Методы анализа и расчета электронных схем: Методические указания к выполнению курсовой работы

МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования «Оренбургский государственный университет» Кафедра промышленной электроники и информационно-измерительной техники

П.Н. Ганский, А.Т. Раимова

МЕТОДЫ АНАЛИЗА И РАСЧЕТА ЭЛЕКТРОННЫХ СХЕМ МЕТОДИЧЕСКИЕ УКАЗАНИЯ К ВЫПОЛНЕНИЮ КУРСОВОЙ РАБОТЫ

Рекомендовано к изданию Редакционно-издательским советом государственного образовательного учреждения высшего профессионального образования «Оренбургский государственный университет»

Оренбург 2003

ББК 32/85 я7 Г-18 УДК 621.382.001.24 (07) Рецензент Кандидат технических наук, доцент А.В. Хлуденев Ганский П.Н., Раимова А.Т.

Г–18

Методические указания к выполнению курсовой работы по дисциплине «Методы анализа и расчета электронных схем».– Оренбург: ГОУ ОГУ, 2003. – 48 с.

Методические указания предназначены для выполнения курсовой работы по дисциплине «Методы анализа и расчета электронных схем» студентами специальности 200400 «Промышленная электроника»

Р.Н.

ББК 32.85 я7

 Ганский П.Н., Раимова А.Т., 2003  ГОУ ОГУ, 2003 2

Введение Проектирование электронных схем (или просто схемотехническое проектирование) сводится к решению группы задач синтеза и задач анализа. При этом под структурным синтезом понимают создание (интуитивное или формализованное) какого-то варианта схемы, не обязательно окончательного. В процессе проектирования синтез как задача может выполняться много раз, чередуясь с решением задач анализа. В задачу анализа входит изучение свойств схемы по заданной в результате синтеза ее структуре, характеру входящих в нее компонентов и их параметров. Методы анализа и расчета электронных схем постоянно развиваются и совершенствуются. Причин этому несколько. Во-первых, стремительно усложняется сам предмет анализа за счет: − качественного перерождения элементной базы (от ламп к транзисторам, микросхемам, микропроцессорам, приборам функциональной электроники); − возникновения новых принципов построения устройств по усилению, обработке электрических сигналов, преобразованию электрической энергии; − расширения ассортимента приборов и схем с существенно нелинейными характеристиками (тиристоры, динисторы, однопереходные транзисторы, оптроны, лямбда-транзисторы, туннельные диоды, магнитотранзисторные элементы и пр.); − внедрения новых дискретно-импульсных режимов работы электронных схем преобразования информации и электрической энергии. Во-вторых, качественный скачок происходит в технических средствах анализа и расчета электронных схем (от логарифмической линейки до микрