяемым продолжительностью перехода из одного состояния в другое, и дисперсией этого времени. Современные ИКН относятся к классу аналого-цифровых интегральных микросхем. Они используются в качестве порогового элемента, составляющего основу большого класса электронных устройств: дискриминаторов амплитуды, детекторов уровня, триггера Шмитта, бистабильных индикаторов и т.д. Сочетание порогового элемента с формирователем потенциальных уровней 1 и 0 позволяет использовать ИКН в различного рода преобразователях аналоговых сигналов в цифровые. К числу таких устройств относятся аналого-цифровые преобразователи (АЦП), преобразователи временных интервалов в последовательность импульсов и др. Выпускаются ИКН общего назначения, прецизионные и быстродействующие. Они применяются для производства различного рода генераторов импульсов. Их используют в качестве нелинейных усилителей-формирователей.

31

Контрольные вопросы 1. Какими датчиками пользуются для медицинской диагностики? Укажите их назначение. 2. Составьте структурную схему электронного усилителя и укажите назначения элементов схемы. Какое будет выходное напряжение Uвых, если напряжение датчика U д = 0 ? 3. Что является причиной появления нелинейных искажений и как можно их уменьшить? 4. Какими параметрами усилителя лимитируются линейные искажения в областях низших и высших частот? 5. Как надо выбирать напряжение на эмиттерном и коллекторном переходах биполярного транзистора, чтобы обеспечить его работу в активной области? 6. Какие схемы обеспечивают усиление напряжения и тока? 7. Почему повторитель напряжения не способен усиливать входное напряжение, а повторитель тока – входной ток? 8. Почему дифференциальный каскад подавляет синфазные сигналы, к числу которых относятся помехи во входных цепях каскада? В каких приборах медицинской диагностики используется эта особенность ДК? 9. Какими средствами обеспечивают требуемый коэффициент и его стабильность в усилителях на ИОУ? 10. В каких усилителях на ИОУ целесообразно использовать последовательную, а в каких – параллельную обратную связь? 11. Какой вид обратной связи надо применять для стабилизации выходного напряжения усилителя на ИОУ: по напряжению или по току? 12. Для чего применяют коррекцию переходных и частотных характеристик усилителей с обратной связью? 13. Чем отличается интегральный компаратор напряжения от интегрального операционного усилителя?

______

32

2. ЦИФРОВЫЕ УСТРОЙСТВА

В медицинских приборах применяют не только аналоговые устройства в виде ЭУ, но и цифровые устройства. Как известно, наиболее надежным и достоверным способом медицинской диагностики является обработка соответствующих данных компьютером, представляющим собой цифровое устройство. Современные компьютеры строят на микропроцессорах, которые по архитектурным и структурным решениям аналогичны процессорам, предназначенным для обработки информации по соответствующей программе. Обрабатываемая информация представляется в виде двоичного кода. Преобразование аналоговых сигналов в двоичный код производится АЦП, реализующим представление переменного аналогового сигнала в виде двоичных чисел 0 и 1. Состоит АЦП из интегральных компараторов напряжений и кодирующего устройства, построенного на логических элементах. Логические элементы являются важным элементом не только компьютеров, но и других устройств цифровой автоматики. На их основе строятся более сложные блоки: триггеры, регистры, сумматоры, счетчики, дешифраторы и др. Для хранения программ, необходимых данных и т.д. компьютеры снабжаются памятью, состоящей из оперативного запоминающего и постоянного запоминающего устройств. Большинство всех этих элементов строят на электронных ключах. 2.1. Основные характеристики электронных ключей

В цифровых устройствах транзисторы часто используются в качестве ключевых элементов, основное назначение которых заключается в замыкании и размыкании определенных цепей с помощью управляющих входных сигналов. Электронные ключи составляют основу современных импульсных и цифровых устройств и используются для усиления, формирования и генерирования импульсов. Они применяются в качестве элементов компьютеров, в 33

устройствах автоматического управления исполнительными элементами и т.д. Ключевой элемент может находиться в двух положениях: в разомкнутом и замкнутом. Разомкнутому положению ключа обычно соответствует закрытое состояние транзистора или диода, а замкнутому – открытое, проводящее состояние. Переключение из одного состояния в другое производится входным управляющим сигналом: Uвх или Iвх. Под воздействием управляющего сигнала производится подключение цепи нагрузки к источнику энергии или отключение последнего в течение определенных промежутков времени. В замкнутом состоянии ключа происходит передача энергии в нагрузку. При этом для наиболее полного использования источника и для уменьшения потерь необходимо, чтобы рассеиваемая на ключе энергия была как можно меньшей величины. Для удовлетворения указанного требования нужно выбирать элемент, обладающий, во-первых, малым остаточным напряжением в проводящем состоянии и, во-вторых, малым внутренним сопротивлением. По указанным характеристикам полупроводниковые ключи значительно превосходят электровакуумные. При размыкании идеального ключа полностью прекращается передача энергии в нагрузку. Реальные ключевые элементы, используемые в практических схемах, обладают конечным внутренним сопротивлением в разомкнутом состоянии, что исключает полное отключение нагрузки от источника энергии. Это сопротивление определяется паразитными утечками и тепловыми токами р-п переходов. В установившемся режиме параметры электронного ключа определяются переключательной характеристикой, представляющей собой зависимость выходного напряжения Uвых или тока Iвых от входного управляющего сигнала: Uвх или Iвх. Наиболее часто используют переключательную характеристику в виде Uвых = F(Uвх) (рис. 2.1), которая характеризуется следующими параметрами: • напряжением отпирания ключевого элемента Uвх.от, определяемым как входное напряжение, при котором ток электронного ключа составляет 0,01–0,05 наибольшего тока; 34

граничным значением входного напряжения Uвх.гр, при котором ключ находится на грани насыщения или ограничения выходного тока; • выходными потенциалами ключа в закрытом и открытом со1 стояниях, первый из которых U вых соответствует наибольшему по абсолютному значению уровню выходного потенциала, а второй 0 U вых – наименьшему. •

а б Рис. 2.1. Переключательные характеристики электронного ключа для двух значений температуры Т1 и Т2 (а) и числа нагрузочных элементов N1 и N2 (б), подключенных к электронному ключу

На переключательной характеристике отмечаются положения стационарных рабочих точек открытого и закрытого состояний (см. точки А и В на рис. 2.1), на основании которых устанавливается помехоустойчивость электронного ключа. Она определяется максимально допустимым напряжением помехи Uпом. Помехоустойчивость характеризуется допустимыми значениями напряжения по0 1 мехи отпирающей U пом и запирающей U пом полярностей, определяемыми соотношением: 0 1 U пом = U вх.от − U вхА ; U пом = U вх.В − U вх.гр .

Температурную зависимость выходного напряжения Uвых ключа, а также его нагрузочную характеристику, определяемую зависимостью Uвых от нагрузки, можно установить на основании семейства 35

переключательных характеристик для различных температур (см. рис. 2.1, а) и нагрузок, подключенных к электронному ключу (см. рис. 2.1, б). В импульсных схемах при отпирании и запирании ключевого элемента происходят переходные процессы, продолжительностью которых определяется быстродействие ключевого элемента. Переходный процесс при отпирании электронного ключа можно разбить на две стадии: формирование фронта выходного импульса и формирование плоской вершины. Запирание ключа также происходит в две стадии. На первой стадии происходит рассасывание избыточных носителей, накопленных у р-п переходов, или выход ключевого элемента из области ограничения тока. На второй стадии формируется срез выходного импульса. Стадия формирования фронта количественно характеризуется двумя величинами: • временем задержки выходного импульса t1,0 зд , определяемым как время, прошедшее с момента подачи входного импульса до момента нарастания выходного импульса до уровня 0,1 от своего установившегося значения; 1,0 • длительностью фронта выходного импульса tфр , в течение

которого выходной импульс нарастает от 0,1 до 0,9 своего установившегося значения. На стадии формирования плоской вершины переходный процесс определяется постоянной времени накопления τн, которая характеризует продолжительность установления рекомбинации носителей заряда, и временем перезаряда паразитных емкостей. В ключе на биполярном транзисторе эта стадия начинается после насыщения транзистора. Когда транзистор попадает в область насыщения, изменение напряжения нагрузки практически прекращается. Но при этом переходный процесс продолжается, так как в базе транзистора все еще происходит увеличение концентрации носителей. Изменение заряда носителей приводит к изменениям напряжения на переходах и, соответственно, на нагрузке. Однако эти изменения столь незначительны, что практически ими можно пренебречь. Длитель36

ность времени установления заряда в базе транзистора можно оценить по формуле: t уст = (2 ÷ 3)τн . В ключевых элементах на униполярных транзисторах стадия формирования плоской вершины наступает после перехода транзистора в крутую область ВАХ. Длительность времени установления определяется временем перезаряда паразитных емкостей. Стадия рассасывания избыточных носителей, накопленных у р-п переходов, количественно характеризуется временем рассасывания tрас, определяемым как время, прошедшее с момента подачи запирающего импульса до момента смещения р-п переходов в обратном направлении. В схемах на униполярных транзисторах эта стадия отсутствует. После запирания р-п переходов и с перекрытием канала униполярного транзистора начинается стадия формирования среза выходного импульса, которая количественно характеризуется двумя величинами: 0,1 • временем задержки t зд , определяемым как время, в течение

которого срез выходного импульса изменяется на 0,1 от своего амплитудного значения; 0,1 , т.е. временем, • длительностью среза выходного импульса t ср в течение которого выходной импульс спадает от 0,9 до 0,1 своего амплитудного значения. 2.2. Электронные ключи на биполярных транзисторах Области работы транзистора. Различают следующие области работы биполярного транзистора: • область отсечки токов – при работе транзистора в этой области эмиттерный и коллекторный переходы смещены в обратном направлении; • активная область – в этой области эмиттерный переход смещен в прямом направлении, а коллекторный – в обратном; • область насыщения – в этой области коллекторный и эмиттерный переходы смещены в прямом направлении; 37

• инверсная активная область – в этой области коллекторный переход смещен в прямом направлении, а эмиттерный – в обратном. Области работы транзистора разграничиваются нулевыми значениями напряжений на эмиттерном Uэ и коллекторном Uк переходах. Напряжения Uэ и Uк определяются как разность электростатических потенциалов соответствующего перехода в неравновесном и равновесном состояниях. Границы областей можно определить также по величине заряда неосновных носителей, которые накапливаются в базе непосредственно у коллекторного и эмиттерного переходов. Используя известные граничные условия Шокли: U U Qэ = Qэ0 exp э ; Qк = Qк0 exp к , ϕт ϕт можно установить, что на границах областей заряды неосновных носителей у эмиттерного Qэ и коллекторного Qк переходов определяются своими равновесными значениями Qэ0 и Qк0. В установившемся режиме границы областей работы транзистора удобно определять по токовому критерию, который можно записать в следующем виде: • при управлении транзистором по базовой цепи ток коллектора в активной области Iк = IбβN, а при управлении по эмиттерной цепи Iк = IэαN, где Iб и Iэ – входные токи базы и эмиттера; βN и αN – коэффициенты передачи тока базы и тока эмиттера; • при работе транзистора в области насыщения токовые критерии записываются так: Iкн ≤ IбβN и Iкн ≤ IэαN, где Iкн – ток коллектора в насыщении. Глубина насыщения транзистора по базе и эмиттеру характеризуется коэффициентами I I N нб = б β N и N нэ = э α N . I кн I кн ВАХ транзисторов. В цифровых устройствах, как правило, используются транзисторные ключи с базовым управлением, т.е. Iвх = Iб. Поэтому ниже мы рассмотрим ВАХ транзистора при Iвх = Iб. 38

В активной области одной из основных ВАХ транзистора является его выходная, или как ее еще называют – коллекторная характеристика, представляющая собой зависимость тока коллектора Iк от выходного напряжения Uкэ с параметром «входной ток»: Iб = const, которая приведена на рис. 2.2 (Uкэ – разность потенциалов между коллектором и эмиттером). При работе в активной области Рис. 2.2. Коллекторная коллекторная характеристика опхарактеристика транзистора при управлении по базе ределяется приближенной формулой Iк = IбβN + Iк0(1 + βN), (2.1) Iк0 – обратный ток коллекторного перехода. Из выражения (2.1) следует, что ток коллектора Iк не зависит в явном виде от напряжения обратного смещения Uкэ, приложенного к коллекторному переходу. Изменение тока коллектора с изменением выходного напряжения является результатом зависимости коэффициента передачи тока эмиттера αN (или коэффициента передачи тока базы βN) от обратного смещения, приложенного к коллекторному переходу. На практике зависимость Iк от Uкэ обычно учитывается при помощи сопротивления коллектора. По сути дела, при помощи этого фиктивного сопротивления учитывается изменение коэффициента передачи тока с изменением Uкэ, т.е. вместо того, чтобы варьировать величиной αN или βN как функцией Uкэ, вводится некоторое среднее сопротивление коллектора, и αN и βN представляются как величины, не зависящие от Uкэ. Среднее значение сопротивления коллектора можно определить по наклону коллекторной характеристики, причем при работе транзистора с базовым входом это сопротивление в (1 + βN) раз меньше, чем при работе с эмиттерным входом. 39

Коэффициент передачи тока эмиттера αN, а также коэффициент передачи тока базы βN являются функциями и входного тока. В активной области входные параметры транзистора определяются его входной характеристикой: зависимостью тока базы Iб от напряжения база–эмиттер Uбэ при Uкэ = const. Входную характеристику транзистора при базовом управлении (рис. 2.3) можно заменить двумя прямыми отрезками, один из которых проходит параллельно оси напряжения Рис. 2.3. Входная характе- Uбэ при токе Iб = Iк0, а второй с наклоном ристика транзистора при rвх.э пересекается с первым при напряжебазовом управлении нии Uот.т, которое принято называть напряжением отпирания транзистора. Обычно за напряжение отпирания Uот.т принимают то значение Uбэ, при котором ток базы Iб оказывается более чем на два порядка меньше наибольшего значения I тока базы: I бн.гр = кн . βN Входное сопротивление транзистора rвх.э рассчитывают по форU бн.гр − U от.т муле rвх.э = , предварительно определив по базовой I бн.гр характеристике напряжение Uбн.гр, соответствующее наибольшему току базы Iбн.гр в рабочем диапазоне. В области насыщения коллекторную ВАХ тоже можно линеаризовать, представив ее ломаной линией, состоящей из двух отрезков прямых линий (см. рис. 2.2). Одна из этих прямых проходит через граничную точку Iк = IбβN и параллельна оси напряжения, а другая – с наклоном rкэ касательно к крутому участку коллекторной характеристики (rкэ – выходное сопротивление насыщенного транзистора в схеме с общим эмиттером). Величину сопротивления rкэ, а также остаточного напряжения Uкэ0 определяют из коллекторной характеристики транзистора в области насыщения. При работе в области отсечки транзистор достаточно полно описывается двумя характеристиками: входной, т.е. зависимостью 40

входного тока от входного напряжения, и передаточной, определяемой зависимостью выходного тока от входного напряжения. Инверсное включение транзисторов применяется сравнительно редко, поэтому ВАХ при работе в этой области не приводятся. Простейший ключ на биполярном транзисторе. На рис. 2.4 приведена схема простейшего ключа при управлении транзистором по базовой цепи (ключ с общим эмиттером). Когда транзистор закрыт, ключ разомкнут, при отпирании и насыщении транзистора ключ замыкается. Рис. 2.4. Схема Управление ключом производится источнипростейшего ключа ком входного (управляющего) сигнала Uвх с на биполярном транзисторе внутренним сопротивлением Rвн. Форма управляющего сигнала показана на рис. 2.5.

Рис. 2.5. Эпюры входного и выходного напряжений транзисторного ключа

Низкий уровень входного сигнала Uвх0 не должен превышать напряжения отпирания транзистора Uот.т с тем, чтобы обеспечить закрытое состояние транзистора, соответствующее разомкнутому положению ключа. Если это напряжение отрицательное, то ключ будет работать в области отсечки до тех пор, пока Uвх < 0. Однако ключевой режим работы возможен, когда Uвх0 оказывается положи41

тельной полярности, но величиной, не превышающей Uот.т. В этом случае при Uвх0 ≤ Uвх < Uот.т транзистор практически не усиливает входной сигнал, а токи Iб и Iк оказываются почти такой же величины, как и в области отсечки, хотя он оказывается в активной области. Амплитуда управляющего сигнала ивхт = Uвхт – Uвх0 должна быть достаточной, чтобы при установлении высокого уровня Uвхт транзистор оказался в насыщении при полной нагрузке, подключаемой к его коллектору. При входных напряжениях Uвх < Uот.т транзистор закрыт, на его 1 выходе устанавливается напряжение U вых , соответствующее высокому (единичному) уровню выходного потенциала и определяемое соотношением: 1 U вых = Ек − ΔU вых.з ,

где ΔUвых.з = Rк(Iкз + Iн.з) ≅ Rк(Iк0 + Iн.з) – перепад напряжения на резисторе Rк, который образуется током коллектора закрытого транзистора (Iкз ≈ Iк0) и током Iн.з, отбираемым нагрузкой в разомкнутом положении ключа. При напряжениях Uвх > 0 транзистор оказывается в активной области, однако пока Uвх < Uвх.от, выходной потенциал практически не меняется. Транзистор отпирается и начинает усиливать входной сигнал, когда Uвх становится равным напряжению отпирания ключа Uвх.от, в данном случае совпадающему с напряжением отпирания транзистора Uот.т. После отпирания транзистора благодаря усилению входного сигнала последующее увеличение Uвх сопровождается стремительным спадом выходного потенциала Uвых до тех пор, пока транзистор не окажется в области насыщения. Переход в область насыщения происходит тогда, когда входное напряжение достигает уровня Uвх.гр, при котором транзистор оказывается на грани насыI щения, наступающего при токе базы I б = кн . На выходе устанавβN 0 ливается напряжение U вых , соответствующее низкому (нулевому) уровню, равному потенциалу коллектора в насыщенном состоянии, 0 т.е. U вых = Uкэн.

42

При отпирании транзистора продолжительность спада выходного потенциала определяется временем задержки t1зд,0 и временем перехода из состояния единицы в состояние нуля t1,0 (см. рис. 2.5). После этого наступает стадия накопления носителей заряда в базе с продолжительностью tуст = 3τн. При запирании транзистора сначала происходит рассасывание носителей заряда, накопленных в базе. В течение этого времени продолжительностью tрас выходной потенциал практически не меняется. И только после рассасывания носителей заряда в базе непосредственно у коллекторного перехода начинается нарастание вы0 1 ходного потенциала от уровня U вых до U вых . Суммарная продол0,1 жительность этого перехода определяется временем задержки t зд

и временем перехода из состояния нуля в состояние единицы t0,1. При формировании фронта и среза выходного импульса продолжительность переходных процессов определяется параметрами транзистора (постоянной времени коэффициента передачи тока базы τβN и емкостью коллекторного перехода Ск), а также паразитными емкостями, шунтирующими выход канала (в том числе и емкостью нагрузки Сн). Переключатели тока на биполярных транзисторах с объединенными эмиттерами. В рассмотренном простейшем ключе насыщение транзистора приводит к заметному увеличению времени выключения и, соответственно, к снижению его быстродействия. Насыщение транзистора можно предотвратить включением между его коллектором и базой диода Шоттки, представляющего собой переход с барьером на границе металл–полупроводник. Поскольку в металле практически исключается накопление носителей, то продолжительность переключения транзистора Шоттки уменьшается на время, необходимое на рассеивание носителей заряда, накапливаемых у коллекторного перехода. В быстродействующих ключах на транзисторах Шоттки, несмотря на предотвращение насыщения транзисторов (что, конечно, способствует заметному уменьшению времени выключения), возможности биполярного транзистора далеко не полно используются. 43

Дело в том, что в таких ключах транзистор управляется по базе. При этом, во-первых, инерционность транзистора характеризуется постоянной времени τβN , которая определяется временем жизни носителей, значительно превышающим среднее время пролета носителей в базе, и, во-вторых, эффективное влияние емкости коллекторного перехода, действующего как проходная емкость, тоже заметно больше, чем при управлении ключом по эмиттерной цепи. Разумеется, ключ с базовым управлением все же имеет и определенные достоинства, из которых наиболее важным является возможность управления малым входным током. Ток базы в (βN + 1) раз меньше тока эмиттера. Это способствует повышению быстродействия ключа с базовым управлением. Очевидно, что при разработке быстродействующих ключей следует сохранять достоинства ключа с базовым управлением, исключив причины, замедляющие переключение транзистора. Наиболее полно это удалось реализовать в переключателе тока на транзисторах с объединенными эмиттерами. Схема такого переключателя показана на рис. 2.6. В переключателе тока в эмитРис. 2.6. Переключатель тока на транзисторах терную цепь транзисторов задается с объединенными эмиттерами ток I0 постоянного значения, которое поддерживается либо включением в цепь эмиттеров сравнительно высокоомного резистора Rэ, либо использованием транзисторного источника тока I0, как это показано на рисунке. В стационарном режиме переключателя этот ток полностью отбирается из эмиттера либо транзистора Т1 (тогда Т2 не проводит), либо Т2 (тогда не проводит Т1). Значение тока I0 выбирают так, чтобы в рабочем режиме элемента исключалось насыщение проводящего транзистора Т1 или Т2. Управление переключателем тока производится подачей сигнала на базу транзистора Т1. На базу же транзистора Т2, образующего вторую половину переключателя, подается 44

фиксированный опорный потенциал Uоп, значение которого выбирают так, чтобы транзистор Т2 был способен пропускать полностью ток I0 при установлении на входе, т.е. на базе Т1 низкого по0 тенциала U вх . При подаче на вход (т.е. на базу Т1) высокого по1 тенциала U вх ток I0 переключается в эмиттерную цепь входного транзистора. При этом транзистор Т2 с фиксированным смещением запирается. При переключении тока из эмиттера одного транзистора в эмиттер другого происходит изменение выходных потенциалов: потенциал коллектора входного транзистора изменяется на величину I0Rк1 (повышается на эту величину при запирании Т1 и понижается при отпирании Т1), а потенциал коллектора Т2 на величину I0Rк2 (понижается при запирании Т1, когда проводит Т2, и повышается, наоборот, когда проводит Т1, а Т2 запирается). Отметим, что в переключателе тока входные импульсы поступают на базу транзистора, поэтому потребляемый от источника управляющих сигналов ток практически такой же величины, что и в обычном ключе. Однако транзисторы, образующие переключатели, работают в режиме управления по эмиттеру, поскольку переход транзистора из одного состояния в другое происходит по мере переключения тока эмиттера, задаваемого источником I0. Следовательно, переключателю тока свойственны достоинства ключа с эмиттерным управлением, а именно: в режиме переключения, вопервых, инерционность транзисторов определяется средним временем пролета носителей в базе и дисперсией этого времени (а не временем жизни неосновных носителей) и, во-вторых, влияние емкости коллекторного перехода Cк не возрастает в (βN + 1) раз, так как она не оказывается охваченной обратной связью (как проходная емкость в ключе при базовом управлении). Таким образом, в переключателях тока быстродействие повышается за счет предотвращения насыщения транзисторов и за счет управления по эмиттеру в режиме переключения, обеспечивающего малую инерционность транзистора и слабое влияние емкости коллекторного перехода. Немаловажное значение имеет ограничение пределов изменения перепадов напряжения и использование эмиттерных повторителей на входе или на выходе.

45

Наличие вспомогательного транзистора Т2 с опорным напряжением, конечно, усложняет схему, однако это же дает возможность расширить функциональные возможности переключателя, так как выходной перепад на коллекторе Т2 появляется в противофазе с выходным напряжением T1. Благодаря включению Т2 в переключателе тока имеются два выхода. Первый из них берется с коллектора Т1 – это инвертирующий выход Uвых1, который принимает следующие значения в зависимости от Uвх: 0 при Uвх = U вх 1 U вых1 = U вых1 = Ек , 1 при Uвх = U вх 0 ~ Uвых1 = U вых1 − Ек − I 0 Rк1 . Входной сигнал инвертируется транзистором Т1. На втором выходе, который берется с коллектора вспомогательного транзистора T2, сигнал не инвертируется: 1 при Uвх = U вх 1 ~ U вых2 = U вых2 − Ек , 0 при Uвх = U вх 0 ~ Uвых2 = U вых2 − Ек − I 0 Rк2 . Наличие двух выходов, реализующих логическую инверсию, особенно удобно при использовании переключателя тока в цифровых устройствах. При этом, чтобы получить одинаковые перепады напряжения на выходах, сопротивления резисторов Rк1 и Rк2 выбираются равными друг другу.

2.3. Электронные ключи на униполярных транзисторах

В цифровых устройствах обычно используют ключевые элементы на МДП-транзисторах. Они строятся на двух последовательно включенных транзисторах с индуцированным каналом, применение которых позволяет сравнительно просто согласовывать выходные потенциалы предыдущих элементов с входными потенциалами последующих в цепочке ключевых элементов. 46

Области работы МДП-транзистора и его ВАХ. В зависимости от проводимости канала различают транзисторы п-типа и р-типа. В первом из них канал обладает электронной проводимостью, а во втором – дырочной проводимостью. Тип проводимости стока и истока всегда совпадает с типом проводимости канала. Как отмечалось, различают три области работы униполярного транзистора. Первая из них – область отсечки токов. При работе в этой области транзистор не проводит тока, так как на его затворе действует запирающее смещение, перекрывающее полностью канал. Перекрытие канала по затвору происходит при напряжении отсечки Uотс (для транзисторов с управляющим р-п-переходом и со встроенным каналом) или при пороговом напряжении Uпор (для транзисторов с индуцированным каналом). Вторая область работы транзистора это активная область с пологим участком ВАХ (рис. 2.7). Граница этой области определяется стоковым напряжением перекрытия Uс.пер. При достижении этого напряжения канал перекрывается вблизи стока, поэтому ток стока практически перестает нарастать с увеличением (по абсолютной величине) потенциала стока Ucи. Для транзистора с управляющим р-п-переходом и со встроенным каналом стоковое напряжение перекрытия определяется соотношением Uс.пер = Uзи – Uотс, а для транзистора с индуцированным каналом Uс.пер = Uзи – Uпор (Uзи – управляющее напряжение на затворе).

Рис. 2.7. Стоковая характеристика униполярного транзистора

47

Если потенциал стока становится меньше по абсолютной величине напряжения перекрытая Uс.пер, то транзистор переходит в крутую область ВАХ, где наблюдается заметное изменение тока стока Iс с изменением потенциала стока Uси. Однако при работе в этой области заметно уменьшается усиление входного напряжения транзистором, так как с изменением потенциала затвора Uзи ток стока меняется сравнительно мало. По аналогии с электровакуумной лампой эту область работы транзистора можно назвать областью ограничения тока стока. ВАХ всех видов полевых транзисторов можно представить одними и теми же уравнениями: ▪ в крутой области, т.е. при U си ≤ U с.пер 2 ); I c = kпт (2U с.перU си − U си

▪ в пологой области при потенциале стока U си ≥ U с.пер 2 . I c = kптU с.пер

Этой формулой определяются как стоковая (рис. 2.7), так и стокозатворная (рис. 2.8) характеристики при работе транзистора в активной области.

Рис. 2.8. Стокозатворные характеристики МДП-транзистора с индуцированным каналом с п-проводимостью (а) и р-проводимостью (б) а

б

Коэффициент пропорциональности kпт, характеризующий квадратичную зависимость тока стока Iс от напряжения, определяется геометрическими размерами прибора и электрофизическими параметрами полупроводникового кристалла. 48

Транзисторный ключ с нелинейным резистором. Схема ключа на транзисторах с п-проводимостью приведена на рис. 2.9, а. Ключевым элементом служит транзистор Т, нагрузкой которого является нелинейный резистор в виде МДП-структуры Тн. Переключательную характеристику ключа (рис. 2.9, б) можно определить из равенства токов ключевого Iс и нагрузочного Iс.н транзисторов, т.е. Iс = Iс.н.

а б Рис. 2.9. Схема электронного ключа на МДП-транзисторах с нелинейным резистором (а) и его переключательная характеристика (б)

При входном напряжении Uвх = Uзи, меньшем порогового Uпор, ключевой транзистор закрыт, и его ток стока Iс практически равен нулю. Равен нулю и ток стока нагрузочного транзистора Iс.н. При 1 этом на выходе ключа устанавливается потенциал U вых , соответст1 вующий единичному уровню. Значение U вых можно оценить из уравнения (Iс.н = 0): ( Åñ − U ïîð.í ) 1 = U вых , 1 + ηн

где Uпор.н – пороговое напряжение нагрузочного транзистора; ηн – коэффициент влияния подложки на этот транзистор. При входном напряжении Uвх.от = Uпор транзисторы отпираются и работают в пологой области ВАХ, в которой по мере увеличения Uвх происходит стремительное уменьшение выходного напряжения Uвых. Когда входное напряжение достигает уровня Uвх.гр, ключевой 49

транзистор Т переходит в крутую область ВАХ, поэтому дальнейшее увеличение Uвх приводит к незначительному уменьшению выходного напряжения. Оно фиксируется на уровне остаточного на0 пряжения U вых , соответствующего нулевому значению. Времена 1,0 0,1 задержки t1,0 и t0,1 опрезд и t зд , а также времена переключений t

деляются инерционностью транзисторов Т и Тн и продолжительностью перезаряда паразитных емкостей. Транзисторный ключ с квазилинейным резистором. Недос1 татком рассмотренного выше ключа является то, что U вых не дос1 < Ес. Причиной тигает уровня напряжения питания Ес, т.е. U вых этого является запирание нагрузочного транзистора Тн по затвору. Чтобы обеспечить фиксацию выходного по1 на уровне Ес, надо предотвратенциала U вых тить преждевременное запирание Тн путем повышения потенциала его затвора Uзн до уровня U зн > U пор.н + Eс (1 + ηн ) ,

Рис. 2.10. Схема электронного ключа на МДП-транзисторах с квазилинейным резистором

что достигается при помощи дополнительного источника смещения Ез, подключаемого к затвору Тн. Схема этого ключа приведена на рис. 2.10. Если напряжение смещения Ез > U пор.н + Eс (1 + ηн ) ,

то при запирании ключевого транзистора вы1 фиксируется на уровне Ес, т.е. U вых = Ес. В ходной потенциал этом заключается основное отличие ключа с квазилинейным резистором от ключа с нелинейным транзистором. Транзисторный ключ на комплементарных парах. Схема ключа на комплементарных парах МДП-транзисторов (дополняющих типов проводимости) приведена на рис. 2.11,а. В этой схеме в качестве ключевых элементов используются два транзистора: Тп с п-каналом и Тр с р-каналом. 1 U вых

50

Рис. 2.11. Схема электронного ключа на комплементарных парах МДП-транзисторов (а) и его переключательная характеристика (б)

Переключательная характеристика КМДП-ключа показана на рис. 2.11, б. При низких входных напряжениях Тп закрыт, а Тр открыт и работает в крутой области ВАХ. Однако ток стока Iср открытого транзистора также равен нулю. Он определяется током утечки закрытого транзистора Тп. При этом на выходе ключа устанавливается потенциал, близкий к напряжению источника питания, 1 ~ т.е. U вых − Ес . По мере увеличения входного напряжения разность потенциалов между затвором и истоком транзистора Тп возрастает, а Тр, наоборот, уменьшается (по абсолютному значению). При входном напряжении U вх.от , равном пороговому напряжению Тп, т.е.

U вх.от = U порп , транзистор Тп начинает проводить ток Iсп. Если напряжение источника питания выбрано из условия: Ес > U порп – U порр ,

(2.2)

то ток Iсп протекает через открытый транзистор Тр, поэтому начинается спад выходного потенциала. Этот спад происходит медленно, до тех пор, пока транзистор Тр работает в крутой области ВАХ. Когда перепад выходного потенциала 1 ΔU вых = Ес − U вых.гр

оказывается равным напряжению стокового перекрытия Тр (т.е. ΔU вых = U с.перр ), то транзистор Тр тоже переходит в пологую об51

ласть ВАХ. Тогда при дальнейшем увеличении Uвх выходной по0 , при котором оказыватенциал резко снижается до уровня U вых.гр

ется в крутой области ВАХ транзистор Тп. Это препятствует стремительному спаду выходного потенциала при последующем увеличении входного напряжения. Когда Uвх становится равным U вх.зап = Ес − U порр , транзистор Тр запирается, и выходной потенциал фиксируется на 0 нулевом уровне: U вых = 0. Особенностью КМДП-ключа является то, что в установившемся режиме один из транзисторов оказывается закрытым, поэтому ключ практически не потребляет тока. При этом потребляемая ключом мощность оказывается минимальной: она практически определяется токами утечки, отбираемыми от источника питания закрытыми транзисторами. Суммарная мощность, потребляемая КМДП-ключом, в основном определяется энергией, которая расходуется на перезарядку паразитных емкостей. Важным преимуществом этого ключа является также более высокое быстродействие, чем у ключевых элементов на транзисторах с одноименной проводимостью. Это объясняется тем, что разряд и заряд паразитных емкостей, шунтирующих выход, производятся мощными импульсами тока транзисторов соответственно Тп и Тр. 2.4. Основные параметры и классификация логических интегральных микросхем

В устройствах цифровой автоматики, компьютерах и в целом ряде импульсных устройств широко применяются логические интегральные микросхемы (ИМС), позволяющие автоматизировать выполнение определенных правил, последовательность и порядок которых определяются функциями устройства и реализуемой программой. В настоящее время наибольшее распространение получили логические элементы, работающие с двоичным кодированием информации. В электронных устройствах чаще используются два способа кодирования информации: в виде отличающихся потен52

1 0 циалов (U вых и U вых ) и с помощью импульсных сигналов, наличие и отсутствие которых соответствуют логическим 1 и 0. В соответствии с указанными способами кодирования информации логические элементы делятся на потенциальные и импульсные. Применяются также смешанные способы кодирования, когда в процессе обработки информации производится преобразование потенциальных уровней в импульсные сигналы и наоборот. Такие элементы называются импульсно-потенциальными. В современных ИМС, как правило, используется позитивная (положительная) логика, когда логической 1 соответствует высоко1 . Если логической 1 соответствует потенциальный уровень U вых низкий потенциальный уровень, то говорят о негативной (отрицательной) логике. Разность высокого и низкого потенциальных уровней 1 0 ΔU лог = U вых − U вых , называемая размахом логического сигнала, определяется требованиями к ИМС и условиями работы. Функциональная схема логического элемента состоит из трех частей. Первая из них – логическая часть – предназначена для выполнения заданной логической операции. Вторая – усилительная – производит усиление маломощных сигналов и совместно с третьей частью (формирующей, или выходной) обеспечивает формирование потенциальных уровней или импульсных сигналов с электрическими характеристиками, соответствующими кодируемой информации на выходе элемента. Указанные функции выполняются пассивными и активными элементами, некоторые из которых осуществляют одновременно несколько функций. По способу передачи информации логические элементы разбиваются на три группы: асинхронные, тактируемые (синхронизированные) и полисинхронные. В асинхронных логических элементах время передачи информации в самой схеме определяется собственным временем задержки. В тактируемых ИМС информация квантуется в определенные моменты времени, устанавливаемые тактовой частотой работы устройства. В полисинхронных элементах переда-

53

ча и преобразование информации зависит от последовательности синхронизирующих сигналов. Параметры, характеризующие логические элементы, делятся на следующие группы: • функциональные, определяющие логические возможности при применении ИМС в аппаратуре; • измеряемые, т.е. входные и выходные токи и напряжения, 1 0 ) и 0 ( U пор ), при котопороговые напряжения логических 1 ( U пор рых происходит переход ИМС из одного сотояния в другое; • режимные, к которым относятся токи и напряжения, задаваемые на выводах ИМС; • технико-экономические, позволяющие сравнивать ИМС по технологическому уровню изготовления. Быстродействие цифровых ИМС характеризуется динамическими параметрами, к числу которых относятся: • t1,0 – время перехода ИМС из состояния логической 1 в состояние логического 0, измеренное на уровнях 0,9 и 0,1 как интервал времени, в течение которого выходное напряжение переходит 1 0 в U вых ; от U вых

• t0,1 – время перехода ИМС из состояния логического 0 к логической 1, измеряемое на уровнях 0,1 и 0,9 как интервал времени 0 1 в U вых ; при переходе из U вых

• t 1,0 зд – время задержки включения, измеряемое на заданных уровнях как интервал времени между входным и выходным им1 0 пульсами при переходе ИМС из состояния U вых ; в U вых 0,1 • t зд – время задержки выключения, измеряемое так же, как 0 1 t 1,0 зд , только при переходе ИМС из состояния U вых в U вых .

Логические ИМС обычно реализуются в виде комплекта, образующего функционально полную систему, на основе которой можно построить любую логическую схему цифрового автомата, компьютера и т.д. Функционально полную систему образуют логические элементы Пирса и Шеффера. 54

Элемент Пирса реализует функцию дизъюнкции в виде преобразования ИЛИ-НЕ, суть которого заключается в следующем. Логический элемент из состояния 1 переходит в состояние 0 тогда, когда хотя бы на один из входов поступает сигнал, соответствующий высокому уровню. При этом входной сигнал усиливается ИМС и появляется на выходе в инвертированном виде, что и обес1 0 печивает переход из U вых в U вых . Элемент Шеффера И-НЕ реализует функцию отрицания конъ1 0 юнкции: он переходит из состояния U вых только в состояние U вых тогда, когда на всех входах логической схемы устанавливаются сигналы высокого уровня по амплитуде, превышающей пороговый уровень ИМС. Из обширного класса логических элементов на биполярных транзисторах наиболее часто применяются транзисторнотранзисторные логические микросхемы и логические микросхемы на переключателях тока. Ниже приводится описание этих элементов, а также рассматриваются логические элементы на МДПтранзисторах с индуцированным каналом.

2.5. Транзисторно-транзисторные логические микросхемы

Элементы транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ) появились в результате усовершенствования технологии изготовления микросхем диодно-транзисторной логики (ДТЛ).

Рис. 2.12. Микросхема ТТЛ с простым инвертором

55

На рис. 2.12 показана схема ТТЛ-элемента с диодной сборкой в виде многоэмиттерного транзистора Т1 с разомкнутым коллектором. Эмиттеры транзистора Т1 предназначены для выполнения логической операции И. Когда хотя бы один из этих эмиттеров смещен в прямом направлении, то ток Iб1, поступающий от источника напряжения Е1, отбирается прямо смещенным эмиттером, поэтому инвертор Т2 остается в закрытом состоянии. Только при одновременном установлении на всех входах ТТЛ-элемента высокого по1 тенциала U вх , запирающего эмиттерные переходы транзистора Т1, ток Iб1 через коллекторный переход Т1 поступает в базу транзистора Т2, выполняющего функцию инвертирующего усилителя. При этом инвертор Т2 отпирается и насыщается, поэтому на выходе 0 = U кэн (где ТТЛ-элемента устанавливается низкий потенциал: U вых Uкэн – выходной потенциал насыщенного транзистора Т2). Таким образом, многоэмиттерный транзистор Т1, реализующий логическую операцию И, совместно с инвертором Т2 обеспечивает выполнение логической функции отрицания конъюнкции (И–НЕ).

Рис. 2.13. Переключательная характеристика элемента ТТЛ с простым инвертором

Особенности ТТЛ-микросхемы определяются ее переключательной характеристикой, представленной на рис. 2.13. Она снята при реальных условиях работы, когда рассматриваемый элемент управляется предшествующими микросхемами ТТЛ, поэтому 56

0 0 1 1 U вх = U вых , а U вх = U вых . При этом к ее выходу подключаются пт эмиттеров последующих ИМС, представляющих собой нагрузку рассматриваемого элемента. В закрытом состоянии инвертора Т2 1 на выходе элемента устанавливается высокий потенциал U вых , соответствующий логической 1. Как отмечалось, это происходит то0 0 гда, когда хотя бы на один из входов поступает сигнал U вх , = U вых и элемент оказывается в рабочей точке А (см. рис. 2.13). Инвертор отпирается, когда на всех входах устанавливается напряжение U вх.от = U э.об − U от.т ,

смещающее эмиттеры в обратном направлении (Uэ.об) и повышающее потенциал базы Т2 до уровня его отпирания Uот.т. Начинается стремительный спад выходного потенциала до тех пор, пока эмиттеры нагрузочных транзисторов остаются закрытыми. При достижении входными сигналами уровня, соответствующего точке 3 (см. рис. 2.13), нагрузочные эмиттеры отпираются и шунтируют выход транзистора Т2, поэтому на переключательной характеристике образуется пологий участок. В точке 4 нагрузочные инверторы выходят из насыщения, их шунтирующее действие ослабляется и начинается более стремительный спад выходного потенциала. При достижении входными напряжениями уровня U вх.гр рассматриваемый инвертор Т2 насыщается, и последующее увеличение входных напряжений не приводит к заметному уменьшению 1 1 выходного потенциала. При U вх = U вых на выходе микросхемы 0 = U кэн , соответстТТЛ устанавливается низкий потенциал U вых вующий логическому 0 (Uкэн – разность потенциалов между коллектором и эмиттером инвертора Т2 в насыщении). Важным параметром логических элементов является их помехоустойчивость. Микросхема ТТЛ с простым инвертором при воздействии помехи положительной полярности амплитудой, превос0 0 = U вх.от + U вых ходящей U пом , может переходить из состояния 1 в состояние 0. Обратный переход возможен под действием помехи 1 1 отрицательной полярности амплитудой U пом = U вых − U вх.гр .

57

Помехоустойчивость и нагрузочную способность ТТЛ-элемента можно повысить путем включения сложного инвертора. Схема такого элемента показана на рис. 2.14. При смещении в обратном направлении всех элементов транзистора Т1 ток его коллектора поступает в базу транзистора Т2 и отпирает его. Тогда отпирается и инвертирующий транзистор Т3, и на выходе микросхемы устанав0 = U кэн . Если хотя бы один из эмитливается низкий уровень: U вых теров транзистора Т1 смещен в прямом направлении, то фазорасщепитель на Т2 запирается, поэтому перестает проводить и Т3, но при этом заметно увеличивается ток базы транзистора Т4, образующего с Т5 составной транзистор. Тогда на выходе повторителя напряжения на транзисторах Т4 и Т5 устанавливается высокий по1 . Использование повторителя напряжения сущесттенциал U вых венно повышает нагрузочную способность микросхемы.

Рис. 2.14. Микросхема ТТЛ со сложным инвертором

Быстродействие ТТЛ-элементов определяется временем перезаряда паразитных емкостей и временем рассасывания носителей заряда в базе инвертора (Т1 и Т3 на рис. 2.12 и 2.14 соответственно). Для сокращения времени задержки сигнала применяют микросхемы на транзисторах Шоттки, в которых практически не происходит накопления носителей заряда в базах у коллекторного перехода. По 58

быстродействию ТТЛ-элементы уступают только ИМС с эмиттерными связями, речь о которых пойдет далее. 2.6. Логические микросхемы на переключателях тока с объединенными эмиттерами

Наиболее быстродействующими логическими ИМС в настоящее время являются элементы на переключателях тока (см. с. 46). Эти элементы работают в режиме переключения тока по эмиттерной цепи, и в них высокое быстродействие обеспечивается, во-первых, за счет предотвращения насыщения транзисторов и, во-вторых, благодаря переключению по эмиттерной цепи, способствующему сокращению продолжительности переходных процессов в базе транзисторов. Немаловажную роль играют ограничение пределов изменения перепадов выходного напряжения и использование эмиттерных повторителей для ввода и съема информации. Основой этих схем является переключатель тока с объединенным эмиттером (см. рис. 2.6), функциональные возможности которого можно расширить по входной цепи включением нескольких транзисторов вместо одного Т1, как это показано на рис. 2.15.

Рис. 2.15. Микросхема эмиттерно-связанной логики

В этой схеме транзистор Т выполняет функции опорного элемента, как транзистор Т2 в схеме на рис. 2.6. Число входных тран59

зисторов увеличено до трех: Т1, Т2 и Т3. Управление переключателем тока производится подачей сигналов на базы входных 1 на базу транзисторов Т1–Т3. При подаче высокого потенциала U вх хотя бы одного из входных транзисторов ток I0 переключается в эмиттерную цепь этого транзистора, и на инвертирующем выходе переключателя тока устанавливается низкий потенциал:

U вых.ин = Ек − I 0 Rк1 . При этом опорный транзистор Т запирается, и на неинвертирующем выходе устанавливается высокий потенциал U вых.ни ~ − Ек . Чтобы переключить элемент, необходимо одновременно на базы 0 . При всех входных транзисторов подать низкий потенциал U вх этом транзисторы Т1–Т3 запираются, ток I0 переключается в эмиттер опорного транзистора Т, и происходит изменение выходных потенциалов: U вых.ин ~ − Ек , U вых.ни = Ек − I 0 Rк2 .

Следует иметь в виду, что при непосредственном подключении к любому из выходов переключателя тока ключевых элементов последние будут работать в режиме насыщения. Действительно, при установлении на выходе переключателя тока высокого потенциала, равного почти Ек, потенциал базы транзистора, подключенный к этому выходу, тоже станет равным Ек, и поскольку потенциал коллектора этого транзистора

U к = Ек − I 0 Rк1 , то транзистор будет работать в области насыщения, что приведет к заметному снижению быстродействия устройства. Если требуется обеспечить нормальную работу в цепи последовательно включенных переключателей тока, то необходимо произвести сдвиг потенциальных уровней с тем, чтобы исключить насыщение входных транзисторов, подключаемых к выходу предыдущего переключателя тока. Как известно, можно реализовать сдвиг потенциальных уровней за счет перепадов напряжений на электронно-дырочных переходах 60

транзистора. При этом особенно удобно включение сдвигающего транзистора в режиме повторителя напряжения, так как такое включение транзистора к выходу переключателя тока одновременно будет способствовать повышению его быстродействия. Включение повторителей напряжения приводит к уменьшению выходного сопротивления элемента, что обеспечивает быструю перезарядку емкости нагрузки, а следовательно, способствует повышению быстродействия. Правда, сдвиг потенциальных уровней на входе повторителя сравнительно небольшой величины: ΔUвых ≃ (0,5÷0,8) В. Однако в большинстве практических случаев он оказывается достаточным, так как переключатели тока обычно работают с малыми перепадами выходного напряжения: 1 0 ~ ΔU лог = U вых − U вых − I 0 Rк (ограничением перепада ΔUлог обеспечивается быстрый перезаряд паразитных емкостей, шунтирующих выход). Именно перепадом выходного напряжения ΔUлог определяется требуемый сдвиг потенциальных уровней, поскольку для предотвращения насыщения последующих входных транзисторов необходимо выполнение условия ΔU лог = I 0 Rк ≤ U бэ.сд ,

где Uбэ.сд – перепад напряжения на входе повторителей напряжения на транзисторах Т4 и Т5. Представленная на рис. 2.15 схема элемента на многовходовом переключателе тока с повторителями напряжения на транзисторах Т4 и Т5 относится к микросхемам эмиттерно-связанной логики (ЭСЛ). Рассмотрим работу элемента ЭСЛ в установившемся режиме. 0 , меньших напряжения отпирания При входных напряжениях U вх

U вх.от , входные транзисторы остаются закрытыми, и на инвертирующем выходе ЭСЛ-элемента устанавливается высокий потенциал 1 ~ U вых.ин = U вых − Ек − U бэ.сд . 61

При этом ток I0 полностью отбирается опорным транзистором Т, и на неинвертирующем выходе устанавливается низкий потенциал 0 U вых.ни = U вых = Ек − I 0 Rк − U бэ.сд

(Rк1 = Rк2 = Rк). Когда напряжение Uвх достигает потенциала отпирания входных транзисторов, они начинают проводить, и ток I0 частично ответвляется в эмиттеры проводящих транзисторов. Если одновременно проводят lпр входных транзисторов (из общего числа lэс), то потенциал коллектора этих транзисторов уменьшается на величину lпрαNIэ1Rк и, соответственно, понижается напряжение на инвертирующем выходе до уровня U вых.ин ~ − Ек − lпр α N I э1Rк − U бэ.сд . Из-за перераспределения тока I0 изменяется и напряжение на неинвертирующем выходе U вых.ни ~ − Ек − α N I э Rк − U бэ.сд (здесь Iэ1 и Iэ – токи эмиттеров соответственно входного и опорного транзисторов). Когда транзистор Т перестает проводить, ток I0 полностью отбирается проводящими входными транзисторами. После этого с увеличением входного напряжения наблюдается уменьшение напряжения на инвертирующем выходе Uвых.ин. Так как после полного переключения элемента проводящие входные транзисторы работают с глубокой отрицательной обратной связью по току, протекающему через резистор R, то уменьшение Uвых.ин незначительное. При напряжении Uвх.нас входные транзисторы насыщаются, их базовый ток ответвляется в коллекторную цепь, уменьшая перепад напряжения на Rк1, поэтому Uвых.ин нарастает. Насыщение входных транзисторов нарушает нормальный режим работы переключателя, поэтому соответствующим подбором параметров схемы и напряжений источников питания такой режим работы исключается. Дальнейшее усовершенствование логических элементов на переключателе тока привело к разработке ИМС эмиттерносвязанной логики с эмиттерными повторителями на входе (ЭЭСЛ). 62

В микросхеме ЭСЛ на рис. 2.15 эмиттерные повторители подключаются к выходам переключателя тока для съема информации. В элементе ЭЭСЛ (рис. 2.16) переключатель тока состоит из двух транзисторов, первый из которых (Т1) используется для обработки информации, а второй (Т2 с опорным напряжением) – для переключения элемента. Для ввода информации применяются входные повторители напряжения на транзисторах Т3–Т5. Выход берется с переключателей тока без выходных повторителей. Нетрудно заметить, что в микросхемах ЭЭСЛ эмиттерные повторители переставлены местами: в отличие от микросхемы ЭСЛ они перенесены с выхода переключателя тока на вход.

Рис. 2.16. Микросхема ЭЭСЛ

Разработаны сверхбыстродействующие ИМС на переключателях тока, способные работать с частотой переключения до 550 МГц. Повышение быстродействия непременно связано с увеличением потребляемой мощности, поэтому применение ИМС на переключателях тока оправдано только в таких приборах, в которых быстродействие является решающим фактором.

63

2.7. Логические микросхемы на МДП-транзисторах Логические микросхемы на транзисторах с каналами одноименной проводимости. В настоящее время логические элементы, выпускаемые промышленностью, строятся в основном на МДПтранзисторах с индуцированным п-каналом, поскольку они обладают большим быстродействием, чем р-канальные. Рассмотрим логические элементы на транзисторах с индуцированным п-каналом. Представляемые соотношения можно использовать также для элементов с р-каналом (с учетом различия полярности потенциалов источников питания и электродов микроузлов). На рис. 2.17 приведены схемы простейших логических элементов. В них последовательно с источником питания Ес включен нагрузочный транзистор Тн, используемый как квазилинейный резистор (см. с. 52). Для выполнения логических операций применяется транзисторная матрица Т1, Т2… При последовательном соединении Т1, Т2… (рис. 2.17, а) схема способна реализовать логическую операцию И-НЕ, а при их параллельном включении – операцию ИЛИ-НЕ (рис. 2.17,б).

Рис. 2.17. Микросхемы на МДПтранзисторах с индуцированным п-каналом: трехвходовые элементы И-НЕ (а) и ИЛИ-НЕ (б) 64

Если потенциал на входе хотя бы одного из транзисторов Т1, Т2… меньше порогового напряжения (Uпор), то в элементе И-НЕ этот транзистор остается закрытым, поэтому не проводят тока и все остальные. При этом на выходе микросхемы устанавливается 1 высокий потенциал U вых = Ес , соответствующий логической 1. Только когда на всех затворах всех транзисторов одновременно 1 1 устанавливается высокий потенциал U вх = U вых , превышающий пороговый уровень Uпор, все транзисторы отпираются, и на выходе 0 микросхемы устанавливается низкий потенциал U вых , соответствующий логическому 0. В элементе ИЛИ-НЕ на выходе устанавливается высокий потен1 циал U вых = Ес только тогда, когда на затворы всех транзисторов Т1, Т2… одновременно поступает низкий потенциал: 0 0 U вх = U вых < U пор , и все транзисторы не проводят тока. Когда же

входной потенциал на затворе хотя бы одного из транзисторов превышает его пороговое напряжение Uпор, этот транзистор отпирается 0 и выходной потенциал понижается до уровня U вых = U си.ост (Uси.ост – остаточное напряжение на стоке проводящего транзистора при работе в крутой области ВАХ). Основные параметры представленных логических элементов можно определить, заменив транзисторную матрицу Т1, Т2… одним эквивалентным транзистором с соответствующими параметрами. Так, в схеме И-НЕ последовательно включенные однотипные транзисторы Т1, Т2… в проводящем состоянии можно заменить одним эквивалентным транзистором с удельной крутизной kп.экв, определяемой по формуле

1 kп.экв

=

1 1 1 т , + + ... + = kп1 kп2 k пт k п

где kп1 = kп2 =… = kпт = kп – удельная крутизна транзисторов Т1, Т2…, т – число последовательно включенных транзисторов в логической матрице. 65

В элементе ИЛИ-НЕ параллельно включенные транзисторы в проводящем состоянии можно заменить эквивалентным транзистором с удельной крутизной q

kп.экв =

∑ kпk = qkп , k =1

где q – число проводящих транзисторов. Переключательная характеристика элементов И-НЕ и ИЛИ-НЕ (рис. 2.18) описывается соотношениями, которые были получены для электронного ключа с квазилинейной нагрузкой (см. с. 50).

Рис. 2.18. Переключательная характеристика микросхемы с индуцированным п-каналом

При низком входном потенциале на выходе элементов устанав1 . Выбрав напряжение источника ливается высокий потенциал U вых смещения Ез исходя из условия Ез > Ес (1 + ηн ) + U пор.н , 1 можно получить выходной потенциал U вых , соответствующий логической 1, равный напряжению источника питания Ес. Переключение элементов происходит при входных напряжениях, удовлетворяющих неравенству U вх ≥ U вх.от = U пор .

По мере увеличения входных напряжений выходной потенциал 0 постепенно уменьшается, и когда он становится равным U вых.гр ,

проводящие транзисторы переходят в крутую область ВАХ. По66

этому последующее изменение выходного потенциала становится несущественным и фиксируется на уровне остаточного напряжения 0 U вых = U си.ост . Помехоустойчивость определяется разностью потенциалов: для уровня логического 0 0 0 U пом = U вх.от − U вых = U пор − U си.пор ;

для уровня логической 1

[

]

1 0 1 U пом = U вых − U вх.гр = Ес − (1 + η)U вых.гр + U пор .

Отметим, что в элементе ИЛИ-НЕ с увеличением числа проводящих транзисторов граничные

значения

0 выходного U вых.гр и

входного U вх.гр потенциалов уменьшаются, что способствует увеличению помехоустойчивости как по логическому 0, так и по логической 1. Поэтому в микросхеме И-ИЛИ-НЕ (рис. 2.19), обеспечивающей функциональную полноту, число входов ИЛИ не ограничивают (часто их бывает до 10–12), тогда как число входов И ограничивают до трех–четырех.

Рис. 2.19. Микросхема И-ИЛИ-НЕ

Нагрузочная способность логических ИМС на МДПтранзисторах лимитируется их быстродействием, так как с увели67

чением числа элементов, нагружающих данную микросхему, увеличивается паразитная емкость нагрузки Сн, что и требует большего времени для перезаряда Сн. Для повышения быстродействия ИМС применяют двухтактные усилители мощности, которые подключают к выходу группы логических элементов. Логические микросхемы на комплементарных МДПтранзисторах. Логические микросхемы на КМДП-транзисторах являются наиболее перспективными элементами цифровых устройств. Мощность, потребляемая в статическом режиме такими элементами, не превышает нановатт; быстродействие достигает десятков и сотен мегагерц; Uпом превышает 40 % напряжения источника питания. Среди известных логических ИМС они обладают наибольшей помехоустойчивостью. Кроме того, элементы на КМДП-транзисторах отличаются высокой эффективностью использования источника питания: размах 1 0 − U вых логического перепада ΔU лог = U вых почти равен напряжению источника питания. Эти микросхемы нечувствительны к изменениям напряжения питания.

а Рис. 2.20. Интегральные микросхемы двухвходовых логических элементов И-НЕ (а) и ИЛИ-НЕ (б) на КМДП-транзисторах

В микросхемах на КМДП-транзисторах (как и в ИМС на однотипных транзисторах) логическая операция И-НЕ реализуется пу68

тем последовательного включения входных транзисторов, а ИЛИНЕ – параллельным включением. При этом на каждый вход требуется два транзистора, образующих ключевой элемент. В микросхеме И-НЕ транзисторы с р-каналом включаются параллельно друг другу (рис. 2.20, а), тогда как в микросхеме ИЛИ-НЕ они образуют последовательную цепочку (рис. 2.20, б). Транзисторы же с п-каналом образуют последовательную и параллельную цепочки соответственно в элементах И-НЕ и ИЛИ-НЕ. По такому же принципу строятся не только двухвходовые элементы, схемы которых показаны на рис. 2.20, но также элементы с большим числом входов. При определении статических и динамических характеристик логических элементов на комплементарных парах можно воспользоваться результатами анализа ключевого элемента, которые приведены в п. 2.3. При этом следует заменить группу транзисторов в проводящем состоянии одним эквивалентным транзистором с k удельной крутизной kп.экв = п.т для последовательно включенm ных транзисторов и kп.экв = qkп.т для параллельно включенных транзисторов. При этом переключательная характеристика логического элемента совпадает с переключательной характеристикой КМДП-ключа, приведенной на рис. 2.11, б. В закрытом состоянии транзисторов с п-каналом на выходе 1 = Еип . При элемента устанавливается высокий потенциал U вых 1 этом в элементе И-НЕ для формирования потенциала U вых достаточно, чтобы хотя бы один из п-канальных транзисторов был закрыт. Это возможно при установлении на входе этого транзистора 0 0 ~ низкого входного напряжения U вх = U вых − 0 . Тогда связанная с пканальным транзистором р-канальная пара окажется открытой, по-

1 этому входной потенциал элемента U вых будет фиксироваться на 1 достиуровне Еип. В элементе ИЛИ-НЕ выходной потенциал U вых гает уровня Еип только тогда, когда на входах всех п-канальных 0 0 ~ транзисторов устанавливается напряжение U вх = U вых − 0 , запи-

69

рающее эти транзисторы и отпирающее последовательно включенные р-канальные пары. Переход из состояния логической 1 в состояние логического 0 начинается при достижении входными напряжениями уровня Uвх.от = Uпорп. Тогда отпираются п-канальные транзисторы и начинается сравнительно медленный спад выходного потенциала до тех пор, пока соответствующие п-канальные транзисторы остаются в крутой области ВАХ. Когда выходной потенциал Uвых уменьшается настолько, что разность потенциалов между стоком и истоком рканальных транзисторов становится равной стоковому напряжению перекрытия Uс.перр, т.е. Uсир = Uвых – Eип = Uс.перр, эти транзисторы тоже оказываются в пологой области ВАХ, поэтому начинается стремительный спад выходного потенциала. Наконец, при Uвх = Uвх.зап = Eип – Uпорр р-канальные транзисторы запираются, и на выходе элемента уста0 навливается низкий потенциал U вых = 0 , соответствующий состоянию логического 0. Помехоустойчивоть микросхемы определяется пороговыми напряжениями транзисторов: 0 0 U пом = U вх.от − U вых = U порп ; 1 1 U пом = U вых − U вх.зап = U порр .

В ключевых элементах на комплементарных парах заряд паразитных емкостей, шунтирующих выход микросхемы, производится мощными импульсами тока р-канальных транзисторов, а разряд – такими же импульсами тока п-канальных транзисторов. Поэтому КМДП-микросхемы обладают высоким быстродействием.

Контрольные вопросы 1. Какими параметрами характеризуется работа транзистора в ключевом режиме? Перечислите области работы биполярного транзистора в ключевом режиме. 70

2. Какими мерами обеспечивается повышение быстродействия переключателя тока на биполярных транзисторах с объединенными эмиттерами? 3. Чем отличается электронный ключ на МДП-транзисторах с нелинейным резистором от аналогичного ключа с квазилинейным резистором? 4. Почему ключ на комплементарных парах МДП-транзисторов практически не потребляет мощности в установившемся режиме? 5. Какую логическую функцию можно реализовать на ТТЛмикросхеме? Опишите работу такой микросхемы с простым инвертором. 6. Как реализуются логические функции ИЛИ-НЕ и ИЛИ на микросхемах ЭСЛ и ЭЭСЛ? 7. Какую логическую функцию можно реализовать при последовательном включении ключевых МДП-транзисторов с п-каналом? А какую логическую функцию можно реализовать при параллельном включении этих транзисторов? 8. Как работают микросхемы на КМДП-транзисторах, реализующие функции И-НЕ, ИЛИ-НЕ? ________

71

Часть 2. ЭЛЕКТРОННЫЕ УСТРОЙСТВА НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМАХ

3. ЭЛЕКТРОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЯХ 3.1. Применение интегральных операционных усилителей в аналоговых устройствах В классической электронике операционным усилителем принято называть линейный преобразователь, при помощи которого можно осуществить различные математические операции — суммирование, вычитание, логарифмирование, интегрирование, дифференцирование и др. Это и определило название таких усилителей — операционные (решающие), на основе которых путем введения обратных связей можно производить математические операции. Для повышения точности выполняемых математических операций необходимо построить усилитель так, чтобы он имел следующие основные параметры: • возможно больший коэффициент усиления по напряжению при разомкнутой цепи обратной связи; • высокую стабильность характеристик, в особенности коэффициента усиления; • малое выходное сопротивление и большое входное; • низкий уровень линейных и нелинейных искажений. Интегральные операционные усилители (ИОУ) представляют собой высококачественные прецизионные усилители, удовлетворяющие указанным требованиям значительно более полно, чем их дискретные аналоги. Причем такие усилители, являясь универсальными и многофункциональными элементами, используются не только (и даже не столько) для выполнения математических операций (т.е. в качестве действительно операционных усилителей), но и для усиления, преобразования, обработки, детектирования и фор72

мирования сигналов. Большое число как линейных, так и нелинейных устройств можно построить на основе ИОУ путем соответствующих коммутаций внешних цепей обратных связей. Поэтому по своему назначению и характеру применения ИОУ относятся к классу аналоговых микросхем универсального назначения [1]. ИОУ широко применяются в качестве усилителей постоянных сигналов. Особенности таких усилителей рассматриваются в п. 3.3, а в пп. 3.6 и 3.7 дается описание импульсных и широкополосных усилителей, целиком реализованных на ИОУ. ИОУ составляют основу современных активных фильтров различного назначения, в том числе и избирательных усилителей, которые представлены в пп. 3.4 и 3.5. Они применяются в радиотехнических трактах для амплитудной, частотной, широтноимпульсной модуляций, а также для демодуляции. Применяются ИОУ в стабилизаторах напряжений (см. п. 4.4) и источниках опорного напряжения. ИОУ является основным функциональным узлом аналоговых вычислительных и моделирующих устройств, которые широко используются для математического моделирования различных явлений и процессов. В подобных устройствах на основе ИОУ строят сумматоры, вычитатели, умножители, интеграторы, дифференциаторы и т.д. Включением транзисторов и диодов в цепь передачи сигнала обратной связи можно построить логарифмирующий и антилогарифмирующий усилители. ИОУ получили широкое применение в аналоговых преобразователях, при помощи которых производят преобразование различных электрических величин. Так, охватив ИОУ глубокой обратной связью по току, можно преобразовать напряжение в ток, а при обратной связи по напряжению, наоборот, ток в напряжение. Преобразование импедансов производят посредством реактивных обратных связей. Можно существенно увеличить эффективные значения сопротивления резисторов и емкости конденсаторов, охватив их обратной связью при помощи ИОУ. Наряду с аналого-цифровыми микросхемами ИОУ широко применяются в релаксационных генераторах и формирователях импульсов. 73

ИОУ обычно состоят из входного каскада, каскадов усиления, каскада сдвига потенциального уровня и выходного каскада, образующих усилитель с непосредственными связями между каскадами (как в большинстве аналоговых ИМС). В большинстве выпускаемых ИОУ на входе включается дифференциальный каскад, применение которого приводит к повышению стабильности выходного потенциала (благодаря низкому уровню дрейфа) и расширению функциональных возможностей усилителя (как результат наличия двух входов: инвертирующего и неинвертирующего). В ИОУ с низким коэффициентом усиления ограничиваются усилением сигнала входным каскадом, что в большинстве случаев оказывается недостаточным. В более сложных микросхемах для повышения коэффициента усиления применяют дополнительные каскады, представляющие собой каскады с однофазным выходом. К выходу каскадов усиления подключается каскад сдвига потенциального уровня, который обеспечивает установление на выходе усилителя потенциала, равного входному потенциалу (в отсутствии усиливаемого сигнала). Выходной каскад представляет собой усилитель мощности и предназначен для согласования усилителя с нагрузкой. Для питания ИОУ обычно используют два разнополярных источника, позволяющих получить выходной потенциал, равный нулю, т. е. потенциалу общей шины питания. Потенциал входных зажимов также равен нулю, что облегчает непосредственное соединение отдельных микросхем между собой. ИОУ допускает подключение внешних цепей обратной связи между различными точками микросхемы, благодаря чему разработчик может обеспечить выполнение самых разнообразных функций при помощи одного и того же ИОУ. ИОУ изготавливаются в монолитном и гибридном исполнении. Монолитные ИОУ выполняются как по полупроводниковой, так и по совмещенной технологиям. Операционные усилители характеризуются теми же параметрами, что и обычные усилители. Одним из основных параметров ИОУ, как и всякого усилителя, является коэффициент усиления парафазных (дифференциальных) 74

сигналов Kис. ИОУ обладают достаточно высоким коэффициентом усиления: как правило, Kис около нескольких тысяч. У современных образцов ИОУ коэффициент усиления достигает нескольких миллионов. ИОУ обладают достаточно высоким входным и низким выходным сопротивлением. Наименьшее значение Rвх составляет десятки килоом, а в усилителях с повышенным входным сопротивлением достигает 1011–1012 Ом. Выходное сопротивление обычно не более десятков и сотен ом. ИОУ обеспечивают усиление сигналов в полосе нескольких мегагерц и даже сотен мегагерц. Скорость нарастания выходного напряжения VUвых, определяемая наибольшей крутизной нарастания фронта или среза выходного сигнала, у быстродействующих усилителей достигает 1000 В/мкс и более. Для характеристики ИОУ как усилителя постоянных сигналов применяются те же параметры, что и для дифференциальных усилителей (см. [4], п. 1.4). Для различных типов ИОУ эти параметры имеют следующие значения: коэффициент ослабления синфазных входных напряжений Kос.сф = 60÷120 дБ, коэффициент влияния нестабильности напряжений источников питания Kвл.и.п = (5÷60) мкВ/В; входной ток смещения Iвх.см = (0,1÷100) нА; приведенный ток сдвига нуля Iвх.сд = (0,01÷50) нА; приведенное ко входу напряжение смещения нуля Uвх.см = (0,5÷10) мВ. Последние два параметра дополняются еще графиками их зависимости от температуры, при помощи которых характеризуется температурный дрейф тока сдвига и напряжения смещения. В справочниках обычно указываются следующие предельно допустимые параметры ИОУ: максимально допустимое напряжение для синфазного и парафазного сигналов; максимально допустимый входной ток; максимально допустимый выходной ток (постоянный и пиковый); максимально и минимально допустимые напряжения питания. Широкое распространение находят сдвоенные ИОУ, которые изготавливаются на одном кристалле, благодаря чему имеют почти одинаковые характеристики. Это позволяет решать ряд схемотехнических задач, связанных с уменьшением влияния дрейфа и т. д. 75

В настоящее время ИОУ достигли высокого совершенства. Дальнейший прогресс в разработке ИОУ идет по пути повышения входного сопротивления, уменьшения смещения нуля, повышения быстродействия, особенно при большом сигнале. Следует отметить, что в настоящее время разработчики аналоговых ИМС все большее внимание обращают на специализированные микросхемы. Рассмотрим структуру ИОУ с дифференциальным каскадом на входе на примере микросхемы 544УД1 (рис. 3.1), которая является аналогом μА740.

Рис. 3.1. Схема операционного усилителя 544УД1

Проблема повышения входного сопротивления и уменьшения входного тока здесь решена применением на входе униполярных транзисторов с управляющим р-п-переходом (см. транзисторы Т1 и Т2 на рис. 3.1). Благодаря этому входное сопротивление усилителя превышает 100 МОм, что гораздо больше входного сопротивления ИОУ на биполярных транзисторах со сверхвысоким коэффициентом передачи тока базы (β = 1000÷5000), тоже представляющих собой ИОУ с повышенным входным сопротивлением [1]. Входной ток смещения (Iвх.см = 100 пА) и ток сдвига (Iвх.сд = 50 пА) 76

у 544УД1 почти на порядок меньше, чем в лучших ИОУ на биполярных транзисторах. На входе 544УД1 используется дифференциальный каскад на униполярных транзисторах Т1 и Т2 с каналом п-типа. Выходное напряжение входного каскада снимается с активных нагрузок в виде транзисторных структур Т3 и T4. Последние совместно с эмиттерным повторителем Т5 одновременно производят преобразование двухфазного сигнала в однофазный. Однофазный выход дифференциального каскада через повторитель напряжения на Т9 подключен ко входу каскада промежуточного усиления, построенного на транзисторе T10 с источником тока в коллекторе на Т8. Конденсатор С включается для сужения полосы пропускания с тем, чтобы предотвратить самовозбуждение усилителя. Выходной каскад на комплементарных транзисторах Т14 и Т18 построен по обычной схеме и обеспечивает наряду со сдвигом уровня смещения малое выходное сопротивление. Так как полевые транзисторы чувствительны к импульсным помехам (из-за высокого входного сопротивления) и под их действием легко пробиваются, то требуется принимать специальные меры, исключающие выход из строя полевых транзисторов. Это обычно обеспечивается путем включения источника тока в истоковые цепи полевых транзисторов (см. на рис. 3.1 источник тока на T6 со стабилизирующим транзистором в диодном включении Т7) с тем, чтобы ограничить входной ток при пробое перехода затвор—канал и тем самым предотвратить выход из строя полевых транзисторов. В схеме на рис. 3.1 и токи стоков задаются с помощью источников тока (см. Т3 и Т4). При этом можно обеспечить работу транзисторов с одинаковыми токами стока, что способствует уменьшению парафазной составляющей температурного дрейфа выходного напряжения дифференциального каскада. Наличие двух входов у ИОУ позволяет реализовать различные подключения: инвертирующее, неинвертирующее и дифференциальное. При первом включении обратная связь оказывается параллельной, поэтому оно связано с уменьшением входного сопротивления. При неинвертирующем подключении к входу ИОУ, наоборот, входное сопротивление возрастает, так как обратная связь по77

лучается последовательной. Дифференциальное подключение применяется при работе от источников с двумя выходами, как, например, мостовые источники сигналов, которые часто встречаются в измерительных устройствах. Часто для уменьшения отклонения выходного напряжения от нуля применяют балансировку ИОУ при помощи потенциометрической цепи, подключаемой к входам ИОУ или к входу второго каскада. При балансировке по второму каскаду входы ИОУ разгружаются от дополнительных цепей, поэтому снижается уровень наводок и помех. Балансировку по входу ИОУ целесообразно проводить в ИОУ с повышенным входным током. Как отмечалось в п. 1.4, не всегда балансировка способствует снижению дрейфа выходного напряжения. Трансимпедансные интегральные операционные усилители, которые выпускаются многими фирмами с середины 80-х годов, относятся к классу аналоговых интегральных микросхем. На их основе реализуются аналоговые устройства различного назначения: широкополосные и импульсные усилители, радиотехнические усилители, линейные преобразователи аналоговых сигналов и т.д. В отличие от традиционных интегральных операционных усилителей (см. рис. 3.1), в которых в качестве входов используются базовые или затворные цепи транзисторов, образующих входную дифференциальную пару, в трансимпедансных ИОУ (рис. 3.2) базовые (затворные) цепи, включаемые параллельно, используют как неинвертирующий вход, на который подается усиливаемый сигнал. Для реализации отрицательной обратной связи предусмотрен инвертирующий вход, образуемый параллельным соединением эмиттеров (истоков) транзисторов во входной секции. При таком включении цепи R1–R2 (см. рис. 3.2) в аналоговом устройстве действует общая отрицательная обратная связь по напряжению. Одновременно возникает местная обратная связь по току во входной секции, глубина которой определяется следующей формулой: Fм = 1 + S1ис(R1||R2), где S1ис = S1n + S1p – суммарная крутизна характеристики транзисторов, действующих на инвертирующем входе. Поскольку инвертирующий вход оказывается очень низкоомным 78

(Rвх.ин ≈ 1/S1ис ~ 100 Ом), то как общая обратная связь по напряжению, так и местная обратная связь по току реализуются за счет заметного потребления тока (видимо, поэтому в зарубежной литературе принято говорить о токовой обратной связи «current– feedback»).

Рис. 3.2. Схема усилителя на трансимпедансном интегральном операционном усилителе с резистивным делителем R1–R2 в цепи обратной связи

Второе существенное отличие трансимпедансных ИОУ от традиционных ИОУ заключается в применении двухтактных каскадов на комплементарных парах транзисторов во всех звеньях, т.е. не только во входных и выходных каскадах, но включая и каскады промежуточного усиления. Такое построение схемы ИОУ, хотя и упрощает схемотехническую реализацию, однако оно требует применения высокочастотных р-п-р-транзисторов (как правило, fтр > 100 МГц), так как частотой единичного усиления этих транзисторов fтр фактически лимитируется высокочастотность ИОУ (поскольку n-р-п-транзисторы более высокочастотны). При конструировании аппаратуры необходимо предусмотреть защиту ИОУ от различного рода перегрузок. Для защиты от пробоя на входе в ИОУ с дифференциальным каскадом (см. рис. 3.1) входные выводы шунтируют диодами (рис. 3.3), которые при входных сигналах большой амплитуды отпираются и, шунтируя вход, предотвращают пробой входных транзисторов. 79

Рис. 3.3. Схема подключения источников питания и элементов, предотвращающих перегрузки ИОУ

Если в ИОУ не предусмотрена встроенная защита от короткого замыкания на выходе, то последовательно с нагрузкой включают токоограничивающий резистор Rогр, как это показано на рис. 3.3. Чтобы предотвратить выход из строя ИОУ при подключении источников питания неправильной полярности в цепи питания включают диоды, работающие в прямом направлении при неправильном включении источников питания и в обратном направлении при правильной полярности. Источники питания +Еип и –Еип для сглаживания пульсации шунтируются конденсаторами сравнительно большой емкости, составляющей десятые доли и единицы микрофарады. В качестве таких емкостей применяют электролитические малогабаритные конденсаторы (С1 и С3 на рис. 3.3). При резких изменениях потребляемого ИОУ тока электролитические конденсаторы не способны компенсировать резкие изменения тока, т.е. они оказывают индуктивную реакцию, что является их недостатком. Поэтому приходится шунтировать конденсаторы С1 и С3 керамическими конденсаторами С2 и С4 малой емкости (порядка сотни пикофарады), чтобы обеспечить нормальное питание ИОУ при усилении импульсов с резкими перепадами или высокочастотных сигналов. Некоторые ИОУ подвержены триггерному перебросу или так называемому «защелкиванию». Суть этого эффекта заключается в следующем. После сигнала большой амплитуды, приводящего к ограничению выходного потенциала, последний остается в состоя80

нии насыщения даже после снятия сигнала. ИОУ работает как триггер, который после переброса в одно из своих устойчивых состояний остается в нем продолжительное время. Защелкивание может происходить и без воздействия большого сигнала в момент включения источников питания в период нарастания их напряжений. В последних разработках ИОУ предусмотрена внутренняя защита от триггерного переброса или соответствующим выбором структуры ИОУ исключен такой переброс. В ИОУ, где не приняты такие меры, надо предусмотреть защиту от триггерного переброса. Это реализуется при помощи нелинейной обратной связи с выхода на вход секции или каскада, приводящего к насыщению выходного потенциала. При нормальной работе ИОУ диод в цепи нелинейной обратной связи закрыт. Когда выходной потенциал, повышаясь, фиксируется на уровне, близком к Еип, диод Д отпирается, цепь обратной связи замыкается и перебрасывает триггер-ИОУ. 3.2. Помехи и шумы в электронных усилителях и количественное описание шумовых сигналов В выходном напряжении усилителя наряду с основным полезным сигналом, определяемым входным усиливаемым напряжением, всегда имеются напряжения помехи в виде наводок, фона, шума микрофонного эффекта и шума, образуемого статистическими флуктуациями величины заряда от своего среднего значения. Минимальный уровень усиливаемого сигнала, который может быть достоверно зарегистрирован на выходе усилителя, очевидно, лимитируется величиной приведенного к входу сигнала помехи. Поэтому для повышения чувствительности усилителя принимаются меры для снижения уровня помехи, что требует применения малошумящих усилителей, в особенности в первых каскадах усилителя, в которых уровень полезного сигнала может оказаться сравнимым с шумовым сигналом. В диагностических приборах причиной помех, прежде всего, могут быть электрическая активность тканей, через которые распространяются сигналы, отображающие электрофизиологическое поведение пациента, изменение сопротивления тканей и т.д. 81

Наводки появляются от воздействия на усилитель и образующие его цепи посторонних источников сигналов и помех. Источниками наводок являются соседние электронные устройства, электродвигатели, генераторы и т.д. Так как наводки появляются из-за паразитных электрических, магнитных, гальванических и других связей цепей усилителя с источниками наводок, то их величину можно снизить до допустимого уровня удалением усилителя от источника помехи, его экранированием, введением в цепи питания и связей развязывающих элементов и т.п. Особенно ощутимы 50-герцевые помехи, которые наводятся на медицинские приборы от электрической сети. Такие помехи появляются при плохом контакте электродов с кожей, а также при неправильном заземлении прибора. В последнем случае рекомендуется произвести заземление к отопительным или водопроводным трубам. Иногда удается заметно уменьшить сетевые наводки, изменив положение кровати больного [2]. В усилителях на ИОУ можно заметно подавить синфазные помехи при соответствующем подключении к входным выводам ИОУ так, чтобы наводимые на входах помехи были по возможности одинаковой амплитуды [3]. При этом образуемые синфазные помехи ослабляются входным дифференциальным каскадом с коэффициентом подавления Kос = 10–3÷10–6 [1]. Наилучшим способом устранения помех, обусловленных наводками, является проведение диагностических записей в клетке Фарадея. Фон, представляющий собой напряжение в выходной цепи, гармонические составляющие которого имеют частоты, кратные частоте первичного переменного источника тока, от которого питается усилитель, появляется из-за недостаточного сглаживания выпрямленного напряжения источников питания. Эту составляющую фона уменьшают до допустимого уровня увеличением коэффициента сглаживания фильтров в источнике питания. Фон может являться результатом наводки в цепях усилителя электрическими и магнитными полями трансформаторов выпрямителей, сетевых проводов и т.д. Методы борьбы с указанным составляющим фона те же, что и против наводок. 82

Шумы микрофонного эффекта появляются в выходной цепи при воздействии на усилитель и его детали механических толчков и вибраций. Микрофонный эффект особенно ярко проявлялся в усилителях на электровакуумных лампах. От вибраций или толчков электроды лампы начинают колебаться, расстояние между ними изменяется, что приводит к модуляции тока в основной цепи и появлению микрофонного шума. В современных транзисторных усилителях микрофонный эффект может иметь место при наличии входных трансформаторов, в особенности с сердечником из пермаллоя, преобразующих вследствие магнитострикционного эффекта механические колебания в электродвижущую силу. Подобный эффект наблюдается также в усилителях с электромеханическими фильтрами. Для снижения микрофонных шумов следует избегать применения элементов с ярко проявленным микрофонным эффектом, в особенности в первых каскадах усилителя, амортизировать и защищать инерционными экранами входные трансформаторы, электромеханические фильтры. Шумы, обусловленные беспорядочными (флуктуационными) изменениями токов и напряжений под действием внутренних физических процессов в отдельных элементах электронных устройств (резисторах, транзисторах, диодах и т.д.), в отличие от перечисленных выше видов помех принципиально не могут быть исключены. Шумы представляют важную проблему в усилительной технике, поскольку именно они определяют нижние пределы точности измерения и минимального уровня сигналов, которые могут быть обработаны с заданной достоверностью. Поскольку флуктуирующие токи и напряжения являются случайными величинами, то для математического описания шумов используются статистические методы. Один из основных способов описания случайных величин связан со средними значениями, определяемыми соответствующим законом распределения случайной величины. Из средних значений наиболее существенными являются среднее значение и дисперсия случайной величины х(t). Поскольку в электрических цепях оперируют средними значениями флуктуирующих величин (токов и напряжений), то очевидно, что среднее значение шумового сигнала, определяемое как отклонение 83

от усредненной величины, равняется нулю. Поэтому шумовые сигналы количественно характеризуются мерой разброса случайного сигнала от средней величины, т.е. дисперсией случайной величины σ, определяемой средним значением квадрата отклонения случайной величины от ее среднего значения х : 2

σ 2 = ( х − х ) = х 2 − 2 хх + ( х ) 2 = х 2 − ( х ) 2 . Поскольку в электронных цепях флуктуирующие величины (напряжения и токи) являются суммой большого числа независимых случайных переменных, то большинство физических источников шумов подчиняются нормальному (гауссовому) закону распределения. Такие шумовые процессы называются гауссовыми (исключение составляет «взрывной» шум). При гауссовом процессе вероятность распределения, например, напряжения (как случайной величины) определяется функцией ⎡ (и − и ) 2 ⎤ 1 Р (и ) = exp ⎢− ⎥. 2 πσ 2 2σ 2 ⎦⎥ ⎣⎢ Следовательно, среднеквадратичная величина ЭДС шумов иш2 = σ 2 =

∞

∫и

2

P (и )dи .

−∞

Наиболее распространенные источники шума являются стационарными, т.е. они имеют такой характер флуктуации, что их средние квадраты не зависят от времени. Исключение составляет шум типа 1/f. Одним из наиболее эффективных методов анализа шумов является метод Фурье, основанный на описании флуктуирующей величины ее спектральной плотностью. При этом флуктуирующую ЭДС иш в небольшом интервале частот Δf можно представить источником шумовой ЭДС величиной

иш = Sи2 ( f )Δf , а источник флуктуационного тока iш может быть замещен источником шумового тока

iш = Si2 ( f )Δf . 84

Спектральная плотность мощности ЭДС шумов размерностью В /Гц определяется формулой 2 и ( jω) , Sи (ω) = lim T →∞ T а спектральная плотность мощности тока с размерностью А2/Гц – формулой 2 i ( jω) . S i (ω) = lim T →∞ T Достоинство этого метода в том, что теперь можно рассчитывать средние квадраты величин при помощи теории цепей. Можно показать, что так как у суммы независимых нормально распределенных слагаемых сохраняется нормальный закон распределения, то этот закон распределения остается в силе при любых линейных операциях (усиления, суммирования, дифференцирования, интегрирования и т.д.), основанных на принципе суперпозиции, справедливом для любых линейных цепей. При этом рассчитанный таким путем шумовой сигнал на выходе и в отличие от детерминированного выходного сигнала представляет собой только промежуточный результат, над которым еще должна быть произведена операция статистического усреднения для определения среднеквадратичной величины шумового сигнала на выходе 1 : 2

* ивых.ш ивых.ш = К К * (ии * )

и

2 2 2 ивых.ш = К и .

3.2.1. Физические источники шумов Тепловые шумы обусловлены статистическим характером теплового движения носителей заряда. Среднеквадратичная величина ЭДС тепловых шумов на зажимах комплексной электрической цепи с импедансом Z определяется формулой Найквиста 2 еш.т = 4kTRΔf ,

1

Здесь и далее звездочкой (*) отмечена комплексно-сопряженная величина. 85

где k = 1,374⋅10–23 Дж/град – постоянная Больцмана; Т – абсолютная температура; R – активная составляющая Z; Δf = f1 – f2 – диапазон частот, в котором определяется тепловой шум. На практике тепловой шум обычно определяют через спектральные плотности мощности напряжения Sи и тока Si по формулам: еш.т нВ T ; ≡ Sи Δf = 0,4 R[кОм] , 3 Гц Δf iш.т Δf

≡ Si Δf = 0,4

T , 3R[кОм]

пА . Гц

(размерности нВ/ Гц и пА/ Гц получаются при подстановке в формулы сопротивления R в килоомах). Источник теплового шума можно представить источником ЭДС еш.т, подключаемым последовательно с сопротивлением R или источником тока iш.т, шунтирующим сопротивление R. В электронных устройствах источником тепловых шумов являются резисторы и транзисторы. В биполярных транзисторах тепловые шумы возникают в объемных сопротивлениях базы rб, коллектора rк′ и эмиттера rэ′ , из которых определяющим является еш.б Δf

= 0,4

Trб 3

( rк′ и rэ′ – шумы низкоомных сопротивлений пренебрежительно малой мощности). В униполярных транзисторах канал представляет собой управляемое сопротивление, поэтому тепловой шум обусловлен хаотическим движением носителей заряда в активной области канала транзистора. Он пропорционален заряду носителей в активной области канала, которая подвергается модуляции под действием напряжения на затворе транзистора. Поскольку крутизна ВАХ транзистора S определяется этим же зарядом, то величину шумового тока iш.с удобно выразить через S по формуле iш.с = 2 qϕ т SpΔf , 86

где р – коэффициент, величина которого зависит от напряжения смещения на затворе Uзи. Спектральные плотности мощности напряжения и тока тепловых шумов не зависят от частоты. Шумы подобного рода принято называть шумом с белым спектром или просто белым шумом (по аналогии с белым светом, имеющим сплошной и приблизительно равномерный спектр в пределах видимой его части). Источники теплового шума, например резисторы с известным сопротивлением R, часто используют в качестве шумовых эталонов для количественной оценки других видов шумов. При этом шумовая ЭДС может регулироваться изменением либо сопротивления R, либо температуры Т. Дробовой шум является следствием дискретности электрических зарядов, которая из-за временной неравномерности потока электронов или дырок, двигающихся в одном направлении под действием электрического поля, приводит к флуктуациям числа носителей заряда, проходящих через заданное сечение. В результате этого на среднюю составляющую тока I накладывается флуктуация заряда в единицу времени с интенсивностью, определяемой формулой Шоттки 2

iш.д = 2qIΔf . Среднеквадратичную величину тока дробового шума удобно выразить спектральной плотностью мощности Siд: iш.д пА ≡ Siд = 2qI = 18 I [мА ] , , Δf Гц где q = 1,6⋅10–19 Кл – заряд электрона в кулонах. Дробовой шум так же, как и тепловой, практически имеет белый спектр. По своей физической сущности он отличается от теплового, поэтому если тепловой шум определяется проводимостью, то дробовой оказывается пропорциональным току I. Однако формально дробовой шум можно имитировать тепловым шумом и наоборот. В биполярных транзисторах и диодах дробовой шум определяется для потоков носителей, преодолевающих потенциальные барьеры. При этом дробовой шум определяется раздельно для пря87

мого тока носителей и обратного потока. В полупроводниковых диодах этот вид шума учитывается источником тока iш.д, шунтирующим р-п-переход. В транзисторах дробовой шум, обусловленный флуктуацией носителей заряда, которые инжектируются в базу через эмиттерный переход, тоже представляется источником тока iш.д = 2qI э Δf , шунтирующим эмиттерный переход. При высоких температурах, а также при работе в микрорежиме учитывается дробовой шум обратного тока коллекторного перехода транзистора. В униполярных транзисторах дробовой шум определяется током утечки затвора Iз по формуле iш.з = 2qI з Δf . При определении дробового шума затвора, влияние которого заметно при высокоомных сопротивлениях во входной цепи, необходимо суммировать составляющие тока затвора, образуемые потоком электронов и дырок. Шум токораспределения возникает в многоэлектродных приборах, в том числе в биполярных транзисторах, из-за флуктуаций в распределении тока между электродами. Например, в биполярных транзисторах ток эмиттера Iэ распределяется на токи базы Iб и коллектора Iк. Шум токораспределения может быть представлен источником тока iш.р, включенным между коллектором и базой. При этом можно показать, что среднеквадратичная величина шумового тока определяется соотношением 2

iш.д = 2qI э α(1 − α)Δf . Шум токораспределения тоже имеет белый спектр. Шум генерации-рекомбинации носителей заряда образуется из-за флуктуаций плотности носителей заряда, вызываемых их генерацией и рекомбинацией как через примесные уровни, так и через ловушки. Среднеквадратичная величина шумового тока генерации-рекомбинации приближенно определяется соотношением 2 A Δf iш. f ≅ 0 , f –18 –19 где коэффициент А0 = (10 …10 ) А2. 88

В отличие от предыдущих видов шумов, представляющих собой белый шум, шумы генерации-рекомбинации зависят от частоты: с увеличением частоты интенсивность шума падает пропорционально 1/f. Поэтому такой вид шума принято называть шумом типа 1/f. Действие шума 1/f заметно проявляется в области низких частот и сравнительно быстро спадает при частотах, превышающих десятки килогерц. К шумам 1/f относится также фликер-шум, который является доминирующим низкочастотным шумом в МДП-транзисторах. Этот шум обусловлен флуктуацией заряда, вызываемой рекомбинацией и генерацией носителей заряда через поверхностные состояния. Шум типа 1/f наблюдается также у резисторов при частотах f ≤ 1 кГц. С этой точки зрения, наихудшими являются композиционные резисторы (ТО, КПМ, КЛВ), наилучшими – проволочные и металлизированные. Взрывной шум – это разновидность низкочастотного шума, наблюдаемая во многих кремниевых транзисторах, особенно планарно-диффузионного типа. Этот шум обычно состоит из случайных импульсов переменной длительности и одинаковой амплитуды. Иногда создается впечатление, что случайные импульсы накладываются друг на друга. 3.2.2. Шумовые показатели качества усилителей Первичные шумовые параметры. Анализ и расчет шумовых показателей электронных усилителей удобно проводить, представив усилитель как четырехполюсник с приведенными к входу шумовыми токами и напряжением. На рис. 3.4 приведены схемы усилителей с последовательной и параллельной обратной связью. Для общности усилители представлены здесь с двумя входами: инвертирующим и неинвертирующим, как это имеет место в современных аналоговых интегральных микросхемах, в том числе и в ИОУ. 89

а

б

Рис. 3.4. Схемы двухвходового усилителя-четырехполюсника с приведенными к входам шумовыми токами и напряжениями при последовательной (а) и параллельной (б) обратной связи

На этом рисунке показан датчик усиливаемых сигналов Uд с выходным импедансом Zд и источником шумового тока датчика iш.д. Шумовые источники элементов в цепях обратной связи (Z1 и Z2 на рис. 3.4,а и Zо.с на рис. 3.4,б) не показаны. Шумовые показатели собственно усилителя определяются, вопервых, приведенными к инвертирующему и неинвертирующему входам источниками шумовых токов iш.и и iш.ни; во-вторых, источником шумового напряжения еш. В схеме с параллельной обратной связью источник тока iш.ни отсутствует, так как при этом неинвертирующий вход заземляется и iш.ни закорачивается, поэтому его действие не проявляется. Источник шумового напряжения еш складывается из шумовых напряжений, приведенных к инвертирующему и неинвертирующему входам. При этом еш = еш.и + еш.ни подключается к любому входу усилителя. Приведение шумовых сигналов к входу усилителя упрощает сравнение усиливаемого входного сигнала Uд с шумами при определении отношения сигнал/шум, что необходимо для оценки достоверности проводимых измерений. Шумовые параметры усилителя, приведенные к входу, можно определить на основании опытов короткого замыкания и холостого хода как на выходе, так и на входе усилителя. Очевидно, что измеряемые таким способом шумовые параметры усилителя не зависят от внешних величин во входной и выходной цепях. Они характеризуют шумы, которые являются результатом действий внутренних 90

шумовых источников собственно усилителя. Эти показатели принято называть первичными шумовыми параметрами усилителя. Вторичные шумовые параметры. Шумы в электронных усилителях складываются из шумов источника входного сигнала, тепловых шумов омических элементов, а также шумов нагрузки. При этом наиболее удобной формой оценки суммарных шумов является отношение сигнал/шум, определяемое отношением амплитуды выходного напряжения усилителя Uвыхт к пиковому значению среднеквадратичного напряжения суммарного шума U вых.ш μш =

U выхт U вых.ш

р− р

, т.е.

.

р− р

Первичные шумовые параметры, рассмотренные в предыдущем разделе, являются универсальной шумовой характеристикой усилителя, позволяющей определять отношение сигнал/шум в экстремальных условиях, а именно в режимах короткого замыкания. Поэтому они не позволяют непосредственно оценить отношение сигнал/шум с учетом шумов источника входного сигнала и нагрузки, т.е. в реальных условиях работы усилителя. Для определения отношения сигнал/шум на практике часто используется коэффициент шума F, который определяется как отношение среднеквадратичного значения шумового напряжения на выходе усилителя U вых.ш

2

(без учета нагрузки) к той части этого

напряжения, которая обусловлена тепловыми шумами сопротивле2

ния источника входного сигнала еш.г , т.е.

F=

U вых.ш

2

⎧ K 2 e 2 ⎫ ⎨ u ш.г ⎬ ⎩ ⎭

=

U вх.ш eш.г

2

2

,

где 2

2

U вх.ш = еш.г + еш.п

2

2

2

2

+ iш.п Z г + 2 Re( γ Z г* ) eш iш

2

– среднеквадратичное значение приведенного к входу шумового напряжения усилителя, определяемое тепловым шумом источника 91

сигналов еш.г, первичными шумовыми параметрами усилителя еш.п и iш.п, а также корреляция последних с коэффициентом γ =

* eш iш 2

eш iш

2

.

Коэффициент шума F показывает, во сколько раз отношение сигнал/шум на выходе идеального (нешумящего) усилителя больше, чем на выходе реального. Как правило, коэффициент задается в децибелах: F (дБ) = 10lgF. 3.2.3. Малошумящие усилители Взаимосвязь сигнальных характеристик и шумовых показателей. Противошумовая коррекция. Существенное влияние на выбор схемотехнических решений при построении малошумящих усилителей оказывают требования как к шумовым, так и к сигнальным показателям качества усилителей. Наиболее часто встречающимся на практике требованием является техническое решение противоречия между шумовыми показателями и быстродействием (полосой пропускания), т.е. уровнем линейных искажений в малошумящих усилителях. Для устранения этого противоречия в малошумящих усилителях применяют ряд схемотехнических приемов, известных под названием противошумовой коррекции. Сущность ее в выборе схемотехнических способов, обеспечивающих возможно меньшие линейные искажения усиливаемого сигнала при требуемом отношении сигнал/шум. В настоящее время наиболее эффективно противошумовую коррекцию можно реализовать применением комплексных обратных связей, охватывающих ИОУ. Малошумящие усилители с противошумовой коррекцией. Входной предусилитель предназначен для усиления импульсов малой амплитуды, часто сравнимых с шумовыми сигналами. В настоящее время такой предусилитель можно построить на малошумящих аналоговых интегральных микросхемах (АИМС), выпускаемых многими фирмами. Важнейшей функцией предусилителя является также согласование датчика усиливаемых сигналов с про92

межуточным усилителем без заметного искажения крутых перепадов импульсов. Большинство современных датчиков, преобразующих различные формы энергии в электрическую, представляют собой приборы с высокоомным выходом, как, например, различного рода счетчики (Гейгера— Мюллера; Черенкова; сцинтилляционные; пропорциональные), ионизационные камеры, полупроводниковые детекторы и т.д. Поэтому даже при незначительных паразитных емкостях, шунтирующих вход предусилителя, возникают существенные искажения крутых перепадов усиливаемых импульсов. Такие искажения появляются и при работе от низкоомных датчиков сигналов, если выходная емкость датчика значительной величины — порядка десятка и сотни пикофарад. Для уменьшения указанных искажений в дискретной электронике применяются схемы противошумовой коррекции, известные еще со времен ламповой техники. В предусилителях на АИМС противошумовую коррекцию удобно реализовать при помощи комплексных обратных связей, которые позволяют на порядок и более уменьшить искажения крутых перепадов импульсов. Применяются схемы как с параллельной обратной связью, так и с последовательной. Эффективность противошумовой коррекции λ пк = tфр.вх / tфр.пу , определяемая отношением длительности фронта импульса на выходе датчика ( tфр.вх = 2,2 Rд Сд.вх ) к ее величине на выходе предусилителя tфр.пу, повышается при включении в канале передачи сигнала обратной связи резистивно-емкостного делителя напряжения. В схеме с последовательной обратной связью (см. рис. 3.4,а) резисторы R1 и R2 шунтируются конденсаторами С1 и С2, емкость которых рассчитывают так, чтобы получить требуемые значения сигнальных параметров в области малых времен. В схеме же с параллельной обратной связью (см. рис. 3.4,б) функции резистора R2 и конденсатора С2 выполняют соответственно внутреннее сопротивления датчика импульсов Rд и паразитная емкость Сд.вх = Сд + Свх.ис, которая складывается из выходной емкости датчика Сд и входной емкости микросхемы Свх.ис (включая паразитную емкость монтажа). Сигнал обратной связи подается на инвертирующий вход через 93

Zос = Rос/(pRосCос + 1). На рис. 3.4 резисторы R1, R2, Rос, Rд и емкости С1, С2, Сос, Сд включены параллельно и входят в Z1, Z2, Zос, Zд. При выборе микросхемы наряду с учетом ее шумовых показателей руководствуются также требованиями к сигнальным параметрам предусилителя; прежде всего параметрами, характеризующими точность воспроизведения входного импульса, а именно – длительностью фронта на выходе предусилителя tфр.пу и относительным значением выброса εпу, а также усилением, определяемым трансрезистансом Rтр или коэффициентом усиления по напряжению Kипу. Эти параметры в значительной степени определяются частотой единичного усиления микросхемы f1кор. Для обеспечения высокой эффективности противошумовой коррекции и достаточного усиления сигналов необходимо использовать высокочастотную АИМС. Разумеется, наряду с этим требуются и соответствующие схемотехнические меры, прежде всего связанные с обеспечением достаточно глубокой обратной связи с одной стороны, а с другой – требуемого усиления с соответствующим выбором сопротивлений резисторов в цепи обратной связи. При этом следует иметь в виду, что тепловые шумы этих резисторов оказывают определенное влияние на шумовые показатели предусилителя. Именно в этом заключается одна из особенностей малошумящих предусилителей. Последовательную обратную связь применяют в предусилителях с противошумовой коррекцией (см. рис. 3.4,а), предназначенных для усиления сигналов, которые формируются на выходе высокоомного датчика. При этом предпочтение отдают малошумящей АИМС с высокоомным входом, благодаря чему первичный шумовой ток iш оказывается малой величины. Представляет интерес использование в таких предусилителях АИМС, входной каскад которых построен на униполярных транзисторах, первичный шумовой ток которых оказывается пренебрежимо малой величины. Параллельную обратную связь включают при усилении сигналов, поступающих от низкоомного датчика. При этом лучшими оказываются шумовые параметры предусилителя, в особенности при использовании малошумящей АИМС со сравнительно низко94

омным входом, характерной особенностью которой является низкое первичное напряжение еш. Отметим, что понятие низкоомный или высокоомный датчик относительное; оно определяется в зависимости от того, при каком виде обратной связи — параллельной или последовательной — при прочих равных условиях можно получить большую эффективность коррекции λпк или большее отношение сигнал/шум μш. Окончательный выбор вида обратной связи производят сопоставлением указанных характеристик эскизных проектов предусилителей, выполненных с параллельной и последовательной обратной связью. Зарядо-чувствительные усилители на малошумящих АИМС. Зарядо-чувствительные усилители, применяемые в экспериментальной физике, предназначены для усиления импульсов микро- и наносекундного диапазона, амплитуда которых, как правило, сравнима с шумовыми сигналами. В отличие от малошумящих усилителей с противошумовой коррекцией зарядочувствительные усилители наряду с воспроизведением импульсов с амплитудой, пропорциональной заряду импульса на выходе датчика, производят формирование выходного импульса с заданной длительностью, продолжительность которой определяется разрешающей способностью регистрирующего устройства. Начиная с 20-х годов ХХ века и по настоящее время в качестве зарядо-чувствительных усилителей используются схемы с параллельной обратной связью. На АИМС такой усилитель реализуется соединением выхода АИМС с ее инвертирующим входом через высокоомный резистор R1 = (1…100) МОм, который шунтируется конденсатором небольшой емкости С1 = (1…5) пФ (см. рис. 3.4,б). Между тем, как показывает анализ, при работе от высокоомного датчика следует использовать последовательную обратную связь (см. рис. 3.4,а), поскольку при этом удается сохранить на низком уровне шумовой ток. При этом лучшими оказываются как шумовые показатели, так и сигнальные параметры усилителя. Для формирования импульса по длительности используют шейпер, представляющий собой фильтр верхних частот в виде простейшей дифференцирующей RC-цепи, которую подключают к выходу усилителя. При выборе постоянной времени шейпера учиты95

вается также необходимость ослабления низкочастотных шумов типа 1/f шейпером, который предотвращает передачу этих шумовых сигналов на выход усилителя. При проектировании схемы шумовые показатели усилителя целесообразно оценить по величине коэффициента сигнал/шум U выхт μш = , U вых.ш р − р несмотря на то, что для зарядо-чувствительных усилителей общепринятым показателем является шумовой заряд Qш. Этот параметр можно определить по формуле I t Qш = д.ш и , μш предварительно установив коэффициент усиления заряда U K Q = вых т , Qсиг где Qсиг = Iдтtи – заряд сигнала, который накапливается на входной емкости. Можно выразить шумовой заряд и через число шумовых электронов, поделив Qш на заряд электрона q = 1,6⋅10–19 Кл, т.е. Q N ш = ш = 6,25 ⋅1018 Qш . q 3.3. Усилители постоянных сигналов 3.3.1. Назначение и принципы построения усилителей постоянных сигналов

Усилители постоянных сигналов предназначены для усиления сигналов с воспроизведением не только их переменных составляющих, но и постоянных. Такие усилители прежде всего применяются для усиления постоянных и медленно изменяющихся сигналов, например: токов ионизационных камер, массспектрометров, разнообразных фотоэлектрических установок, биотоков, ЭДС термопар, pH-метров и т.д. 96

По принципу построения усилители постоянных сигналов делятся на два широких класса: усилители прямого усиления с непосредственной связью и усилители с преобразованием сигнала. Усилители прямого усиления строятся на обычных усилительных каскадах, в которых не применяются ни разделительные конденсаторы или трансформаторы, ни блокирующие цепи. Как известно, эти цепи содержат реактивные элементы (конденсаторы, трансформаторы), которые уменьшают усиление низкочастотных сигналов, а разделительные элементы вообще исключают воспроизведение в стационарном режиме постоянной составляющей сигналов. В усилителях прямого усиления каскады соединяются непосредственно друг с другом без разделительных конденсаторов и трансформаторов. В настоящее время такие усилители широко используют в микроэлектронике не только как усилители постоянных сигналов, но и в качестве усилителей переменных сигналов. Усилитель прямого усиления имеет амплитудно-частотную характеристику (АЧХ) с низшей граничной частотой fн = 0 (рис. 3.5). Высшая граничная частота fв определяется инерционностью транзисторов, а также паразитными емкостями и индуктивностями.

Рис. 3.5. АЧХ усилителя постоянных сигналов

Поскольку усилитель прямого усиления отличается от обычных апериодических усилителей в основном своими характеристиками в области низших частот, то мы будем рассматривать их особенности только в этой области. 97

В усилителях с преобразованием сигнала (рис. 3.6) сначала преобразуют входной сигнал в переменный сигнал так, чтобы огибающая переменного сигнала совпадала с усиливаемым сигналом. Для этого при помощи модулятора М производят преобразование усиливаемого сигнала в переменный сигнал. Последний усиливают усилителем переменных сигналов У и после этого при помощи демодулятора ДМ осуществляют обратное преобразование сигнала, т.е. выделение огибающей усиленного переменного сигнала. Огибающие же представляют усиленный входной сигнал.

Рис. 3.6. Структурная схема усилителя постоянных сигналов с преобразователем сигнала

Таким образом, отпадает необходимость применения усилителя прямого усиления со свойственными ему некоторыми недостатками. Усилители с преобразованием сигнала принято называть МДМусилителями. 3.3.2. Интегральный операционный усилитель – современный усилитель прямого усиления

Первоначально операционный усилитель представлял собой линейный преобразователь, при помощи которого производили различные математические операции в аналоговых ЭBM. Это обстоятельство и определило название таких усилителей – операционные (решающие). Для повышения точности выполняемых математических операций к ним предъявлялись высокие требования: 98

возможно больший коэффициент усиления; высокая стабильность характеристик усилителя; малое выходное сопротивление и большое входное; низкий уровень линейных и нелинейных искажений. Благодаря указанным особенностям операционный усилитель представлял собой универсальный и многофункциональный элемент. Поэтому когда микроэлектроника обеспечила возможность реализации операционных усилителей со сравнительно малыми затратами, их стали широко применять в радиоэлектронной аппаратуре. Интегральные операционные усилители [4] обычно состоят из входного каскада, каскадов усиления, каскада сдвига потенциального уровня и выходного каскада, образующих усилитель с непосредственными связями между каскадами. Последнее обстоятельство позволяет использовать их в качестве усилителя прямого усиления. Не менее важным параметром является дрейф выходного напряжения. Как известно, в усилительных каскадах положение рабочей точки (при Uг = 0) непрерывно меняется из-за временной и температурной нестабильности параметров элементов усилителя и источников напряжения. Это приводит к самопроизвольным изменениям выходного напряжения и тока, т.е. к дрейфу нуля. Такие факторы действуют и в усилителях переменных сигналов. Однако как временная, так и температурная нестабильность представляют сравнительно медленные процессы, поэтому они не передаются из каскада в каскад (разделительные элементы не пропускают их), следовательно, не усиливаются и не поступают на выход. Поэтому дрейф нуля – это характерная особенность усилителей постоянных сигналов. Дрейф, обусловленный временной и температурной нестабильностью параметров элементов схемы (транзисторов, резисторов, стабилитронов) и источников питания, можно представить в виде двух составляющих. Первая из них – медленно изменяющаяся составляющая дрейфа – проявляется в течение нескольких секунд, минут или часов. Более быстрые, беспорядочные колебания меняются за 0,1–0,01 с. ƒ ƒ ƒ ƒ

99

Различают систематический и хаотический дрейф. К систематическому дрейфу относятся: ƒ температурная нестабильность параметров элементов; ƒ старение элементов; ƒ изменения напряжения источников питания, обусловленные температурной нестабильностью, старением и изменением напряжений первичных источников. Для питания интегральных операционных усилителей обычно используют два разнополярных источника питания, позволяющих получить выходной потенциал, равный нулю, т.e. равный потенциалу общей шины питания. Поскольку усилитель постоянных сигналов усиливает и постоянную составляющую сигнала, то необходимо, чтобы при нулевом входном сигнале (Uг = 0) ток через нагрузку Iн = 0. Благодаря питанию ИОУ от двух разнополярных источников проблема Iн = 0 при Uг = 0 решается сравнительно просто: регулировкой нуля выходного напряжения при помощи потенциометра, подключаемого к выводам микросхемы для ее балансировки. Если такие специальные выводы отсутствуют, то потенциометр подключается к одному из входов ИОУ. Потенциал входных зажимов также равняется нулю, что облегчает непосредственное соединение отдельных микросхем между собой. Как отмечалось, для согласования усилителя постоянных сигналов с нагрузкой требуется обеспечить равенство нулю выходного напряжения при отсутствии входного сигнала. В практических схемах всегда имеет место отклонение выходного напряжения от нуля. Поэтому это отклонение является одним из основных параметров, характеризующих усилитель постоянных сигналов. В отличие от систематического дрейфа хаотический дрейф вызывается случайными причинами и не всегда возможно его учитывать при расчетах. Примером является дрейф, обусловленный ползучестью параметров транзисторов, влиянием поверхностных дефектов и т.д. При практических расчетах обычно отклонение выходного напряжения от нуля ΔUвых и его дрейф ΔUвых.др приводят ко входу. Для этого, определив ΔUвых и ΔUвых.др на выходе и поделив на соот100

ветствующий коэффициент усиления K, получают приведенные ко ΔU вых входу значения отклонения нуля ΔU вх.от = и его дрейф K ΔU вых.др ΔU вх.др = . Такой подход облегчает сравнение усиливаемоK го сигнала с отклонением от нуля и дрейфом. Отклонение ΔUвх.от определяется [4] приведенным к входу напряжением смещения Uвх.см, входным током смещения Iвх.см, входным током сдвига Iвх.сд и коэффициентом влияния нестабильности питающих напряжений Kвл.ип. Дрейф отклонения выходного напряжения, приведенный ко входу ΔUвх.др, определяется температурныΔU вх.см ΔI вх.см ми коэффициентами основных параметров ИОУ: , , ΔТ ΔТ ΔI вх.сд ΔЕ и дрейфом напряжений источников питания ± ип . ΔТ ΔТ Следует иметь в виду, что при регистрации электрокардиограмм отклонение выходного напряжения ΔUвых.от и в особенности его дрейф ΔUвых.др могут приводить к существенным ошибкам при диагностике, так как ΔUвых.от и ΔUвых.др влияют на постоянство нулевой линии, от которой производится отсчет амплитуды зубцов [2]. При этом, если влияние ΔUвых.от можно устранить балансировкой, то дрейф ΔUвых.др – только исключив изменение температуры. Интерес представляют параметры, характеризующие операционный усилитель как усилитель постоянных сигналов. Эти параметры имеют следующие значения: ƒ коэффициент подавления синфазных помех Fсф = 60÷120 дБ; ƒ входной ток смещения Iвх.см = (0,1÷500) нА; ƒ входной ток сдвига нуля Iвх.сд = (0,01÷50) нА; ƒ приведенное ко входу напряжение смещения нуля Uвх.см = = (0,5÷20) мВ; ƒ коэффициент влияния нестабильности источников питания Kвл.и.п = (5÷60) мВ/В; ΔI вх.сд ƒ температурный дрейф входного тока сдвига = ΔТ = (0,01÷30) нА/оС; 101

ƒ

температурный дрейф напряжения смещения

ΔU вх.см = ΔТ

= (5÷50) мкВ/оС. Если в усилителе предусмотрена периодическая установка нуля, то при расчетах принимается ΔUвх.от = 0 и определяется только дрейф выходного напряжения, приведенный ко входу. В качестве усилителей постоянных сигналов интегральные операционные усилители применяются для усиления биотоков (в энцефалографах, электрокардиографах), фототоков, сигналов от полупроводниковых датчиков ионизирующего излучения и т.д. Заданный коэффициент усиления Kи обеспечивают охватом отрицаK тельной обратной связью [1] с глубиной F = ис . Kи 3.3.3. Усилители постоянных сигналов с преобразованием сигнала

Усилители с преобразованием сигнала применяются для усиления сигналов микровольтового диапазона. На рис. 3.6 была показана упрощенная структурная схема усилителя с преобразованием сигнала. В этой схеме модулятор и демодулятор представлены в виде идеальных ключевых элементов (К1 и К2), которые периодически замыкаются и размыкаются. Сигнал с выхода модулятора поступает на вход усилителя переменных сигналов, схема замещения которого показана в виде четырехполюсника со входным (Rвх), выходным (Rвых) сопротивлениями и источником с напряжением холостого хода Uх.х. Демодуляция сигналов производится при помощи ключевого элемента К2 и фильтра RфСф. На рис. 3.7 приведены эпюры напряжений, иллюстрирующие работу усилителя с преобразованием сигнала. В усилителе о преобразованием сигнала сначала преобразуют входной сигнал в переменный сигнал так, чтобы огибающая переменного сигнала совпадала с усиливаемым сигналом (см. Uг на рис. 3.7). 102

Таким образом, при помощи модулятора производят преобразование усиливаемого сигнала в переменный сигнал. Последний усиливают усилителем переменных сигналов (Uвых) и после этого при помощи демодулятора осуществляют обратное преобразование сигнала (Uг), т.е. выделение огибающей усиленного переменного сигнала (Uн). Огибающая же представляет усиленный входной сигнал, и отпадает необходимость применения усилителя прямого усиления со свойственными ему некоторыми недостатками. Дрейф усилителя с преобразованием сигнала в значительной степени определяется характеристиками модулятора. В настоящее время наибольшее распространение получили электромеханические, электронные и реактивные модуляторы и демодуляторы.

Рис. 3.7. Эпюры напряжений, иллюстрирующие работу МДМ-усилителей

Электромеханические модуляторы и демодуляторы – вибропреобразователи. В большинстве случаев используют спецвибропреобразователи – поляризованные реле, отличающиеся высокой износостойкостью контактов, малым временем их пролета, высокой стабильностью временных характеристик и малой разностью 103

потенциалов между контактами, которые обычно для этого изготавливаются из серебра, а иногда и из платино-иридиевого сплава и золота. Применяются также вращающиеся переключатели. Дрейф усилителя с преобразованием определяется дрейфом разности потенциалов контактов, которая может меняться не только из-за временного дрейфа, но и из-за возникновения термоЭДС, вызываемой местным нагревом контактов из-за трения. При соответствующем выборе материалов величину термоЭДС удается снизить до ~0,1 мкВ/град, что позволяет уменьшить дрейф до сотых долей микровольта. В обычных условиях дрейф составляет единицы микровольта. Недостатки – потребление сравнительно большой мощности, создающей большие помехи, меньшая допустимая частота переключения, что сужает полосу пропускания усилителя в области высших частот. Наличие в вибропреобразователях механически движущихся частей снижает их надежность и долговечность. Даже при такой низкой частоте, как 50 Гц, за сутки вибратор производит четыре миллиона переключений, что приводит к быстрому износу контактов, временному сдвигу моментов переключения и изменению скважности работы, требует периодического осмотра и регулировки. Недостатком являются также большие габариты. Электронные модуляторы и демодуляторы. Замена электромеханических модуляторов и демодуляторов электронными, представляющими собой полупроводниковые диоды и транзисторы, работающие в ключевом режиме, позволяет избавиться от указанных недостатков, но ценой некоторого увеличения дрейфа нуля. Однако дрейф на 2÷3 порядка меньше, чем в усилителях прямого усиления с балансными каскадами. В настоящее время в основном применяют транзисторные модуляторы, имеющие меньший дрейф, чем ламповые (у которых большие остаточные напряжения) и параметрические модуляторы. Частота преобразования значительно выше, чем у вибратора. Небольшие габариты и вес, отсутствие подвижных частей, высокая надежность являются несомненными достоинствами полупроводниковых модуляторов и демодуляторов. Недостатки – несколько 104

больший дрейф (из-за температурной нестабильности), наличие выбросов при переключении. Модуляторы и демодуляторы на реактивных элементах. Принцип действия основан на изменении их проводимости под действием управляющего сигнала. Такие модуляторы позволяют усиливать мощность. В качестве реактивных элементов применяют конденсаторы с нелинейной емкостью, на основе которых строят параметрические усилители, и нелинейную индуктивность, применяемую в магнитных усилителях. Рассмотрение параметрических усилителей, используемых главным образом в СВЧ технике, и магнитных усилителей выходит за рамки данного курса. В упрощенной схеме усилителя с преобразованием сигнала (см. рис. 3.6) модулятор и демодулятор представлены в виде идеальных ключевых элементов К1 и К2. Реальным ключевым элементам свойствен целый ряд особенностей, без учета которых нельзя определять характеристики усилителей с преобразованием сигнала. В проводящем состоянии ключевые элементы можно заменить источником напряжения с остаточным напряжением Uост и внутренним сопротивлением r0, а в разомкнутом – источником тока Iут, шунтированным сопротивлением утечки rут. В практических схемах модуляторов определяющими являются остаточное напряжение на ключевом элементе, ток утечки и дрейф этих величин, Что касается сопротивления rут, то в большинстве случаев его влияние несущественно, поэтому в последующем анализе его не будем учитывать. Дрейф остаточного напряжения ΔUост.др и тока утечки ΔIут.др преобразуется модулятором в переменный сигнал и передается через усилитель на выход, поэтому дрейф МДМ-усилителя определяется, прежде всего, дрейфом модулятора. Чтобы снизить нулевой уровень модулятора ΔUост и его дрейф, прибегают к различным способам компенсации остаточных параметров транзисторных ключей. В частности, широко распространена схема компенсированного ключа с последовательным включением транзисторов [5]. Дрейф демодулятора не является определяющим, так как на демодулятор поступает усиленный входной сигнал, амплитуда которого значительно превышает его дрейф. 105

Недостатком усилителей с преобразованием сигнала является то, что они практически не способны воспроизводить высокочастотные сигналы, а также импульсные сигналы без заметного искажения крутых перепадов. Этот недостаток устраняется применением комбинированных усилителей, в которых усиление постоянных составляющих и медленно меняющихся сигналов производят усилителем постоянных сигналов, в частности МДМ-усилителем, а высокочастотный спектр сигналов усиливается усилителем, имеющим сравнительно широкую полосу пропускания в области высших частот. 3.4. Усилители – активные фильтры

К усилителям – активным фильтрам относятся электронные устройства, которые наряду с усилением сигналов производят их фильтрацию от помех, наводок и шумов с целью превосходства полезных сигналов над другими видами сигналов. Если требуется подавление высокочастотных помех и шумов с возможно большим усилением полезных сигналов с низкочастотным спектром, то применяют активные фильтры нижних частот (ФНЧ), АЧХ которых представляется графиками, показанными на рис. 3.8.

а

б

Рис. 3.8. Гладкая (а) и равноволновая (б) нормированные АЧХ ФНЧ 106

Для выделения сигналов с высокочастотным спектром по сравнению с низкочастотными помехами и шумами применяют активные фильтры верхних частот (ФВЧ), АЧХ которых показаны на рис. 3.9. Для фильтрации сигналов, спектральная плотность которых укладывается в узкой полосе пропускания с граничными частотами fн и fв, близкими друг к другу, применяют полосовые фильтры, АЧХ которых представлена на рис. 3.10. Эти фильтры рассматриваются в разделе «Избирательные усилители».

а

б

Рис. 3.9. Гладкая (а) и равноволновая (б) нормированные АЧХ ФВЧ

Рис. 3.10. Нормированная АЧХ полосового фильтра 107

3.4.1. Активные RC-фильтры низких частот

Такие фильтры применяются в усилительных трактах электронных устройств, предназначенных для регистрации сигналов с низкочастотным спектром, к числу которых относятся электрокардиографы и энцефалографы. При этом удается существенно ослабить влияние шумов и помех с более высокочастотным спектром, чем полезные сигналы, и тем самым заметно увеличить отношение сигнал/шум. Нормированная АЧХ ФНЧ (см. рис. 3.8), обычно задается следующими параметрами: 1) граничной частотой fгр, равной частоте, при превышении которой искажения сигнала становятся больше предельно допустимой величины; 2) полосой пропускания Δfп, определяемой разностью Δfп = = fв – fн. Для ФНЧ Δfп = fв, так как fн = 0; 3) неравномерностью АЧХ в полосе пропускания ε, определяемой допустимыми искажениями сигнала в заданной полосе частот; 4) коэффициентом Kп, характеризующим близость АЧХ к АЧХ идеального ФНЧ. Коэффициент Kп определяется отношением частоты fз, соответствующей заданному значению нормированной АЧХ (на рис. 3.8 – это Мз) вне полосы пропускания, к граничной f частоте, т.е. K п = з . f гр В теории цепей частоту fз называют частотой заграждения, а коэффициент Kп – коэффициентом прямоугольности, так как Kп характеризует близость реальной АЧХ к идеальной АЧХ в виде прямоугольной характеристики с Kп = 1 (см. С на АЧХ на рис. 3.8,а). Проектирование фильтров начинают с составления передаточной функции, которую аппроксимируют [6] полиномиальной функцией, коэффициенты которой определяют исходя из указанных параметров ФНЧ. Полиномиальная аппроксимация получила наибольшее распространение, так как она связана со сравнительно простым расчетным аппаратом и при этом обеспечивает минимальный коэффициент Kп при относительно невысоком порядке полинома п. Не менее важной является и простота реализации АУ. 108

Аппроксимация полиномами Баттерворта. Эта аппроксимация обеспечивает АЧХ, гладкую в полосе пропускания (см. рис. 3.8,а), и определяется функцией 1 M n (ν ) = , 2 2 1 + r Bп (ν) f ω где Вп = νп – полином Баттерворта; ν = = – нормированная f гр ωгр

частота; r – коэффициент неравномерности, определяемый через неравноменость АХЧ соотношением 1 r= −1 . (1 − ε) 2 Коэффициент прямоугольности можно определить из соотноf шения Kп = νз, где ν з = з – нормированная частота, соответстf гр вующая Мз. Поскольку в выражении Мп(ν) фигурирует частота ν, нормированная по граничной частоте fгр, то очевидно, что коэффициент Kп равняется нормированной граничной частоте полосы заf граждения ν з = з . Действительно, в соответствии с определениf гр ем коэффициента прямоугольности Δf з f Kп = = з = νз . Δf п f гр Таким образом, определив νз из соотношения 1 Мз = , 1 + r 2ν 2з п получим ⎞ 1 ⎛⎜ 1 ⎟≈ 1 . − 1 2⎜ 2 ⎟ п rМ r ⎝ Mз з ⎠ Чем выше степень полинома п, тем меньше коэффициент Kп, т.е. тем ближе АЧХ к идеальной. При заданной п данная аппроксимация обеспечивает меньшую прямоугольность, чем ЧебышевK п ≡ ν з = 2п

109

ская (см. ниже), однако линейность ФЧХ при данной аппроксимации лучше. Процесс аппроксимации сводится к определению степени п, при которой коэффициент Kп ≤ Kп.доп. Можно показать, что п и Kп связаны следующим соотношением: ln(rM з ) п≈− . ln К п Коэффициенты передаточной функции Мп(ν), аппроксимированной полиномами Баттерворта, определяются из соответствующих таблиц [7], при составлении которых принят коэффициент r = 1. При данном значении коэффициента граничная частота fгр соответствует М(fгр) =

1

2

. При этом степень полинома определя-

ется упрощенной формулой ln M з , ln K п а соответствующий коэффициент прямоугольности 1 . Kп ≈ п М з п≈−

Отметим, что аппроксимация полиномами Баттерворта одновременно обеспечивает оптимальный синтез АЧХ, гладкой в полосе пропускания. Эта АЧХ оптимальна в том смысле, что при заданной элементной базе и прочих равных условиях она обеспечивает наименьший коэффициент прямоугольности. Аппроксимация полиномами Чебышева. Аппроксимация по Баттерворту обеспечивает монотонную АЧХ, однако с большим коэффициентом Kп. Более круто спадающие АЧХ вне полосы пропускания получаются при аппроксимации по Чебышеву. При этом в полосе пропускания АЧХ представляется равноволновой функцией с коэффициентом неравномерности ε (см. рис. 3.8,б). Вне полосы пропускания АЧХ быстро и монотонно спадает, так как полиномы Чебышева резко возрастают при ν > 1. АЧХ, аппроксимированная полиномами Чебышева, имеет вид 110

М п (ν ) ≡

1 K (ν ) , = K max 1 + r 2 C n (ν )

r – коэффициент неравномерности, который связан с неравномерностью АЧХ соотношением 1 r= , (1 − ε) 2 − 1 Kmax – максимальное значение модуля АЧХ K(νт). Неравномерность АЧХ ε (см. рис. 3.8,б) определяется относительной величиной максимального или минимального отклонения АЧХ в полосе пропускания от низкочастотного значения модуля АЧХ, которое при данной нормировке равняется единице. Полином Чебышева п-го порядка представляет собой функцию следующего вида: Сп (ν) = 0,5[(ν + ν 2 − 1) n + (ν − ν 2 − 1) n ] . Для удобства расчетов полиномы Чебышева можно представить тригонометрическими функциями в полосе пропускания и гиперболическими вне этой полосы. При выбранной нормированной частоте ν = f/fгр коэффициент прямоугольности совпадает с шириной полосы по уровню Мз. Он определяется выражением ⎡ 1 ⎛ 2 ⎞⎤ ⎟⎟⎥ . Kп ≡ ν з ≈ ch ⎢ ln⎜⎜ ⎢⎣ n ⎝ rM з ⎠⎥⎦ Коэффициенты передаточной функции, аппроксимированной полиномами Чебышева, тоже табулированы [7]. С увеличением п и ε коэффициент Kп уменьшается. Таким образом, исходя из допустимой неравномерности ε и заданного коэффициента прямоугольности Kп определяют порядок полинома ln 2 − ln(rM з ) , п≈ ln( K п + K п2 + 1) предварительно рассчитав коэффициент неравномерности 1 r= −1 . (1 − ε) 2 111

Отметим, что АУ с характеристикой, определяемой полиномами Чебышева, при прочих равных условиях можно реализовать на элементах с меньшей добротностью, т.е. с более низкой частотой единичного усиления. Это есть результат того, что в полосе пропускания допускается неравномерность АЧХ. В заключении отметим, что если требуется синтезировать передаточную функцию, имеющую нули, то используется аппроксимация Кауэра. Для ряда устройств предъявляются определенные требования к ФЧХ. Например, при селекции сигналов требуется высокая линейность ФЧХ. Наиболее распространенным способом получения линейной ФЧХ является аппроксимация по Тейлору. Элементы ФНЧ. Одним из основных элементов ФНЧ является апериодическое звено с передаточной функцией первой степени K а.з , с коэффициентом усиления Kа.з и постоянной Н а.з ( р) = рτа.з + 1 времени τа.з =

1 . 2πf гр

Такую передаточную функцию имеют усилительные каскады на биполярных и униполярных транзисторах [4], у которых верхняя граничная частота fв = fгр и, соответственно, постоянная времени в области высших частот τа.з определяются инерционностью транзисторов и паразитными реактивностями, шунтирующими выход схемы. На основе ИОУ, охватив его отрицательной обратной связью, можно реализовать апериодическое звено более высокого порядка. В аналоговых устройствах, предназначенных для фильтрации сигналов (таких, как ФНЧ, ФВЧ и ПФ), требуемые характеристики реализуются, как правило, применением реактивных элементов: конденсаторов и индуктивных звеньев. Воспользоваться же действующими в транзисторах и ИОУ паразитными реактивностями для формирования требуемых характеристик не рекомендуется, так как существенный разброс паразитных элементов заметно осложняет решение проблемы фильтрации на этой основе. 112

Апериодическое звено можно построить на ИОУ, охватив его обратной связью резистивно-емкостной цепью. Наиболее просто реализуется инвертирующее апериодическое звено (рис. 3.11,а), в котором как усиливаемый сигнал Uд, так и цепь обратной связи, состоящей из резистора Rо.с и конденсатора С, подключаются к инвертирующему входу ИОУ. При этом происходит инвертирование сигнала и обеспечивается охват ИОУ отрицательной обратной связью в области низших и средних частот.

а

б

Рис. 3.11. Схемы инвертирующего (а) и неинвертирующего (б) апериодических звеньев на ИОУ с резистивно-емкостной цепью обратной связи

Коэффициент усиления такого звена определяется приближенным отношением Z K а.з , K а.з ≈ − o.c = R 1 + jωτ а.з R где K а.з ≈ − o.c – коэффициент усиления в области средних частот; R τа.з = Rо.сС – постоянная времени обратной связи, величиной которой определяется граничная частота апериодического звена: 1 f гр = . Разумеется, что представленными соотношениями 2πτа.з можно воспользоваться, если частота единичного усиления ИОУ f1ис не менее чем на два порядка превышает fгр. 113

Если не требуется инвертировать сигнал Uд, то его подают на неинвертирующий вход ИОУ (см. рис. 3.11,б). Цепь обратной связи Rо.сС непосредственно к этому выводу подключать нельзя, так как в этом случае ИОУ оказывается охваченным положительной обратной связью, что приводит к самовозбуждению ИОУ. При этом вместо усилителя образуется генератор. Чтобы охватить ИОУ1 в канале прямой передачи отрицательной обратной связью, необходимо производить инвертирование сигнала обратной связи Uо.с. В схеме на рис. 3.11,б эту операцию производит инвертор на ИОУ2, к выходу которого подключается цепь обратной связи апериодического звена Rо.сС. Параметры неинвертирующего апериодического звена опредеR ляются с учетом коэффициента передачи инвертора K инв ≈ инв1 Rинв2 K инв Rо.с ; τа.з ≈ KинвRо.сС, где обычно Kинв ≈ 1. R Для реализации многозвенных ФНЧ используется второй элемент, представляющий собой интегратор с передаточной функцией ω Н и ( р) = ± е.и , р где ωе.и – частота единичного усиления. Для инвертирующего 1 1 интегратора ωе.и = , для неинвертирующего ωе.и = . RC K инв RC Интеграторы строятся по таким же структурным схемам, как и апериодические звенья (см. рис. 3.11), с той лишь разницей, что резистор Rо.с в канал обратной связи не включают. Многозвенные активные фильтры можно реализовать каскадным включением активных звеньев или включением взаимосвязанных звеньев. Особенностью каскадной реализации является то, что в схеме не применяются перекрестные обратные связи или общие обратные связи, охватывающие устройство в целом. Используются только обратные связи в каждом звене в отдельности для получения соответствующих параметров и характеристик, а также для их стабилизации.

формулами: K а.з ≈

114

Современные активные фильтры строят по структуре взаимосвязанных звеньев, так как при этом достигается более высокая стабильность характеристик АУ, снижается их чувствительность к разбросу параметров звеньев и элементов схемы. Такие фильтры реализуют применением многопетлевых обратных связей, из которых наиболее распространенной структурой является схема с перекрестными связями через звено. Цепи обратных связей, охватывающих пару звеньев (первое и второе, второе и третье и т.д.), здесь как бы «прыгают» друг через друга. Это так называемая LFструктура, получившая название от первых букв английских слов Leap Frog, что переводится как «чехарда». Входное и выходное звенья построены на апериодических звеньях, а промежуточные звенья, как правило, на интеграторах. На рис. 3.12 показана структурная схема трехзвенного ФНЧ с перекрестными связями. Здесь используются инвертирующие апериодические звенья. Но чтобы перекрестные обратные связи, реализуемые передачей выходного напряжения интегратора на инвертирующий вход апериодического звена, а во второй паре – передачей выходного напряжения второго апериодического звена на вход интегратора, были отрицательными, при использовании на входе и выходе инвертирующих апериодических звеньев промежуточный интегратор должен быть неинвертирующим звеном.

Рис. 3.12. Схема трехзвенного ФНЧ с перекрестными связями, построенного по LF-структуре 115

В двухзвенном ФНЧ используют инвертирующее и неинвертирующее апериодические звенья с тем, чтобы общая обратная связь, охватывающая эти звенья, была отрицательной. 3.4.2. Активные RC-фильтры верхних частот

Для подавления низкочастотных помех и шумов применяют активные ФВЧ. Как видно из АЧХ таких фильтров (см. рис. 3.9), с их помощью можно ослабить помехи и шумы до требуемого уровня Мз, частотный спектр которых простирается в области fш ≤ fз. Применение активных ФВЧ позволяет существенно увеличить отношение сигнал/шум в области низких частот, в которой особенно заметно влияние шумов рекомбинации-генерации типа 1/f (см. п. 3.2.2). Синтез и проектирование усилителей с характеристиками ФВЧ производят по тем же табличным данным, что и ФНЧ [7], преобраω2 зованием вида p = н ( р и р – операторы в передаточных функцир ях ФНЧ и ФВЧ соответственно; ωн = ωгр – нижняя граничная частота ФВЧ). Смысл такого преобразования заключается также в том, что на основании элементов прототипа ФНЧ можно установить структуру ФВЧ. Например, преобразование передаточной функции апериодического звена показывает, что в качестве элемента ФВЧ надо использовать усилитель с дифференцирующей цепью. На рис. 3.13 представлена структурная схема ФВЧ с передаточной функцией второго порядка, которая реализуется охватом общей обратной связью через делитель Rо.с1÷Rо.с2 усилителя с двумя дифференцирующими RC-цепями. ФВЧ реализован на двух ИОУ, охваченных местными обратными связями через делители R2–Rо.с2 и R4–R3, при помощи которых устанавливают требуемые значения коэффициентов усиления, определяемых приближенными соотношениями: ⎛ R R ⎞ K иI ≈ −⎜⎜1 + 2 ⎟⎟ , K иII ≈ 4 +1, R3 ⎝ Ro.c ⎠ где Ro.c = Ro.c1||Ro.c2. 116

Рис. 3.13. Схема двухзвенного ФВЧ

Местные обратные связи одновременно используют для уменьшения температурного дрейфа выходных напряжений ИОУ. Коэффициенты передаточной функции ФВЧ, определяемые постоянными времени дифференцирующих цепей на входе (τо.с = CRо.с) и выходе (τ1 = С1R1) входного ИОУ, приводят в соответствие с табличными значениями выбором глубины общей обратной связи: Rоб Fоб = 1 − K иI K uII , Rо.с1 + Rоб где Roб = R2 ||Ro.c2. 3.5. Избирательные усилители 3.5.1. Назначение и основные характеристики избирательных усилителей

На практике (в радиотехнических устройствах, системах связи, медицинской биологии и т.д.) возникает задача не расширения, а наоборот, сужения полосы пропускания усилителя с тем, чтобы в нужной полосе отделить полезные сигналы oт помех или шумов, т.е. произвести селективное избирательное усиление. Избирательные усилители разбиваются на два класса: резонансные и полосовые. Резонансные усилители предназначены для усиления сигналов только в очень узком диапазоне частот – в идеальном случае для усиления сигнала одной определенной частоты fр. У идеального 117

резонансного усилителя АЧХ должна иметь вид бесконечно узкого пика на частоте fр, где коэффициент усиления достигает величины Kmax и Kи = 0 при fp < f < fр. АЧХ реального резонансного усилителя (рис. 3.14) по форме совпадает с АЧХ колебательного контура, т.е. имеет вполне конечную, хотя и очень узкую полосу пропускания Δfп (определяемую на уровне 0,707 от Kmах). Помимо обычных для усилителей параметров (Rвх, Rвых, Kmax и т.д.) резонансные усилители характеризуются рядом специфических параметров, таких, как: • резонансная частота (fp или ωр) – частота, на которой Kи = Kmax; • добротность резонансной характеристики, определяемая отношением Рис. 3.14. Нормированная fp ωp Qу = . = АЧХ Δf п Δωп Иногда вместо добротности Qу указывают обратную ей величину – так называемый коэффициент затухания dэкв, при помощи которого определяется степень затухания переходного процесса в резонансном усилителе: 1 dэкв = . Qу Полосовые усилители предназначены для бoлее или менее равномерного усиления сигналов в сравнительно узкой полосе, однако в пределах сугубо конечной полосы пропускания Δf. AЧХ идеального полосового усилителя должна иметь вид прямоугольной площадки, ограниченной частотами fн и fв, в пределах которой Kи = Kmax, а вне ее Kи = 0. Реальный полосовой усилитель имеет АЧХ колоколообразного вида (см. рис. 3.10), максимумы которой могут и несколько отличаться. Она содержит полосу пропускания и полосы заграждения, между которыми образуются переходные полосы. Полосу пропус118

кания полосового фильтра определяют как область частот, где нормированная АЧХ М(f) отклоняется от единицы не более чем на некоторую величину ε, которую называют неравномерностью АЧХ в полосе пропускания. Границы полосы пропускания определяются нижней fн и верхней fв граничными частотами, а ширина полосы пропускания – их разностью: Δfп = fв – fн. Полосу заграждения фильтра определяют как область частот, в которой нормированная АЧХ не превышает некоторого достаточно малого значения Мз на частотах fз1 и fз2. Близость АЧХ к идеальной прямоугольной характеризуют коэффициентом прямоугольности f − f з1 Δf з = >1. K п = з2 Δf п fв − fн Таким образом, для полосового усилителя специфическими параметрами являются: • центральная частота f 0 = f н f в ; нижняя fн и верхняя fв граничные частоты полосы пропускания, определяемые на уровне М(fгр) (обычно М(fгр) = 1– ε, а для гладкой АЧХ 1 ); М ( f гр ) = 2 • коэффициент прямоугольности полосовой характеристики, определяемый расширением полосы пропускания при переходе к некоторому более низкому уровню Мз: f − f з1 Δf K п = з = з2 . Δf п fв − fн • добротность Qy не имеет смысла для полосового усилителя, так как она не может служить мерой неидеальности и не определяет однозначно скорость затухания переходных процессов; • относительная величина прогиба ε полосовой характеристики в пределах полосы пропускания, определяемого отклонением неравномерности АЧХ. Требуемый коэффициент усиления не всегда может быть обеспечен избирательным усилителем, основное назначение которого – селективное усиление. Заданное усиление можно обеспечить •

119

обычными усилителями, соответствующим образом рассчитав входной и выходной каскады. Избирательные усилители в основном строятся включением частотно-избирательного контура в выходные цепи усилительных каскадов и применением частотно-избирательной обратной связи. Избирательные усилители разделяются на: • усилители с фиксированной резонансной частотой или с фиксированными граничными частотами; • усилители с перестройкой резонансной частоты или граничных частот, отличающиеся от первых наличием регулировочных элементов, с помощью которых производится перестройка. 3.5.2. Резонансные усилители Основы теории резонансных усилителей. Коэффициент усиления резонансного усилителя можно выразить через его основные fp параметры – резонансную частоту fр, добротность Qу = и коΔf п эффициент усиления на резонансной частоте Kmax – приближенным соотношением jϕ

K max e p . (3.1) ⎛ f fp ⎞ 1 + jQу ⎜ − ⎟ ⎜ fp f ⎟⎠ ⎝ При помощи этого соотношения с достаточной точностью описываются АЧХ (см. рис. 3.14) и ФЧХ усилителя: K ( jf ) =

K( f ) =

K max ⎛ f fp ⎞ 1 + Qу2 ⎜ − ⎟ ⎜ fp f ⎟⎠ ⎝

2

,

⎡ ⎛ f f p ⎞⎤ ϕ( f ) = ϕ p − arctg ⎢Qу ⎜ − ⎟⎥ . f ⎟⎠⎥ ⎢⎣ ⎜⎝ f p ⎦ 120

(3.2)

Амплитудное затухание h′ =

K ( f ′) , которое должен обеспечиK max

вать усилитель на некоторой частоте f′ вне полосы пропускания (см. рис. 3.14), можно оценить по приближенной формуле 1 . h′ = ⎛ f ′ fp ⎞ Qу ⎜ − ⎟ ⎜ fp f ′ ⎟ ⎠ ⎝ Из-за разброса параметров элементов усилителя, а также в результате их изменений расчетные характеристики усилителя отличаются от реальных. Эти отклонения АЧХ и ФЧХ принято характеризовать относительной чувствительностью, которая для какойлибо функции у по аргументу х определяется выражением Δy ∂ ln y ≈ S xy = y . Δx ∂ ln x x В резонансных усилителях отклонения АЧХ и ФЧХ целесообразно характеризовать через чувствительности его основных параQ

ω

метров Kmax, Qу и ωр, т.е. через величины S xK max , S x у и S x p . Зная указанные величины, можно определить чувствительность АЧХ или ФЧХ по формуле

S xy = S Kу

ω

Q

max

S xK max + SQy S x у + Sωу S x p , у

p

принимая у = М(ω) или у = ϕ(ω). Мы рассмотрели стационарные процессы в резонансных усилителях, т.е. процессы, которые происходят спустя значительное время после включения усиливаемых сигналов. Между тем, при подаче входного сигнала в начальные моменты времени протекают переходные процессы. В избирательных системах весьма важно установить реакцию усилителя на синусоидальный сигнал с частотой f = fр. Эту реакцию можно установить на основании либо операторных выражений для переходной характеристики усилителя и входного сину121

соидального сигнала, либо на основании интеграла Дюамеля. Можно показать, что при включении на вход усилителя в момент времени t = 0 синусоидального сигнала ид(t) = Uдтsinωрt,

его выходное напряжение изменяется по закону ивых (t ) ≈ K u maxU дт (1 − e

−

t −t з0 ωр 2Qу

) sin ωp (t − t з0 ).

Эпюры входного и выходного напряжений показаны на рис. 3.15.

Рис. 3.15. Эпюры входного и выходного напряжений резонансного усилителя, иллюстрирующие переходный процесс при возбуждении усилителя синусоидальным радиоимпульсом

Время нарастания фронта огибающей, определяемое как время установления по уровням 0,1–0,9 oт Uвыхт, составляет Qу 2,2 t уст ≈ 2,2 = . πf р πΔf п Из этой формулы следует, что чем выше добротность усилителя и чем ниже его резонансная частота fр, тем медленнее устанавлива122

ется выходной сигнал. Аналогичным соотношением определяется время восстановления схемы при выключении входного сигнала. Резонансные усилители с навесным высокодобротным контуром. В качестве навесных высокодобротных контуров со сравнительно миниатюрными размерами в настоящее время применяются монолитные кристаллические фильтры на основе кварца, пьезокерамические и электромеханические фильтры, представляющие собой LC-контуры. Монолитные кристаллические фильтры применяются в диапазоне частот от 5 до 150 МГц и способны обеспечивать добротность контура Qк = 1000–250000 при относительной нестабильности частоты ± 10–6 %/°C. В избирательных усилителях, работающих в диапазоне частот от 100 кГц до 10 МГц, можно использовать пьезокерамические фильтры с добротностью Qк = 30–1500 и нестабильностью частоты ±10–4 %/°С. В низкочастотных системах используются электромеханические фильтры, работающие удовлетворительно на частотах от 100 Гц до 20 кГц с добротностью Qк = 50–5000 при нестабильности Δf p = ± 5.10–5 %/°С. fp Интегральный избирательный усилитель с навесным контуром обычно отличается от своего дискретного аналога тем, что усилитель, предназначенный для раскачки контура, выполняется в виде монолитной или гибридной ИМС. В качестве интегрального усилителя применяются высокочастотные усилители переменных сигналов, каскоды, ИОУ. На рис. 3.16,а показана схема замещения LC-фильтра. В высокодобротных контурах влияние сопротивления утечки rут пренебрежимо мало. Если добротность контура Qк более 6–7, то в полосе пропускания влияние сопротивления потерь 1 rL удобно учитывать, зашунтировав контур эквивалентным сопротивлением потерь L rLэкв = . rL C 1

В индуктивном контуре rL определяется сопротивлением индуктивной катушки. 123

При этом схема замещения контура упрощается и принимает вид, показанный на рис. 3.16,б. Из этой схемы следует, что эквивалентный импеданс контура определяется простым соотношением rLэкв , Zк = ⎛ f fк ⎞ 1 + jQк ⎜⎜ − ⎟⎟ f ⎠ ⎝ fк где Qк =

rLэкв = ρ

L/C 1 – добротность; f к = – резонансrL 2π LC

ная частота контура; ρ = ние контура.

а

L / C – характеристическое сопротивле-

б

Рис. 3.16. Полная (а) и упрощенная (б) схемы высокодобротного LC-фильтра

АЧХ рассматриваемого контура совпадает с характеристикой, приведенной на рис. 3.14, причем можно показать, что отношение резонансной частоты контура к его полосе пропускания Δfп, представляющее собой добротность, равно rLэкв/ρ, т. е. fp r L / C 2πLf к Qк = . = Lэкв = = rL rL Δf п ρ Если задана резонансная частота контура fкон, то добротность можно повышать путем увеличения индуктивности L и уменьшения сопротивления потерь в контуре rL. Увеличивать индуктивность можно до определенных пределов. Уменьшение сопротивления rL связано с увеличением габаритов фильтра. Поэтому в зависимости от резонансной частоты рекомендуется использовать определенные типы фильтров. 124

Усилитель и нагрузку можно подключить к контуру двумя способами: применив полное или неполное включение контура. Первый способ используют, когда активные сопротивления на выходе усилителя |Zвых| и в цепи нагрузки |Zн| в полосе усиливаемых гармоник достаточно велики, чтобы не шунтировать контур и тем самым не снизить добротность усилителя Qy. В противном случае применяют неполное включение контура, подключив частично либо усилитель, либо нагрузку, либо и усилитель и нагрузку, чтобы ослабить шунтирующее действие выходной цепи усилителя и самой нагрузки. Полное включение контура обычно применяется в усилителях, у которых в области резонансной fр или центральной f0 частоты не проявляется инерционность как нагрузки, так и усилителя, т. е. в области средних частот. В этом случае не трудно подобрать параметры усилителя и нагрузки (входное сопротивление последующего каскада) так, чтобы исключить шунтирование контура усилителем и нагрузкой. На рис. 3.17 показана схема замещения резонансного усилителя с полным включением контура, на основании которой можно рассчитать его основные параметры. Рис. 3.17. Схема замещения В этой схеме усилитель заменен резонансного усилителя эквивалентным источником тока с полным включением контура Iк.з = Sсх.кзU д с внутренним сопротивлением Rвых (Sсх.кз – крутизна характеристики усилителя при коротком замыкании на его выходе). Из схемы следует, что коэффициент усиления резонансного усилителя определяется соотношением (3.1) K и max U , K и ( jω) = вых = U д ⎛ f fp ⎞ − ⎟ 1 + jQу ⎜ ⎜ fp f ⎟⎠ ⎝ в котором добротность усилителя, его резонансная частота и коэффициент усиления на резонансной частоте рассчитываются по следующим формулам: 125

Qу =

Rэкв = ρ

Qк

⎡ 1 1 ⎤ + 1 + rLэкв ⎢ ⎥ ⎣ Rвых Rн ⎦ 1 fp ≈ ; 2π LC

K иmax = S сх.кз Rэкв =

;

S сх.кз rLэкв . ⎡ 1 1 ⎤ 1 + rLэкв ⎢ + ⎥ ⎣ Rвых Rн ⎦

Таким образом, выбрав фильтр (исходя из заданной резонансной частоты), на основании параметров контура (Qк и rLэкв) и усилителя (Sсх.кз и Rвых) рассчитывают добротность Qy и коэффициент усиления Kumax, соответствующие данной нагрузке Rн. Неполное включение применяется для ослабления шунтирующего действия предыдущего и последующего каскадов, чтобы повысить добротность резонансного усилителя. Это также способствует стабилизации резонансной частоты fр, так как уменьшается влияние паразитных элементов и инерционности транзисторов на fр. Однако излишне слабая связь контура с каскадами приводит к бесполезной потере в усилении, не давая заметного выигрыша в добротности и стабильности резонансной частоты. Поэтому важным является выбор степени связи. Рассмотрим особенности резонансных усилителей с неполным включением контура на примере усилителя высших частот. Такое включение наиболее часто применяется именно в усилителях высших частот, так как в этой области частот добротность усилителя может существенно уменьшаться из-за влияния комплексного выходного сопротивления усилителя Zвых и нагрузки Zн. На pиc. 3.18 показана схема усилителя с неполным включением контура через автотрансформаторную связь. В этой схеме усилитель подключается к контуру через автотрансформатор с коэффициентом трансформации L тк = к L 126

(где L — полная индуктивность контура). Нагрузка тоже подключается к части индуктивности, образуя связь с коэффициентом трансформации L тн = н . L Точный анализ этой схемы оказывается сложным, поэтому следует его упростить, учитывая некоторые осоРис. 3.18. Схема резонансного бенности реальных усилителей. В усилителя с неполным частности, если резонансный усиливключением контура тель обладает добротностью Qy, превышающей 10, то неполное включение элементов можно заменить полным с соответствующими коэффициентами пересчета токов и Z импедансов путем введения приведенных значений Iк.зтк и вых тк2 (вместо Iк.з и Zвых) и аналогичной заменой нагрузки Zн ее приведенZ ной величиной н2 . тк Таким образом, коэффициент усиления избирательного усилителя при неполном включении контура определяется формулой U K и ( jω) = вых = Sсх.кз(jω)тнткZк.экв. U д

Чтобы упростить анализ, определим частотно-зависимые параметры при квазирезонансной частоте 1 . fp = 2π LC (ω р ) Если вблизи этой частоты параметры усилителя и нагрузки меняются незначительно, то такой подход не приводит к заметным погрешностям. При этом существенно упрощаются анализ и расчет ИМС, так как остаются справедливыми соотношения для безынерционного усилителя, т. е. 127

Kи(jf) =

K и max , ⎛ f fp ⎞ − ⎟ 1 + jQу ⎜ ⎜ fp f ⎟⎠ ⎝

где коэффициент усиления на резонансной частоте Kиmax = Scх.кз(fр)Rэкв(fр)тнтк; добротность усилителя Qу =

или

Qу =

Rэкв ρ

C( fр ) L

K иmax mн mк S сх.кз ( f р )

rLэкв

; 2 ⎤⎞ ⎛ ⎡ mк2 m н 2πf р L⎜1 + rLэкв ⎢ + ⎥⎟ ⎜ ( ) ( ) R f R f н р ⎦ ⎥ ⎟⎠ ⎣⎢ вых р ⎝ квазирезонансная частота 1 1 fр = = . 2π LC ( f р ) 2π L[C0 + Cвых ( f р )mк2 + Cн ( f р )mн2 ] Из представленных соотношений видно, что с уменьшением коэффициентов связи тн и тк возрастает добротность усилителя Qy и повышается стабильность резонансной частоты fр (так как ослабляется влияние Cвых(fр) и Cн(fp), значения которых зависят от режима работы усилителя, температуры окружающей среды, амплитуды сигналов и т.д.). Однако при этом уменьшается и Kиmах. Очевидно, что коэффициенты связи тк и тн следует выбирать так, чтобы при заданных Qy, fр и L получить максимальное усиление. Оно имеет место при выполнении следующего условия: тк2 mн2 = . Rвых ( f р ) Rн ( f р ) При малом значении коэффициента трансформации тк или тн цепь связи с усилителем или нагрузкой захватывает всего несколько витков. При этом возрастает влияние индуктивности рассеяния. В подобных случаях низкоомную цепь включают через емкостный делитель. При этом все предыдущие выводы справедливы, если учесть, что 128

С0 =

С0′′С0′ С0′′ ; т= , С0′′ + С0′ С0′′ + С0′

где С0′ и С0′′ – емкости конденсаторов делителя напряжения. В резонансных и полосовых усилителях на LC-контурах ИОУ не нашли практического применения, так как в высокочастотных избирательных усилителях ИОУ либо оказываются неустойчивыми, либо не способными обеспечить достаточной раскачки контура. Кроме этого ИОУ, шунтируя своим низкоомным выходом LCпараллельный контур, приводит к заметному снижению его добротности. Поэтому в таких устройствах предпочтение отдается специальным интегральным микросхемам, применение которых исключает указанные недостатки. Для раскачки LC-контуров в интегральных избирательных усилителях особенно целесообразно применение каскодного усилителя с дифференциальным каскадом. В таком усилителе каскодное включение существенно ослабляет влияние паразитной обратной связи через проходную емкость, благодаря чему заметно уменьшается вероятность самовозбуждения усилителя. Кроме того, уменьшается выходная емкость усилителя и увеличивается его выходное сопротивление, что позволяет использовать полное включение контура к усилителю даже в высокочастотных устройствах, не опасаясь снижения добротности и стабильности резонансной частоты. Дифференциальные входы усилителя часто используются для подачи сигнала АРУ или для других целей. На рис. 3.19 показана схема резонансного усилителя, построенного на интегральном каскодном усилителе с диф-ференциальным каскадом с навесными LC-контурами на входе и выходе. Резонансная частота усилителя fр = 60 МГц. Цепи питания шунтированы конденсаторами небольшой емкости (С = 1000 пФ). Поскольку усилитель предназначен для работы в высокочастотном диапазоне, то даже при небольшой емкости обратные связи через цепи питания нейтрализуются. Сигнал АРУ подается на вход дифференциального каскада, изменяя ток эмиттера транзистора Т2. При этом ток эмиттера входного транзистора Т3 остается неизменным, поэтому не меняется и входное сопротивление усилителя, что исключает расстройку входного фильтра. 129

Рис. 3.19. Высокочастотный резонансный усилитель на интегральной микросхеме (L1 = 0,23 мкГн; L2 = 0,26 мкГн; C1 = 36 пФ; C2 = 65 пФ; C3 = 200 пФ; C4 = 27 пФ; C = 1000 пФ каждый)

Резонансные усилители с частотно-избирательной обратной связью. В измерительных устройствах, телеметрических установках, в медицинской биологии, сейсмографии, гидролокации, геологоразведке, электронике часто требуются низкочастотные избирательные усилители. В усилителях с LС-контуром резонансную частоту 1 fp = 2π LC можно уменьшить увеличением индуктивности L и емкости С. Однако увеличение индуктивности L, в особенности емкости С, непременно связано с понижением добротности контура Qк, поэтому в низкочастотных избирательных усилителях, как правило, избегают использования LС-контуров. Увеличение индуктивности само по себе не приводит к снижеρ нию добротности контура Qк = , если оно не связано с увеличеrL 130

нием сопротивления потерь rL индуктивной катушки. Но повысить индуктивность без увеличения сопротивления rL возможно только за счет чрезмерного увеличения габаритов и веса индуктивной катушки, что в целом ряде случаев недопустимо. Особенно заметно уменьшение добротности контура Qк = L / C /rLэкв с увеличением емкости С. Таким образом, понижение резонансной частоты связано с ухудшением добротности усилителя Qу и увеличением габаритов, веса индуктивной катушки. Если индуктивная катушка оказывается чрезмерно громоздкой, тo приходится отказываться от использования LC-контуров. При этом предпочтение отдают усилителям с частотно-избирательной обратной связью, построенными на RCфильтрах. Следует отметить, что понятие «большая индуктивность» относительно. Оно определяется допустимыми габаритами, весом аппаратуры, технологией изготовления. В дискретной электронике большими считаются индуктивные катушки с L = 1÷10 Г и, соответственно, fр = 1÷0,1 кГц. В интегральных микроузлах вызывает затруднения изготовление микроминиатюрных индуктивных катушек с L = 1÷0,1 мкГ, поэтому избирательные усилители с LС-контуром применяются в интегральных устройствах с fр ≥ 1÷10 МГц. В диапазоне низших и сверхнизших частот (примерно до десятка килогерц) в настоящее время применяются избирательные усилители с LC-фильтром. Интенсивные работы по их созданию, начавшиеся еще в 50-е годы ХХ в., привели к появлению высококачественных избирательных интегральных микросхем, выпуск которых освоен промышленностью. В LС-усилителях избирательность обеспечивается готовым селективным элементом с LС-контуром. В усилителях с RСфильтром избирательную характеристику реализуют частотнозависимой обратной связью, глубина которой резко меняется в узком интервале частот, благодаря чему и достигается высокая избирательность. При высокой добротности запас по устойчивости усилителя может быть весьма малым. Это приводит к низкой стабильности частотных характеристик или вообще к самовозбуждению 131

усилителя. Поэтому основная задача заключается в разработке усилителя с RC-фильтром, обладающего стабильными частотными характеристиками, с малой чувствительностью к разбросу и изменению параметров, минимальным уровнем шумов. Избирательные усилители с RC-фильтрами не обладают высокой добротностью, обычно Qу ≈ 20÷30. Поэтому область их применения ограничена. Они используются в устройствах, в которых к избирательности не предъявляются высокие требования. RC-фильтры применяются для построения как резонансных усилителей, так и полосовых. Структура и основные параметры усилителей с частотно-избирательной обратной связью на основе нулевых фильтров. Структура такого усилителя (рис. 3.20) вытекает из его названия. Она состоит из апериодического усилителя, охваченного частотно-избирательной обратной Рис. 3.20. Структурная схема связью. Такая связь осуществляется низкочастотного резонансного усилителя при помощи нулевого RC-фильтра, с частотно-избирательной АЧХ которого (для его коэффициента обратной связью на основе передачи) имеет вид, показанный на нулевого фильтра рис. 3.21. При включении в канал обратной связи нулевого фильтра глубина обратной связи резко меняется в узком интервале частот, благодаря чему и достигается высокая избирательность. Вблизи резонансной частоты обратная связь отрицательная, что приводит к существенному уменьшению коэффициента усиления. По мере приближения к резонансной частоте коэффициент передачи фильтра уменьшается, обратная связь ослабляется и, соответственно, увеличивается коэффициент усиления. АЧХ такого усилителя имеет вид резонансной кривой, которая показана на рис. 3.21. Заметим, что резонансная частота усилителя fр (на которой его коэффициент усиления становится максимальным) из-за фазовых сдвигов не всегда совпадает с частотой заграждения фильтра f0ф (на которой его коэффициент передачи становится равным нулю). 132

Рис. 3.21. АЧХ усилителя с частотно-избирательной обратной связью |Kи(jf)| и нулевого фильтра |Kф(jf)|

Избирательную характеристику можно реализовать и при положительной обратной связи. При этом необходимо обеспечить уменьшение глубины обратной связи на высших и низших частотах, стремясь к возможно большему pocту глубины обратной связи на резонансной частоте. Тем самым становится возможным получить избирательное усиление гармоник с частотой, совпадающей с резонансной. Однако усилители с положительной обратной связью часто самовозбуждаются, поэтому на практике применяются они редко. В качестве нулевых фильтров используют двойные Т-образные мосты, цепочечные RC-фильтры и фильтры с распределенными RC-структурами. Нулевые фильтры принято называть также режекторными (заграждающими). Наибольшее распространение получили двойной Т-образный мост (рис. 3.22,а) и простейшая схема гибридного нулевого фильтра (рис. 3.22,б), состоящая из двухслойной распределенной RC-структуры и резистора Rр, подключенного к металлическому слою. 133

В этих фильтрах сигнал со входа на выход передается по двум параллельном ветвям, причем одна из них представляет собой дифференцирующую цепь, а другая – интегрирующая. При определенных соотношениях параметров фильтра на некоторой частоте амплитуда сигналов, передаваемых по этим цепям, оказывается одинаковой, а их фазы – равными по абсолютной величине и противоположными по знаку. Напряжение на выходе при этих условиях становится равным нулю.

а

б

Рис. 3.22. Схемы нулевых фильтров в виде двойного Т-образного моста (а) и распределенной RC-структуры (б)

Условия, обеспечивающие равенство нулю напряжения на выходе фильтра, принято называть балансом фаз и амплитуд или нулевым балансом фильтра. Если условия нулевого баланса не выполняются, то на всех частотах выходное напряжение оказывается отличным от нуля. В подобных случаях говорят о расстройке фильтра. При резонансных частотах от единиц килогерц до единиц мегагерц несомненное предпочтение следует отдать нулевым фильтрам на распределенных RC-структурах, к числу которых относятся аналог двойного Т-образного моста, гибридные ИМС, содержащие как распределенные, так и сосредоточенные элементы, фильтры, представляющие собой определенным образом включенную RС- и RC—NC-структуру. Наибольшее распространение получила простейшая схема гибридного нулевого фильтра (рис. 3.22,б), состоящая из двухслойной распределенной RС-структуры и резистора Rр, подключенного к ее металлическому слою. Достоинством таких фильтров является то, что точность их настройки на нуль определяется разбросом сопротивлений двух резисторов: основания Rp и 134

RС-структуры Rпол, тогда как у двойных Т-образных мостов и цепочечных RС-фильтров заметное влияние оказывает и разброс емкостей. Не менее важным преимуществом нулевого фильтра на распределенных RС-структурах является втрое меньшее число элементов, чем у двойного Т-образного моста (вместо шести всего два), с соответствующим уменьшением занимаемой на подложке площади и числа соединительных линий, площадок, а также упрощением топологии и увеличением надежности. Что касается избирательных свойств, то путем применения неоднородных RC-структур можно обеспечить избирательность, не уступающую избирательности резко несимметричных двойных Т-образных мостов. Недостатком нулевых фильтров является требование точного выполнения условия баланса, нарушение которого приводит к заметному ухудшению характеристик усилителя. По этой причине они более чувствительны к разбросу параметров элементов схемы и их нестабильности. В этом смысле от них выгодно отличаются резонансные структуры на основе апериодического звена, охваченного обратной связью через интегратор. На рис. 3.23 представлены структурные схемы резонансных звеньев, у которых в канал прямой передачи включено апериодическое звено на ИОУ1, а в канале обратной связи интегратор на ИОУ2 (см. п. 3.4.1). В схеме на рис. 3.23,а используется инвертирующее апериодическое звено с постоянной времени τа.з = Rо.сС1. При этом, чтобы реализовать отрицательную обратную связь, применяется неинвертирующий интегратор с частотой единичного усиления 1 , ωеи = RиCи K инв R где K инв ≈ инв1 – коэффициент передачи инвертора на ИОУ3. Rинв2 Схема на рис. 3.23,б построена на неинвертирующем апериодическом звене с постоянной времени τа.з= =Rо.сС1Kинв, в котором выходное напряжение ИОУ1 инвертируется посредством схемы на ИОУ3, обеспечивая тем самым отрицательную обратную связь че135

рез цепь Rо.с–С1 в апериодическом звене. При этом преобразование апериодического звена в резонансное реализуется при помощи инвертирующего интегратора на ИОУ2 с частотой усиления 1 ωеи = . RиCи

Рис. 3.23. Структурные схемы инвертирующего (а) и неинвертирующего (б) резонансных звеньев с включением интеграторов в канал обратной связи

Передаточная функция схем на рис. 3.23 определяется формулой (3.1). Резонансная частота fр, на которой модуль |K(jfp)| = Kmax fр достигает максимума, добротность резонатора Qр = и коэффиΔf п циент усиления на резонансной частоте Kmax связаны с параметрами элементов схемы следующими соотношениями: 2πf р R 1 ; Qр = ; K max ≈ о.с . fр = Rо.сC1 R 2π R1C1Rи Cи K инв 136

В неинвертирующем резонансном звене коэффициент усиления на резонансной частоте R K K max ≈ о.с инв . R Исходя из требуемых параметров резонансного усилителя (fр, Qу = Qр и Kmax) на основании представленных соотношений определяют значения элементов схемы. При этом, поскольку число этих элементов больше параметров усилителя, это обстоятельство используют для оптимизации характеристик проектируемого усилителя. Представленные соотношения получены без учета инерционности ИОУ, поэтому они применимы в резонансных усилителях на активных RC-фильтрах сравнительно низкой частоты, когда частота единичного усиления ИОУ f1ис более чем на два порядка превышает резонансную частоту усилителя fр. Резонансные звенья можно построить также на основе конверторов и гираторов. Конвертор отрицательного сопротивления представляет собой четырехполюсник, который преобразует (с некоторой постоянной преобразования) сопротивление, подключенное к одной паре его зажимов, в сопротивление противоположного знака на другой паре зажимов. Для реализации такого четырехполюсника приходится использовать положительную обратную связь, поэтому резонансные звенья на основе конверторов легко самовозбуждаются, что и является достаточно веским доводом для ограничения областей их применения. Гиратор представляет собой четырехполюсник, входное сопротивление которого со стороны одной пары зажимов является обратным сопротивлению, подсоединенному к другой паре зажимов. Следовательно, подключив к выходу гиратора конденсатор, можно преобразовать его емкость в индуктивность и таким образом, используя только конденсаторы, составить резонатор. Существуют два основных способа реализации гиратора. Первый из них основан на применении конвертора с присущими последнему недостатками. Второй способ основан на применении ИОУ с обратными связями. Известны и другие способы реализации гираторов, например, на 137

основе эффекта Холла в полупроводнике, эффекта Фарадея в микроволновом диапазоне и т.д. Однако большинство этих реализаций имеют ограниченное применение и значительно отличаются от идеального, особенно, из-за наличия паразитных элементов. 3.5.3. Полосовые усилители

Резонансный усилитель можно использовать как полосовой усилитель. Однако у резонансного усилителя коэффициент прямоугольности полосовой характеристики в большинстве случаев получается сравнительно большего значения. Поэтому на практике усилительные каскады с полосовой АЧХ получают путем включения полосовых фильтров в виде связанных контуров. Полосовые усилители с высокодобротными связанными контурами. Существует несколько типов двухконтурных секций. Применение той или иной секции зависит прежде всего от рабочей частоты f0, экономичности, коэффициента связи между контурами. Наиболее часто применяются три вида связанных контуров, схемы которых приведены на рис. 3.24.

а

б в Рис. 3.24. Двухконтурные полосовые фильтры: а – схема двухконтурного трансформатора; б – Т-образная секция; в – П-образная секция

Эти схемы эквивалентны друг другу в соответствии со следующими формулами: для Т-образной секции LA = L1 – M; LB = L2 – M; LС = M; для П-образной секции L L −M2 L L −M2 L L −M2 La = 1 2 ; La = 1 2 ; La = 1 2 . L2 − M L2 − M L2 − M 138

В большинстве случаев применяется трансформаторная секция, у которой легко можно отрегулировать коэффициент связи kM = M = до требуемого значения путем перемещения сердечника в L1L2 поле магнитного потока катушек. На высших частотах эта регулировка затруднительна, поэтому используются более простые в конструктивном отношении Т- или П-образные секции. Так как все схемы эквивалентны друг другу, то в дальнейшем ограничимся рассмотрением одной из них, например трансформаторной двухконтурной. Результаты анализа этой схемы можно распространить на остальные виды включения контуров. Встречаются полосовые усилители с полным и неполным включением контуров. Рассмотрим схему с неполным включением контуров (схема с полным включением представляет собой частный случай неполного включения с коэффициентами тк = 1 и тн = 1).

а б Рис. 3.25. Точная (а) и упрощенная (б) схемы замещения полосового усилителя с неполным включением контура

На рис. 3.25,а приведена схема замещения полосового усилителя с неполным включением контура. В этой схеме усилитель раскачки заменен источником тока Iк.з = Sсх.к.з U г с внутренним сопротивлением Zвыx. Подключаемый к выходу контура каскад характеризуется входным импедансом Zвх. Так же как при анализе резонансного усилителя, можно пересчитать выходные и входные параметры через коэффициенты тк и тн и использовать схему замещения с полным включением контура. Кроме того, воспользуемся также приближенным расчетом, считая, что контуры нагружаются активными проводимостями и паразитными емкостями, определяемыми действительной и мнимой частями проводимостей 1/Zвых 139

и 1/Zвх, на частоте f = f0. Тогда упрощенную схему можно представить в виде, показанном на рис. 3.25,б. В этой схеме 1 1 1 1 mк2 mн2 = + = + ; ; Rэкв1 Rвых (ω0 ) rLэкв1 Rэкв2 Rвх (ω0 ) rLэкв2

С1 = С01 + тк2Свых (ω0 ) ; С2 = С02 + тн2Свх (ω0 ) . На основании схемы замещения (рис. 3.25,б) можно показать, что коэффициент усиления Ки(jf) полосового усилителя определяется выражением U Kи(jf) = вых = тнткSсх.к.з(f0)Zэкв. U г Обычно первичный и вторичный контуры настраиваются на одну и ту же резонансную частоту, т.е. ωк1 = ωк2 = ωк, где 1 1 ωк1 = ; ωк2 = . L1C1 L2C2 Ha центральной частоте (ω = ω0) коэффициент усиления определяется выражением

K ( jω0 ) = − j

где ω0 =

ωк 2 1 − kM

mн mк k M Rэкв1Rэкв2 ⎛ 2 1 ⎞ ⎟ + Q1Q2 ⎜⎜ k M Q1Q2 ⎟⎠ ⎝

Sсх.к.з(ω0),

– центральная частота усилителя; Q1 = ω0С1Rэкв1;

Q2 = ω0С2Rэкв2. Коэффициент усиления достигает максимального значения при kМ, равном: 1 k Mкр = . Q1Q2 Это так называемый коэффициент критической связи. Часто требуется определить значение коэффициента kМ, при котором АЧХ усилителя имеет наиболее плоскую характеристику. Можно показать, что это обеспечивается при значении kМ, определяемом выражением 140

1 / Q12 + 1 / Q22 . 2 Это переходный коэффициент связи. Если Q1 = Q2, то kMкр = kMt. Поэтому на практике стремятся к выполнению условия Q1 = Q2 = Q. Если kM > kMt, то характеристика деформируется, и вместо одного пика в ней появляются два. Коэффициент усиления при kМ = kМt можно определить приближенным выражением (ω ) m m QS kM Q , K и ( jω) = j к н сх.к.з 0 × 2 ω0 C1C2 ⎡ ⎛ ω ω0 ⎞⎤ 2 ⎟⎟⎥ + k M − Q2 ⎢1 + jQ⎜⎜ ω ω ⎝ 0 ⎠⎦⎥ ⎣⎢

k Mt =

где ω0 = ωк1 = ωк2. При выводе этой формулы пренебрегали влиянием затухания dэкв = 1/Q на форму полосовой характеристики. Коэффициент усиления на центральной частоте

K и (ω0 ) =

mк mн Q 2 k M S сх.к.з (ω0 ) 2 ω0 C1C2 (1 + k M Q2 )

,

и если kM ≤ kMt = 1/Q, то Kиmax = Kи(ω0). На рис. 3.26 показана схема двухконтурного полосового усилителя на интегральной микросхеме, построенной по каскодной структуре. Как отмечалось, каскодное включение существенно ослабляет влияние паразитной обратной связи через проходную емкость, благодаря чему заметно уменьшается вероятность самовозбуждения усилителя. В схеме применяется трансформаторная секция, у котоM рой можно отрегулировать коэффициент связи k M = до L1L2 требуемого значения путем перемещения сердечника в поле магнитного потока катушки. Чтобы ослабить шунтирующее действие нагрузки Zн и тем самым способствовать повышению добротности Q2 и стабилизации центральной частоты f0, в схеме на рис. 3.26 применяется неполное включение нагрузки Zн через емкостной делитель С2′ ÷ С2′′ . 141

Рис. 3.26. Полосовой усилитель на интегральной микросхеме 175УВ4

Такой способ неполного включения применяют при малом значении коэффициента связи с нагрузкой тн или контуром тк, когда тн или тк захватывают всего несколько витков. При этом возрастает влияние индуктивности рассеяния. В подобных случаях испольС2′′ зуют емкостной делитель с коэффициентом связи тн = . С2′ + С2′′ Конденсаторы в цепи делителя одновременно используют как емкость выходного контура С2, выбрав емкости С2′ и С2′′ так, чтобы С ′ С ′′ получить требуемое значение С2 = 2 2 . С2′ + С2′′ Использование каскодной микросхемы, особенностью которой является также малая выходная емкость и высокое выходное сопротивление, допускает полное включение усилителя к контуру даже в высокочатотных устройствах, не опасаясь снижения добротности и стабильности центральной частоты f0. Это обстоятельство позволило в схеме на рис. 3.26 использовать полное включение усилителя к контуру. 142

Полосовые усилители на активных RC-фильтрах. Как отмечалось, в диапазоне низших и сверхнизших частот применяются избирательные усилители на активных RC-фильтрах с использованием многопетлевых обратных связей, из которых наиболее распространенной является структура с перекрестными связями через звено. Это так называемая LF-структура, рассмотренная в п. 3.4.1. Одним из основных элементов RC-избирательного усилителя являются резонансные звенья, построенные на основе апериодического звена путем охвата его обратной связью через интегратор. Схемы инвертирующего и неинвертирующего резонансных звеньев приведены на рис. 3.23. Передаточная функция этих звеньев определяется выражением p Δω п , K р ( р ) = K рmax 2 р + pΔωп + ω2р 1 где ωр = – резонансная частота, на которой моС1R1Cи Rи K инв

дуль |Kр(jω)| = Kрmax достигает максимума; Δωп = = ωв– ωн – шиK рmax R рина полосы пропускания на уровне ; K рmax = − о.c и R 2 Rо.c K рmax = – коэффициент на резонансной частоте соответстRK инв венно для схем а и б на рис. 3.23. В случае необходимости добротность резонансного звена можно определить по формуле ωp Qp = = Rо.сС1ωр . Δωp

В промежуточных каскадах целесообразно использовать активный резонатор, который отличается от резонансного звена отсутствием цепи обратной связи через резистор Rо.с. Таким образом, активный резонатор представляет собой двухзвенный элемент, построенный на интеграторе в канале прямой передачи (вместо апериодического звена на рис. 3.23), охваченном обратной связью тоже через интегратор. Передаточная функция активного резонатора определяется выражением 143

K р ( р ) = δωе

pωа.р 2

2 р + ωа.р

,

ωе – полоса пропускания по уровню единичного усилеωа.р 1 = – резонансная частота, на которой АЧХ С1R1Cи Rи K инв

где δωе = ния; ωа.р

стремится к бесконечности (практически ограничивается коэффициентом усиления ИОУ). Проектирование, а также наладку избирательных усилителей на активных RC-фильтрах производят на основе прототипа, представляющего собой ФНЧ, с последующим преобразованием частотных характеристик ФНЧ в соответствующие характеристики полосового фильтра. Таким образом, на начальном этапе проектирование полосового фильтра реализуется выполнением формально таких же процедур, что и при проектировании ФНЧ-прототипа. Примером ФНЧ-прототипа может служить рис. 3.12, где показана схема трехзвенного ФНЧ с перекрестными связями, на входе и выходе которого включены апериодические звенья, а в промежуточном каскаде – неинвертирующий интегратор. При проектировании ФНЧ-прототипа, предназначенного для реализации полосового усилителя, требуемые частотные характеристики получают включением конденсаторов, емкости которых рассчитывают так, чтобы полоса пропускания апериодических звеньев Δfп, граничные частоты fв и fн соответствовали значениям полосового усилителя, указанным в техническом задании (ТЗ). При этом ширина полосы пропускания fп = fв – fн совпадает с полосой пропускания ФНЧ-прототипа, определяемой граничной частотой последнего fгр. Вообще ширина полосы пропускания АЧХ полосового усилителя на любом уровне не меняется при указанном законе преобразования частоты. Поэтому коэффициент прямоугольности полосового усилителя Kп равен этому же коэффициенту своего прототипа (разумеется, если уровень Мз, по которому определяется расширение АЧХ, одинаковой величины). 144

После разработки ФНЧ-прототипа (например, по схеме 3.12) целесообразно произвести наладку, суть которой сводится к соответствующим изменениям параметров элементов схемы прототипа (емкости конденсаторов, сопротивлений резисторов), чтобы установить возможно точное совпадение граничной частоты прототипа fгр = Δfп и неравномерности АЧХ εi с данными, указанными в ТЗ. После этого приступают к дополнению схемы ФНЧ-прототипа интеграторами в канале обратной связи для преобразования апериодических звеньев в резонансные, а в промежуточных каскадах – интеграторов в активные резонаторы. Параметры элементов (резисторов и конденсаторов) в схемах интеграторов, включаемых в цепь обратной связи звеньев ФНЧ для их преобразования в резонансные звенья и активные резонаторы, определяют на основании системы уравнений для полосового фильтра [7]. 3.6. Импульсные усилители 3.6.1. Назначение и основные параметры импульсных усилителей

Импульсные усилители предназначены для усиления мощности электрических импульсов без заметного искажения их формы. Они широко используются в измерительной и вычислительной технике, телеметрии, телевидении (видеоусилители), многоканальной телефонии, радиолокации и др. областях техники. Важным узлом они являются в приборах экспериментальной физики, биологии, медицине и т.д. Основными параметрами импульсного усилителя, как и любого другого, являются: коэффициент усиления по напряжению U I K и = н или коэффициент усиления по току K i = н ; входной имU г Iг   (U ) педанс Z вх = U вх и выходной импеданс Z вых = н хх . ( Iн ) к.з Iвх В связи с широким спектром импульсных сигналов при использовании импульсных усилителей особую важность приобретает 145

вопрос о линейных искажениях, вносимых усилителем. Эти искажения в случае импульса прямоугольной формы, который служит «пробным камнем» для импульсных усилителей, оцениваются, как известно [4], временем задержки tзд, временем нарастания фронта tн, относительной величиной выбросов ε, спадом плоской вершины ΔU н и величиной выбегов δ , образуемых после окончания выб δи = Uн импульса на входе. Можно, конечно, оценку линейных искажений проводить с помощью частотных характеристик (АЧХ и ФЧХ) так же, как это делают для широкополосных усилителей. Однако такой подход не оправдан, так как требует установления связи частотных искажений с параметрами переходной характеристики, что не так просто, хотя теоретически возможно. В настоящее время проектирование импульсных усилителей проводят на основании требований к переходной характеристике, которые указываются в ТЗ. В области малых времен это: время нарастание фронта переходной характеристики tн и допустимый выброс на вершине ε (иногда указывается и время задержки tзд). В области больших времен для усилителей переменных сигналов с разделительными элементами (конденсаторами или трансформаторами) и блокирующими реактивными цепями указываются допустимый спад плоской вершины δ и = ΔU н (tи ) для прямоугольU нт ного импульса заданной длительности tи и относительное значение амплитуды выбегов δ выб = ΔU выб (выброс после импульса равен U нт спаду плоской вершины). На основании указанных требований составляют переходную функцию усилителя с оптимальными параметрами. Эта функция используется при схемотехническом синтезе усилителя для определения параметров его схемы. Особенностью импульсных усилителей является то, что искажения в области малых времен практически не зависят от искажений, вносимых разделительными и блокирующими элементами в области больших времен. Поэтому эти искажения можно анализировать независимо друг oт друга. Это, конечно, существенно упрощает 146

синтез. При этом структурная схема усилителя, число каскадов и звеньев, на основе которых его реализуют, выбор элементной базы в значительной мере определяются требованиями к области малых времен. На основании же требований к области больших времен определяются емкости разделительных и блокирующих конденсаторов или индуктивности обмоток трансформаторов [6]. Проектирование импульсного усилителя для области малых времен обычно производят на основании требований к его переходной характеристике, определяющей искажения идеального перепада напряжения или тока. При этом, разумеется, можно гарантировать воспроизведение импульсов любой формы с меньшими искажениями, чем предусмотренные при синтезе искажения для идеального импульса. Однако такой подход к проектированию усилителя, когда необоснованно завышаются требования к аппаратуре, часто приводит и заметному усложнению схемы. Между тем, при проектировании импульсных усилителей можно достигнуть значительно лучших результатов, если исходя из допустимых искажений усиливаемых импульсов (а не идеального перепада напряжения или тока), установить требования к переходной характеристике, определив таким образом допустимые величины времени нарастания фронта tн и выброса ε. Имцульсный усилитель обычно состоит из входного и выходного каскадов, между которыми включаются каскады или звенья промежуточного усиления (так называемый промежуточный усилитель). Такое разбиение схемы на части обусловлено тем, что к каждой из них предъявляют специфические требования. В качестве входных каскадов, как правило, применяют малошумящие усилители, подробно рассмотренные в п. 3.2.3. Как отмечалось, входной предусилитель предназначен для усиления импульсов малой амплитуды, сравнимых с шумовыми сигналами. Поэтому важнейшей функцией предусилителя является обеспечение требуемого отношения сигнал/шум. Наряду с этим предусилитель предназначен для согласования датчика усиливаемых сигналов с промежуточным усилителем без заметного искажения крутых перепадов импульсов. Именно в смысле указанных функций используется термин «усилители с противошумовой коррекцией». 147

3.6.2. Особенности выходных усилителей

Выходные усилители предназначены для формирования импульсов тока или напряжения сравнительно большой амплитуды, которые поступают в нагрузку. Для раскачки выходных усилителей включают предоконечные звенья, которые в микросхемах предшествуют выходным повторителям. При этом нормальная работа аналоговой интегральной микросхемы (АИМС) в выходной цепи импульсного усилителя прежде всего определяется структурой и режимом выходного каскада. Выходной каскад наряду с формированием импульсов большой амплитуды должен обеспечить согласование усилителя с нагрузкой. Суть этого согласования заключается в следующем. Поскольку АИМС представляют собой универсальные и многофункциональные интегральные микросхемы (ИМС), то они применяются в устройствах самого различного назначения. Поэтому нагрузка АИМС тоже оказывается разнообразной: она может быть низкоомной, иметь заметную емкостную или индуктивную составляющую и т.д. Таким образом, выходной усилитель должен: - обеспечить передачу мощности заметной величины в нагрузку, в том числе и в низкоомную; - произвести быстрый перезаряд емкости и ускоренное изменение тока намагничивания индуктивности нагрузки; - обеспечить без заметных искажений крутых перепадов импульсов максимальный выходной сигнал (как положительный полярности, так и отрицательной), близкий по амплитуде к предельно допустимым величинам напряжения и тока АИМС (т.е. работать нормально в широком динамическом диапазоне); - предусматривать (желательно) возможность подключения нагрузки без потребления тока в отсутствии усиливаемого сигнала. Первым трем условиям наиболее полно удовлетворяет повторитель напряжения, а последнему – двухтактные каскады, работающие в режиме В. Применение режима В одновременно решает и проблему уменьшения рассеиваемой мощности, поскольку в этом режиме транзистор потребляет ток только при поступлении входного сигнала. При этом в аналоговых устройствах коэффициент 148

полезного действия (КПД) такого усилителя оказывается наибольшей величины (∼75%). Это способствует уменьшению рассеиваемой в кристалле мощности (значительная часть отбираемой от источников питания мощности поступает в нагрузку). Режим В связан с необходимостью использования двухтактных усилителей. Они построены на комплементарных парах транзисторов, т.е. на паре n-p-п и р-п-р биполярных транзисторов или на паре полевых транзисторов с n-каналом и р-каналом. Такие пары обеспечивают передачу сигналов как отрицательной, так и положительной полярности без их заметных искажений. При этом сигналы должны иметь сравнительно большую амплитуду. В тех случаях, когда при работе в режиме В возникают заметные искажения, переходят к работе в режиме АВ. Именно поэтому даже в мощных АИМС используется режим АВ. Таким образом, современные АИМС достаточно полно удовлетворяют требованиям, предъявляемым к выходным усилителям. В настоящее время выпускаются сравнительно высокочастотные и быстродействующие интегральные операционные усилители (ИОУ), максимальное выходное напряжение которых составляет сотни вольт. Например, высоковольтные ИОУ 3583, 3584 фирмы Burr-Brown обеспечивают максимальное выходное напряжение Uисmax = ±(140÷145) В. Первая из этих микросхем (имеющая внутреннюю коррекцию) с частотой единичного усиления f1кop = 5 МГц обладает достаточно высоким коэффициентом передачи Kис = 118 дБ (800 В/мВ). Частота пропускания сигналов максимальной мощности fр достигает 60 кГц (при нагрузке Rн = 10 кОм), а максимальная скорость нарастания (спада) выходного импульса VUвых = 30 В/мкс. Эти же параметры для микросхемы 3584 составляют соответственно: f1ис = 7 МГц; Kис = 120 дБ (1000 В/мВ); fр =135 кГц и VUвыx = 150 В/мкс. Как видно, ИОУ 3584 имеет более высокие значения частот f1ис, fp и большую скорость нарастания выходного импульса VUвыx, чем ИОУ 3583. Это обусловлено тем, что микросхема 3584 не снабжена внутренней коррекцией. Для ИОУ 3584 предусмотрен специальный вывод на корпусе для подключения внешней цепи коррекции, состоящей из резистора Rкop и последовательно подключенного к не149

му конденсатора Скор. Такие же микросхемы выпускаются компанией Apex с маркировкой РА83 и РА84. На основе представленных ИОУ можно строить высоковольтные выходные каскады импульсных и широкополосных усилителей соответственно микросекундного и мегагерцового диапазонов. При этом наибольшая амплитуда выходного сигнала Uвыхmнб сравнима с максимальным выходным напряжением микросхемы Uиcmax. Однако получение указанных характеристик возможно только при умелом проектировании схемы усилителя. На указанных АИМС и аналогичных им высоковольтных микросхемах строят усилители с потенциальным выходом. Эти устройства работают на сравнительно высокоомную нагрузку с емкостной реакцией. Примером схемы с потенциальным выходом является выходной каскад импульсного усилителя осциллографических установок с электростатической электронно-лучевой трубкой. Отдельно рассматриваются усилители с токовым выходом. Одним из основных параметров этого типа усилителей является наибольшая величина обеспечиваемого ими тока нагрузки Iнmнб. Такие усилители, как правило, работают на низкоомную нагрузку. Примером такой нагрузки может служить согласованный кабель или индуктивная катушка магнитной системы отклонения электронного луча в различных электровакуумных приборах. Усилители с токовым выходом тоже можно реализовать на высокочастотных АИМС, диапазон изменения выходного тока которых Iисmах превышает (0,1– 10)А. К таким микросхемам относятся АИМС 3571–3573. 3.6.3. Импульсные усилители с потенциальным выходом

Такие усилители предназначены для формирования импульсов напряжения сравнительно большой амплитуды. Как известно, в импульсных усилителях наибольшая амплитуда выходного сигнала Uвыхmнб ограничивается допустимыми искажениями фронта и среза выходного импульса (которые характеризуются их длительностью tфр.вых). Наибольшая амплитуда выходного сигнала также ограничивается допустимым входным напряжением Uвх.доп. 150

В микросхемах на биполярных транзисторах это напряжение невелико: Uвх.доп = ±(80...120) мВ. При включении на входе АИМС униполярных транзисторов это напряжение увеличивается почти на порядок: Uвх.доп ≈ ± |Uзи0 – Uзи.отс| = ±(0,8...1,2) В. Это способствует заметному увеличению наибольшей амплитуды выходного импульса Uвыхmнб. Величина Uзи0 –это разность потенциалов между затвором и истоком транзистора, соответствующая току стока при входном напряжении Uвх = 0. Величина Uзи.отс – это напряжение «затвор–исток» в состоянии отсечки. Выполнение этого условия необходимо для предотвращения перегрузок на входе микросхемы, обусловленных образованием мощных всплесков напряжения при передаче крутых перепадов сигнала в импульсных усилителях с обратной связью [7]. Амплитуда этих всплесков Uвх.иствс, образующихся из-за запаздывания сигнала обратной связи, значительно превосходит установившиеся значения входного напряжения. При этом, чем круче нарастает или спадает импульс, тем больше амплитуда всплеска Uвх.иствс. Необходимо учитывать также вероятность перегрузки по току выходного повторителя АИМС. Эффект перегрузки особенно ощутим при работе на сравнительно большую емкостную нагрузку Сн. Нагрузка также включает См – паразитную монтажную емкость и С1С2 Cвх = – эффективное значение емкости конденсаторов С1 и С1 + С2 С2 в цепи обратной связи. Перегрузка обусловлена образованием всплеска выходного тока Iиствс, который появляется за счет перезарядки емкости Сн.вых = Сн + См + Свх при передаче крутых перепадов импульса. Проектирование выходных усилителей связано с выполнением ряда проектных процедур, из которых первой является установление требований к передаточной функции усилителя. Требования должны соответствовать исходным данным: длительности фронта tфр.вых и допустимой амплитуде выброса на вершине выходного импульса. 151

При построении выходных усилителей на АИМС следует отдать предпочтение схеме с последовательной обратной связью по напряжению. Цепь обратной связи включает корректирующую RCцепочку даже при использовании АИМС с внутренней коррекцией (рис. 3.27). Выходной усилитель на ИОУ 3584 работает с небольшим выбросом напряжения. При этом время нарастания фронта переходной характеристики составляет 0,54 мкс при коэффициенте усиления 145,8. Для раскачки этого усилителя требуется промежуточный усилитель, обеспечивающий на входе первого импульс с длительностью фронта 0,19 мкс и амплитудой ±1 В. Как уже отмечалось, выходной усилитель на ИОУ 3583 воспроизводит импульс с амплитудой Uвыхmнб = ±140 В при большей на порядок длительности фронта tфр.вых = 5,3 мкс. Рис. 3.27. Схема импульсного усилителя с потенциальным выходом на АИМС с последовательной обратной связью по напряжению при коррекции RC-ускоряющей цепью

Заметное ухудшение характеристик ИОУ 3583 обусловлено включением цепи внутренней коррекции через интегрирующий конденсатор Скор. Поэтому применение таких микросхем в выходных усилителях нецелесообразно. Можно привести два основных преимущества рекомендуемого способа коррекции посредством резистивно-емкостной цепи в канале передачи сигнала обратной связи. Это, во-первых, возможно полная реализация быстродействия микросхемы, и, во-вторых, воспроизведение импульсов (с амплитудой Uвыхmнб = Uисmах) со сравнительно крутыми перепадами. Надо также иметь в виду возможность реализации быстродействующей схемы выходного усилителя с требуемым запасом по устойчивости. 152

3.6.4. Импульсные усилители с токовым выходом

Такие усилители предназначены для воспроизведения импульсов тока сравнительно большой амплитуды при крутых перепадах фронта и среза. Наибольшая амплитуда тока в нагрузке Iнmнб прежде всего лимитируется максимально допустимым изменением выходного тока АИМС Iисmax: Iнmнб ≤ kлинIисmax, (3.3) где kлин – коэффициент линейности, определяемый допустимыми нелинейными искажениями. В настоящее время выпускаются достаточно быстродействующие АИМС с допустимым изменением тока Iиcmax = (0,1÷10) А. Так, ИОУ 3571-3572 с частотой единичного усиления f1ис = 6,5 МГц обеспечивают Iисmах = (2÷5) А. Не уступают им микросхемы РА-73 и 3573, первая из которых выпускается фирмой Apex, а вторая – Burr-Brown Corporation. Выполнение условия (3.3) необходимо для исключения перегрузки по току в выходной цепи АИМС. Возможна перегрузка по входной цепи из-за образования всплеска напряжения Uвхmвс, действующего между инвертирующим и неинвертирующим входами микросхемы. Перегрузка по входу исключается при выполнении неравенства Uвхmвс ≤ Uвх.доп. (3.4) При выборе АИМС, предназначенной для реализации усилителя с токовым выходом, нагрузкой которого является низкоомное сопротивление Rн, руководствуются неравенствами (3.3) и (3.4). Выполнение первого неравенства исключает перегрузку по току, а второго – перегрузку по входу, которая возникает, когда всплеск Uвxmвс превышает допустимое входное напряжение Uвх.доп. При этом если перегрузка по току лимитируется максимально допустимой величиной тока Iисmax, то перегрузка по выходу – быстродействием АИМС. Импульсный усилитель, работающий на индуктивную нагрузку. Часто усилители с токовым выходом работают на низкоомную нагрузку с индуктивной реакцией. Нагрузка состоит из сопротивления Rн, емкости Сн и индуктивности Lн. Образуемый при 153

этом LC-контур обычно шунтируют демпфирующим резистором Rд, чтобы предотвратить или уменьшить выбросы, которые появляются в LC-контуре с высокой добротностью. На рис. 3.28 приведена структурная схема усилителя с токовым выходом на АИМС с комплексной обратной связью по току, которая реализуется цепью Rо.с–Z1–Z2: перепад напряжения от выходного тока Iис на резисторе Ro.c через резистивно-емкостной делитель Z1–Z2 подается на инвертирующий вход микросхемы. При этом, используя комплексную обратную связь по току, одновременно решается не менее важная проблема, а именно формирование в нагрузке импульса тока с длительностью фронта, не превышающей допустимую величину Iфр.вых.доп. Сопротивление демпфирующего резистора Rд выбирают так, чтобы колебания тока нагрузки, которые могут возникнуть при возбуждении LC-контура импульсом напряжения, либо вообще отсутствовали, либо затухали возможно быстро.

Рис. 3.28. Схема импульсного усилителя с токовым выходом на АИМС с комплексной обратной связью по току при коррекции RC-ускоряющей цепью

Особенностью проектирования усилителя с токовым выходом является то, что оно проводится с учетом воздействия предусилителя, формирующего входное напряжение. Такой подход к синтезу диктуется требованием обеспечения быстрого нарастания и спада тока в нагрузку с индуктивной реакцией, что возможно при воздействии всплеска напряжения Uисmвс, формируемого усилителем при соответствующем выборе параметров схемы. 154

Это можно реализовать двумя способами: задержкой сигнала обратной связи (включением конденсатора С2 сравнительно большой емкости) или формированием импульса на выходе промежуточного усилителя с всплеском требуемой амплитуды, который поступает на вход выходного усилителя. Первый способ опасен, так как при чрезмерной задержке сигнала обратной связи конденсатором С2 усилитель может генерировать. Самовозбуждение можно предотвратить, однако при этом наблюдается сравнительно медленный спад всплеска напряжения, что сопровождается образованием выбросов тока Iн недопустимо большой амплитуды. В практических схемах предпочтение отдают второму способу; формированию импульса напряжения с всплеском требуемой амплитуды на выходе промежуточного усилителя для взаимокоррекции. Следует иметь в виду, что если всплеск импульса Uисmвс превышает напряжение питания Еип, то один из транзисторов выходного повторителя АИМС насыщается, фиксируя Uвых на уровне близком Еип, а другой транзистор запирается. При этом существенно замедляется нарастание (спад) импульса Iн. Возможен и пробой эмиттерного перехода выходного транзистора, если разность Uисmвс–Еип превышает напряжение пробоя эмиттерного перехода Uпроб. Поэтому необходимо ограничить амплитуду всплеска на уровне, не превышающем максимально допустимую величину выходного напряжения АИМС Uиcmax, т.е. Uиcmвс = max Uис(ϑm) < Uиcmax. (3.5) В этом неравенстве Uис(ϑ) – это изменение напряжения на входе выходного повторителя АИМС, которое отличается от выходного напряжения усилителя на величину перепада напряжения на Rвых.ис, вызываемого выходным током Iис. Ограничение именно всплеска этого напряжения предотвращает как выход из строя микросхему, так и замедление нарастания и спада импульса тока Iн в нагрузке. Выполнение условия (3.3) не исключает перегрузку по току на выходе АИМС, для предотвращения которой необходимо ограничить всплеск выходного тока Iисmвс на уровне, не превышающем максимально-допустимое значение тока микросхемы Iисmax: Iисmвс = maxIис(ϑm) < Iисmax.

(3.6) 155

Перегрузки по напряжению и току на выходе не зависят от быстродействия АИМС и предотвращаются при выполнении условий (3.5) и (3.6). Перегрузка же на входе, вызываемая всплеском напряжения Uвхmвс, действующего между инвертирующим и неинвертирующим входами АИМС, зависит не только от предельнодопустимого напряжения Uвх.доп, но и от быстродействия микросхемы; амплитуда всплеска оказывается меньшей величины в быстродействующих АИМС. Перегрузка по входу исключается при выполнении неравенства Uвхmвс = maxUвх.ис(ϑm) < Uвх.доп. (3.7) Проектирование схемы начинают с выбора АИМС, руководствуясь критериями, выполнение которых необходимо, вопервых, для воспроизведения импульсов тока с длительностью фронта tфр.вых, не превышающей допустимую величину, и, вовторых, для исключения перегрузок как на входе микросхемы, так и на выходе. При сравнительно большой индуктивности нагрузки Lн амплитуда всплеска напряжения Uисmвс составляет десятки и сотни вольт, что исключает непосредственное возбуждение нагрузки микросхемой. В подобных случаях усилитель строят на навесных высоковольтных транзисторах или на АИМС с дополнительной схемой вспомогательного усилителя, формирующего компенсирующую ЭДС. Импульсный усилитель с токовым выходом на каскоде. На рис. 3.29 приведена схема усилителя на униполярных транзисторах с управляющим р-п-переходом в каскодном включении. Усилитель охвачен комплексной обратной связью по току, которая реализуется цепью Ro.c–Co.c. Каскодное включение транзисторов обеспечивает уменьшение как выходной емкости усилителя Cвых, так и проходной емкости Спр. Первое приводит к уменьшению емкости Сн.вых = Сн + Свых + См, шунтирующей контур, что способствует сокращению длительности фронта импульса тока нагрузки tфр.вых и увеличению характеристического сопротивления контура ρL = = Lн / Cн.вых . Уменьшение проходной емкости Спр необходимо

для предотвращения самовозбуждения усилителя. 156

Рис. 3.29. Схема усилителя с токовым выходом на униполярных транзисторах в каскодном включении

Как известно, емкость Спр, связывающая выход с входом усилителя, приводит к возникновению паразитной обратной связи в области высших частот. При наличии LC-контура на выходе эта связь часто носит регенеративный характер. При комплексной обратной связи по току положение усугубляется еще и потому, что входное сопротивление содержит отрицательную составляющую. Для компенсации этой составляющей во входную цепь включают резистор Rгac (см. рис. 3.29). Для выбора транзисторов определяют всплески напряжений и тока, на основании которых устанавливают требования к предельно-допустимым параметрам по напряжению и току, а также к быстродействию каскода. При усилении однополярных импульсов напряжение пробоя Uпроб транзистора Т2 должно быть вдвое больше амплитуды всплеска выходного напряжения Uвыхmвс. Нормальную работу транзисторов в активной области обеспечивают выбором напряжения питания Еип > 2Uвыхmвс. При этом даже при усилении сигналов отпирающей полярности надо предусмотреть запас по току, исключающий запирания транзисторов из-за образования всплеска тока при спаде импульса. При усилении двуполярных импульсов этот запас должен быть не меньше амплитуды всплеска выходного тока. При этом, чтобы уменьшить рассеиваемую на транзисторах мощность, применяют усилитель на комплементарных парах каскодов, работающих в режиме АВ и питающихся от двуполярного источника напряжения. 157

3.6.5. Промежуточные усилители импульсов Промежуточные усилители предназначены для усиления импульсных сигналов до требуемой амплитуды, искажения которых не должны превышать допустимые уровни. При этом определяющим являются искажения в области малых времен, характеризуемые временем нарастания фронта переходной характеристики промежуточного усилителя tн.пр и выбросом на ее вершине εпр. Поэтому важной проблемой является уменьшение указанных искажений. Проблема уменьшения искажений в области малых времен и высших частот является одной из важнейших и сложнейших в усилительной технике. Как известно [1], искажения в области малых времен, приводящие к увеличению длительности фронта и среза усиливаемого импульса, обусловлены недостаточным усилением высокочастотной части спектра импульсного сигнала вследствие действия паразитных емкостей и индуктивностей, а также инерционности транзисторов. Очевидно, что для расширения полосы пропускания усилителя и уменьшения времени нарастания фронта tн.пp необходимо использовать усилительные элементы с возможно большей добротностью, так как при заданном коэффициенте усиления время нарастания tн.пp тем меньше, чем больше импульсная добротность. Поэтому в импульсных усилителях используются быстродействующие АИМС, построенные на высокочастотных транзисторах. Для уменьшения искажений фронта наряду с использованием высокодобротных транзисторов применяют схемотехнические методы для коррекции искажений в области малых времен, позволяющей повысить добротность каскада, т.е. увеличить его коэффициент усиления при допустимом уровне искажений фронта или уменьшить эти искажения при заданном усилении. Наиболее эффективным способом уменьшения линейных искажений является включение обратных связей, которые дают возможность осуществить коррекцию не только в области малых времен, но и в области больших времен (если в этом есть необходимость). Обратные связи наряду с коррекцией линейных искажений обеспечивают уменьшение нелинейных искажений и повышение стабильности характеристик усилителей. 158

В связи с массовым производством электронной аппаратуры и широким применением ИМС важной проблемой является уменьшение отклонения параметров усилителей от заданных номинальных величин. Без применения обратных связей решение этой проблемы при существующем разбросе параметров транзисторов, резисторов, конденсаторов – немыслимо (при массовом производстве индивидуальная наладка практически недопустима, так как она приводит к заметному повышению себестоимости продукции). Эффективным способом уменьшения искажений в области малых времен является увеличение числа высокодобротных звеньев в усилителе, которые повышают усиление в области высших частот, компенсируя его уменьшение за счет влияния паразитных элементов. При этом приходится искусственно ограничивать коэффициент усиления каскадов в области средних частот, чтобы усиление было равномерным в широком диапазоне частот. В промежуточных усилителях на АИМС ограничение коэффициента усиления звеньев наиболее эффективно реализуется посредством обратных связей. При этом удается не только сохранить импульсную добротность отдельных звеньев, построенных на АИМС, но и увеличить ее за счет коррекции фронта. Здесь и в дальнейшем под термином «звено» подразумевается каскад промежуточного усилителя на аналоговой ИМС. Таким образом, особенностью промежуточного усилителя импульсов является то, что это многозвенный (многокаскадный) усилитель, причем не потому, что на одной АИМС нельзя получить требуемое усиление. Увеличение числа микросхем, образующих промежуточный усилитель, необходимо для уменьшения искажений в области малых времен при заданном коэффициенте усиления. Однако с помощью увеличения числа активных элементов можно достигнуть расширения полосы пропускания и уменьшения tн.пр лишь в определенных пределах, так как с увеличением числа каскадов tн.пp сначала уменьшается, поскольку растет усиление высокочастотного спектра сигналов, а затем tн.пр возрастает из-за того, что каждый новый элемент вносит дополнительные искажения фронта. 159

Особенностью промежуточных усилителей является также использование глубоких обратных связей, благодаря действию которых удается существенно уменьшить искажения крутых перепадов усиливаемых импульсов. Причем это достигается образованием мощных всплесков напряжения на входе микросхемы, ускоряющих нарастание и спад выходного импульса. При этом эти всплески в десятки и сотни раз превышают установившиеся значения входного напряжения, а поэтому способны нарушить нормальный режим работы транзисторов, что необходимо принимать во внимание при проектировании схемы усилителя. При глубоких обратных связях следует иметь в виду также, что реальна возможность образования на выходе выбросов большой амплитуды в области малых времен и, не так редко, опасность самовозбуждения усилителя. Эти проблемы усугубляются из-за заметного повышения чувствительности схемы к действию недоминирующих полюсов, которые не учитываются на начальных этапах синтеза. Поэтому, во-первых, следует предусмотреть достаточный запас по устойчивости, ограничив добротность полюсов в пределах Qп ≤ 0,8...1 и, во-вторых, на этапе анализа эскизных проектов непременно проводить проверку на действие недоминирующих полюсов. При этом необходимо учитывать, что определяющим фактором являются не условия, исключающие генерацию паразитных колебаний, а более жесткие требования, которые предъявляются к переходной характеристике усилителя в виде допустимой амплитуды выбросов на вершине выходного импульса. Вторая проблема, связанная с использованием глубоких обратных связей, обусловлена образованием мощных всплесков напряжений на входе ИМС при передаче крутых перепадов импульсов, которые образуются из-за запаздывания сигнала обратной связи, тем самым способствуя формированию крутых перепадов импульсов. Поэтому исключение этих всплесков какими-либо искусственными мерами (например, шунтированием цепей, в которых образуются всплески, конденсатором небольшой емкости, сглаживающими всплески) недопустимо, так как это приводит к увеличению длительности фронта выходного импульса. 160

Особенностью импульсных усилителей является также то, что искажения в области малых времен можно рассматривать без учета искажений в области больших времен, и наоборот. Это позволяет проводить синтез в указанных областях независимо друг от друга. При этом определяющим является синтез в области малых времен. Структура промежуточного усилителя, число звеньев, на основе которых реализуют схему, и выбор элементной базы почти полностью определяются требованиями в области малых времен. Поэтому проектирование схемы начинают с синтеза промежуточного усилителя в области малых времен, исходя из допустимых значений времени нарастания фронта переходной характеристики tн.пp и выброса εпр при требуемом коэффициенте усиления Kипр. И только после анализа полученного таким способом эскизного проекта определяют параметры разделительных и блокирующих элементов, постоянные времени которых определяют, руководствуясь допустимыми искажениями выходного импульса в области больших времен. Характеристики промежуточных усилителей зависят от вида обратной связи: последовательной или параллельной. Выбор обычно решается в пользу первой по следующим причинам. Во-первых, при заданной глубине обратной связи F схема с последовательной обратной связью обеспечивает усиление на единицу больше, чем при параллельной обратной связи. В этом нетрудно убедиться, рассматривая приближенные формулы, определяющие коэффициенты усиления: R R Kипос = 1 + 1 ; Kипар = 1 R2 R2 (R1 и R2 – сопротивления резисторов в канале обратной связи). Во-вторых, в схеме с параллельной обратной связью имеются всего две степени свободы (R1 и С1), тогда как при последовательной обратной связи их четыре: R1, C1; R2, C2. Это существенное преимущество, так как степени свободы позволяют проводить параметрическую оптимизацию схемы, обеспечивая тем самым значительное улучшение характеристик усилителя в области малых времен. Проблему повышения быстродействия усилительного звена наиболее эффективно можно решить соответствующим выбором 161

способа коррекции переходных и частотных характеристик усилителя. Из известных четырех видов корректирующих цепей (см. [4], п. 1.5) наилучшие результаты получаются при включении быстродействующего параллельного канала, а наихудшие – при коррекции интегрирующим конденсатором Скор, подключаемым между выходом и входом каскада промежуточного усиления в микросхеме. Как показывают исследования, наиболее эффективным способом решения указанных выше проблем является использование быстродействующего (высокочастотного) канала, подключаемого параллельно к наиболее инерционному звену ИМС, имеющему наименьшую крутизну характеристики. Включение быстродействующего параллельного канала создает реальные возможности и для эффективного решения второй проблемы, обусловленной образованием всплесков напряжений и токов при передаче крутых перепадов или высокочастотного спектра сигналов. Эти всплески образуются именно во время действия параллельного канала. Поэтому соответствующим выбором схемы быстродействующего канала можно обеспечить передачу мощных всплесков напряжения и тока через канал без нарушения нормального режима работы транзистopoв в ИОУ. При этом не требуется, чтобы транзисторы в быстродействующем канале в исходном состоянии работали с большими токами. Достаточно лишь обеспечить условия для их работы с большими токами при появлении всплесков напряжений на входе. В таком режиме могут работать повторители напряжения. При этом если аналоговое устройство предназначено для обработки разнополярных сигналов, то быстродействующий канал целесообразно строить на комплементарной паре транзисторов, образующих двухтактный усилитель мощности. Быстродействующий канал целесообразно формировать на том же кристалле, на котором изготавливается аналоговая ИМС. При этом для придания микросхеме большей гибкости лучше не подключать канал к основной части ИМС, а предоставить это разработчику аппаратуры, предусмотрев выводы для канала и для его подключения. Это позволит не использовать канал, если в нем нет необходимости. В случае же необходимости его подключают к тому входному выводу ИМС, куда подается усиливаемый сигнал. 162

Коррекция быстродействующим каналом возможна только у ИОУ с дополнительными выводами для подключения корректирующего конденсатора (например, 153УД2). При этом быстродействующий канал, подключаемый к указанным выводам, строят на дискретных элементах. Указанными особенностями реализации объясняется ограниченное применение этого способа коррекции. Проектирование промежуточных усилителей. Как известно [6, 7], проектирование электронных устройств связано с выполнением ряда проектных процедур, из которых основными являются следующие. Математический синтез сводится к составлению математической модели усилителя заданного процесса функционирования и требований к точности, условий эксплуатации, надежности и т.д. В качестве математической модели импульсного усилителя используют его передаточную функцию, которую аппроксимируют функцией, удовлетворяющей исходным данным, которые указываются в ТЗ. Поскольку эти данные определяют количественно лишь отдельные точки переходной характеристики (tн, tзд, ε), то можно составить множество передаточных функций, удовлетворяющих исходным данным ТЗ. Эту неоднозначность используют для оптимизации в пространстве параметров, которую проводят с целью составления передаточной функции, обеспечивающей более качественное воспроизведение усиливаемого импульса. Схемотехнический синтез связан с составлением структурной схемы усилителя, которая соответствует математической модели, описывающей функции данного устройства, и определением параметров элементов схемы. Анализ эскизных проектов представляет собой завершающую процедуру, по результатам которой принимается окончательное решение. Каждая из указанных процедур представляется в объеме, необходимом и достаточном для выполнения последующей процедуры. Они выполняются на основании данных, включенных в ТЗ по разработке устройства. При проектировании электронных усилителей в ТЗ обычно включаются следующие параметры: 163

U 1) коэффициент усиления по напряжению K и = вых , опредеU г ляемый отношением выходного напряжения усилителя U вых к напряжению холостого хода источника (генератора) усиливаемого сигнала U г . Иногда в качестве основного параметра, характеризующего усилительные свойства, используется коэффициент усиI ления по току K и = н или крутизна характеристики выходного I г

тока Scх

I = н ( I н – ток нагрузки; I г – ток короткого замыкания U г

источника усиливаемого сигнала);

U вх , определяемый отноIвх шением напряжения на входных зажимах усилителя U вх к входному току I вх; U 3) выходной импеданс усилителя Zвых = x.х , который опредеIк.з ляется напряжением U хх и током I к.з, измеряемыми соот2) входной импеданс усилителя Zвх =

ветственно в режимах холостого хода и короткого замыкания на выходе усилителя; 4) характеристики усилителя, которыми определяются линейные искажения, обусловленные инерционностью транзисторов и действием реактивных элементов, в том числе паразитных емкостей и индуктивностей. Проектирование импульсных усилителей производится на основании его переходной характеристики. В ТЗ указываются отдельные параметры этой характеристики: в области малых времен – время нарастания фронта переходной характеристики tн, выброс на вершине этой характеристики ε; в области больших времен – спад плоской вершины идеального прямоугольного импульса длительностью tи и амплитуда выброса после окончания импульса; 5) максимальное выходное напряжение усилителя Uвыхmax, соответствующее усиливаемому сигналу наибольшей амплитуды Uг.наиб. 164

Этот параметр задается с указанием уровня допустимых нелинейных искажений. Все эти параметры содержатся в ТЗ с указанием их допустимых отклонений от номинальных значений, которые возможны из-за разброса параметров элементов схемы и их изменений в температурном диапазоне. Разумеется, в ТЗ включаются сведения, характеризующие конструкцию (масса, габариты, вибростойкость, герметизация и т.д.), а также требования к степени надежности, долговечности и эксплуатационной эффективности прибора. Схемотехнический синтез, суть которого заключается в составлении электронной цепи, соответствующей заданной математической модели, реализуется в виде структурного и параметрического синтезов. На этапе структурного синтеза на основе передаточной функции, которая была получена на стадии математического синтеза, устанавливается схема аналогового устройства (АУ), состоящая из соответствующих элементов и звеньев, посредством которых можно реализовать АУ с заданными характеристиками. Как правило, структурный синтез осуществляется эвристическим способом. На этапе параметрического синтеза прежде всего на основе синтезированной схемы АУ составляется ее передаточная функция Н с. Затем, сопоставляя коэффициенты передаточной функции Н с с числовыми значениями соответствующих коэффициентов передаточной функции Н , подученной на стадии математического синтеза, получают систему уравнений, из которой определяют параметры активных звеньев, пассивных элементов, цепей обратных связей, корректирующих цепей и др., обеспечивающие реализацию АУ с требуемыми характеристиками. Основными элементами АУ, прежде всего, являются активные, в качестве которых при дискретной реализации АУ используются усилительные каскады. В современных АУ в качестве таких элементов наиболее часто применяют аналоговые интегральные микросхемы, представляющие собой многополюсные усилительные звенья. АИМС второго и последующих поколений разработаны и реализованы с таким расчетом, чтобы доминирующими были не более двух полюсов, что и 165

является основанием для использования приближенной передаточной функции второй степени K ис , (3.8) K ис ( р ) = 2 р b2 ис + pb1ис + 1 где Kис – коэффициент усиления АИМС для постоянного сигнала; K ис 1 , b2 ис ≈ (3.9) b1ис ≈ 2πf в. ис ( 2πf1ис ) 2

– коэффициенты передаточной функции, определяемые приближенными соотношениями (3.9) через верхнюю граничную частоту fв.ис и частоту единичного усиления f1ис микросхемы. При разработке АУ на основе AИMC широко применяются обратные связи [1] с тем, чтобы: во-первых, обеспечить реализацию АУ c заданными параметрами и характеристиками (коэффициентом усиления, входным и выходным сопротивлениями, частотной или переходной характеристикой), которые, как правило, существенно отличаются от соответствующих величин АИМС; во-вторых, получить соответствие реальных параметров АУ с расчетными, а также обеспечить их стабильность в температурном диапазоне. На рис. 3.30 показана схема усилителя с последовательной обратной связью на ИОУ. На неинвертирующий вход 3 подается усиливаемый сигнал U вх, а на инвертирующий вход 2 – часть выходного импульса γи U вых в виде сигнала обратной связи U о.с = γи U вых. При этом выходное напряжеРис. 3.30. Схема промежуточного ние определяется разностью усиусилителя с последовательной ленных сигналов, действующих обратной связью на ИОУ на входах ИОУ, т.е.      U вых = K исU вх − K исU о.с = K исU вх − K и γ иU вых . 166

На основании этого соотношения можно установить действие обратной связи K U K U (3.10) U вых = ис вх = ис вх , 1 + γ и K ис F характеризуемой ее глубиной F = 1 + γ и K ис , R2 где γи = – коэффициент передачи сигнала обратной связи. R1 + R2 Подставив в формулу (3.10) передаточную функцию ИОУ (3.8), получим Uвых(р) = Uвх(р)Kиhу(р), где U 1 hу(р) = вых = 2 .  K иU вх р b2 ис pb1ис + +1 F F Целесообразно провести нормировку передаточной функции, заменив оператор Лапласа р на нормированный оператор s = ptнор, представив ее в виде функции 1 . (3.11) h( s ) = 2 s + dε s + 1 При этом, выбрав в качестве нормирующего множителя

tнор =

b2 ис 1 = F kфр . ис

Kи ,

можно установить зависимость основных параметров усилителя, к числу которых относятся коэффициент усиления U K ис K и = выхт = U вхт 1 + γ и K ис и время нарастания фронта переходной характеристики tн = ϑнtнор =

ϑн K и kфр . ис

,

от импульсной добротности ИОУ 167

kфр.ис ≡

K ис ≈ 2πf1ис , b2 ис

характеризующей его быстродействие через частоту единичного усиления f1ис. b В зависимости от значения коэффициента d ε = 1ис передаb2ис F точная функция, определяемая выражением (3.11), описывает следующие режимы работы усилителя (рис. 3.31).

Рис. 3.31. Переходные характеристики усилителя в апериодическом (1), критическом (2) и колебательном (3) режимах работы

Апериодический режим – полюсы, определяемые корнями характеристического уравнения s2 + dεs + 1 = 0, s1, 2 = −0,5d ε ± (0,5d ε ) 2 − 1

– неравные между собой вещественные величины. Такой режим имеет место при значениях коэффициента dε > 2. При этом усилитель работает без выбросов ε на вершине выходного импульса. Апериодический режим работы, который наблюдается при не⎛ b2 ⎞ глубокой обратной связи ⎜ F < 1ис ⎟ , не рекомендуется исполь⎜ 4b2 иc ⎟⎠ ⎝ зовать, так как длительность фронта tн = ϑнtнор оказывается больше, чем в критическом режиме. Критический режим имеет место при коэффициенте dε = 2. При этом полюсы – равные между собой вещественные величины (s1,2 = –1), выбросы на вершине импульса так же, как и в апериоди168

ческом режиме, не возникают. Длительность же фронта tн = 3,37tнор оказывается меньше, чем в апериодическом режиме (см. кривые 1 и 2 на рис. 3.31). Колебательный режим используется для ускорения нарастания выходного импульса, если допустимы выбросы. Он достигается увеличением глубины обратной связи: b12ис . 4b2 ис При этом полюсы характеристического уравнения определяются комплексно-сопряженными величинами s1,2 = –σ ± jω, где σ = F>

= 0,5dε, ω = 1 − (0,5d ε ) 2 . В колебательном режиме переходная характеристика описывается функцией следующего вида: σ h(ϑ) = 1 − (cos ωϑ + sin ωϑ)e −σω , ω на основании которой можно установить, что относительная амплитуда выброса на вершине импульса равняется ⎛ πd ε ⎞⎟ ⎜ . ε = exp⎜ − 2 ⎟ ⎟ ⎜ 4 d − ε ⎠ ⎝ Длительность же фронта tн = ϑнtнор можно оценить по величинам b нормирующего множителя tнор = 2 ис и коэффициента F

ϑн = 1,51 − 0,66d ε + 0,79d ε2 .

(3.12)

Формула (3.12) является приближенной. В случае необходимости можно воспользоваться таблицами для ε и ϑн, которые приведены в [7]. Как отмечалось, не всегда удается реализовать на одной микросхеме усилитель с требуемыми параметрами. Тогда применяют многозвенные усилители. Структурную схему многозвенного усилителя можно реализовать каскадным включением активных звеньев (рис. 3.32,а) или включением взаимосвязанных звеньев (рис. 3.32,б). 169

Особенностью каскадной реализации является то, что в схеме не применяются перекрестные обратные связи или общие обратные связи, охватывающие устройство в целом. Используются только обратные связи в каждом звене в отдельности для получения соответствующих параметров и характеристик, а также для их стабилизации.

Рис. 3.32. Структурные схемы промежуточных усилителей с коррекцией интегрирующими конденсаторами Скор1 и Скор2: а – при каскадной реализации; б – при реализации на взаимосвязанных звеньях

При каскадной реализации передаточную функцию усилителя, полученную на этапе математического синтеза, представляют в виде произведения передаточных функций отдельных звеньев. На основании этого произведения определяют число звеньев и их тип. При синтезе схемы усилителя, состоящей из взаимосвязанных звеньев, необходимость в представлении передаточной функции в 170

виде произведения передаточных функций отдельных звеньев отпадает. Строго говоря, такое представление становится практически невозможным, так как из-за обратных связей между звеньями, группами звеньев они оказываются взаимосвязанными, поэтому характеризуются единой передаточной функцией. Современные усилители реализуются по структуре взаимосвязанных звеньев, так как при этом достигается более высокая стабильность характеристик АУ, снижается их чувствительность к разбросу параметров звеньев и элементов схемы. При этом становится возможной структурная оптимизация, когда из множества схем, отличающихся друг от друга конфигурацией и числом цепей обратных связей, выбирают ту, которая способна наиболее качественно реализовать усиление. Кроме того, становится возможной и параметрическая оптимизация, когда за счет вариации отдельных параметров элементов схемы удается улучшить характеристики усилителя. Однако в схеме с взаимосвязанными звеньями заметно проявляется влияние паразитных обратных связей, которые возникают через общие элементы, как, например, Rо.с в схеме на рис. 3.32,б. Эти связи нередко являются причиной самовозбуждения схемы, что заставляет переходить к каскадной реализации со свойственными последней ограниченными возможностями. Передаточную функцию многозвенного усилителя можно синтезировать в двух вариантах. Первый вариант составляется в виде функции, соответствующей равномерной коррекции, и представляет собой произведение передаточных функций отдельных звеньев с одинаковыми коэффициентами полиномов. Так, многозвенный усилитель с равномерной коррекцией на звеньях второго порядка (см. (3.11)) имеет передаточную функцию вида 1 U Kи(s) ≡ вых = K иN1 , U ( s + d s + 1) N вх

ε1

K ис – коэффициент усиления одного звена; N – чисгде Kи1 = 1 + γ u K ис ло звеньев. 171

Лучшие результаты получаются при втором варианте, когда часть звеньев работает в критическом режиме без выбросов ε с коэффициентом усиления, близким указанному в ТЗ значению Kи. Вторая часть звеньев работает в колебательном режиме с перекоррекцией, т.е. с выбросом, значительно превышающим допустимую величину εдоп. Благодаря взаимокоррекции указанных групп усилитель в целом удовлетворяет условиям ТЗ по всем параметрам: по коэффициенту усиления Kи, времени нарастания фронта tн и результирующему выбросу на вершине выходного импульса ε. При заданных значениях tн и ε в режиме взаимокоррекции удается получить коэффициент усиления Kи в 2÷1,5 раза большей величины, чем при равномерной коррекции. Применение взаимокоррекции является также одним из эффективных способов увеличения наибольшей допустимой амплитуды выходного импульса Uвыхmнб при прочих равных условиях. Характеристики усилителей на ИОУ в значительной мере зависят от способа коррекции, влияние которого особенно проявляется на наибольшей амплитуде выходного импульса Uвыхmнб, допустимая величина которого ограничивается перегрузками на входе и выходе микросхемы. Перегрузки в импульсных усилителях. Перегрузки, которые возникают при усилении импульсов с крутыми перепадами на входе и на выходе ИОУ, опасны не только тем, что они приводят к существенному увеличению нелинейных искажений. Как отмечалось, из-за перегрузки на входе микросхемы нарушается действие обратных связей, что сопровождается заметным отклонением характеристик усилителя в области малых времен от требуемых. Поэтому в импульсных усилителях принимаются все меры, исключающие перегрузки. Проблемы, связанные с перегрузками, принимаются во внимание на первых же этапах проектирования, начиная с выбора ИОУ, когда еще неизвестны переходные характеристики проектируемой схемы. Это противоречие разрешается аппроксимацией выходного напряжения микросхемы Uвых, соответствующей наименьшей дли172

тельности фронта tфр.вых при наибольших значениях выброса εвых и амплитуды импульса Uвыxmнб. Именно этим способом получены критерии, ограничивающие всплески как на входе, так и на выходе микросхемы (Uвxmвс; Uисmвс; Iисmвс). Из этих соотношений следует, что чем выше импульсная добротность ИОУ kфр.ис =

K ис , тем меньше амплитуды всплесков, b2 ис

поэтому при выборе микросхемы kфp.ис являeтся определяющим параметром. Всплеск входного напряжения Uвxmвс зависит также от отношения коэффициентов передаточной функции bис/b2ис: чем больше это отношение, тем больше и амплитуда Uвxmвс при прочих равных условиях. Именно поэтому в микросхемах с внутренней коррекцией, а также при коррекции интегрирующим конденсатором Скор, подключаемым к внешним выводам, наибольшая амплитуда выходного напряжения Uвыxmнб оказывается значительно меньше, чем в усилителе с RC-корректирующей цепью в канале обратной связи. Анализ работы импульсных усилителей, построенных на ИОУ с обратной связью, показывает, что в выбранной микросхеме с импульсной добротностью kфр.ис = K ис и допустимым входным наb2 ис пряжением Uвх.доп импульсы с длительностью фронта tфр.вых не вызывают перегрузки на входе при ограничении наибольшей амплитуды выходного импульса на уровне, лимитируемом неравенством Uвыxmнб ≤ Uвх.доп(kфр.ис tфр.вых)2Ф. (3.13) Для микросхем без внутренней коррекции, коэффициент dфр = b = tфр.вых 1ис для которых изменяется в диапазоне 0 ≤ dфр ≤ 5, можно b2ис использовать приближенное соотношение Ф ≈ 0,42(1 – 0,15dфр), (3.14) которое позволяет оценить значение функции Ф с погрешностью, не превышающей 2,3%. Для ИОУ с корректирующим конденсатором Скор коэффициент b dфр = tфр.вых 1кор , как правило, значительно больше единицы. При b2кор 173

этом, если dфр > 10, то можно использовать приближенную формулу Ф = 0,96dфр (3.15) для оценки Ф с погрешностью, не превышающей 3%. Уменьшение импульсной добротности, обусловленное шунтированием ИОУ нагрузкой Rн и цепью обратной связи R1–R2, учитывается коэффициентом Rн || ( R1 + R2 ) γ вых = , Rн || ( R1 + R2 ) + Rвых.ис поэтому в соотношениях вместо добротности микросхемы kфр.ис= K ис фигурирует добротность схемы kфp.cx = kфр γ вых . b2 кор При выборе ИОУ для исключения перегрузки по входу необходимо руководствоваться не только импульсной добротностью kфр.ис, определяемой частотой единичного усиления, но и отношением коэффициентов передаточной функции, характеризуемой множителем: b1 исtфр.вых b1 корtфр.вых или dфр = . dфр = b2 ис b2 кор Окончательную проверку на перегрузки производят после синтеза схемы на стадии анализа эскизных проектов. Эту проверку реализуют на основании соответствующих передаточных функций, определяемых параметрами элементов схемы, которые, в отличие от аппроксимированных функций, отражают все особенности схемы с учетом недоминирующих полюсов, разброса и температурной зависимости параметров. Промежуточные усилители с коррекцией интегрирующим конденсатором. Коррекция с интегрирующим конденсатором часто применяется в практических схемах импульсных усилителей, что объясняется простотой ее реализации, требующей включения всего одного конденсатора Скор с небольшой емкостью. Однако такой способ коррекции не позволяет реализовать возможности по быстродействию ИОУ, в особенности в микросхемах с внутренней коррекцией, в которых обычно включают корректирующий конденсатор неоправданно большой емкости. При таком способе кор174

рекции заметно уменьшается наибольшая амплитуда импульса на выходе ИОУ. На рис. 3.32 представлена структурная схема импульсного усилителя, предназначенного для усиления сигналов с длительностью фронта tфр.вх = 70 нс, при допустимом искажении фронта, не превышающем 5 %, и выбросе ε, не превышающем 10 %. Коэффициент усиления Kипр > 35. Наибольшая амплитуда входного импульса Uвхmнб ≈ 40 мВ. В качестве элементной базы используют ИОУ 3554 со следующими параметрами: коэффициент усиления Kис = 2·105; частота единичного усиления f1ис = 90 МГц; входное сопротивление Rвх.ис = = 1011 Ом; входная емкость Свх.ис = 2 пФ; выходное сопротивление Rвых.ис = 20 Ом. На основании АЧХ и ФЧХ микросхемы (без корректирующего конденсатора Скор = 0) определены коэффициенты передаточной функции: b1ис = 9,5.10–6 с; b2ис = 6,25.10–13 с2; b3ис= = 2,4.10–21 с3. На основании указанных характеристик при Скор = 5 пФ определены эквивалентные значения корректирующего сопротивления Rкор.эк = 62 МОм и паразитной емкости Сис = 0,8 пФ, на основании которых определяют емкости корректирующих конденсаторов Скор1 и Скор2. При каскадной реализации (по схеме на рис. 3.32,а) на данной элементной базе можно построить промежуточный усилитель с коэффициентом усиления Kи ≈ 35, временем нарастания фронта tн = 33 нс при выбросе ε = 18,6 %. Однако все это возможно при условии, что параметры микросхем 3554 должны соответствовать своим средним значениям. При равномерной коррекции усилитель с такими же временем нарастания фронта и выбросом имеет коэффициент усиления менее требуемого на 15 %. В усилителе, реализованном на взаимосвязанных звеньях (рис. 3.32,б), помимо обратных связей (с глубиной F1 = 1 + γи1Kис и F2 = = 1 + γи2Kис), охватывающих каждое звено в отдельности, применяется общая обратная связь подачей части выходного напряжения усилителя на инвертирующий вход первого звена. При этом глубина общей обратной связи 175

Fо.с = 1 + γо.сKс1Kс2, K ис K ис и K с2 = – коэффициенты усиления где K с1 = 1 + γ и1K ис 1 + γ и 2 K ис первого и второго звеньев с учетом действия местных обратных связей. Систему уравнений, на основании которой определяют емкости корректирующих конденсаторов и глубины обратных связей, можно получить, сопоставив передаточную функцию схемы с ее математической моделью. Поскольку степеней свободы в виде неизвестных (Cкор1; Cкор2; F1; F2; Fo.c) – пять, а в системе уравнений всего четыре, то имеется возможность произвести оптимизацию либо параметрическую, либо структурную. Параметрическая оптимизация, которую можно реализовать вариацией глубины обратных связей, производится с целью повышения импульсной добротности усилителя, т.е. увеличения коэффициента усиления Kи при сохранении времени нарастания фронта tн. Структурная оптимизация, которая реализуется изменением структуры включения цепей обратных связей, обычно преследует цель уменьшить отклонения характеристик усилителя в области малых времен от требуемых, обусловленных разбросом параметров элементов схемы и их нестабильностью. Существующие программы оптимизации в основном ориентированы на решение проблемы оптимизации сравнительно в общем виде, поэтому они оказываются малоэффективными. На практике поиск оптимальных параметров или структур производится сопоставлением многовариантных проектов, которые соответствуют различным значениям параметров, определяющих степени свободы. Рассмотрим структурную оптимизацию на примере сопоставления двух эскизных проектов. Первый из них соответствует каскадной реализации (результаты см. выше), второй – одному из вариантов при непосредственной реализации, когда первое или второе звено не охватывается местной обратной связью (F1 = 1 или F2 = 1) с тем, чтобы можно было обеспечить общую обратную связь наибольшей глубины. Приняв F2 = 1, на основании системы уравнений определяют остальные параметры элементов схемы: Cкор1 = 8,4 пФ; 176

Скор2 = 6,6 пФ; F1 = 6,59.104; Fo.c = 1,24.104. При этом коэффициент усиления всего усилителя в целом K K K K Kи = c1 ñ2 = иc1 ис2 = 49, Fо.с Fо.с что почти на 25 % превышает Kи при каскадной реализации. Это, по сути дела, результат своеобразной параметрической оптимизации, способствующей повышению импульсной добротности усилителя. В данном примере условие параметрической оптимизации практически совпало с условием структурной оптимизации, поэтому при реализации последней одновременно удалось увеличить коэффициент усиления. Как показывает анализ, в схеме на рис. 3.32,б всплеск входного напряжения Uвхmвс достигает своей предельно допустимой величины (Uвх.доп = 100 мВ) при амплитуде выходного импульса Uвыхmнб = 2,34 В, тогда как при каскадной реализации (см. рис. 3.32,а) наибольшая амплитуда ограничивается на уровне Uвыхmнб = 2 В. Это тоже результат оптимизации в схеме на рис. 3.32,б. Промежуточные усилители с коррекцией при помощи ускоряющей цепи в канале передачи сигнала обратной связи. Такая схема (рис. 3.33) по своей эффективности, характеризуемой длительностью фронта tфр.пр и наибольшей амплитудой выходного импульса Uвыхmнб, уступает только усилителям с параллельным быстродействующим каналом [6]. Ее преимуществом является простота реализации, уступающая только схеме с коррекцией интегрирующим конденсатором Скор (требуются C1 и С2). Однако для подключения Скор требуется два дополнительных вывода на корпусе Рис. 3.33. Схема промежуточного микросхемы (что немаловажно усилителя с коррекцией ускоряющей при реализации многозвенного RC-цепью в канале обратной промежуточного усилителя на связи одном кристалле), и, что более 177

существенно, Скор приводит к заметному снижению быстродействия ИОУ, последствие которого – увеличение длительности фронта и уменьшение допустимой амплитуды выходного импульса. Достоинством коррекции ускоряющей цепью является образование дополнительной степени свободы, связанной с наличием двух емкостей: C1 используют при синтезе для ограничения добротности полюсов на уровне Qп < 1, C2 – для ограничения выброса εпр на вершине импульса. Особенности усилителя с коррекцией ускоряющей цепью удобно иллюстрировать на конкретном примере промежуточного усилителя, предназначенного для усиления импульсных сигналов с наибольшей амплитудой Uгmнб = Uвыхmпу = 40 мВ и длительностью фронта tфр.пу = 20 нс, поступающих с выхода предусилителя (с выбросом на вершине импульса εпу = 1,5 %). Требуется обеспечить усиление импульсов до амплитуды Uвыхmнб = 10 В при длительности фронта на выходе промежуточного усилителя tфр.пр= 25 нс с выбросом εвых ≤ 20 %, ориентируясь на коэффициент усиления Kипр = = 10/0,04 = 250. Был спроектирован двухзвенный усилитель на ИОУ 3554, параметры которого указаны в предыдущем разделе. При каскадной реализации по схеме на рис. 3.32,а вместо корректирующих конденсаторов Скор1 и Скор2 использовались ускоряющие RC-цепи в каналах обратных связей со следующими параметрами: • номинальные значения сопротивлений резисторов R1ном = = 3,6 кОм, R2ном = 220 Ом; • емкости конденсаторов С1ном = 2,7 пФ, С2 = С2пар = 8 пФ (С2пар – суммарная паразитная емкость, шунтирующая инвертирующий вход ИОУ, которая складывается из входной емкости ИОУ Свх.ис = 2 пФ и монтажной паразитной емкости). При равномерной коррекции коэффициент усиления составляет Kипр = 300 > Kитреб = 250 при длительности фронта выходного импульса tфр.вых = 15 нс. Отметим, что при коррекции RC-цепью на одной микросхеме 3554 можно реализовать усилитель с Kипр = 160 при времени нарастания фронта такой же величины (tн.пр = 33 нс), что и в усили178

теле на двух микросхемах с коррекцией конденсатором Скор (см. рис. 3.32,а). При этом коэффициент усиления однозвенной схемы с RC-цепью более чем в три раза превышает Kипр усилителя на двух ИОУ с Скор. Электронные усилители на трансимпедансных интегральных операционных усилителях. В настоящее время наиболее распространенным способом реализации обратной связи в аналоговых устройствах на трансимпедансных ИОУ является включение резистивного делителя R1–R2, формирующего сигнал обратной связи на инвертирующем входе ИОУ. Использование такого делителя без шунтирования резисторов R1 и R2 конденсаторами С1 и C2 рекомендуется как в статьях, так и в справочных руководствах ведущих фирм и нередко с указанием оптимальных значений сопротивлений R1 и R2. Между тем в схемах с резистивной цепью заметно ухудшаются быстродействие и высокочастотные показатели трансимпедансных ИОУ. Как отмечалось, включение резистивного делителя к инвертирующему входу трансимпедансного ИОУ приводит к возникновению местной обратной связи глубиной Fм = 1 + Sис[R2 ||(R1 + Rвых.ис)], где Sис = 1/Rвх.ин – крутизна характеристики по току, определяемая через сопротивление по инвертирующему входу Rвх.ин. В схеме без конденсаторов С1 и С2, т.е. без коррекции, это приводит к снижению импульсной добротности усилителя в Fм раз и, соответственно, к увеличению времени нарастания фронта tн.у во столько же раз. Более существенным недостатком рассматриваемой схемы является то, что амплитуда всплеска входного напряжения Uвxmвс возрастает в Fм раз. Поэтому при предельно-допустимом входном напряжении Uвх.доп схема без коррекции может воспроизводить выходной импульс амплитудой Uвыхmнб в Fм раз меньшей величины, чем схема с коррекцией. Причиной уменьшения Uвыхmнб является не в Fм раз меньший коэффициент усиления Ки первой схемы (при одинаковом tн.y), а рост всплеска Uвxmвc, что и лимитирует Uвыхmнб. 179

Учитывая указанные особенности схемы без коррекции, при ее проектировании необходимо стремиться к уменьшению глубины местной обратной связи Fм соответствующим выбором сопротивлений R1 и R2, что можно реализовать параметрической оптимизацией схемы. Суть этой оптимизации сводится к выбору низкоомных сопротивлений R1 и R2, обеспечивающих maxF при заданном коэффициенте усиления Ku или maxKu при требуемой глубине обратной связи F. При низкоомной цепи R1–R2 заметно возрастает влияние выходной индуктивности микросхемы Lвых, которая достигает десятков наногенри. Однако при этом ослабляется действие паразитной емкости, шунтирующей инвертирующий вход ИОУ. Под действием Lвых и С2пар замедляется изменение сигнала обратной связи, что приводит к повышению добротности комплексно-сопряженных полюсов, вследствие чего возрастает амплитуда выбросов (а иногда происходит самовозбуждение усилителя). Отметим еще одну особенность схемы без коррекции, которая обусловлена отсутствием конденсаторов С1 и С2, что приводит к уменьшению числа степеней свободы: имеющиеся всего две степени свободы, реализуемые выбором сопротивлений резисторов R1 и R2, оказываются недостаточными для обеспечения требуемых параметров усилителя. Одну из них используют для того, чтобы выброс εу не превышал допустимую величину εу.доп, ограничив глубину обратной связи. Если по каким-либо причинам не требуется ограничения выброса, то все равно необходимо лимитировать глубину обратной связи, исходя из допустимой добротности полюсов, при которой предотвращается самовозбуждение усилителя, что вполне возможно из-за действия паразитных реактивностей, характеризуемых недоминирующими полюсами. Поскольку время нарастания фронта tн определяется глубиной обратной связи, то его нельзя получить равным величине, указанной в техническом задании, хотя сама микросхема по быстродействию способна обеспечивать требуемое tн. Отметим еще одну особенность рассматриваемой схемы, которая считается особо важным преимуществом усилителей на тран180

симпедансных ИОУ. Речь идет о возможности изменения коэффициента усиления при неизменной полосе пропускания усилителя и соответственно времени нарастания фронта. Вряд ли можно считать достоинством схемы, если при меньшем коэффициенте усиления время нарастания фронта не уменьшается, а остается такой же величины, что и при большем Kи. Отметим, что таким достоинством, если так можно выразиться, обладают не только трансимпедансные ИОУ, но и обычные микросхемы. Все указанные недостатки усилителей на трансимпедансном ИОУ не проявляются при шунтировании резисторов в цепи обратной связи R1 и R2 конденсаторами C1 и С2 (при соответствующем выборе их емкостей), используемыми для коррекции. Коррекция RC-цепью в канале передачи сигнала обратной связи позволяет реализовать быстродействующие и высокочастотные возможности трансимпедансных ИОУ не только в схемах импульсных усилителей, но также в широкополосных и высокочастотных полосовых усилителях. При этом отпадает необходимость использования ИОУ с внутренней коррекцией посредством интегрирующей емкости Скор, в значительной степени ухудшающей быстродействующие и высокочастотные показатели трансимпедансных ИОУ. 3.7. Широкополосные усилители 3.7.1. Назначение и основные параметры широкополосных усилителей

Широкополосные усилители представляют собой усилители с широкой полосой пропускания гармонических сигналов, со сравнительно равномерной АЧХ и линейной ФЧХ в полосе пропускания. Верхняя граничная частота широкополосного усилителя обычно превышает сотни килогерц и десятки мегагерц, а нижняя граничная частота, как правило, несравненно меньше верхней. Она может быть нулевой для усилителей постоянных сигналов и всего единицы герц и меньше для усилителей переменных сигналов. 181

Широкополосные усилители имеют ограниченное применение и в основном встречаются в измерительных и радиотехнических устройствах, предназначенных для воспроизведения гармонических сигналов. Как известно, импульсные усилители тоже представляют собой усилители с широкой полосой пропускания, поэтому большинство положений, связанных с проектированием импульсных усилителей, коррекцией линейных искажений, выбором элементной базы и т.д. (см. п. 3.6), распространяются и на широкополосные усилители. Основное отличие последних от импульсных усилителей заключается в методе их анализа и проектировании: широкополосные усилители рассчитываются частотным (гармоническим) методом. При этом обычно стремятся выбрать параметры корректирующих цепей так, чтобы усилитель в заданной полосе частот обладал равномерной АЧХ и линейной ФЧХ. Основными параметрами широкополосного усилителя, как и всякого электронного усилителя, являются коэффициент усиления Ки (чаще всего по напряжению), входное и выходное сопротивления. Линейные искажения усиливаемого сигнала определяются частотной характеристикой, для описания которой в ТЗ включаются граничные частоты: верхняя fв и нижняя fн, разностью которых определяется полоса пропускания Δfп = fв – fн; неравномерность АЧХ в полосе пропускания ε. Эти параметры определяются допустимыми искажениями сигнала в заданной полосе частот. Поскольку в широкополосных усилителях граничные частоты отличаются друг от друга на несколько порядков, то АЧХ или ФЧХ такого усилителя в области высших частот можно представлять независимо от АЧХ (ФЧХ) в области низших частот. Поэтому при синтезе схемы усилителя, удовлетворяющей требованиям в области высших частот, рассматривают ту часть АЧХ (ФЧХ), которая расположена вблизи верхней граничной частоты fв, считая fн = 0 (так как fн << fв). При этом изображение нормированной АЧХ, т.е. K( f ) М(f ) = имеет вид графика, показанного на рис. 3.8. В теоK рии цепей такая АЧХ известна как АЧХ ФНЧ. Таким образом, синтез широкополосного усилителя в области высших частот можно 182

реализовать на основании тех положений теории фильтров, которые были разработаны для ФНЧ. Однако необходимо иметь в виду, что в широкополосном усилителе искажения в области высших частот определяются инерционностью транзисторов и паразитными реактивностями, тогда как в ФНЧ в этой области АЧХ формируется включением реактивных элементов (конденсаторов и индуктивностей), существенно отличных от паразитных реактивностей. Поэтому в широкополосных усилителях добротность комплексно-сопряженных полюсов приходится ограничивать на уровне Qп ≤ 1 с тем, чтобы предотвратить самовозбуждение, которое возникает из-за действия неучтенных паразитных реактивностей. При синтезе схемы широкополосного усилителя в области низших частот ограничиваются рассмотрением АЧХ вблизи нижней граничной частоты fн, считая fв → ∞. Такая АЧХ соответствует характеристике фильтра верхних частот, которая показана на рис. 3.9. В широкополосном усилителе (как и в импульсном) искажения в области низших частот определяются действием разделительных конденсаторов в цепях смещения дискретных каскадов. Эти элементы включаются не для того, чтобы реализовать АЧХ с заданными параметрами (как это имеет место при реализации ФВЧ). Они необходимы для разделения по постоянному току каскадов или ИОУ друг от друга, а также для блокировки стабилизирующих режим цепей обратной связи. Поэтому нет смысла проводить синтез усилителя в области низших частот на основании теории ФВЧ. Параметры разделительных цепей, а также блокирующих конденсаторов определяют после схемотехнического синтеза на основании известных соотношений. Для широкополосных усилителей элементной базой служат высокочастотные усилительные секции и ИОУ с обратной связью. При этом широко применяются различные методы коррекции частотных характеристик с целью расширения полосы пропускания в области высших частот. В настоящее время для коррекции характеристик наиболее часто применяют комплексные обратные связи, позволяющие одновременно стабилизировать параметры усилителя. 183

При выборе элементной базы руководствуются частотой единичного усиления f1. На этой частоте коэффициент усиления Kи(f1) каскада, секции или ИОУ становится равным единице: Kи(f1) = 1. Частота единичного усиления пропорциональна площади усиления аналогового устройства (АУ), которая определяется произведением коэффициента усиления Kи на средних частотах и верхней граничной частоты fв, т.е. Sf = Kfв. Нетрудно заметить, что при заданных значениях K и fв требование к элементной базе характеризуется площадью усиления Sf, а следовательно, пропорциональной ей величиной f1. 3.7.2. Практическая реализация широкополосных усилителей

Широкополосные усилители так же, как и импульсные, состоят из входного и выходного каскадов, между которыми включают промежуточный усилитель. В качестве звеньев промежуточных усилителей применяют каскады усиления, повторители напряжения (как согласующие каскады) и усилительные секции с обратной связью. В настоящее время широкополосные усилители все чаще реализуют на основе высокочастотных ИОУ с обратной связью, а также на специализированных гибридных ИОУ. При этом, как и в импульсных усилителях, применяют каскадную и непосредственную реализации. При каскадной реализации возможны два способа синтеза усилителя. 1. Все каскады или звенья, образующие широкополосный усилитель, выбираются с одинаковыми параметрами (так же, как и при равномерной коррекции в импульсных усилителях). Например, при проектировании усилителя на ИОУ с обратной связью частотная характеристика будет 1 K и ( jω) = K uN1 , 2 2 [(1 − ν ) + jνd ε1 ] N 184

где N – число звеньев; ν = ω = f – нормированная частота; ωнор f нор b1кор – коэффициент, характеризующий режим работы d ε1 = Fb2 кор звеньев с коррекцией с интегрирующим конденсатором Скор. Нормирующая частота kфр.кор 1 F f1 нор = = 2π b2 кор 2π К и1 K определяется коэффициентом усиления звена K и1 = ис , а также F импульсной добротностью микросхемы с учетом действия коррекK ис тирующего конденсатора kфр.кор = . ⎛ Cкор ⎞ ⎟ b2 ис ⎜⎜1 + Сис ⎟⎠ ⎝ В отличие от полосовых усилителей каскадная реализация с равномерной коррекцией широко применяется для построения широкополосных усилителей, так как в данном случае отклонение характеристик из-за разброса параметров не оказывается столь существенным (спады АЧХ расположены вне полосы пропускания). 2. Каскады или звенья строятся с неодинаковыми характеристиками так, чтобы за счет взаимокоррекции обеспечить более широкую полосу пропускания, чем при равномерной коррекции. Однако при этом более сложным становится проектирование усилителя, а также он оказывается более чувствительным к разбросу параметров звеньев. Наибольшую стабильность характеристик можно обеспечить при непосредственной реализации усилителя на взаимосвязанных звеньях (см. рис. 3.32,б), когда одновременно применяют перекрестные и общие обратные связи. Проектирование таких систем с многопетлевыми обратными связями обычно производят машинными методами. Характеристики усилителя в значительной мере зависят от того, насколько удачно согласован усилитель с источником входных сигналов и нагрузкой. Определенные трудности возникают при ра185

боте на согласованный кабель. Указанные проблемы сравнительно просто решаются при наличии ИМС, в которых предусмотрены специальные меры для согласования. При соединении датчика сигналов с усилителем через кабель в качестве входного каскада используют повторитель тока, особенностью которого является низкое входное сопротивление и высокое выходное сопротивление. Первое облегчает решение проблемы согласования усилителя с источником сигналов. Например, для согласования с кабелем включается дополнительный резистор Rсог с сопротивлением Rсог = ρ – Rвх.пт, где Rвх.пт – входное сопротивление повторителя тока, ρ – волновое сопротивление кабеля. Вторая особенность повторителя тока – высокое выходное сопротивление обеспечивает нормальное действие параллельной обратной связи по току (если ИОУ охвачен такой обратной связью). Для согласования усилителя с нагрузкой используют выходной повторитель ИОУ, подключив к его выходу согласующий резистор. Если требуется высокое входное сопротивление, то в качестве входного усилителя используют ИОУ с повышенным входным сопротивлением, например ИОУ 544УД1 (см. рис. 3.1). Применение во входном каскаде униполярного транзистора с одновременным охватом ИОУ обратной связью последовательного типа обеспечивает высокое входное сопротивление в широком диапазоне частот. Использование повторителя напряжения на выходе в совокупности с общей обратной связью по напряжению позволяет получить весьма низкое выходное сопротивление, обеспечивающее передачу достаточной мощности в нагрузку. Следует иметь в виду, что коррекция с интегрирующим конденсатором приводит к заметному сужению полосы пропускания. Можно существенно увеличить коэффициент усиления (при заданной верхней граничной частоте fв) при коррекции ускоряющей RCцепью в канале обратной связи. Наибольшую полосу пропускания можно обеспечить в широкополосных усилителях на трансимпедансных ИОУ с коррекцией RC-цепью. В настоящее время на таких микросхемах можно построить усилитель гигагерцевого диапазона. 186

3.8. Усилители мощности 3.8.1. Назначение и особенности усилителей мощности

Усилители мощности (УМ) предназначены для передачи значительной мощности в нагрузку. Причем в отличие от обычных усилителей, в общем являющихся также устройствами усиления мощности, в УМ передаваемая в нагрузку мощность сравнима с мощностью, отбираемой от источника питания. Характерной особенностью УМ является то, что они обеспечивают передачу требуемой мощности в нагрузку при наименьшем потреблении мощности от источников питания (для допустимого уровня линейных и нелинейных искажений). Эта особенность следует непосредственно из назначения УМ. Поскольку речь идет о передаче значительной мощности в нагрузку (в большинстве случаев определяющей общий расход мощности в устройстве), то необходимо получить эту мощность при возможно меньшей затрате энергии источника. Это способствует: • экономному использованию источников питания (что в ряде случаев очень важно в полевой, бортовой, космической аппаратуре); • более полному использованию усилительных элементов, облегчению их теплового режима (так как уменьшается мощность, рассеиваемая усилительным элементом, которая и представляет собой разность мощности, отбираемой от источника питания, и мощности, отдаваемой в нагрузку); • уменьшению веса и габаритов аппаратуры (за счет уменьшения мощности источников питания, габаритов радиаторов, размеров шасси и т.д.). Экономное использование мощности источников питания характеризуется КПД, определяемым отношением мощности Рн, отдаваемой в нагрузку, к мощности Р0, потребляемой УМ от источника питания: η = Рн/Р0. КПД достигает наибольшей величины при соответствующем подборе рабочей точки и при своеобразном согласовании нагрузки с УМ. При этом коэффициент усиления по мощности Kр может оказаться значительно меньше своей наибольшей величины. Дело в 187

том, что для получения максимального Kр необходимо обеспечить выполнение условия Rвыху = Rн (или приведенной нагрузки), а для получения наибольшего КПД необходимо обеспечить полное использование усилительного элемента. При этом, разумеется, необходимо стремиться приблизиться к условию Rвыху = Rн с тем, чтобы увеличить Kр. Однако в УМ основным все же является получение наибольшего η. Для решения этой задачи наиболее часто применяется трансформатор. Усиление же мощности до требуемого уровня достигается в промежуточных и предконечных каскадах. Особенностью УМ является также возможно полное использование усилительных элементов. Они обычно работают в широком диапазоне изменения токов и напряжений, граничащим с предельно допустимыми параметрами усилительного элемента: максимальным током Imax, пробивным напряжением Uпроб и допустимой рассеиваемой мощностью Рдоп. Помимо основных параметров (таких, как η – КПД, Рн – мощность, отдаваемая в нагрузку), представляют интерес величины верхней fв и нижней fн граничных частот, а также коэффициент нелинейных искажений kн.и и коэффициент усиления по мощности Kр = Рн/Рвх, где Рвх – мощность, потребляемая входом УМ от источника сигнала возбуждения. Обычно анализ УМ проводят при воздействии гармонических сигналов как при определении граничных частот fв и fн, так и при оценке нелинейных искажений. В настоящее время в УМ, как правило, используются биполярные транзисторы, которые из-за малых остаточных напряжений позволяют получить КПД, близкий к теоретической наибольшей величине. Поэтому в последующем изложении рассматриваются УМ на биполярных транзисторах. 3.8.2. Режимы работы УМ и схемы включения транзисторов

Поскольку транзисторы в УМ работают в широком диапазоне токов и напряжений, то характерной особенностью УМ является также более высокий уровень нелинейных искажений. При этом в 188

большинстве случаев применение обратной связи для уменьшения нелинейных искажений нежелательно, так как она приводит к уменьшению мощности в нагрузке. Уменьшение нелинейных искажений обычно достигается выбором рабочей точки и режима работы, схемы включения усилительных элементов, подбором выходного сопротивления предоконечного каскада, применением специальных видов обратных связей, снижающих только искажения, но не влияющих на усиление сигнала. При этом обычно требуется расчет нелинейных искажений, который ведется графоаналитическим способом и сводится к определению коэффициента искажений по величине высших гармоник. В усилителях мощности применяют однотактные и двухтактные схемы в следующих режимах работы усилительных элементов. Режим А. Ток в выходной цепи протекает в течение всего периода сигнала и крайние значения токов и напряжений не оказываются ни в области тепловых токов, ни в области насыщения или ограничения выходного тока. Минимальные величины выходного тока Iкmin и выходного напряжения Uкmin определяются допустимыми нелинейными искажениями. ВАХ биполярного транзистора, на основании которых определяют максимальные и минимальные значения токов и напряжений транзистора при работе в режиме А, показаны на рис. 3.34. Минимальные величины выходного тока Iкmin, выходного напряжения Uкmin определяются допустимыми нелинейными искажениями. Максимальные значения ограничиваются: • максимально-допустимой величиной тока коллектора транзистора Iкmax, а в бестрансформаторных схемах – наибольшей величиной тока, поступающего в нагрузку при предельно допустимом напряжении на коллекторе Uк.доп.проб, т.е. Iнmax = Uк.доп.проб/Rн; • максимально-допустимым напряжением на коллекторе, определяемым пробивным напряжением Uк.проб. При работе в режиме А рабочая точка выбирается в середине диапазона: I −I I +I I кр = кmax кmin + I кmin = кmax кmin ; 2 2 189

U кр =

а

U кmax − U кmin U + U кmin + U кmin = кmax . 2 2

б

Рис. 3.34. Базовая (а) и коллекторная (б) ВАХ биполярного транзистора при работе в режиме А

В режиме А амплитуда переменных составляющих не превышает Iкр и Uкр. При воздействии синусоидального сигнала средняя величина тока Iср, потребляемого от источника питания Ек, практически не меняется, т.е. Iср = Iкр. Из-за большого потребления и большого расхода мощности от источника питания (она потребляется не только при сигнале, но и в его отсутствии) КПД в режиме А низок, что является недостатком. Максимальная величина ηmax = 50 %, в практических схемах на биполярных транзисторах – до 48 %. Недостатком является также заметное увеличение мощности, рассеиваемой на транзисторах при отсутствии входного сигнала. К достоинствам можно отнести малые нелинейные искажения (коэффициент гармоник составляет kни = 2÷7 %) и возможность работы как в двухтактных, так и однотактных схемах. Применяется главным образом в маломощных усилителях (до нескольких ватт и менее). Режим В. Ток выходной цепи протекает при полупериоде сигнала отпирающей полярности. Рабочая точка выбирается в области Iк = 0, поэтому Iкmin = 0, Iкmax = Iкmaxдоп или определяется током нагрузки при напряжении источника питания; Uкmin на границе насыщения или ограничения тока, Uкmax = Uк.доп.проб. 190

При работе в режиме В, как правило, применяют двухтактные схемы. Достоинством режима является высокий КПД η = 78 % (практически до 75 %). Недостаток – это заметное увеличение нелинейных искажений, для уменьшения которых используют режим АВ. В этом режиме рабочую точку перемещают в область минимально допустимого значения тока коллектора Iкmin, величину которого определяют исходя из допустимых нелинейных искажений. Однако увеличение минимальной величины тока Iкmin приводит к некоторому уменьшению КПД, в результате чего увеличивается рассеиваемая на коллекторах мощность. В двухтактных схемах УМ, работающих в режиме В или АВ, размеры трансформатора меньше (так как он работает без подмагничивания постоянным током), заметно уменьшается амплитуда четных гармоник, искажающих сигнал. Строятся также двухтактные бестрансформаторные схемы. Их преимущество в том, что через нагрузку Rн при Uг = 0 ток Iн = 0 и меньше нелинейные искажения. В однотактных схемах режим В применяется в резонансных усилителях, где нагрузкой является настроенный контур, способный выделить усиливаемый сигнал. Режим С. Ток Iвых протекает за время, меньшее половины периода. Усилительный элемент работает с запирающим смещением. Выходной ток содержит постоянную составляющую, четные и нечетные гармоники. И в двухтактной схеме из-за наличия нечетных гармоник форма сигнала не восстанавливается. Поэтому такой режим используют в резонансных усилителях. КПД больше, чем в режиме В. Режим D. Это ключевой режим, при котором усилительный элемент в течение рабочего цикла находится в двух состояниях: полностью заперт (I = 0, U ≈ Umax) и полностью открыт (I = Imax, U ≈ 0). Поэтому потери мощности оказываются очень малой величины (мощность в основном рассеивается при переключении усилительного элемента). Однако для работы в этом режиме необходимо преобразовать амплитуду усиливаемого сигнала в длительность прямоугольного импульса (постоянной частоты), а затем после усиления проводить обратное преобразование. Преобразовательные устройства сравни191

тельно сложны, требуют тщательной наладки, поэтому режим D применяется в особых случаях. В УМ на биполярных транзисторах усилительные элементы могут быть включены любым из трех способов. Схема с общей базой (ОБ) позволяет получить меньшие нелинейные искажения, чем каскад с общим эмиттером, но обеспечивает почти в β раз меньшее усиление мощности. Включение по схеме с ОБ способствует уменьшению нелинейных искажений как на входе, так и на выходе. На входе потому, что легко получить режим управления входным током, когда форма управляющего транзистором тока совпадает с формой усиливаемого сигнала. Для этого необходимо, чтобы Rг >> Rвх. Но с увеличением Rг уменьшается усиление мощности, так как растут потери на Rг. Схема с ОБ обладает наименьшим Rвх, поэтому при меньших значениях Rг можно обеспечить указанный режим. Уменьшаются и нелинейные искажения в выходной цепи, обусловленные зависимостью α = F(Iэ) (β значительно больше меняется с изменением тока). В схеме с ОБ выше и температурная стабильность, а в усилителях мощности обычные способы термостабилизации и уменьшения нелинейных искажений при помощи обратной связи практически не применимы. В двухтактных схемах для уменьшения нелинейных искажений обычно требуется симметрия характеристик транзисторов. В схеме с ОБ это также обеспечивается просто (из-за Rг >> Rвх и αN ≈ 1). В каскаде с ОБ меньшей величины оказываются Iкmin и Uкmin, так как Iкmin ≈ Iк0 вместо Iк0 (1+β) и меньшее остаточное напряжение. При включении по схеме с ОБ большей величины достигает Uк.проб. Основным недостатком каскада с ОБ является большой входной ток и меньшее усиление, что приводит к усложнению предусилителя. Обычно требуется согласование с предоконечным каскадам либо трансформатором, либо буферным каскадом (так как при Rг ≥ Rн схема с ОБ не усиливает мощность). Схема с общим эмиттером (ОЭ) обеспечивает наибольшее усиление мощности, но по всем остальным параметрам уступает схеме с ОБ: 192

• большее нелинейное искажение как на входе (Rг ≈ Rвх), так и на выходе из-за заметного изменения β = F(Iк); • меньшая термостабильность; • меньшее уменьшение четных гармоник в двухтактных схемах из-за меньшей симметрии; • большие значения Iкmin и Uкmin, поэтому ηОЭ < ηОБ; • меньшее значение Uкmax, так как пробивное напряжение меньше. Все эти недостатки окупаются упрощением схемы предоконечного каскада. Схема с общим коллектором (ОК) чаще применяется в бестрансформаторных схемах и иногда в случае, когда целесообразно в качестве радиатора использовать шасси (коллектор – корпус можно сажать на шасси). Усиление такое же, что и в схеме с ОБ. Несколько меньше нелинейные искажения, чем в схеме с ОЭ, из-за действия обратной связи; Rвх велико. Большая температурная стабильность и меньшая зависимость от асимметрии транзисторов. При выборе транзисторов в основном руководствуются их предельно допустимыми параметрами: Рк.доп, Iкmax, Uк.доп. При заданной мощности нагрузки следует выбирать транзисторы с большим значением Uк.доп, так как с увеличением Uкmax растет усиление по мощности. При этом необходимо иметь в виду, что в трансформаторных схемах (независимо от режима) напряжение на коллекторах достигает удвоенной величины максимальной амплитуды выходного сигнала, а последняя очень близка к величине напряжения питания, поэтому рекомендуется Ек ≤ ≤(0,4÷0,5)Uк.доп. Максимальная величина тока коллектора в трансформаторных схемах определяется либо исходя из допустимой рассеиваемой мощности, либо из допустимого уровня нелинейных искажений (в схемах с ОЭ и ОК – из-за зависимости βN от Iк). 3.8.3. Трансформаторные усилители мощности

В этих схемах нагрузка подключается к УМ через трансформатор, параметры которого выбираются так, чтобы при заданной нагрузке наибольшие величины токов и напряжений транзистора гра193

ничили с их предельными величинами. При этом усиление мощности, как правило, не равняется максимальной величине. Применение трансформаторных связей на выходе УМ позволяет обеспечить оптимальные условия для передачи наибольшей мощности в нагрузку, а на входе – преобразовать выходное сопротивление генератора сигнала Rг к нужной величине, обеспечивающей требуемое значение коэффициента нелинейных искажений, которые обусловлены нелинейностью входной цепи транзистора. Однотактные схемы. Особенностями однотактной схемы выясним на примере каскада с ОБ (рис. 3.35), работающего в режиме А. Смещение задается источником Еэ через резистор Rэр. Параметры входного трансформатора (без которого в схеме с ОБ обычно не удается получить усиление) рассчитывают так, чтобы приведенное R W значение выходного сопротивления Rг′ = 2г (где пвх = 1 ) в 3–5 W2 nвх раз превышало среднее значение входного сопротивления каскада r ϕ Rвх ≈ rэ + rб (1 − α) = т + б . I э.р β

Рис. 3.35. Однотактная схема усилителя мощности на каскаде с ОБ

При меньших значениях Rг′ повышается коэффициент усиления по мощности, так как улучшается согласование с источником сигнала. Однако возрастают искажения сигнала во входной цепи. Действительно, если Rг = 0 (т.е. задано входное напряжение), то из-за экспоненциальной зависимости тока Iэ от Uэ форма тока Iэ сильно отличается от формы входного напряжения. Поэтому и выходной ток Iк = αNIэ + Iк0 также не совпадает по форме с входным сигналом. При работе от высокоомного источника входной ток Iэ более близок по форме к входному сигналу, поэтому желательно 194

приблизиться к этому режиму, выбрав Rг′ большей величины. Однако с увеличением Rг′ повышаются потери мощности на Rг, поэтому снижается усиление по мощности. Нелинейные искажения во входной цепи становятся сравнительно малой величины уже при Rг′ ≈ (3÷5)Rвх. Это значение Rг′ и рекомендуется выбирать в практических схемах. Как уже отмечалось, параметры выходного трансформатора выбирают так, чтобы при допустимой величине размаха выходного напряжения Uк.доп и заданной величине Rн обеспечить размах тока до допустимого уровня Iк.доп. Иначе говоря, коэффициент трансW формации выходного трансформатора пвых = 1 надо выбрать так, W2 2 Rн чтобы приведенное значение нагрузки Rн′ = nвых

равнялось

U к.доп U к.доп , т.е. пвых = . При этом в трансформаторной схеме, I к.доп Rн I к.доп U выбрав Ек ≈ к.доп , можно обеспечить полное использование 2 транзистора и по напряжению, так как максимальный рахмах напряжения также будет граничить с предельной величиной Uк.доп. Рабочая точка: I U IкА ≈ к.доп , UкА ≈ к.доп . 2 2 Предельная величина КПД (η = 50 %) практически может составлять 45–48 %. Очевидно, что с уменьшением амплитуды сигнала КПД схемы снижается, так как мощность, отбираемая от источника питания, не зависит от сигнала, а мощность, поступающая в нагрузку Рн, зависит. При этом возрастает мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора, Рк = Р0 – Рн. Это мощность наименьшей величины при сигнале наибольшей амплитуды Ркmin = Р0 – Р′нmax ≈ Рнmax и наибольшей величины при Рн = 0: Р Ркmax = Р0 = нmax . ηтр 195

Двухтактные схемы. Особенности двухтактной схемы выясним на примере каскадов (рис. 3.36), работающих в режиме АВ, который используется для уменьшения нелинейных искажений сигналов малой амплитуды, так как начальный участок входной характеристики очень пологий. При этом в каскаде, работающем в режиме В, входная характеристика двухтактного усилителя тоже имеет значительные пологие участки. Переход к режиму АВ с небольшим смещением позволяет значительно уменьшить нелинейные искажения во входной цепи. При этом удобно это смещение задавать падением напряжения на диоде Д.

Рис. 3.36. Двухтактная схема усилителя мощности на каскадах с ОЭ

Такой способ задания смещения способствует повышению температурной стабильности. Задавая посредством резистора R ток диода, можно обеспечить изменение смещения (изменением напряжения на диоде) так, чтобы с повышением температуры оно уменьшалось, а с понижением, наоборот, повышалось. Входной трансформатор наряду с согласованием источника сигналов с усилителем выполняет функции фазорасщепителя, обеспечивающего поступление сигналов на базы, одинаковых по величине, но противоположных по фазе, т.е. Uб1 = Uб.см + Uбmsinωt и Uб2 = Uб.см – Uбmsinωt. При этом в течение одного полупериода проводит один из транзисторов, а другого – второй транзистор. Переменные составляющие коллекторных токов протекают через соответствующие плечи первичной обмотки выходного трансформатора Трвых в противоположных направлениях. В нагрузке токи обоих каскадов складыва196

ются. Рабочая точка В (рис. 3.37) выбирается при IкВ = Iкmin и U U кВ ≅ E ≅ к.доп (так как ЭДС, индуцируемая на коллекторе, 2 равна 2Uкmmax ≅ 2Ек). Коэффициент трансформации U к.доп Rн′ W пвых = ≅ = 1 Rн 2 I к.доп Rн 2W2

Мощность, отдаваемая в нагрузку, 1 Рн = ηтр Рн′ = ηтр I кmU кm . 2 При этом среднее значение тока (за период) составляет I Iк.ср = Iкmin + кm . π Предельная величина КПД ηmax ≅ π ≅ 0,78 . 4 Практически можно получить КПД не более 75 %. Максимальная мощность, рассеиваемая на коллекторе одного транзистора, составляет Ркmax =

2 Рнmax π2

Рис. 3.37. Коллекторная ВАХ каскада с ОЭ, работающего в режиме АВ

≅ 0,2 Pнmax .

3.8.4. Бестрансформаторные усилители мощности

Наличие трансформаторов позволяет заметно повысить КПД усилителя и облегчает согласование источника сигнала с УМ, благодаря чему повышается коэффициент усиления мощности и уменьшаются искажения на входе. Однако трансформатор является причиной ухудшения ряда характеристик: увеличиваются вес и га197

бариты аппаратуры, возрастают линейные искажения в области как нижних, так и верхних частот, вносятся нелинейные искажения, снижается степень надежности. Поэтому часто приходится отказываться от применения трансформаторов, а в интегральных микросхемах применение трансформаторов вообще недопустимо. В бестрансформаторных схемах нагрузка непосредственно включается на выход УМ. Поэтому исключается возможность полного использования транзистора. Обычно при Rн > Rн.опт, чтобы повысить усиление мощности стремятся выбирать напряжение источника питания так, чтобы полнее использовать размах по напряжению. При этом размах по току может оказаться меньше предельно-допустимой величины. Если же нагрузка низкоомная, то рабочую точку выбирают так, чтобы по возможности увеличить мощность, отдаваемую в нагрузку. В бестрансформаторных схемах обычно применяются двухтактные схемы, так как в однотактных схемах нельзя использовать режим В. В режиме А постоянная составляющая тока протекает через нагрузку, перегружая ее. В двухтактных схемах применяют режим В или АВ. Для этого часто используются взаимодополняющие друг друга транзисторы п-р-п и р-п-р, т.е. комплементарные пары транзисторов. На рис. 3.38,а представлена двухтактная схема УМ, построенная на комплементарной паре транзисторов Тп и Тр. Транзисторы работают в режиме АВ. При положительной полуволне входного напряжения, инвертированной предусилителем на транзисторе Т, сигнал передается на выход через повторитель напряжения на р-пр-транзисторе Тр. Отрицательная полуволна входного сигнала поступает в нагрузку Rн через повторитель напряжения на п-р-птранзисторе Тп. Если невозможно подобрать мощные однотипные транзисторы, то одно плечо УМ строят на составном транзисторе, как это показано на рис. 3.38,б. Эта схема построена на мощных п-р-птранзисторах Т1 и Т2, первый из которых работает в режиме повторителя напряжения, а второй, дополненный маломощным транзистором Т3, образует составной транзистор, через который в нагрузку поступает отрицательная полуволна выходного напряжения. 198

а

б

Рис. 3.38. Схемы бестрансформаторных усилителей мощности: а – на комплементарной паре транзисторов; б – на п-р-п транзисторах

3.8.5. Искажения сигналов в усилителях мощности

Как линейные, так и нелинейные искажения в усилителях мощности принято определять при усилении сигналов синусоидальной формы. Линейные искажения высших частот обусловлены инерционностью транзисторов, характеризуемой постоянной времени коэффициента передачи тока базы τβ и емкостью коллекторного перехода Ск. Определенное влияние оказывают паразитные емкости, которые особенно заметны в интегральных микросхемах из-за действия емкостей изолирующих р-п-переходов. В трансформаторных УМ линейные искажения в области высших частот вызываются также действием индуктивностей рассеяния и паразитных межвитковых емкостей обмоток трансформаторов. В области низших частот линейные искажения обусловлены действием индуктивности первичной обмотки L1 или вторичной обмотки L2, характеризуемым постоянной времени трансформатора: входного ⎛ 1 ⎛ 1 1 ⎞⎟ 1 ⎞⎟ ; = L2 вх ⎜ + τ тр.вх = L1 вх ⎜ + ⎜ Rг′ Rвх.ср ⎟ ⎟ ⎜ Rг Rвх.ср ′ ⎠ ⎝ ⎠ ⎝ 199

выходного

⎛ 1 ⎛ 1 1 ⎞ 1 ⎞ ⎟⎟ = L2 вых ⎜⎜ ⎟, τ тр.вых = L1 вых ⎜⎜ + + ′ Rн ⎟⎠ ⎝ RвыхУМ Rн′ ⎠ ⎝ RвыхУМ где Rг – внутреннее сопротивление источника сигнала; Rвх.ср – среднее значение входного сопротивления УМ; RвыхУМ – выходное сопротивление УМ (величины, отмеченные штрихом, – это приведенные значения Rвх.ср, Rг, Rн, RвыхУМ к соответствующей обмотке). В трансформаторном УМ нижняя граничная частота определяется приближенным соотношением 1 ⎛⎜ 1 1 ⎞⎟ fн = . + 2π ⎜⎝ τ тр.вх τ тр.вых ⎟⎠ На величину искажений в области низших частот влияют разделительный конденсатор Ср, обычно включаемый между бестрансформаторным УМ и нагрузкой Rн. Эти искажения характеризуются постоянной времени разделительного конденсатора τр = (Rн + RвыхУМ)Ср. При этом нижняя граничная частота определяется формулой 1 . fн = 2πτp Одним из основных источников нелинейных искажений в каскадах на транзисторах является нелинейность входной ВАХ, причем при работе в режиме В kнл возрастает не только при росте амплитуды усиливаемого сигнала Uгm, но из-за наличия «зоны нечувствительности» – и при уменьшении Uгm по сравнению с некоторым «умеренным» уровнем. Для уменьшения влияния «зоны нечувствительности» переходят к режиму АВ, приоткрывая транзисторы в точке покоя, что ведет к увеличению Iк.р, Iб.р и Uбэ.п (см. схему УМ на рис. 3.36 с диодом в цепи смещения). Дополнительным источником нелинейных искажений в двухтактных каскадах является неидентичность (асимметрия) характеристик передачи. При правильном выборе материала сердечника нелинейность, вносимая трансформаторами, обычно мала. 200

Контрольные вопросы 1. Какие аналоговые устройства можно реализовать на ИОУ и как обеспечиваются требуемые параметры этих устройств? 2. Перечислите помехи, нарушающие нормальную работу медицинских электронных устройств. 3. Какие источники шумов в электронных устройствах вам известны и каковы физические причины их возникновения? 4. Укажите первичные и вторичные шумовые показатели качества усилителей. 5. Укажите, в чем суть противошумовой коррекции в малошумящих усилителях. 6. Укажите назначение и принципы построения усилителей постоянных сигналов. В каких медицинских приборах они применяются? 7. Каковы источники дрейфа выходного напряжения усилителя прямого усиления? Назовите способы уменьшения дрейфа. 8. Почему в усилителях постоянных сигналов с преобразованием сигнала дрейф выходного напряжения модулятора не подавляется? 9. Какие фильтры применяются для подавления низкочастотных и высокочастотных помех? 10. Чем отличаются полосовые усилители от резонансных? 11. Какие виды перегрузок возникают в усилителях с потенциальным выходом? Почему в этих усилителях образуются всплески напряжения на входе ИОУ? 12. Почему в усилителях с токовым выходом индуцируются всплески напряжения на выходе ИОУ? Какими способами предотвращают нарушение нормальной работы усилителя при образовании мощных всплесков напряжения? 13. Почему на практике, как правило, применяют многозвенные промежуточные усилители импульсов? 14. Чем отличаются широкополосные усилители от импульсных? 15. Укажите достоинства и недостатки режима В. Почему в усилителях мощности, работающих в режиме В или АВ, рекомендуется использовать двухтактную схему? 16. Как надо выбирать коэффициенты трансформации входного и выходного трансформаторов в усилителях мощности? 17. Каким схемам отдают предпочтение в бестрансформаторных усилителях мощности и почему? 18. Какие усилители мощности применяются в приборах медицинской диагностики? 201

4. ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ 4.1. Первичные и вторичные источники питания Источники питания, применяемые для питания электронных устройств постоянным током, составляют неотъемлемую часть любого устройства. Они представляют собой преобразователи энергии, и в соответствии с видом преобразуемой энергии их можно разделить на два класса: первичные и вторичные источники питания. Первичными называются устройства, преобразующие неэлектрическую энергию (механическую, тепловую, химическую, атомную и т.д.) в электрическую. Вторичные источники питания преобразуют электрическую энергию из одной формы в другую, пригодную для питания радиоэлектронных устройств, например: энергию переменного тока в энергию постоянного тока или энергию постоянного тока низкого напряжения в энергию тоже постоянного тока, но высокого напряжения. Источники питания характеризуются следующими параметрами: • номинальным значением выходного напряжения Еи.п, его максимальной и минимальной величинами Еи.пmax и Еи.пmin, характеризующими максимальные пределы изменения напряжения питания: + ΔЕи.п = Еи.пmax – Еи.п;

− ΔЕи.п = Еи.пmin– Еи.п; ΔЕи.п = Еи.пmax – Еи.пmin; • пределами регулировки выходного напряжения; • номинальным значением тока Iи.п, его максимальной и минимальной величинами Iи.пmax и Iи.пmin; ΔEи.п • внутренним сопротивлением источника питания rвн = , ΔI и.п определяющим изменение выходного напряжения ΔЕи.п, вызываемое изменением тока на величину ΔIи.п; • динамическим внутренним сопротивлением источника питаΔEи.п.имп ния rвн.дин = , характеризующим пиковое значение измеΔI и.п.имп

202

нения выходного напряжения ΔЕи.п.имп при импульсном изменении тока на величину ΔIи.п.имп; • температурным коэффициентом напряжения (ТКН) ΔЕи.п ΔЕи.п Е или α н = и.п , K ТКН = ΔТ окр ΔТ окр которым характеризуется абсолютное или относительное изменение напряжения питания при изменении температуры окружающей среды на 1°С. Первичные источники питания. Среди первичных источников питания радиоэлектронных устройств (РЭА) наиболее часто встречаются электромеханические (электромагнитные) генераторы и электрохимические элементы. Электромеханические генераторы электрического тока, действие которых основано на явлении электромагнитной индукции, обычно представляют собой мощные источники переменного тока, которые не пригодны для непосредственного питания РЭА. Эти источники переменного тока, к числу которых относятся и сетевые источники, применяются в качестве первичных источников энергии во вторичных источниках питания. Электрохимические элементы, действие которых основано на окислительно-восстановительных реакциях (необратимых в гальванических элементах и обратимых – в аккумуляторах), являются источниками постоянного тока. Величины ЭДС источников обоих видов невелики (1–1,8 В), поэтому для получения более высоких напряжений их соединяют последовательно, а для увеличения отбираемого тока применяют параллельное соединение. Недостатком электрохимических элементов является сравнительно низкая энергоемкость при достаточно больших габаритах. Энергоемкость, выражаемая в единицах – ампер-часах, лимитируется возрастанием внутреннего сопротивления источника, так как при увеличении этого сопротивления отбираемый от элемента ток уменьшается до недопустимо низкого уровня. Во многих странах усиленными темпами ведутся работы по увеличению удельной электроемкости элементов. 203

В связи с бурным развитием аэрокосмической техники наряду с традиционными первичными источниками питания все большее применение находят новые виды первичных источников: топливные и биохимические элементы, термоэлектронные, термоэлектрические и магнитогидродинамические генераторы, солнечные и атомные батареи. Некоторые из указанных элементов пригодны для непосредственного питания РЭА, другие применяются после соответствующего преобразования их энергии. Вторичные источники питания. Непосредственное использование первичных источников для питания РЭА не всегда возможно, так как требуемое напряжение часто отличается от выходного напряжения первичного источника. Поэтому в радиоэлектронных устройствах наиболее часто применяют вторичные источники питания, преобразующие один вид электроэнергии в другой. На рис. 4.1 приведена наиболее распространенная структурная схема вторичного источника питания, в которой используется последовательное чередование элементов.

Рис. 4.1. Структурная схема вторичного источника питания

В качестве источника первичной энергии, как правило, используется сравнительно высоковольтный источник переменного тока, электрическую энергию которого преобразуют в энергию вторичного источника постоянного тока более низкого напряжения. Для понижения напряжения, а иногда, наоборот, для повышения напряжения применяют силовой трансформатор. При помощи трансформатора одновременно решают проблему гальванического разделения питаемой аппаратуры от первичного источника питания, получение переменных напряжений, смещенных по фазе относительно друг друга (необходимых для многофазных выпрямителей), а также для развязки друг от друга отдельных потребителей энергии. Во вторичных источниках питания применяют электромагнитные и пьезокерамические трансформаторы. 204

Для преобразования переменного тока в постоянный применяется выпрямитель. Это преобразование производится ключевым элементом, который подключают к источнику переменного тока (либо через трансформатор, либо непосредственно) таким образом, чтобы направление тока на выходе выпрямителя не изменялось. В качестве ключевых элементов, так называемых вентилей, в выпрямителях применяют диоды, транзисторы (в настоящее время редко) и тиристоры. Строго говоря, выпрямитель преобразует переменный ток в пульсирующий. В ряде случаев для питания отдельных узлов аппаратуры можно использовать пульсирующее напряжение. Однако в большинстве случаев требуется уменьшение пульсации, ее сглаживание до некоторого допустимого уровня, при котором исключается появление сигналов помехи, обусловленных пульсацией напряжения или тока питания, либо амплитуда сигналов помехи уменьшается настолько, что их действие не приводит к нарушению нормальной работы устройства. Для уменьшения пульсации применяют электрические фильтры, содержащие реактивные элементы – конденсаторы и индуктивные катушки – дроссели, при помощи которых сглаживают пульсацию. В источниках питания применяются также развязывающие фильтры для устранения взаимного влияния отдельных нагрузок, подключаемых к общему источнику питания. В аппаратуре, к которой предъявляются жесткие требования к стабильности напряжения или тока питания, применяются стабилизаторы напряжения или тока. При помощи стабилизатора уменьшают до требуемого допустимого уровня изменение напряжения и тока питания, вызываемое изменением напряжения первичного источника питания, температурным дрейфом элементов вторичного источника питания, изменением условий эксплуатации, в том числе тока нагрузки и т.д. Обычно к выходу стабилизатора подключают фильтр (на рис. 4.1 не показан), способствующий уменьшению пульсации, в особенности, при использовании импульсных стабилизаторов. Этот же фильтр одновременно улучшает динамические характеристики источника питания. 205

На рис. 4.1 показана структура вторичного источника наиболее распространенного вида соединения. Там же пунктиром показаны возможные варианты соединения элементов, которые встречаются на практике, однако сравнительно редко. На этом рисунке показаны также возможные варианты подключения к выходам источника питания, как, например, непосредственно к выходу выпрямителя или к выходу фильтра. Кроме рассмотренных основных элементов, вторичные источники питания могут содержать преобразователи энергии переменного напряжения низкой частоты в энергию переменного напряжения более высокой частоты. Такие преобразователи применяются для уменьшения габаритов и массы источника питания за счет уменьшения емкости конденсаторов и индуктивности фильтра при сглаживании более высокочастотной пульсации. Применяются также преобразователи напряжения из постоянного в переменное с целью трансформации последнего в более высокое напряжение для повышения постоянного напряжения вторичного источника питания. Основной переменой, происшедшей за последние годы в области вторичных источников питания, является существенное понижение уровня выходных напряжений, что обусловлено внедрением в РЭА полупроводниковых приборов и ИМС. Немаловажной переменой является также существенное уменьшение массы и габаритов вторичных источников питания в связи с общей проблемой микроминиатюризации РЭА. Решение этой проблемы привело к созданию и производству соответствующей элементной базы, а именно: • интегральных стабилизаторов напряжения, выполненных по схемам с непрерывным или импульсным регулированием; • диодных и транзисторных сборок, высоковольтных транзисторов (с пробивным напряжением до 1000 В) большой мощности, позволяющей избавиться от необходимости последовательного и параллельного включения большого числа транзисторов; • малогабаритных высоковольтных конденсаторов большой емкости, высокочастотных диодов на токи до нескольких десятков ампер с малым временем рассасывания (tрас< 20 нc) и низким падением напряжения (Uпр < 0,5 В); 206

• трансформаторов с малыми удельными потерями мощности и большими допустимыми значениями магнитной индукции как низкочастотных, так и высокочастотных. 4.2. Выпрямители Одним из основных элементов вторичных источников питания являются выпрямители, предназначенные для преобразования электрической энергии переменного тока в энергию тока, протекающего в одном и том же направлении в нагрузке, питающейся от вторичного источника. Это преобразование реализуется ключевыми элементами, называемыми вентилями, которые подключают нагрузку к источнику переменного напряжения в соответствующие моменты времени так, чтобы направление тока в нагрузке оставалось неизменным. В качестве вентилей в современных выпрямителях применяют полупроводниковые приборы: диоды, транзисторы и тиристоры. Выпрямители классифицируются по числу фаз первичной и вторичной обмоток трансформатора, схеме соединения вентилей и форме выпрямленного напряжения. В настоящее время применяются однофазные и многофазные выпрямители. Качество преобразования энергии переменного тока в постоянный в значительной мере зависит от схемы включения вентилей. На практике встречаются из однофазных схем выпрямителя: однополупериодная, двухполупериодная, однофазная мостовая; из многофазных – трехфазная, трехфазная мостовая, шестифазная схемы включения. Для повышения напряжения питания применяют схемы умножения напряжения, простейшей из которых является схема удвоения напряжения. Принцип работы указанных схем выпрямления и их особенности удобно выяснять на конкретных видах выпрямителей. 4.2.1. Выпрямители на полупроводниковых диодах Однополупериодная схема выпрямления. На рис. 4.2,а показана однополупериодная (однофазная) схема выпрямителя на диоде 207

Д. Эпюры напряжения на вторичной обмотке трансформатора U 2 и тока диода Iд = I0, иллюстрирующие работу этого выпрямителя, приведены на рис. 4.2,б.

Рис. 4.2. Однополупериодная схема выпрямителя на диоде (а), эпюры напряжения и тока (б), иллюстрирующие работу этого выпрямителя

Направление тока I0 в нагрузке соответствует направлению тока выпрямительного диода Д в проводящем состоянии Iд, соответствующем положительной полуволне напряжения синусоидальной формы, развиваемого на вторичной обмотке трансформатора: U 2 (t ) = U 2 m sin ωt . Это напряжение вырабатывается первичным источником переменного тока и поступает на вход выпрямителя через силовой трансформатор Тр. Во время действия отрицательной полуволны U2(t) диод перестает проводить и тем самым предотвращает изменение направления тока I0 в нагрузке. Диод не проводит и в течение части положительной полуволны, пока U2(t) оказывается меньше напряжения отпирания диода Uот.д. Диод начинает проводить при фазовом угле ψ, определяемом из уравнения

U2msinψ = Uот.д. Так как импульсы тока в нагрузке симметричны относительно амплитудного значения U2т (см. эпюры на рис. 4.2,б), то за начало отсчета углов удобно принять угол. Тогда угол ϑ = π/2 – ψ, при котором происходит отпирание диода Д, определяется соотношением 208

cos ϑ =

U от.д U 2m

.

Угол ϑ принято называть углом отсечки тока, так как до достижения этого угла ток через диод в нагрузку не поступает («отсекается» диодом). Мгновенное значение тока нагрузки, равного току диода, определяется выражением U I 0 (t ) ≡ I д (t ) = 2 m (cos ωt − cos ϑ) , (4.1) r + Rн где r = rтр + rпр – внутреннее сопротивление источника U2 (с учетом внутреннего сопротивления первичного источника, приведенного ко вторичной обмотке трансформатора, и сопротивлений обмоток трансформатора r1′ и r2); rпр – среднее значение сопротивления диода в проводящем состоянии. На основании выражения (4.1) можно определить основные параметры выпрямителя. Можно показать, что КПД выпрямителя возрастает с уменьшением напряжения отпирания диода Uот.д и его прямого сопротивления rпр. С этой точки зрения, лучшими выпрямительными диодами являются диоды Шоттки, поскольку у них как Uот.д, так и rпр наименьшей величины по сравнению с другими видами диодов. При выборе диода руководствуются также его пробивным напряжением, которым ограничивается обратное напряжение на диоде. В схеме однополупериодного выпрямителя, работающего на активную нагрузку без фильтра, обратное напряжение на диоде равно амплитудной величине входного напряжения U2т. Однополупериодный выпрямитель на практике применяется сравнительно редко, и если применяется, то обязательно с емкостным фильтром, сглаживающим пульсацию тока в нагрузке, которая в этой схеме выпрямления оказывается наибольшей величины. На рис. 4.3,а показана однополупериодная схема выпрямления, на выходе которой подключен простейший фильтр в виде конденсатора Сф сравнительно большой емкости. Часть выпрямленного тока ответвляется в конденсатор Сф и приводит к накоплению заряда. Когда диод перестает проводить (см. эпюры на рис. 4.3,б), на209

грузку снабжает током конденсатор Сф за счет накопленного в нем заряда. Таким образом, существенно уменьшается пульсация тока в нагрузке. В выпрямителе с фильтром диод начинает проводить тогда, когда напряжение на вторичной обмотке трансформатора U2(t) превышает напряжение на нагрузке U0 на величину Uот.д. При этом угол отсечки определяется из уравнения U + U от.д cos ϑ = 0 . (4.2) U 2m

Рис. 4.3. Схема однополупериодного выпрямителя с емкостным фильтром Сф на выходе (а) и эпюры тока диода I , напряжения на вторичной д

обмотке трансформатора U 2 и напряжения U0 на нагрузке (б)

Строго говоря, угол отсечки надо рассчитать для двух значений выпрямленного напряжения U0, поскольку это напряжение меняется по мере заряда и разряда конденсатора Сф (см. эпюры на рис. 4.3,б). Когда диод отпирается, начинается заряд конденсатора Сф, и напряжение на выходе выпрямителя повышается. После запирания диода, из-за разряда конденсатора током нагрузки, напряжение U0 спадает. Следовательно, и при наличии фильтра напряжение на выходе выпрямителя U0 не остается постоянным, а пульсирует, однако в значительно меньшей степени, чем в выпрямителе без фильтра. Поскольку в реальных устройствах пульсация ΔU0 допускается 210

малой величины, то при практических расчетах, связанных с определением ϑ, средних значений токов и мощностей, U0 считается постоянным. Основные параметры выпрямителя рассчитывают, считая заданными напряжение на выходе выпрямителя U0 и ток I0 = Iн, питающий нагрузку. При этом требуемую величину действующего значения напряжения на вторичной обмотке трансформатора можно рассчитать по формуле U + U от.д ⎞ ⎛ U U U 2 = 2m = 0 (4.3) = U 0 ⎜⎜1 + от.д ⎟⎟ В , U0 ⎠ 2 2 cos ϑ ⎝

1 – коэффициент, определяемый углом отсечки. 2 cos ϑ Действующее значение тока вторичной обмотки определяется интегрированием тока, протекающего через диод, т.е. где В =

I2 =

1 T

ϑ

∫

I д2 dt =

−ϑ

1 2π

ϑ

∫

U 22m

−ϑ

r

2

(cos ωt − cos ϑ) 2 d (ωt ) = DI 0 .

(4.4)

Здесь через D обозначена величина, получаемая интегрированием выражения (4.4), т.е. U + U от.д π [ϑ tg 2 ϑ − 3(tg ϑ − ϑ)] . D= 0 πrI 0 2 При этом, учитывая, что и в выпрямителе с фильтром среднее значение тока, отдаваемого в нагрузку, определяется соотношением Т

I 0 ≅ I 0ср =

U + U от.д U 1 A, I д (t ) dt = 2m (tg ϑ − ϑ) = 0 πr πr T

∫

(4.5)

0

можно вводить новый параметр А = tgϑ – ϑ вместо угла отсечки. Этот параметр оказывается более удобным при практических расчетах, так как в соответствии с выражением (4.5) его можно выразить через исходные величины πI 0 r πr = А ≡ tg ϑ − ϑ = . (4.6) U 0 + U от.д ⎛ U от.д ⎞ ⎟ Rн ⎜⎜1 + U 0 ⎟⎠ ⎝ 211

Тогда выражение для коэффициента D также целесообразно выразить через параметр А: 1 π (4.7) D= (ϑ tg 2 ϑ − 3 A) . A 2 Максимальное значение тока, протекающего через диод, которое достигается при cosωt = 1, составляет U (1 − cos ϑ) I дmax = 2 m , (4.8) r а максимальное обратное напряжение на диоде в отличие от выпрямителя без фильтра Сф (см. рис. 4.2) близко по величине к удвоенной амплитуде напряжения на вторичной обмотке трансформатора, т.е. Uобрmax = U2т + U0 ≅ 2U2т. (4.9) Как видно из представленных соотношений, основные параметры выпрямителя являются функциями угла отсечки ϑ. С тем, чтобы уменьшить объем рутинных расчетов, пользуются графиками, приведенными в справочной литературе. На рис. 4.4 приведены зависимости угла отсечки ϑ, коэффициентов В и D от параметра А. Из-за низкого коэффициента использования трансформатора (он практически действует только во время отпирания диода) и необходимости применения конденсатора фильтра Сф большой емкости (так как он заряжается только за сравнительно короткие промежутки времени, когда проводит диод, а разряжается значительное большее время) однополупериодная схема выпрямления на практике применяется очень редко. Она была подробно рассмотрена для выяснения общих особенностей диодных выпрямителей на примере простейшего из них. Двухполупериодная схема выпрямления. Такая схема реализуется применением двух диодов и более сложного трансформатора, вторичная обмотка которого имеет отвод от средней точки. Схема такого выпрямителя с простейшим фильтром на выходе показана на рис. 4.5,а. Эпюры, иллюстрирующие его работу, приведены на рис. 4.5,б. 212

Рис. 4.4. Графики зависимости угла отсечки ϑ выпрямителя, коэффициентов D и В от параметра А

Рис. 4.5. Схема двухполупериодного выпрямителя с емкостным фильтром Сф на входе (а) и эпюры токов диодов, полупериодов напряжения на вторичной обмотке трансформатора (когда проводит либо Д1, либо Д2) и напряжения на нагрузке (б)

213

При двухполупериодном выпрямлении поочередно диоды проводят, в результате чего в нагрузку поступают импульсы тока в течение обоих полупериодов входного напряжения. Если при положительной полуволне на первичной обмотке трансформатора проводит, например, диод Д1, то при отрицательной полуволне в проводящем состоянии оказывается диод Д2. И в данном выпрямителе диоды проводят только в течение времени, пока напряжение на вторичной обмотке U2 превышает напряжение на выходе выпрямителя U0 на величину напряжения отпирания Uот.д. Следовательно, и в этом случае угол отсечки определяется соотношением U + U от.д cos ϑ = 0 . U 2m То обстоятельство, что за полный период заряд конденсатора производится двумя импульсами тока Iд1 и Iд2 (см. эпюры на рис. 4.5,б), а не одним, как в однополупериодном выпрямителе, является важным фактором, улучшающим характеристики выпрямителя и фильтра. Мгновенное значение тока через любой диод в проводящем состоянии можно определить по формуле U 1 I д (t ) ≅ [U 2 (t ) − (U 0 + U д )] ≅ 2 m (cos ωt − cos ϑ) . r r Постоянная составляющая тока I0 = Iн, поступающего в нагрузку с учетом того, что за один период переменного напряжения на выходе выпрямителя поступают N = 2 импульса тока, составляет N (U 0 + U от.д ) I0 = А, (4.10) πr где А = tgϑ–ϑ. При практических расчетах, как уже отмечалось, на основании исходных данных рассчитывают параметр А по формуле πI 0 r πr . (4.11) А= ≅ N (U 0 + U от.д ) ⎛ U от.д ⎞ ⎟ NRн ⎜⎜1 + U 0 ⎟⎠ ⎝ Основные параметры двухполупериодного выпрямителя определяются следующими соотношениями. 1. Действующее напряжение вторичной обмотки 214

U2 = B(U0 + Uот.д). 2. Действующий ток во вторичной обмотке 1 2π

I2 =

ϑ

∫−ϑ

U 22m 2

(cos ωt − cos ϑ) 2 d (ωt ) =

r где N = 2 – число импульсов тока. 3. Действующий ток в первичной обмотке I1 = где птр =

N nтр

I2 =

D nтр N

(4.12) 1 DI 0 , N

I0 ,

(4.13)

(4.14)

W1 – коэффициент трансформации трансформатора. W2

4. Обратное напряжение на диоде Uобрmax ≃U0 + U2m = 2,82BU0. 5. Средний ток каждого диода Iд.ср = 0,5I0. 6. Действующее значение тока диода 1 Iд ≃ I2 = DI0. N 7. Амплитудное значение тока диода Imд =

U 2m − (U 0 + Uот.д )

где F=

r

= сosωt =1

(4.15)

U 2m (1 − cos ϑ) = FI 0 , (4.16) r

U + U от.д ⎛ 1 U 2m ⎞ − 1⎟ . (1 − cos ϑ) = 0 ⎜ rI 0 I0r ⎝ cos ϑ ⎠

(4.17)

8. КПД выпрямителя η=

Р0 I 02 Rн 2 Rн I 0 2 = = = , Р1 I1U1 DBU 0 BD

где Р0 = I 02 Rн – мощность, отдаваемая в нагрузку; Р1 = U1I1 – мощность, потребляемая от сети. 215

При прочих равных условиях двухполупериодный выпрямитель дает несколько больший коэффициент использования трансформатора и меньшую пульсацию, чем однополупериодный выпрямитель. Этот выпрямитель наиболее часто применяется для напряжения U0 ≤ 10 В при токах нагрузки до нескольких десятков ампер с LC-фильтром. Однофазная мостовая схема выпрямления. Схема мостового выпрямителя показана на рис. 4.6. Для описания принципа его действия можно воспользоваться эпюрами на рис. 4.5,б, которые были составлены для двухполупериодного выпрямителя. Выпрямитель работает следующим образом. При положительной полуволне напряжения вторичной обмотки, когда оно превышает выходное напряжение выпрямителя U0 на сумму напряжений отпирания диодов Д1 и Д3, они отпираются, пропуская импульс тока длительностью 2ϑ. При этом угол отсечки определяется уравнением 1 cos ϑ = (U 0 + U от.д1 + U от.д2 ) = U 2m

1 (U 0 + 2U от.д ). U 2m При отрицательной полуволне напряжения вторичной обмотки проводят диоды Д2 и Д4, формируя импульс тока длительностью тоже 2ϑ. Таким образом, в мостовой схеме за один период колебания переменного синусоидального напряжения формируются два импульса тока со средним значением T 2(U 0 + 2U от.д ) 1 A, I0 = I д (t )dt = πr T Рис. 4.6. Схема однофазного мостового выпрямителя

=

∫ 0

где r = rтр + 2rпр; А = tgϑ – ϑ. Два импульса тока за период формировались и в двухполупериодном выпрямителе. Однако такой выпрямитель требовал трансформатор со средней точкой, при этом с очень низким коэф216

фициентом использования трансформатора. Если в двухполупериодном выпрямителе вторичные обмотки работали поочередно с действующим значением тока I2 = 0,5DI0, то в мостовом выпрямителе вторичная обмотка включается как при положительной полуволне напряжения, так и при отрицательной, пропуская ток, действующее значение которого в 2 = 1,4 раза больше, т.е. I2 =

N 2π

ϑ

∫

U 22m

−ϑ

r

2

(cos ωt − cos ϑ) 2 d (ωt ) =

1 DI 0 , N

где N = 2 – число импульсов тока за один период. В мостовой схеме обратное напряжение на каждом из диодов оказывается вдвое меньше, чем в предыдущих схемах, т.е. 1 Uобр = (U 2 m + U 0 ) ≃ 1,41BU0. 2 Это объясняется тем, что суммарное обратное напряжение величиной U2m + U0 ≃ 2U2m = 2,82BU0 падает на два диода. Остальные параметры мостовой схемы (I0 = Iд.ср, Iд, Iтд) определяются выражениями, полученными для двухполупериодной схемы выпрямления. При этом надо учитывать, что в соответствующих соотношениях величину Uот.д надо удвоить, так как в каждой ветви имеются два диода, включенных последовательно. Мостовая схема находит наиболее широкое применение при питании от однофазной сети. Она по своим характеристикам превосходит другие схемы выпрямления по коэффициенту использования трансформатора, величине обратного напряжения на диодах. Достоинством мостовой схемы можно считать и то, что в ней используется простой трансформатор без отвода со средней точки. Весьма существенным преимуществом мостовой схемы является также и возможность непосредственного подключения к питающей сети переменного тока без трансформатора. Многофазные схемы выпрямления. Для увеличения числа импульсов тока с целью уменьшения пульсации напряжения на выходе выпрямителя и более полного использования трансформатора применяют многофазные схемы выпрямления, из которых наиболее часто на практике встречаются трехфазные и шестифазные схемы. 217

Трехфазная схема выпрямления (рис. 4.7,а) включается в трехфазную сеть и обеспечивает формирование трех импульсов тока за один период колебаний входного напряжения. Ее преимущество по сравнению с однофазными схемами заключается в меньшей амплитуде пульсации и в том, что частота пульсации равна утроенной частоте тока питающей сети. Параметры этой схемы можно определить по формулам, полученным Рис. 4.7. Простая (а) и мостовая (б) для двухполупериодной схемы с трехфазные схемы выпрямления подстановкой N = 3. Большее распространение на практике получила трехфазная мостовая схема Ларионова (рис. 4.7,б). Она находит применение для получения как низких, так и высоких напряжений при токах в нагрузке от сотен миллиампер до десятков и даже сотен ампер. Трехфазная мостовая схема является энергетически наиболее экономичной. Обратное напряжение, приходящееся на вентиль, в этой схеме примерно равно выходному напряжению выпрямителя U0. Пульсация (на входе LС-фильтра или при его отсутствии) составляет теоретически 5,7 % от U0 при частоте, равной ушестеренной частоте напряжения питающей сети (практически пульсация составляет 8–10 % из-за неизбежной асимметрии напряжений в фазах обмоток трансформатора). Достоинством трехфазной мостовой схемы является то, что она, как и однофазная мостовая схема, допускает непосредственное подключение в питающую трехфазную сеть переменного тока без промежуточного развязывающего трансформатора. Шестифазная схема выпрямления строится на трехфазном трансформаторе, вторичные обмотки которого имеют отводы от средней точки. Таким образом, для каждой фазы напряжения применяют двухполупериодную схему выпрямления, благодаря чему обеспечивается формирование выходного напряжения U0 с пуль218

сацией при частоте, равной ушестеренной частоте напряжения питающей сети. Пульсация в этой схеме такая же, что и в схеме Ларионова. Однако она уступает схеме Ларионова по сложности изготовления трансформатора. Несмотря на то, что в этой схеме падение напряжения на вентилях в каждом такте работы в 2 раза меньше, чем в схеме Ларионова, с появлением полупроводниковых диодов с малым перепадом напряжения Uд.пр это преимущество шестифазной схемы стало не столь существенным. Поэтому в большинстве случаев, в том числе и для низких выпрямленных напряжений, предпочтение отдают мостовой схеме Ларионова. Схемы выпрямителей с умножением напряжения. Для получения выпрямленного напряжения, в 2 или более раз превышающего амплитудное значение напряжения на вторичной обмотке трансформатора, применяют схемы выпрямителей с умножением напряжения. При этом выпрямитель дополняется конденсаторами, способными накапливать и в течение некоторого времени сохранять электрический заряд. Простейшей схемой такого вида является схема удвоения напряжения, которая показана на рис. 4.8. Это двухполупериодная схема, в которой поочередно отпираются диоды Д1 и Д2, заряжая соответственно конденсаторы С1 и C2. При положительной полуволне наРис. 4.8. Схема выпрямления пряжения на вторичной обмотке, когда с удвоением напряжения это напряжение U2(t) превышает напряжение Uс1 на конденсаторе С1 на величину напряжения отпирания Uот.д, диод Д1 отпирается и производит подзарядку конденсатора С1. При этом угол отсечки определяется выражением U + U от.д cosϑ = c1 . U 2m Во время отрицательной полуволны напряжения вторичной обмотки при U2mcosϑ = Uс2 + Uот.д отпирается диод Д2, обеспечивая подзарядку конденсатора С2. При этом напряжение на выходе выпрямителя U0, снимаемое с последовательно соединенных конденсаторов C1 и С2, окажется равным 219

U0 = Uc1 + Uc2 = 2(U2mcosϑ – Uот.д), то есть близким к удвоенной величине напряжения вторичной обмотки трансформатора. В рассмотренном выпрямителе с удвоением напряжения подмагничивание в трансформаторе отсутствует (так как схема симметричная), частота пульсации вдвое выше частоты напряжения питающей сети. Однако такой выпрямитель может работать только в маломощных источниках питания, так как в противном случае конденсаторы С1 и С2 будут заметно разряжаться и удвоение напряжения не будет иметь место. Такие выпрямители применяются в высоковольтных источниках питания (до нескольких киловольт) при небольших токах нагрузки (не более десятков миллиампер). В этой схеме при заданном выходном напряжении U0 напряжение на вторичной обмотке и соответственно обратное напряжение на вентиль вдвое меньше, по сравнению со схемой без умножения. Недостатком схемы является то, что ни один из выводов вторичной обмотки трансформатора не может быть соединен с корпусом, если с ним соединен один из выводов выпрямителя (см. рис. 4.8). При необходимости большего увеличения выходного напряжения U0 используют схемы умножения напряжения на три, четыре и т.д., в которых каждый последующий конденсатор заряжается до более высокого напряжения, чем предыдущий. Расчет схем умножения напряжения проводят на основании соотношений, полученных для выпрямителей, с учетом коэффициента умножения напряжения пу и числа звеньев пз. 4.2.2. Тиристорные управляемые выпрямители

На практике часто требуются источники питания, у которых выходное напряжение и ток должны плавно регулироваться в широких пределах. В настоящее время такие источники питания строят на основе тиристорных управляемых выпрямителей, в которых, меняя угол отсечки тока, можно регулировать выходное напряжение. В таких выпрямителях тиристоры выполняют одновременно функции преобразования переменного тока в постоянный и регулирования уровня выходного напряжения. Использование тири220

сторных управляемых выпрямителей в качестве регулирующих элементов приводит к заметному повышению КПД вторичных источников питания, существенному уменьшению их габаритов и массы. На рис. 4.9,а показана схема наиболее распространенного варианта однофазного двухполупериодного тиристорного выпрямителя. Поскольку работа тиристора на емкостную нагрузку недопустима (из-за чрезмерного роста тока), то к выходу таких выпрямителей подключают LC-фильтр (см. дроссель Др с конденсатором Сф на рис. 4.9,a). При этом чтобы предотвратить образование мощных всплесков напряжения, которые индуцируются на дросселе при прерывании тока (когда запираются тиристоры), выход выпрямителя шунтируют диодом Д. Катоды тиристоров объединены и образуют общую точку для сигнала управления, поступающего на входы тиристоров.

Рис. 4.9. Схема однофазного двухполупериодного тиристорного выпрямителя (а) и эпюры выпрямленного напряжения при угле зажигания α (б)

На рис. 4.9,б приведены эпюры выпрямленных напряжений на входе фильтра с углом зажигания α, при котором поочередно включаются тиристоры – при положительной полуволне напряжения вторичной обмотки Д1, а при отрицательной – Д2. Среднее значение выпрямленного напряжения на входе фильтра определяется соотношением 221

U0 =

1 2π

π−α

∫

(U 2m − U ост ) sin ωtdωt =

0

U 2 m − U ост (1 + cos α) , π

где Uост – остаточное напряжение на тиристоре (обычно Uост << U2т); пределы изменения угла зажигания 0 ≤ α ≤ π. При использовании управляемого выпрямителя в регулируемых источниках питания необходимо обеспечить его работу на крутом участке характеристики U0 = F(α), что обеспечивается выбором начального угла зажигания тиристоров αmin. Для рассматриваемой схемы αmin = 30°, а U0 ≃ U2m. 4.2.3. Выпрямители с преобразователем напряжения

Для питания электронной аппаратуры, особенно переносной, часто требуется получить более высокое напряжение постоянного тока с помощью низковольтных источников тоже постоянного тока, например, аккумуляторных или гальванических батарей с напряжением единицы вольт. Для этой цели используют преобразователи постоянного напряжения. Преобразователи напряжения предназначены для преобразования постоянного напряжения в переменное с тем, чтобы амплитуду последнего можно было повысить при помощи трансформатора. Полученное таким способом более высокое напряжение на вторичной обмотке трансформатора выпрямляется при помощи одной из схем, рассмотренных выше. В качестве собственно преобразователя постоянного напряжения обычно используют релаксационный генератор, работающий в автоколебательном режиме. Выходное напряжение генератора в виде периодической последовательности импульсов подается на первичную обмотку трансформатора для получения более высокого напряжения на вторичной обмотке. При этом часто между генератором импульсов и трансформатором включают усилитель мощности, работающий в ключевом режиме (такой режим обеспечивает высокий КПД). В ряде случаев функции генератора и усилителя 222

совмещают, используя в качестве преобразователя мощный генератор с трансформаторной обратной связью регенеративного характера, представляющий собой разновидность блокинг-генератора. 4.3. Сглаживающие фильтры

Фильтры предназначены для сглаживания пульсирующей составляющей выпрямленного напряжения. Допустимый уровень пульсации определяется условиями эксплуатации и требованиями к питаемой РЭА. Основным параметром фильтра является коэффициент сглаживания, определяемый соотношением ′ ΔU 0п k′ U 0′ , qф = п0 = kп0 ΔU 0п U0 ΔU 0′ п ΔU 0п и kп 0 = где kп′ 0 = – коэффициенты пульсации напряU 0′ U0 жений на входе и выходе фильтра соответственно; ΔU 0′ п и ΔU0п – амплитуды пульсирующих напряжений; U 0′ и U0 – средние значения напряжений (со штрихом – на входе фильтра). Для расчета параметров фильтра необходимо прежде всего определить амплитуду пульсации на выходе выпрямителя. Напряжение пульсации имеет сложную форму, поэтому целесообразно его разложить в ряд Фурье. При этом достаточно учесть только низшую гармонику пульсации, т.е. первую гармонику с частотой fп, равной или кратной (с коэффициентом пкр) частоте питающей сети fс. Такое упрощение основано на следующих фактах: во-первых, низшая гармоника пульсации имеет наибольшую амплитуду, практически определяющую величину пульсации, и, во-вторых, эта гармоника ослабляется фильтром в наименьшей мере, поскольку частота остальных гармоник выше, чем первой гармоники. Для фильтров, вход которых шунтируется конденсатором, целесообразно имитировать пульсацию источником тока, амплитуда которого определяется интегральным соотношением для первой 223

гармоники ряда Фурье I mп

где

H=

N = π

ϑ

∫ I 0 (t ) cos( Nωct )d (tωc ) = I 0πωc

−ϑ

2 πωc ( N 2 − 1) N

H , A

(4.18)

sin[ Nϑ − N cos( Nϑ) tg ϑ]

– функция от угла отсечки ϑ, графики которой (рис. 4.10) обычно I 0 πr строят в зависимости от параметра А ≡ tg ϑ − ϑ = ; N (U 0 + nвU от.д ) ωс = 2πfс – круговая частота питающей сети; ωп = Nωс = 2πNfс – круговая частота повторения пульсирующего импульса (с коэффиN (U 0 + nвU отв ) циентом кратности пкр = N, частотой fс); I 0 = A – rπ среднее значение тока на выходе фильтра, шунтированного нагрузU кой Rн.ф = 0 . I0

Рис. 4.10. График зависимости функции Н от параметра А при частоте сети fс = 50 Гц в двухтактном выпрямителе 224

Если фильтр имеет высокоомный вход (например, с индуктивной катушкой или резисторы на входе), то удобно представлять пульсацию источником напряжения, амплитуда которого определяется так же как и у импульса тока интегральной формулой

U mп

NU 2 m ≈ π

ϑ

∫ (cos ωсt − cos ϑ) cos( Nωct )dωct =

−ϑ

= (U 0 + nвU от.д )ωс NH .

(4.19)

4.3.1. Пассивные фильтры

Методика проектирования фильтров различной структуры иллюстрируется ниже на конкретных примерах. Простейший емкостный фильтр (рис. 4.11,а). В этом фильтре вход и выход совмещены, поэтому U 0′ = U0; ΔU 0′ п = ΔU0п, а следовательно, qф = 1. Расчет такого фильтра сводится к вычислению емкости конденсатора Cф так, чтобы напряжение пульсации ΔU0п не превышало допустимую величину. Амплитуду напряжения пульсации (для низшей гармоники Iтп) можно определить на основании схемы замещения, которая показана на рис. 4.11,б. Как следует из этой схемы, Rн.ф I ΔU 0п = I mп Z ф = I mп ≈ mп , (ω C R ) 2 + 1 ωп.нCф п.н ф н.ф

где Rн.ф – сопротивление нагрузки, шунтирующей выход фильтра. Емкость конденсатора фильтра при этом определяется выражением 1 Сф = 2πNf с Rн.ф

2

⎛ I mп Rн.ф ⎞ I mп ⎜ ⎟ −1 ≃ . ⎜ ΔU ⎟ 2πNf с ΔU 0п 0п ⎠ ⎝

Подставив в последнее соотношение амплитуду пульсации тока Imп, определяемую формулой (4.18), получим

Сф =

I 0 πH I 0 πH πH = = , ΔU 0п AN U 0 kп0 AN Rн.ф kп0 AN 225

ΔU 0п – коэффициент пульсации на выходе фильтра, знаU0 чение которого указывается в техническом задании. где kп0 =

Рис. 4.11. Схемы пассивных фильтров (а, в, д, ж, и) и соответствующие им схемы замещения с источниками пульсации Imп (б, к) и Umп (г, е, з)

Резистивно-емкостный фильтр (рис. 4.11,в). Этот фильтр отличается от предыдущего резистором Rф, который включают, чтобы при заданной пульсации можно было использовать конденсатор Сф меньшей емкости. Однако включение резистора Rф связано с необходимостью увеличения постоянного напряжения на входе фильтра U 0′ = U0 + I0Rф 226

на величину I0Rф. Обычно исходя из приемлемой величины U 0′ определяют сопротивление резистора U ′ −U0 Rф = 0 , I0 а емкость конденсатора вычисляют так, чтобы пульсация не превышала допустимую величину. Для получения расчетной формулы в данном случае используют схему замещения (рис. 4.11,г) с источником напряжения на входе. Из этой схемы следует, что амплитуда напряжения пульсации на выходе фильтра Rн.ф ΔU0п = U mп

Rф + Rн.ф [Cф ( Rф || Rн.ф )ωп ]2 + 1

≃

U mп = Cф Rф ωп

⎛ ⎞ U U 0 ⎜⎜1 + nв от.д ⎟⎟ U0 ⎠ = ⎝ H, Cф Rф а емкость конденсатора Сф =

U ⎞ Н H ⎛ ⎜⎜1 + nв от.д ⎟⎟ . (U 0 + nвU от.д ) = ΔU 0п Rф U0 ⎠ kп0 Rф ⎝

Индуктивный фильтр (рис. 4.11,д). Такой фильтр применяется на выходе выпрямителей, в которых имеется опасность выхода из строя вентилей из-за превышения током допустимого уровня, как, например, в тиристорных выпрямителях. Напряжение пульсации на выходе фильтра составляет

ΔU0п =

U mп Rн.ф 2 ωп2 L2ф + Rн.ф

=

(U 0 + nвU от.д ) Rн.фωс 2 ωп2 L2ф + Rн.ф

NH .

Для ограничения пульсации на уровне, лимитируемом заданным ΔU 0п значением kп0 = , требуется индуктивность Lф величиной U0 227

Lф =

2

Rн.ф 2πNf с kп0

U ⎛ ⎞ 2 ⎜⎜1 + nв от.д ⎟⎟ N 2 H 2 ωс2 − kп0 ≃ U 0 ⎠ ⎝

HRн.ф ⎛ U ⎞ ⎜⎜1 + nв от.д ⎟⎟ . kп0 ⎝ U0 ⎠ Индуктивно-емкостный Г-образный фильтр (рис. 4.11,ж). Даже при сравнительно высоком значении коэффициента пульсации в простейшем фильтре (см. рис. 4.11,д) индуктивность дросселя оказывается чрезмерно большой величины (единицы и десятки генри). Дополнив такой фильтр конденсатором, можно уменьшить индуктивность. Из схемы замещения (рис. 4.11,з) следует, что U mп ΔU0п = ≃ 2 ⎛ ⎞ Lф ⎟ ( LфCф ωп2 − 1) 2 + ωп2 ⎜ ⎜ Rн.ф ⎟ ⎝ ⎠ Rн.ф (U 0 + nвU от.д ) ωс NH . ≃ ωп Lф (Cф Rн.ф ωп ) 2 + 1 ≃

Задаваясь емкостью конденсатора Сф, рассчитывают индуктивность дросселя по формуле ⎛ ⎞ U U Rн.ф ⎜⎜1 + nв от.д ⎟⎟ 1 + nв от.д U0 ⎠ U0 ⎝ Lф = H≃ H. 2 2πf c NCф kп0 kп0 (Cф Rн.ф 2πf c N ) + 1 Если же задаются индуктивностью, то вычисляют емкость конденсатора U 2 1 + nв от.д ⎡ HRн.ф ⎛ U ⎞⎤ U0 1 ⎜⎜1 + nв от.д ⎟⎟⎥ − 1 ≃ Сф = H. ⎢ U 0 ⎠⎦⎥ 2πf c NLф kп0 2πf c NRн.ф ⎣⎢ Lф kп0 ⎝ Индуктивно-емкостный П-образный фильтр (рис. 4.11,и). Напряжение пульсации ΔU0п определяют из схемы замещения (рис. 4.11,к), в которой входная пульсация имитируется источником тока Iтп, а не источником напряжения Umп, как это было в схеме заме228

щения аналогичного Г-образного фильтра (см. рис. 4.11,з). Это объясняется тем, что на входе П-образного фильтра действует конденсатор Cф1, препятствующий изменению напряжения (поэтому принудительно нельзя задавать изменение напряжения на этом конденсаторе посредством источника напряжения Uтп). На основании схемы замещения (см. рис. 4.11,к) определяют амплитуду напряжения пульсации U0п на выходе фильтра Z н.ф U0п = I mп

Cф1 р 1 Cф1 р

≃

+ Lр + Z н.ф

≃

I mп ωп L2ф ωп4 (Cф1Cф2 ) 2 + (Cф1 + Cф2 ) 2

,

(4.20)

где

Z н.ф =

Rн.ф 2

(ωпCф1Rн.ф ) + 1

≃

1 ωп Cф1

.

При заданных емкостях конденсаторов Сф1 и Сф2 индуктивность дросселя вычисляют по формуле 2

⎛ I 0 πH ⎞ ⎜ ⎟ − (Cф1 + Cф2 ) 2 . Lф = 2 ⎜ U ANk ⎟ Сф1Сф2 (2πf с N ) ⎝ 0 п0 ⎠ Если же задаются индуктивность Lф и емкость одного из конденсаторов, то на основании соотношения (4.20) вычисляют емкость другого конденсатора. 1

4.3.2. Активные фильтры

Активные фильтры строят на транзисторах с добавлением простейших емкостных фильтров. На рис. 4.12 показаны транзисторные фильтры, в первом из которых используется повторитель напряжения, во втором – усилительный каскад. 229

Рис. 4.12. Схемы активных фильтров на повторителе напряжения (а) и усилителе с обратной связью по току (б)

В активном фильтре на повторителе напряжения (pиc. 4.12,а) на базу транзистора подается напряжение с выхода RС-фильтра, образуемого высокоомным резистором Rф и конденсатором Сф. На выходе выпрямителя обычно используется простейший емкостной фильтр на конденсаторе Сф1. Так как ток, протекающий через резистор фильтра Rф, почти в βN раз меньше тока, поступающего в нагрузку I0 = Iэ, то сопротивление Rф можно выбрать в βN раз большей величины, чем в аналогичном пассивном фильтре. Это позволяет значительно повысить коэффициент сглаживания RфCффильтра или при том же коэффициенте qф использовать конденсатор в βN раз меньшей емкости. В активном фильтре на рис. 4.12,б используется усилительный каскад с глубокой обратной связью по току, образуемой перепадом напряжения на резисторе Rэ в эмиттере транзистора. На эмиттерный и базовый входы этого усилителя поступает напряжение пульсаций (на первый вход непосредственно с конденсатора фильтра Cф, а на второй – базовый вход – через разделительную цепь СбRб). Поскольку в коллекторной цепи входные сигналы появляются в противофазе, то они вычитаются, что и приводит к заметному уменьшению пульсации тока в коллекторе, а следовательно, в нагрузке I0 = Iк. При этом, если возможен выбор сопротивления Rэ > Rн, то усилитель передает пульсацию со входов на выход с ослаблением, благодаря чему пульсация на выходе еще больше уменьшается и становится равной Uвых.фт = Uвх.фт Rн . Rэβ N 230

Для нормальной работы транзисторных фильтров необходимо обеспечить работу транзистора в активной области, поэтому надо, чтобы разность потенциалов между входом и выходом фильтра была не менее (1,5÷3) В. В схеме на рис. 4.12,а можно получить qф = 50–200, а в схеме на рис. 4.12,б еще большей величины: qф = (100– 1000), однако в этой схеме выходное напряжение U0 зависит от тока нагрузки, так как U0 = U 0′ – Uк.э – I0Rэ. Как видно из этого соотношения, с ростом тока нагрузки I0 растет перепад напряжения на резисторе Rэ, поэтому уменьшается выходное напряжение U0. 4.4. Стабилизаторы напряжения и тока, классификация и основные параметры

Стабилизаторы напряжения и тока предназначены для обеспечения постоянства напряжения или тока в заданных пределах при изменении нагрузки, параметров первичного источника питания и условий эксплуатации и окружающей среды. По принципу работы стабилизаторы делятся на параметрические и компенсационные. Параметрическими называют стабилизаторы, у которых напряжение или ток стабилизируются при помощи электронных приборов с нелинейной характеристикой, ограничивающей пределы изменения стабилизируемого параметра – напряжения или тока. Компенсационные стабилизаторы представляют собой систему автоматического регулирования напряжения или тока, у которых стабилизируемая величина автоматически поддерживается в заданных пределах постоянной и равной или пропорциональной стабильному опорному напряжению или току. В компенсационных стабилизаторах происходит сравнение стабилизируемой величины с заданной опорной величиной, в результате чего вырабатывается такое воздействие на элементы, регулирующие напряжение или ток, чтобы отклонение стабилизируемой величины от номинальной уменьшалось и не превосходило допустимых пределов. 231

Компенсационные стабилизаторы в свою очередь можно разбить на два класса – непрерывного регулирования и ключевые. В первом из них регулирование производится непрерывно. В ключевых стабилизаторах регулирующие элементы включаются по мере необходимости в определенные промежутки времени. В зависимости от схемы включения регулирующего элемента различают стабилизаторы с последовательным и параллельным включением регулирующего элемента с нагрузкой. Стабилизаторы характеризуются номинальным значением стабилизируемого параметра (напряжения или тока) и его предельно допустимыми изменениями при заданных отклонениях входного напряжения или тока от номинальной величины, диапазоном изменения тока или напряжения нагрузки, температурным диапазоном работы стабилизатора. Степень стабилизации напряжения или тока количественно определяется следующими параметрами: • коэффициентом стабилизации напряжения при номинальΔU 0 / U 0 ной величине тока нагрузки kстU = ; ΔU н / U н • в стабилизаторах тока – коэффициентом стабилизации тока при номинальной величине напряжения на нагрузке ΔU 0 / U 0 kстI = . ΔI н / I н Коэффициент стабилизации показывает, во сколько раз относительное изменение входного напряжения или тока больше относительного изменения стабилизируемого параметра; • внутренним сопротивлением стабилизатора, характеризующим изменение выходного напряжения с изменением тока нагрузΔU н ки, rвн.ст = ; ΔI н • динамическим внутренним сопротивлением стабилизатора, характеризующим пиковое значение изменения напряжения при ΔU н.имп импульсном изменении тока нагрузки, rдин.ст = ; ΔI н.имп 232

• температурным коэффициентом напряжения или тока:

k т.ст =

ΔY / Y ΔY или α ст = ⋅100% , где Y = Uн; ΔY = ΔUн – для ΔTокр ΔTокр

стабилизаторов напряжения; Y = Iн; ΔY = ΔIн – для стабилизаторов тока; • дрейфом стабилизируемой величины во времени, определяемым отклонением стабилизируемого параметра от своей номинальной величины за определенный промежуток времени. Экономичность работы стабилизатора характеризуется коэффиР циентом полезного действия ηст = н , где Рн = IнUн и Р0 = I0U0 – Р0 мощности на выходе и на входе стабилизатора. 4.4.1. Параметрические стабилизаторы

В параметрических стабилизаторах напряжение или ток стабилизируют применением электронных приборов, ограничивающих пределы изменения стабилизируемой величины. При этом непременным условием стабилизации напряжения или тока является наличие на ВАХ электронного прибора участка, на котором стабилизируемый параметр (напряжение или ток) изменяется незначительно. Для стабилизации напряжения используют газоразрядные и полупроводниковые стабилитроны, а для стабилизации тока – бареттеры и транзисторы. В настоящее время наиболее часто применяют полупроводниковые приборы. Стабилизацию напряжения удобно реализовать на кремниевых стабилитронах, имеющих ВАХ с резким изломом в области пробоя и способных работать при меньших токах, чем германиевые приборы. Для стабилизации тока применяют транзисторы. Параметрические стабилизаторы напряжения нa полупроводниковых стабилитронах. На рис. 4.13,а показана схема простейшего стабилизатора напряжения на кремниевом стабилитроне, а на рис. 4.13,б – схема его замещения, в которой стабилитрон представлен в виде источника напряжения Uст с внутренним сопротивлением rст. 233

Рис. 4.13. Схема параметрического стабилизатора на кремниевом стабилитроне (а) и схема его замещения (б)

Кроме стабилитрона, в схему стабилизатора включают гасящий резистор Rгас, сопротивление которого выбирают так, чтобы в заU данном диапазоне изменения тока нагрузки Iн ≃ ст стабилитрон Rн работал в режиме пробоя с почти постоянным напряжением Uст (см. ВАХ на рис. 4.14). Именно на этом участке ВАХ обеспечивается стабилизация напряжения на нагрузке.

Рис. 4.14. ВАХ стабилитрона

Чтобы удовлетворить указанному условию, необходимо выполнение неравенства U − U стmin Iстmin + Iнmax ≥ 0 min , rвн + Rгас из которого определяют сопротивление гасящего резистора 234

Rгас ≥

U 0 min − U стmin – rвн, I стmin + I нmax

(4.21)

где U0min = U0 – ΔU0max – минимальное напряжение на входе стабилизатора, которое меньше своего номинального значения на величину ΔU0mах; Uстmin – напряжение на стабилитроне в точке излома ВАХ, соответствующее току Icтmin; Iстmin – минимальное значение тока стабилизатора, меньше которого прекращается пробой и стабилитрон перестает стабилизировать напряжение; Iнmax – максимальный ток нагрузки. Как следует из схемы на рис. 4.13,б, выходное напряжение стабилизатора Uн = U0 – (Iн + Iст)(Rгас + rвн). Из этого соотношения следует, что изменения выходного напряжения и тока нагрузки гасятся увеличением или уменьшением перепада напряжения на резисторе Rгас, что и позволяет стабилитрону стабилизировать выходное напряжение. Учитывая, что, как правило, Rгас + rвн >> rст, выходное напряжение стабилизатора можно определить приближенной формулой rст Uн ≈ U0 + U ст − I н rст . Rгас + rвн Из выражений для выходного напряжения следует, что основные параметры простейшего параметрического стабилизатора определяются следующими соотношениями: коэффициент стабилизации ( Rгас + rвн ) Rн kстU ≈ ; (4.22) ( Rгас + Rн + rвн )rст внутреннее сопротивление стабилизатора ΔU н rвн.ст = ≃ rст. ΔI н КПД становится минимальным при максимальном значении входного напряжения U0max и минимальном токе нагрузки; обычно η = (30÷50) %. При практических расчетах сначала по заданному значению стабилизируемого напряжения выбирают стабилитрон, приняв Uст ≃Uн. Затем, если задано входное напряжение U0, то по формуле (4.21) 235

рассчитывают сопротивление Rгас и проверяют, удовлетворяет ли рассчитанная схема коэффициенту стабилизации. Если же указано требуемое значение коэффициента стабилизации, то на основании выражения (4.22) рассчитывают сопротивление резистора Rгас, а затем определяют необходимое напряжение U0 по формуле (4.21). При выборе режима работы стабилитрона необходимо исключить его работу при токах, меньших Iстmin, который равен 2–3 мА для маломощных стабилитронов и 3–5 мА для мощных. Максимальное значение тока стабилитрона Icтmax ограничивается допустимой мощностью, лимитируемой температурой обратносмещенного р-п-перехода, при которой наступают необратимые изменения параметров диода, работающего в режиме пробоя. Нестабильность выходного напряжения, кроме рассмотренных выше причин (изменение U0 и Iн), обусловлена также изменением температуры р-п-перехода. Эта нестабильность характеризуется температурным коэффициентом напряжения стабилитрона du. Для уменьшения температурного дрейфа иногда применяют компенсацию дрейфа при помощи прямосмещенного диода или диодов, которые включаются последовательно со стабилитроном. Параметрические стабилизаторы тока. Простейший стабилизатор тока можно построить на униполярном транзисторе с управляющим р-п-переходом, включив его по схеме, которая показана на рис. 4.15,a. На рис. 4.15,б представлена ВАХ транзистора с граничными значениями напряжения перекрытия Uс.пер и соответствующего тока Iс.пер, лимитирующими область работы транзистора в стабилизаторе. Параметры стабилизатора можно определить, аппроксимируя в пологой области ВАХ тока стока транзистора приближенным выражением, основанным на представлении тока стока Iс в виде суммы составляющих: U си − U с.пер I с = I с.пер + = ri

= 236

kп 1 (U зи − U зи.отс ) 2 + ri 1+ η

⎡ ⎤ 1 ⎢U си − 1 + η (U зи − U зи.отс )⎥, ⎣ ⎦

kп (U зи − U зи.отс ) 2 – ток стока при напряжении на сто1+ η 1 ке, равном напряжению перекрытия канала Uс.пер= × 1+ η 1 × (U зи − U зи.отс ) ; ΔIс = (Uси – Uс.пер) – приращение тока стока при ri превышении перепада напряжения между стоком и истоком Uси над величиной Uс.пер; ri – внутреннее сопротивление транзистора. где Iс.пер =

а б Рис. 4.15. Схема параметрического стабилизатора тока на униполярном транзисторе (а) и ВАХ его транзистора (б)

Включение резистора Rи с целью задания тока стока Iс требуемой величины одновременно способствует стабилизации тока нагрузки Iн = Iс в результате действия отрицательной обратной связи по току и увеличению внутреннего сопротивления стабилизатора до величины rвн.ст = ri + Rи(μт + 1) = ri(1 + SRи), ⎛ ∂U си ⎞ ⎟⎟ где μ т = ⎜⎜ – коэффициент усиления транзистора. Ко⎝ ∂U зи ⎠ I =const с

эффициент стабилизации тока kстI

⎡  SR и ⎤ ⎢ ⎥ I r ΔU 0 / U 0 kп = ≃ н i ⎢1 + 2 Rи Iн ⎥ . ΔI н / I н U0 ⎢ 1+ η ⎥ ⎢ ⎥ ⎣ ⎦ 237

Простейший стабилизатор тока на биполярных транзисторах строят по известной схеме источника стабилизированного тока (рис. 4.16), широко используемого в ИМС. В этой схеме транзистор Т1 в диодном включении задает и стабилизирует ток коллектора Iк = Iн транзистора Т. В целом устройство работает как параметрический стабилизатор тока. Для повышения коэффициента стабилизации и увеличения выходного сопротивления в эмиттеры транзисторов включают резисторы Rэ ≃ Rэ1, перепад напряжений на которых Рис. 4.16. Стабилизатор тока приводит к образованию обратной на биполярном транзисторе связи по току. 4.4.2. Компенсационные стабилизаторы напряжения непрерывного регулирования

Как отмечалось, компенсационный стабилизатор представляет собой систему автоматического регулирования со стабилизирующей обратной связью, в которой регистрируются отклонения выходного напряжения от номинальной величины, вырабатывается сигнал рассогласования, воздействие которого на регулирующий элемент удерживает стабилизируемый параметр – напряжение вблизи номинального уровня с заданной точностью. На рис. 4.17,а показана структурная схема компенсационного стабилизатора напряжения с регулирующим элементом РЭ, включенным последовательно с нагрузкой Rн. При изменении выходного напряжения Uн в результате изменения питающего стабилизатор напряжения U0, тока нагрузки Iн или температуры окружающей среды сравнивающее устройство СУ, на входах которого действуют опорное напряжение Uоп и часть выходного напряжения γ иU н R2 ), вырабатывает сигнал рассогласования, который R1 + R2 усиливается усилителем У и подается на вход регулирующего элемента. Под действием этого сигнала изменяется ток, пропускаемый

(где γ и =

238

регулирующим элементом так, чтобы выходное напряжение сохранило свое номинальное значение с заданной точностью.

Рис. 4.17. Структурные схемы компенсационных стабилизаторов напряжений непрерывного регулирования с регулирующим элементом, включенным последовательно (а) и параллельно (б)

На рис. 4.17,б представлена структурная схема стабилизатора напряжения непрерывного регулирования с регулирующим элементом, включенным параллельно нагрузке. Здесь постоянство выходного напряжения Uн поддерживается за счет увеличения или уменьшения тока, ответвляемого в регулирующий элемент. При этом возрастает или уменьшается перепад напряжения на гасящем резисторе Rгас почти на величину отклонения выходного напряжения ΔUн от номинальной величины, что и обеспечивает стабилизацию выходного напряжения Uн. На практике встречаются компенсационные стабилизаторы с регулирующим элементом в цепи переменного тока, а также с двумя регулирующими элементами, один из которых включается в цепь переменного тока, а второй – в цепь постоянного тока по структурным схемам рис. 4.17. Источником опорного напряжения в большинстве случаев служит параметрический стабилизатор напряжения на стабилитронах, а иногда и компенсационный стабилизатор. В качестве сравнивающего устройства удобно использовать дифференциальный каскад, который вместе с последующими усилительными каскадами образует усилитель постоянных сигналов. В современных разработках в качестве сравнивающего устройства и усилителя наиболее часто используют ИОУ, обеспечивающий как функции сравнения, 239

так и усиления. Регулирующим элементом обычно является мощный транзистор или блок транзисторов, включенных последовательно, параллельно или по схеме составных транзисторов. Компенсационные стабилизаторы напряжения обеспечивают бóльшую стабильность, бóльший диапазон стабилизируемых напряжений при бóльших изменениях тока нагрузки, чем параметрические стабилизаторы. Весьма существенными преимуществами стабилизаторов непрерывного регулирования следует считать то, что они не создают импульсных помех и не искажают формы кривой тока питающего напряжения. Однако их основным недостатком является низкий КПД по сравнению со стабилизаторами с импульсным регулированием. Компенсационные стабилизаторы напряжения с последовательно включенным регулирующим элементом. Стабилизаторы напряжения с последовательно включенным регулирующим элементом (см. рис. 4.17,а) находят широкое применение, так как позволяют получить наилучшую из всех известных типов стабилизаторов совокупность выходных параметров – коэффициент стабилизации, выходное сопротивление, динамическое внутреннее сопротивление и коэффициент сглаживания пульсаций. Стабилизаторы этого типа имеют сравнительно простые принципиальные электрические схемы, в них легко реализуется принцип функционально-узлового метода проектирования и наращивания мощности. Стабилизаторы с последовательным включением регулирующего элемента применяются для получения выходного напряжения от единиц до сотен вольт при токах нагрузки от единиц миллиампер до нескольких десятков ампер. При выходных напряжениях от 3 до 30 В и токах нагрузки до 1 А практично применение интегральных стабилизаторов. Дополнительное подключение мощного транзистора к составному регулирующему элементу интегрального стабилизатора (K142EH1, K142EH2) позволяет получить значительно бóльшие значения тока нагрузки. На рис. 4.18 показана обобщенная схема компенсационного стабилизатора с регулирующим элементом в виде мощного транзисто240

ра Тр, включенного последовательно с нагрузкой (на рисунке не показан).

Рис. 4.18. Схема компенсационного стабилизатора напряжения непрерывного регулирования с последовательно включенным регулирующим элементом, построенном на ИОУ

Следует отметить, что регулирующий транзистор Тр практически включен по схеме повторителя напряжения, что способствует уменьшению выходного сопротивления стабилизатора, повышению стабильности выходного напряжения Uн. Функции сравнивающего устройства и усилителя в современных стабилизаторах выполняет ИОУ или интегральный стабилизатор напряжения (ИСН), который обычно питается от источника напряжения U0 на входе стабилизатора. Иногда питание ИОУ или ИСН непосредственно от источника U0 затрудняет согласование по постоянному току выходного потенциала ИОУ или ИСН с потенциалом базы регулирующего транзистора. В этом случае используют согласующий резистивный делитель (на рис. 4.18 показаны пунктиром резисторы R3 и R4). Однако включение резистора R3 приводит к повышению выходного сопротивления повторителя напряжения на регулирующем транзисторе Тр, следовательно, и стабилизатора, что может быть нежелательным. Тогда используют для ИОУ или ИСН другой источник питания. При этом если требуемое напряжение питания меньше U0, то используют параметрический стабилизатор, при помощи которого понижают U0 до требуемой величины и питают ИОУ или ИСН. В качестве источника опорного напряжения обычно применяют параметрический стабилизатор напряжения, построенный на ста241

билитроне (см. резистор R и стабилитрон Ст на рис. 4.18). Это напряжение подается на неинвертирующий вход ИОУ или ИСН, на инвертирующий вход которого для сравнения с опорным постоянным напряжением подается часть выходного напряжения γиUн, снимаемая с резистивного делителя R1–Rп–R2. В этот делитель обычно включают переменный резистор Rп, при помощи которого можно регулировать в определенных пределах выходное напряжение стабилизатора Uн следующим образом: перемещением движка резистора Rп изменяется потенциал на инвертирующем входе ИОУ или ИСН, что приводит к изменению его выходного потенциала, а следовательно, потенциала базы Uб регулирующего элемента. Поскольку выходное напряжение стабилизатора Uн = Uб – Uбэ, то с изменением Uб соответственно меняется и Uн (Uб – потенциал базы Тр относительно минусовой шины питания, Uбэ = 0,7÷0,9 В – разность потенциалов между базой и эмиттером Тр). Обычно потенциометр Rп включают и в схему стабилизатора, предназначенного для стабилизации напряжения заданной величины. В этом случае потенциометр Rп используют во время наладки для установки выходного напряжения стабилизатора Uн на уровне номинального значения. Рассмотрим, каким образом происходит стабилизация выходного напряжения Uн. Это напряжение меняется, во-первых, с изменением напряжения U0 на входе стабилизатора (ΔU0), во-вторых, изза дрейфа выходного напряжения ИОУ или ИСН (ΔUвых.др.у = = KиΔUвх.др.у) и дрейфа опорного напряжения (ΔUоп.др) и, наконец, при изменении тока нагрузки, сопровождаемом изменением перепада напряжения на нагрузке на величину ΔUнаг (без учета стабилизирующей обратной связи). Таким образом, при замкнутой петле обратной связи часть отклонения выходного напряжения стабилизатора γиΔUн, поступая на инвертирующий вход ИОУ (ИСН), усиливается (KиγиΔUн), затем появляется на входе регулирующего элемента и передается с коэффициентом Kр.э на выход стабилизатора, тем самым уменьшая отклонение выходного напряжения ΔUн независимо от источников и причины этих отклонений. При этом ΔUН складывается из следующих составляющих: 242

ΔU н = K влU 0 ΔU 0 + K р.эΔU вых.др.у + + K р.э Kи (ΔU оп.др − γ и ΔU н ) + ΔU наг ,

и из-за действия обратной связи первоначальное отклонение снижается до уровня 1 ΔU н = [ K влU 0 ΔU 0 + K р.э K и (ΔU вх.др.у + 1 + γ и K р.э K и + ΔU оп.др ) + ΔU наг ].

(4.23)

Здесь K влU 0 – коэффициент передачи изменения входного напряжения ΔU0 на выход стабилизатора при разомкнутой обратной связи; Kр.э – коэффициент передачи напряжения со входа регулирующего элемента на его выход (для схемы на рис. 4.18 – коэффициент передачи повторителя напряжения на транзисторе Тр); 1 ΔUвх.др.у = ΔUвых.др.у = ΔUвх.см + (Rг1 – Rг2)ΔIвх.см + Ku + Rг1ΔIвх.сд + ΣKвл.и.пΔU0

(4.24)

– дрейф выходного напряжения ИОУ (ИСН), приведенный ко входу (в схеме на рис. 4.18 Rг1 = (R1 + Rп1)||(R2 + Rп2), Rг2 = rст ≃ 0); ⎛U U ⎞ R − Rн1 ΔRн ΔUнаг ≃ ⎜⎜ н − н ⎟⎟ Rн = U н н2 ≃Uн Rн1Rн2 Rн ⎝ Rн1 Rн2 ⎠

– изменение перепада напряжения на нагрузке без учета действия обратной связи. Таким образом, вырабатываемый ИОУ (ИСН) сигнал рассогласования величиной Uрасс = Kи(ΔUоп.др – γиΔUн), действуя на регулирующий элемент с коэффициентом передачи Kр.э, приводит к уменьшению отклонения выходного напряжения стабилизатора обратно пропорционально глубине обратной связи F = 1 + γиKр.эKи. Благодаря действию этой обратной связи происходят изменения параметров стабилизатора (по сравнению с нестабилизированным источником питания): 243

• коэффициент стабилизации, определяемый составляющей (ΔU н ) ΔU = K влU 0 ΔU 0 , увеличивается пропорционально глу0

бине обратной связи: ΔU 0 U0 Uн kст = ; =F ΔU н U 0 K влU 0 Uн • выходное сопротивление уменьшается обратно пропорционально глубине обратной связи rр.э rвн.ст = , F благодаря чему пропорционально снижается изменение выходного напряжения с изменением тока нагрузки U наг 1 (rр.э ≃ (Rб + rб) + rэ F β – выходное сопротивление регулирующего элемента, Rб – действующее в базе транзистора Тр сопротивление). Включение дополнительных элементов в схему источника питания, разумеется, приводит к появлению новых источников нестабильности выходного напряжения. Это дрейф выходного напряжения ИОУ (ИСН), определяемый выражением (4.24), а также дрейф опорного напряжения. Несмотря на то, что нестабильность выходного напряжения, обусловленная дрейфом указанных элементов, тоже уменьшается обратно пропорционально глубине обратной связи, при выборе ИОУ (ИСН) и источника опорного напряжения следует иметь в виду дополнительные источники нестабильности ΔUн. Указанными параметрами характеризуется работа стабилизатора при сравнительно медленном действии дестабилизирующих источников. Если же изменения выходного напряжения происходят настолько быстро, что проявляется инерционность сравнивающего устройства и усилителя (в данном случае ИОУ или ИСН), а также регулирующего элемента, то уменьшается коэффициент петлевого усиления, поэтому снижается стабилизирующее действие обратной 244

связи. Резкие изменения напряжения связаны со скачкообразными изменениями тока нагрузки (например, при питании импульсных устройств) и питающего напряжения ΔU0. При этом отклонение выходного напряжения стабилизатора можно определить по формуле (4.23), но с учетом инерционности соответствующих звеньев 1 ΔUн(р) = [ K влU 0 ΔU 0 ( p ) + ΔU наг ( р )] . 1 + γ и ( р) K р.э ( р ) K и ( р) Обычно верхнее плечо резистивного делителя на инвертирующем входе ИОУ (ИСН) шунтируют ускоряющим конденсатором небольшой емкости, поэтому можно считать коэффициент передачи γи(р) ≃ γи. Регулирующий элемент, представляющий собой повторитель напряжения, тоже можно считать безынерционным звеном по сравнению с ИОУ (ИСН). Таким образом, приняв во внимание только инерционность ИОУ (ИСН), характеризуемую передаточной функцией первого порядка, которая определяется параметрами корректирующей цепи, предотвращающей самовозбуждение ИОУ (ИСН), получим рτ + 1 ΔUн(р) = [ K влU 0 ΔU 0 ( p ) + ΔU наг ( р )] , ⎛ τ ⎞ F ⎜ p + 1⎟ ⎝ F ⎠ где τ – постоянная времени, характеризующая ИОУ (ИСН). Из этого соотношения следует, что резкие изменения выходного напряжения вначале не ослабляются, поскольку ИОУ (ИСН) не усиливает такие сигналы. По мере вступления в действие ИОУ (ИСН) начинает формироваться сигнал рассогласования, который и приводит к уменьшению отклонения выходного напряжения ΔUн. На рис. 4.19 показана эпюра, иллюстрирующая образование всплеска напряжения амплитудой ΔUн.имп = ΔUнаг, равной первоначальному скачку напряжения, которая образуется из-за резкого изменения тока нагрузки ΔIн. По мере образования сигнала рассогласования этот всплеск спадает с постоянной времени τ/F, уменьшаясь до величины ΔUн.имп/F. Очевидно, что из-за инерционности ИОУ (ИСН) возрастает также динамическое внутреннее сопротивление стабилизатора: rвн.дин = rвн.стF ≅ rр.э. 245

Рис. 4.19. Эпюра, иллюстрирующая образование всплеска напряжения на выходе стабилизатора напряжения при скачкообразном изменении тока нагрузки

Для снижения динамического сопротивления стабилизатора и, соответственно, уменьшения всплесков напряжения, образуемых при импульсном изменении нагрузки, выход стабилизатора шунтируют конденсатором небольшой емкости (с тем, чтобы он был безындуктивным). Поскольку компенсационный стабилизатор напряжения представляет собой обычно систему с глубокой отрицательной обратной связью по напряжению, то он может самовозбуждаться. Для предотвращения генерации применяют корректирующие цепи, техника расчета которых такая же, как и для ИОУ. Простейший стабилизатор напряжения можно строить на повторителе напряжения по схеме, показанной на рис. 4.20. В таком стабилизаторе повторитель напряжения совмещает функции регулирующего элемента и сравнивающего устройства (усилитель отсутствует, поэтому при расчетах надо считать Kи = 1). Это сравнительно маломощный Рис. 4.20. Схема стабилизатор с низким коэффициентом простейшего компенсационного стабилизации, однако отличающийся простабилизатора напряжения стотой, что и определяет области его прина повторителе напряжения менения. Более высокими качествами обладают стабилизаторы напряжения, построенные на основе ИОУ (см. рис. 4.18). В настоящее время промышленность выпускает интегральные стабилизаторы напряжения. 246

Компенсационные стабилизаторы напряжения с параллельно включенным регулирующим элементом. Примером схемы такого стабилизатора может служить обобщенная схема на рис. 4.17,б. В качестве сравнивающего устройства и усилителя используется ИОУ (ИСН), на инвертирующий вход которого подают опорное напряжение Uоп = Uст, а на неинвертирующий вход – часть выходного напряжения γиUн. Вместо гасящего резистора в схеме на рис. 4.17,б включен токостабилизирующий двухполюсник, построенный на транзисторе Т с резистором Rэ в эмиттере и транзисторе Т1 в диодном включении (см. рис. 4.16). Поскольку с увеличением сопротивления гасящего резистора Rгас коэффициент стабилизации возрастает, то стремятся использовать высокоомное сопротивление. Однако если берется обычный высокоомный резистор, то перепад напряжения на нем увеличивается с увеличением сопротивления Rгас, что требует повышения напряжения U0 на входе стабилизатора. При этом снижается КПД. Чтобы с увеличением сопротивления не происходило заметное увеличение перепада напряжения, вместо резистора применяют динамическое сопротивление в виде токостабильного двухполюсника. Стабилизатор на рис. 4.17,б работает следующим образом. При изменении выходного напряжения Uн, например при его увеличении на выходе ИОУ (на рисунке это У и СУ), появляется сигнал рассогласования, повышающий потенциал базы регулирующего транзистора РЭ и увеличивающий ток его коллектора Iк.р. Этот ток только частично ответвляется в токостабилизирующий двухполюсник, так как последний обладает большим динамическим сопротивлением rт.д (на рис. 4.17,б rт.д = Rгас). Значительная же часть изменения тока регулирующего элемента γт.дΔIк.р направляется в нагрузку, уменьшая ток нагрузки, тем самым способствуя уменьшению выходного напряжения стабилизатора. Таким образом, на выходе стабилизатора устанавливается отклонение напряжения от номинальной величины ΔUн, определяемое следующими составляющими: ΔUн = K влU 0 ΔU 0 + ΔU наг + ΔU т.д.др − γ т.д ΔI к.р Rн ,

где K влU 0 – изменение выходного напряжения, обусловленное передачей ΔU0 на выход с коэффициентом, который определяется ди247

намическим сопротивлением токостабилизирующего двухполюсRн ника K влU 0 = ; ΔUнаг – изменение выходного напряжения, Rн + rт.д происходящее из-за изменения тока нагрузки; ΔUт.д.др – дрейф выходного напряжения токостабилизирующего двухполюсника. Все указанные составляющие компенсируются перепадом напряжения на нагрузке Rн от части тока регулирующего элемента γт.дΔIк.р, где rт.д γт.д = ; rт.д + Rн ΔIк.р = ΔIэ.др + Sр.эKи(γиΔUн – ΔUст – ΔUвх.др.у), ΔIэ.др – дрейф тока эмиттера регулирующего элемента; Sр.э – крутизна характеристики тока регулирующего элемента. Таким образом, и в данном случае нестабильность выходного напряжения ослабляется обратно пропорционально глубине обратной связи F = 1 + γт.дγиSр.эRн. Основные параметры стабилизатора определяются следующими формулами: • коэффициент стабилизации ΔU 0 U0 Uн kст = F; = (ΔU н )U 0 U 0 kвлU 0 Uн r • внутреннее сопротивление rвн.ст ≅ т.д . F Компенсационные стабилизаторы тока непрерывного регулирования. Компенсационные стабилизаторы тока тоже могут быть построены по структурным схемам, приведенным на рис. 4.17, с той разницей, что на вход сравнивающего устройства вместо части выходного напряжения γиUн (как это делается в стабилизаторах напряжения на рис. 4.17) подается напряжение, пропорциональное току стабилизатора Iн. 248

На рис. 4.21 приведена схема простейшего стабилизатора тока, состоящего только из регулирующего элемента без усилителя (Kи = 1). Для согласования базовой цепи Т по постоянному току схема дополнена параметрическим стабилизатором напряжения на стабилитроне. Нетрудно заметить, что это просто усилитель со стабилизирующей обратной связью по току, образуемой перепадом напряжения на эталонном резисторе Rэт. Режимы и энергетические характеристики стабилизаторов тока определяются из тех же соображений, что и для по- Рис. 4.21. Схема простейшего компенсационного добных стабилизаторов напряжения. стабилизатора тока Коэффициент стабилизации и внутреннее сопротивление компенсационного стабилизатора тока возрастают пропорционально глубине обратной связи по току: F = 1 + Sр.эRэтKи. 4.4.3. Ключевые стабилизаторы напряжения

Недостатком стабилизаторов непрерывного регулирования является низкий КПД и, как следствие этого, тяжелый температурный режим работы мощных транзисторов в регулирующем блоке, значительные габариты и вес (из-за необходимости применения громоздких радиаторов для теплоотвода). Так как регулирующие транзисторы в стабилизаторах непрерывного регулирования, вопервых, должны работать в активной области и, во-вторых, они постоянно проводят ток, питающий нагрузку, то на них рассеивается значительная мощность, которая и приводит к их температурному перегреву и снижению КПД стабилизатора. Указанные недостатки исключены в ключевых стабилизаторах напряжения, в которых транзисторы включаются периодически для заряда конденсатора фильтра до требуемого уровня и отключаются, когда выходное напряжение достигает своего номинального значения. Очевидно, что для своевременного включения и выклю249

чения транзисторов необходимо иметь пороговое устройство, регистрирующее отклонение выходного напряжения от номинальной величины и вырабатывающее сигналы для управления регулирующими элементами. Таким устройством является интегральный компаратор напряжений (ИКН), на основе которого и строят современные ключевые стабилизаторы. Таким образом, в ключевых стабилизаторах регулирующие транзисторы работают в ключевом режиме, благодаря чему заметно уменьшается рассеиваемая на них мощность. В закрытом состоянии транзистора эта мощность практически равна нулю (так как ток транзистора равен почти нулю), в насыщенном состоянии перепад напряжения на транзисторе небольшой величины, поэтому и рассеиваемая мощность ничтожна (хотя ток может быть большой величины). Мощность в основном рассеивается во время переключения транзистора. В качестве регулирующего элемента применяют биполярные транзисторы, а также тиристоры, у которых при помощи управляющего сигнала изменяют угол зажигания и, соответственно, среднее значение выходного напряжения стабилизатора. В зависимости от способа подключения регулирующего элемента к нагрузке ключевые стабилизаторы, так же как и непрерывные, разделяются на стабилизаторы последовательного и параллельного типов. В отличие от стабилизаторов непрерывного регулирования, представляющих собой систему с обратной связью, параметры которой в значительной мере зависят от глубины обратной связи, в ключевых стабилизаторах такая связь отсутствует, и выходное напряжение поддерживается на заданном уровне за счет периодической подзарядки элементов фильтра. При этом выходное напряжение зависит от скважности управляющих сигналов Tпер tпр + t з Q= = , tз tз где tпр и tз – длительности проводящего и закрытого состояний регулирующего элемента; Tпер = tпр + tз – период переключения. Очевидно, что при воздействии дестабилизирующих факторов (например, изменения входного напряжения, тока нагрузки, температуры окружающей среды) выходное напряжение можно поддер250

живать на заданном уровне регулировкой скважности Q, а более точно – длительностью проводящего состояния регулирующего элемента. Таким образом, в ключевом стабилизаторе управляющее регулирующим элементом устройство должно обеспечить преобразование сигнала рассогласования ΔUрас= Uн–Uн.ном, определяемого отклонением выходного напряжения от своего номинального значения, в последовательность импульсов, в течение которых отпирается регулирующий элемент, обеспечивая подзарядку элементов фильтра. По способу преобразования сигнала рассогласования ключевые стабилизаторы делятся на два класса. Стабилизаторы с модуляцией, в которых регулирующий элемент управляется выходным сигналом широтно-импульсного модулятора (ШИМ) или частотно-импульсного модулятора (ЧИМ). В первом случае выходное напряжение поддерживается на заданном уровне изменением длительности проводящего состояния tпр при сохранении периода переключения Тпер, задаваемого генератором опорной частоты. Во втором случае выходное напряжение поддерживается на заданном уровне изменением периода переключения Тпер, а следовательно, и длительности проводящего состояния tпр. Стабилизаторы релейного типа, в которых частота переключения и, соответственно, период Тпер определяются возникающими в устройстве управления автоколебаниями. Релейные стабилизаторы не содержат дополнительного генератора. Обычно их стабилизирующее действие основано на принципе адаптивной (приспосабливающейся) широтно-импульсной модуляции, когда длительность проводящего состояния tпр зависит не только от сигнала рассогласования ΔUрас = Uн – Uн.ном, но и от скорости изменения выходного напряжения. Так как ключевые стабилизаторы представляют собой нелинейные элементы, то расчет их параметров (коэффициента стабилизации, выходного сопротивления) затруднителен. Поэтому на практике ограничиваются приближенной оценкой этих параметров, рассчитывая их для каждого этапа работы стабилизатора в отдель251

ности (закрытого и открытого состояний регулирующих элементов). Более достоверно эти параметры можно определить экспериментально. При измерении параметров следует иметь в виду, что в ключевых стабилизаторах наличие фона (пульсации) на выходе является неизбежным следствием принципа работы стабилизатора. Поэтому измерение коэффициента стабилизации, выходного сопротивления (в том числе и его импульсной величины) следует производить для медленных изменений тока нагрузки Iн. Контрольные вопросы 1. Назовите первичные и вторичные источники питания, применяемые в приборах медицинской диагностики. 2. Дайте краткое описание выпрямителей на полупроводниковых диодах. Почему на практике предпочитают использовать мостовые схемы выпрямителей? 3. Составьте схемы сглаживающих фильтров и укажите, в каких источниках питания включение каких фильтров предпочтительнее? 4. Составьте схему параметрического стабилизатора напряжения и укажите, на каком элементе обеспечивается стабилизация напряжения. Каково выходное сопротивление такого стабилизатора? 5. Составьте схему параметрического стабилизатора тока с биполярным транзистором в диодном включении. Каким элементом определяется выходное сопротивление такого стабилизатора? 6. Какие вы знаете компенсационные стабилизаторы напряжения непрерывного регулирования? Какой из них следует использовать для питания устройства, работающего в импульсном режиме? 7. В чем основной недостаток стабилизаторов непрерывного регулирования и в каких стабилизаторах этот недостаток исключен? ______

252

5. ТРИГГЕРЫ И ТРИГГЕРНЫЕ СИСТЕМЫ 5.1. Режим работы триггеров и основные характеристики Триггером называется устройство, обладающее несколькими, чаще двумя, состояниями устойчивого равновесия. Переброс триггера из одного устойчивого состояния равновесия в другое сопровождается скачкообразным изменением токов и напряжений и происходит под воздействием внешнего спускового сигнала, когда его амплитуда достигает определенного уровня. Этот уровень называется порогом срабатывания. На практике наиболее часто применяются триггеры, состоящие из двухкаскадных усилителей с регенеративной обратной связью. Такие схемы имеют четыре состояния равновесия. Параметры схемы рассчитывают таким образом, чтобы первые два состояния равновесия (когда оба усилительных элемента одновременно открыты или закрыты) были неустойчивыми, а последние два состояния (когда первый элемент открыт, а второй закрыт или, наоборот, первый закрыт, а второй открыт) – устойчивыми. Это так называемые бистабильные триггеры с двумя выходами и входами. Применяются симметричные триггеры, построенные на двух усилительных каскадах одинаковой структуры, и несимметричные триггеры. Пороги срабатывания и изменения выходного напряжения или тока определяются спусковой характеристикой триггера, представляющей собой зависимость выходного напряжения или тока от амплитуды спускового сигнала, воздействующего на один из входов триггера. На рис. 5.1 представлена спусковая характеристика транзисторного триггера. Как видно из этой характеристики, переброс триггера из одного устойчивого состояния в другое происходит тогда, когда амплитуда спускового сигнала Uсп = Uвх1 достигает порогов отпирания Uотп = Uпор2 или запирания Uзап = Uпор1. В первом случае переброс триггера происходит в результате отпирания транзистора, на вход которого поступает спусковой сигнал, а во втором – из-за запирания этого же транзистора. 253

Рис. 5.1. Спусковая характеристика бистабильного триггера

Во время переброса триггера из одного состояния в другое в схеме действует положительная обратная связь регенеративного характера, ускоряющего переброс триггера (на рис. 5.1 эти участки представлены пунктирными прямыми со стрелками, указывающими направление переброса). В закрытом состоянии транзистора в первой половине триггера на выходе устанавливает-

1 ся высокий уровень U вы х1 , соответствующий 1, а в открытом состоянии транзистора формируется 0 низкий уровень U вых1 , соответствующий 0. Петлю на спусковой характеристике триггера (по аналогии с магнитными цепями) часто называют гистерезисной, а разность пороговых значений (ΔUгис = Uотп – Uзап) шириной петли гистерезиса. Ширина петли гистерезиса зависит от глубины регенеративной обратной связи: с ростом глубины обратной связи петля гистерезиса расширяется. С увеличением глубины обратной связи повышается также стабильность порогов срабатывания. Триггеры являются одними из основных элементов импульсной техники и применяются для решения разнообразных функциональных задач. Они используются как преобразователи напряжения или тока произвольной формы в импульсы прямоугольной формы, применяются в качестве амплитудного дискриминатора (различителя). Широкое распространение триггеры получили в пересчетных устройствах или так называемых электронных счетчиках, которые применяются для быстрого счета числа импульсов, повторяющихся через малые промежутки времени. Такие устройства используются в приборах экспериментальной физики, в цифровых измерительных приборах и т.д. Счетчики импульсов являются одним из важных узлов компьютеров, в которых триггеры применяется также в качестве запоминающих элементов, простейших сумматоров и т.п.

254

Различают следующие основные режимы работы триггеров: • режим формирования прямоугольных импульсов; • режим амплитудного дискриминатора; • пересчетный режим; • режим хранения информации (в качестве элемента памяти). Формирование прямоугольных импульсов. Работа триггера в режиме формирователя иллюстрируется эпюрами на рис. 5.2. В момент времени t1 спусковой сигнал, поступивший на первый вход триггера, достигает уровня отпирания Uотп = Uпор2 и триггер перебрасывается. Обратный переброс триггера происходит в момент времени t2, когда спусковой сигнал, уменьшаясь, становится равным порогу запирания Uзап = Uпор1. Длительность формируемых импульсов tи определяется амплитудой спускового сигнала и шириной петли гистерезиса ΔUгис.

Рис. 5.2. Эпюры напряжений на входе Uвх1 = Uсп и выходе Uвых2 триггера, иллюстрирующие режим формирования прямоугольного импульса

Симметричные триггеры позволяют формировать импульсы прямоугольной формы с длительностью фронтов, составляющей единицы и десятые доли микросекунды. Для формирования импульсов с более короткими фронтами применяются несимметричные триггеры. Режим амплитудного дискриминатора. Амплитудный дискриминатор представляет собой пороговое устройство, которое выдает выходной импульс только тогда, когда амплитуда входного импульса превосходит некоторое минимальное значение. Наиболее широко амплитудные дискриминаторы применяются в экспериментальной физике для анализа энергетического спектра регистрируемых частиц. 255

Триггеры представляют собой пороговые устройства, поэтому их легко можно приспособить для работы в качестве дискриминатора амплитуды. На рис. 5.3 приведены эпюры, иллюстрирующие работу триггера-дискриминатора. На вход триггера подключается дополнительный источник, который позволяет сместить уровень спускового сигнала на требуемую величину Uуст, называемую напряжением уставки. Как видно из рис. 5.3, импульсы, амплитуды которых меньше некоторой величины, не способны опрокинуть триггер, поэтому эти сигналы не регистрируются схемой (например, второй импульс). Триггер перебрасывается только импульсами, амплитуда которых превышает порог дискриминации, т.е. Uт ≥ Uдис = Uпор2 – Uуст = Uпор1 + ΔUгис – Uуст. Порог дискриминации Uдис можно регулировать изменением напряжения уставки Uуст. Но такую регулировку можно осуществить только в определенных пределах, так как если уровень уставки оказывается внутри петли гистерезиса, т.е. Uуст > Uпор1, то триггер перебрасывается всего один раз и больше не возвращается в свое исходное состояние. Поэтому все последующие импульсы, независимо от их амплитуды, не опрокидывают триггер и не регистрируется. Порог дискриминации зависит и от ширины петли гистерезиса ΔUгис. С уменьшением ширины петли уменьшается порог дискриминации, но одновременно происходит уменьшение стабильности порогов срабатывания триггера. Стабильность порогов является одним из основных требований, предъявляемых к триггеру-дискриминатору, что необходимо иметь в виду при выборе ширины петли гистерезиса. Симметричные триггеры обладают меньшей стабильностью порогов, чем несимметричные триггеры, поэтому в качестве дискриминаторов наиболее часто используются последние. Пересчетный режим. Основным элементом большинства пересчетных устройств является симметричный триггер, причем в настоящее время почти всегда транзисторный триггер. На каждые два импульса, поступающие на вход, триггер выдает на выходе один импульс. Пересчетное устройство состоит из нескольких триггеров. 256

Выходное напряжение каждого триггера поступает на вход последующего триггера. Таким образом, если пересчетное устройство содержит N триггеров, то каждой группе 2N входных импульсов соответствует один импульс на выходе всего устройства в целом. По известной величине коэффициента пересчета Kпер= 2N и числу импульсов на выходе пересчетного устройства N можно определить число входных импульсов, кратное Kпер. Счет полного числа импульсов производится с помощью сигнальных элементов, указывающих состояние всех триггеров. Режим хранения информации. Работа триггера в режиме хранения информации, т.е. в качестве запоминающего устройства, основана на особенности триггера принимать два существенно различных состояния равновесия, которые можно кодировать цифровыми символами 0 и 1. Принимая в качестве 1, например, высокий 1 0 уровень выходного потенциала U вых , а 0 – низкий уровень U вых и записав соответствующую информацию в триггер, можно выполнять различные математические операции. Запись и стирание информации, а также соответствующие математические операции производятся подачей команд в виде спусковых сигналов. В качестве запоминающего элемента триггеры (как правило, симметричные) используются в различных узлах компьютера: регистрах, дешифраторах, сумматорах и т.д. В зависимости от режима работы триггера, особенностей источника спусковых сигналов применяются два вида запуска триггера: запуск по раздельным входам и запуск по объединенному (общему) входу. В первом случае в качестве входов триггера используются соответствующий электрод каждого из усилительных элементов раздельно. Во втором случае оба входа триггера соединяются вместе, и спусковой сигнал поступает на объединенный вход. При раздельном запуске спусковой сигнал действует только на один из усилительных элементов. При этом если спусковые импульсы чередующейся полярности, то они подаются на вход только одного усилительного элемента. Если же сигналы однополярные, то они поочередно поступают на вход каждого из усилительных элементов, и каждый импульс приводит к перебросу схемы. Такой 257

режим запуска называют спусковым. Спусковой режим запуска однополярными импульсами обычно производится вспомогательными элементами, при помощи которых спусковой сигнал направляется на вход только одного усилительного элемента, причем на вход того элемента, который под воздействием сигнала данной полярности способен вызвать переброс схемы. Для направления спускового сигнала на соответствующий вход схемой управления производится «опрос» триггера, позволяющий определить его состояние в момент поступления сигнала. При запуске по объединенному входу без вспомогательных элементов спусковой сигнал одновременно действует на оба усилительных элемента. При поступлении каждого спускового импульса происходит переброс схемы. Таким образом, число перебросов оказывается равным числу импульсов, т.е. триггер считает число пар поступающих импульсов, поэтому такой режим называется счетным, или пересчетным. В несимметричных триггерах, используемых в качестве формирователя или дискриминатора, как правило, применяется раздельный запуск. Для этого источник спусковых сигналов подключается к одному из входов (обычно базовому или затворному) и соответствующим подбором напряжения уставки и ширины петли гистерезиса обеспечивается переброс триггера из одного состояния равновесия в другое. При снятии спускового сигнала триггер возвращается в свое исходное состояние. Запуск по объединенному входу для переброса несимметричных триггеров, как правило, не применяется. Простейший триггер может быть построен из двух логических элементов со взаимными перекрестными обратными связями, как правило, регенеративного характера, что способствует повышению быстродействия и надежности работы триггера. Для построения собственно триггера наиболее часто используются логические элементы, выполняющие операции И-НЕ и ИЛИНЕ. Эти элементы позволяют построить два варианта триггера: на двух элементах И-НЕ (рис. 5.4,а) и на двух элементах ИЛИ-НЕ (рис. 5.4,б). Как видно из представленных схем, собственно триггер представляет собой пару перекрестно соединенных инверторов, в 258

которой при логической 1 на выходе одного инвертора на выходе другого поддерживается логический 0. Бистабильный триггер имеет два выхода, сигналы на которых являются взаимно дополняющими, т.е. если на одном из выходов 1 устанавливается высокий потенциал U вых , то на другом – низкий 0 U вых . Поэтому информация на одном их выходов Q представляет собой инверсию информации на другом Q (см. рис. 5.4).

Рис. 5.4. Структурные схемы бистабильного триггера на двух логических элементах: И-НЕ (а) и ИЛИ-НЕ (б)

Для установки 1 на выходе Q сигнал подается на вход триггера S (от слова set – установка), а для установки 0 на выходе Q сигнал подается на вход R (от слова reset – сброс). При этом для установки соответствующей информации на указанные входы подается высокий потенциал. Такой способ записи и сброса применяют в триггерах на логических элементах ИЛИ-НЕ (см. на рис. 5.4, б). Если триггер построен на элементах И-НЕ (см. рис. 5.4, а), то для установки 1 или 0 на входы подают инвертированный сигнал, т.е. для установки 1 на вход S подают 0, а установка 0 на выходе триггера производится подачей 0 на вход R . В зависимости от принципа кодирования информации триггеры разделяются на два обширных класса: статические и динамические. Каждое из устойчивых состояний статического триггера характеризуется различными значениями токов и уровней потенциалов. Триггеры с двумя устойчивыми состояниями (бистабильные триггеры) работают при двух уровнях потенциалов и токов как на входе, так и на выходе, соответствующих логическим уровням 0 и 1. 259

Состояния динамического триггера характеризуются наличием выходных импульсов стандартной амплитуды и длительности и паузой между импульсами. Каждое из этих состояний соответствует логическим 1 и 0. На практике применяются два типа статических триггеров. В первом из них в равновесном состоянии оба транзистора либо одновременно открыты, либо закрыты, а во втором — один из транзисторов открыт, а другой закрыт. Первый тип триггера характерен тем, что при переходе из одного устойчивого состояния равновесия в другое оба транзистора, находящиеся в одинаковых состояниях, одновременно изменяют эти состояния. Такую схему называют кольцевым триггером, подчеркивая тем самым ту особенность, что отпирание и запирание каждого транзистора происходит в одном и том же направлении. Характерной особенностью второго типа триггера является то, что при переходе триггера из одного устойчивого состояния равновесия в другое оба транзистора, находящиеся в различных состояниях, одновременно меняют эти состояния так, что сохраняется симметрия их режима работы. Эту схему называют симметричным триггером, подчеркивая тем самым симметрию режима работы активных элементов. Симметричные триггеры нашли широкое применение в радиоэлектронной аппаратуре, особенно в цифровой. Они обладают достаточно высоким быстродействием при сравнительно малом потреблении энергии. При построении электронных устройств, предназначенных для логической обработки информации, предпочтение отдают симметричным триггерам, так как они (в отличие от кольцевых) позволяют одновременно получать сигналы в прямом и инверсном кодах, снимаемые с взаимодополняющих выходов триггера. Динамический триггер тоже имеет два устойчивых состояния равновесия, характеризуемых определенными значениями импульсных сигналов на выходе. Обычно за 1 принимается уровень сигналов, соответствующий наличию импульса, а за 0 — уровень при паузе между импульсами. Для построения динамического триггера наряду с логическими элементами используется элемент задержки, охваченный замкнутой цепью обратной связи для циркуляции импульсов с выхода на вход. 260

Как видно из структурной схемы триггера на логических элементах (см. рис. 5.4), он представляет собой систему, в которой выход одного инвертора подключается ко входу другого, благодаря чему система оказывается охваченной положительной обратной связью. В стационарном режиме равновесные состояния такой системы можно определить при помощи переключательных характеристик логических элементов. Поскольку в триггере вход каждого логического элемента подключен к выходу другого, то их входные и выходные напряжения оказываются связанными равенствами Uвх1 = Uвых2; Uвх2 = Uвых1. (5.1) Поэтому состояния равновесия триггера определяются как точки пересечения переключательных характеристик логических элементов, построенных в системе координат в соответствии с (5.1). На рис. 5.5 показаны построенные указанным способом переключательные характеристики логических элементов, образующих триггер. Рис. 5.5. Переключательные характеристики логических элементов, образующих триггер

Как видно из этих характеристик, в стационарном режиме триггер имеет три состояния равновесия, соответствующие точкам 1–3. В точке 1 инвертор первого элемента закрыт, поэтому петля регенеративной обратной связи оказывается разомкнутой. Очевидно, что при этом триггер находится в состоянии устойчивого равновесия. В таком же состоянии оказывается триггер в равновесной точ261

ке 2, когда запирается инвертор второго элемента. Что же касается равновесного состояния, соответствующего точке 3, то параметры схемы следует выбирать так, чтобы это состояние было неустойчивым. Так как в этом состоянии оказываются открытыми инверторы обоих элементов, то в системе действует положительная обратная связь, которая становится регенеративной, если коэффициент усиления по петле обратной связи больше единицы. В неустановившемся режиме в триггере реализуется еще и четвертое состояние равновесия. Оно имеет место тогда, когда одновременно оказываются закрытыми инверторы обоих элементов. Это состояние также является неустойчивым. Таким образом, триггер имеет четыре состояния равновесия, два из которых должны быть устойчивыми, а два – неустойчивыми. В первых двух состояниях триггер может находиться сколь угодно долго, тогда как в последних двух – только в течение сравнительно коротких промежутков времени. Очевидно, что только при наличии двух устойчивых состояний возможен триггерный переброс, заключающийся в переходе системы из одного состояния равновесия в другое в виде скачкообразного изменения напряжений и токов. Из одного устойчивого состояния равновесия в другое триггер переходит под воздействием внешнего спускового сигнала, причем только в том случае, когда амплитуда спускового сигнала достигает порога срабатывания триггера. Указанные состояния равновесия могут быть реализованы только при соответствующем подборе параметров логических элементов. Из графиков на рис. 5.5 следует, что устойчивые состояния равновесия возможны только при одновременном выполнении следующих неравенств: 1 0 1 0 U вых2 > Uвх.от1 > U вых2 ; U вых1 > Uвх.от2 > U вых1 . (5.2) Это необходимое условие, но не всегда достаточное, поэтому его следует дополнить еще неравенствами, обеспечивающими работу логических элементов в области ограничения тока при переходе триггера в состояние устойчивого равновесия. Это условие можно записать в виде 1 1 U вых2 > Uвх.гр1; U вых1 > Uвх.гр2.

262

(5.3)

Можно показать, что при выполнении условий (5.2) и (5.3) равновесное состояние триггера, соответствующее точке 3, оказывается неустойчивым. Характерной особенностью этого состояния является то, что инверторы обоих элементов работают в активной области, поэтому петля положительной обратной связи оказывается замкнутой. При выполнении условий (5.2) и (5.3) коэффициент усиления по петле обратной связи становится больше единицы, поэтому в триггере действует регенеративная обратная связь, обеспечивающая неустойчивое состояние триггера. При выполнении (5.2) исключается возможность реализации в стационарном режиме равновесного состояния, при котором одновременно закрытыми оказываются инверторы обоих элементов. Следовательно, если возникнет такое состояние в неустановившемся режиме, то оно также оказывается неустойчивым. Таким образом, условия (5.2) и (5.3) являются необходимыми и достаточными для того, чтобы реализовать триггер по структурным схемам, приведенным на рис. 5.4. Выполнение (5.2) и (5.3) необходимо также для обеспечения требуемой помехоустойчивости триггера. Поэтому предельные 1 0 значения напряжений Uвх.от, Uвх.гр, U вых и U вых обычно лимитируются помехоустойчивостью триггера, которая, так же как и для логических элементов, определяется соотношениями 0 0 U пом = Uвх.от – U вых ; 1 1 U пом = U вых – Uвх.гр. Помехоустойчивость триггера связана с его нагрузочной способностью. К триггеру всегда подключается определенная нагрузка. По характеру воздействия нагрузка может быть статической и динамической. Статическая нагрузка действует постоянно, тогда как заметное воздействие динамической нагрузки сохраняется в течение ограниченного промежутка времени, например в течение длительности тактового импульса. Динамическую нагрузку часто называют импульсной. Нагрузку характеризуют ее сопротивлением или потребляемым током. Обычно при импульсной нагрузке определяют наименьшее

263

сопротивление или наибольший ток нагрузки, так как нарушения нормальной работы триггера возможны при наибольшей нагрузке. На практике встречаются два варианта подключения нагрузки к триггеру: параллельно элементу 1 R на выходе инвертора (рис. 5.6,а) и последовательно (рис. 5.6,б). Параллельно выходу триггера подключаются элементы ДТЛ и ТТЛ. Элементы РТЛ, РЕТЛ, ЭСЛ, И2Л, а также логические элементы на МДП-структурах представляют собой примеры последовательной нагрузки.

Рис. 5.6. Параллельное (а) и последовательное (б) подключение нагрузочных элементов к входу триггера

При параллельном включении нагрузки уменьшается сопротивление выходной цепи нагруженного инвертора. Если инвертор находится в проводящем состоянии, то уменьшение сопротивления приводит к увеличению тока выходного транзистора. При этом по0 вышается выходной потенциал U вых , поэтому снижается помехо0 устойчивость U пом для логического 0. Одновременно возрастает 1 напряжение Uвх.гр, поэтому уменьшается и U пом . Наибольшая нагрузка лимитируется током, при котором транзистор выходит из насыщения или крутой области характеристики, так как потенциал 0 U вых повышается настолько, что перестает выполняться неравенство (5.2). При этом отпирается второй инвертор, и триггерный режим работы нарушается. Параллельная нагрузка обычно не нарушает триггерного режима работы, когда инвертор закрыт. Шунти-

1

Этот элемент может быть резистором и транзисторной структурой (как, например, в МДП-элементах). 264

рование нагрузкой выходной цепи закрытого инвертора приводит к 1 незначительному изменению потенциала U вых , что не сказывается на работе триггера. Действие последовательной нагрузки (рис. 5.6,б) равносильно уменьшению напряжения питания и сопротивления на выходе нагруженного элемента в 1 + R/Rн раз; Еи.п.экв = Еи.пRн/(Rн + R); Rэкв = RRн/(Rн + R). При этом поскольку имеет место одинаковое уменьшение напряжения питания и сопротивления, то выходной ток открытого инвертора, шунтированного нагрузкой, практически не меняется. 1 Однако существенно меняется выходной потенциал U вых нагруженного инвертора в закрытом состоянии, что приводит к умень1 шению помехоустойчивости U пом для логической 1. При чрезмер1 ной нагрузке U вых настолько уменьшается, что перестает выполняться условие (5.3), и триггерное состояние не реализуется. В быстродействующих системах помехоустойчивость лимитируется не нагрузочной способностью триггера, а его быстродействием, которое определяется продолжительностью переходного процесса при перебросе триггера. В общем случае переходный процесс в триггере проходит в три стадии: подготовки, регенерации и восстановления. Стадия подготовки начинается с момента подачи спускового сигнала и длится до момента, когда начинается либо стадия регенерации, либо стадия восстановления. Стадия регенерации начинается с момента, когда оба инвертора начинают работать в активной области, и кончается, когда один из них либо переходит в область отсечки (т. е. закрывается), либо начинает работать в режиме ограничения выходного тока. В течение этой стадии в триггере действует положительная обратная связь регенеративного характера. Сигнал обратной связи, циркулируя по замкнутой петле, приводит к лавинообразному изменению токов и напряжений. Когда один из инверторов закрывается или начинает работать в режиме ограничения выходного тока, петля обратной связи размыкается и регенерация прекращается.

265

На стадии восстановления, которая наступает после переброса триггера, происходит установление напряжений и токов до уровней, соответствующих новому равновесному состоянию. При запуске триггера слабыми сигналами стадия восстановления наступает после стадии регенерации. На практике стадии восстановления часто предшествует стадия подготовки. При этом стадия регенерации вообще не наступает, так как спусковой сигнал оказывается настолько сильным, что под его воздействием один из инверторов успевает закрыться до того, как второй откроется. Поэтому петля обратной связи остается разомкнутой. Характер и продолжительность переходного процесса в значительной степени определяются инерционностью транзисторов и паразитными емкостями. Скорость переброса триггера зависит и от условий запуска, т. е. от амплитуды, скорости изменения и длительности спускового импульса, внутреннего сопротивления и схемы подключения источника сигналов. В зависимости от вида запуска триггер может работать в двух существенно различающихся режимах: спусковом и счетном. В спусковом режиме входной сигнал действует только на один из инверторов. Такой режим работы обычно обеспечивается схемой управления триггера, при помощи которой спусковой сигнал направляется на вход только одного инвертора. При работе в счетном режиме спусковой сигнал одновременно действует на оба инвертора. При поступлении каждого спускового импульса происходит переброс триггера и число перебросов оказывается равным числу импульсов, поэтому такой режим называется счетным. Следует различать указанные режимы работы от способов запуска триггерной системы (ТС). Возможны запуски по раздельным входам и по объединенному (общему) входу. Спусковой режим работы возможен при запуске по раздельным входам триггера, когда спусковой импульс, перебрасывающий триггер, поступает только на один из входов. Раздельный запуск широко применяется также при обработке информации схемой управления. Запуск по объединенному входу применяется для работы триггера в счетном режиме. При этом спусковой импульс поступает на оба входа триг266

гера. Запуск по объединенному входу применяется также в схеме управления, например при подаче тактовых импульсов. На практике встречается счетный режим работы с управляемым запуском, когда спусковые импульсы, поступающие одновременно на оба входа, оказывают воздействие только на один из инверторов. Количественно продолжительность переходных процессов в триггере характеризуется теми же величинами, что и в логическом 0,1 элементе, т. е. временами перехода t1,0 тр и t тр , задержками включе0,1 ния t1,0 зд.тр и выключения tзд.тр , временами задержки распростране0,1 ния сигнала t1,0 зд.р.тр и tзд.р.тр .

Суммарное время задержки в ТС складывается из времени задержки собственно триггера и времени задержки логических элементов в схеме управления триггера. Важным динамическим параметром триггера является его быстродействие, которое определяется продолжительностью временного интервала Тпер, прошедшего от момента подачи спускового импульса до момента установления потенциала на том выходе, на котором переходный процесс завершается последним. Наибольшая частота переброса триггера рассчитывается по формуле 1 . Fнаиб = Т пер

В настоящее время промышленность выпускает отдельные серии цифровых ИМС, содержащие все элементы, которые необходимы для функциональной полноты серии. В серию цифровых ИМС наряду с логическими элементами входят также интегральные ТС. Обычно в серии цифровых ИМС имеется несколько ТС разных типов, обеспечивающих выполнение самых разнообразных функций. В последующих параграфах на конкретных примерах рассмотрены особенности интегральных ТС. В схемах, которые приводятся далее, вход тактовых импульсов отмечен буквой С (синхронизация), входы для предварительной установки 1 и 0 соответственно буквами PS и CL (от английских слов present — предварительная установка, clear — сбрасывание). 267

5.2. Триггерные системы и их классификация

Запись информации в триггер обычно производится через схему управления триггером. Совокупность триггера и схемы управления и составляет ТС. На рис. 5.7 показана структурная схема ТС. В этой схеме собственно триггер выполняет функции запоминающего элемента (элемента памяти) для хранения информации. С помощью схемы управления необходимая информация в виде сигналов передается со входов Х1, Х2, …, Хт на входы триггера R' и S', по которым он устанавливается в соответствующее состояние. Управление триггером может быть тактируемым (синхронным) и асинхронным. При тактируемом управлении ТС содержит дополнительный вход С для подачи тактовых импульсов, которые через определенные временные интервалы разрешают схеме управления передавать информацию в триггер. При асинхронном управлении вход С отсутствует.

Рис. 5.7. Структурная схема триггерной системы

Выходы триггера Q и Q часто связаны со схемой управления обратными связями. Схема управления предназначена для переработки запоминаемой информации и записи ее в триггер. Очевидно, что такое устройство можно построить на логических элементах в соответствии с той функцией, которую должна выполнять схема управления. По способу входной информации ТС делятся на асинхронные и тактируемые (синхронные). В асинхронной ТС в любой момент времени информация на входах однозначно определяет соответствующее состояние тригге268

ра. При изменении информации на входе по истечении переходных процессов это изменение воспринимается триггером. Тактируемые ТС содержат дополнительный вход С (см. рис. 5.7) для тактовых (синхронизирующих) импульсов с периодом Т. Входная информация поступает либо во время действия тактового импульса, либо после его окончания. В зависимости от способа управления тактовыми импульсами различают ТС, управляемые по уровню, фронтом или срезом тактовых импульсов и состоящие из главного и вспомогательного триггеров. В тактируемых ТС, управляемых по уровню, входная информация действует на ТС только в течение действия тактовых импульсов. В таких системах можно связать выходы со входами. Они могут работать друг на друга в последовательной цепочке и т.д. Однако в ряде устройств все это возможно при одном условии: длительность тактового импульса должна быть меньше времени переключения триггера. В противном случае ТС может генерировать или переключаться несколько раз в течение воздействия одного и того же тактового импульса. Для предотвращения генерации или многократных переключений необходимо, чтобы действие тактового импульса прекращалось раньше, чем в триггере установится новое устойчивое состояние равновесия. Следовательно, длительность тактовых импульсов необходимо выбирать меньше суммарного времени задержки триггера. Однако длительность тактового импульса должна быть достаточной, чтобы обеспечить надежное переключение триггера. Так как эти ограничения на длительность тактового импульса необходимо выполнять с учетом реальных допусков, разброса и изменения параметров элементов ИМС, при их реализации обычно сталкиваются с непреодолимыми противоречиями. В тактируемых ТС, управляемых фронтом или срезом тактового импульса, информация поступает в триггер в момент резкого изменения амплитуды тактового импульса, т.е. во время воздействия фронта или среза тактового импульса. Наиболее распространенными триггерами данного типа в дискретной электронике являются триггеры, у которых схема управле269

ния дифференцирует перепад напряжения на тактовом входе, тем самым укорачивая импульс. В таких ТС укорочение импульса осуществляется при помощи простой дифференцирующей цепи, содержащей конденсатор. Так как конденсаторы в интегральном исполнении занимают значительную площадь, то в ИМС формирование коротких импульсов в момент появления перепада напряжения часто производят при помощи логических элементов с использованием их времени задержки. Сами логические элементы управляются фронтом или срезом тактовых импульсов. Длительность укороченных импульсов получается достаточной для передачи входной информации в триггер, но меньше полного времени переключения триггера. Благодаря этому после окончания укороченных импульсов входы схемы управления оказываются заблокированными, и информация на входе уже не действует на собственно триггер. В триггерах с управлением фронтом или срезом можно связывать выходы с входами, они также могут работать друг на друга без опасности генерации или сбоя. Фронт и срез тактового сигнала могут быть сравнительно пологими. Помехоустойчивость триггеров с управлением фронтом (срезом) выше, чем у триггеров, управляемых по уровню, так как в первом случае помеха может оказать воздействие только за короткий интервал времени (в течение которого действует укороченный тактовый импульс), а во втором — за все время действия тактового импульса. Тактируемые ТС, называемые MS-триггерами, содержат два триггера: главный (master) и вспомогательный (slave). Каждый из этих бистабильных триггеров имеет свою схему управления, работающую от серии тактовых импульсов, одна из которых является инверсией другой. Главный триггер выполняет основную логическую функцию, а вспомогательный предназначен для последующего запоминания состояния ТС, выходами которой являются выходы вспомогательного триггера. Оба триггера управляются по уровню тактового импульса. Управляющая связь между ними осуществляется тремя способами: • с инверсией тактового импульса; • с блокировкой входов вспомогательного триггера сигналами со схемы управления главного триггера; 270

• с блокировкой входов главного триггера сигналами, поступающими от схемы управления вспомогательного триггера. В качестве примера на рис. 5.8 показана структурная схема ТС с инвертором между главным и вспомогательным триггерами. Принцип действия этой системы заключается в следующем. При воздействии тактового импульса входная информация воспринимается главным триггером. В это время схема управления вспомогательного триггера блокируется сигналом 0, поступающим через инвертор на ее тактовый вход.

Рис. 5.8. Структурная схема MS-триггера, состоящего из главного и вспомогательного триггеров

После окончания тактового импульса, когда на входе С он заменяется сигналом 0, блокируется схема управления главного триггера. В это время под действием инвертированного тактового сигнала 1 на входе С вспомогательный триггер воспринимает информацию, записанную в главном триггере. При двух других способах связи блокировка входов соответствующего триггера осуществляется сигналами со схемы управления второго триггера. В зависимости от логической функции, выполняемой схемой управления, различают следующие типы ТС: D, Т, Е, R, S, DV, RS, JK, RI, SI, DVI, RSI, JKI, RST, JKT, JK-J*K*, JK-J*K*T и т.д. Наибольшее применение получили D-, Т-, RS-, JK- и DV-триггеры. RI-; SI-, RSI-, JKI-, DVI-триггеры представляют собой логические инверсии соответственно R-, S-, RS-, JK-, DV-триггеров. Следовательно, если R-, S-, RS-, JK-, DV-триггеры реализуются в позитивной логике, то эти же схемы будут представлять собой RI-, SI-, RST-, JKT-, DH-триггеры в негативной логике при перекодировании входных сигналов и, наоборот, первые из них будут инверсией 271

последних. Поэтому нет необходимости отдельно рассматривать инверсные триггеры, так как они логически равнозначны и только представлены в различных типах логики. Следует отметить, что число возможных типов триггеров даже для одного и двух внешних входных сигналов не исчерпывается перечисленными выше видами. Далее рассматриваются ТС, получившие наибольшее распространение в интегральной схемотехнике. Логические функции, выполняемые ТС, удобно описать при помощи таблицы истинности, отражающей изменение системы. При составлении таких таблиц следует иметь в виду, что так как триггер представляет собой запоминающее устройство, то его состояния описываются переключательными функциями от значений переменных, определяемых в предшествующие моменты времени. Именно этим отличаются таблицы истинности ТС от аналогичной таблицы для логического элемента, который характеризуется тем, что описывающие его переключательные функции зависят от значений переменных в тот же момент времени, в который определяются сами функции. Следовательно, в таблицах истинности состояние триггера в такте п + 1 будет зависеть от входного сигнала в такте п. Эти состояния будут отмечены соответственно индексами п + 1 и п. Тем самым в таблице истинности ТС отражается способность этого устройства к запоминанию. Рассмотрим ТС для положительной логики, для которой уровень напряжения, соответствующий логической 1, более положителен, чем уровень, соответствующий логическому 0. ТС с отрицательной логикой (для которой уровень напряжения, представляющий состояние 1, менее положителен, чем уровень, представляющий состояние 0) могут быть рассмотрены как инверсия триггеров с положительной логикой. RS-триггеры. Примером простейшей ТС является RS-триггер, который в общем случае имеет три входа, два из которых логические: вход S для установки 1 и вход R для сброса 1 (т. е. для установки 0). Третий вход (С), предназначенный для приема тактовых импульсов, не выполняет логических функций. Этот вход имеют тактируемые триггеры. Состояния RS-триггера, соответствующие различным сочетаниям сигналов на входах R и S, приведены в табл. 5.1 (н/о – состояние триггера не определено). 272

Таблица 5.1 Таблица истинности RS-триггера Такт п

Такт п+1

R

S

0

0

0

1

Такт п

Такт п+1

Q n+1

R

S

Qn

Qn

1

0

0

1

1

0

1

1

н/о

н/о

n+1

Q

n+1

Q

Q n+1

Особенность RS-триггера заключается в том, что при подаче одновременно на входы R и S сигнала, соответствующего логической 1, состояние на его выходе становится неопределенным: триггер начинает генерировать или во время воздействия входных сигналов неоднократно переходить из одного состояния в другое. Очевидно, что для нормальной работы триггера необходимо исключить указанное сочетание входных сигналов, приводящее к неопределенному состоянию. Это можно осуществить, предусмотрев выполнение запрещающего условия 1 RS = 0. Если на обоих входах действует сигнал, соответствующий 0, триггер сохраняет свое прежнее состояние. Таким образом, характеристическое уравнение RS-триггера при выполнении условия RS = 0 можно записать в следующем виде: Qп+1 = [QR S ∨ R S ]n или Qп+1 = [ S ∨ QR ]n . JК-триггеры. Они отличаются от RS-триггеров прежде всего тем, что в них устранена неопределенность, которая возникает в RS-триггерах, когда на обоих входах одновременно действуют единичные сигналы. JК-триггер тоже имеет два логических входа: J — для установки 1 и К — для сброса 1. Тактируемые JК-триггеры имеют дополнительный вход С для приема тактовых импульсов. Состояния JК-триггера, соответствующие различным комбинациям сигналов на входах J и К, представлены в табл. 5.2.

1

Здесь и далее обозначения входов и выходов совпадают с обозначениями соответствующих сигналов. 273

Таблица 5.2 Таблица истинности JК-триггера Такт п

Такт п+1 n+1

Q

Q n+1

J

K

0

0

Qn

Qn

1 0

0 1

1 0

0 1

1

1

Qn

Qn

Таким образом, состояние JK-триггера однозначно определено при всех сочетаниях входных сигналов, в том числе и при J = 1 и K = 1. Характеристическое уравнение JK-триггера можно записать в виде Qп+1 = [QJK ∨ JK ∨ Q JK ]n или Qп+1 = [ JQ ∨ K Q]n . JK-триггер можно получить из RS-триггера, соединив выходы триггера с его входами. Такое соединение позволяет использовать информацию, которая записана в триггере, для управления самой ТС. При этом схема управления строится таким образом, чтобы на входах S' и R' собственно триггера единичные сигналы одновременно не появлялись. Когда на обоих входах ТС действуют единичные сигналы (J = K = 1), схема управления обеспечивает работу триггера в счетном режиме: из-за связи с выхода на вход схема управления учитывает предшествующее состояние ТС и направляет сигнал на соответствующий вход собственно триггера, обеспечивая тем самым его переброс. JK-тригтер является более универсальным по сравнению с RSтриггером, поэтому он широко применяется в микроэлектронике. JK-триггер имеет симметричную внутреннюю структуру и удобен для построения различных узлов сложных цифровых систем. Путем незначительных изменений соединений внешних выводов JK-триггера можно получать триггеры другого типа, такие, как RS-, D-, Т-триггеры и т.д., благодаря чему сокращается число ИМС, необходимых для функциональной полноты данной серии ИМС. 274

D- и DV-триггеры. В настоящее время наряду с RS- и JKтриггерами широкое распространение получили D- и DV-триггеры. Так как основным элементом DV-триггера является D-триггер, то целесообразно прежде всего ознакомиться с его работой. D-триггер представляет собой запоминающий элемент с одним входом и предназначен для задержки логического сигнала. Иногда D-триггер называют триггером-задержкой или триггеромзащелкой. В соответствии с назначением триггера его работа описывается характеристическим уравнением следующего вида: Dп+1 = Dп, которому соответствуют состояния, указанные в табл. 5.3. Из этой таблицы следует, что состояние Таблица 5.3 D-триггера и соответствующий ему логичеп+1 ский сигнал Q повторяют значение сиг- Таблица истинности D-триггера нала, которое было установлено на входе триггера в предыдущий момент времени. В Такт п Такт п+1 асинхронных триггерах задержка определяDn Qn+1 ется параметрами схемы, а в тактируемых – 0 0 периодом следования тактовых импульсов. 1 1 Ограниченные логические возможности D-триггера привели к необходимости разработки на его основе новых типов триггеров, являющихся более универсальными. К их числу прежде всего относится DV-триггер. Этот триггер имеет два логических входа D и V, первый из которых является управляющим, а второй разрешающим. DV-триггер управляется по входу D (выполняя функции обычного D-триггера) только в том случае, когда на входе V имеется разрешающий сигнал, т.е. когда V = 1. Если на входе V действует запрещающий сигнал 0, триггер сохраняет свое состояние независимо от сигнала на входе D, т.е. он выдает ранее записанную информацию и перестает управляться по входу D. Состояния DV-триггера, соответствующие различным сочетаниям сигналов на его входах D и V, указаны в табл. 5.4. Характеристическое уравнение, описывающее логические возможности DVтриггера, имеет следующий вид: Q n+1 = [QV ∨ DV ]n . 275

Таблица 5.4 Таблица истинности DV-триггера Такт п

Такт п+1 n+1

Q

D

V

0

0

Qn

0

n

1

Q

Такт п

Q n+1 Qn+1 Q

n

Такт п+1 n+1

Q

Q n+1

D

V

0

1

0

1

1

1

1

0

Как отмечалось, быстродействие триггеров и ТС определяется быстродействием образующих их логических элементов, которое характеризуется следующими динамическими параметрами: • временами перехода из состояния логической 1 в состояние логического 0 t1,0 и, наоборот, из 0 в 1 t0,1, измеряемыми как интервал времени, в течение которого выходное напряжение изменяется от 0,9Uвыхт до 0,1Uвыхт и от 0,1Uвыхт до 0,9Uвыхт; 0,1 • временами задержки включения t1,0 зд и выключения tзд , из-

меряемыми на заданных уровнях как интервал времени между входным и выходным импульсами при переходе от 1 до 0 и, наоборот, от 0 до 1; • временами задержки распространения сигнала при включе0,1 нии t1,0 зд.р и выключении tзд.р ИМС, измеряемыми на уровне 0,5 как

интервал времени между входным и выходным импульсами при переходе от 1 в 0 и, наоборот, от 0 в 1 соответственно; • средним временем задержки распространения сигнала tзд.р.ср, определяемым по формуле 0,1 tзд.р.ср = ( t1,0 зд.р + tзд.р )/2.

5.3. Триггеры на элементах ТТЛ

Как отмечалось ранее, элементы транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ), появившиеся в результате дальнейшего усовершенствования элементов диодно-транзисторной логики (ДТЛ), обла276

дают бóльшим быстродействием, чем их прототипы, поэтому их часто применяют для построения быстродействующих ТС 1 . На рис. 5.9 представлены схемы триггеров на элементах ТТЛ с простым и сложным инверторами. В первой схеме (рис. 5.9,а) триггер построен на двух инверторах на Т3 и Т4, которые охвачены обратными связями через эмиттерные входы транзисторов Т1 и Т2. Во второй схеме (рис. 5.9,б) аналогичным способом обратными связями охвачены сложные инверторы на транзисторах Т3, Т5, Т7 и Т4, Т6, T8.

Рис. 5.9. Триггеры на элементах ТТЛ с простым (а) и сложным (б) инверторами

В этих схемах входами триггеров служат эмиттеры транзисторов Т1 и Т2. При установлении на входах повышенного потенциала триггер отключается от входных цепей, оставаясь в одном из своих устойчивых состояний. Это состояние поддерживается перекрестными связями, соединяющими выход каждого инвертора с эмиттерным входом другого. Если, например, на выходе первого инвертора (на Т3 или Т3, Т5, Т7) устанавливается высокий потенциал 1 U вых , то это приводит к смещению эмиттера Т2 в обратном направлении, благодаря чему на выходе второго инвертора (на Т4 или Т4, T8, Т6) устанавливается низкий потенциал. Это, в свою очередь, обеспечивает сохранение высокого потенциала на выходе первого 1 В этом и в последующих разделах будут рассмотрены собственно триггеры. В случае необходимости с ТС можно ознакомиться в [1] и [8].

277

инвертора, так как ток, отбираемый от источника питания транзистором Т1 через его эмиттер, направляется к выходу второго инвертора, а не в базу Т3, поэтому последний остается закрытым. Переброс триггеров, показанных на рис. 5.9, происходит тогда, когда потенциал на одном из входов, например на входе S , понижается. При этом ток, отбираемый многоэмиттерным транзистором (МЭТ), ответвляется в эмиттер, на который подан низкий потенциал (с входом S связан транзистор T1). Это приводит к запиранию транзистора (в данном случае Т3), присоединенного к коллектору МЭТ. Процесс завершается перебросом триггера в новое устойчивое состояние. В асинхронных системах переброс триггера начинается, как только изменяются входные потенциалы. Использование в тактируемых устройствах триггера, образуемого элементами И-НЕ (см. рис. 5.9), часто создает трудности, поскольку такой триггер перебрасывается при обработке входной информации. Этот недостаток можно исключить, построив триггер на логических элементах ИИЛИ-НЕ, каждый из которых имеет два входных транзистора. Один из них включают в схему триггера, а другой служит для переброса триггера после обработки входной информации, при этом во время обработки информации последний блокируется, не вызывая нарушения устойчивого состояния равновесия триггера. Стандартную микросхему ТТЛ, выполняющую функцию И-НЕ, можно превратить в элемент И-ИЛИ-НЕ, дополнив ее по входу расширителем (рис. 5.10).

Рис. 5.10. Схема логического расширителя, применяемого для построения элемента И-ИЛИ-НЕ на базе микросхемы ТТЛ

В микросхемах ДТЛ логический расширитель представляет собой диодную матрицу с диодами смещения на выходе. Один из этих диодов используется как разделительный элемент в парал278

лельной цепи диодных матриц, выполняющих функцию ИЛИ. В микросхемах ТТЛ нет диодов смещения, поэтому в качестве разделительного элемента используется транзисторный усилитель (на рис. 5.10 – Т2), подключаемый к выходу МЭТ, который является входным элементом расширителя. Транзисторный усилитель расширителя соединяется параллельно с простым инвертором микросхемы ТТЛ или с транзистором T1 в микросхеме со сложным инвертором. На рис. 5.11 представлены схемы триггеров, собранных на элементах И-ИЛИ-НЕ. Собственно триггер построен на инверторах, охваченных обратными связями через МЭТ Т3 и Т4, которые представляют собой входную часть логических расширителей. Дополнительные входы расширителя (на рис. 5.11 — S ′ и R ′ ) часто используют для предварительной записи информации непосредственно в триггер. В последующие моменты времени на эти входы подается высокий потенциал, отключающий их от триггера.

а

б Рис. 5.11. Триггеры на элементах ТТЛ с логическими расширителями на входах: с простым (а) и сложным (б) инверторами 279

Входная информация обрабатывается и поступает в триггер через МЭТ Т7 и T8, являющиеся элементами основных микросхем ТТЛ. Для блокировки транзисторов Т7 и T8 достаточно подать на один из входов R и S (например, R1 и S1) низкий потенциал, отпирающий соответствующий эмиттер и тем самым отключающий триггер от входной цепи. При этом можно обрабатывать информацию, поступающую на остальные входы (R2, R3 и S2, S3), изменяя потенциалы на этих входах в требуемом направлении. В течение времени блокировки состояние триггера остается неизменным. Только при подаче тактового импульса, запирающего блокированные эмиттеры, триггер переходит в новое устойчивое состояние, соответствующее установленной на входе информации. Помехоустойчивость триггера, его нагрузочная способность определяются соответствующими выражениями, характеризующими микросхемы TTЛ [1]. Нагрузочная способность ТТЛ-триггера ограничивается паразитными емкостями, замедляющими переброс триггера, продолжительность которого определяет его быстродействие. Времена задержки распространения сигнала в ТТЛ-триггере на элементах И-НЕ (см. рис. 5.9) определяются выражениями 0,1 0,1 tзд.р.тр = tзд.р ;

0,1 1,0 t1,0 зд.р.тр = tзд.р + tзд.р .

Быстродействие триггера на элементах с простым инвертором можно оценить по формуле (см. рис. 5.9,а) 0,1 Тпер = tзд + t0,1,

а в триггере со сложным инвертором (см. рис. 5.9,б) по формуле 0,1 0,1 Тпер = tзд + t1,0 зд + t .

Задержки при передаче информации в ТТЛ-триггере на элементах И-ИЛИ-НЕ рассчитываются по формулам 1,0 t1,0 зд.р.тр = tзд.р ;

0,1 0,1 tзд.р.тр = t1,0 зд.р + tзд.р ,

а быстродействие по формуле 0,1 0,1 Тпер = t1,0 зд + t зд + t .

Для уменьшения задержки при передаче информации, а также времени переброса триггера Тпер, характеризующего его быстродействие, применяют элементы на транзисторах Шоттки. 280

Триггер на микросхемах ТТЛ не может работать в счетном режиме, так как он не содержит элементов, способных запоминать его предыдущее состояние. 5.4. Триггеры на переключателях тока с объединенными эмиттерами

Триггеры на переключателях тока обладают наибольшим быстродействием, что связано с заметным увеличением потребляемой мощности. Чтобы уменьшить потребляемую мощность, такие триггеры строят на возможно меньшем числе элементов, стремясь упростить их схему различными средствами. На рис. 5.12 показаны схемы триггеров, первый из которых построен на элементах ЭСЛ, а второй – на элементах ЭЭСЛ. Основу триггера составляет переключатель тока на транзисторах Т1 и Т2, охваченных перекрестными обратными связями. В обеих схемах эти связи реализуются через повторители напряжения на Т3 и Т4. Однако в триггере на рис. 5.12, а повторители являются выходными элементами, а в триггере на рис. 5.12, б – входными. Логические элементы, на основе которых построены данные триггеры, отличаются от стандартных микросхем тем, что они не содержат транзистора с опорным напряжением. Роль этого элемента в триггере выполняет транзистор Т2 для T1 и, наоборот, Т1 для Т2, образуя переключатель тока. Поэтому расчетные соотношения, полученные в п. 2.6 для стандартных микросхем на переключателях тока, применимы и для рассматриваемых схем. В схемах, приведенных на рис. 5.12, запись информации в триггер производится через входные транзисторы Т5, T7 и Т6, T8. При запирании этих транзисторов собственно триггер отключается от своих входных цепей, оставаясь в одном из устойчивых состояний благодаря взаимодействию между двумя частями переключателя тока, обеспечиваемому перекрестными связями. Переброс триггера происходит при отпирании входного транзистора, связанного с закрытой частью переключателя тока. Допустим, в исходном состоянии транзистор Т1 открыт, а T2 закрыт. В момент времени t0 на вход S1 подается перепад напряже281

ния, соответствующий логической 1 (входные транзисторы T5–T7 остаются в закрытом состоянии).

а

б Рис. 5.12. Схемы триггеров на переключателях тока, построенных на элементах ЭСЛ (а) и на элементах ЭЭСЛ с эмитерными повторителями на входе (б)

Проследим за переходными процессами, происходящими в триггерах на элементах ЭСЛ и ЭЭСЛ при работе в спусковом режиме. Эти процессы иллюстрируются эпюрами, которые приведены на рис. 5.13. Хотя эти эпюры построены для триггера на элементах ЭЭСЛ (рис. 5.12,б), ими можно пользоваться и для пояснения переходного процесса в триггере на элементах ЭСЛ (рис. 5.12,а). На первом этапе стадии подготовки длительностью 1 tпод1 ≈ tзд0 + τln [ΔUлог /( U вых – Uвх.и)]

282

в триггере почти не происходит какихлибо изменений. И только когда в момент времени t1 потенциал на входе S1 достигает уровня Uвх.и, часть тока I0 ответвляется в эмиттер транзистора T8 и начинается переброс триггера. Из-за уменьшения тока эмиттера Т1 повышается потенциал на выходе Q, постепенно подготавливается отпирание транзистора Т2, который является частью переключателя тока. Во время второго этапа длительностью tпод2 ≈ tпод1 потенциал на выходе Q достигает уровня Uвх.и, отпирается Т2 и заканчивается стадия подготовки. Если к этому моменту времени t2 (на рис. 5.13) транзистор Т1 остается в открытом состоянии, то в триггере возобновляется действие положительной об- Рис. 5.13. Эпюры напряжений во время переходного ратной связи и начинается стадия регепроцесса при перебросе нерации. Однако какая стадия последует триггера на переключателях – регенерации или восстановления – затока висит от того, успеет ли запереться Т1 до отпирания Т2. Транзистор Т1 запирается за время 1 tзап ≈ tз0 + τln [ΔUлог /( U вых – Uвх.н)], в течение которого импульс на входе S1 нарастает до уровня Uвх.н. Тогда I0 почти полностью ответвляется в эмиттер Т8, отключая тем самым Т1. Если tзап < tпод1 + tпод2, то стадия регенерации вообще не наступает. На основании представленных соотношений можно показать, что если ширина активной области ΔUвх.ак = Uвх.н – Uвх.и не превышает третью часть размаха логического сигнала ΔUлог = 1 0 = U вых – U вых , то транзистор Т1 закрывается до того, как отпирается Т2. Так как в практических ИМС это условие, как правило, выполняется, то регенеративный процесс либо вообще не наступает, либо его действие почти не сказывается.

283

Переброс триггера завершается на стадии восстановления, которая начинается при запирании Т1. При записи информации в триггер задержки рассчитывают по формулам 0,1 0,1 1,0 0,1 1,0 1,0 tзд.р.тр = tзд.р ≈ t1,0 зд.пер ; t зд.р.тр = tзд.р + t зд.р ≈ 2 t зд.пер .

Быстродействие триггера характеризуется его временем переброса, определяемым соотношением 1,0 1,0 0,1 1,0 Тпер ≈ tзд + t1,0 зд + t = 2 t зд.пер + t ≈

1 ≈ 2[tзд0 + τln (ΔUлог / U пом ) + 1,1τ]. В тактируемых системах триггер на переключателях тока, как правило, строят на двухступенчатых логических элементах [1]. При этом наличие дополнительной ступени переключателя тока позволяет сравнительно просто решать проблему включения и отключения собственно триггера от схемы управления.

5.5. Триггеры на МДП-транзисторах

На рис. 5.14 приведены схемы триггеров, состоящих из двух логических элементов на МДП-транзисторах с одноименной проводимостью (см. § 2.7). Собственно триггер образуется путем охвата перекрестными связями инверторов на транзисторах Т1 и Т2 с квазилинейными резисторами Т3 и Т4 в стоковых цепях. На практике используется также триггер с нелинейными резисторами, отличающийся от рассматриваемого триггера тем, что в нем затворы нагрузочных транзисторов Т3 и Т4 подключаются к общему источнику питания Еи.п. Это позволяет исключить источник смещения 1 Ез, однако ценой уменьшения U вых .

К выходам Q' и Q ′ собственно триггера подключаются усилители мощности. В схеме на рис. 5.14,a эти усилители построены на сильноточных транзисторах Т5, Т7 и Т6, Т8, предназначенных для ускорения разряда и заряда паразитных емкостей нагрузки. Так как собственно триггер имеет прямой Q′ и инверсный Q ′ выходы, то для раскачки усилителей мощности не требуется дополнительных 284

инверторов. Поэтому в триггере на рис. 5.14,а каждый из усилителей мощности построен на двух транзисторах (Т5, T7 и Т6, Т8) вместо четырех.

а

б Рис. 5.14. Триггеры на МДП-транзисторах с инвертирующим (а) и бутстрепным (б) выходными усилителями мощности

Благодаря наличию двух выходов отпадает также необходимость подключения к каждому логическому элементу двух усилителей мощности: инвертирующего и неинвертирующего. Это еще больше упрощает схему элементов, образующих триггер, по сравнению со стандартными микросхемами. Для записи информации используются входы логических элементов. В асинхронных триггерах можно ограничиться элементами ИЛИ-НЕ, подавая информацию на входы S' и R'. В тактируемых системах входы элементов ИЛИ-НЕ обычно используются для 285

предварительной установки 1 или 0 (входы S' и R' на рис. 5.14). Для переброса триггера в процессе его работы спусковые импульсы целесообразно подавать на входы И, так как это дает возможность записать информацию на входах, не опасаясь нарушения работы триггера. Так, установив на входах R1 и S1 низкий потенциал, запирающий транзисторы T13 и Т14, можно подать на входы R2 и S2 напряжение, соответствующее последующему такту. Только при поступлении тактового импульса на входы S1 и R1 код, установленный на входах, будет записан в триггере. Условия (5.2) и (5.3) для схем, приведенных на рис. 5.14, выполняются с запасом, определяемым помехоустойчивостью инверторов на Т1 и T2: 1 1 U пом = U вых.ин – Uвх.гр;

0 0 U пом = Uвх.от – U вых.ин ,

1 0 где U вых.ин ≈ Еи.п и U вых.ин — выходные потенциалы инверторов T1 и T2, образующих триггер. В схеме с нелинейным резистором 1 U вых.ин = (Еи.п – U зи.пор ) /(1 + η).

Выходные потенциалы триггера отличаются от указанных величин из-за влияния усилителя мощности. Для триггера на рис. 5.14,а они определяются соотношениями 1 U вых ≈ (Еи.п – U зи.пор ) /(1 + η);

0 U вых ≈ 0.

1 Понижение выходного потенциала U вых и в особенности его зависимость от порогового напряжения транзистора Т5 или Т6 являются серьезными недостатками обычного усилителя мощности. 1 Выходной потенциал U вых можно зафиксировать на уровне, близком Еи.п, применяя на выходах триггера бутстрепный усилитель мощности (см. рис. 5.14,б). Нагрузочная способность триггера на МДП-транзисторах лимитируется требуемым быстродействием, определяемым продолжительностью переходного процесса при его перебросе [1]. Лучшими характеристиками обладает триггер, состоящий из логических микросхем на комплементарных МДП-транзисторах. Схема такого триггера показана на рис. 5.15. Собственно триггер построен на инверторах, образуемых из комплементарных пар Т1,

286

Т3 и Т2, Т4, охваченных перекрестными связями. В асинхронных системах переброс триггера можно осуществить путем подачи сигналов на входы R' и S', связанные с затворами транзисторов T5, T7 и Т6, Т8, которые вместе с инверторами на Т1, Т3 и Т2, Т4 образуют элемент ИЛИ-НЕ.

Рис. 5.15. Триггер на комплементарных парах МДП-транзисторов

В тактируемых системах обычно входы R' и S' используются для предварительной установки триггера в требуемое состояние. Переброс триггера при его работе удобно осуществлять через входы R1, R2 и S1, S2, которые связаны с элементами И-НЕ, состоящими из транзисторов Т9, Т11, T13, Т15 и T10, T12, Т14, Т16. Подключив к входам R1 и S1 выход генератора тактовых импульсов, во время паузы можно устанавливать соответствующие потенциалы на входах R2 и S2 без нарушения устойчивого состояния триггера. Это состояние триггера будет изменяться только после поступления тактового импульса, деблокирующего элементы И-НЕ по входам R1 и S2. Помехоустойчивость триггера на комплементарных парах, как и у соот-

Рис. 5.16. Эпюры напряжений, иллюстрирующие переходный процесс в триггере на комплементарных парах МДП-транзисторов 287

ветствующих логических элементов (см. §2.7), определяется пороговыми напряжениями транзисторов: 1 0 U пом ≈ Uзи.пор р; U пом ≈ Uзи.пор п. Помехоустойчивостью определяется запас, с которым выполняются неравенства (5.2) и (5.3). Триггер на комплементарных парах обладает также более высоким быстродействием. Эпюры напряжений, описывающие переходный процесс в таком триггере при работе в спусковом режиме, показаны на рис. 5.16. В исходном состоянии транзисторы Т1, Т4 закрыты, a Т2, Т3 открыты по цепям затворов. Входы R', R1 и S', S1 заблокированы низким потенциалом на затворах транзисторов T7, Т8, Т13 и Т14 с п-каналами. При этом транзисторы Т5 и Т6 остаются открытыми и тем самым не препятствуют установлению соответствующего состояния в триггере. При подаче спускового сигнала Uвх на вход R' или одновременно на входы R1 и R2 начинается первый этап стадии подготовки, который заканчивается, когда входной сигнал достигает порогового напряжения Uзи.пор п транзистора Т7 (или Т9 и Т13). На втором этапе происходит спад напряжения Uвых1 на стоке транзистора Т1 и, соответственно, на затворах транзисторов Т2 и Т4. Когда потенциал затвора Т4 достигает уровня Uзи.пор р, транзистор Т4 отпирается, и заканчивается второй этап стадии подготовки. После этого начинается нарастание потенциала Uвых2 на стоке Т2 и затворах Т1 и T3. Стадия подготовки завершается, когда Uвых2 повышается до уровня Uзи.пор п и транзистор T1 отпирается. В триггере возобновляется регенеративный процесс. Как отмечалось ранее, влияние этого процесса в практических схемах не очень существенно. На последней стадии восстановления завершается установление триггера в новое устойчивое состояние, при котором транзисторы Т2, Т3 оказываются закрытыми, a T1, T4 открытыми по цепям затворов (однако все они не проводят тока). При блокировке входной цепи отключаются также транзисторы Т7, Т8 и Т13, T14 (или Т9, Т10). Из анализа переходных процессов следует, что времена задержки передачи информации в триггере на МДП-комплементарных парах определяются соотношениями

288

1,0 t1,0 зд.р.тр = tзд.р ;

0,1 0,1 tзд.р.тр = t1,0 зд.р + t зд.р ,

а его быстродействие лимитируется временем переброса 0,1 0,1 Тпер = t1,0 зд + t зд + t .

Для повышения быстродействия триггера, работающего на большую емкостную нагрузку, к его выходам обычно подключают буферные инверторы, выполняющие функции усилителей мощности. На рис. 5.17 показана схема триггера на комплементарных парах, к выходам Q и Q которого подключены буферные каскады, построенные на мощных транзисторах Т9, Т11 и T10, Т12. При использовании буферных каскадов остальные элементы триггера реализуют на маломощных транзисторах, имеющих малые размеры. Это способствует уменьшению топологических размеров триггера, так как для любой его конфигурации требуется всего четыре мощных транзистора больших размеров.

Рис. 5.17. Триггер на комплементарных парах МДП-транзисторов с буферными каскадами на выходах и с двунаправленными ключами в цепи обратной связи на входе

Применение буферных каскадов позволяет формировать перепады напряжения, длительности фронта и среза которых практически не зависят от комбинации входных сигналов триггера. Эта особенность позволяет еще больше повысить быстродействие триггера, так как имеется возможность использовать внутри триггера транзисторы малых размеров, что способствует уменьшению ме289

жэлектродных емкостей. Благодаря этому обеспечивается более быстрое переключение собственно триггера. В триггерах на комплементарных парах счетный режим работы обычно реализуют с помощью управляющего запуска. При этом на входе триггера, а также в цепи перекрестной обратной связи используются двунаправленные ключи, которые представляют собой параллельно соединенные комплементарные пары транзисторов, управляемые разнополярными импульсами. Схема такого триггера показана на рис. 5.17. Во время паузы тактовых импульсов двунаправленный ключ на транзисторах T15, Т16 не проводит и тем самым отключает триггер от его входа. Двунаправленный ключ на транзисторах Т13 и Т14, оставаясь в проводящем состоянии, соединяет сток транзистора T2 с затворами комплементарной пары Т1, T3 и тем самым замыкает цепь перекрестной связи. Во время действия тактового импульса двунаправленный ключ на транзисторах T15 и T16 отпирается и соединяет триггер со входом. Одновременно запирается ключ на транзисторах Т13 и Т14, и цепь перекрестной связи размыкается. При этом триггер устанавливается в состоянии, соответствующем входному потенциалу. Так, если на входе действует высокий потенциал, то это приводит к отпиранию транзистора Т1, что сопровождается понижением потенциала его стока и затворов комплементарной пары Т2 и Т4. Транзистор Т2 запирается, и потенциал на его стоке повышается. Когда прекращается тактовый импульс, ключ на транзисторах Т13 и T14 отпирается и подключает затворы транзисторов Т1 и Т3 к стоку транзистора Т2. Поэтому, когда запирается входной ключ (Т15 и Т16) и отключает триггер от входа, его состояние сохраняется, так как цепь перекрестной связи оказывается замкнутой. 5.6. Триггеры на интегральных инжекционных логических элементах

Интегральные инжекционные логические (И2Л) микросхемы являются одной из современных разработок, которые все больше и больше используются в различных устройствах цифровой автоматики и ЭВМ. Для построения микросхем И2Л используется базовая 290

структура, состоящая из комплементарной пары биполярных транзисторов (рис. 5.18,а). Горизонтальный р-п-р-транзистор Ти выполняет функции инжектора носителей заряда, а многоколлекторный n-p-n-транзистор Т работает как инвертор. Микросхемы И2Л изготавливаются на кремниевой п+-подложке (рис. 5.18,б), которая служит не только конструктивной основой ИМС, но и общим электродом, объединяющим эмиттеры всех инверторов. При этом отпадает необходимость в изоляции друг от друга отдельных элементов, что приводит к заметному уменьшению площади, занимаемой базовой структурой, и повышению функциональной плотности элементов И2Л. Такая структура размещается на площади одного обычного транзистора.

Рис. 5.18. Схема И2Л элемента (а) и его базовая структура (б)

Толстый эпитаксиальный n-слой, выращенный на поверхности п+-подложки, служит эмиттерной областью для п-р-п-транзисторов с вертикальной структурой. Этот же n-слой между эмиттером и коллектором горизонтального р-п-р-транзистора является его базовой областью. Диффузионные слои образуются в два этапа. На первом этапе формируется базовая р-область п-р-п-транзистора, которая одновременно служит и коллектором р-п-р-инжек-тора. На втором этапе создаются п+-области, образующие коллекторы п-р-п-транзистора. Один и тот же горизонтальный р-п-р-транзистор может быть использован в качестве инжектора тока для нескольких n-p-пинверторов при соответствующей симметрии топологии, исключающей неравномерность распределения тока. Принцип действия элемента И2Л заключается в следующем. Эмиттер транзистора Ти инжектирует носители заряда, которые поступают в эмиттерную область п-р-п-транзистора Т, одновременно 291

являющуюся базой Ти. Эти носители, поступая в базу инвертора Т, которая служит также коллектором Ти, образуют ток в коллекторных цепях транзистора Т. Инвертор выключается тогда, когда ток инжектора Ти отбирается из базы п-р-п-транзистора в другую цепь, например в коллекторную цепь предыдущей ИМС. Такое переключение тока обеспечивается путем соответствующего уменьшения входного напряжения Uвх, которое управляет смещением на эмиттерном переходе инвертора (см. рис. 5.18,а). При снижении Uвх до уровня напряжения отпирания транзистора Uвх.от ток инжектора переключается из входной цепи инвертора в коллекторную цепь предыдущей ИМС. Триггер на элементах И2Л можно построить из двух элементов, включаемых по схеме И-НЕ (рис. 5.19,а). Перекрестная обратная связь образуется путем соединения коллекторов транзисторов Т1 и Т2 с базами соответственно Т2 и Т1. Нагрузка триггера подключается к его выходам Q и Q , в качестве которых используются коллекторы, не охваченные обратными связями.

Рис. 5.19. Схема триггера на элементах И2Л (а) и эпюры напряжений во время переходного процесса при перебросе триггера (б)

Переброс триггера производится путем подачи сигналов на его входы S и R через инверторы схемы управления (на рис. 5.19,а Т3 и Т4). Во время хранения информации входные инверторы остаются 292

в закрытом состоянии, отключая тем самым триггер от схем управления. При этом состояние триггера сохраняется благодаря перекрестным связям. Триггер на рис. 5.19,а можно использовать как в асинхронных, так и синхронных системах. Условия (5.2) и (5.3) для триггера на элементах И2Л выполняются с запасом, определяемым помехоустойчивостью триггера: 1 1 0 0 U пом = U вых – Uвх.гр; U пом = Uвх.от – U вых . 2 Триггер на элементах И Л может работать в спусковом режиме, он перебрасывается сигналом, соответствующим логическому 0, который подается на вход инвертора, находящегося в насыщенном состоянии. На рис. 5.19,б показаны эпюры напряжений, иллюстрирующие переходные процессы при перебросе триггера. В исходном состоянии инвертор на Т1 открыт и насыщен, а инвертор на Т2 закрыт. Входной сигнал в виде положительного перепада напряжения подается на базу транзистора Т3. В момент времени t1 транзистор Т3 открывается и начинает отбирать часть тока инжектора Ти1. По мере увеличения входного сигнала возрастает ток, отбираемый коллектором транзистора Т3, поэтому уменьшается ток базы инвертора на Т1. Начинается стадия рассасывания носителей в базе Т1, продолжительность которой определяется длительностью tpac. После выхода из насыщения инвертора на Т1 по мере увеличения его выходного напряжения возрастает потенциал базы транзистора Т2. Спустя время tзд.от, когда Uвых1(tзд.от) = Uвх.от, отпирается инвертор на Т2 и заканчивается стадия подготовки. Обычно после этого начинается стадия восстановления, так как инвертор на Т1 запирается раньше, чем отпирается Т2, поэтому не возникает регенерация. Динамические параметры триггера определяются соотношениями, характеризующими переходные процессы в последовательной цепи логических элементов. В частности, задержки при перезаписи информации относительно входа S или R рассчитывают по формулам 0,1 0,1 tзд.р.тр = tзд.р ;

0,1 1,0 t1,0 зд.р.тр = t зд.р + t зд.р ,

1,0 0,1 а время переброса Тпер = tзд.р + t1,0 зд.р + t .

293

Если требуется рассчитать задержки относительно базового входа транзистора Т3 или Т4, то следует воспользоваться следующими соотношениями: 0,1 0,1 tзд.р.тр = ( t1,0 зд.р )Б + t зд.р ,

1,0 0,1 1,0 t1,0 зд.р.тр = ( tзд.р )Б + t зд.р + t зд.р ,

в которых при помощи дополнительного члена ( t1,0 зд.р )Б учитывается задержка переключения входного инвертора на Т3 или Т4. 5.7. Несимметричные триггеры

Несимметричные триггеры также представляют собой устройства с регенеративной обратной связью с двумя состояниями устойчивого равновесия. Они отличаются от симметричных триггеров несимметричными цепями обратной связи, одна из которых обеспечивает регенеративную обратную связь по напряжению, а другая – обратную связь по току также регенеративного характера. Несимметричные триггеры наиболее часто применяют как пороговые устройства в различных электронных блоках (дискриминаторах амплитуды, регуляторах напряжения, тока, ключевых транзисторах, преобразователях и т.д.). Они удобны также для формирования прямоугольных импульсов в генератораx линейноизменяющихся напряжения и тока, формирователях и т.д. Их использование в цифровых устройствах в качестве запоминающего элемента вместо симметричных триггеров не оправдано, так как несимметрия схемы создает определенные трудности в таких режимах работы. На рис. 5.20 показана схема простейшего несимметричного триггера, известного в литературе как триггер Шмитта. Триггер построен на переключателе тока, который содержит два транзистора Т1 и Т2 с эмиттерРис. 5.20. Схема несимметричного ной связью. При работе этих триггера с эмиттерной связью транзисторов в активной облас294

ти эмиттерная связь приводит к появлению обратной связи по току, которая дополняется обратной связью по напряжению, образуемой передачей сигнала с коллектора транзистора Т1 на базу транзистора Т2 через резистивный делитель R1–R2. В период работы транзисторов Т1 и Т2 в активной области эти обратные связи носят регенеративный характер, поэтому данное состояние оказывается неустойчивым. Как и во всяком триггере, устойчивыми являются состояния, когда один из транзисторов (либо Т1, либо Т2) оказывается в области отсечки. На рис. 5.21 приведена переключательная характеристика триггера. Если в качестве выхода используется коллектор Т1, что иногда встречается на практике, то зависимость Uвых1 = F(Uвх) представляет собой переключательную характеристику триггера. При Uвх < Uпор2 транзистор Т1 закрыт, а Т2 открыт. Транзистор Т1 открывается тогда, когда входное напряжение Uвх, действующее на его базе, превышает потенциал объединенных эмиттеров U0 на величину напряжеРис. 5.21. Переключательная ния отпирания Uот.т, т.е. при порогохарактеристика несимметричного вом уровне триггера с эмиттерной связью Uвх ≡ Uпор2 = U0 + Uот.т. Учитывая, что потенциал эмиттеров (когда проводит Т2, а Т1 на грани отпирания) R2 U0 ≃ Еи.п − U бэ2 , Rк1 + R1 + R2 получим выражение для порога срабатывания R2 Uпор2 = Еи.п − U бэ2 + U от.т . Rк1 + R1 + R2 При достижении Uвх порога срабатывания в триггере начинает действовать регенеративная обратная связь, обеспечивающая переброс триггера в новое состояние устойчивого равновесия, в котором Т2 оказывается закрытым, а Т1 работает в активной области 295

как усилительный каскад с глубокой отрицательной обратной связью по току. Поэтому последующее увеличение входного напряжения приводит к незначительному уменьшению потенциала коллектора Т1 на величину R (U − U пор2 ) ΔUк1 ≃ к1 вх Rэ (см. спад Uвых1 на рис. 5.21). При уменьшении входного напряжения Uвх до порогового уровня Uпор2 триггер не возвращается в свое исходное состояние, т.е. транзистор Т2 не отпирается, поэтому Т1 остается пока в открытом состоянии. Это объясняется тем, что потенциал базы транзистора Т2 оказывается меньше, чем перед переходом в новое состояние, когда транзистор Т1 был закрыт. Поэтому возврат триггера в исходное состояние происходит при пороговом напряжении Uпор1 < Uпор2 тогда, когда ток коллектора Iк1 транзистора уменьшается настолько, что, с одной стороны, потенциал базы повышается до уровня Е R − I R ( R + R2 ) , Uб2 = и.п 2 к1 к1 1 Rк1 + R1 + R2

а с другой стороны, потенциал эмиттера U0 ≃ Iэ1Rэ снижается и становится меньше потенциала базы Т2 Uб2 на величину Uот.т2. Определив токи коллектора Iк1 и эмиттера Iэ1 ≃ Iк1, получим формулу для порога срабатывания R Rэ + г βN R ⎛ ⎞ Uпор1 ≃ Uвх = Uбэ1 + ⎜ Еи.п 2 − U от.т2 ⎟ , Rк || ( R1 + R2 ) + Rэ ⎝ R ⎠ где R = Rк1 + R1 + R2, Rг – внутреннее сопротивление входного источника Uвх. На рис. 5.22 показана структурная схема несимметричного триггера, построенного на основе ИОУ или ИКН, охваченного регенеративной обратной связью. Обратная связь по напряжению осуществляется при помощи резистивного делителя R1–R2, передачей выходного напряжения на неинвертирующий вход усилителя. Обратная же связь по току реализуется во входном дифференциальном каскаде ИОУ иди ИКН, который по сути дела представляет 296

собой переключатель тока с объединенными эмиттерами или истоками. Таким образом, несимметричный триггер на ИОУ или ИКН практически отличается от классического триггера Шмитта (см. рис. 5.20) только дополнительными каскадами усиления, преобразования и сдвига потенциальных уровней, которые включаются между переключателем Рис. 5.22. Структурная схема тока и выходной цепью триггера. несимметричного триггера При этом как в триггере Шмитта, на ИОУ или ИКН так и в триггере на рис. 5.22 точностные характеристики определяются соответствующими параметрами входного дифференциального каскада. В частности, отклонение пороговых напряжений от номинальной величины и их дрейф определяются соответствующими параметрами усилителя, образующего петлю обратной связи, т.е. ΔUпор1 и ΔUпор2 помимо других величин зависят также от напряжения отклонения, приведенного к входу ΔUвх.от = Uвх.см + (Rг – R1 || R2) Iвх.см + 2

+ 0,5(Rг + R1 || R2)Iвх.сд +

∑ kвл.и.пl ΔE

и.пl,

l =1

а дрейф ΔUпор1др и ΔUпор2др дрейфом выходного напряжения, также приведенного ко входу ΔI ⎡ ΔU вх.см ΔUвх.др = (Т1 – Т2) ⎢ + ( Rг − R1 || R2 ) вх.см + ΔT ⎣ ΔT + 0,5( Rг + R1 || R2 )

ΔI вх.см + ΔT

2

∑ kвл.и.пl l =1

ΔЕи.пl ⎤ ⎥. ΔT ⎥⎦

Переключательная характеристика несимметричного триггера на ИОУ приведена на рис. 5.23. Эта характеристика несимметрич0 ного триггера на ИКН отличается тем, что U вых >0.

297

Когда Uвх < Uпор2, на выходе триггера устанавливается высокий 1 потенциал U вых . При этом напряжение на неинвертирующем входе 1 1 U вх.ни ≡ U пор2 = U вых γ и + Есм (1 − γ и )

практически равно порогу срабатывания, так как триггер переходит 0 в новое состояние U вых тогда, когда входное напряжение, которое 1 подается на инвертирующий вход, отличается от U вх.ни на неболь-

шую величину ΔUвх.ср, т.е. 1 1 Uвх.и = Uпор2 = U вх.ни ± ΔU вх.ср ≅ U вых γ и + Есм (1 − γ и ) , R2 где γ и = – коэффициент передачи выходного напряжения. R1 + R2 1 Возврат триггера в состояние U вых тоже происходит тогда, когда Uвх.и = Uвх.ни ± ΔUвх.ср. Однако в этом случае на неинвертирующем входе установлено меньшее напряжение 0 0 U вх.ни = γ иU вых + Есм (1 − γ и ), поэтому и порог срабатывания

0 U пор1 = γ иU вых + Есм (1 − γ и )

оказывается меньше Uпор2. Таким образом, переключательная характеристика триггера имеет форму гистерезисной петли с шириной ΔUгис = Uпор2 – Uпор1 (см. рис. 5.21 и 5.23). Ширину петли гистерезиса можно регулировать изменением коэффициента передачи напряжения по цепи обратной связи или перепада напряжения на выходе, откуда снимается напряжение обратной связи (в триггере Шмитта – это колРис. 5.23. Переключательная характеристика несимметлектор Т1, а в триггере на ИОУ или ричного триггера на ИОУ ИКН – это выходное напряжение). 298

При заданной ширине петли пороги срабатывания можно регулировать путем изменения напряжения смещения Есм (в триггере Шмитта такое смещение можно создавать включением потенциометра в базовую цепь транзистора Т1). В зависимости от напряжения смещения на запускающем входе триггера возможны следующие варианты его работы. Если начальное смещение на входе меньше пороговых уровней, то триггер перебрасывается из одного состояния в другое импульсным сигналом положительной полярности. При этом во время положительного перепада напряжения, когда в момент времени t1 входное напряжение Uвх становится равным Uпор2, триггер перебрасывается в новое устойчивое состояние (см. эпюры на рис. 5.3). Возвращается триггер в исходное состояние во время отрицательного перепада, когда в момент времени t2 входной сигнал уменьшается до порогового уровня Uпор1. Если же смещение на входе выбрано так, что оно оказывается в середине петли гистерезиса, то переброс триггера с одного состояния в другое и его возврат в исходное состояние можно обеспечить только двухполярными сигналами. Наконец, если смещение на входе приводит к сдвигу переключательной характеристики в область отрицательных напряжений, то триггер срабатывает только от отрицательных импульсов. Важной характеристикой триггера является стабильность порогов срабатывания. В триггере Шмитта до некоторой степени температурную нестабильность удается уменьшить включением диода в базовую цель транзистора Т1. С увеличением температуры уменьшается перепад напряжения на прямосмещенном диоде, поэтому снижается потенциал базы Т1, что до некоторой степени компенсирует сдвиг порогов срабатывания в область меньших напряжений. В триггерах на ИОУ и ИКН для повышения стабильности порогов срабатывания стремятся симметрировать схему выбором R1 || R2 = Rг. Переходный процесс в несимметричном триггере тоже можно разбить на три стадии: подготовки, регенерации и восстановления. Продолжительность этих стадий определяет быстродействие триггера. При этом определяющими являются продолжительность ста299

дий подготовки и восстановления, так как регенерация протекает за сравнительно короткое время. Контрольные вопросы 1. Сколько у бистабильного триггера устойчивых состояний равновесия и каким образом обеспечивается их устойчивость? 2. Как определяется порог срабатывания триггера? 3. Какие состояния равновесия триггера оказываются неустойчивыми и при каких условиях это становится возможным? 4. Представьте спусковую характеристику бистабильного триггера. В каких случаях образуется петля на этой характеристике? 5. Укажите основные режимы работы триггеров и дайте краткое описание функции, выполняемой триггером в соответствующем режиме. 6. В чем отличие тактируемой триггерной системы от асинхронной? 7. В чем заключаются функции главного и вспомогательного триггеров в MS-триггерной системе? 8. Какие функции выполняют RS- и JК-триггеры? 9. Для чего предназначен D-триггер? 10. Какие параметры триггера и триггерной системы характеризуют их быстродействие? 11. Какие функции выполняют многоэмиттерные транзисторы в триггерах на элементах ТТЛ? 12. Какие функции выполняют повторители напряжения в триггерах на переключателях тока с объединенными эмиттерами? 13. Чем отличаются триггеры на МДП-транзисторах, построенных на инверторах с нелинейным резистором, от триггера на инверторах с квазилинейным резистором? 14. Почему потребляемая триггером на комплементарных парах МДПтранзисторов мощность меньше, чем мощность, потребляемая триггером на квазилинейных инверторах? Какой их этих триггеров обладает большим быстродействием и почему? 15. Какие функции выполняют горизонтальный р-п-р-транзистор и многоколлекторный п-р-п-транзистор в триггере на И2Л элементах? 16. Укажите основные функции, выполняемые несимметричными триггерами. На каких логических элементах можно реализовать такие триггеры? 17. Постройте переключательную характеристику несимметричного триггера. Какими параметрами определяется эта характеристика? 300

6. НЕЛИНЕЙНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ В ряде электронных устройств требуется преобразование импульсных сигналов по амплитуде, длительности импульсов, частоте следования и т.д. Для нелинейного преобразования амплитуды импульсов применяют ограничители амплитуды импульсов, характеризуемые порогами ограничения, вне пределов которых выходной импульс, ограничиваясь, остается практически неизменным. Для преобразования импульсных сигналов по длительности, т.е. для их укорочения или расширения применяют усилителиформирователи. Частоту следования импульсов можно менять при помощи делителей частоты и счетчиков импульсов. В этом разделе рассмотрим ограничители амплитуды импульсов, формирователи коротких импульсов и расширители импульсов. 6.1. Ограничители амплитуды импульсов 6.1.1. Назначение и основные параметры ограничителей амплитуды импульсов Ограничители амплитуды представляют собой электронные устройства с порогами ограничения, вне пределов которых на выходе импульс остается практически неизменным и равным пороговому значению ограничения. В пределах порогов ограничения выходной сигнал по форме совпадает с входным сигналом. Сигнал можно ограничить по максимуму и по минимуму. В первом случае сигнал на выходе устройства остается практически постоянным, когда подводимый сигнал превышает порог ограничения, называемый уровнем ограничения сверху или по максимуму (рис. 6.1,а). Во втором случае сигнал на выходе устройства остается практически постоянным, когда подводимый сигнал становится меньше порога ограничения, называемого уровнем ограничения 301

снизу или по минимуму (рис. 6.1,б). Ограничитель с двумя порогами ограничения называется двусторонним (рис. 6.1,в). Для ограничения амплитуды сигналов используют ключевые элементы. В качестве электронного ключа в ограничителях широко применяются полупроводниковые диоды. Диодные ограничители отличаются простотой, однако они являются пассивными элементами, не способными усиливать сигналы, подводимые ограничителю. С целью устранения указанного недостатка диодные ограничители дополняют усилительным элементом, в том числе и ИМС (например, ИОУ, ИКН). Можно построить также ограничители на активных элементах, работающих в ключеРис. 6.1. Эпюры сигнала ограничителя при ограничении по максимуму (а), вом режиме. К числу таких отминимуму (б) и при двустороннем носятся ограничители на транограничении (в) зисторных ключах и на ИМС (например, логические ИМС, ИОУ, ИКН). Они позволяют наряду с ограничением осуществлять и усиление сигнала. В зависимости от способа включения ключевого элемента различают последовательную и параллельную схемы ограничения. В первой ключевой элемент включается последовательно с нагрузкой, во второй – параллельно. Ограничители амплитуды широко применяются в импульсных устройствах и обычно выполняют следующие функции: • формируют импульсы с плоской вершиной; • пропускают импульсы определенной полярности и амплитуды; • формируют импульсы стандартной амплитуды; 302

• ограничивают уровень сигналов для сокращения длительности фронта или среза; • фиксируют уровень сигналов для поддержания напряжения или тока на заданном уровне; • демпфируют колебания ударного возбуждения в контурах. Ограничители амплитуды встречаются в схемах формирователей импульсов, дискриминаторов амплитуды, представляющих собой пороговые устройства для регистрации сигналов определенной амплитуды и полярности. Ограничители амплитуды наиболее часто применяются в узлах ЭВМ. Диодно-транзисторные логические элементы (ДТЛ) содержат двусторонний диодный ограничитель, состоящий из диодной сборки на входе ДТЛ и диодов смещения. В ЭВМ используются также усилители-ограничители в качестве основной части динамических триггеров; они входят в состав схем запрета, совпадения, инверсии и т.д. Ограничение уровня сигналов часто используется в быстродействующих импульсных устройствах для ограничения амплитуды, т.е. фиксации уровня сигнала, что позволяет заметно уменьшить продолжительность переходных процессов и тем самым увеличить быстродействие схемы. По принципу работы к ограничителям амплитуды также близки фиксаторы уровня и восстановители постоянной составляющей сигналов. Одним из основных показателей ограничителей амплитуды является качество ограничения, характеризуемое коэффициентом передачи в области как пропускания Kпр, так и ограничения Kогр. Коэффициенты передачи представляют собой отношение приращений выходного и входного напряжений. Рабочие характеристики ограничителей амплитуды определяются также уровнями ограничения, которые лимитируются обычно напряжением источников смещения и питания. В ограничителях, содержащих реактивные элементы (разделительные конденсаторы, согласующие трансформаторы, индуктивные катушки в формирующих контурах), при воздействии последовательности импульсов уровень выходного сигнала сдвигается, так как образуется ди303

намическое смещение. Из-за этого дополнительного смещения уровень ограничения может измениться, что необходимо учитывать при расчете практических схем. При ограничении импульсных сигналов с крутыми перепадами форма сигнала заметно искажается, что обусловлено переходными процессами, которые протекают в ограничителе. Работа ограничителей в импульсном режиме достаточно полно характеризуется длительностями фронта tфр и среза tср выходного импульса. В ряде случаев определяют также время установления выбросов tуст, образуемых в ограничителе при импульсном воздействии. 6.1.2. Диодные ограничители Диодные ограничители применяются для формирования импульсов. Они используются как пороговые элементы для селекции электрических сигналов по амплитуде и полярности. Встречаются диодные фиксаторы уровня и восстановители постоянной составляющей сигналов. В диодных ограничителях коэффициенты передачи при пропускании Kпр и при ограничении Kогр определяются средними значениями сопротивления диода при прямом rпр и обратном rобр напряжениях смещения, внутренним сопротивлением источника входного сигнала Rвн и сопротивлением нагрузки Rн. В параллельных ограничителях они зависят также от ограничивающего сопротивления Rогр. В настоящее время в быстродействующих ограничителях используются импульсные диоды со сравнительно узкой базой и малым объемным сопротивлением, изготовленные из полупроводникового кристалла с малым временем жизни. В импульсных диодах переходный процесс устанавливается за десятки наносекунд, что значительно меньше времени перезаряда паразитных емкостей, входящих в схему ограничителя. Поэтому при расчетах ограничителей микросекундного диапазона инерционностью полупроводникового диода, определяемой временем установления заряда в базе, можно пренебречь. 304

Последовательные ограничители. В ограничителе по минимуму (рис. 6.2), когда входное напряжение Uвх становится меньше напряжения источника смещения Есм на величину Uот.д, диод запирается и не пропускает сигнал на выход.

Рис. 6.2. Схема последовательного диодного ограничителя по минимуму (а) и эпюры его входного и выходного напряжений (б)

В ограничителе по максимуму (рис. 6.3) сигнал на выход не пропускается, если его амплитуда превышает пороговое напряжение Есм + Uот.д. Уровень ограничения диодного ограничителя можно менять, изменяя напряжение и полярность включения источника смещения Есм.

Рис. 6.3. Схема последовательного диодного ограничителя по максимуму (а) и эпюры его входного и выходного напряжений (б)

В последовательном диодном ограничителе 305

K огр = K пр =

Rн ; Rвн + rобр + Rн

Rн Rн ≃ . Rвн + Rн Rвн + rпр + Rн

Из этих соотношений следует, что для качественного ограничения сигнала и передачи возможно большей величины его в пропускном направлении необходимо при расчетах стремиться к выполнению следующих неравенств:

Rвн + rобр ≫ Rн;

rпр ≪ Rн.

Первое условие, как правило, удовлетворяется для большинства практических схем, так как обычно rпр ≫ Rн. Второе условие значительно проще реализовать при использовании полупроводниковых диодов. При гальванической связи с нагрузкой пороги ограничения зависят от напряжений источников смещения и напряжения отпирания диода Uот.д. Если же в схеме содержатся разделительные конденсаторы или согласующие трансформаторы, то при нахождении порогов ограничения следует учитывать влияние динамического смещения. Напряжение динамического смещения, определяемое средним значением напряжения на конденсаторе, можно рассчитать по приближенной формуле t2 ⎡ ⎤ 1 1 ⎛ τотк ⎞ ⎢ (6.1) Uд.см ≃ − 1⎟⎟ U вх (t )dt ⎥ , U пос + ⎜⎜ ⎥ T ⎝ τ зак ⎛ τотк ⎞ Δt ⎢ ⎠ t 1 − 1⎟⎟ 1 + ⎜⎜ ⎣ ⎦ ⎝ τ зак ⎠T где τотк и τзак – постоянные времени цепи, по которой протекает ток перезарядка конденсатора или ток намагничивания трансформатора, в открытом и закрытом состояниях диода; Δt = t2 – t1 – промежуток времени, в течение которого ток протекает по цепи с закрытым диодом; Т – период следования импульсов; Uпос =

∫

Т

1 = U вх (t )dt – постоянная составляющая выходного сигнала. T

∫ 0

306

При трансформаторной связи определяется среднее значение тока намагничивания Iд.см. Для этого можно воспользоваться формулой, аналогичной (6.1), заменив в ней напряжения на соответствующие токи. Качество ограничения импульсных сигналов характеризуется длительностями фронта и среза выходного импульса, которые в последовательном диодном ограничителе определяются постоянными времени перезаряда паразитных емкостей при открытом диоде R R τпр ≃ С2 ( Rвн || Rн ) = C2 вн н , Rвн + Rн при закрытом τогр ≃ С2Rн. Емкость С2, которая шунтирует выходную цепь ограничителя (см. рис. 6.2 и 6.3), складывается из емкости нагрузки Cн и паразитной емкости монтажа См, т.е. С2 = Сн + См. Влияние проходной емкости C1 (которая практически равняется зарядной емкости перехода диода Сп) проявляется в закрытом состоянии диода. После отпирания диода емкость С1 шунтируется сопротивлением проводящего диода и начинает перезаряжаться с постоянной времени С1rпр (пренебрежимо малой по сравнению с τпр). При ограничении импульсных сигналов в течение времени, пока диод закрыт, входной сигнал непосредственно передается на выход через паразитную емкость С1. В результате на выходе ограничителя появляется сигнал определенной величины и даже в том случае, когда амплитуда входного сигнала не превышает порога ограничения. Это так называемый сигнал помехи. Такого рода помехи особенно опасны при использовании ограничителя в качестве порогового элемента, а также в схемах, предназначенных для выполнения логических функций. Максимальная амплитуда этой помехи не превышает величину С1 , U пом max = U вхт С1 + С2 где Uвхт – амплитуда входного сигнала. 307

Для ограничения сигналов по максимуму и по минимуму применяются двусторонние ограничители (рис. 6.4). Напряжение источников смещения выбирают так, чтобы в отсутствие входного сигнала диод Д2 был открыт (Eсм1 < Есм2). Верхний уровень ограничения определяется напряжением источника смещения Есм2, а нижний – потенциалом катодов Uк0, соответствующим границе отпирания Д1. Диод Д1 отпирается, когда напряжение на входе превышает величину Uк0 + Uот.д1. При этом напряжение на выходе ограничителя практически равняется напряжению на входе (так как падение напряжения на проводящих диодах пренебрежимо мало). Когда напряжение Uвх превышает величину Eсм2 + Uот.д1 – Uот.д2, диод Д2 запирается, и напряжение на выходе ограничивается на уровне Есм2.

Рис. 6.4. Схема двустороннего последовательного диодного ограничителя (а) и эпюры напряжений (б) на входе (пунктиром – вне порогов ограничения) и выходе

Значительное улучшение характеристик диодных ограничителей может быть достигнуто при их сочетании с усилительными элементами. В интегральной схемотехнике в качестве последних наиболее часто применяют ИОУ. Последовательные ограничители на ИОУ можно построить по известной схеме, включив диод между операционным усилителем и нагрузкой. На практике предпочтение отдают схемам, в которых последовательный диодный ограничитель включают в цепь нелинейной обратной связи операционного усилителя (рис. 6.5,а). В закрытом состоянии диода входной сигнал воспроизводится с коэффициентом передачи Kпр, равным коэффициенту усиления операционного усилителя Kис. Когда потенциал точки А повышается настолько, что диод отпирается, вступает в действие отрица308

тельная обратная связь, которая существенно уменьшает коэффициент усиления и тем самым ограничивает амплитуду выходного импульса на уровне, близком ⎛ R ⎞ R U огр ≈ Есм 1 + U от.д ⎜⎜1 + 2 ⎟⎟ R2 R1 ⎠ ⎝ (рис. 6.5,б). Качество ограничения зависит от глубины отрицательной обратной связи, определяемой соотношением F = 1 + γи Kис, Rг || R1 где γи = – коэффициент передачи напряжения по цепи R2 + Rг || R1 обратной связи.

Рис. 6.5. Схема последовательного диодного ограничителя по максимуму на ИОУ с нелинейной обратной связью (а) и эпюры напряжений генератора входного сигнала Uг и на выходе ИОУ (б)

При ограничении амплитуды коэффициент передачи Kогр уменьшается обратно пропорционально глубине обратной связи K R2 K огр = ис ≈ . F Rг || R1 В схеме на рис. 6.5,а искажения крутых перепадов импульса на выходе определяются импульсными характеристиками операционного усилителя с учетом ограничения амплитуды импульса. 309

При использовании стабилитрона в цепи нелинейной обратной связи (рис. 6.6) отпадает необходимость в дополнительном источнике смещения Есм (см. рис. 6.5, а).

Рис. 6.6. Схема последовательного диодного ограничителя со стабилитроном Ст и диодом Д в цепи нелинейной обратной связи ИОУ (а) и эпюры напряжений входного генератора сигнала Uг и на выходе ИОУ (б)

Если требуется одностороннее ограничение, то последовательно со стабилитроном включают диод, параметры которого выбирают так же, как в схеме параллельного ограничителя. Исключение резистивного делителя R1–R2 (см. рис. 6.5, а) упрощает технологию изготовления схемы и одновременно способствует улучшению качества ограничения, так как повышается глубина обратной связи (F = 1 + Kис) и, соответственно, уменьшается коэффициент передачи при ограничении K K огр = ис ≈ 1 . F В двустороннем ограничителе в цепь нелинейной обратной связи включают последовательно два стабилитрона (рис. 6.7, а). При этом пороги ограничения определяются напряжением пробоя одного из стабилитронов и прямым перепадом напряжения на другом из них (рис. 6.7, б). 310

Рис. 6.7. Схема двустороннего последовательного ограничителя со стабилитронами в цепи нелинейной обратной связи ИОУ (а) и эпюры напряжений входного генератора Uг и на выходе ИОУ (б)

Рассмотренные схемы ограничителей можно изготовить по гибридной технологии, используя в качестве основы бескорпусной операционный усилитель. Параллельные ограничители. Параллельные ограничители (рис. 6.8,а и 6.9,а) в отличие от последовательных пропускают сигнал, когда диод заперт, и ограничивают, когда диод открывается. Диод с малым сопротивлением в проводящем состоянии в сочетании с резистором Rогр с большим сопротивлением образует делитель напряжения с коэффициентом передачи Rн || rпр rпр Kпр = , ≈ Rн || rпр + Rогр + Rвн rпр + Rогр + Rвн близким к нулю. Поэтому, когда диод отпирается, напряжение на выходе фиксируется на уровне, близком к Есм + Uот.д. В области пропускания (когда диод закрыт) коэффициент передачи определяется выражением Rн || rобр Rн ≈ Kпр = . Rн || rобр + Rогр + Rвн Rн + Rогр + Rвн Чтобы приблизить коэффициент передачи при пропускании к единице, а при ограничении – к нулю, следует выбирать ограничивающий резистор Rогр и диод так, чтобы их параметры удовлетворили условиям: Rогр + Rвн ≪ Rн; rпр ≪ Rогр + Rвн. 311

Рис. 6.8. Схема параллельного диодного ограничителя по минимуму (а) и эпюры входного и выходного напряжений (б)

Рис. 6.9. Схема параллельного диодного ограничителя по максимуму (а) и эпюры входного и выходного напряжений (б)

Уровень ограничения зависит от напряжения источника смещения Есм, а также от напряжения отпирания диода Uот.д, и легко регулируется изменением полярности и величины Есм. При наличии реактивных элементов на уровень ограничения влияет динамическое смещение, которое рассчитывают по формуле (6.1). В параллельной схеме в области пропускания основной причиной искажений крутых перепадов является емкость С0, которая складывается из зарядной емкости диода Сп, емкостей нагрузки Сн и монтажа См. При этом переходные процессы во время формирования фронта и среза выходного импульса характеризуются постоянной времени 312

τпр = С0

Rн ( Rогр + Rвн ) Rн + Rогр + Rвн

.

После отпирания диода (когда наступает ограничение сигнала) продолжительность переходных процессов не имеет определяющего значения, так как для получения качественного ограничения обычно параметры схемы выбирают так, чтобы после отпирания диода дальнейшие приращения выходного напряжения были значительно меньше его амплитуды. В параллельном ограничителе иногда наблюдается выброс на вершине импульса. Образование этого выброса объясняется модуляцией объемного сопротивления базы rб, вызываемой накоплением носителей заряда, что является также причиной расширения выходного импульса: в течение рассасывания избыточных носителей диод продолжает проводить, поэтому выходное напряжение практически остается постоянным (несмотря на изменение входного сигнала). При использовании импульсных диодов с малым временем жизни носителей в области базы влияние указанных эффектов можно не учитывать, так как в таких диодах модуляция и рассасывание носителей заряда происходит значительно быстрее, чем перезаряд паразитных емкостей. Двусторонний параллельный ограничитель (рис. 6.10,а) состоит из двух односторонних ограничителей с общим ограничивающим сопротивлением Rогр. Работа схемы иллюстрируется эпюрами на рис. 6.10,б.

Рис. 6.10. Схема двустороннего параллельного диодного ограничителя (а) и эпюры напряжений на входе (пунктиром – вне порогов ограничения) и выходе (б) 313

Ограничение по максимуму производится диодом Д1 на уровне Eсм1 + Uот.д1, ограничение по минимуму – диодом Д2 на уровне Eсм2 – Uот.д2. Значительное улучшение характеристик параллельных диодных ограничителей также может быть достигнуто при их сочетании с усилительными элементами, в частности с ИОУ. На рис. 6.11,а показана схема ограничителя по максимуму. В этом устройстве ограничение осуществляется параллельным диодным ограничителем, который подключен к выходу ИОУ. Диод Д с малым сопротивлением rпр в проводящем состоянии в сочетании с высокоомным резистором Rогр образует делитель напряжения с коэффициентом передачи rпр || Rн rпр Kопр = , ≈ rпр || Rн + Rвых + Rогр rпр + Rвых + Rогр Поскольку суммарное сопротивление на входе диодного ограничителя, состоящее из выходного сопротивления усилителя Rвых и ограничивающего сопротивления Rогр, значительно больше прямого сопротивления диода rпр, то Kогр ≈ 0. Поэтому когда диод отпирается, напряжение на нагрузке фиксируется на уровне, близком к Eсм + Uот.д (рис. 6.11,б).

Рис. 6.11. Схема диодного ограничителя по максимуму на основе ИОУ (а) и эпюры напряжений входного генератора Uг и на выходе ИОУ (б)

Когда амплитуда сигнала становится меньше порога ограничения, диод запирается и перестает ее ограничивать. При этом напряжение на нагрузке по форме совпадает с входным сигналом; 314

происходит лишь некоторое ослабление его амплитуды, характеризуемое коэффициентом Rн || rобр Rн ≈ Kпр = Rн || rобр + Rвых + Rогр Rн + Rвых + Rогр

(rобр – обратное сопротивление диода). В области пропускания искажения крутых перепадов выходного импульса обусловлены инерционностью операционного усилителя, а также перезарядом паразитной емкости С0, которая складывается из зарядной емкости диода Сп, емкостей нагрузки Сн и монтажа См. При этом во время воспроизведения фронта и среза выходного импульса постоянная времени перезаряда этой емкости τпр ≈ С0

Rн ( Rвых + Rогр ) Rн + Rвых + Rогр

.

После отпирания диода, когда наступает ограничение сигнала, переходные процессы устанавливаются относительно быстро, так как заметно уменьшается постоянная перезарядка паразитных емкостей и резко сокращаются пределы изменения выходного импульса (поскольку наступает ограничение его амплитуды). Можно исключить источник смещения Есм из схемы на рис. 6.11,а, применив вместо диода стабилитрон (рис. 6.12,а). При этом порог ограничения по максимуму будет определяться напряжением стабилизации Uст (рис. 6.12,б).

Рис. 6.12. Схема параллельного диодного ограничителя со стабилитроном на ИОУ (а) и эпюры напряжений входного генератора Uг и на выходе ИОУ (б) 315

Однако в схеме со стабилитроном имеет место двустороннее ограничение, так как при действии сигналов противоположной полярности стабилитрон, работая как обычный диод, ограничивает его амплитуду на уровне Uд (где Uд – перепад напряжения на стабилитроне при прямом смещении). Если не требуется двустороннее ограничение, то последовательно со стабилитроном включают диод так, чтобы он препятствовал ограничению сигнала при смещении стабилитрона в прямом направлении (рис. 6.13).

Рис. 6.13. Схема параллельного диодного ограничителя на стабилитроне и диоде, предотвращающем двустороннее ограничение

В такой схеме порог ограничения определяется суммарным перепадом напряжения на стабилитроне и диоде при прямом смещении, т.е. Uст + Uд. Качество ограничения повышается с уменьшением прямого сопротивления диода. Напряжение пробоя диода должно превышать наибольшую амплитуду выходного сигнала, чтобы не наступало ограничение при сигналах, смещающих диод в обратном направлении. В схемах с двусторонним ограничением используют последовательно включенные стабилитроны (рис. 6.14,а).

Рис. 6.14. Схема параллельного ограничителя на стабилитронах (а) и эпюры напряжений входного генератора Uг и на выходе ИОУ (б) 316

При этом пороги ограничения (рис. 6.14,б) определяются напряжением пробоя стабилитрона, смещенного в обратном направлении, и перепадом напряжения другого стабилитрона, проводящего ток в прямом направлении, т.е. Uогр1 = Uст1 + Uд2; Uогр2 = Uст2 + Uд1. 6.1.3. Усилители-ограничители на биполярных транзисторах

Транзисторный ключ, особенности которого рассматривались в п. 2.2, представляет собой простейший усилитель-ограничитель последовательного типа. В ключевой схеме при запирании транзистора выходное напряжение фиксируется на уровне, близком к напряжению коллекторного питания Eк – Iк0Rк ≃ Eк. При этом в усилителе на транзисторе типа р-п-р имеет место ограничение по минимуму, а на транзисторе типа п-р-п – ограничение по максимуму. Если амплитуда входного импульса достаточно велика, чтобы насыщать транзистор, то в первом усилителе наступает ограничение по максимуму, а во втором усилителе – ограничение по минимуму. Таким образом, транзисторный ключ можно использовать в качестве двустороннего ограничителя. Коэффициент передачи в пропускном направлении Kпр определяется коэффициентом усиления по напряжению β γ R β γ R K пр ≈ N к к ≈ N к к . Rвн + rвх Rвн + rб При отсечке входного сигнала коэффициент передачи Kогр можно считать равным нулю, так как выходное напряжение практически не меняется. Транзисторный усилитель-ограничитель обладает достаточно четкими порогами ограничения. Но при двустороннем ограничении из-за насыщения транзистора наблюдается расширение выходного импульса; он оказывается большей величины, чем длительность входного импульса. При насыщении транзистора происходит накопление носителей у коллекторного перехода. После прекращения входного импульса требуется определенное время для рассасыва317

ния избыточных носителей. В течение времени рассасывания tрас выходное напряжение изменяется незначительно, поэтому длительность импульса увеличивается на величину Δtи = tрас. Если ограничитель используется для формирования непрерывной последовательности импульсов, то некоторое расширение выходного сигнала не представляет особой опасности. В подобных случаях усилитель-ограничитель строится на простейшей схеме транзисторного ключа без дополнительных элементов, предназначенных для уменьшения или предотвращения расширения выходного импульса. В ряде случаев расширение выходного импульса может послужить причиной нарушения нормальной работы отдельных узлов устройства. Например, в узлах ЭВМ расширение импульсов на выходе усилителя-ограничителя приводит к увеличению длительности переброса триггеров, работающих в счетном режиме, к нарушению фазовых соотношений импульсных сигналов, при помощи которых осуществляются логические операции, и т.д. Для предотвращения или уменьшения расширения выходных импульсов в транзисторном усилителе-ограничителе применяются токоограничивающие цепи. I E − U кн Очевидно, что, ограничив ток базы Iб на уровне кн = к , βN β N Rк можно предотвратить насыщение транзистора, следовательно, и исключить расширение импульса. Величину тока можно ограничить включением сопротивления в цепь базы или в цепь эмиттера, а также увеличением напряжения смещения, запирающего транзистор. В том и в другом случае соответствующим выбором напряжения смещения Есм или токоограничивающего сопротивления в цепи эмиттера Rэ либо в цепи базы можно уменьшить ток базы до I величины I б ≤ кн . Однако уменьшение тока базы приводит к увеβN личению длительности фронта выходного импульса, так как уменьшается крутизна нарастания тока коллектора. Поэтому не рекомендуется уменьшать ток базы соответствующим увеличением напряжения смещения. 318

Чтобы предотвратить увеличение длительности фронта и среза выходного импульса, необходимо сохранить ток базы на уровне, соответствующем Rб = 0 и Rэ = 0, хотя бы в течение формирования фронта и среза импульса. Если шунтировать токоограничивающее сопротивление конденсатором небольшой емкости, то начальный приток носителей в область базы будет такой же величины, как в усилителе без токоограничивающей цепи, поэтому длительность фронта импульса увеличится незначительно. По мере заряда конденсатора входной ток уменьшится, приближаясь к уровню, соответствующему границе насыщения, и импульс не будет расширяться. На рис. 6.15,а приведена схема усилителя-ограничителя с токоограничивающей RС-цепью в эмиттере. Эпюры токов и напряжения, которые поясняют работу усилителя в случае, когда на его вход поступает прямоугольный импульс идеальной формы, приведены на рис. 6.15,б.

Рис. 6.15. Схема усилителя-ограничителя на р-п-р-транзисторе с токоограничивающей RС-цепью в эмиттере (а) и эпюры токов базы Iб, коллектора Iк и выходного напряжения Uкэ (б)

В исходном состоянии транзистор закрыт смещением Есм, подаваемым на его базу. В момент времени t0 на вход усилителя поступает отпирающий его импульс. Ток базы скачком увеличивается до величины 319

U вхт − ( Eсм + U от.т ) . Rвн + rб В начальный момент амплитуда тока базы сравнительно велика, что обеспечивает быстрое нарастание фронта выходного импульса. По мере заряда конденсатора Сэ уменьшается положительное смещение на эмиттерном переходе, а поэтому сокращается поток носителей в базу транзистора. Базовый ток постепенно уменьшается и, в конце концов, устанавливается на уровне Iб1, величину которого можно выбрать так, чтобы транзистор работал на грани насыщения. Величина тока базы Iб1 ограничивается сопротивлением резистора Rэ. Если выбрать сопротивление резистора Rэ так, чтобы E + U кн , I б1β N ≤ I кн = к Rк то можно предотвратить насыщение транзистора и тем самым исключить расширение выходного импульса. При этом, шунтировав резистор Rэ конденсатором емкостью 1 Сэ ≈ (τTN + Ск Rк ) , Rэ можно уменьшить длительность фронта до величины I бт =

tфр ≈ 2,2

(1 + β N )(τTN + Cк Rк ) Rэ 1+ (1 + β N ) Rвн + rб

(τTN – среднее время пролета носителей заряда в базе). Можно еще больше уменьшить длительность фронта, если увеличить величину емкости Сэ. С увеличением этой емкости уменьшается скорость спада тока базы, поэтому возрастает крутизна нарастания тока коллектора и уменьшается длительность фронта. Однако если емкость Сэ чрезмерно задерживает возрастание напряжения в эмиттерной цепи, то в течение воздействия импульса tи.вх ток базы не успевает заметно уменьшиться и транзистор попадает в насыщение. При прекращении выходного импульса в течение времени рассасывания выходной импульс не меняется, что и приводит к его расширению. 320

Конденсатор Сэ способствует и сокращению длительности среза. В момент окончания входного импульса конденсатор Сэ начинает разряжаться. Разрядный ток конденсатора приводит к образованию отрицательного всплеска базового тока, благодаря чему ускоряется формирование среза. При выборе параметров токоограничивающей цепи предполагалось, что амплитуда входного импульса Uвхт не меняется. В действительности входное напряжение в определенных пределах может меняться. При этом если оно превышает расчетную величину, то наступает насыщение транзистора, что приводит к расширению импульса. Если расширение импульса, обусловленное насыщением, недопустимо, то применяют ключ с нелинейной обратной связью, а в современных разработках – ключ на транзисторе Шоттки. В качестве усилителя-ограничителя можно использовать и электронный ключ на униполярном транзисторе как с управляющим рп-переходом, так и на МДП-структурах. Однако при переходе в крутую область ВАХ униполярный транзистор (в отличие от биполярного, работающего в области насыщения) все же усиливает сигнал, поэтому ограничение сигнала происходит не так уж четко. Поэтому на практике предпочтение отдают биполярным транзисторам. 6.1.4. Ограничители амплитуды сигналов на ИОУ, ИКН, логических элементах и триггерах

В качестве ограничителя амплитуды можно также использовать ИОУ или ИКН без дополнительного диодного ограничителя. Достаточно высокое качество ограничения реализуется при помощи интегральных логических элементов, рассмотренных в пп. 2.5–2.7. Эти элементы содержат транзисторный ключ, представляющий собой усилитель-ограничитель. Основные параметры ограничителей амплитуды на основе логических элементов определяются переключательной характеристикой и импульсными свойствами последних. Пороги ограничения определяются напряжениями, разграничивающими активную область работы элемента от пассивной. В устройствах на элементах ДТЛ и ТТЛ уровень огра321

ничения по максимуму можно регулировать путем изменения напряжения источника питания инвертора. Если наряду с ограничением амплитуды сигналов требуется и формирование импульсов с крутыми фронтом и срезом, то целесообразно использовать схемы с регенеративной обратной связью, к числу которых прежде всего относятся триггеры. Особенно удобными оказываются для этой цели несимметрчные триггеры (представляющие собой аналог триггера Шмитта). Для примера на рис. 6.16 показана схема несимметричного триггера на интегральном логическом элементе ЭСЛ. Элемент охвачен регенеративной обратной связью путем соединения выхода 2 с входом 1. Вход 2 используется для подачи входного сигнала. Выходной сигнал снимается с выхода 1. Можно использовать для этой цели и выход 2, однако при этом нарушается нормальная работа триггера из-за влияния нагрузки на глубину регенеративной обратной связи.

Рис. 6.16. Схема несимметричного триггера на ЭСЛ-элементе, используемого в качестве ограничителя амплитуды

6.2. Усилители – формирователи коротких импульсов 6.2.1. Назначение и параметры усилителей – формирователей коротких импульсов

Усилители-формирователи применяются для преобразования импульсов по длительности, в данном случае для укорочения импульсов. 322

Укорочение импульсов применяется для формирования кратковременных импульсов из перепадов напряжения или тока, для уменьшения длительности импульсов при запуске и синхронизации релаксационных генераторов, триггеров и т.п. Длительность импульсов можно уменьшить их дифференцированием. Для укорочения импульсов точного дифференцирования не требуется, поэтому в большинстве случаев можно использовать простейшие цепи в виде емкостного или индуктивного контура. В схемах на униполярных транзисторах укорачивающие схемы подключают к выходу усилителя. В устройствах на биполярных транзисторах отдают предпочтение схемам с укорачивающей цепью на входе усилителя. Для укорочения импульсов можно также воспользоваться собственной задержкой распространения сигнала в цепи электронных ключей. Такой способ укорочения импульсов часто встречается в современных разработках на ИМС, заменив таким образом навесные компоненты, образующие дифференцирующий элемент, цепочкой логических ИМС. Основными параметрами усилителей-формирователей являются следующие величины: • длительность формируемого импульса tи; • его амплитуда Uвыхт; • длительности фронта и среза импульса; • время восстановления установившихся величин напряжений и токов в усилителе tвосст. Параметры укорачивающей цепи определяют исходя из требований к длительности и амплитуде выходного импульса. Длительность же и в особенности амплитуда выходного импульса зависят от параметров усилителя, а также от параметров входного импульса, т.е. от его амплитуды, крутизны нарастания фронта, длительности. Поэтому далее укорачивающие цепи рассматриваются во взаимодействии с усилителем. Параметры схемы укорочения необходимо выбирать таким образом, чтобы при наибольшей длительности входного импульса длительность выходного не превышала заданной величины. Поэтому анализ работы и расчет схем, используемых для укорочения импульсов, целесообразно вести для случая, когда входной сигнал 323

представляет собой перепад напряжения или тока, т.е. импульс неограниченной длительности. Очевидно, что если в этом случае длительность выходного импульса не превышает заданной, то она тем более не превысит эту величину при воздействии импульса конечной длительности. 6.2.2. Формирователи коротких импульсов с дифференцирующими цепями

Как известно, длительность импульса можно уменьшить дифференцированием при помощи емкостного или индуктивного контура. Усилители с емкостной укорачивающей цепью. На рис. 6.17,а и 6.18,а показаны схемы усилителей-формирователей, в которых укорочение импульса производится при помощи конденсатора С. В схеме на биполярных транзисторах (рис. 6.17,а) укорачивающая RС-цепь подключается к входу усилителя, а в схеме на униполярных транзисторах – к его выходу (рис. 6.18,а).

Рис. 6.17. Схема транзисторного формирователя коротких импульсов с емкостным контуром на входе (а) и эпюры напряжения входного генератора Uг, токов базы Iб, коллектора Iк и выходного напряжения Uкэ (б)

324

На практике обычно применяются нормально-закрытые усилители, отпираемые входными импульсами. В схеме на рис. 6.17,а транзистор запирается источником смещения Есм. Резистор R, сопротивлением порядка нескольких килоом, служит для подачи запирающего смещения на базу транзистора, а диод Д способствует быстрой разрядке конденсатора С после окончания входного импульса, благодаря чему уменьшается величина динамического смещения, способного ослаблять действие последующих входных импульсов. Эпюры напряжений и токов в усилителе-формирователе с емкостным контуром приведены на рис. 6.17,б. В исходном состоянии формирователь закрыт. В момент времени t0 на вход поступает идеальный перепад напряжения с амплитудой Uгт. Транзистор отпирается, ток базы скачком возрастает на величину Iбт, затем из-за заряда укорачивающего конденсатора постепенно уменьшается. Ток базы Iб(t) можно представить как разность двух составляющих: Iб(t) = I б т e

−

t τ ук

t ⎛ − ⎜ τ ук − I б.зап ⎜ 1 − e ⎜ ⎝

⎞ ⎟ ⎟, ⎟ ⎠

где τук ≃ С(rб + Rг).

Рис. 6.18. Схема транзисторного формирователя коротких импульсов с емкостным контуром на выходе (а) и эпюры напряжения на входе Uвх, стоке транзистора Uс и выходе Uвых (б) б 325

Первая составляющая тока амплитудой Iбт насыщает транзистор. Вторая составляющая, амплитуда которой Iб.зап определяется величиной смещения, стремится запереть транзистор. Изменение тока базы определяется постоянной времени укорачивающей цепи τук. В момент времени t1 (см. рис. 6.17,б) транзистор попадает в насыщение и потенциал его коллектора фиксируется на уровне Uкн. Завершается формирование фронта импульса, длительность которого (с учетом влияния емкости нагрузки Сн) можно оценить по приближенной формуле ⎛ I ⎡ C ⎞⎤ tфр ≈ 0,8 кн ⎢τTN + Rнк ⎜⎜ Cк + н ⎟⎟⎥ , I бт ⎣⎢ β N ⎠⎦⎥ ⎝ где Rнк = Rн || Rк. После насыщения транзистора начинается формирование плоской вершины импульса. На этом этапе сначала происходит накопление носителей в базе, но затем по мере уменьшения тока базы накопление прекращается и начинается рассасывание избыточных носителей. Наконец, в момент времени t2 транзистор выходит из насыщения и начинается формирование среза импульса. После выхода из насыщения восстанавливаются усилительные свойства транзистора. К этому моменту времени укорачивающий конденсатор успевает зарядиться настолько, что напряжение на этом конденсаторе почти полностью компенсирует действие входного сигнала. При этом величина тока в основном определяется напряжением источника смещения, которое стремится запереть транзистор. Таким образом, длительность выходного импульса практически определяется продолжительностью нахождения транзистора в области насыщения. Это время рассчитывается из уравнения для заряда избыточных носителей в базе, накопленных непосредственно у коллекторного перехода. С изменением тока нагрузки, амплитуды входного импульса и параметров транзистора изменяется длительность выходного импульса, что необходимо иметь в виду при расчете схемы. Изменение длительности импульса Δtи, вызываемое отклонением амплитуды входного импульса от номинальной величины, можно уменьшить предварительным формированием входного сигнала при по326

мощи предусилителя-ограничителя. Если же изменение длительности импульса Δtи превышает допустимую величину из-за изменения в широких пределах тока нагрузки, то можно уменьшать Δtи, нагружая усилитель на балластное сопротивление. Включение этого сопротивления ограничивает диапазон изменения тока нагрузки Iкн и тем самым способствует стабилизации выходного импульса. Однако балластное сопротивление увеличивает ток коллектора в насыщении, что приводит к уменьшению нагрузочной способности усилителя и увеличению потребляемой мощности. Усилители с индуктивной укорачивающей цепью. В качестве такой цепи удобно использовать трансформатор, который включается на вход биполярного ключа или на выход униполярного. На рис. 6.19 приведена схема усилителя-формирователя с укорачивающим трансформатором на входе. Входной трансформатор одновременно позволяет согласовать источник сигналов с усилителем. Для согласования усилителя с нагрузкой используется выходной трансформатор.

Рис. 6.19. Схема формирователя коротких импульсов с укорачивающим трансформатором на входе

Временные диаграммы трансформаторного усилителя-формирователя приведены на рис. 6.20. При включении входного перепада ток базы скачком увеличивается на величину ⎡U гт ⎤ 1 − ( Eсм + U от )⎥ , I бт = ⎢ R ⎦ rб + 2г ⎣ nвх nвх W пвх = 1 – коэффициент трансформации входного трансW2 форматора; Uот – напряжение отпирания транзистора. 327

Очевидно, что чем большей величины амплитуда базового тока Iбт, тем меньше длительность фронта выходного импульса. С этой точки зрения целесообразно выбрать коэффициент трансформации равным 2 ⎡ ⎤ Eсм + U от ⎥ Rг ⎢ rб ⎛ Eсм + U от ⎞ ⎟ − +⎜ пвх.опт = . rб ⎢ Rг ⎜⎝ U гт ⎟⎠ U гт ⎥ ⎣⎢ ⎦⎥ При этом Iбт достигает своей максимальной величины. В усилителе с дифференцирующим трансформатором (так же как в предыдущих схемах) ток базы спадает с постоянной времени ⎛ 1 1 ⎞⎟ τ ук = L1вх ⎜ 2 + ⎜r n ⎟. ⎝ б вх Rг ⎠ Влияние укорачивающего трансформатора проявляется в следующем: с увеличением тока намагничивания ослабляется действие входного сигнала и возрастает влияние запирающего смещения. Ток коллектора, достигнув уровня насыщения 1 I кн = ( Eк − U кн ) , 2 Rн nвых продолжает возрастать из-за увеличения тока намагничивания выходного трансформатора и к моменту времени t2 становится равным ⎛ 1 t ⎞ = ( Eк − U кн )⎜⎜ + и ⎟⎟ ⎝ Rн L1 ⎠

Рис. 6.20. Эпюры токов базы Iб, коллектора Iк, напряжений на коллекторе Uкэ и выходе усилителя Uвых (б)

I кт 328

( пвых = W1 – коэффициент трансформации и L1 – индуктивность W2 первичной обмотки выходного трансформатора). В усилителе с трансформаторным выходом изменение длительности выходного импульса Δtи можно заметно уменьшить увеличением тока намагничивания, т.е. уменьшением индуктивности первичной обмотки выходного трансформатора L1. Минимально допустимая величина этой индуктивности так же, как в усилителе-ограничителе, определяется допустимой величиной тока коллектора. 6.2.3. Формирователи коротких импульсов на ИМС

Очевидно, что вместо транзисторного ключа можно использовать логический элемент в интегральном исполнении. На рис. 6.21, a показана схема формирователя коротких импульсов с дифференцирующим RC-контуром на входе логического элемента ТТЛ, выполняющего функции усилителя-формирователя. В качестве усилителя можно использовать и другие логические элементы.

Рис. 6.21. Схема формирователя коротких импульсов на ИМС ТТЛ-элемента (а) и эпюры напряжений входного генератора Uг, на выходе дифференцирующей цепи Uдиф и выходе ТТЛ-элемента (б)

б 329

В этой схеме укорочение импульса производится при помощи RС-цепи. Для ускорения разряда конденсатора С, a также для предотвращения пробоя эмиттеров транзистора Т1 выход дифференцирующей цепи обычно шунтируется диодом Д (часто на входе ТТЛ-элемента ставятся противозвонные диоды). На рис. 6.21, б приведены эпюры напряжений, поясняющие работу формирователя коротких импульсов с укорачивающим RСконтуром на входе. При подаче на вход перепада напряжения Uг, когда его амплитуда достигает уровня Uвх.от, инвертор на выходе логического элемента отпирается и начинается формирование выходного импульса. По мере заряда укорачивающего конденсатора С постепенно уменьшается напряжение на входах логического элемента, что в конечном итоге приводит к запиранию инвертора. На выходе схемы формируется короткий импульс, длительность которого tи определяется постоянной времени укорачивающей RС-цепи. Для укорочения импульсов можно воспользоваться собственной задержкой распространения сигнала в цепи логических элементов. Пример такого формирователя на интегральных логических элементах показан на рис. 6.22, а. Цепь задержки состоит из трех логических элементов Л1, Л2 и Л3. Элемент Л4 предназначен для формирования выходного импульса. При подаче на вход перепада напряжения (рис. 6.22, б) выходной инвертор Л4 отпирается и начинается формирование короткого импульса. Одновременно происходит изменение состояний логических элементов Л1, Л2 и Л3 в цепи задержки. Когда переключается Л3, изменяется входное напряжение Л4, что приводит к запиранию выходного инвертора. Таким образом формируется короткий импульс, длительность которого tи (на уровне 0,5Uвыхт) практически определяется суммарной задержкой распространения сигнала в цепи логических элементов Л1, Л2 и Л3, т.е. 0,1 1,0 0,1 1,0 tи = t1,0 зд.р1 + tзд.р2 + tзд.р 3 + tзд.р4 − tзд.р 4 .

Если для формирования импульсов заданной длительности tи требуется относительно большое число логических элементов, то в качестве элемента задержки целесообразно использовать интегрирующий конденсатор, шунтирующий выход логического элемента в цепи задержки. 330

а

Рис. 6.22. Формирователь коротких импульсов на ИМС логических элементов: а – схема включения логических элементов; б – эпюры, иллюстрирующие работу формирователя

б

Для формирования коротких импульсов можно использовать задержку сигнала в триггере. На рис. 6.23, а для примера показана схема формирователя на RS-триггере, который построен на логических элементах Л1 и Л2.

а Рис. 6.23. Схема формирователя коротких импульсов на основе триггера с включением логических элементов (а) и эпюры, иллюстрирующие работу формирователя (б) б 331

Элемент Л3 предназначен для формирования выходных импульсов. При подаче на вход импульса (рис. 6.23, б) отпирается выходной инвертор Л3 и остается в этом состоянии до тех пор, пока не произойдет переключение элемента Л1 в схеме триггера. Переброс же триггера обеспечивается подачей выходного перепада на вход Л2. При этом на выходе формируется короткий импульс с длительностью 0,1 1,0 0,1 tи = t1,0 зд.р1 + tзд.р2 + tзд.р3 − tзд.р3 .

6.3. Усилители – расширители импульсов 6.3.1. Назначение и параметры усилителей – расширителей импульсов

Усилители-расширители предназначены для преобразования импульсов по длительности и применяются для увеличения длительности импульса. Расширение импульсов, т.е. увеличение длительности кратковременного импульса, применяется при регистрации импульсов, для задержки и запоминания импульсных сигналов и т.д. Расширение импульсов связано с накоплением электрического заряда (или потока сцепления) и его сохранением в течение возможно большего времени, что можно реализовать при помощи интегрирующих цепей. Электрическое интегрирование, так же как и дифференцирование, производится реактивными элементами. Простейшими интеграторами могут служить емкостной и индуктивный контуры. Как известно, напряжение на емкости определяется интегралом зарядного тока, т.е. t

1 U C (t ) = iC dt . C

∫ 0

В индуктивном контуре ток, протекающий через индуктивность, является интегралом напряжения индукции: 332

t

i L (t ) =

1 U L dt . L

∫ 0

Для расширения импульсов не требуется точного интегрирования, поэтому обычно используются простейшие цепи в виде емкостного или индуктивного контуров. В схемах на униполярных транзисторах наиболее часто применяют емкостной контур, так как эти схемы обладают сравнительно высокоомным входом и выходом. В схемах на биполярных транзисторах более подходящим является индуктивный контур, который позволяет заметно увеличить длительность импульса при работе на низкоомную нагрузку. Такие схемы, как известно, обладают сравнительно низкоомным входом. Однако схемы с индуктивным контуром не получили широкого распространения. Чтобы получить заметное расширение импульсов, индуктивный контур надо подключить к источнику с низкоомным выходом. Биполярный транзистор имеет малое выходное сопротивление в насыщении. Насыщение транзистора связано с накоплением избыточных носителей в базе, которое само собой дает интегрирующий эффект. Поэтому при работе в режиме насыщения в большинстве случаев отпадает необходимость в дополнительном контуре в виде индуктивности, так как удается заметно увеличить длительность выходного импульса за счет накопления носителей заряда в базе. Расширение импульсов почти всегда сопровождается уменьшением амплитуды сигнала, поэтому расширяющий контур применяется совместно с усилителем. Ниже рассматриваются усилительрасширитель с емкостным контуром и транзисторный усилитель, в котором расширение импульсов обусловлено накоплением избыточных носителей в базе. Усилители-расширители характеризуются следующими параметрами: • длительностью формируемого импульса tи; • амплитудой Uвыхт; • длительностями фронта и среза импульса. 333

6.3.2. Усилители – расширители импульсов с емкостным контуром

В схеме транзисторного усилителя с емкостным контуром (рис. 6.24, а) в качестве расширяющей цепи используется емкость коллекторного перехода и паразитная емкость C0, шунтирующая выходную цепь усилителя. При этом заметное расширение имеет место только при работе на высокоомную нагрузку. Следует иметь также в виду расширение импульса, обусловленное инерционностью транзистора.

Рис. 6.24. Схема транзисторного расширителя с емкостным контуром (а) и эпюры, иллюстрирующие его работу (б)

Усилитель нормально закрыт и отпирается импульсом тока. В течение воздействия входного импульса изменение выходного напряжения определяется приближенным выражением I б ( p) U вых ( p) ≈ . ⎡ ⎛ 1 C0 1 ⎞⎤ ⎟⎟⎥ + τTN ⎜⎜ + p ⎢Cк + βN ⎝ Rк Rн ⎠⎦⎥ ⎣⎢ Таким образом, в транзисторном усилителе амплитуда выходного импульса

U выхт = где эквивалентная емкость 334

1 C0 экв

t и.вх

∫ Iб (t )dt , 0

⎛ 1 C0 1 ⎞ ⎟⎟ . + τTN ⎜⎜ + βN ⎝ Rк Rн ⎠ К моменту прекращения входного сигнала амплитуда выходного импульса достигает величины Uвыхт, a затем по мере разряда емкостей Cк и С0 спадает по экспоненте с постоянной времени τр (рис. 6.24, б). В промежутках времени t > tи.вх выходное напряжение изменяется по закону ⎛ t − tи.вх ⎞ ⎟. Uвых(t) = Uвыхт exp ⎜ − ⎜ ⎟ τ р ⎝ ⎠ Длительность выходного импульса tи в основном определяется временем разряда емкостей Ск и C0, поэтому чем больше постоянная времени их разряда τр, тем больше и длительность импульса tи. Для расширения импульсов, как правило, используют нормально закрытые усилители, так как в них постоянная времени τр большей величины, чем в нормально открытых усилителях. Длительность выходного импульса в нормально закрытом усилителе определяется временем разряда интегральной емкости коллекторного перехода Ск и емкости C0, т.е. tи = аτр, где а – коэффициент, величина которого зависит от уровня напряжения, на котором определяется длительность выходного импульса (на уровне 1 Нп а = 1, a на уровне 0,05 Uвыхт коэффициент а = 3). Постоянная разряда этих емкостей RR τр = (Ск + С0 ) к н Rк + Rн растет с увеличением сопротивлений Rк и Rн. Емкость С0 обычно определяется емкостью нагрузки Сн. Заметим, что в транзисторном усилителе для увеличения τр в определенных пределах можно увеС0экв = Ск +

личить емкость Сн до требуемой величины C0. Если C0 ≪ Ск(1+ βN), то с увеличением С0 амплитуда выходного импульса уменьшается не так уж существенно. Аналогичную схему расширителя можно строить на полевых транзисторах. В этих схемах расширение импульса происходит за 335

счет действия паразитных емкостей, шунтирующих как выход усилителя, так и его вход. 6.3.3. Усилители – расширители импульсов с накоплением заряда

В усилителях с емкостным контуром выходной сигнал имеет форму треугольного импульса (см. рис. 6.24,б). Длительность его фронта практически определяется длительностью входного импульса. Если считать нарастание выходного импульса линейным, то выходное напряжение увеличивается от 0,1Uвыхт до 0,9Uвыхт за время tфр = 0,8tи.вх. При работе транзистора в области насыщения, как известно, длительность выходного импульса увеличивается нa время, необходимое для рассасывания избыточных носителей, которые накапливаются в базе непосредственно у коллекторного перехода. Этот эффект на практике используют для расширения кратковременных импульсов. При этом удается формировать импульсы стандартной амплитуды с плоской вершиной и со сравнительно крутым фронтом. Длительность плоской вершины выходного импульса зависит от времени рассасывания избыточных носителей и при соответствующем подборе параметров схемы может значительно превосходить длительность входного импульса. Можно несколько увеличить длительность выходного импульса, замедляя разряд емкости коллекторного перехода и емкости нагрузки, т.е. удлиняя срез выходного импульса. В качестве насыщающегося усилителя-расширителя можно использовать схему на рис. 6.24,a, если соответствующим подбором параметров обеспечить работу транзистора в области насыщения при воздействии входного импульса. Усилитель-расширитель обычно работает без запирающего смещения. В этом случае при запирании транзистора ослабляется действие входного сигнала и тем самым снижается уровень накопления. 336

Кроме того, ток источника смещения после воздействия импульса способствует быстрому рассасыванию избыточных носителей, что также нежелательно, так как сокращается длительность выходного импульса. При подаче кратковременного импульса тока с амплитудой E ⎛ 1 I 1 ⎞ ⎟ Iбт ≫ кн ≃ к ⎜⎜ + β N β N ⎝ Rк Rн ⎟⎠ транзистор сравнительно быстро насыщается и потенциал его коллектора фиксируется на уровне Uкн (рис. 6.25). В схеме расширителя транзистор работает в режиме глубокого насыщения, поэтому фронт выходного импульса нарастает почти линейно и его длительность tфр ≈ 0,8

I кн I бт

Рис. 6.25. Эпюры, иллюстрирующие расширение входного импульса из-за насыщения транзистора

⎡ ⎛ C0 ⎢τTN + Rкн ⎜⎜ Cк + βN ⎝ ⎣⎢

⎞⎤ ⎟⎟⎥ , ⎠⎦⎥

как правило, оказывается заметно меньше длительности входного импульса. В течение воздействия входного импульса в базе накапливаются носители. Избыточный заряд неосновных носителей, накапливаемых в базе у коллекторного перехода, определяется выражением −

t

τн

Qкн(t) = ϑк ( I бтβ N − I кн )(1 − e ) (время t отсчитывается с момента насыщения транзистора). В момент окончания входного импульса избыточный заряд достигает величины Qкн(tн) ≃ ϑк ( I бтβ N − I кн )(1 − e

−

tн τн

)≃ 337

tн . τн Последнее приближение справедливо для кратковременных импульсов с временем накопления tн ≤ 0,2τн. Продолжительность процесса накопления tн можно оценить по приближенной формуле ⎛ C ⎞⎤ I ⎡ tн ≈ tи.вх – кн ⎢τTN + Rкн ⎜⎜ Cк + 0 ⎟⎟⎥ . β N ⎠⎥⎦ I бт ⎢⎣ ⎝ ≃ ϑк ( I бтβ N − I кн )

После выключения входного импульса избыточный заряд уменьшается, с одной стороны, из-за рекомбинации, а с другой – из-за тока Iкн через коллекторный переход. На стадии рассасывания, которая наступает после момента времени t2, заряд носителей у коллекторного перехода определяется выражением Qкн(t′) = Qкн (tн )e

−

t′ τн

– ϑк I кн (1 − e

−

t′ τн

),

где время t′ отсчитывается от момента окончания входного импульса. В момент времени t3 завершается рассасывание носителей, транзистор выходит из области насыщения и начинается формирование среза. Продолжительность плоской вершины импульса tп определяется временем, в течение которого транзистор находится в области насыщения, т.е. tп = tн + tрас. Время накопления tн зависит от продолжительности входного импульса tи.вх и длительности фронта выходного импульса tфр, т.е. tн = tи.вх – 1,25tфр. Время же рассасывания tрас определяется из уравнения Qкн(tрас) = 0, из которого следует, что t ⎡ ⎛ − н ⎞⎤ ⎛ ⎞ I ⎜ ⎟ τ б т − 1⎟⎟⎜1 − e н ⎟⎥ ≈ tрас ≈ τнln ⎢1 + ⎜⎜ β N ⎢ ⎝ I кн ⎟⎥ ⎠⎜⎝ ⎠⎦⎥ ⎣⎢ ⎡ ⎛ ⎞t ⎤ I ≈ τнln ⎢1 + ⎜⎜ β N бт − 1⎟⎟ н ⎥ . I кн ⎠ τн ⎥⎦ ⎣⎢ ⎝ 338

Итак, длительность плоской вершины импульса ⎡ t ⎤ tп ≈ tи.вх – 1,25tфр + τнln ⎢1 + (K нас − 1) н ⎥ τн ⎦ ⎣ растет с увеличением коэффициента насыщения I Kнас = β N бт . I кн При формировании среза импульса транзистор работает в активной области. Выходной сигнал спадает по экспоненте ⎛ t ′′ ⎞ ⎟⎟ ≈ Uвых(t″) = Uвыхт exp ⎜⎜ − ⎝ τ эк ⎠ ⎛ t ′′ ⎞ ⎟⎟ ≈ (Ек – Iк0Rк – Uкн) eхр ⎜⎜ − ⎝ τ эк ⎠ (время t″ отсчитывается от момента выхода транзистора из области насыщения t3). Таким образом, продолжительность выходного импульса дополнительно увеличивается из-за удлинения среза импульса и достигает величины tи = tп + аτэк (а = 1 на уровне 1 Нп, а = 3 на уровне 0,05 Uвыхт).

6.3.4. Усилители-расширители на интегральных логических элементах

В современных устройствах в качестве усилителя-расширителя часто используют интегральные логические элементы. На рис. 6.26,а показана схема расширителя импульсов на интегральной микросхеме, представляющей собой логический элемент с насыщающимся инвертором на выходе. В этой схеме расширение импульсов достигается за счет накопления заряда на емкости коллекторного перехода инвертора Ск и паразитной емкости С0, шунтирующей выход схемы. Для расширения импульсов используется также эффект накопления носителей в транзисторном инверторе при его насыщении. 339

Рис. 6.26. Схема расширителя импульсов на ИМС элемента ТТЛ (а) и эпюры напряжений на входе и выходе элемента ТТЛ (б)

В этой схеме в качестве насыщающегося усилителя-расширителя используется инвертор логического элемента. При этом, чтобы увеличить время рассасывания tрас, неиспользуемые входы логического элемента оставляют разомкнутыми. Следует также избегать включения запирающего смещения к входу инвертора. При запирании инвертора ослабляется действие входного сигнала и тем самым уменьшается уровень насыщения. Кроме того, ток запирающего источника смещения после воздействия входного импульса способствует быстрому рассасыванию избыточных носителей, что также приводит к сокращению длительности выходного импульса. Продолжительность плоской вершины импульса tп определяется временем, в течение которого инвертор находится в насыщении, т.е. tп ≈ tн + tрас. Время накопления носителей в базе tн зависит от длительности входного импульса tи.вх. Время рассасывания tрас рассчитывается по формуле ⎡ t ⎤ tрас ≈ τнln ⎢1 + (K нас − 1) н ⎥ . τн ⎦ ⎣ При формировании среза выходного импульса инвертор работает в активной области, поэтому выходное напряжение нарастает с постоянной времени 340

⎡ ⎛ C ⎞⎤ τэк = β N ⎢τTN + Rкн ⎜⎜ Cк + 0 ⎟⎟⎥ . β N ⎠⎦⎥ ⎝ ⎣⎢

Таким образом, продолжительность выходного импульса дополнительно увеличивается за счет удлинения среза импульса и достигает величины tи ≃ tп + аτэк (а = 1 и а = 3 соответственно для уровней 1 Нп и 0,05Uвыхт). Если требуется импульс с более крутым срезом, то схему на рис. 6.26, a дополняют еще одним логическим элементом, который подключается к ее выходу и используется в качестве формирователя импульсов с крутыми перепадами. Для формирования импульсов сравнительно большой длительности обычно применяют релаксационные устройства, работающие в ждущем режиме.

Контрольные вопросы 1. Какие функции выполняют ограничители амплитуды импульсов и какие элементы используют в этих устройствах? 2. Какие ограничители амплитуды импульсов применяют, если наряду с ограничением импульсов требуется и формирование импульсов с крутыми перепадами? 3. С какой целью применяют усилители – формирователи коротких импульсов и как производится укорочение импульсов? 4. Какие вы знаете формирователи коротких импульсов на ИМС и как они работают? 5. С какой целью производят удлинение коротких импульсов и какие схемотехнические способы применяются для расширения импульсов?

_______

341

7. РЕЛАКСАЦИОННЫЕ УСТРОЙСТВА НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМАХ 7.1. Назначение, режимы работы и основные параметры релаксационных устройств

Релаксационные интегральные микросхемы так же, как и их дискретные аналоги, предназначены для генерирования и формирования импульсных сигналов с заданными характеристиками, определяемыми параметрами схемы. Релаксационные устройства наиболее часто применяются для генерирования и формирования прямоугольных импульсов и импульсов линейно-изменяющейся формы, которые будут рассмотрены в этом разделе. Релаксационные устройства работают в двух режимах: автоколебательном и ждущем. В автоколебательном режиме они генерируют непрерывную последовательность импульсов, а в ждущем на каждый входной сигнал произвольной формы формируется один стандартный импульс или пачка таких импульсов. Релаксационные устройства, работающие в автоколебательном режиме, применяются в качестве задающих генераторов и делителей частоты. Ждущий режим работы используется для формирования импульсов с определенными параметрами с целью стандартизации их формы, длительности, а также для усиления их мощности и т. д. В интегральном исполнении выпускаются релаксационные ИМС с времязадающими RС-цепями: мультивибраторы и одновибраторы (ждущий мультивибратор). Они изготавливаются в виде монолитных и гибридных ИМС, работающих в предельном режиме, т.е. с наименьшим периодом колебаний или временем выдержки. Для работы с большим периодом колебаний или временем выдержки обычно предусматриваются дополнительные выводы для подключения к ИМС навесных конденсаторов. Широкое распространение получили релаксационные устройства, построенные на основе ИОУ и ИКН. В таких устройствах ИОУ или ИКН охватывается регенеративной обратной связью при по342

мощи RС-цепей, обеспечивающих релаксационный процесс. В настоящее время для этой цели применяются также интегральные таймеры [1]. Релаксационные устройства строятся также на логических ИМС. Характеристики релаксационных устройств можно разбить на две группы: характеристики установившихся процессов и характеристики процессов опрокидывания схемы. К первой группе относятся: ƒ амплитуда выходного сигнала (Uвыхт); 1 ƒ частота (F) или период (Т) следования импульсов F = при T работе в автоколебательном режиме и длительность импульса (tи) и наибольшее допустимое значение времени восстановления (Твосст.наиб) для заторможенной схемы; значения F, Т и tи могут регулироваться в определенных пределах; ƒ скважность генерируемых импульсов, определяемая соотношением между длительностями импульса (tи) и паузы (tп) между двумя последовательными сигналами t +t Qс = и п ; tи ƒ нестабильность параметров генерируемой последовательности импульсов (в первую очередь частоты, скважности, длительности и амплитуды) при изменении параметров элементов схемы в определенных пределах; обычно задается относительная нестабильность, например: Δt ΔТ , δt и = и , δТ = Т tи хотя может быть задана и абсолютная величина допустимого отклонения соответствующего параметра; ƒ нагрузочная способность. Вторая группа включает характеристики переходных процессов в схеме, в первую очередь, длительности фронта (tфр) и среза (tср) импульса (переходные процессы в схеме релаксационного устройства состоят из тех же стадий и характеризуются теми жe параметрами, что и в схеме несимметричного триггера – см. п. 5.7). 343

7.2. Монолитные и гибридные релаксационные ИМС

Такие ИМС, как правило, реализуют по схеме мультивибратора. Мультивибратором называется схема, генерирующая прямоугольные (или близкие к прямоугольным) импульсы с заданными характеристиками, определяемыми параметрами самой схемы. Как отмечалось, различают два режима работы релаксационных устройств, в том числе и мультивибраторов: автоколебательный и ждущий (или заторможенный). В первом случае схема генерирует непрерывную последовательность импульсов, во втором – на каждый входной сигнал произвольной формы формируется один или пачка стандартных импульсов. Мультивибраторы, работающие в автоколебательном режиме, широко применяются в качестве генераторов, задающих частоту или период следования опорных импульсов, делителей частоты. Ждущий режим работы используется для формирования импульсов с определенными параметрами, создания регулируемой в широких пределах задержки импульсов, формирования на каждый входной сигнал определенного количества импульсов: одиночного или пачки импульсов и т.д. Мультивибратор, построенный по симметричной схеме, состоящей из двух однотипных усилительных каскадов, охваченных положительной обратной связью (причем цепь обратной связи создается двумя однотипными ветвями), называют симметричным. Схема симметричного мультивибратора с коллекторнобазовыми емкостными связями и временные диаграммы, иллюстрирующие ее paботу, приведены на рис. 7.1. Схема имеет два временно-устойчивых состояния, в каждом из которых один из транзисторов насыщен, а другой закрыт. Поочередное запирание транзисторов обеспечивается перезарядом конденсаторов C1и С2 (соответственно запираются транзисторы Т2 и T1) через базовые резисторы R1 и R2. Длительность каждого временно-устойчивого состояния определяется временем перезаряда соответствующего конденсатора, когда сохраняется запертое состояние одного из транзисторов. После отпирания любого транзи344

стора схема опрокидывается, причем процесс переброса развивается совершенно так же, как в схеме симметричного триггера (см. п. 5.1). Затем цикл повторяется снова.

а

Рис. 7.1. Схема мультивибратора с коллекторно-базовыми емкостными связями (а) и эпюры напряжения, иллюстрирующие его работу (б)

б

В схеме на рис. 7.1,а в качестве хронирующих элементов используются дифференцирующие RC-цепи, при помощи которых обеспечивается изменение по экспоненциальному закону напряжения, управляющего мультивибратором: −

t τ

Uвх(t) = Uкон + (Uнач – Uкон) е , (7.1) где Uнач – напряжение в начале цикла (после переброса мультивибратора в новое временно устойчивое состояние равновесия); Uкон – напряжение, к которому в пределе стремится Uвх; τ – постоянная времени заряда конденсатора в хронирующей RC-цепи. Так, в рассматриваемой схеме при определении длительности импульса tи2, формируемого на коллекторе транзистора Т2 (Uвых2 = Uк2), в формулу (7.1) подставляют Uкон2 = Есм (где Есм – 345

напряжение источника смещения в базовых цепях транзисторов), Uнач2 = ΔUвых1 – Uбн2 (см. эпюру Uвх2 = Uб2 на рис. 7.1, б) и τ = = τ2 = R2C1. При достижении Uвх некоторого порогового напряжения Uпор в мультивибраторе возобновляется регенеративный процесс, который завершается переходом устройства в новое устойчивое состояние равновесия. Таким образом, продолжительность рассматриваемого цикла работы можно определить из уровня Uвх(t) = Uпор по формуле ⎡ U − U кон ⎤ (7.2) tи = τ ln ⎢ нач ⎥. ⎢⎣U пор − U кон ⎥⎦ В схеме на рис. 7.1,а длительность импульса tи2 на выходе Т2 определяется подстановкой в формулу (7.2) Uпор = Uпор2 ≡ Uбэ.рег2 (где Uбэ.рег2 – разность потенциалов между базой и эмиттером Т2, при которой наступает регенерация): ⎡ E − ΔU вых1 + U бн2 ⎤ tи2 = R2С1 ln ⎢ см ⎥. Eсм − U бэ.рег2 ⎣⎢ ⎦⎥ Аналогично можно установить, что длительность импульса tи1, формируемого на коллекторе Т1, равна ⎡ E − ΔU вых2 + U бн1 ⎤ tи1 = R1С2 ln ⎢ см ⎥. Eсм − U бэ.рег1 ⎣⎢ ⎦⎥ Отметим, что соотношения (7.1) и (7.2) получены в достаточно общем виде, поэтому ими можно пользоваться при определении длительности импульса tи почти во всех современных релаксационных устройствах. При этом соотношением (7.2) пользуются при расчете постоянной времени хронирующей цепи τ, обеспечивающей формирование импульса заданной длительности tи. Этими соотношениями пользуются также при оценке отклонения длительности импульса Δtи от заданного значения tи, обусловленного разбросом параметров элементов схемы и их изменением в температурном диапазоне. На основании формулы (7.2) можно показать, что относительное отклонение длительности импульса от 346

расчетной величины, полученной исходя из номинальных значений параметров элементов схемы, равно Δtи Δτ τ ⎡ ΔU кон − ΔU нач ΔU кон − ΔU пор ⎤ − = + ⎢ ⎥. tи τ t и ⎣⎢ U кон − U нач U кон − U пор ⎦⎥

(7.3)

При подстановке в эту формулу Δτ, ΔUкон, ΔUнач, ΔUпор, определяемых разбросом параметров, оценивают отклонение Δtи от расчетного значения. Если Δτ, ΔUкон, ΔUнач, ΔUпор определяются температурной зависимостью параметров, то по формуле (7.3) рассчитывается температурный дрейф Δtи. Длительность фронта и среза выходных импульсов определяются соответствующими параметрами интегральных микросхем с учетом действия дополнительных элементов в схеме релаксатора, к числу которых относятся и хронирующие конденсаторы. В классической схеме мультивибратора (см. рис. 7.1,а) продолжительность перехода транзистора из закрытого состояния в открытое 1 определяется постоянной времени ⎛ C + См ⎞ ⎟⎟ , τэк = τTN + (Rк || Rн )⎜⎜ Cк + н β ⎝ ⎠ которая зависит от инерционности транзистора (τTN, Ск) и паразитных емкостей (Сн и См). Этот переброс протекает сравнительно быстро (поэтому на рис. 7.1,б срез выходных импульсов представлен в виде идеального перепада). К недостаткам мультивибратора на рис. 7.1,а относится чрезмерно большая (по сравнению с tср) длительность фронта tфр, формируемого при запирании транзистора, когда ток зарядки хронирующего конденсатора с постоянной времени τзi ≃ СiRк (i = 1, 2) протекает через резистор Rк запирающего транзистора. Это происходит, начиная с момента отпирания и насыщения ранее закрытого транзистора. Отделить цепь заряда хронирующего конденсатора (С1 или С2) от коллектора транзистора (соответственно Т1 или Т2) 1

В схеме на п-р-п-транзисторах – это длительность среза tср выходного импульса, а на р-п-р-транзисторах – длительность фронта tфр. 347

можно с помощью отключающих диодов или встроенных повторителей напряжения. Схема мультивибратора с отключающими диодами Д3 и Д4 приведена на рис. 7.2. Этот мультивибратор построен на ИМС с нелинейной обратной связью, которая, действуя через диоды Д1 и Д2, предотвращает насыщение транзисторов Т1 и Т2. Это дает возможность использовать ИМС в генераторах коротких импульсов, длительность которых сравнима с временем рассасывания носителей заряда в базе транзисторов.

Рис. 7.2. Схема мультивибратора, построенного на микросхеме с применением навесных конденсаторов

Кроме того, предотвращение насыщения транзисторов исключает возможность жесткого режима возбуждения, что может послужить причиной срыва автоколебаний при включении источника питания. Срыв генерации происходит из-за одновременного насыщения транзисторов Т1 и Т2. Это состояние оказывается устойчивым, поэтому приводит к нарушению нормальной работы мультивибратора. Предотвращение насыщения транзисторов переводит схему в мягкий режим возбуждения, при котором срыв автоколебаний исключается. Как отмечалось, диоды Д3 и Д4 включаются для сокращения длительности фронта выходного импульса. Во время заряда времязадающего конденсатора соответствующий диод запирается и от348

ключает выходную цепь (т.е. коллектор транзистора) от конденсатора. При этом ток заряда конденсатора, отбираемый от источника питания, протекает через резистор R5 или R6. Поэтому длительность фронта выходного импульса сокращается до tфр = 2,2Rк(Ск + Сн + См), где См — паразитная емкость монтажа. В справочниках для подобного рода ИМС указываются напряжение источника питания, ток потребления, длительности фронта и среза выходного импульса, его амплитуда. На рис. 7.2 показана схема мультивибратора, построенного на микросхеме. В качестве времязадающих элементов используются навесные конденсаторы С1 и С2. Длительности импульсов на коллекторах Т1 и Т2, хронируемые временем перезаряда конденсаторов С1 и С2, определяются по формуле (7.2), которую обычно используют для расчета емкости конденсаторов С1 и С2: ⎛ 1 1 ⎞ ⎛⎜ Eи.п − U бэ ⎞⎟ ⎟ : ln 1 + γ1 С1 ≈ tи1 ⎜⎜ , + ⎟ ⎜ γ 2 Eи.п − U от.т ⎟⎠ ⎝ Rб1 R1 + R3 ⎠ ⎝

где

⎛ 1 ⎞ ⎛ 1 Eи.п − U бэ ⎞⎟ ⎟ : ln⎜1 + γ1 С2 ≈ tи2 ⎜⎜ , + ⎟ ⎜ γ 2 Eи.п − U от.т ⎟⎠ ⎝ Rб2 R2 + R4 ⎠ ⎝ R1 R2 γ1 = = ; R1 + R3 R2 + R4

Rб1 Rб 2 = . Rб1 + R1 + R3 Rб2 + R2 + R4 Отклонение длительности импульса и ее изменение в температурном диапазоне рассчитываются по формуле (7.3). Амплитуда выходного импульса, определяемая соотношением Uвыхт ≈ γ1(Еи.п – Uбэ) + Uд, лимитируется допустимым обратным напряжением Uэбmax для эмиттерного перехода транзисторов. Так как при запирании транзистора на его базе появляется перепад напряжения, почти равный Uвыхт, то, чтобы предотвратить пробой эмиттерного перехода, необходимо ограничить амплитуду выходного импульса величиной Uэбmax, т.е. γ2 =

349

R1 ≤ Uэбmax. R1 + R3 Выполнение этого условия обеспечивается соответствующим выбором напряжения источника питания Еи.п. В гибридных ИМС в качестве времязадающих конденсаторов используются пленочные элементы. Массу, габариты и занимаемую площадь гибридных ИМС, применяемых в качестве релаксационных устройств, можно заметно сократить применением распределенных RС-структур, состоящих из чередующихся пленочных резистивных и диэлектрических слоев. Наиболее перспективной распределенной Рис. 7.3. Схема мультивибратора, построенного на микросхеме структурой для построения гибс применением распределенных ридных релаксационных ИМС R-C-NR-структур является R-C-NR-структура. На рис. 7.3 показана схема мультивибратора с распределенными RC-NR-структура-ми. В этой схеме коллекторными резисторами Rк служат резистивные слои NRпол, а базовыми Rб – слои Rпол (Rпол – полное сопротивление). В качестве времязадающего конденсатора используется емкость структуры Спол. Совмещение указанных слоев в одной структуре позволяет уменьшить площадь, занимаемую ИМС, а также число пассивных элементов. Использование распределенных структур приводит к сокращению длительности среза выходного импульса, что способствует повышению быстродействия схемы. Бóльшими возможностями обладают многослойные структуры со средним металлическим и резистивным слоями. Подключив к среднему металлическому слою резисторы или конденсаторы, можно обеспечить подгонку периода колебаний или времени выдержки релаксационного устройства путем изменения их сопротивления или емкости. При использовании таких структур помимо подгонки выходных параметров сравнительно просто осуществляUвыхт ≈ (Еи.п – Uбэ)

350

ется регулировка периода колебаний мультивибратора или времени выдержки одновибратора, которая производится без изменения степени насыщения транзистора и без дополнительных затрат мощности. 7.3. Релаксационные устройства на основе интегральных операционных усилителей, компараторов напряжений и таймеров

На основе ИОУ, ИКН и таймеров можно строить релаксационные устройства, обладающие сравнительно высокой стабильностью. Простейшая схема релаксатора на ИОУ или ИКН показана на рис. 7.4,а, эпюры напряжений — на рис. 7.4,б. Релаксатор охвачен регенеративной обратной связью через делитель R1, R2 с коэффиR2 циентом передачи напряжения γи = . Времязадающая RСR1 + R2 цепь подключена к инвертирующему входу.

а Рис. 7.4. Схема релаксатора на ИОУ или ИКН с интегрирующей RC-цепью (а) и эпюры напряжений на выходе Uвых и инвертирующем входе Uвх.и, иллюстрирующие работу релаксатора (б)

б 351

Так как релаксатор охвачен глубокой регенеративной обратной связью, то при появлении случайных отклонений напряжения или тока будет происходить его непрерывное изменение до тех пор, пока из-за запирания или насыщения транзисторов выходное напряжение перестанет изменяться. Так, при случайном увеличении Uвых его нарастание будет продолжаться до тех пор, пока оно не 1 ограничится на уровне U вых (из-за насыщения или запирания транзисторов). При этом на неинвертирующем входе будет действовать

1 напряжение Uвх.ни = γи U вых .Напряжение на инвертирующем входе, равное напряжению Uс на конденсаторе С, определяется выражением (7.1) и его можно представить в виде 1 1 Uвх.и(t) = U вых + (Uпор2 – U вых )е

−

t τ

,

0 где Uпop2 = Uнач1 ≈ γu U вых — напряжение на конденсаторе в момент нарастания выходного напряжения, равное начальному значению Uнач1; τ = RС — постоянная времени заряда хронирующего конденсатора. По мере заряда конденсатора напряжение на инвертирующем 1 входе постепенно нарастает, стремясь к уровню Uкон1 = U вых . Когда разность потенциалов между входами ИОУ или ИКН становится почти равной нулю, ИМС выходит из режима ограничения и начинается спад выходного напряжения (из-за нарастания напряжения на инвертирующем входе). Таким образом, при достижении 1 Uвх.и порогового уровня Uпор1 = Uвх.ни ≈ γu U вых заканчивается первый цикл работы релаксатора, который завершается формированием импульса длительностью 1 ⎡U вых − U пор2 ⎤ ⎥ . tи1 = τ ln ⎢ 1 ⎢⎣ U вых − U пор1 ⎥⎦

После первого цикла в релаксаторе возобновляется регенеративный процесс, способствующий непрерывному спаду вы0 ходного напряжения до уровня U вых , когда из-за перехода ИМС в

352

режим ограничения Uвых фиксируется, поэтому перестает спадать Uвх.ни, релаксатор переходит во второе временно устойчивое состояние, характеризуемое соотношениями 0 Uвх.ни = γu U вых ; 0 0 Uвх.и(t) = U вых + (Uпор1 – U вых )е

−

t τ

.

0 Когда Uвх.и становится равным Uпор2 = γu U вых , заканчивается второй цикл работы релаксатора, продолжительность которого 0 ⎤ ⎡ U пор1 − U вых ⎥. tи 2 = τ ln ⎢ (7.4) 0 ⎢⎣U пор2 − U вых ⎥⎦ Период колебаний Т = tи1 + tи2. Отклонение длительности импульсов от расчетных значений определяется формулой (7.3) с учетом того, что отклонения пороговых напряжений ΔUпор1 и ΔUпор2 определяются не только отклонением потенциала на неинвертирующем входе, но также отклонением напряжения переключения ИОУ или ИКН от своего среднего значения ΔUвх.ср, определяемым известным соотношением ΔUвх.ср = Uвх.см + Iвх.см ΔRг + RгIвх.сд + Kвл.и.пlΔEи.пl

∑ l

(для ИКН вместо Uвх.см подставляют Uвх.сд). Для расчета температурного дрейфа длительности импульсов 0 1 необходимо учитывать изменения Δγи, Δ U вых и Δ U вых , определяемые температурной зависимостью элементов релаксатора, а вместо ΔUвх.ср — дрейф отклонения нуля:

ΔUвх.др = ΔUвх.см + (Rг1 – Rг2)ΔIвх.см + ΔEl (Т – Т ). н ΔT l Заметим, что амплитуда выходного импульса

+ RгΔIвх.сд +

∑K

вл.и.пl

1 0 Uвыхт = U вых – U вых в релаксаторах на ИОУ определяется напряжениями источников питания, а в устройствах на ИКН — логическими уровнями выходного каскада.

353

Недостатком релаксатора на рис. 7.4 является зависимость Uвыхт и длительности импульсов от напряжений питания, а также их нестабильности в температурном диапазоне. Эти недостатки можно исключить, дополнив релаксатор параметрическим стабилизатором на стабилитронах, заметно уменьшающим изменения выходного потенциала. Такая схема приведена на рис. 7.5. Пунктиром показаны резисторы R3 и R4, которые иногда включают, чтобы предотвратить увеличение входных токов ИМС. При этом, чтобы ускорить переброс релаксатора из одного состояния в другое, резистор R4 шунтируют конденсатором С4 небольшой емкости. В период регенеративного процесса конденсатор С4 закорачивает резистор R4 и тем самым ускоряет нарастание или спад входных напряжений. Это способствует уменьшению длительности фронта и среза выходного импульса, а также повышению надежности генерации. Для такой же цели рекомендуется шунтировать конденсатором С1 и резистор R1 в цепи регенеративной обратной связи. Длительности импульсов tи1 и tи2 можно рассчитать по формуле (7.2), принимая во внимание, что 1 0 U вых = Uст1 + Uд2; U вых = –(Uст2 + Uд1), где Uст1 и Uст2 – напряжения стабилизации; Uд1 и Uд2 – перепады напряжения на стабилитронах Ст1 и Ст2 при их прямом смещении.

б а Рис. 7.5. Схема релаксатора на ИОУ с параметрическим стабилизатором на выходе, построенном на стабилитронах Ст1 и Ст2 с резистором Rогр (а) и эпюры напряжений ИМС, иллюстрирующие работу релаксатора (б) 354

Стабильность периода колебаний практически определяется стабильностями параметров ИМС, времязадающей цепи и характеристик стабилитронов. В релаксаторах с интегрирующей RC-цепью (cм. рис. 7.4 и 7.5), 1 0 если выходные уровни ИМС U вых и U вых оказываются одной и 1 той же полярности (например, в ИКН, у которых как U вых , так и 0 U вых положительной полярности), происходит срыв автоколеба0 ний, так как состояние U вых оказывается не временно-устойчивым, и при переходе ИМС в это состояние она остается в нем сколь угодно долго. Физическая причина срыва автоколебаний заключа0 0 ется в том, что при U вых > 0 пороговый уровень Uпор2 = γи U вых оказывается недостижимым для конечного значения напряжения на времязадающей цепи 0 0 Uкон = U вых > Uпор2 = γи U вых . Следует иметь в виду, что по той же причине происходит срыв автоколебаний и в релаксаторах на ИОУ, если последний питается от одного источника Еи.п положительной или отрицательной полярности (неиспользуемый вывод ИМС при этом заземляется). В подобных схемах нормальный режим релаксации обеспечивают подключением к неинвертирующему входу ИМС источника смещения Есм через резистор R2, который приводит к изменению пороговых уровней: 1 Uпор1 = γи U вых + (1 – γи)Есм; 0 Uпор2 = γи U вых + (1 – γи)Есм. 0 При напряжении Есм > U вых обеспечивается автоколебательный режим, поскольку 0 0 Uпор2 = γи U вых + (1 – γи)Есм > Uкон2 = U вых , 0 и состояние U вых становится временно-устойчивым, так как при достижении напряжения на инвертирующем входе Uвх.ин = Uпор2 1 происходит переброс ИМС в состояние U вых .

355

В высококачественных релаксационных устройствах для повышения стабильности периода колебаний в цепи перезаряда хронирующего конденсатора С вместо резистора R включают источники тока на транзисторах. Одновременно эти транзисторы можно использовать для регулировки периода колебаний (путем изменения их тока). Особенностью рассмотренных релаксаторов является то, что в них времязадающая цепь и цепь регенеративной обратной связи образуют мостовую схему. В этом нетрудно убедиться, несколько изменив схему так, как показано на рис. 7.6. Это общая структурная схема мостового генератора, в которой с помощью элементов Z1 и Z2 реализуется регенеративная обратная связь, a Z3 и Z4 – отрицательная (в предыдущих схемах Z1 = R1; Z2 = R2; Z3 = R3; Z4 = =1/pC). При этом ИМС используется в качестве сравнивающего устройства в измерительной диагонали моста. Импульсное питание моста реализуется выходным напряжением ИМС. Использование мостовой схемы способствует заметному повышению стабильности частоты генерации и длительности импульсов, так как в мостовой схеме указанные параметры зависят не от абсолютного значения амплитуды сигналов в диагонали моста, а от их отношения. Можно реализовать мостовую Рис. 7.6. Структурная схема схему с дифференцирующей RСмостового релаксатора цепью во времязадающем плече моста. Схема такого устройства показана на рис. 7.7,а. При использовании дифференцирующего контура его 'следует подключать к неинвертирующему входу, чтобы обеспечить во время регенеративного процесса преобладание положительной обратной связи над отрицательной (на рис. 7.7,a показан резистор R', который иногда включают для предотвращения перегрузки ИМС по неинвертирующему входу). При формировании импульсов положительной полярности напряжения на входах ИМС определяются соотношениями 356

Uвх.ни(t) = (Uпор2 –

−

t τ

0 Uпep) е ≈ (γи U вых + 1 Uвх.и = γи U вых ,

1 U вых –

t − 0 τ U вых ) е

;

1 0 где τ = RC; γи = R2/(R1 + R2); Uпep = U вых – U вых = Uвыхт.

а Рис. 7.7. Схема релаксатора на ИОУ или ИКН с дифференцирующей RC-цепью (а) и эпюры напряжений на выходе Uвых и неинвертирующем входе Uвх.ни ИМС, иллюстрирующие работу релаксатора (б)

б

Когда Uвх.ни достигает порогового напряжения Uпор1 = Uвх.и, происходит переброс релаксатора в новое временно устойчивое состояние. При этом длительность импульса tи1 выражается формулой ⎡U пор 2 + U пер ⎤ ⎡1 U0 ⎤ ⎥ = τ ln ⎢ − (1 − γ и ) вых tи1 ≈ τ ln ⎢ , 1 ⎥ U пор1 γ иU вых ⎢⎣ ⎥⎦ ⎢⎣ γ и ⎥⎦ а ее отклонение от расчетного значения можно оценить на основании соотношения (7.3). Аналогично длительность второго цикла рассчитывается по формуле ⎡U пор1 − U пер ⎤ ⎡1 ⎤ U1 ⎥ = τ ln ⎢ − (1 − γ и ) вых tи2 ≈ τ ln ⎢ ⎥. 0 γ иU вых ⎦⎥ ⎢⎣ U пор2 ⎥⎦ ⎣⎢ γ и 357

Можно построить мостовую схему с двумя времязадающими конденсаторами, как это показано на рис. 7.8,а. Использование одновременно дифференцирующей и интегрирующей цепей в плечах моста способствует повышению стабильности длительностей импульсов tи1 и tи2, а следовательно, и периода колебаний. Это объясняется, тем, что угол пересечения сравниваемых напряжений на входах (рис. 7.8,б) больше угла пересечения этих напряжений предыдущих схем (поэтому нестабильность параметров сказывается меньше).

а Рис. 7.8. Схема релаксатора с двумя хронирующими RC-цепями на входах ИОУ или ИКН (а) и эпюры напряжений на выходе Uвых , инвертирующем Uвх.и и неинвертирующем Uвх.ни входах ИМС, иллюстрирующие работу релаксатора (б)

б

С появлением интегральных таймеров стала возможной разработка высокостабильных релаксаторов. На рис. 7.9 приведены основные схемы включения таймеров SE/NE555 (см. [1]) для генерирования импульсов прямоугольной формы. Эпюры напряжений, поясняющие принцип работы релаксаторов, показаны на рис. 7.10. Так как в таймере триггер переключается только тогда, когда на обоих входах действует одновременно высокий потенциал, входы таймера (выводы 2 и 6) запараллелены и подключены к его выходу (вывод 3 или 7), потенциал которого в определенные промежутки времени превышает пороги срабатывания триггера. 358

Рис. 7.9. Схемы включения таймера в релаксационных устройствах

Рис. 7.10. Эпюры напряжений на входе и выходе таймера, иллюстрирующие работу релаксационных устройств, построенных по схемам, показанным на рис. 7.9

Пороги срабатывания триггера определяются опорными напряжениями, создаваемыми на инвертирующих входах компараторов внутренним резистивным делителем. Так как резисторы имеют одинаковое сопротивление, то пороги срабатывания соответственно равны: Е 2 Еи.п Uпор1 = ; Uпор2 = и.п . 3 3 Вывод 5, предназначенный для изменения опорных напряжений, шунтируют конденсатором небольшой емкости (на рис. 7.9 не показан) или используют для регулировки периода повторения им359

пульсов, подключая его к делителю источника напряжения. Блокировку таймера исключают путем соединения вывода 4 с источником питания. При появлении на выходах таймера высокого потенциала (см. промежуток времени tи1 на рис. 7.10) по мере заряда хронирующего конденсатора С входное напряжение нарастает с постоянной времени τз: Uвх(t) = Uпор2 е

−

t τз

+

1 U вых (1

–е

−

t τз

).

Выходное напряжение 1 1 U вых = U вых1 ≈ Еи.п – Uбэ , 1 1 U вых = U вых2 ≈ Еи.п соответственно для схем на рис. 7.9, а–г и 7.9, д, е. В схемах на рис. 7.9, а, б заряд конденсатора происходит с постоянной времени τз = RC, в схемах на рис. 7.9, в, г τз = R1C, в схеме на рис. 7.9, д τз = (R1 + R2)С и, наконец, в схеме на рис. 7.9, е с постоянной времени τз = (R1 + γR4)С, где γR4 – сопротивление части переменного резистора R4, который применяется в том случае, когда требуется изменение скважности импульсов. Когда входное напряжение достигает порогового напряжения

U пор1, триггер в таймере перебрасывается и на выходах устанавли-

вается низкий потенциал 0 0 U вых1 ≈ U вых2 = Uкэн. При этом заканчивается формирование импульса, длительность которого, определяемая из равенства Uвх(tи1) = Uпор1, составляет 1 ⎡U вых − U пор2 ⎤ ⎥. tи1 = τ з ln ⎢ 1 ⎢⎣ U вых − U пор1 ⎥⎦ Во время паузы между импульсами (промежуток времени tи2 на рис. 7.10) происходит разряд хронирующего конденсатора С, что приводит к спаду входного напряжения:

−

Uвх(t) = Uпор1 е 360

t τр

+

1 U вых (1

−

–е

t τр

).

В схемах на рис. 7.9, а, б разряд и заряд конденсатора происходят с одинаковой постоянной времени: τз = τр= RС. В схемах на рис. 7,9, в, г в течение времени tи2 отпирается разрядный транзистор на выходе 7, поэтому разрядный ток конденсатора протекает через резисторы R1 и R2, и постоянная времени τр = (R1 || R2)C. В схеме на рис. 7.9, д конденсатор разряжается с постоянной времени τр = R2С, а в схеме на рис. 7.9,е τp = [R2 + + (1 – γ)R4]С. Пауза между выходными импульсами прекращается, когда входное напряжение уменьшается до уровня Uпор2, и в таймере триггер переходит в новое устойчивое состояние. Таким образом, длительность паузы tи2, определяемая из равенства Uвх(tи2) = Uпор2, составляет: 0 ⎤ ⎡ U пор1 − U вых U пор1 ⎢ ⎥ tи2 = τр ln ≈ τ ln = 0,7 τр. р 0 U пор2 ⎢⎣U пор 2 − U вых ⎥⎦ В схеме на рис. 7.9, а возникают паразитные колебания на фронте импульса, которые уничтожаются путем подключения конденсатора к источнику питания, как это показано на рис. 7.9, б. Регулировку длительности импульса можно производить путем изменения постоянной времени τз. Если требуется изменить скважность импульсов в широком диапазоне, то целесообразно использовать схемы, изображенные на рис. 7.9, д, е. В схеме на рис. 7.9, д коэффициент заполнения периода можно регулировать в пределах от 0,01 до 0,5, а в схеме на рис. 7.9, е благодаря разделению при помощи диодов цепей заряда и разряда хронирующего конденсатора С этот коэффициент удается увеличить до 0,99. Ждущий режим работы рассмотренных релаксаторов можно обеспечить, используя вход сброса 4: при низком потенциале на этом выводе таймер блокируется и только при подаче высокого потенциала устройство начинает релаксировать. Схемы на рис. 7.9 можно использовать и в качестве широтноимпульсного модулятора путем подачи модулирующего сигнала на вывод 5 для управления порогами срабатывания. 361

7.4. Релаксационные устройства на основе интегральных логических элементов

Простейший релаксационный генератор можно построить на двух логических элементах с емкостными связями (рис. 7.11) подобно дискретному мультивибратору с коллекторно-базовыми связями. Используя дополнительные входы логических элементов, можно обеспечить как автоколебательный, так и ждущий режимы Рис. 7.11. Схема релаксатора работы. Расчет такой схемы прона логических элементах изводится по известным формулам, полученным для ее дискретного аналога. Схема на рис. 7.11 работает в жестком режиме возбуждения, что может послужить причиной срыва автоколебаний при включении релаксатора. Как отмечалось, срыв автоколебаний происходит из-за одновременного насыщения или запирания транзисторов в инверторах логических элементов. Это состояние оказывается устойчивым, поэтому приводит к нарушению нормальной работы релаксатора. Его можно исключить, если предотвратить насыщение или запирание транзисторов, охватив логические элементы нелинейной обратной связью при помощи диода Д и резистора R, как это показано на рис. 7.12. Однако исключение режима насыщения снижает стабильность частоты колебаний, уменьшаРис. 7.12. Схема релаксатора ет амплитуду выходных импульсов. на логических элементах Мягкий режим возбуждения с нелинейной обратной связью, обеспечивающей мягкий можно обеспечить и при работе инрежим самовозбуждения верторов в режиме насыщения: его 362

можно достигнуть при помощи дополнительных логических элементов, исключающих срыв автоколебаний. Схемы мультивибраторов с мягким режимом возбуждения показаны на рис. 7.13. В схеме на рис. 7.13, а, если окажутся одновременно закрытыми инверторы Л1 и Л2, то на выходе логического элемента Л3 устанавливается низкий потенциал, поэтому инвертор Л4 запирается. При этом на входе Л2, подключенном к выходу Л4 через резистор R1, устанавливается высокий потенциал, инвертор Л2 открывается и релаксатор начинает генерировать непрерывные колебания. Таким образом, предотвращается случайный срыв автоколебаний, который может происходить из-за одновременного запирания инверторов. Во всех других состояниях Л1 и Л2, инвертор Л3 остается закрытым, поэтому отпирается инвертор Л4 и на его выходе устанавливается низкий потенциал. Состояние, когда одновременно оказываются открытыми оба инвертора Л1 и Л2 является неустойчивым, поэтому не требуется принимать специальных мер, чтобы вывести схему из этого состояния. Состояния, когда один из инверторов открыт, а другой закрыт, являются временно устойчивыми, являющимися нормальным режимом работы схемы.

Рис. 7.13. Схемы релаксаторов с дополнительными логическими элементами, обеспечивающими мягкий режим самовозбуждения релаксатора благодаря предотвращению одновременного запирания (а) или насыщения (б) инверторов Л1 и Л2

В схеме на рис. 7.13, б при помощи логических элементов Л3 и Л4 предотвращается срыв автоколебаний, который может возник363

нуть в случае, если одновременно оказались бы открытыми и насыщенными инверторы Л1 и Л2. Тогда на выходе Л3 установится высокий потенциал, отпирающий инвертор Л4 и тем самым понижающий входной потенциал логических элементов Л1 и Л2. При этом один из этих инверторов, выходя из насыщения раньше другого, обеспечивает самовозбуждение схемы. Все остальные состояния схемы не представляют опасности для срыва автоколебаний. При работе в автоколебательном режиме на выходе Л3 устанавливается низкий потенциал, запирающий инвертор Л4 и обеспечивающий нормальный режим работы схемы. Релаксационные устройства строятся также на основе стандартных интегральных триггеров. На цифровых ИМС можно построить более сложные релаксационные устройства с программированием их работы. 7.5. Формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяющейся формы

Формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяющейся формы применяются в измерительной и медицинской аппаратуре, телевидении, радиолокационной и радионавигационной аппаратуре для развертки луча электроннолучевых приборов, в сравнивающих устройствах, устройствах временной задержки импульсов и их расширения. Они составляют основу различного рода преобразователей, применяемых в цифровых устройствах и ЭВМ, а также преобразователей «напряжение–частота», широтноимпульсных модуляторов и т.д. Полный цикл формирования импульсов линейно-изменяющейся формы содержит (рис. 7.14): ƒ рабочую стадию с проРис. 7.14. Импульс линейнодолжительностью прямого изменяющейся формы 364

хода Тпр, в течение которого импульс изменяется линейно (нарастая или спадая) от начальной величины до конечной амплитуды; ƒ стадию обратного хода с продолжительностью Тобр, в течение которой импульс устанавливается на своем исходном уровне; ƒ стадию паузы с временем Тп. Последние две стадии в формирователях образуют стадию восстановления. В генераторах импульсов треугольной формы обратный ход тоже относится к рабочей стадии. Основные параметры формирователей и генераторов: ƒ рабочий перепад напряжения Uвыхт или тока Iвыхт; ƒ продолжительность Тпр, Тобр, Тп; ƒ время восстановления Твосст = Тобр + Тп в формирователях или период Т = Тпр + Тобр + Тп в генераторах; ƒ коэффициент нелинейности εнл, определяемый относительным отклонением скорости нарастания и спада импульса в начале v0 и в конце vкон рабочей стадии: 1 εнл = (v0 − vTпр ) ; v0 ƒ коэффициент использования источника питания U I ξ = выхт или ξ = выхт . Еи.п I и.п 7.5.1. Формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяющегося напряжения

Для формирования линейно-изменяющегося напряжения (ЛИН) обычно используют заряд или разряд конденсатора, напряжение на котором при постоянном токе заряда или разряда Iс изменяется линейно: t

u c (t ) = U 0 +

I 1 ic (t )dt = U 0 + с t . C C

∫ 0

Основными элементами формирователя ЛИН являются: конденсатор, зарядная (разрядная) цепь, формирующая зарядный (разрядный) ток конденсатора в рабочей стадии, и коммутирующий эле365

мент, предназначенный для переключения зарядной цепи и восстановления исходного напряжения на конденсаторе (рис. 7.15). Для формирования ЛИН стремятся поддерживать постоянным ток заряда (разряда) конденсатора С с тем, чтобы обеспечить линейное нарастание (спад) напряжения. Однако на практике невозможно обеспечить постоянство тока Iс во всем рабочем диапазоне, поэтому происходит отклонение от линейности, характеризуемое коэффициентом нелинейности: ic (Tпр ) C (0) Рис. 7.15. Структурная схема εнл = 1 − ⋅ , формирователя ЛИН ic (0) C (Tпр ) где ic(0), ic(Tпр) и С(0), С(Тпр) – токи и емкости в начале и конце цикла (в общем случае емкость С может меняться с изменением напряжения). Как следует из этого соотношения, коэффициент εнл определяется, прежде всего, относительным изменением тока заряда (разряда) конденсатора в течение рабочей стадии. Следовательно, для уменьшения нелинейности необходимо обеспечить в течение рабочей стадии с заданной точностью постоянство тока заряда (разряда) конденсатора, что достигается следующими способами: ƒ применением сравнительно высоковольтного источника питания; ƒ включением токостабилизирующего элемента в зарядную (разрядную) цепь; ƒ формированием компенсирующей ЭДС. Первый способ не получил практического применения в устройствах на ИМС, так как ему необходим высоковольтный источник питания, коэффициент использования которого оказывается очень низким. В формирователе ЛИН с токостабилизирующим элементом в зарядной (разрядной) цепи вместо резистора включают токостабилизирующий элемент, в качестве которого используют транзистор, работающий в активной области, или ИОУ, охваченный отрица366

тельной обратной связью по току, посредством которой стабилизируют ток, уменьшив его изменение. Такое устройство называется также формирователем ЛИН с параметрическим стабилизатором тока. На рис. 7.16, а показана схема формирователя ЛИН с токостабилизирующим элементом на транзисторе Т1, включенном по схеме с общей базой (ОБ). Такое включение приводит к повышению выходного сопротивления токостабилизирующего элемента; в схеме с ОБ оно равняется rк, тогда как в схеме с общим эмиттером (ОЭ) r rвн ≈ к . β В качестве коммутирующего элемента используется транзисторный ключ Т2, который при Uупр = 0 включается и производит быструю зарядку конденсатора С. Для того чтобы обеспечить работу коммутирующего элемента в области насыщения, в коллектор транзистора Т2 включают резистор Rк с сопротивлением в сотни ом.

Рис. 7.16. Схема формирователя ЛИН с токостабилизирующим элементом на транзисторе Т1 (а) и эпюры управляющего (Uупр) и выходного (Uвых) напряжений, иллюстрирующие работу формирователя (б)

Эпюры, иллюстрирующие работу формирователя ЛИН, приведены на рис. 7.16, б. В исходном состоянии транзистор Т2 открыт и насыщен, поэтому конденсатор С заряжен до уровня Um = Eк – ΔU2 (где ΔU2 – перепад напряжения на резисторе Rк и насыщенном транзисторе Т2). В момент времени t1 включается управляющее 367

напряжение Uупр, запирающее ключевой транзистор Т2. Начинается разряд конденсатора С и паразитных емкостей (емкости коллекторного перехода Ск транзистора Т1, емкости нагрузки Сн) током коллектора Iк1 = αNIэ1 + Iк0. По мере разряда конденсатора происходит спад выходного напряжения t

U вых (t ) = U т −

t 1 ic (t )dt ≃ U т − I к1 , CΣ CΣ

∫ 0

где СΣ = С + Ск + Сн – суммарная емкость. Линейный спад, определяемый последним соотношением, справедлив при следующих допущениях: ƒ ток, ответвляемый в нагрузку Rн, ничтожно малой величины, поэтому можно считать iс(t) ≃ Iк1; ƒ разрядная цепь на транзисторе Т1 представляет собой идеальный источник тока, т.е. Iк1 = const и не зависит от напряжения на коллекторе; ƒ изменение емкости коллекторного перехода Ск = F(Uк), обусловленное уменьшением напряжения на коллекторе Uк, пренебрежимо мало по сравнению с суммарной емкостью СΣ. На практике указанные условия все же не выполняются, поэтому коэффициент нелинейности εнл оказывается отличным от нуля. С учетом двух факторов, т.е. конечной величины внутреннего сопротивления разрядной цепи rвн ≈ rк и сопротивления нагрузки Rн, выходное напряжение спадает до уровня U0 по экспоненте. При этом коэффициент нелинейности εнл = 1 – е

−

Т пр τр

=

U выхт , U т + I к1 ( Rн || rкн )

где τр = (Rн || rвн)CΣ. Причиной нелинейности является также зависимость части суммарной емкости (например, емкости коллектора Ск) от напряжения. При этом, представив суммарную емкость CΣ в виде двух составляющих, первая из которых С1 не зависит от напряжения, а вторая – С2(U) включает все емкости, которые изменяются с изменением выходного напряжения, получим 368

εнл =

1 × [U т + I к1 ( Rн || rкн )][C1 + C2 (U )]

× {UвыхтC1 + Iк1(Rн || rк)[C2(U0) – C2(Uт)] +

+ UтC2(U0) – U0C2(Uт)}. Изменение ΔС2 = C2(U0) – C2(Uт) может заметно повлиять на нелинейность, даже при сравнительно малой величине ΔС2. НаприΔС2 мер, при = 0,01 коэффициент нелинейности увеличивается боСΣ лее чем на 1%. Дополнив формирователь на рис. 7.16 автогенератором, например релаксационным устройством (см. п. 7.3), можно построить генератор линейно-изменяющегося напряжения (ГЛИН). Схема такого генератора показана на рис. 7.17. Она представляет собой схему релаксатора, построенного на основе ИОУ, который охвачен регенеративной обратной связью при помощи резистивного делителя R1–R2.

Рис. 7.17. Схема генератора ЛИН с токостабилизирующими транзисторами Т1 и Т2 369

Резисторы в цепи заряда и разряда конденсатора С заменены транзисторами Т1 и Т2, обеспечивающими постоянство токов разряда и заряда конденсатора С, на котором формируются импульсы ЛИН треугольной формы. Длительности нарастания и спада ЛИН можно регулировать изменением токов коллектора транзисторов Т1 и Т2 при помощи потенциометров R7 и R8. В современных разработках для улучшения линейности обычно применяют компенсационный метод стабилизации тока заряда или разряда. Суть этого метода заключается в том, что ток заряда (разряда) конденсатора меняется из-за того, что изменяется напряжение на конденсаторе. Например, в простом формирователе ЛИН с зарядным элементом в виде резистора R ток заряда конденсатора 1 ic (t ) = [ Eи.п − U c (t )] R уменьшается по мере увеличения напряжения на конденсаторе Uс(t). Чтобы обеспечить постоянство тока заряда, видимо, следует компенсировать уменьшение перепада напряжения на резисторе R. Это можно реализовать включением ЭДС компенсации последовательно с зарядной цепью, как это показано на рис. 7.18. В этой схеме компенсирующая ЭДС формируется ИОУ, на инвертирующий вход которого подается напряжение на конденсаторе Uc(t) и выходное напряжение Рис. 7.18. Схема формирователя усилителя Uвых(t), т.е. ЛИН с компенсирующей ЭДС Uвх.и = Uвых(t) + Uс(t). на основе инвертирующего При этом ток заряда конденсаусилителя, построенного на ИОУ тора С определяется соотношением 1 ic (t ) = [ E − U c (t ) + U ком (t )] , R где Uком(t) = –Uвых(t). Если бы удалось формировать ЭДС компенсации величиной Uком(t) = Uс(t) – Uс(0), то ток заряда остался бы постоянным: 370

1 [ E − U c (0)] , R что и обеспечит линейное нарастание (спад) напряжения на конденсаторе. Поскольку ЭДС компенсации должна равняться изменению напряжения на конденсаторе, то в качестве источника такой ЭДС необходимо использовать устройство с автоматической регулировкой выходного напряжения. В схеме на рис. 7.18 это достигается подачей напряжения на конденсаторе Uс(t) на вход ИОУ с тем, чтобы его выходное напряжение изменялось с изменением Uc(t). При этом, чтобы данное напряжение равнялось разности [Uс(t) – Uс(0)], необходимо обеспечить работу формирующего усилителя в режиме инвертирующего повторителя напряжения, что в этой схеме обеспечивается подачей полного выходного напряжения на инвертирующий вход ИОУ. Это приводит к образованию глубокой отрицательной обратной связи по напряжению, при которой ИОУ работает в режиме повторителя напряжения. Следовательно, выходное напряжение Uвых(t) = Kис(Uвх.ни – Uвх.и) = –Kис[Uвых(t) + Uс(t)] и K ис U c (t ) . Uвых(t) = − 1 + K ис Таким образом, компенсирующая ЭДС величиной, почти равной Uс(t): ⎛ 1 ⎞ ⎟⎟U c (t ) , Uком(t) ≡ – Uвых(t) ≃ ⎜⎜1 − ⎝ K ис ⎠

ic (t ) =

приводит к стабилизации тока заряда конденсатора U (t ) ⎤ 1⎡ ic (t ) = ⎢ E − c ⎥, R⎣ 1 + K ис ⎦ благодаря чему заметно уменьшается коэффициент нелинейности ic (0) − ic (Tпр ) U c (Tпр ) − U c (0) ε нл = = . ic (0) E (1 + K ис ) − U c (0) Из этого соотношения следует, что в формирователе ЛИН с компенсирующей ЭДС можно уменьшить коэффициент нелиней371

ности в (1 + Kис) раз по сравнению с формирователем без компенсации. Отметим, что рассматриваемый формирователь представляет собой интегратор с передаточной функцией вида 1 K ис K и ( р) ≅ − ≃ , рRC ( K ис + 1) + 1 pRC на выходе которого появляется ЛИН t Uвых(t) ≅ − E RC при включении на его вход идеального перепада напряжения. На основе такого интегратора можно построить генератор ЛИН, дополнив его запускающим устройством, способным генерировать последовательность импульсов прямоугольной формы. Эти импульсы, поступая на вход формирователя, приводят к появлению на его выходе сигналов ЛИН. В качестве запускающего устройства используют релаксаторы и триггеры. При этом соответствующим выбором режима их работы можно реализовать как автоколебательный режим работы, так и ждущий. В современных устройствах ГЛИН строят по схеме, которая показана на рис. 7.19. Здесь формирователь ЛИН на ИОУ дополнен ИКН, на основе которого построено запускающее устройство в виде триггера Шмитта. Триггер построен на компараторе (очевидно, что можно и на ИОУ), который охвачен регенеративной обратной связью подачей выходного напряжения на его неинвертирующий вход через резистивный делитель R1–R2. Благодаря этой связи в компараторе возникают лавинообразные изменения выходного напряжения при его работе в активной области. Эти изменения прекращаются лишь тогда, когда наступают ограничения вы1 0 ходного напряжения ИКН на уровне U вых.тр или U вых.тр (см. эпюры

на рис. 7.19,б). Только тогда прерывается цепь регенеративной обратной связи, и триггер на основе ИКН переходит в устойчивое состояние равновесия. Из этого состояния триггер переводится в новое состояние устойчивого равновесия под воздействием сигнала, поступающего на его неинвертирующий вход с выхода интегратора на ИОУ через резистивный делитель R1–R2. 372

а

Рис. 7.19. Схема ГЛИН с компенсирующей ЭДС с формирователем ЛИН на первом элементе (а) и эпюры напряжений, иллюстрирующие работу ГЛИН (б)

б

Переброс триггера происходит в моменты времени, когда напряжение на инвертирующем входе ИКН, определяемое соотношением R1 R2 Uвых(t) + Uвых.тр, Uвх.ни.тр = R1 + R2 R1 + R2 становится равным пороговому уровню Uпор. При перебросе триггера генерируются перепады напряжения, поступающие на вход интегратора, под воздействием которых формируются импульсы ЛИН. В моменты переброса триггера импульсы ЛИН на выходе интегратора достигают своих пиковых значений (см. эпюры на рис. 7.19,б), которые можно определить из уравнений 373

Uвх.ни.тр(tи1) ≡

R1 R2 0 1 + U вых U вых.тр = U пор ; т+ R1 + R2 R1 + R2

R1 R2 1 0 − U вых U вых.тр = U пор ; т+ R1 + R2 R1 + R2 Таким образом, получим R2 R2 ⎞ 0 + ⎛ 1 ⎟⎟ – U вых.тр U вых 1 ; + т = U пор ⎜ ⎜ R1 ⎠ R1 ⎝

Uвх.ни.тр(tи2) ≡

R2 R2 ⎞ 1 − ⎛ 0 U вых т = U пор ⎜ ⎜1 + R ⎟⎟ – U вых.тр R . 1⎠ 1 ⎝ На первом этапе, когда триггер находится в состоянии Uвых.тр = 1 = U вых.тр , начинается заряд конденсатора С с постоянной времени

τз = CRи1, сопровождаемый спадом выходного напряжения интегратора: t 1 1 Uвых(t) ≃ U вых . т – U вых.тр τз

Это напряжение, поступая на неинвертирующий вход ИКН, приводит к уменьшению Uвх.ни.тр. По истечении времени tи1, когда + Uвх.ни.тр(tи1) = U пор , триггер на ИКН перебрасывается, и завершается

первый этап продолжительностью 0 − U вых U1 т tи1 = τз выхт1 . U вых.тр Аналогично на втором этапе, когда на выходе триггера устанав0 ливается U вых.тр , начинается разряд конденсатора с постоянной

времени τр = С(Rи1 + Rи2), сопровождаемый нарастанием выходного напряжения ИОУ t 0 0 Uвых(t) ≃ U вых т – U вых.тр τр и, соответственно, увеличением потенциала на неинвертирующем − входе триггера Uвх.ни.тр. Когда Uвх.ни.тр(tи2) = U пор , заканчивается

374

формирование линейно-нарастающего участка импульса длительностью R τр 2 R1 0 1 tи2 = (U вых.тр − U вых.тр ). 0 U выхт 0 U вых.тр + K ис Следует отметить, что формирование линейно-нарас-тающего сигнала возможно в том случае, когда выходное напряжение 0 триггера, соответствующее нулевому уровню U вых.тр , отрицатель-

ной полярности и при этом 0 | U вых.тр |

>

0 U вых т

К ис

.

0 Поскольку у ИКН обычно U вых.тр > 0, то формирование линей-

но-нарастающего сигнала можно обеспечить заданием смещения Uсм на инвертирующий вход интегратора (как показано на рис. 7.19,а). В генераторе на рис. 7.19,а предусмотрены дополнительные цепи (диод Д и потенциометр на переменном резисторе Rп) для регулирования параметров импульса треугольной формы. Диодная цепь предназначена для изменения постоянной времени заряда и разряда конденсатора С и, соответственно, скорости изменения спада и нарастания треугольного импульса: при переходе триггера в состоя1 ние U вых.тр диод Д отпирается, поэтому заряд конденсатора проис-

ходит с постоянной времени τз = CRи1, тогда как при U вых.тр = 0 = U вых.тр диод запирается и разряд конденсатора протекает с по-

стоянной времени τр = C(Rи1 + Rи2). Плавное изменение tи1 и tи2 можно реализовать изменением сопротивления резистора Rи1. Пи1 0 ковые значения импульса треугольной формы U вых т и U выхт можно регулировать изменением порогового уровня ИКН при помощи потенциометра Rп.

375

7.5.2. Формирователи и генераторы линейно-изменяющегося тока

Для формирования импульсов линейно-изменяющегося тока (ЛИТ) в качестве элемента, обеспечивающего линейное изменение тока, можно использовать индуктивную катушку. При этом, если поддерживать напряжение на индуктивности постоянным, то ток t

iL (t ) = iL (0) +

1 t u L (t )dt = iL (0) + U L . L L

∫ 0

В реальных устройствах индуктивная катушка имеет конечное сопротивление rL. Обладает определенным сопротивлением также источник напряжения Rвн. Очевидно, что с учетом влияния rL и Rвн можно обеспечить линейное изменение тока в индуктивной катушке, если ЭДС холостого хода источника будет соответствовать величине Uвх(t) = UL + (Rвн + rL) iL(t). Таким образом, для формирования ЛИТ необходимо построить источник напряжения, обеспечивающий изменение Uвх(t) по указанному закону. Можно использовать также источник тока, который в режиме короткого замыкания может выдать ток ⎛ U r ⎞ I вх (t ) = L + ⎜⎜1 + L ⎟⎟iL (t ) . Rвн ⎝ Rвн ⎠ Поскольку импульсы ЛИТ на практике наиболее часто применяются для создания временной развертки электроннолучевых приборов (ЭЛП) с магнитным отклонением, то в качестве формирующей индуктивной катушки используют саму индуктивную катушку отклоняющей системы ЭЛП. При этом паразитная емкость катушки CL обычно оказывается настолько большой, что ее учет становится необходимым. Поэтому схема замещения формирователя ЛИТ в общем случае имеет более сложный вид (рис. Рис. 7.20. Схема замещения 7.20). формирователя ЛИТ 376

В этой схеме С0 = СL + Сн + См + Сг.вых – суммарная паразитная емкость, которая складывается из емкостей катушки СL, нагрузки Сн, монтажа См и выходной емкости Сг.вых источника, который представлен в виде источника напряжения Uвх с внутренним сопротивлением Rвн. Паразитная емкость С0 совместно с индуктивностью L образует контур, в котором при определенных условиях может возникнуть колебательный процесс. Для демпфирования колебаний LC-контур обычно шунтируется резистором Rд, сопротивление которого выбирают так, чтобы контур работал в критическом режиме. Чтобы обеспечить линейное нарастание (спад) тока в индуктивной катушке, необходимо формировать скачок напряжения на контуре. Однако при наличии паразитных емкостей это практически невозможно, так как для этого требуется источник, обеспечивающий быстрый заряд емкости С0 мощным импульсом тока (в виде δимпульса). Поэтому из-за действия паразитных емкостей происходит искажение начального участка импульса тока. При этом эти искажения могут носить колебательный характер в контуре, в котором из-за недостаточного шунтирования происходит медленное рассеяние энергии. Для схемы на рис. 7.20 это происходит при коэффициенте т≅

2 С0 Rэкв > 0,25, L

где Rэкв = Rвн || Rд. Чтобы исключить колебательный процесс, необходимо шунтировать контур резистором Rд, сопротивление которого ρ , Rд < ρ 2− Rвн где ρ =

L – характеристическое сопротивление контура. C0

На рис. 7.21 приведены эпюры для контура, работающего в критическом или апериодическом режиме, при возбуждении импульсом ступенчато-линейной формы 377

⎛ ⎞ R ⎞⎛ t U вх (t ) = U L ⎜1 + вн ⎟⎜⎜ + 1⎟⎟ , ⎜ ⎟ Rд ⎠⎝ τ L ⎠ ⎝

diL – напряжение на индуктивности, обеспечивающее dt diL линейное изменение тока с заданной скоростью ; dt ⎛ 1 1 ⎞⎟ . τ L = L⎜ + ⎜R ⎟ ⎝ вн Rд ⎠

где U L = L

Рис. 7.21. Эпюры напряжений и тока в контуре, работающем в критическом режиме

Чтобы начальные искажения (см. участок tз на рис. 7.21), обусловленные действием емкости С0, охватывали участок продолжительностью не более чем λТпр, необходимо соблюдение следующего неравенства: ⎤ 1⎡ ⎛ 1 1 ⎞⎟ t з = ⎢ L⎜ + С0 rL ⎥ < λTпр . + ⎟ ⎜ 4 ⎣⎢ ⎝ Rвн Rд ⎠ ⎦⎥ 378

В практических устройствах в качестве формирователя или генератора импульсов ступенчато-линейной формы можно использовать ГЛИН, рассмотренные в п. 7.5.1. При этом для получения начального скачка напряжения (см. эпюру Uвх на рис. 7.21) включают последовательно с конденсатором С резистор Rс, как это показано на рис. 7.22. Для возбуждения индуктивной катушки мощным импульсом тока обычно применяют повторитель напряжения или усилительный каскад в нормально закрытом режиме с тем, чтобы ускорить рассеяние магнитной энергии катушки после выключения рабочего импульса.

Рис. 7.22. Формирователь ЛИТ

Контрольные вопросы 1.

2. 3. 4. 5.

В каких медицинских устройствах применяются генераторы и формирователи прямоугольных импульсов и какие функции они выполняют? Какой режим самовозбуждения релаксационных устройств называется жестким и что при этом происходит с устройством? Для чего в релаксаторах на ИОУ применяют параметрический стабилизатор напряжения и как устроен такой стабилизатор? Почему в релаксаторе на ИКН без дополнительного источника смещения Есм происходит срыв автоколебаний? В каких диагностических приборах применяют формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяющейся формы? ________

379

8. БОЛЬШИЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ И МИКРОПРОЦЕССОРЫ 8.1. Особенности схемотехники больших интегральных систем Применение ИМС привело к существенному улучшению характеристик и показателей современной радиоэлектронной аппаратуры (РЭА). Так, на два и более порядков повысилась плотность компоновки элементов в единице объема; на порядок увеличилось быстродействие; заметно повысилась степень надежности радиоэлектронных устройств; снизилась их стоимость. Наряду с улучшением характеристик РЭА применение ИМС потребовало разработки новых принципов производства полупроводниковых приборов и радикально изменило некоторые традиционные методы и идеи проектирования. Дальнейшее развитие технологии производства ИМС (применение новых технологических методов, как, например, ионное легирование; электронно-лучевая литография; более совершенные методы изоляции элементов от подложки, позволяющие создавать ИМС с повышенной плотностью элементов и т.д.), а также интегральной схемотехники (появление новых типов схем, таких, как интегральные инжекционные логические схемы) создали реальные предпосылки для производства больших интегральных микросхем, представляющих собой не отдельные ИМС типа усилителей, логических элементов, триггерных систем и т.д., а целые узлы и блоки, а иногда и функционально полные устройства в виде счетчиков, регистров, блоков полупроводниковой памяти, арифметических устройств и, наконец, микропроцессоров и даже микро-ЭВМ на одном кристалле. Такие ИМС получили название «большие интегральные системы» (БИС). В последнее время выпускаются СБИС – сверхбольшие интегральные системы. Появление БИС было настоятельной необходимостью, продиктованной дальнейшим усовершенствованием и развитием электронной промышленности, хотя к переходу от простых ИМС к БИС разработчики пришли естественным путем. Как известно, при 380

изготовлении ИМС на полупроводниковой пластине сначала формируются несколько одинаковых микросхем. Затем разрезают эту пластину и получают кристаллы, каждый из которых содержит одну или несколько отдельных микросхем. Эти кристаллы устанавливаются в плоские корпуса, которые при помощи выводов часто снова объединяют в те же микросхемы, которые первоначально находились в одной общей подложке. Очевидно, что желательно исключить промежуточные операции, такие, как разрезка пластины, установка отдельных кристаллов в корпус, присоединение кристалла к выводам из корпуса и, наконец, установка отдельных корпусов на печатной плате или модуле и вторичное соединение их внешними связями. Для этого было бы целесообразно оставить первоначальные микросхемы на исходной подложке и объединить их в желаемую подсистему на самом же кристалле путем использования металлизации для обеспечения требуемой системы межсоединений. Все это стало возможным после того, как была отработана технология многослойных соединений. Таким образом, БИС – это результат постепенного логического и эволюционного развития технологии ИМС. Реализация многослойных соединений на кремниевой пластине явилась тем технологическим скачком, который обеспечил возможность начать производство БИС. В настоящее время БИС представляют собой монолитную микросхему, содержащую в одной пластине большое число однородных ячеек, которые соединены между собой в сложную функциональную схему. Обычно считается, что БИС по сложности как минимум должна быть эквивалентна 100 логическим элементам. Выпускаемые БИС содержат до 10 тысяч и более логических элементов. Современные БИС можно разбить на три больших класса. К первому классу относятся функциональные блоки типа счетчиков, регистров и стековых накопителей, арифметико-логических устройств (АЛУ), аналого-цифровых БИС, в том числе и программируемые логические матрицы. Второй класс включает в себя запоминающие устройства (ЗУ). К третьему классу относятся микропроцессоры. 381

Первые БИС были созданы на базе МДП-структур. В современную элементную базу БИС входят также биполярные структуры в виде элементов ТТЛ, ЭСЛ. Наряду с МДП-структурами весьма перспективна для создания БИС структура И2Л [1]. БИС представляет собой ИМС с высокой степенью интеграции, которая обеспечивается, с одной стороны, совершенствованием технологии производства, а с другой – применением схемотехнических приемов, позволяющих удовлетворить противоречивые требования повышения степени интеграции и обеспечения заданных электрических и эксплуатационных параметров. К числу последних, прежде всего, относятся схемы с возможно малым числом элементов, способных работать удовлетворительно при малых потребляемых токах и низких напряжениях. Так, БИС на ТТЛ-базисе строят на логических элементах с простым инвертором (см. [4], п. 2.5), занимающим меньшую площадь. В литературе описаны новые биполярные БИС, разработанные фирмой IBM на основе базовых ячеек ТТЛ, способных работать при очень низких напряжениях (порядка 1–2 В). Благодаря этому потребление тока сводится к минимуму. При низких напряжениях питания становится возможным исключение резисторов с высокими номиналами, что также способствует повышению плотности элементов на кристалле. В быстродействующих БИС, которые обычно строятся на элементах ЭСЛ, последние используются без повторителей напряжения с пониженным питанием. Как известно [1], в элементах ЭСЛ при исключении повторителей транзисторы входят в режим насыщения. Однако при низких напряжениях питания насыщение оказывается неглубоким, поэтому оно не приводят к заметному снижению быстродействия. Благодаря снижению напряжений питания и исключению повторителей напряжения мощность, потребляемая элементом ЭСЛ, уменьшается в 3–5 раз. Компромиссным решением является применение вместо элементов ЭСЛ быстродействующих элементов ТТЛ с меньшим потреблением. На основе такого решения даже удается строить основные блоки в виде сверхбыстродействующей вычислительной системы (СБИС). 382

В микросхемах на МДП-структурах возможность снижения напряжения питания для уменьшения потребляемой мощности ограничивается пороговым напряжением транзисторов. Для уменьшения площади, занимаемой базовым элементом, широко используется физическое совмещение электрически соединенных однотипных областей полупроводника. Именно благодаря такому совмещению в элементах И2Л в БИС на их основе обеспечивается высокая степень интеграции. Понижение напряжения питания, как правило, сопровождается уменьшением помехоустойчивости, а использование простых инверторов возможно при меньшей нагрузке. Поэтому эти меры применимы только для внутрисхемных элементов, которые работают при низких помехах (вследствие малой длины межсоединений, на которых индуцируется помеха) и с меньшей нагрузкой. К элементам же на входе и выходе БИС применение подобных мер недопустимо. Входные элементы БИС предназначены для усиления входных сигналов, согласования различных устройств с БИС по уровням входных и выходных сигналов путем формирования соответствующих логических уровней для внутренних узлов, повышения помехоустойчивости и обеспечения быстродействия входных цепей. В задачу входных элементов входят также защита БИС от электрических нагрузок, что особенно актуально для МДП-систем, которые особенно чувствительны к воздействию электростатических зарядов, накапливаемых во входных цепях. В БИС на ТТЛбазисе во входных цепях обычно применяют элементы со сложным инвертором или их упрощенные варианты. Встречаются также элементы ТТЛ с входным повторителем напряжения (вместо обычного МЭТ), включение которого обеспечивает заметное уменьшение входного тока. Входные цепи элементов ТТЛ (особенно ТТЛШ) содержат также противозвонные диоды, предназначенные для защиты входных цепей от отрицательных выбросов напряжения большой амплитуды. В БИС на ЭСЛ-базисе в качестве входных элементов применяют микросхемы ЭЭСЛ, характерной особенностью которых являются малые входные токи благодаря включению повторителей напряжения на вход. 383

На входах микросхем И2Л используются буферные инверторы. Основное требование, которое предъявляется к выходным элементам БИС – это обеспечение требуемых логических уровней и заданного быстродействия при работе на значительную нагрузку, чаще емкостного характера. В БИС на ТТЛ-базисе в качестве таких каскадов применяют элементы со сложным инвертером, на ЭСЛбазисе – элементы с выходными повторителями напряжения, на И2Л-базисе – буферные элементы И2Л с резистором в коллекторной цепи инвертора, который подключается к дополнительному источ1 нику напряжения, обеспечивающему требуемый уровень U вых при максимальном токе нагрузки Iнmax. Аналогичный выходной каскад с разомкнутым коллектором, позволяющим согласовать БИС с различными устройствами, можно реализовать также на элементах ТТЛ, используя схему, у которой перед инвертором включается фазорасщепитель. В БИC на МДП-структурах во входных цепях применяются элементы с усилителями мощности. В БИС часто требуются выходные каскады, которые могли бы обеспечить совместную работу ряда устройств на общие линии нагрузки. При этом лишь один из выходных каскадов должен в данный момент находиться в активном состоянии, которым определяется уровень сигнала на общей линии. Для организации работы БИС в подобных случаях применяют элементы с тремя состояниями со специальным входом управления. Тристабильный выходной каскад отличается тем, что его выход может иметь три различных состояния, в двух из которых он работает как обычный элемент, имеющий относительно низкие выходные сопротивления (в состояниях логической 1 и логического 0). Этот режим работы имеет место тогда, когда на управляющий вход подан разрешающий сигнал. При поступлении на управляющий вход запрещающего сигнала каскад запирается и переходит в третье состояние, характеризуемое сравнительно высоким выходным сопротивлением. На pиc. 8.1, а приведена схема тристабильного выходного каскада на ТТЛ-базисе. Когда на управляющий вход подан высокий потенциал, этот каскад работает в режиме обычного элемента ТТЛ. При подаче низкого потенциала на управляющий вход транзисторы Т1 и Т4 запираются, поэтому оказываются в закрытом состоянии и 384

выходные транзисторы Т3 и Т4. Таким способом реализуется третье состояние, соответствующее действию разомкнутой цепи на общую нагрузку.

Рис. 8.1. Схемы тристабильного выходного каскада на ТТЛ (а) и МДП-транзисторах (б)

Тристабилный выходной каскад на ЭСЛ-базисе можно реализовать применением упрощенного двухступенчатого элемента с управлением по нижней ступени или одноступенчатой схемы с управлением по эмиттерным цепям транзисторов. На рис. 8.1, б показана схема тристабильного выходного каскада на комплементарных МДП-транзисторах. При подаче на управляющий вход высокого потенциала, обеспечивающего открытое состояние транзисторов Т3 и Т4, каскад работает как обычный усилитель мощности. При подаче Uупр = 0 транзисторы Т3 и Т4 запираются и каскад переходит в свое третье состояние с высоким выходным сопротивлением. Рассмотрим ряд специфических элементов БИС. 8.2. Регистры Для хранения и обработки информации в цифровых системах широко используются регистры, представляющие собой упорядоченную совокупность запоминающих элементов (чаще всего триггеров) с системой управления входными и выходными сигналами. 385

Эти системы предназначены для выполнения следующих основных операций (или части из них) над п-разрядным входным кодом Х1, Х2,…, Хп: ƒ установка или сброс 1 одновременно во всех разрядах регистра; ƒ прием и хранение в регистре числа Х1, Х2,…, Хп; ƒ передача числа из регистра в прямом или обратном коде; ƒ сдвиг хранимого в регистре кода на заданное число разрядов вправо или влево; ƒ преобразование представления кода из параллельной формы записи в последовательную и, наоборот, при приеме или выдаче кода. Кроме того, в регистрах могут выполняться поразрядные логические и арифметические микрооперации над кодами двух чисел (Х1, Х2,…, Хп и Y1, Y2,…, Yп), одно из которых хранится в регистре, а другое поступает на вход регистра. По способу приема и выдачи информации выделяют регистры: ƒ с параллельным приемом и последовательной выдачей информации; ƒ с последовательными приемом и выдачей информации; ƒ с последовательным приемом и параллельной выдачей информации; ƒ комбинированные с различными способами приема и выдачи информации. Регистры памяти. Такие регистры обычно служат для хранения информации, поэтому их часто называют регистрами памяти, хранения или буферными. Как правило, они представляют собой регистры с параллельными приемом и выдачей информации. В качестве разрядов регистра памяти применяют тактируемые D-триггеры или RS-триггеры. D-триггеры, управляемые по уровню тактового импульса или его фронтом [8], применяют в случае, если информация поступает в виде однофазных сигналов. RS-триггеры требуют представления информации в виде двухфазных сигналов, поступающих раздельно на R- и S-входы триггера. Изменение хранящейся информации или запись новой информации происходит после соответствующего изменения сигналов на входах регистра 386

при поступлении тактового импульса. Предварительная очистка регистра, т.е. установка всех выходов в состояние Q = 0, производится через асинхронные входы сброса (CL). Регистры памяти широко применяются в микропроцессорных комплектах ИМС как в качестве фрагментов БИС, так и в виде отдельных микросхем. Они входят также в серию многих цифровых ИМС. Принцип работы регистров памяти можно пояснить на примере 8-разрядного регистра, структурная схема которого показана на рис. 8.2.

Рис. 8.2. Структурная схема 8-разрядного регистра памяти

Регистр имеет восемь информационных входов (D1, D2, …,D8) для занесения информации в параллельном коде, вход тактовых импульсов С, вход сброса регистра R для установки 0 во всех разрядах, вход выбора режима М и входы выбора кристалла СS1, СS2. Выдача информации производится через выходы регистра Q1, Q2, 387

..., Q8, запрос прерывания через выход INR. Разрядами регистра служат D-триггеры. Работа регистра происходит следующим обрезом. При поступлении тактового импульса (С = 1) информационные D-триггеры повторяют установленную на их входах информацию. Так производится запись входной информации в 8-разрядный регистр хранения. При прекращении тактового импульса регистр переходит в режим хранения; происходит запоминание входной информации. Выходы каждого информационного триггера соединены с выходными буферными усилителями, обладающими тремя состояниями. Внутренняя шина выдачи данных ЕZ стробирует каждый выходной буфер. При EZ = 1 выходные буферы оказываются разблокированными и данные, записанные в регистр, поступают на выход соответствующей линии выходных данных Q1, Q2, ..., Q8. Выборкой кристалла управляют сигналы на входах СS1 и СS2. При единичном сигнале на первом из них и нулевом на втором выборка устройства разрешена. Сигнал выборки кристалла используется как синхросигнал для асинхронной установки состояния выходных буферов регистра и триггера запроса прерывания. Сигнал на вход М определяет один на двух режимов работы. При М = 0 регистр работает в режиме ввода. В этом режиме выходные буферы открыты, когда выбрана БИС. Управление записью осуществляется тактовыми импульсами. При М = 1 устройство работает в режиме вывода, когда выходные буферы открыты независимо от выбора БИС. Триггер запроса прерывания D6 служит для выборки сигнала запроса на прерывание в процессорной системе. При установке системы в исходное состояние сигналом R = 0 триггер запроса прерывания D6 устанавливается в состояние 1, означающее, что данное устройство не требует прерывания. Одновременно с этим же сигналом происходит установка в 0 регистра. Выход триггера D6 (см QI на рис. 8.2) объединен по ИЛИ с выходом логического элемента выбора кристалла D2. Принято считать, что регистр находится в состоянии прерывания, когда на выходе INR устанавливается 0, что позволяет обеспечить прямое соединение с входами запроса блока приоритетного прерывания. 388

При работе в режиме ввода (М = 0) такой импульс на входе С производит установку триггера запроса прерывания в 0. Этот же триггер переходит в 1 при условии выбора устройства. Также вырабатывается сигнал прерывания на входе INR. Сдвиговые регистры. Эти регистры предназначены для последовательного сдвига поступающей на его вход информации. Их строят по структуре регистров с последовательным приемом или выдачей информации. В регистре сдвига первый разряд вводимого числа D1 подается на вход одного, крайнего слева, разряда Рп и вводится в него при поступлении тактового импульса: Qn = D1. На последующем такте значение D1 поступает в разряд Рп-1, а в Рп вводится следующий разряд числа D2 и т.д. Таким образом, производится последовательный сдвиг поступающей на вход Vin информации на один разряд в каждом такте синхроимпульсов. После подачи п-го тактового импульса весь регистр оказывается заполненным разрядами числа D. При этом первый разряд числа D1 появляется на выходе Q1. В течение последующих п тактов производится последовательный поразрядный вывод из регистра записанного числа, после чего регистр оказывается полностью очищенным. На рис. 8.3,а показана структурная схема регистра, построенного на D-триггерах.

Рис. 8.3. Структурные схемы сдвигового регистра с последовательным вводом информации на D-триггерах (а) и RS-триггерах (б) 389

При реализации сдвигового регистра на RS-триггерах (рис. 8.3,б) для ввода информации в первый разряд включается инвертор. Параллельный вывод информации из сдвигового регистра осуществляется через выходы каждого из разрядов включением их к внешним выводам. В большинстве случаев регистры снабжаются входом сброса (установки 0), позволяющим очистить все разряды одновременно. Регистры, построенные по структурным схемам рис. 8.3, позволяют вводить информацию только последовательно. Для реализации параллельного ввода информации можно, например, использовать дополнительные логические элементы между разрядами, как показано на рис. 8.4. Управление регистром производится сигналом на входе М. Если М = 0, то при поступлении следующего тактового импульса происходит сдвиг вправо. При М = 1 с поступлением тактового импульса производится параллельный ввод. Этот регистр может выполнять также функцию сдвига информации влево, если каждый из параллельных входов соединить с выходом соседнего триггера справа. При этом с помощью сигнала М можно изменить направление сдвига.

Рис. 8.4. Структурная схема сдвигового регистра с параллельным вводом информации

В сдвиговых регистрах применяют тактируемые триггеры, при этом обязательно используются либо управляемые фронтом тактового импульса, либо MS-триггеры. Связано это с тем, что во время действия тактового импульса (если установленная на входе информация не совпадает с записанной в предшествующем такте) проис390

ходит переключение триггера и изменение его выходных потенциалов. К выходу данного триггера подключены входы последующего разряда, куда следует передать информацию, записанную в предшествующем такте. Очевидно, что это возможно в том случае, если триггеры управляются фронтом тактового импульса с тем, чтобы успеть передать информацию в следующий разряд до переключения триггера данного разряда. Можно обеспечить нормальную работу регистра также применением MS-триггера, у которого в течение последующего такта вспомогательный триггер будет хранить информацию, записанную в главном триггере в предшествующем такте. Особенности ИМС сдвиговых регистров можно проиллюстрировать на примере 4-разрядного универсального регистра, структурная схема которого приведена на рис. 8.5.

Рис. 8.5. Структурная схема 4-разрядного сдвигового регистра

Последовательный ввод информация производится через входной разряд D1, представляющий собой JK-триггер с входами J и K . В регистре предусмотрены входы D1, D2, D3 и D4 для параллельной загрузки. Все разряды регистра, за исключением входного JK391

триггера, представляют собой D-триггеры, выходы которых через логические элементы ИЛИ-НЕ, ИЛИ (см. D4 и D5 для первого разряда) поступают на выходы регистра Q1, Q2, Q3 и Q4. Способ ввода информации (параллельный или последовательный) определяется управляющим сигналом на входе Р/S. При нулевом сигнале на входе Р/S производится последовательный ввод через входной JК-триггер, сигналы с выхода которого поступают на соответствующий вход D-триггера первого разряда D2, деблокированный инверсным сигналом на входе P/S, и передаются в последующие разряды через аналогичный вход, имеющийся у каждого разряда. При этом параллельный ввод через входы D1, ..., D4 исключается, так как эти входы оказываются заблокированными нулевым сигналом на управляющем входе Р/S. При установлении на входе P/S единичного сигнала параллельные входы деблокируются, поэтому становится возможной параллельная загрузка. Одновременно прерывается цепь последовательной передачи информации, поскольку соответствующие входы D-триггеров во всех разрядах оказываются блокированными инверсным сигналом на входе Р/S. Выдача информации на выход управляется сигналом на входе Т/С. При установлении на этом входе нулевого сигнала информация через логический элемент «исключающий ИЛИ» (см. D5 в первом разряде на рис. 8.5) поступает на выход в прямом коде. В противном случае она передается на выходе в обратном коде. Тактовые сигналы поступают на вход С. Очистка регистра, т.е. одновременная установка во всех разрядах 0, производится подачей единичного сигнала на вход R. Сдвиговые регистры широко применяются в цифровых устройствах для сдвига, преобразования последовательного кода в параллельный и обратно. Они являются неотъемлемой частью АЛУ, используются в генераторах различной последовательности и т.д. 8.3. Счетчики Счетчик – это электронный узел, позволяющий контролировать число импульсов, поступающих на его вход. Микросхемы счетчиков являются последовательностными устройствами, внутренние 392

состояния которых характеризуются коэффициентом пересчета (модулем счета), определяющим число устойчивых состояний, которое может иметь счетчик. К основным параметрам счетчиков относится также разрешающая способность, которая определяется минимальным временем между двумя сигналами при их надежной регистрации счетчиком. Счетчики применяются в цифровых вычислительных устройствах для образования последовательностей адресов команд, для счета количества циклов выполнения операций и т.д. Счетчики могут быть одноразрядные и многоразрядные, двоичные, десятичные или с любым другим целым по значению коэффициентом пересчета. Особую группу составляют кольцевые счетчики, в которых производится переход из одного состояния в другое за счет сдвига ранее записанного в счетчике кода информации. По типу функционирования различают счетчики суммирующие, вычитающие и реверсивные. Суммирующий счетчик выполняет прямой счет, т.е. при поступлении на его вход очередного импульса число на выходе счетчика увеличивается на единицу. Вычитающий счетчик, наоборот, производит обратный счет, т.е. при поступлении каждого импульса число на его выходе уменьшается на единицу. Реверсивный счетчик может работать в режимах прямого и обратного счета. По структурной организации счетчики делятся на последовательные, параллельные и параллельно-последова-тельные. Первые из них часто называют асинхронными счетчиками, а вторые – синхронными. Последовательные счетчики. В этих счетчиках для каждого последующего разряда управляющими являются потенциальные уровня информационных сигналов предыдущего разряда. При поступлении сигнала на вход счетчика разряды изменяют свое состояние последовательно. Такой счетчик с коэффициентом пересчета М = 2п обычно реализуется последовательным соединением п Т-триггеров, каждый из которых работает как одноразрядный счетчик с М = 2. Т-триггер представляет собой устройство с одним информационным входом и переключается каждый раз, когда на его вход поступает единичный сигнал. Таким образом, Т-триггер 393

работает в счетном режиме (поэтому его иногда называют счетным триггером). Счетный режим работы можно реализовать на универсальных JK- и DV-триггерах при соответствующем соединении входов этих триггеров, превратив их таким образом в Т-триггер. Целый функциональный ряд асинхронных двоичных счетчиков входят в серии цифровых ИМС, выпускаемых многими фирмами. Они обычно различаются числом разрядов, быстродействием, потребляемой мощностью и дополнительными функциональными возможностями. На рис. 8.6 представлена структурная схема 4-разряд-ного асинхронного двоичного счетчика. Первый триггер, имеющий счетный вход Т1 (это тактовый вход JK-триггера) и изолированный от остальных триггеров выход 1, представляет собой счетчик с модулем М = 2. Три остальных триггера, соединенных последовательно, образуют счетчик с М = 8. При этом импульсы подаются на счетный вход Т2 (тоже представляющий тактовый вход JK-триггера, образующего разряд счетчика). Счетчики с М = 2 и М = 8 работают самостоятельно, однако их установка на 0 производится одновременной подачей на входы R1 и R2 единичного сигнала. Переключение триггеров происходит при действии заднего фронта импульсов на входах С. В счетчике предусмотрена возможность увеличения коэффициента пересчета до величины М = 16 последовательным включением выхода 1 к шине Т2, т.е. фактически ко входу второго триггера. При этом очевидно, что счетные импульсы должны поступать на вход T1.

Рис. 8.6. Структурная схема 4-разрядного последовательного двоичного счетчика 394

По аналогии с реверсивным сдвиговым регистром можно реализовать и реверсивный счетчик, включив к счетному входу каждого из триггеров логические элементы И-ИЛИ-НE, как это показано на рис. 8.7.

Рис. 8.7. Схема включения логических элементов И-ИЛИ-НЕ ко входу триггера, образующего разряд счетчика, для реализации реверса

При М = 1 происходит суммирование поступающих импульсов, которые передаются в прямом коде с выхода Qk на соответствующий вход последующего триггера. При этом вычитание исключается блокировкой сигналом М = 0 входа для передачи Qk . При М = 0 счетчик вычитает поступающие на вход импульсы, передачей в последовательной цепи инверсного кода с выхода предыдущего триггера Qk на вход последующего. При этом сигналом М = 0 блокируется передача прямого кода. Для реализации модулей М ≠ 2п двоичным счетчиком применяют обратные связи через логические элементы, обеспечивающие взаимодействие между отдельными разрядами счетчика таким образом, чтобы получить требуемый коэффициент пересчета. На рис. 8.8 для примера показана структурная схема декадного счетчика (М = 10), построенного на основе 4-разрядного двоичного счетчика, подачей на вход сброса R всех разрядов сигнала с выхода логического элемента ИЛИ-НЕ, управляемого выходными потенциалами в инверсном коде второго и последнего разрядов. Недостатком последовательных счетчиков является их относительно низкое быстродействие, что обусловлено принципом их действия, связанное с последовательным переключением всех п триггеров, после чего только устанавливается на выходах состояние, соответствующее числу. Поэтому общая задержка распространения сигна395

ла в счетчике tзд.р складывается из задержек tзд.р.тр всех триггеров: tзд.р ≃ пtзд.р.тр.

Рис. 8.8. Структурная схема декадного счетчика, построенного на основе 4-разрядного двоичного счетчика

Для повышения быстродействия последовательных счетчиков производят ускоренное формирование сигналов переноса между разрядами. Сигнал переноса Tk+1, переключающий (k + 1)-й триггер счетчика, образуется в предыдущем k-том триггере при QkTk = 1. Поэтому если во внутренней структуре k-гo разряда (включением дополнительных логических элементов) регистрировать функцию QkTk раньше, чем изменится состояние данного разряда на его выходе, то можно реализовать ускоренную передачу сигналов переноса (k + 1)-му разряду. Такой прием может дать повышение быстродействия в 2–3 раза. Отделение цепей переноса Тk от выходных цепей Qk повышает также устойчивость работы таких счетчиков, поскольку сигнал переноса формируется до переброса триггера, когда в нем еще хранится информация, записанная в предшествующем такте. Параллельные счетчики. Большим быстродействием обладают параллельные счетчики. В счетчиках этого типа счетные импульсы поступают одновременно на счетные входы триггеров во всех разрядах, обеспечивая параллельный ввод информации. Параллельные счетчики обычно строят на базе RS-, JK-, Dтриггеров, работающих в режиме управления фронтом тактового импульса. В отличие от последовательных счетчиков, в параллельных счетчиках сигналы с выходов предшествующих разрядов поступают не на счетный вход последующего разряда (на этот вход всех разрядов подается счетный импульс), а на информационные 396

входы триггера, образующего разряд. При этом чтобы обеспечить переключение (k + 1)-го разряда в соответствии с состояниями всех предшествующих k разрядов, необходимо подать на информационные входы (k + 1)-го разряда, выходы всех предшествующих k разрядов, объединив их по логике «И». Тогда с возрастанием порядкового номера разряда увеличивается требуемое число входов триггера данного разряда. Так как число входов триггера и его нагрузочная способность ограничены, то разрядность счетчика с параллельным переносом, как правило, не велика и обычно равна четырем. Поэтому при числе разрядов, превосходящем наибольшее число входов триггера, счетчик разбивается на группы, внутри каждой из которых строят цепи параллельного переноса. Соединение групп производится через выход переноса CR и вход разрешения ЕСR, которым блокируется вся группа (рис. 8.9, a). При таком способе каскадирования имеет место последовательный перенос между счетными группами, что приводит к снижению быстродействия; оно определяется суммой задержек распространения в каждой из счетных групп.

Рис. 8.9. Каскадирование синхронных счетных групп с последовательным (а) и параллельным (б) переносами

Более высокое быстродействие можно обеспечить при каскадировании счетчиков с параллельным переносом (рис. 8.9, б). В этом 397

случае общее время задержки распространения определяется суммой времен задержек распространения одной счетной группы и одного логического элемента. Реверсивные счетчики. Эти счетчики обычно имеют два входа: +1 и –1. Импульс, поступающий на вход +1, увеличивает результат счета, тогда как импульс, поступающий на вход –1, уменьшает результат счета. На рис. 8.10 показана функциональная схема такого трехразрядного счетчика. При счете по входу +1 благодаря наличию в предшествующих триггерах логических элементов D3, D7 счетный импульс поступает на тактовые входы тех триггеров, для которых все предшествующие разряды находятся в состоянии логической единицы.

Рис. 8.10. Реверсивный двоичный синхронный счетчик

Таким образом, обеспечивается работа счетчика в суммирующем режиме. При счете по входу –1 посредством логических элементов D4, D8 обеспечивается поступление счетного импульса на входы триггеров, для которых все предшествующие разряды находятся в состоянии 0 (Q = 0, Q = 1), благодаря чему и производится обратный счет. Сигнал переноса, поступающий в следующую старшую группу с выхода CR или BR, формируется в двух случаях. Первый из них имеет место при счете по входу +1 тогда, когда 398

счетчик заполнен, т.е. во всех разрядах записаны 1. При счете по входу –1 перенос по выходу BR (заем) формируется, когда во всех разрядах счетчика записаны 0. Каскадное соединение счетчиков осуществляется подключением выходов СR и ВR к соответствующим входам +1 и –1. Кольцевые счетчики. Эти счетчики являются разновидностью параллельных счетчиков. Их строят обычно на сдвиговых регистрах, поэтому в литературе они встречаются и под названием сдвиговых счетчиков. Пример простейшего кольцевого счетчика показан на рис. 8.11. Для реализации кольцевого режима работы выход последнего разряда соединяется с входом первого. Счетные импульсы через вход Т поступают на тактовые входы D-триггеров, выходы которых подключаются на D-входы последующего триггера.

Рис. 8.11. Кольцевой счетчик на D-триггерах

Кольцевые счетчики можно построить также на основе JК- и RSтриггеров. При этом счетный режим в этих триггерах осуществляется за счет сдвига хранящейся информации. Модуль счетчика определяется числом разрядов сдвигового регистра, на основе которого получают кольцевой счетчик замыканием цепи обратной передачи с выхода последнего разряда на вход первого. При наличии п триггеров модуль счетчика М = 2п. Для построения счетчика с нечетным модулем необходимо исключить одно из устойчивых состояний, включив в цепь обратной передачи дополнительный логический элемент, например так, как это показано на рис. 8.12. В этой схеме, когда на выходе Qп-1 или Qп-2 устанавливается 1, то сигнал на выходе логического элемента D1 приводит к установлению Qп-3 = 0. 399

Рис. 8.12. Кольцевой счетчик с нечетным модулем

Кольцевые счетчики достаточно просты, надежны в работе, обладают высоким быстродействием. Однако при М > 7 для их построения требуется бóльшее число разрядов (п = М/2), чем для других видов счетчиков. Следует иметь в виду, что представление выходной информации кольцевого счетчика в коде Джонсона имеет ряд неудобств и, как правило, требует дополнительной дешифрации. 8.4. Арифметико-логические устройства Арифметико-логические устройства (АЛУ) являются основным блоком операционных устройств современных цифровых систем. Они реализуют заданный набор арифметических и логических операций над двумя многоразрядными числами. Набор операций, выполняемых АЛУ, определяется назначением цифровой системы, для которой предназначено АЛУ. Арифметические операции в АЛУ выполняются на базе логических операций с учетом переноса. К их числу обязательно относятся сложение, вычитание, умножение и сравнение. АЛУ, выпускаемые в виде отдельных ИМС или входящие в состав микропроцессорных комплектов, обычно выполняют операции над 2-, 4-, 8-, 16-разрядными числами. Для обработки чисел большей разрядности включаются параллельно несколько АЛУ, входы и выходы переноса которых соединяются последовательно, реализуя последовательный перенос. Для повышения быстродействия многоразрядных АЛУ можно использовать схему ускоренного переноса. 400

Возможный вариант построения разряда АЛУ показан на рис. 8.13. В каждом разряде АЛУ имеются блоки формирования логических функций (БФЛФ) и вспомогательных функций (БФВФ). Режим работы АЛУ определяется сигналом на входе М: при М = 0 выполняются арифметические операции, при М = 1 – логические операции. Для обеспечения ускоренного переноса при выполнении арифметических операций в разряд AЛУ обычно включают блок формирования переноса (БФП). Для выполнения логических операций необходимость в переносах отпадает, поэтому БФП блокируется сигналом М = 1. Для упрощения структуры АЛУ обычно арифметические операции FA реализуются на базе логических функций FЛ в соответствии с выражением FAi = FЛi ∾ Сi = FЛi ⊕ Ci, где FAi = f ( Ai , Bi , Ci ) ; FЛi = f(Ai, Bi) – соответственно арифметические и логические функции, выполняемые над i разрядами обрабатываемых чисел Ai, Bi; Ci – арифметический перенос из предыдущего разряда.

Рис. 8.13. Структура АЛУ с последовательным формированием вспомогательных и логических функций

Наиболее часто выполняемой АЛУ арифметической операцией является сложение. При сложении двух чисел независимо от системы счисления при помощи сумматора в каждом разряде производится сложение трех цифр: две цифры данного разряда первого и 401

второго слагаемых и цифра переноса из соседнего младшего разряда. В результате сложения в каждом разряде получаются цифры сумм для этого разряда и цифра переноса в следующий старший разряд. Структуру АЛУ синтезируют таким образом, чтобы можно было реализовать операцию сложения с наибольшим быстродействием при минимальном числе логических элементов. Поэтому в АЛУ используются ускоренные методы формирования переноса, для чего в каждом разряде образуются вспомогательные функции Рi′ и Gi′ . При этом для каждой из арифметических операций имеется свой набор функций Рi′ и Gi′ . При помощи АЛУ можно также организовать арифметическое умножение многоразрядных двоичных чисел. Так, при последовательном методе умножения для вычисления произведения необходимо каждый раз сдвинуть множимое на один разряд влево. При этом полученное в результате сдвига частное произведение прибавляется к результату, если соответствующий данному шагу сдвига разряд множителя равен единице. Если он равен нулю, то сложение не производится. Основным недостатком последовательного метода умножения является необходимость программного управления процессом и сравнительно низкое быстродействие. Для сокращения затрат времени на умножение наряду с усовершенствованными программными методами используются и аппаратурные методы. Программные методы обеспечивают ускорение операция умножения за счет усложнения алгоритма управления. Аппаратурные методы ускорения связаны с использованием специальных множительных блоков. Также умножители выпускаются в виде отдельных ИМС, допускающих наращивание разрядности. Для обеспечения высокого быстродействия современных микропроцессоров в их АЛУ включают быстродействующие умножители повышенной разрядности. Одной из самых распространенных арифметических операций является операция сравнения двух многоразрядных чисел. Поскольку критерием равенства двух чисел А и В является совпадение их по всем разрядам, то для сравнения двух одиночных разрядов чисел А и В можно воспользоваться функцией «исключающее ИЛИ» 402

K i = Ai ⊕ Bi = Ai Bi + Ai Bi , которая принимает нулевое значение только в случае равенства Ai и Bi. Если числа А и В представлены в последовательном коде, то для их сравнения можно воспользоваться последовательным компаратором, функциональная схема которого показана на рис. 8.14. Сравниваемые числа А и В подаются младшими разрядами вперед, а значения вспомогательных функций F1 = Аi ( Ai + Bi ) = Ai Bi и F2 = Bi ( Ai + Bi ) = Bi Ai запоминаются с помощью триггеров D4 и D5. Если Ai = 1; Bi = 0, то F1 = 0, а F2 = 1. Если Ai = 0; Bi = 1, то F1 = 1, а F2 = 0. Наконец, если Ai = Bi, то F1 = F2 = 0.

Рис. 8.14. Функциональная схема последовательного компаратора

При последовательном сравнении необходимо учесть вес разрядов. Для этого выходные сигналы элементов D2 и D3 подаются на входы JК-триггеров D4 и D5, и при значении функции F1 = 1 или F2 = 1 в одном из триггеров устанавливается 1, а в другом – 0. Анализ состояний триггеров через п тактов позволяет установить справедливость одного из следующих соотношений: А > В; A < В; А = В. Недостатком последовательных компараторов является их низкое быстродействие. Более высоким быстродействием обладают параллельные компараторы, в которых равенство чисел А и В устанавливается поразрядным сравнением одновременно во всех разрядах. Бóльшими функциональными возможностями обладают компараторы, позволяющие не только фиксировать факт равенства двух чисел, но и производить их относительное сравнение. 403

Разрядность компараторов можно увеличить последовательным или параллельным каскадированием компараторов меньшей разрядности. В заключение рассмотрим функциональную схему стандартного АЛУ (рис. 8.15), обычно входящего в серию цифровых ИМС.

Рис. 8.15. Функциональная схема стандартного АЛУ 404

Входы А0, А1, А2, A3 и В0, В1, B2, В3 предназначены для подачи двух 4-разрядных чисел, подлежащих обработке. Входы S0, S1, S2, S3 управляют выбором вида функции (одной из 16), вход М – выбором типа функции: при М = 0 АЛУ реализует арифметические операции, а когда М = 1 – логические операции. Вход С0 – это вход переноса из младшего разряда. На выходах F0, F1, F2, F3 выдается результат выполненной операции, а из выхода C4 формируется перенос в старший разряд. На выходы G ′ и P ′ выведены вспомогательные функции для организации ускоренного переноса. Результаты сравнения чисел А и В появляются на выходе компаратора K: при А = В на выходе K = 1. При работе в позитивной логике все переменные, за исключением С0 и С4, представлены в прямом коде. Логические элементы D1, ..., D12 образуют блок формирования вспомогательных функций Р0′ , Р1′ , Р2′ , Р3′ , G0′ , G1′ , G2′ , G3′ . Вид вспомогательных функций зависит от реализуемой операции и определяется набором сигналов на входах управления S0, S1, S2, S3. БФП на логических элементах D4, ..., D21 обеспечивает ускоренное образование переноса во все разряды АЛУ при выполнении арифметических операций (М = 0). Когда же АЛУ выполняет логические операции, необходимость в переносе отпадает, поэтому сигналом М = 1 блокируется БФП. Элементы D22, D24, D26, D28 образуют блок нормирования логических функций из вспомогательных функций P ′ и G ′. Добавляя с помощью элементов D23, D25, D27, D29 сигнал переноса (при М = 0), получают окончательный результат арифметической операции на выходах F0, F1, F2, F3. Элемент D30 выполняет операцию сравнения двух 4-разрядных чисел А и В (при установлении соответствующего кода на входах S0, S1, S2, S3). При С0 = 1 на выходе компаратора K устанавливается единица, если А = В. Возможности рассмотренного АЛУ ограничены. В современных микропроцессорных комплектах применяют более совершенные АЛУ, способные выполнять разнообразные арифметические и логические операции. 405

8.5. Полупроводниковые запоминающие устройства 8.5.1. Классификация и основные параметры микросхем памяти

Одним из основных функциональных узлов цифровых устройств является запоминающее устройство (ЗУ), которое предназначено для приема, хранения и выдачи информации, необходимой для работы устройства. В полупроводниковых ЗУ обычно оперируют двоичной информацией, представляемой двоичными цифрами – битами. Другой часто используемой единицей двоичной информации является байт, состоящий из 8 бит. Требования к объему памяти ЗУ определяются назначением и структурой цифровых систем и меняются от единиц килобит (для микро-ЭВМ) до 1010 ÷ 1111 бит (для больших ЭВМ). В системах с большим объемом памяти обычно применяется иерархическая структура с тем, чтобы предотвратить снижение производительности системы, которое неизбежно при увеличении объема памяти. При иерархической структуре в систему включается несколько видов ЗУ разного объема и быстродействия. Информация, подлежащая скорой текущей переработке, заносится в быстродействующее ЗУ (иногда называемое внутренним) с относительно небольшим объемом. Основной массив информации, ожидающий обработки, хранится в ЗУ большой емкости и, соответственно, с низким быстродействием, откуда в текущий момент обработки он поступает во внутреннее ЗУ. ЗУ можно разделить на два вида: оперативные (ОЗУ) и постоянные (ПЗУ). ОЗУ выполняют запись, хранение и считывание произвольной текущей информации, изменяющейся в процессе работы системы (например, результатов вычислений или таких программ, которые меняются). ПЗУ осуществляют хранение и выдачу постоянно записанной информации, содержание которой в ходе работы системы не изменяется (например, команды и константы). По способу выдачи информации ЗУ подразделяются на устройства с произвольной и последовательной выборками. В ЗУ с произвольной выборкой запись или считывание информации в любой из 406

запоминающих ячеек (ЗЯ) можно выполнить в любой момент времени. В ЗУ с последовательной выборкой содержимое каждой ЗЯ может изменяться или выдаваться только через определенные периоды времени Т0, называемые периодом обращения, которые состоят из отдельных тактов, равных количеству ЗЯ. В таких ЗУ на каждый такт происходит последовательный опрос одной ЗЯ, поэтому время записи или считывания информации для различных ЗУ может составлять от 0 до Т0. Особую группу ЗУ составляют ассоциативные ЗУ (АЗУ), в которых поиск и извлечение информации происходят не по ее адресу (месторасположению), а по некоторому признаку искомой информации, хранящейся в ячейке ЗУ. По способу организации хранения информации различают одноразрядные ЗУ (с выборкой только одной ЗЯ) и ЗУ со словарной организацией (когда одновременно выбирается группа битов, образующая СЛОВО или часть слова и хранящаяся в 2, 4, 8... ЗЯ). По способу хранения информации различают ЗУ со статическим или динамическим хранением. В первом из них сохранение информации обеспечивается с помощью постоянного источника питания, при отключении которого информация разрушается. В динамических ЗУ информация сохраняется в виде заряда на конденсаторах, входящих в состав ЗЯ. В таких ЗЯ требуется периодическое восстановление информации путем регенерации заряда на конденсаторах. Основными параметрами ЗУ являются: ƒ информационная емкость N – максимальный объем хранимой информации, определяемый числом ЗЯ; ƒ быстродействие ЗУ, характеризуемое двумя параметрами: - временем выборки tв, определяемым интервалом времени между моментом подачи сигнала и появлением информации на выходе ЗУ; - временем цикла tц, представляющим собой минимально допустимое время между моментом начала одной и моментом начала последующей операции считывания или записи. Остальные параметры БИС памяти (потребляемая мощность, логические уровни напряжений, помехоустойчивость, нагрузочная способность) определяются так же, как для цифровых ИМС. 407

8.5.2. Оперативные запоминающие устройства

Рассмотрим основные полупроводниковые ЗУ. Статические ОЗУ. Нa рис. 8.16 приведена структурная схема статического ОЗУ с произвольной выборкой. Оно содержит матрицу запоминающих ячеек, состоящих из п строк по т элементов в каждой, с информационной емкостью N = n×m, входные буферные каскады, дешифраторы адреса, усилители записи–считывания и схему управления.

Рис. 8.16. Структурная схема статического ОЗУ с произвольной выборкой

В современных ОЗУ указанные части обычно выполняются на одном кристалле в виде функционально законченных узлов. Такая организация ОЗУ называется матричной или двухкоординатной, она обеспечивает доступ отдельно к каждой из ЗЯ через адресные (AШ) и разрядные (РШ) шины, к которым подсоединены входы и выходы ЗЯ. Код адреса ячейки определяется сигналами на адресных входах X и Y, которые поступают на обслуживающие матрицу 408

элементы через входные буферные каскады, предназначенные для согласования уровней входных сигналов с логическими уровнями схем обслуживания. Дешифраторы DC при подаче соответствующих адресных сигналов осуществляют выбор требуемых ЗЯ подачей сигналов выборки на соответствующие шины АШ и РШ, на пересечении которых находятся требуемые ЗЯ. Режим работы микросхемы – запись, считывание или хранение информации – определяется схемой управления в соответствии с сигналами на ее входах: Din – приема информации; WE – управления режимом записи/считывания (разрешение записи); СЕ – выборки кристалла. Сигнал выборки кристалла на входе СЕ обеспечивает выбор требуемой микросхемы в памяти ЗУ, состоящей из ряда микросхем. Подача управляющего сигнала на вход разрешения записи WE при наличии сигнала выборки кристалла СЕ осуществляет операцию записи. Сигнал на информационном входе Din (0 или 1) определяет информацию, записываемую в соответствующую ЗЯ. Выходной информационный сигнал на выходе Dout имеет уровни, согласующиеся с серийными цифровыми ИМС. Помимо матричной организации получили также распространение ОЗУ со словарной организацией, в которых каждый адрес инициирует обращение к некоторой группе ЗЯ. Достоинствами таких ОЗУ являются простота схемы управления и ЗЯ, что, однако, приводит к усложнению дешифраторов. В качестве запоминающих ячеек в статических ЗУ обычно применяются простейшие триггеры, дополненные элементами, при помощи которых производится запись и считывание. На рис. 8.17 показана схема такой ячейки типа ТТЛ. Триггер построен на двухэмиттерных транзисторах Т1 и Т2, вторые эмиттеры которых используются для записи и считывания информации. Схема триггера дополнена усилителем записи на транзисторах Т3 и Т4 и дифференциальным усилителем считывания на транзисторах T5 и Т6, в эмиттерные цепи которых включен импульсный источник тока I1. В режиме хранения информации ток I1 = 0, поэтому транзисторы Т5 и Т6 оказываются закрытыми, и на выходе усилителя считывания сигнал, определяемый разностью потенциалов коллекторов Т5 и Т6, равняется нулю. В этом режиме и триггер работает со 409

сравнительно малым током хранения Iхр, что обеспечивается сравнительно низким напряжением питания, определяемым разностью потенциалов на адресных шинах AШ1 и АШ2, составляющим всего (0,2–0,3) В. В режиме хранения на разрядных шинах РШ1 и РШ2 устанавливается высокий потенциал, смещающий эмиттерные переходы транзисторов Т1 и Т2 в обратном направлении. При этом токи источников I2 протекают через эмиттерные цепи транзисторов Т3 и Т4.

Рис. 8.17. Схема запоминающей ячейки ОЗУ на элементах ТТЛ

В режиме считывания на базах транзисторов Т3 и Т4, связанных со схемой управления, поддерживается прежний потенциал. При этом под действием опрашивающих импульсов увеличивается разность потенциалов на адресных шинах АШ1 и АШ2, т.е. повышается напряжение питания триггера, что приводит к увеличению тока насыщенного транзистора T1 или Т2. Одновременно подается импульс тока I1 в эмиттеры Т5 и Т6, отпирающий усилитель считывания. Ток эмиттера насыщенного транзистора Т1 (Т2) через разряд410

ную шину РШ1 (РШ2) поступает в базу транзистора Т5 (Т6), и на выходе усилителя считывания появляется сигнал соответствующей полярности. При записи информации сигналами, поступающими от схемы управлении в базовые цепи транзисторов Т3 и Т4, производится отпирание Т3 (Т4) и запирание Т4 (Т3). При запирании одного из транзисторов усилителя записи (например, Т4) ток источника I2, ранее протекавший по эмиттерной цепи транзистора Т4, через разрядную шину РШ2 ответвляется в эмиттер транзистора Т2, переводя его в режим насыщения и тем самым обеспечивая запись новой информации в триггере. В быстродействующих ЗЯ в триггере используют транзисторы Шоттки с тем, чтобы исключить насыщение транзистора и тем самым уменьшить время записи информации. В сверхбыстродействующих ЗУ применяются ЗЯ на основе триггера ЭСЛ, дополненного усилителями считывания и записи. На рис. 8.18 показана схема ЗЯ на элементах И2Л, занимающей существенно меньшую площадь, чем ЗЯ на ТТЛ-элементах. Поскольку в качестве разрядных шин РШ1 и РШ2 используются низкоомные п+-слои элементов И2Л, то необходимо изолировать эти слои между отдельными разрядами. В режиме хранения на РШ1 и РШ2 поддерживаются одинаковые потенциалы и через элементы И2Л протекает сравнительно малый ток Ixp, величиной доли микроампер. В зависимости от записанной информации оказывается насыщенным транзистор T1 или Т2 тоРис. 8.18. Схема ком коллектора Т3 или Т4. запоминающей ячейки ОЗУ При записи информации на шину на элементах И2Л АШ подается импульс тока, амплитуда которого на 2÷3 порядка превышает токи хранения. Одновременно на разрядных шинах создается разность потенциалов величиной ΔU рш ≥ mϕ т ln β , обеспечивающей перезапись информации в триг-

гере. Считывание информации можно производить двумя способами. В первом случае напряжения на разрядных шинах РШ1 и РШ2 411

поддерживаются одинаковой величины. При подаче импульса тока выборки на шину АШ через РШ1 и РШ2 протекают разные токи в зависимости от состояния транзисторов Т1 и Т2. Эта разность токов регистрируется усилителем считывания (на схеме рис. 8.18 не показан). Более предпочтителен второй способ выборки, когда к шинам РШ1 и РШ2 подключаются источники тока равной величины. На шину АШ подается положительный импульс напряжения выборки и усилителем считывания регистрируется разность перепадов напряжений на разрядных шинах, которая обусловлена разными состояниями транзисторов Т1 и Т2. Наряду с ЗЯ на биполярных транзисторах в современных ЗУ среднего быстродействия применяются МДП-структуры. На рис. 8.19, а схема ЗЯ построена на транзисторах с п-каналом, схема на рис. 8.19, б построена на комплементарных парах. Каждая из этих ячеек представляет собой триггер на транзисторах Т1, Т3 и Т2, Т4.

Рис. 8.19. Схема запоминающих ячеек ОЗУ на МДП-транзисторах с п-каналом (а) и на комплементарных МДП-транзисторах (б)

Триггер управляется сигналами на шинах РШ1, РШ2 и АШ, под действием которых формируются импульсы считывания и записи, поступающие на входы триггера через двунаправленные ключи Т5 и T6. В режиме хранения на разрядных шинах РШ1 и РШ2 устанавливаются напряжения, равные Еи.п, а на адресной шине АШ – равное нулю. При этом транзисторные ключи Т5 и Т6 запираются и отключают триггер от внешних цепей. В режиме считывания на адресную шину АШ, к которой подключены затворы транзисторов T5 и Т6, подается импульс положительной полярности, отпираю412

щий ключи Т5 и Т6. Записанная в триггеры информация через разрядные шины поступает на входы усилителя считывания. Для записи информации на адресную шину подается высокий потенциал, под действием которого обеспечивается открытое состояние по затворам ключей Т5 и Т6. На разрядные же шины РШ1 и РШ2 подаются разные сигналы, один из которых соответствует логической 1, а другой – логическому 0. Под действием этих сигналов производится запись соответствующей информации в триггер. Достоинством ЗЯ на комплементарных МДП-транзисторах является почти полное отсутствие тока в режиме хранения и, соответственно, ничтожно малое потребление мощности. Для обслуживания статических ОЗУ применяются входные и выходные каскады. Запоминающие устройства с последовательной выборкой (ЗУП) имеют более высокую информационную емкость по сравнению с ОЗУ с произвольной выборкой, разумеется, при большем времени обращения. Их достоинством является также упрощение схем обслуживания. Примером статического ЗУП является сдвиговый регистр, представляющий собой своеобразную линию задержки, ячейки которой соединены последовательно так, что выход одной ячейки служит входом последующей ячейки. Записанная в регистре информация сдвигается под действием серии тактовых импульсов и появляется на его выходе лишь спустя несколько тактов (в зависимости от месторасположения ячейки). Динамические ОЗУ. Современные БИС памяти сверхбольшой емкости (16 кбит и более), как правило, строят на динамических ЗЯ, что дает возможность заметно повысить степень интеграции ИМС, вследствие уменьшения площади, занимаемой одной динамической ячейкой по сравнению со статической. В динамических ЗЯ информация хранится в виде заряда на конденсаторах, в качестве которых используют обратно-смещенные рп-переходы и МОП-конденсаторы. Такие конденсаторы требуют периодического восстановления заряда, соответствующего записанной информации, так как из-за наличия токов утечки происходит разряд накопительного конденсатора с постоянной времени порядка 10–2 – 10–3 с. 413

На рис. 8.20 показана структурная схема динамического ОЗУ с произвольной выборкой на МДП-структурах с п-каналом. Матрица с емкостью N = 65536 бит имеет организацию 128×512. Такая организация обеспечивает полную регенерацию информации за 128 циклов. Управление последовательностью включения блоков осуществляется тактовыми импульсами, формируемыми двумя генераторами, первый из которых управляется сигналом RAS (строб адреса строки), второй – сигналом СAS (строб адреса столбца). Сигналы RAS и СAS, вырабатываемые схемой управления, и сигнал разрешения записи WE обеспечивают работу в режимах записи, считывания, регенерации и мультиплексации адресов.

Рис. 8.20. Структурная схема динамического ОЗУ с произвольной выборкой

Для выборки ЗЯ требуется 16-разрядный адресный код, который подается на 8-разрядный регистр адреса, работающий в мультиплексном режиме. В этом режиме используется последовательная адресация: сначала на адресные входы А0, А1, …, А7 поступает адрес строки, который запоминается в дополнительном регистрефиксаторе, а затем на те же входы подается адрес столбца, запоминаемый другим регистром-фиксатором 1 . 1

Мультиплексный режим обычно применяется в сверхбольших микросхемах для сокращения числа выводов. 414

В данной схеме в ОЗУ сначала 8 младших разрядов кода фиксируются на адресном регистре сигналом RAS и выбирается строка. Затем 8 старших разрядов кода фиксируются сигналом СAS и выбирается столбец. Сигнал CАS одновременно является сигналом выбора микросхемы в блоке ОЗУ. Регенерацию можно организовать двумя способами: адресную и безадресную. При адресной регенерации производится последовательный перебор адресов регенерируемых ячеек с таким расчетом, чтобы в течение периода регенерации завершить полную регенерацию накопителя. При безадресной регенерации восстановление информации производится либо во время операции запись/считывание, либо при отсутствии обращений (принудительно) последовательностью тактовых импульсов. ЗЯ динамических ОЗУ отличаются своей простотой конструкции, что и обеспечивает высокую степень интеграции ИМС памяти в целом. На рис. 8.21 приведена схема динамической ЗЯ на биполярных транзисторах в базисе И2Л. Каждая ячейка состоит из комплементарной пары транзисторов, емкости Рис. 8.21. Схема динамической коллекторных переходов которых вы- запоминающей ячейки ОЗУ на элементах И2Л полняют роль запоминающего конденсатора С = Ск1 + Ск2. В режиме хранения на шинах РШ и АШ1 поддерживается высокий потенциал, а на шине АШ2 – низкий потенциал. При этом транзисторы T1 и Т2 оказываются закрытыми. В режиме записи на шину АШ1 подается импульс записи, понижающий потенциал на этой шине, что и обеспечивает возможность отпирания транзисторов. Запись информации производится через шину РШ. Для записи 0 на эту шину подается высокий потенциал, под действием которого производится заряд конденсатора С через эмиттерный переход транзистора Т2. При записи 1 на шину РШ подается низкий потенциал, а на шину АШ2 – высокий, что приводит к разряду конденсатора С. В режиме опроса на шину АШ1 подается импульс опроса, понижающий потенциал на этой шине. Если в опрашиваемой ячейке 415

была записана 1, то транзистор Т2 переходит в активную область работы, что приводит к увеличении эффективной величины емкости его коллектора в β2 раз и увеличению запоминающей емкости С ≈ β2Ск2. С отпиранием транзистора Т2 начинается разряд паразитной емкости шины РШ, перепад напряжения на которой фиксируется усилителем считывания. Если же в ячейке был записан 0, то напряжение на шине РШ не меняется. В период регенерации повышаются потенциалы на шинах АШ1 и АШ2, а на шине РШ устанавливается потенциал, соответствующий считанной информации. Если в ЗЯ был записан 0, то транзисторы запираются, и происходит регенерация 0. Если же в ЗЯ была записана 1, то отпирается транзистор Т1, разряжая емкость С, что и обеспечивает регенерацию 1. Динамическая ЗЯ на МДП-транзисторах (рис. 8.22) имеет более простую конфигурацию; она состоит из одного транзистора и МОП-конденсатора, формируемого в едином технологичеРис. 8.22. Схема динамической ском цикле, емкостью порядка сотых запоминающей ячейки ОЗУ долей пикофарады. Транзистор в этой на МДП-транзисторах ячейке выполняет роль переключателя, передающего заряд конденсатора в шину РШ при считывании, либо заряжающего конденсатор при записи. Во время считывания 1, определяемой зарядом на конденсаторе С, происходит потеря заряда, что практически приводит к стиранию 1 и переводу ячейки в состояние 0. Поэтому в цикле считывания производится и регенерация считанной информации, что обеспечивает переход ЗЯ в исходное состояние. Динамические ОЗУ с последовательной выборкой тоже организуют в виде сдвигового регистра с запоминающими конденсаторами. В современных разработках в динамических ЗУ стали применять приборы с зарядовой связью, принцип действия которых основан на хранении заряда неосновных носителей в потенциальных ямах, создаваемых у поверхности полупроводника и перемещении этого заряда вдоль поверхности при движении потенциальных ям под действием управляющих напряжений. 416

8.5.3. Постоянные запоминающие устройства

В цифровых устройствах широко применяются постоянные запоминающие устройства (ПЗУ) для хранения команд и стандартных программ. ПЗУ функционирует как матрица памяти, для которой однажды записанная информация постоянна и не может быть изменена устройством, использующим эту память. При этом выключение электропитания или самого устройства, в котором работает ПЗУ, также не меняет содержимого ПЗУ, т.е. в отличие от ОЗУ, представляющих собой энергозависимые устройства, ПЗУ являются энергонезависимыми. Большинство современных ПЗУ относятся к устройствам памяти с произвольным доступом, в которых время доступе не зависит от адреса ЗЯ, по которому производится обращение. ПЗУ строятся, как правило, со словарной организацией структуры. Программирование ПЗУ осуществляется на этапе изготовления кристаллов памяти. При этом в настоящее время наметилось несколько вариантов исполнения ПЗУ. К первому варианту относятся ПЗУ, программируемые изготовителем памяти по заказу пользователя. Такие устройства называются ПЗУ с масочным программированием: при их изготовлении при помощи соответствующих фотошаблонов-масок изменяется место расположения контактных окон или места соединений в матрице ЗЯ. Так, в ПЗУ на биполярных транзисторах при его изготовлении единицы записываются в матрицу памяти присоединением базы транзистора в соответствующей ЗЯ к числовой линии. Транзисторы, соответствующие ЗЯ матрицы, в которых должны храниться нули, остаются не подключенными к числовой линии. Матрицы на МДП-транзисторах, подобно биполярным матрицам, формируют на основе ЗЯ, у которых затвор МДП-транзистора, хранящего 1, присоединяется к числовой линии, а при записи 0 затвор остается не подключенным к линии. В ПЗУ данного класса невозможно внесение изменений после их поставки. Второй способ исполнения ОЗУ применяется для получения так называемых программируемых ПЗУ, или ПЗУ с программируемым полем (ППЗУ). В ППЗУ используются плавкие связи, которые мо417

гут быть модифицированы пользователем при программировании ПЗУ. В таких устройствах обычно используются легкоплавкие соединения эмиттеров транзисторов в ЗЯ, которые могут быть расплавлены под действием мощного импульса тока, подаваемого при программировании матрицы на соответствующие ячейки. В указанных ЗЯ транзисторы окажутся с разомкнутым эмиттером. Другой метод программирования заключается в подаче на вход транзистора в соответствующей ЗЯ напряжения, превышающего уровень пробоя эммиттерного перехода. При этом в результате переноса металла закорачивается переход эмиттер–база. После того как устройство запрограммировано, содержимое его памяти остается постоянным, как и в ПЗУ первого класса. Наконец, на практике применяются также перепрограммируемые ПЗУ, которые можно программировать повторно. Перепрограммирование таких устройств производится автономно с использованием электрических, оптических и других средств. В настояние время в основном выпускаются перепрограммируемые ПЗУ, использующие матрицу на МДП-структурах. Широко применяются матрицы на транзисторах с плавающим затвором. При большой разности потенциалов между истоком и стоком (которые подаются при программировании на соответствующую ячейку) вследствие инжекции электронов из потока на затворе скапливается отрицательный заряд, индуцирующий р-канал, который может существовать долгие годы. Записанную таким способом информацию можно стереть путем воздействия на матрицу ультрафиолетовым излучением. Для обеспечения возможности стирания информации такие ИМС выпускаются в корпусе с кварцевым покрытием. В настоявшее время выпускается разновидность таких ПЗУ, в которых запись и стирание производят электрическим путем, используя туннельный эффект для накопления и рассасывания носителей заряда в затворе МДП-структуры. Микросхема ПЗУ включает в себе входные каскады, работающие на дешифратор адреса, собственно матрицу памяти и выходные каскады.

418

8.6. Микропроцессоры

Микропроцессор представляет собой управляющую и обрабатывающую часть цифрового автомата. Дополнив микропроцессор небольшим числом узлов, при его помощи можно реализовать функции центрального процессора, который предназначен для хранения и преобразования данных и команд, выборки и дешифрирования команд с конечной целью реализации арифметических и логических операций над данными в соответствии с командами и программой. Микропроцессоры выпускаются в одном или нескольких корпусах БИС и имеют длину слов от 4 до 16 бит. Микропроцессоры появились в результате дальнейшего усовершенствования интегральной технологии, а также стремления расширять области применения БИС превращением их в универсальные и многофункциональные ИМС. Разбиение электрической схемы процессора даже на крупные узлы, технически реализуемые по критерию степени интеграции в виде ИМС, как правило, неэффективно и ограничивается конечным числом выводов корпусов ИМС. Получаемые при этом ИМС специфичны, их функциональные возможности низкие, поэтому они выпускаются малой серией, что не оправдывает расходы на их разработку и производство. Чтобы расширить функциональные возможности БИС и выпускать их в виде универсальных цифровых ИМС широкого применения, потребовалось коренным образом видоизменить технику проектирования аппаратуры и их производства. Основой проектирования цифровых устройств предыдущих поколений являлся схемнологический метод, обеспечивающий минимизацию объема оборудования, числа функционально-конструктивных модулей. В результате подобного подхода к проектированию реализация такого устройства была возможна только аппаратурными средствами с фиксированными жесткими (даже можно сказать «мертвыми») соединениями. Микропроцессор отличается от обычных БИС своим управляемым «поведением». Новизна для разработчиков аппаратуры заключается в том, что стала возможной реализация широкого класса функций не в базисе аппаратурных связей, а путем исполнения по419

следовательности команд, составляющих программное обеспечение устройства. При этом поведение микропроцессора гораздо легче адаптировать к изменяющимся условиям применения, перепрограммируя ПЗУ (в котором записывается программа в виде последовательности команд и приказов), чем идя на требуемые изменения в аппаратуре с жесткими соединениями. Пользуясь таким подходом, можно также быстрее выполнить разработку новых устройств, так как микропроцессор стандартной архитектуры можно использовать в каждом новом применении, оснащая его по-разному запрограммированным ПЗУ. Основными блоками микропроцессора (рис. 8.23) являются арифметико-логическое устройство (АЛУ) и устройство управления (УУ). Первый из этих блоков служит для выполнения арифметических и логических операций над данными, поступающими либо из памяти, либо с внешних устройств, через регистр, называемый аккумулятором. В аккумулятор также поступают результаты операций, выполненных АЛУ. УУ осуществляет управление потоком данных и команд, а также всеми операциями над ними; оно выбирает из памяти команды, дешифрирует и выполняет их, управляя необходимой последовательностью событий, задаваемых АЛУ и устройством ввода/вывода, при помощи которого обеспечивается связь с внешней средой.

Рис. 8.23. Структурная схема микропроцессора

Выходная последовательность сигналов устройства управления определяется ходом операции. В микропроцессорах имеется фиксированный набор команд, на основе которых разрабатывается программное обеспечение. Они содержат также микропрограмми420

руемое устройство управления (МУУ), позволяющее частично или полностью менять набор микрокоманд, при помощи которых указывается, какие операции должны выполнять отдельные вычислительные элементы БИС и связанные с ними субблоки, например интерфейсы ОЗУ и устройства ввода/вывода. Наличие ММУ наряду с перепрограммированием являются основным достоинством микропроцессоров, заключающимся в возможности задавать разработчиком системы микропрограммы, обеспечивающие выполнение требуемой задачи по обработке данных. Микропрограмма представляет собой вид программы, непосредственно управлявшей работой каждого функционального элемента. При этом для выполнения одной машинной команды (например, прибавить 1, пропустить и т.д.), представляющей собой макрокоманду в виде последовательности микрокоманд, из ММУ выбирается серия микрокоманд. Одни и те же последовательности микрокоманд могут участвовать в нескольких макрокомандах. Микропроцессор функционирует синхронно с генератором тактовых импульсов. Для реализации одной команды требуется несколько периодов тактовых импульсов. Время выполнения команды, т.е. цикл команды, включает один или несколько машинных циклов, в свою очередь состоящих из следующих циклов: ƒ цикла выборки, в течение которого в процессор поступает адрес команды в памяти (при помощи регистра адреса памяти), дешифрируется этот адрес и команда считывается из памяти в регистр данных памяти процессора; ƒ исполнительного цикла, в течение которого команда дешифрируется и требуемая операция выполняется как последовательность отдельных микрокоманд, в которую входят, например, пересылка содержимого регистра В на шину, загрузка регистра С содержимым шины и т.д. Для выполнения каждой микрокоманды требуется, по крайней мере, один такт. Общее количество тактов на команду зависит от ее типа. На рис. 8.24 показана типичная схема выводов корпуса ИМС микропроцессора. Вывод «Состояние шины данных», предназначенный для подачи сигнала состояния на внешние устройства, слу421

жит для указания ввода данных в микропроцессор. На вывод «Синхронизация» в начале каждого цикла команды поступает импульс для синхронизации работы памяти и устройства ввода/вывода. На выводы «Ожидание», «Готовность» и «Запись» поступает внешняя информация о состоянии центрального процессора. Через вывод «Прерывание» (их может быть несколько) осуществляют прерывание выполняемой программы. Вывод «Сброс» служит для очистки счетчика и регистра команд.

Рис. 8.24. Типичная схема выводов корпуса ИМС микропроцессора

В настоящее время можно выделить два класса БИС, называемых обычно микропроцессорными: ƒ микропроцессоры универсального типа с фиксированной разрядностью; ƒ микропроцессорные комплекты с наращиваемой разрядностью. 8.6.1. Универсальные микропроцессоры с фиксированной разрядностью

К микропроцессорам этого типа относятся широко распространенные БИС, выпускаемые многими фирмами: ƒ 8-разрядные – 8080, 8085 фирмы Intel; М6800 фирмы Motorola; Z80 фирмы Zilog; ƒ 16-разрядные 8086 фирмы Intel; МС68000 фирмы Motorola; Z8000 фирмы Zilog, а также ряд других ИМС, имеющих меньшее применение. 422

В системотехническом отношении общими чертами указанных микропроцессоров является возможность определений адреса обращения за очередной командой и адреса обращения для операций приема или выдачи данных. Они способны выполнять достаточно большой набор операций над данными, в большинстве случаев производить асинхронный протокол обмена информацией. В них предусмотрены возможности изменения последовательности операций и их приостановки по запросу извне. В общем виде структура аппаратурных связей микропроцессоров универсального типа представлена на рис. 8.25.

Рис. 8.25. Структура аппаратурных связей микропроцессоров универсального типа

Для такой структуры характерно наличие следующих линий или групп линий: ƒ вход от генератора тактовых сигналов; ƒ установка в начальное состояние; ƒ линия ввода/вывода данных, используемая также и для приема команд; ƒ адреса обращения (эта группа может быть частично или полностью мультиплексирована с линиями ввода/вывода данных или выполнена отдельно); ƒ управление элементарным циклом обмена информацией (тип цикла, сигналы синхронизации адреса и данных, подтверждение и т.д.); ƒ прерывания (маскируемые, немаскируемые, векторные и невекторные); ƒ обслуживание процедур перераспределения информационной магистрали, так называемый прямой доступ к памяти. 423

Особенности архитектуры универсальных микропроцессоров можно выяснить на примере микропроцессора 8080 фирмы Intel. Это 8-разрядный монолитный микропроцессор второго поколения на п-канальных МДП-структурах, представляющий собой усовершенствованную модель микропроцессора Intel 8008 (рис. 8.26).

Рис. 8.26. Структурная схема микропроцессора Intel 8080 424

Четыре функциональных блока микропроцессора 8080 включают: ƒ матрицу регистров и логические схемы адресации; ƒ АЛУ; ƒ блок регистра команд и управления; ƒ буферы шины данных. Матрица регистров и схемы адресации. Матрица регистров представляет собой статическое ОЗУ, состоящее из шести 16разрядных регистров. Шестнадцатиразрядный счетчик команды предназначен для хранения адреса текущей команда выполняемой программы. Указатель стека, представляющий собой 16-разрядный регистр, может адресовать внешнюю стековую память емкостью 64 байт, предоставляя тем самым в распоряжение пользователя такое количество последовательного вложения подпрограмм, какое тому необходимо. Пары 8-разрядных регистров В–С, D–E и H–L являются регистрами сверхоперативной памяти (СОЗУ), которые можно использовать как шесть одинарных 8-разрядных регистров или как три пары 16-разрядных регистров. Пара регистров временного хранения W–Z предназначена для внутренних команд. Шестнадцатиразрядный регистр адреса, загружаемый данными любой из трех пар регистров СОЗУ, обеспечивает адресацию объемом 65 Кбайт через адресные буферы А0, А1, …, А15. Из этого регистра данные поступают в инкрементор/декрементор, который передает их в матрицу регистров. Во время передачи может происходить увеличение или уменьшение адреса. Мультиплексная передача байтов данных осуществляется между внутренней шиной и матрицей регистров. В микропроцессоре 8080 список команд увеличен по сравнению со списком команд в микропроцессорах первого поколения на 30 команд, что упрощает задачи сопряжения микропроцессора с внешними устройствами, обеспечивает прямой доступ к памяти и облегчает процедуру отладки программ. Новые команды дают возможность быстро записать в верхние ячейки внешней стековой памяти или быстро извлечь из них содержимое любой пары регистров В–С, D–Е, Н–L аккумулятора. Пару регистров временного хранения W–Z можно использовать в 425

качестве программного счетчика, который будет хранить прямой адрес, обеспечивающий быструю засылку или запись содержимого Н–L или аккумулятора. Арифметико-логическое устройство. АЛУ микропроцессора 8080, наряду с выполнением своих основных функций – арифметических и логических операций, может реализовать и операции циклического сдвига. АЛУ дополнено аккумулятором, регистром аккумулятора, 8-разрядным регистром временного хранения и 5разрядным регистром флажков (нуль, перенос, знак, четность и дополнительный перенос). С включением аккумулятора в блок АЛУ отпала необходимость использования внутренней шины для передачи данных между СОЗУ и АЛУ во время выполнения арифметических и логических операций. В блоке АЛУ предусмотрена десятичная коррекция содержимого аккумулятора, что делает возможным выполнение двоичных и двоично-кодированных десятичных арифметических операций примерно с одной и той же скоростью. Блок регистра команд и управления. Регистр команд предназначен для передачи данных от внутренней шины к дешифратору команд и схемам управления. Выходные сигналы дешифратора команд и сигналы управления от внешних устройств подаются на блок управления синхронизацией и состояниями. Схема синхронизации имеет два входа внешнего генератора двухфазных тактовых импульсов (Ф1 и Ф2 на рис. 8.26) и четыре внутренних управляющих входа («Запрос прерывания», «Готовность», «Запрос шин» и «Сброс»). Для внешнего управления памятью и устройствами ввода/вывода блок синхронизации и управления состоянием вырабатывает шесть сигналов: «Чтение/запись», «Синхронизация», «Прием с шин данных», «Подтверждение запроса шин», «Ожидание» и «Разрешение прерывания». Буфер шин ввода/вывода данных. Буфер шины данных предназначен для развязки внутренней шины данных процессора и шины данных внешних устройств (D0, D1, …, D7). В качестве такого устройства используется 8-разрядный двунаправленный буфер с выходными каскадами, имеющими три состояния. В режиме вывода данные по внутренней шине заносятся в 8-разрядный регистр временного хранения, который управляет выходным буфером ши426

ны данных. Буфер отключается на время ввода или выполнения операций, не связанных с пересылкой данных. В режиме ввода данные от шины данных внешних устройств через буфер передаются на внутреннюю шину. По аналогичной структурной схеме строятся и указанные выше микропроцессоры универсального типа с фиксированной разрядностью. Их характерной особенностью, с точки зрения программиста, является наличие пяти функциональных узлов, обеспечивающих возможность применения таких микропроцессоров в различных областях техники. К числу таких функциональных узлов относятся: ƒ счетчик команд или программный счетчик, представляющий собой регистр, в котором формируется значение адреса обращения за очередной командой; ƒ указатель стека, представляющий собой регистр, хранящий указатель системного стека, используемого автоматически при вызове подпрограмм и обслуживании прерываний; ƒ набор регистров общего назначения, используемых обычно для формирования адресов обращения в операциях, связанных с приемом или выдачей данных, а также для хранения данных, часто вовлекаемых в операции на исполняемом участке программы; ƒ АЛУ, выполняющее арифметические и логические операции над данными и участвующее в определении адресов обращения; ƒ регистр признаков результата операции над данными, содержимое которого может быть использовано для формирования адреса очередной команды с целью изменения обычной последовательности (например, условные переходы и другие команды аналогичного характера). На рис. 8.27 показана типичная структурная схема микропроцессорной системы на основе БИС типа Intel 8080. Чтобы построить такую систему, к микропроцессору требуется присоединить шесть внешних модулей. Первый из них – это внешний задающий кварцевый генератор, формирующий две непрерывные последовательности синхроимпульсов, которые поступают на выводы Ф1 и Ф2 корпуса микропроцессора. В систему входит модуль памяти, состоящий обычно из ОЗУ, ПЗУ и памяти на сдвиговых регистрах. Считывание информации с внешних источников адресов и обмен 427

данными с шинами данных осуществляются через буферные устройства, связанные с выводами А0, А1, …, А15 и D0, D1, …, D7.

Рис. 8.27. Типовая структурная схема микропроцессорной системы на основе БИС типа Intel 8080

Специальный логический элемент и 8 триггеров со сбросом от машинного управления позволяют установить биты состояния во время прохождения тактового сигнала. Внешние сигналы разделены на три группы, каждая из которых передается по своей шинной системе. К числу этих систем относятся: ƒ адресная шинная система (насчитывает 16 линий); ƒ шины данных (8 линий); 428

шины управления (обеспечивают синхронизацию работы внешних блоков с внутренними). По схеме на рис. 8.27 составляют микропроцессорные системы и на других универсальных микропроцессорах с фиксированной разрядностью. При этом объем внешней памяти и интерфейса, необходимых для реализации системы, зависит от сложности последней. ƒ

8.6.2. Микропроцессорные системы с наращиваемой разрядностью

В настоящее время для решения некоторых задач применяют микропроцессорные комплекты с наращиваемой разрядностью, главной ценностью которых является их гибкость, позволяющая получить вычислительную мощность, значительно превышающую мощность, которой обладают универсальные микропроцессоры с фиксированной разрядностью. Микропроцессорные комплекты содержат ИМС различной разрядности и степени интеграции (обычно в виде СИС и БИС) и используются в различных комбинациях для построения микропроцессорных систем. Модули таких комплектов строят с таким расчетом, чтобы обеспечить их совместимость по уровням электропитания и представлению информации, единообразие конструктивных параметров, а также системную совместимость. Одним из наиболее известных микропроцессорных комплектов (МК) являются I 3000 и Am2900. На рис. 8.28 приведена упрощенная типовая схема связей между модулями МК, образующими законченный комплекс совместимых приборов. Два основных компонента этого комплекса, микропрограммное управляющее устройство (МУУ) и центральный процессорный элемент (ЦПЭ), допускают наращивание разрядности. Так, каждый ЦПЭ микропроцессорного комплекта I 3000 представляет собой двухразрядную секцию процессора с пятью независимыми шинами. Соединив параллельно несколько модулей ЦПЭ, можно строить процессор с любой желаемой длиной слова. Для функциональной полноты МК в него включают модули, на основе которых 429

строят различного рода коммутаторы данных. Для расширения возможностей МК в него включают ряд других модулей, например, схемы выработки сигналов ускоренного переноса, блок приоритетного прерывания и т.д. Секционирование ЦПЭ, конечно, связано с сужением набора операций над данными: в одном модуле ЦПЭ он ограничивается обычно такими операциями, как сложение, вычитание, сдвиги, простейшие логические операции. Обычно для расширения возможностей МК в дополнение к ЦПЭ включают такие функциональные блоки, как управляющая регистровая память, блок синхронизации, схема сквозного переноса, интерфейсы и т.д.

Рис. 8.28. Типовая схема связей модулей микропроцессорного комплекта

Функцией ПЗУ, входящего в состав МУУ, является хранение кодов микрокоманд. К составу этого же устройства можно отнести и так называемый конвейерный регистр, обеспечивающий фиксацию очередной микрокоманды на время, необходимое для ее выполнения. При этом в течение этого времени входной адрес ПЗУ обычно заменяется на следующий. В МУУ входит и блок определения адреса следующей микрокоманды. Блок определения адреса следующей микрокоманды формирует этот адрес исходя из следующей информации: адрес пре430

дыдущей микрокоманды; код операции блока, формируемый отдельными разрядами микрокоманд; потенциалы линий, указывающих на состояние различных узлов устройства или внешней среды; входная информация (данные). Коммутаторы данных, используемые для организации связи как внутри устройства, так и с внешней средой, управляются обычно отдельными разрядами микрокоманды в сочетании с линиями состояний внешней среды или устройства. Все указанные функции обеспечиваются комплектом модулей, входящих в МК. Независимо от различий, которые могут иметь место в модулях разных фирм, определенные схемные блоки являются общими для всех МК. Их различие заключается, как правило, в том, какие системные возможности они предоставляют и каким быстродействием обладают. Таким образом, микропроцессор является первым логическим прибором общего назначения, построенным на основе БИС, который, заменяя логику с фиксированными проводными соединениями, представляет разработчикам комбинацию преимуществ БИС и программирования. Преимуществами микропроцессоров также являются: ƒ оригинальность организации; ƒ универсальность применения, реализуемая их способностью моделировать логику средствами программного обеспечения; ƒ возможность быстрого внесения в систему исправлений и изменений путем перепрограммирования без каких-либо изменений в аппаратурных средствах; ƒ сокращение затрат на обслуживание и ремонт, ибо надежность микросхемы возрастает почти на порядок. Например, использование микропроцессора вместо 50 обычных микросхем позволяет устранить 1800 межсоединений, на долю которых в электронике приходится большинство отказов. В настоящее время микропроцессоры широко применяются в аппаратуре для контроля, автоматизации производственных процессов, проектных и исследовательских работ, управления и т.д. Значительное место в применении микропроцессоров занимают системы, используемые для обработки данных, системы управле431

ния технологическими процессами и числового управления станками, системы контроля потребления энергии, а в последние годы – робототехника. Применение микропроцессоров является существенным фактором в наблюдающейся сейчас компьютеризации, поскольку делает целесообразным использование сложных средств управления даже для небольших технологических циклов. Согласно прогнозам в 1975 г. микропроцессор должен был стать главным средством управления в промышленности. Однако действительность превзошла самые смелые предсказания. Сегодня микропроцессоры управляют прокатными станами в металлургии, контролируют трубопроводы, интерпретируют показания анализаторов, управляют процессами в самых разнообразных отраслях промышленности. Их применение будет и далее расширяться. Микропроцессоры ускоряют рассредоточение управления. Раньше в системах распределенного управления обычно использовали мини-ЭВМ. Теперь эти функции берет на себя микропроцессор. В перерабатывающих отраслях промышленности микропроцессоры облегчают распределенное управление отдельными технологическими циклами. На уровне цикла они позволяют применять усовершенствованные методы управления: каскадный, с прямым каналом и т.п. Дополнительным преимуществом такого подхода является то, что независимые технологические циклы способны функционировать и при отказе основной управляющей ЭВМ. Должно быть, самым важным из последних достижений измерительной техники является также широкое внедрение в нее микропроцессора, отражающее ее срастание с полупроводниковой технологией. Микропроцессоры все чаше и все более сложными методами применяются в контрольно-измерительной аппаратуре для решения задач сопряжения, управления, выполнения вычислений. Большим спросом пользуются также логические анализаторы, анализирующие логические состояния и временные диаграммы. В медицинском приборостроении, где цена на приборы выше, а потребители меньше знакомы с электроникой, микропроцессоры позволяют снизить стоимость каждого диагноза и ускорить процесс 432

проведения медицинских анализов. Здесь к настоящему моменту микропроцессоры получили даже более широкое распространение, чем в других областях измерительной техники. Интегральные микросхемы, в том числе и микропроцессоры, проникают в дома. Прекрасным примером может служить централизованная установка кондиционирования воздуха. Установка сама анализирует происходящие в ней операции и диагностирует неисправности с помощью гибридной (аналого-цифровой) системы, в которую входит заказной компьютерный модуль с неизменяемой программой. Широкое применение микропроцессоров в различных областях, кроме прочего, еще определяется тем, что в отличие от обычных ЭВМ микропроцессор, представляющий собой миниатюрный кристаллик, легко можно разместить где-нибудь в уголке станка, электрической пишущей машинки, электронных весов, кассового аппарата, кухонной печи с СВЧ нагревом, в светофоре, в сложном научном приборе и во множестве других устройств, возможности которых будут несравненно расширены благодаря их оснащению электронным «мозгом». Скоро микропроцессоры начнут заменять шестеренки, зубчатые передачи и электромеханические реле в самых различных системах управления, поскольку управлять электронами гораздо легче и эффективнее, чем механическими деталями. 8.7. Аналого-цифровые преобразователи

В микропроцессорах, представляющих собой устройство для обработки цифровой информации, так же как и в современных компьютерах обрабатываемая информация представляется в виде двоичного кода. При этом преобразование переменной величины в цифровой код в виде двоичных чисел 0 и 1 производится аналогоцифровым преобразователем (АЦП). Основой АЦП являются ИКН 1 , особенности применения которых можно проиллюстрировать на примере параллельного АЦП одновременного сравнения (рис. 8.29). 1

ИКН кратко рассмотрены в п. 1.6 части 1 учебного пособия. 433

Рис. 8.29. Структурная схема параллельного АЦП одновременного сравнения

В АЦП такого вида для каждого уровня квантования сигнала Uт требуется отдельный ИКН с опорным напряжением, соответствующим данному разряду. Это напряжение подается через резистивный делитель, состоящий из N резисторов с одинаковым сопротивлением R. При этом опорное напряжение младшего разряда U Uоп1 = оп , где Uоп – напряжение высокостабильного источника. N Опорные напряжения последующих разрядов равномерно увеличиU ваются на величину оп , так что на неинвертирующий вход ИКН N kU оп k-го разряда поступает Uвх.ниk = . Кодируемый аналоговый N сигнал Uт поступает одновременно на инвертирующие входы всех ИКН, образующих измерительную часть АЦП. При подаче такто434

вого импульса Uт, поступающего на вход С, выходные сигналы ИКН поступают на кодирующее логическое устройство, которое формирует выходные сигналы в виде двоичного цифрового кода. Преобразование аналогового сигнала в цифровой код производится следующим образом. В зависимости от амплитуды кодируемого сигнала Uт срабатывает определенное число ИКН, начиная с первого и кончая тем, у которого пороговое напряжение Uпорk ≤ U U ≤ Uт – оп . Следующие за ним ИКН с Uпор(k+l) ≥ Uпорk + оп не N N срабатывают, что и позволяет кодирующему устройству выдавать сигнал на выходе, соответствующем k-му разряду. Помимо рассмотренного АЦП параллельного типа, применяются АЦП последовательного типа [9] и интегрирующие АЦП.

Контрольные вопросы 1.

В чем отличие больших интегральных схем от обычных интегральных микросхем? 2. Какие функции выполняют тристабильные выходные каскады? 3. Что представляют собой регистры памяти, сдвигающие регистры? 4. Какие функции выполняют счетчики в цифровых вычислительных устройствах? 5. Чем отличаются последовательные счетчики от параллельных? 6. Какие операции реализуют АЛУ? 7. Чем отличаются оперативные ЗУ от постоянных? 8. Из каких основных блоков состоят микропроцессоры и какие функции выполняют эти блоки? 9. Какова роль микропроцессоров в компьютеризации медицинской диагностики? 10. Какими микросхемами производится преобразование переменной величины в цифровой двоичный код?

_______

435

Литература к частям 1 и 2 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9.

Агаханян Т.М. Интегральные микросхемы. М.: Энергоатомиздат, 1983. Дехтярь Г.Я. Электрокардиографическая диагностика. М.: Медицина, 1972. Джонс М.Х. Электроника: практический курс / Пер. с англ. М.: Постмаркет, 1999. Агаханян Т.М. Электронные устройства в медицинских приборах. Ч.1. М.: МИФИ, 2003. Агаханян Т.М. Усилители постоянных сигналов для физического эксперимента. М.: МИФИ, 1981. Агаханян Т.М. Синтез аналоговых устройств. М.: МИФИ, 1989. Агаханян Т.М. Проектирование электронных устройств на интегральных операционных усилителях. М.: МИФИ, 2008. Агаханян Т.М., Плеханов С.П. Интегральные триггеры устройств автоматики. М.: Машиностроение, 1978. Стенин В.Я. Электронные системы с дискретизацией сигнала. М.: МИФИ, 1994.

_________

436

Часть 3. КОМПЬЮТЕРНЫЕ СИСТЕМЫ И ЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ МЕДИЦИНСКОЙ ДИАГНОСТИКИ

9. КОМПЬЮТЕРНЫЕ СИСТЕМЫ МЕДИЦИНСКОЙ ДИАГНОСТИКИ 9.1. Назначение компьютерных и электронных систем медицинской диагностики В настоящее время развитие компьютерных и электронных медицинских систем идет по следующим основным направлениям: ƒ экспертно-диагностические системы поддержки принятия решений, призванные служить инструментом в руках врачадиагноста, причем «последнее слово» принадлежит не системе, а именно врачу. Такие системы аккумулируют опыт и знания высококвалифицированных специалистов, работающих, как правило, в ведущих медицинских центрах. Одними из основных подсистем в составе экспертно-диагностических систем выступают базы знаний; ƒ лечебные системы (например, физиотерапевтические, стоматологические, хирургические); ƒ информационные системы, охватывающие широкий спектр приложений: истории болезни, справочники, отчеты, служебную документацию и т.д.; ƒ расчетно-аналитические системы, освобождающие врача от рутинной работы; ƒ компьютерные сети, включая Интернет; ƒ обучающие системы, предназначенные для обучения и повышения квалификации медперсонала, обучения студентов-медиков, учащихся медицинских училищ; ƒ телемедицинские системы, базирующиеся на применении информационно-телекоммуникационных технологий в здравоохранении, с помощью которых дистанционно реализуются диагностиче437

ские процедуры, лечебные консультации, врачебные конференции, обучение медперсонала. Применение методов и средств автоматизированной обработки диагностических исследований позволяет повысить достоверность исследований, быстро переработать большие объемы информации. Как известно, проблема поиска информативных признаков играет решающую роль в медицинской диагностике. Применение современных информационных технологий позволяет вывести решение этой проблемы на новых уровень. Это стало возможным благодаря успехам в реализации идей физики, химии, биологии, психологии, кибернетики и в значительной степени – электроники, приведших к появлению высокотехнологичных средств медицинской диагностики, к числу которых относятся, в частности, томографы и компьютерные системы гистологической, цитологической и гематологической диагностики [1, 10, 11, 12, 16]. Компьютеризация медицинской диагностики позволяет успешно решить проблемы, связанные с реализацией телемедицины, под которой понимаются телекоммуникационные и информационные технологии, обеспечивающие обмен медицинскими данными [1]. Передача и прием информации в телемедицинских технологиях основаны на использовании сетей связи: телефонных – общего назначения, с выделенными линиями; мобильных компьютерных – локальных, глобальных, Интернета и др. Среда распространения электромагнитных волн, используемая для передачи сигналов от передающего устройства к приемному, называется линией связи. Для телемедицины характерно использование проводных, кабельных – медных и волоконно-оптических (наиболее прогрессирующих), спутниковых и радиорелейных линий связи. Совокупность технических средств и среда распространения, на основе которых формируется маршрут для передачи сигналов между отдельными источниками и получателями информации, носит название канала связи. Важной количественной характеристикой оперативности обмена информацией является скорость передачи информации (пропускная способность) по линии связи, которая определяется количе438

ством информации, поступающей по линии связи за одну секунду, и выражается в битах в секунду (бит/с). Отметим, что принципиально наивысшими возможностями по скоростям передачи информации обладают волоконно-оптические линии и системы оптической связи – до нескольких терабит в секунду. Приоритетная задача телемедицины заключается в реализации условий, при которых помощь высококвалифицированных специалистов становится доступной в районах, удаленных от специализированных медицинских центров. Реальную пользу такой медицинской помощи трудно переоценить. Программно-аппаратный комплекс для медицинской диагностики включает: ƒ датчики для регистрации физиологических данных пациента; ƒ регистрирующие устройства (как правило, электронные); ƒ преобразователи в виде АЦП, ЦАП; ƒ компьютер для записи, обработки и хранения физиологических данных пациента. При создании современных автоматизированных систем диагностики, как правило, используются компьютеры. С их помощью можно не только проводить диагностику по полученным данным, но и оперативно оценивать и прогнозировать состояние больного на основе непрерывно вводимых в ЭВМ новых данных, а также сравнения их с информацией, накопленной в базе данных компьютера. Широкий класс компьютерных диагностических медицинских систем основан на обработке изображений. Автоматизированная обработка изображений применяется в обширном ряде диагностических исследований, охватывающих самые разные области медицины: гистологию, цитологию, гематологию, офтальмологию, иммунологию, бактериологию, рентгенологию, томографию, эндоскопию и др. [1, 10, 11, 12, 14, 15, 16]. Однако электронные устройства применяются не только в диагностических системах. Так, в последние годы они все больше стали внедряться при лечебных операциях, требующих высокую точность воздействия на соответствующий орган больного. Интересным примером является волоконно-лазерный аппарат, применяе439

мый для деструкции новообразований в трахее, бронхах, пищеводе и желудке. Он позволяет производить эффективную коагуляцию или удаление небольших экзофитных новообразований без полостных операций [2]. В настоящее время исследуются перспективы применения гипертермической терапии для воздействия на раковые внутриполостные новообразования посредством локального их нагрева до температур 42–44 °С. Для точечного нагрева используется лазерное облучение или СВЧ излучение [3]. 9.2. Архитектура автоматизированных систем обработки изображений для медицинских исследований Архитектура системы отражает общие принципы ее построения, независимо от конкретной реализации. Автоматизированные системы обработки изображений (АСОИЗ) решают задачи сбора, переработки, хранения и выдачи информации о разнообразных объектах материального мира. Обработка изображений представляет процесс преобразования изображений к виду, удобному для использования (человеком или управляющей системой). Здесь можно выделить три главных направления: анализ изображений, распознавание изображений, машинная графика. Анализ изображений в основе связан с качественной или количественной оценкой отдельных фрагментов исследуемого объекта или изображения в целом. Распознавание изображений представляет процесс определения принадлежности исследуемого объекта к одному из классов (класс – множество объектов одной категории). Машинная графика – воспроизведение изображений в виде графиков, схем, чертежей, портретов и т.д., удобных для работы человека или устройства. В качестве вычислительных средств для обработки информации в АСОИЗ широко используются ЭВМ. Рассмотрим элементы структурной схемы АСОИЗ (рис. 9.1) для микроскопического анализа [1, 10]. 440

Рис. 9.1. Обобщенная структурная схема АСОИЗ для микроскопического анализа

Биологический микроскоп определяется как световой микроскоп общего назначения, предназначенный для исследований преимущественно прозрачных биологических объектов в проходящем свете. К микроскопу подсоединяется камера через специальный согласующий модуль, осуществляющий механическое и оптическое сопряжение микроскопа и телекамеры. Этот модуль обеспечивает одновременную согласованную наводку на резкость для окуляра микроскопа и камеры. Поле зрения камеры должно быть максимально приближено к полю зрения в окуляре микроскопа. Резкость изображения на камере должна быть равномерно высокой по полю зрения (недопустимы существенные искажения на краях). Камера – устройство, преобразующее свет в электрический сигнал. В системах, работающих с изображениями гистологических препаратов, используются цветные телекамеры (с аналоговым видеосигналом на выходе) и цифровые фотоаппараты (с цифровым кодом на выходе). В цветных камерах обычно происходит процесс разложения исходного изображения на цветовые компоненты (R, G, В), производится их регистрация. В качестве примера рассмотрим широко распространенные в настоящее время камеры на основе матричных приборов с зарядовой связью (ПЗС). ПЗС представляет собой матрицу одинаковых дискретных ячеек (фоточувствительный растр) со встроенным механизмом электронного сканирования, в результате которого осуществляется вывод информации последовательно со всех ячеек растра. Основное практическое применение получили два принципа построения современных цветных камер на ПЗС: одноматричные и трехматричные. В одноматричных цветных камерах с помощью дополнительных светофильтров обеспечивается раздельное попадание красной, 441

зеленой и синей составляющих падающего света на соответствующие светочувствительные элементы. Последнее дает возможность с помощью одного кристалла ПЗС измерить интенсивности всех трех составляющих цвета. В трехматричных телекамерах свет раскладывается призмой на красную, зеленую и синюю составляющие, которые затем проецируются на три отдельных ПЗС-матрицы. За счет этого достигается лучшее измерение цветовой информации, а, следовательно, лучшая цветопередача и более точный ввод изображений. Однако стоимость таких камер в десятки раз выше стоимости телекамер первого типа. В большей части современных практических систем находят применение три типа аналоговых видеосигналов, получаемых на выходе телекамер: компонентный, Super-VHS (VHS – Video Home System) и композитный. В телекамерах, построенных по компонентному принципу, сигналы цветовых компонент R, G, В передаются раздельно. В устройствах Super-VHS сигналы цветности и яркости передаются и записываются раздельно. Поэтому потери качества вследствие совмещения и разделения сигналов яркости и цветности практически отсутствуют. В композитном сигнале информация об изображении передается по одному каналу. Информация о яркости объединена с информацией о цветности изображения. Использование компонентного сигнала обеспечивает значительно лучшую (среди рассмотренных типов сигнала) цветопередачу исходного изображения. В то же время следует иметь в виду, что соответствующие телекамеры технически более сложные и дорогие. Композитный сигнал характеризуется наименьшей разрешающей способностью и худшей цветопередачей, зато телекамеры такого типа дешевле. Промежуточными показателями обладают телекамеры с выходным сигналом типа Super-VHS. Нужно отметить, что под воздействием целого ряда влияющих факторов формируемый камерой сигнал искаженно отображает наблюдаемое изображение. Важно, чтобы эти искажения не превышали допустимых для решаемой задачи. 442

Камера выбирается в зависимости от требований, предъявляемых к системе, класса решаемых задач, характера объектной среды и др. При выборе камеры для компьютерной системы гистологической диагностики в первую очередь нужно обращать внимание на следующие основные характеристики: ƒ разрешающая способность — характеризует способность оптической системы давать раздельные изображения двух близко расположенных точек предмета. В телекамерах, кроме того, наличие компонентного (RGB) выхода обеспечивает большую, по сравнению с композитным выходом, разрешающую способность, при этом последнюю принято определять числом зрительно различимых телевизионных линий по горизонтали; ƒ отношение сигнал/шум характеризует способность камеры воспроизводить («видеть») слабоконтрастные объекты; ƒ размер светочувствительного поля камеры. Для телекамер в основном используется ПЗС-матрица с размером по диагонали 1/4", 1/3", 1/2". В цифровых фотокамерах помимо матриц с указанными размерами используются еще матрицы размерами 1/1,8", 2/3", 4/3" и др. Достоинством телекамер является возможность работы с изображениями в масштабе реального времени, однако разрешающая способность телекамер, работающих в телевизионном вещательном стандарте, ограничена: 575 активных (видимых) строк и 767 активных (видимых) элементов в строке. Разрешение цифровых фотокамер ограничено размером матрицы ПЗС (существуют цифровые фотоаппараты с форматом кадра 1152×864, 1524×1012, 2592×1944, 2816×2112, 3072×2304, 7216×5412 и др.). Недостатком цифровых фотокамер является существенно большее, по сравнению с телекамерами, время смены кадра – единицы секунд и более (чем больше формат кадра, тем большее время требуется для его смены). Устройство сопряжения. Информация об изображении воспринимается камерой, преобразуется в вид, соответствующий одному из принятых стандартов (для аналоговых телекамер, например, это может быть стандарт вещательного телевидения) и поступает на устройство сопряжения. В зависимости от того, цифровая 443

или аналоговая камера используется в системе, выбирается устройство сопряжения [13]. В системах с аналоговой камерой устройство сопряжения состоит из аналого-цифрового преобразователя (АЦП), запоминающего устройства (ЗУ) и интерфейса. В случае работы с изображениями в естественных цветах устройство сопряжения содержит три канала аналого-цифрового преобразования (на каждую из компонент R, G, В). В качестве примера на рис. 9.2 приведена структурная схема устройства сопряжения для телекамеры с компонентным (R, G, В) выходом.

Рис. 9.2. Структурная схема устройства сопряжения, используемого для телекамеры с компонентным выходом

К основным показателям качества АЦП (см. разд. 8.7) относятся разрядность и быстродействие. Как правило, в современных устройствах сопряжения для цветных телекамер используются три 8разрядных АЦП, каждый из которых обеспечивает кодирование 256 различных градаций яркости соответствующей компоненты (R, G, В). Таким образом, каждая из трех составляющих цвета кодируется 8 битами, а элемент цветного изображения соответственно – 24 битами. Получаемая при этом цветовая палитра содержит около 16,8 млн. различных цветовых оттенков (256×256×256), что является достаточным для воспроизведения изображений гистологических, цитологических, гематологических препаратов. Запоминающее устройство (ЗУ) обеспечивает запись и хранение информации, поступающей от АЦП. Например, для записи и хранения цветного изображения форматом 575×767 требуемый объем памяти составляет 10 584 600 бит (575×767×24) или примерно 1,26 Мб. 444

Интерфейс в рассматриваемом случае представляет совокупность средств и правил, обеспечивающих обмен данными между ЭВМ и ЗУ устройства сопряжения. При использовании цифровой фотокамеры устройство сопряжения представляет собой специализированное устройство, которое осуществляет передачу данных от камеры к ЭВМ по определенным протоколам обмена. Управление устройством сопряжения осуществляется программным способом. В большинстве современных устройств оцифровки видеосигнала управляющие программы работают при поддержке операционной системы Windows [1, 4, 5, 10], причем изображение просто вводится в окно на рабочей поверхности экрана. Надо отметить, что наиболее существенным фактором выбора операционной системы является возможность управления специфическим оборудованием (устройством ввода изображений), поскольку производители современных специализированных контроллеров не дают данных о регистрах и кодах управления контроллерами, а лишь поставляют в комплекте с устройствами драйверы для управления устройствами из определенных операционных систем по общепринятым (Video for Windows для большинства устройств ввода изображений) или специально описанным протоколам. При этом драйверы для различных операционных систем, базирующихся на одной операционной платформе, не являются взаимозаменяемыми. Компьютерный монитор является типовым решением для вывода изображений. Многие устройства позволяют также подключать отдельное видеоконтрольное устройство (ВКУ), в качестве которого можно использовать телевизор, имеющий низкочастотный вход. Видеосигнал обычно подается на сквозной вход, что позволяет контролировать настройку камеры без каких бы то ни было трудностей. Основные технические требования при выборе компьютера связаны с его производительностью, разрядностью, емкостью памяти оперативной и внешней для размещения данных и программ. Дисплей должен обеспечить приемлемое качество отображения 445

результатов обработки данных на экране. Здесь существенными могут оказаться, например, разрешающая способность, возможность вывода полутоновых изображений, воспроизведение цветовых оттенков. Современные системы строятся на компьютерах с тактовой частотой свыше 3 ГГц, объемом оперативной памяти 8 Гб, объемом долговременной памяти 2 Тб. Микроскоп, камера, устройство сопряжения, физическое оборудование ЭВМ составляют техническое обеспечение автоматизированной системы обработки изображений для микроскопического анализа. Среди групп характеристик, применяемых для оценки качества систем, остановимся на технических и метрологических характеристиках. Техническая характеристика тесно связана с прямым назначением системы. Основные метрологические характеристики – диапазон измерения и погрешности средств измерения. Для АСОИЗ в число технических характеристик входят: ƒ формат изображения – произведение числа дискретных элементов изображения по горизонтали и числа дискретных элементов изображения по вертикали растра; ƒ время ввода кадра – время записи полного цифрового изображения в оперативном запоминающем устройстве (ОЗУ) ЭВМ; ƒ число градаций яркости – определяется количеством уровней квантования дискретизованного изображения. Широкое распространение в практике проектирования компьютерных систем получило представление системы и ее окружения в виде совокупности обеспечивающих подсистем. В числе основных для современных АСОИЗ отметим математическое, техническое, программное, метрологическое, методическое, информационное и организационное обеспечения. Дадим краткое пояснение существа введенных понятий, основой большинства из которых служит ГОСТ 34.003-90 «Информационная технология. Комплекс стандартов на автоматизированные системы. Термины и определения». Математическое обеспечение – совокупность математических методов, моделей и алгоритмов, применяемых в системе. Математическая модель здесь представляет формализованное описание 446

системы с помощью математических соотношений, отражающих процесс функционирования системы. Техническое обеспечение – совокупность всех технических средств, используемых при функционировании системы. Включает все оборудование, в том числе подсистемы данных, предназначенные для автоматизированной обработки данных. Так, в состав технического обеспечения компьютерной системы гистологической диагностики на базе АСОИЗ входят микротом, средства окрашивания препаратов, микроскоп, согласующий модуль, камера, устройство сопряжения, ЭВМ. Программное обеспечение (ПО) – совокупность программ на носителях данных и программных документов, предназначенных для отладки, функционирования и проверки работоспособности системы. ПО АСОИЗ подразделяется на системное, прикладное и сервисное. Типовыми примерами программ, входящих в состав системного ПО являются драйверы ввода–вывода изображений. К ним, в частности, относятся программы, обеспечивающие ввод изображений от устройства сопряжения в ЭВМ, ввод с внешних запоминающих устройств – накопителей на гибких или жестких магнитных дисках, вывода на дисплей, вывода на внешние запоминающие устройства. Прикладное ПО – это набор модулей, реализующих методы обработки микроскопических изображений и хранение результатов. Сервисное ПО включает программы, обеспечивающие визуализацию изображений, выдачу результатов измерений, предоставление справочной информации и др. Метрологическое обеспечение – установление и применение научных и организационных основ, технических средств, правил и норм, необходимых для достижения единства и требуемой точности измерений. Необходимо подчеркнуть, что метрологическое обеспечение разрабатывается в тех случаях, когда работа системы основана на выполнении измерительных процедур. Характерным примером для компьютерных гистологических систем может служить измерение морфологических характеристик объектов (площадь, периметр и др.). Для этих случаев необходимо удостоверить требуемую точность измерений. Иначе говоря, измерительная система должна быть сертифицирована (метрологически аттестована). Это связано 447

с разработкой эталонов объектов, методик метрологической аттестации (ключевым этапом является процедура экспериментального исследования метрологических характеристик системы), методик поверки системы. Методическое обеспечение – совокупность документов, описывающих технологию функционирования системы, методы выбора и применения пользователями технологических приемов для получения конкретных результатов при функционировании системы. Отметим, что значимую роль в составе методического обеспечения компьютерных систем медицинского назначения с применением АСОИЗ играют сведения об объектной среде, методы отбора и подготовки исследуемых препаратов, методика обработки изображений и методика выполнения измерений. Отклонение от режимов подготовки препаратов, задаваемых методикой, может значительно исказить анализируемую структуру и привести к недостоверному диагнозу. Методика выполнения измерений предусматривает требования к выбору средства измерений, процедуру подготовки средства измерений к работе, требования к условиям измерений, последовательности проведения измерений с указанием их числа, правила обработки результатов измерений, включая вычисление и введение поправок, и способы выражения погрешностей [1, 10]. Информационное обеспечение – совокупность данных, а также методов и средств для их накопления и использования. Наиболее значимую роль в составе информационного обеспечения АСОИЗ играют базы данных (БД). В зависимости от назначения БД в медицине условно делятся на справочные, диагностические, БД учета и контроля. Диагностические БД составляют основу экспертных систем и систем поддержки принятия решений. В них, как правило, содержатся информативные данные по различным видам диагностик (например, изображения препаратов и их описания), сведения о пациентах, электронные атласы и др. В справочных БД хранятся нормативные документы, медицинские классификации, данные литературных источников, методические материалы и т.д. БД учета и контроля решают задачи бухгалтерии, регистратуры, отдела кадров и т.п. [11]. 448

Организационное обеспечение – совокупность нормативных документов, регламентирующих деятельность административного, пользовательского и обслуживающего контингента по вопросам практического использования системы. Например, для компьютерной системы цитологической диагностики, устанавливаемой в больнице, в роли таких документов могут выступать приказы и распоряжения по больнице, касающиеся соответствующих обязанностей заместителя главного врача, заведующего отделением (администрация), врача-цитолога (пользователя), начальника отдела АСУ (обслуживание системы). 9.3. Компьютерные системы гистологической диагностики Гистология – наука о строении, развитии и жизнедеятельности тканей человека и животных. Гистологическая диагностика дает инструмент в руки врача для оценки состояния организма в норме и при адаптации его к действию неблагоприятных факторов среды и при различных заболеваниях. Взятие материала у больного для гистологического исследования называется биопсией. С помощью биопсий получают кусочки тканей желудка, печени, кишечника и других органов, изучив которые, можно поставить диагноз и сделать заключение о необходимости операции и характере лечения. Гистологическая диагностика может быть плановой и срочной (экспресс-диагностика). Срочную диагностику проводят, когда хирург ждет ответа врача-диагноста во время операции (рис.9.3), а плановую – когда срочный ответ не требуется. Основные этапы гистологической диагностики с применением компьютерных технологий включают: ƒ анализ клинических данных из электронной истории болезни, полученной по компьютерной сети; ƒ отбор биопсийного материала; ƒ анализ макропрепарата с применением компьютерной системы обработки изображений; ƒ приготовление микропрепарата; 449

450

Рис.9.3. Обобщенная схема проведения срочной гистологической (интраоперационной, т.е. во время операции) с применением телемедицинской консультации

микроскопический анализ препарата с применением компьютерной системы обработки изображений; ƒ постановку диагноза (в сложных случаях – с применением телемедицинского комплекса гистологической диагностики). ƒ

9.3.1. Компьютерная система макроскопического анализа АТЛАНТ-МАКРО Компьютерная система макроскопического анализа АТЛАНТМАКРО на базе АСОИЗ (рис. 9.4) предназначена для автоматизированного анализа изображений макропрепаратов [1]. Система была разработана в 2001 г. кафедрой «Компьютерные медицинские системы» МИФИ и Российским онкологическим научным центром PAMH им. Н.Н. Блохина и успешно используется в клинической практике. Созданы четыре версии системы (последняя в 2009 г.), на которые получены патенты РФ.

Рис. 9.4. Внешний вид компьютерной системы гистологической диагностики для исследования макропрепаратов АТЛАНТ-МАКРО 451

452

Рис.9.5. Объективизация макроскопического описания опухолей (пример щитовидной железы) с применением цветового и морфометрического анализа

Система состоит из макростола со специальным штативом для съемки макропрепаратов, цветной цифровой камеры, ЭВМ и цветного принтера. Формат изображения 3264×2448 элементов и 24битное цветовое кодирование обеспечивают представление 16,7 млн. цветовых оттенков, время ввода кадра – порядка нескольких секунд. Система позволяет вводить изображения макрообъектов в компьютер, проводить автоматизированный анализ свойств объектов (цвет, форма, текстура), создавать формализованные макроскопические описания, выделять и изучать отдельные фрагменты изображений (рис. 9.5), формировать архивы изображений биопсийных препаратов. Система может использоваться как при плановых, так и при срочных исследованиях. 9.3.2. Компьютерная система микроскопического анализа АТЛАНТ-МИКРО Компьютерная система микроскопического анализа на базе АСОИЗ (рис. 9.6) предназначена для автоматизированного анализа изображений микропрепаратов (гистологических, цитологических, гематологических). Для проведения диагностических процедур в системе АТЛАНТ реализованы оригинальные алгоритмы интерактивного распознавания изображений. Приоритет разработок в области создания систем АТЛАНТ-МИКРО и АТЛАНТ-МИКРО подтвержден восемью патентами РФ. Система создана в 1998 г. совместно МИФИ (лаборатория автоматизированных систем обработки изображений кафедры электронных измерительных систем), Минатомом, РОНЦ РАМН им. Н.Н. Блохина, Федеральным управлением «Медбиоэкстрем» при Минздраве РФ (в настоящее время Федеральное медикобиологическое агентство (ФМБА России)). Система состоит из телекамеры, микроскопа, оснащенного моторизованным предметным столиком, модуля управления навигацией, ЭВМ, устройства ввода видеосигнала в ЭВМ, цветного прин453

тера и монитора. Управление перемещением предметного столика микроскопа осуществляется как от компьютера, так и от джойстика позиционирования. Формат изображения 720×576 элементов и 24битное цветовое кодирование обеспечивают представление 16,7 млн. цветовых оттенков, время ввода кадра 40 мс. Структурная схема аппаратной части комплекса включает микроскоп, согласующий модуль (СМ), телекамеру, устройство сопряжения (УС), компьютер.

а

б Рис. 9.6. Общий вид (а) и структурная схема (б) компьютерной системы гистологической диагностики АТЛАНТ-МИКРО

Система позволяет: ƒ реализовывать алгоритмы обработки изображений для распознавания доброкачественных и злокачественных опухолей; ƒ эффективно выявлять характер и особенности патологии при гистологических, цитологических и гематологических исследованиях; ƒ оценивать патологический процесс в динамике, выделять и изучать отдельные фрагменты изображений микропрепаратов с большим увеличением; 454

формировать атласы изображений биопсийных препаратов (компьютерный атлас состоит из базы изображений и средств программной поддержки, обеспечивающих возможность визуализации изображения и поиска по базе); ƒ проводить врачебные консилиумы, сократить время постановки гистологических, цитологических, гематологических диагнозов. В системе АТЛАНТ применяются современные компьютерные технологии (рис. 9.7). ƒ

Рис. 9.7. Компьютерные технологии в системе АТЛАНТ

9.3.3. Телемедицинская компьютерная сеть АТЛАНТ В итоге плодотворного сотрудничества МИФИ совместно с Росатомом, крупными медицинскими центрами Федерального медико-биологического агентства, клиническими больницами № 6, № 83 и № 85, Российским онкологическим научным центром им. Н.Н. Блохина РАМН и Гематологическим научным центром РАМН 455

создана и успешно используется в клинической практике Единая телемедицинская сеть АТЛАНТ Росатома–ФМБА–МИФИ для проведения удаленных консультаций при гистологической, цитологической, гематологической диагностике и дистанционного обучения врачей. Телемедицинская сеть построена на базе уникальных компьютерных комплексов АТЛАНТ и объединяет в Москве КБ № 83 и 85, Федеральный медицинский биофизический центр им. А.И. Бурназяна (ФМБЦ), ФМБА России, 7 медсанчастей ФМБА при АЭС Европейской части России (ЦМСЧ № 141 (г. Удомля), ЦМСЧ № 156 (г. Балаково), ЦМСЧ №38 (г.Сосновый бор), МСЧ № 33 (г. Нововоронеж), МСЧ № 118 (г.Полярные зори), МСЧ № 135 (г. Десногорск)), 2 клинические больницы в Федеральных ядерных центрах № 50 (г. Саров), №15 (г. Снежинск), МИФИ и РОНЦ им. Н.Н. Блохина РАМН с центром управления на кафедре компьютерных медицинских систем МИФИ (рис. 9.8 и 9.9).

ФМБЦ им.Бурназяна

ФМБА МОСКВА

РОНЦ им.Блохина Центр управления: кафедра Компьютерных Медицинских Систем МИФИ

КБ №83 КБ №85

Рис. 9.8. Сегмент Единой консультационно-диагностической сети Росатома–ФМБА–МИФИ в Москве 456

Рис. 9.9. Единая консуьтационно-диагностическая сеть РОСАТОМА–ФМБА–МИФИ в Европейской части России

Связь в сети осуществляются по Интернет-каналам, что, в частности, позволяет проводить телемедицинские консультации в режиме реального времени во время проведения хирургических операций. С 2001 г. по настоящее время с помощью вышеуказанной телемедицинской сети проведено свыше 16000 консультаций по заболеваниям, доброкачественным и злокачественным опухолям щитовидной железы, молочной железы, легких, почек, желудочнокишечного тракта, яичников, гематологическим заболеваниям. Эти консультации позволили более точно и быстро установить диагноз, оптимизировать объем и тактику проведения хирургических операций. На рис. 9.11 приведен пример протокола телемедицинской консультации. 457

Протокол телеконсультации № 09/02 Запрос:

Откуда: Куда:

Дата: Номер препарата: Фамилия: Возраст: Пол: Отделение: Номер карты: Клинический диагноз: Название операции: Присылаемый материал: Макроописание: Количество изображений: Задачи исследования: Врач, направляющий материал:

Клиническая больница № 83 РОНЦ РАМН им. Н.Н. Блохина 21.01.02 12 Р-а О.Н. 47 Ж Хирургия 495 Многоузловой зоб III ст. тиреотоксикоз Тиреоидэктомия единым блоком Щитовидная железа Правая доля 4,5х2х2см, с узлами от 0,3 до 1см, левая доля 4,5х2,5х2,5 см с узлами от 0,7 до 2,5 4 Уточнение диагноза Степанов В.А.

Изображения консультируемого препарата

Ответ:

Откуда: Куда: Микроописание:

РОНЦ РАМН им. Н.Н. Блохина Клиническая больница №83 Узловой зоб из разной величины фолликулов с очаговой гиперплазией фолликулярного эпителия. Один из узлов аденомоподобный

Консультант:

д.м.н. Петровичев Н.Н.

Рис. 9.10. Протокол телемедицинской консультации 458

9.3.4. Компьютерный офтальмологический комплекс АТЛАНТ-RETINA Компьютерный офтальмологический комплекс предназначен для диагностики офтальмологических заболеваний по цветным изображениям глазного дна (рис. 9.11). Формат изображения до 768×576×24.

Рис. 9.11. Общий вид компьютерного офтальмологического комплекса АТЛАНТ-RETINA

В состав комплекса входят: ретинофот, цветная телекамера, компьютер с платой ввода, телевизионный монитор, видеомагнитофон. Комплекс позволяет осуществлять в интерактивном режиме измерения морфологических характеристик объектов глазного дна (области кровоизлияния, участки отслоения сетчатки, диск зрительного нерва, кровеносные сосуды и т.д.), документировать произведенные измерения, осуществлять наглядное сравнение изображений глазного дна пациента, относящихся к разным моментам времени, наблюдать изменения морфологических характеристик объектов глазного дна в ходе лечения. Комплекс обладает элек459

тронной лупой, позволяющей наблюдать увеличенное изображение выбранных фрагментов глазного дна (рис. 9.12).

Рис. 9.12. Изображение глазного дна

Комплекс АТЛАНТ-RETINA разработан в 1995 г. лабораторией автоматизированных систем обработки изображений кафедры электронных измерительных систем МИФИ совместно с клинической больницей № 83 ФУ «Медбиоэкстрем» и внедрен в отделении микрохирургии глаза клинической больницы № 83 в 1997 г. 9.4. Электронные приборы медицинской диагностики 9.4.1. Электрокардиографы Электрокардиографы применяют для регистрации периодически повторяющейся кривой, образованной наложением элементарных синусоидальных колебаний разных частот, амплитуд и фаз, которые отображают электробиологические процессы в активной сердечной мышце. 460

В медицинской практике преимущественно применяются электрокардиографы с непосредственной записью, у которых функции регистрирующего устройства выполняет писчик, записывающий колебания гальванометра [6]. Недостатком такого электрокардиографа является инерционность регистрирующего устройства, которая приводит к заметным искажениям высокочастотного спектра кардиограммы и тем самым ограничивает диагностические возможности аппарата. Этот недостаток полностью отсутствует у электрокардиографов, в которых в качестве регистрирующего устройства используется осциллограф на электронно-лучевой трубке. При снятии кардиограммы регистрируемый сигнал, усиливаемый высококачественным электронным усилителем, поступает на вертикальные пластины электронно-лучевой трубки, а на горизонтальные пластины подается линейно изменяющееся напряжение [7] с требуемой скоростью изменения и амплитудой, обеспечивающей развертку электронного луча трубки на полный экран. Это – так называемая развертка осциллографа. Такой прибор можно использовать для снятия векторкардиограммы, представляющей собой векторную сумму двух разностей потенциалов, одна из которых поступает на вертикальные пластины, а другая – на горизонтальные пластины. При этом развертка отключается, а горизонтальные пластины подключаются к выводу второго усилителя, на вход которого подают вторую составляющую результирующего вектора. Усилители необходимо строить с дифференциальным каскадом (см. разд. 1.3) на входе, чтобы можно было: ƒ использовать инвертирующий и неинвертирующий входы; ƒ подавлять синфазные помехи, обусловленные не только наводками в виде фона (с частотой 50 Гц или кратной), а также помехи, вызываемые электрической активностью скелетных мышц пациента, и т.д.; ƒ реализовать стандартные отведения [6, 8], обеспечивающие измерение разности потенциалов между двумя участками тела, подключением электродов кардиографа к инвертирующему и неинвертирующему входам дифференциального каскада. 461

Как известно [6, 8], основными стандартными отведениями являются: I отведение – электроды на левой и правой руке подключаются соответственно к инвертирующему и неинвертирующему входам; II и III отведения – электрод на левой ноге подключают к инвертирующему входу, а к неинвертирующему входу –электрод на правой руке (II отведение) или на левой руке (III отведение). При указанных правилах подключения электродов на экране электронно-лучевой трубки электрокардиограмма появляется направленная кверху, если поданный на инвертирующий вход сигнал превышает по амплитуде сигнал на неинвертирующем входе. Усилитель, предназначенный для горизонтальных пластин при снятии векторкардиограммы, желательно также реализовать на дифференциальном каскаде. Промежуточные и выходные каскады усилителей целесообразно реализовать на дифференциальных парах, не прибегая к преобразованию двухфазного выходного напряжения в однофазный, так как усилители электронно-лучевых трубок, как правило, строят с двухфазным выходом. Точность воспроизведения электрокардиограммы определяется линейными и нелинейными искажениями усиливаемых сигналов. Линейные искажения определяются АЧХ усилителя. В области низких частот они могут быть полностью исключены, если отказаться от использования разделительных RC-цепей между каскадами и блокирующих конденсаторов в цепях задания и стабилизации режимных токов транзисторов. Однако при этом необходимо предусмотреть меры для установки нулевого уровня, от которого отсчитывается амплитуда зубцов и определяется степень смещения сегментов электрокардиограммы. Для установки нулевого уровня, смещение которого в основном определяется отклонением выходного напряжения входного дифференциального каскада, применяют балансировку каскада [9] путем изменения режимных токов входных транзисторов. В электрокардиографах эту операцию производят при помощи корректора. Из-за температурного дрейфа выходного напряжения дифференциального каскада происходит смещение нулевого уровня, нестабильность которого мешает определению уровня S-T и создает усло462

вия для ошибочного толкования электрокардиограммы [6]. Влияние температурного дрейфа практически можно исключить использованием высокостабильных источников тока, задающих режимные токи коллекторов, а также охватом отрицательной обратной связью соответствующих звеньев усилителя. При использовании усилителей с непосредственными связями возникает еще проблема согласования по постоянному току каскадов в последовательной цепи усилителя. Эту проблему решают применением схем сдвига потенциальных уровней [9]. Указанные проблемы, вызывающие смещение нулевого уровня, можно исключить применением разделительной RC-цепи, которую подключают к выходу усилителя. Постоянную времени цепи τр = СрR необходимо рассчитать так, чтобы усилитель передавал без заметного искажения сигналы очень низкой частоты – около 0,25 Гц [6]. В области низких частот существенно сказывается действие шумовых сигналов, обусловленных дисперсией процесса рекомбинации-генерации. Как отмечалось (см. п. 3.2.2), это – низкочастотные шумы типа 1/f, амплитуда которых заметно возрастает по мере уменьшения частоты. В электрокардиографах и целом ряде других медицинских аппаратов (например, энцефалографах) приходится усиливать сравнительно низкочастотные сигналы (с частотой, иногда составляющей десятые доли герца), поэтому наряду с полезными сигналами усиливаются низкочастотные шумовые сигналы типа 1/f, амплитуда которых может оказаться сравнимой с амплитудой полезных сигналов. При этом точность воспроизведения сигналов прибором характеризуется шумовым показателем U выхт μш = , k p | U вых.ш |

определяемым отношением амплитуды полезного сигнала Uвыхт к амплитудному значению шумового сигнала kp|Uвых.ш| (|Uвых.ш| – среднеквадратичное значение шума, kр – коэффициент, определяющий амплитудное значение шума). Следовательно, при разработке или выборе низкочастотного усилителя для указанных меди463

цинских приборов необходимо ориентироваться и на коэффициент шума, стремясь к тому, чтобы μш > (10÷50). В усилителях постоянных сигналов прямого усиления проблему уменьшения низкочастотных шумов возможно решить только одним способом – выбором малошумящих транзисторов во входном каскаде, избегая полевых транзисторов, характерной особенностью которых является высокий уровень шумов 1/f. Использование разделительных RC-цепей позволяет еще больше увеличить μш. Практически полностью можно исключить шумы 1/f применением усилителей постоянных сигналов с преобразованием, т.е. МДМусилителей, в которых следует использовать модулятор на элементе с низким уровнем шумов 1/f (см. п. 3.3.3). Искажения в области высших частот обусловлены инерционностью элементов кардиографа. Считается [6], что пригодный для клинических целей электрокардиограф должен точно передавать сигналы с высокочастотным спектром более 200 Гц. Если регистрирующая система обладает верхней граничной частотой fв, не превышающей 120 Гц, то амплитуда зубцов уменьшается на 30%. Поэтому электрокардиографы с непосредственной записью, где в качестве регистрирующей системы используется инерционный писчик с очень низкой частотой свободных колебаний, практически непригодны для достоверной диагностики на основании формы воспроизводимых зубцов. В электрокардиографах с регистрирующей системой в виде осциллографа без особого труда можно обеспечить воспроизведение сигналов с высокочастотным спектром, составляющим десятки и более килогерц. При этом полностью исключается искажение формы зубцов. Точность электрокардиограмм зависит и от уровня нелинейных искажений, вносимых аппаратом. Для установления этих искажений электрокардиографы снабжаются потенциометром, при помощи которого контролируется, во-первых, чувствительность усилителя с помощью контрольного милливольта [6] и, во-вторых, уровень нелинейных искажений подачей разнополярных контрольных милливольт. В первом случае подачей контрольного милливольта устанавливается определенный масштаб амплитуды усиливаемого сигнала. По международному стандарту 1 мВ должен 464

обеспечить отклонение 10 мм (в некоторых случаях отступают от этого стандарта). Во втором случае для установления уровня нелинейных искажений изменяют амплитуду контрольного сигнала и проверяют, соответствует ли отклонение на выходе кардиографа установленному значению контрольного сигнала. Такую проверку проводят для отклонения как вверх, так и вниз. Для уменьшения нелинейных искажений охватывают усилитель отрицательной обратной связью требуемой глубины. При малых нелинейных искажениях их уровень уменьшается пропорционально глубине обратной связи. Современные электрокардиографы позволяют осуществлять как одноканальную, так и многоканальную запись кардиограммы [8]. Использование цифрового осциллографа позволяет компьютеризировать данный процесс. Для компьютерной обработки электрокардиограмм преобразуют аналоговый сигнал в цифровой, снабдив усилитель аналого-цифровым преобразователем (см. разд. 8.7). Дополнив компьютер базой данных по кардиограммам, составленным медицинскими экспертами, можно установить диагноз исследуемого пациента. 9.4.2. Энцефалографы

Измерение и регистрация биотоков в тканях человеческого организма с последующим их анализом имеет большое значение для диагностики ряда заболеваний. Энцефалограф используется для разнообразных электрофизиологических исследований и, прежде всего, для регистрации биотоков мозга и мышц. По своей структурной схеме электронный энцефалограф практически не отличается от электрокардиографа. Такое сходство объясняется основным назначением этих приборов – регистрация биотоков, возникающих в различных органах человека. Основное отличие этих приборов в их чувствительности. Энцефалографы обладают большей чувствительностью и лучшими шумовыми показателями, чем электрокардиографы, поскольку первые применяются для регистрации более слабых биотоков мозга и мышц. Эту особенность необходимо учитывать, прежде всего, при разработке усилительного блока энцефалографа. 465

Указанные особенности были учтены при реализации первого отечественного энцефалографа 1 , разработанного на кафедре электроники МИФИ в 1952 г. В комплект энцефалографа входили два электронных усилителя, обладавшие высокой чувствительностью (с крутизной до 0,7 мА/мкВ) и повышенной помехоустойчивостью, что позволяло помещать блок усилителя вместе с источником питания вне клетки Фарадея, использованной в качестве экрана от электромагнитных помех при записи биотоков мозга. Высокая помехоустойчивость обеспечивалась использованием дифференциальных каскадов во всем тракте усилителя, а также рациональным монтажом и хорошей экранировкой схемы. В современных разработках тоже следует строить усилительные блоки полностью на дифференциальных каскадах: начиная от входного и кончая выходным. Во входном каскаде не следует использовать полевые транзисторы для обеспечения высокоомного входа, чтобы повысить чувствительность усилителя. Как отмечалось, полевые транзисторы обладают более высоким уровнем низкочастотных шумов типа 1/f, амплитуда которых может превосходить амплитуду биотоков мозга и мышц. Использование дифференциальных каскадов позволяет разрешить две проблемы. Первая из них связана с необходимостью подавления помех различных происхождений. При соответствующем монтаже входных цепей дифференциальных каскадов можно обеспечить синфазное воздействие сигналов помехи, которые при этом ослабляются дифференциальным каскадом в 103÷106 раз (в зависимости от глубины общей отрицательной обратной связи, которая обеспечивается включением в эмиттеры транзисторов высокоомного сопротивления обычно динамического характера). Вторая проблема – стабильность режимных токов транзисторов, образующих дифференциальный каскад. Как известно, стабилизация режимных токов производится посредством отрицательной обратной связи достаточной глубины. Однако обычные способы реализации стабилизирующей обратной связи приводят к уменьшению коэффициента усиления пропорционально глубине обрат1 Описание этого прибора было опубликовано в журнале «Радио», № 12 за 1955 г. 466

ной связи. В дифференциальном каскаде эти противоречия исключаются включением элемента обратной связи в общую цепь эмиттеров или истоков транзисторов. При этом обратная связь оказывает стабилизирующее действие на режимные токи транзисторов. Этой глубокой обратной связью оказываются охваченными синфазные составляющие входных сигналов, в том числе и помехи. Именно благодаря действию этой общей обратной связи и происходит существенное подавление помех, действующих как синфазные сигналы. Что касается парафазных сигналов, включающихся в полезные сигналы, то они не оказываются охваченными общей обратной связью, поэтому они усиливаются существенно. Как правило, в качестве элемента обратной связи в дифференциальных каскадах используют источник стабилизированного тока, при помощи которого задаются токи эмиттеров или истоков. Такой способ реализации обратной связи имеет свои достоинства. Он позволяет реализовать глубокую обратную связь без заметного перепада напряжения на элементе обратной связи и, тем самым, высокую стабильность режимных токов и существенное подавление синфазных помех. Глубина этой обратной связи определяется выходным сопротивлением источника стабилизированного тока rк, достигающим десятков и сотен килоом. Использование источника тока, задающего стабилизированные токи в эмиттеры или истоки, способствует еще большей стабильности и уменьшению температурного дрейфа режимных токов дифференциальных каскадов. Усилители энцефалографов должны обеспечивать существенное усиление сигналов в полосе пропускания, начиная от единиц герц и кончая килогерцами. Требование к нижней граничной частоте усилителя fн ≈ (1÷2) Гц оказывается затруднительным из-за проблемы подавления низкочастотных шумов 1/f. Именно эта проблема исключает использование усилителей постоянных сигналов прямого усиления с f = 0 (например, интегральных операционных усилителей). Можно применять МДМ-усилитель постоянных сигналов, в котором дрейф и низкочастотные шумы транзисторов не модулируются, поэтому они не поступают на выход. Выпускаемые промышленностью интегральные МДМ-усилители (например, 140УД13) практически не пригодны для этой цели, так как в них не 467

приняты меры для подавления синфазных помех и, кроме того, коэффициент усиления небольшой (всего 10÷20). В настоящее время применяются усилители переменных сигналов с эквивалентной постоянной времени разделительных RCдифференцирующих цепей, удовлетворяющей условию τн.эк = = 1/(2πfн) ∼ (0,1÷0,2) Гц. При этом во входном дифференциальном каскаде необходимо использовать биполярные транзисторы с возможно низким уровнем шумов 1/f. Влияние шумовых сигналов проявляется в виде нерегулярных медленных колебаний выходного напряжения – около нулевого значения. При снятии энцефалограммы эти колебания проявляются в «перекосе» оси времени. Подбором входных транзисторов с наименьшим уровнем низкочастотных шумов 1/f можно свести эти колебания к минимальной величине. Полностью избавиться от них невозможно. В новых разработках следует применять усилители переменных сигналов с противошумовой коррекцией, позволяющей уменьшить «перекосы» нулевого уровня. Так же как и в электрокардиографах, усилители в энцефалографах снабжаются корректором для изменения режимных токов входных транзисторов в допустимых пределах – потенциометром, при помощи которого контролируется чувствительность усилителя с помощью контрольного сигнала, а также уровень нелинейных искажений подачей контрольных сигналов разной амплитуды. Поскольку энцефалографы обладают высокой чувствительностью, то в них обычно предусмотрена не только плавная регулировка коэффициента усиления, но и ступенчатая, реализуемая отключением промежуточного каскада усилителя при помощи соответствующей ручки. По этой же причине особые требования предъявляются к источникам питания, в качестве которых используют стабилизированные источники напряжения с глубокой отрицательной обратной связью (см. п. 4.4.2). Обычно применяют двухканальные приборы. Наличие двух каналов позволяет одновременно исследовать биотоки на двух различных участках исследуемого органа. Для визуального наблюдения за характером изменения биотоков или для фоторегистрации в первых разработках приборов ис468

пользовались шлейфовые осциллографы. В настоящее время для этой цели применяют электронно-лучевые осциллографы. 9.4.3. Томографы

Томография – это новейшее средство медицинской диагностики, основанное на визуализации радиационно-изотопного воздействия на человеческие органы, которое позволяет получить при помощи томографа изображение поперечного сечения исследуемого органа, содержащее как морфологические, так и функциональные данные. Первый рентгеновский компьютерный томограф был создан в Великобритании в 1977 г. физиком Г. Хаунсфилдом. Американский физик П. Лаутербер и британский исследователь П. Менсфилд разработали принципы получения объемного изображения внутренних органов, в том числе и тех, которые недоступны рентгеновским аппаратам. За эту работу им была присуждена Нобелевская премия. Существенным преимуществом томографии является возможность получения изображения внутреннего органа на нескольких срезах. На основе указанных научных исследований была разработана так называемая радиоизотопная (радионуклидная) диагностика. На сегодняшний день известны три вида томографии: магниторезонансная, компьютерная и позитронно-эмиссионная. Первые два вида томографии позволяют фиксировать анатомические и органические изменения тканей. Позитронно-эмиссионная томография (ПЭТ) превосходит их по своим возможностям. Она обеспечивает регистрацию функционального действия органа, показывая, насколько он правильно работает, и позволяет получать функциональные изображения, отражающие процессы жизнедеятельности органов и тканей организма на молекулярном уровне, включая метаболизм глюкозы и утилизацию кислорода, оценку кровотока, определение концентрации и сродства специфических рецепторов. Данные особенности ПЭТ существенно расширяют возможности и точность такого способа диагностики. Это особенно важно при заболеваниях мозга человека, так как она позволяет проводить ис469

следования его функций, в том числе психики, мышления, внимания и даже творчества. Возможность оценки функциональных изменений на уровне клеточного метаболизма является важным преимуществом ПЭТ, поскольку часто изменения на функциональном клеточном уровне предшествует морфологическим изменениям. Именно поэтому при помощи этого томографического способа многие заболевания диагностируются намного раньше, чем при магниторезонансной и компьютерной томографиях. ПЭТ основана на использовании уникальных радиофармпрепаратов, содержащих ультрокороткоживущие изотопы – позитронные излучатели. Они обладают свойством неустойчивости ядер, в которых число протонов превышает число нейтронов. Переход таких ядер в устойчивое состояние сопровождается излучением позитрона. После эмиссии из ядра атома позитрон проходит в окружающих тканях расстояние порядка 1–3 мм, теряя энергию при соударении с другими молекулами. В момент остановки позитрон соединяется с электроном, и масса обеих частиц превращается в энергию в виде двух высокоэнергетических гамма-квантов, разлетающихся в противоположные стороны под углом 180°. Этот процесс в физике называется аннигиляцией. Регистрация этой пары излучаемых гамма-квантов производится ПЭТ с помощью нескольких колец детекторов ПЭТ-камеры, в которой находится пациент. Детекторы подключены к электронной схеме совпадения, которая регистрирует аннигиляцию позитрона следующим образом: схема совпадения срабатывает только тогда, когда сигналы поступают на ее входы одновременно от пары детекторов, расположенных в противоположных точках кольца. Это означает, что точка аннигиляции позитрона находится на протяжении линии между парой детекторов (так называемой «линии ответа»), т.е. регистрация этой пары гамма-лучей позволяет установить координату точки излучения. Фотоны, распространяющиеся под другими углами и пересекающие линию ответа, тоже регистрируются, и компьютерная система на основе данных о приеме генерируемых фотонов и углах, под которыми они пересекают линию ответа, формирует изображение исследуемого органа. 470

На последней стадии ПЭТ-система суммирует все линии ответов от пар соответствующих детекторов, зарегистрированные за время записи, и производит реконструкцию изображения, представляющего собой псевдотрехмерное разделенное на параллельные плоскости колец датчиков среза изображение накопления трейсера. Толщина среза, а также минимальная величина элементарной точки изображения определяется геометрическими размерами и плотностью упаковки датчиков ПЭТ-камеры. Все эти функции по регистрации и реконструированию изображения реализуются специальными блоками томографа. Блок датчиков для приема гамма-квантов представляет собой ПЭТ-камеру, в которой помещены от 2 до 8 колец с детекторами, общее число детекторов в кольцах колеблется от 500 до нескольких тысяч. Блок предварительной обработки сигналов считывает сигналы с блока датчиков и делает предварительную обработку поступившей информации. Этот блок включает в себя две группы плат. Одна группа плат осуществляет считывание сигналов с каналов блока датчиков и (при наличии события) выставляет его адрес на соответствующую плату второй группы, которая реализует микропрограммное управление через интерфейс для составления протоколов записи начальных условий, чтения и тестирования всех плат первой группы. Блок сигнальной обработки осуществляет полную сигнальную обработку поступивших данных и передает результаты на компьютер для коррекции и отображения информации. Этот блок подключается к блоку предварительной обработки через интерфейс. Блок представления и окончательной обработки представляет собой персональный компьютер с необходимым программным обеспечением для обработки информации, полученной с блока сигнальной обработки. В его функции входят: ƒ представление информации в удобной для анализа форме; ƒ окончательная обработка поступившей информации; ƒ управление процессом считывания информации с блока сигнальной обработки; 471

тестирование всех плат блока сигнальной обработки. Отметим, что при создании банка данных на основании заключения медицинских экспертов компьютер можно использовать для предварительной диагностики. ПЭТ успешно применяется для диагностики в различных областях медицины, таких, как онкология, кардиология, неврология, позволяя диагностировать опухоли внутренних органов (легких, молочных желез), рак, эпилепсию. Причем важнейшим преимуществом ПЭТ по сравнению с другими видами радионуклидной диагностики являются более низкая лучевая нагрузка на пациента и, в связи с этим, возможность проведения повторных исследований через короткий промежуток времени для получения абсолютных количественных характеристик поведения меченого соединения в организме. Радиофармпрепараты, используемые в ПЭТ, находят все более широкое применение в клинической практике и обладают заметно большей чувствительностью и специфичностью, чем классические препараты ядерной медицины. Применение магниторезонансной, компьютерной и позитронноэмиссионной томографии позволяет получить срезы органов в различных плоскостях, что дает уникальную диагностическую информацию и способствует правильному установлению диагноза и выбору тактики лечения больных. ƒ

Контрольные вопросы 1. Основные направления развития компьютерных и электронных медицинских систем? 2. Что такое телемедицина? 3. Типовой состав программно-аппаратного комплекса для медицинской диагностики? 4. Технические характеристики АСОИЗ? 5. Из каких основных устройств состоит автоматизированная система обработки изображений для микроскопических исследований? 6. Какие функции выполняет согласующий модуль между микроскопом и камерой? 7. Какие основные типы камер применяются в компьютерных системах гистологической диагностики? 472

8. Назовите три основные типа аналоговых видеосигналов, получаемых на выходе телекамер. 9. На какие характеристики камеры нужно обращать внимание при ее выборе для компьютерной системы гистологической диагностики? 10. Дайте сравнительную оценку цифровых и аналоговых камер по основным характеристикам. 11. Какие функции выполняет устройство сопряжения телекамеры и ЭВМ? 12. Нарисуйте структурную схему системы АТЛАНТ-МАКРО. 13. Нарисуйте структурную схему системы АТЛАНТ-МИКРО. 14. Перечислите совокупность обеспечивающих подсистем АСОИЗ. 15. Нарисуйте структурную схему телемедицинской сети РосатомаФМБА-МИФИ.

Литература к части 3 1. Компьютерные системы гистологической диагностики: Учебное пособие/В.Н. Михайлов, Г.Г. Автандилов, Е.Ю. Бердникович, А.В. Виноградов, И.А. Воробьев, В.Г. Никитаев, А.Н. Проничев и др. – М.: МИФИ, 2002. 2. Долганов Е.Е., Королев В.А., Стаханов М.Л. Лазерная реканализация опухолей, сужающих просвет пищеварительного тракта//Лазерная медицина, 2001. № 1. 3. Мазохин В.Н., Гельвич Э.А. Современное состояние и перспективы применения электромагнитной гипертермии в медицинской практике//Биомедицинская радиоэлектроника, 2000. № 11. 4. Намерштайн Дж. Word 6.0 /Пер. с англ. – М.: Международные отношения, 1995. 5. Герасевич В.А. Компьютер для врача. – С.-Пб.: БХВ, 2002. 6. Дехтярь Г.Я. Электрокардиографическая диагностика. – М.: Медицина, 1972. 7. Джонс М.Х. Электроника: практический курс /Пер. с англ. – М.: Постмаркет, 1999. 8. Мурашко В.В., Струтынский А.В. Электрокардиография. – М.: МЕДпресс, 1998. 9. Агаханян Т.М. Интегральные микросхемы. – М.: Энергоатомиздат, 1983. 10. Компьютерные системы гематологической диагностики. Введение./ В.Г. Никитаев, И.А. Воробьев, В.Н. Блиндарь, Е.Ю. Бердникович, 473

В.И. Голоденко, С.М. Зайцев, Г.Н. Зубрихина, В.В. Комаров, И.И. Матвеева, А.Н. Проничев, А.К. Погорелов, И.Б. Сущенко, Д.В. Харазишвили, К.С. Чистов, Ж.В. Чуракова, Е.В. Шеваль, В.И. Широкова. – М.: ФГУП “ЦНИИАТОМИНФОРМ”, 2006. 11. Лабораторный практикум “Системы баз данных в телемедицинских технологиях”: Уч.пособие / В.В. Уйба, Л.Н. Бежина, В.Г. Никитаев, О.С. Цека, Ю.Д. Голубев, А.М. Епанешников, Е.Ю. Бердникович, М.Г. Левадная, Н.Н. Петровичев, И.П. Шабалова, Е.А. Петухова, А.Н. Проничев, К.С. Чистов, М.А. Чистяков, В.М. Братчиков, Л.Л. Голубева, О.Г. Коваленко, Н.С. Таврина. – М.: МИФИ, 2006. 12. Ультразвук в медицине: теория и применение: Учебное пособие/ В.В. Уйба, Л.Н. Бежина, В.Н. Михайлов, Г.Н. Матвеев, О.С. Цека, А.Н. Алексеев, Н.А. Дойниченко, Т.В. Крутова, В.Г. Никитаев, А.Н. Проничев, П.В. Стручков. – М.: МИФИ, 2006. 13. Белопольский В.М. Основы аналого-цифрового и цифроаналогового преобразования: учебное пособие. – М.: МИФИ, 2007. 14. Гонсалес Р., Вудс Р. Цифровая обработка изображений. – М.: Техносфера, 2006. 15. Медицинская информатика: Учебное пособие/ В.И.Чернов и др. – Ростов-на-Дону: Феникс, 2007. 16. Улин С.Е., Михайлов В.Н., Никитаев В.Г., Алексеев А.Н., Кириллов-Угрюмов В.Г., Сергеев Ф.М. Физические методы медицинской интроскопии: Уч. пособие. – М.: МИФИ, 2009.

474

СОДЕРЖАНИЕ Предисловие ......................................................................................... 3 Часть 1. Элементы электронных устройств 1. Электронные усилители .................................................................. 1.1. Характеристики электронных усилителей ............................ 1.2. Биполярные и униполярные транзисторы.............................. 1.3. Транзисторные каскады .......................................................... 1.4. Интегральные операционные усилители .............................. 1.5. Реализация аналоговых устройств на ИОУ с применением обратных связей ............................................ 1.6. Интегральные компараторы напряжений ............................. Контрольные вопросы .................................................................... 2. Цифровые устройства ...................................................................... 2.1. Основные характеристики электронных ключей ............... 2.2. Электронные ключи на биполярных транзисторах ............ 2.3. Электронные ключи на униполярных транзисторах ........... 2.4. Основные параметры и классификация логических интегральных схем .............................................. 2.5. Транзисторно-транзисторные логические микросхемы ..... 2.6. Логические микросхемы на переключателях тока с объединенными эмиттерами ....................................... 2.7. Логические микросхемы на МДП-транзисторах ................. Контрольные вопросы .........................................................................

5 5 13 16 21 24 30 32 33 33 37 46 52 55 59 64 70

Часть 2. Электронные устройства на интегральных микросхемах 3. Электронные усилители на интегральных операционных усилителях ............................................................... 3.1. Применение интегральных операционных усилителей в аналоговых устройствах .................................. 3.2. Помехи и шумы в электронных усилителях и количественное описание шумовых сигналов ................... 3.2.1. Физические источники шумов ..................................... 3.2.2. Шумовые показатели качества усилителей.................. 3.2.3. Малошумящие усилители ............................................. 3.3. Усилители постоянных сигналов ..........................................

72 72 81 85 89 92 96 475

3.3.1. Назначение и принципы построения усилителей постоянных сигналов ................................. 3.3.2. Интегральный операционный усилитель – современный усилитель прямого усиления .................. 3.3.3. Усилители постоянных сигналов с преобразованием сигнала ........................................................ 3.4. Усилители – активные фильтры ............................................ 3.4.1. Активные RC-фильтры низких частот ......................... 3.4.2. Активные RC-фильтры верхних частот ....................... 3.5. Избирательные усилители ..................................................... 3.5.1. Назначение и основные характеристики избирательных усилителей ............................................ 3.5.2. Резонансные усилители ................................................. 3.5.3. Полосовые усилители .................................................... 3.6. Импульсные усилители .......................................................... 3.6.1. Назначение и основные параметры импульсных усилителей ................................................. 3.6.2. Особенности выходных усилителей ............................ 3.6.3. Импульсные усилители с потенциальным выходом ........................................................................... 3.6.4. Импульсные усилители с токовым выходом .............. 3.6.5. Промежуточные усилители импульсов ....................... 3.7. Широкополосные усилители ................................................. 3.7.1. Назначение и основные параметры широкополосных усилителей ......................................... 3.7.2. Практическая реализация широкополосных усилителей ....................................................................... 3.8. Усилители мощности ............................................................. 3.8.1. Назначение и особенности усилителей мощности .... 3.8.2. Режимы работы УМ и схемы включения транзисторов ................................................................... 3.8.3. Трансформаторные усилители мощности ................... 3.8.4. Бестрансформаторные усилители мощности.......................................................................... 3.8.5. Искажения сигналов в усилителях мощности ............. Контрольные вопросы.................................................................... 4. Источники питания ........................................................................... 4.1. Первичные и вторичные источники питания ....................... 4.2. Выпрямители .......................................................................... 4.2.1. Выпрямители на полупроводниковых диодах ............. 476

96 98 102 106 108 116 117 117 120 138 145 145 148 150 153 158 181 181 184 187 187 188 193 197 199 201 202 202 207 207

4.2.2. Тиристорные управляемые выпрямители ................... 4.2.3. Выпрямители с преобразованием напряжения .......... 4.3. Сглаживающие фильтры ....................................................... 4.3.1. Пассивные фильтры ...................................................... 4.3.2. Активные фильтры ........................................................ 4.4. Стабилизаторы напряжения и тока, классификация и основные параметры ................................ 4.4.1. Параметрические стабилизаторы ................................. 4.4.2. Компенсационные стабилизаторы напряжения непрерывного регулирования ....................................... 4.4.3. Ключевые стабилизаторы напряжения ........................ Контрольные вопросы ................................................................... 5. Триггеры и триггерные системы ..................................................... 5.1. Режим работы триггеров и основные характеристики ....... 5.2. Триггерные системы и их классификация ........................... 5.3. Триггеры на элементах ТТЛ .................................................. 5.4. Триггеры на переключателях тока с объединенными эмиттерами ................................................ 5.5. Триггеры на МДП-транзисторах ........................................... 5.6. Триггеры на интегральных инжекционных логических элементах ............................................................. 5.7. Несимметричные триггеры .................................................... Контрольные вопросы ................................................................... 6. Нелинейные преобразователи импульсных сигналов ................... 6.1. Ограничители амплитуды импульсов .................................. 6.1.1. Назначение и основные параметры ограничителей амплитуды импульсов ......................... 6.1.2. Диодные ограничители ................................................ 6.1.3. Усилители-ограничители на биполярных транзисторах .................................................................. 6.1.4. Ограничители амплитуды сигналов на ИОУ, ИКН, логических элементах и триггерах .................... 6.2. Усилители – формирователи коротких импульсов ............. 6.2.1. Назначение и параметры усилителей-формирователей коротких импульсов ............................... 6.2.2. Формирователи коротких импульсов с дифференцирующими цепями ................................... 6.2.3. Формирователи коротких импульсов на ИМС........... 6.3. Усилители – расширители импульсов ..................................

220 222 225 225 229 231 233 238 249 252 253 253 268 276 281 284 291 294 300 301 301 301 304 317 321 322 322 324 329 332 477

6.3.1. Назначение и параметры усилителей – расширителей импульсов ............................................. 6.3.2. Усилители – расширители импульсов с емкостным контуром ................................................. 6.3.3. Усилители – расширители импульсов с накоплением заряда .................................................... 6.3.4. Усилители-расширители на интегральных логических элементах ................................................... Контрольные вопросы ................................................................... 7. Релаксационные устройства на интегральных микросхемах ...................................................................................... 7.1. Назначение, режимы работы и основные параметры релаксационных устройств ................................. 7.2. Монолитные и гибридные релаксационные ИМС .............. 7.3. Релаксационные устройства на основе интегральных операционных усилителей, компараторов напряжений и таймеров .................................. 7.4. Релаксационные устройства на основе интегральных логических элементов .................................... 7.5. Формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяющейся формы ............................................. 7.5.1. Формирователи и генераторы импульсов линейно-изменяющегося напряжения ......................... 7.5.2. Формирователи и генераторы линейно-изменяющегося тока....................................... Контрольные вопросы ................................................................... 8. Большие интегральные системы и микропроцессоры.................... 8.1. Большие интегральные системы и особенности их схемотехники ...................................................................... 8.2. Регистры .................................................................................. 8.3. Счетчики ................................................................................. 8.4. Арифметико-логические устройства .................................... 8.5. Полупроводниковые запоминающие устройства ................. 8.5.1. Классификация и основные параметры микросхем памяти ......................................................... 8.5.2. Оперативные запоминающие устройства .................. 8.5.3. Постоянные запоминающие устройства ................... 8.6. Микропроцессоры .................................................................. 8.6.1. Универсальные микропроцессоры с фиксированной разрядностью ................................... 478

332 334 336 339 341 342 342 344

351 362 364 365 376 379 380 380 385 392 400 406 406 408 417 419 422

8.6.2. Микропроцессорные системы с наращиваемой разрядностью .................................. 8.7. Аналого-цифровые преобразователи ................................. Контрольные вопросы ............................................................... Литература к частям 1 и 2 .................................................................

429 433 435 436

Часть 3. Компьютерные системы и электронные приборы медицинской диагностики 9. Компьютерные системы медицинской диагностики ..................... 437 9.1. Назначение компьютерных систем медицинской диагностики..................................................... 437 9.2. Архитектура автоматизированных систем обработки изображений для медицинских исследований ..................... 440 9.3. Компьютерные системы гистологической диагностики ..... 449 9.3.1. Компьютерная система макроскопического анализа АТЛАНТ-МАКРО ........................................... 451 9.3.2. Компьютерная система микроскопического анализа АТЛАНТ-МИКРО ........................................... 453 9.3.3. Телемедицинская компьютерная сеть АТЛАНТ ....... 455 9.3.4. Компьютерный офтальмологический комплекс АТЛАНТ-RETINA ....................................... 459 9.4. Электронные приборы медицинской диагностики .......... 460 9.4.1. Электрокардиографы ................................................. 460 9.4.2. Энцефалографы ......................................................... 465 9.4.3. Томографы ................................................................. 469 Контрольные вопросы ........................................................................ 472 Литература к части 3 ........................................................................... 473

479

Агаханян Татевос Мамиконович Никитаев Валентин Григорьевич

ЭЛЕКТРОННЫЕ УСТРОЙСТВА В МЕДИЦИНСКИХ ПРИБОРАХ

Учебное пособие

Редактор Е. Н. Кочубей Макет подготовлен Е. Н. Кочубей Подписано в печать 11.01.2010. Формат 60×84 1/16. Изд. № 026-1. П.л. 30,0. Тираж 200 экз. Заказ № 1. Национальный исследовательский ядерный университет «МИФИ». 115409, Москва, Каширское шоссе, 31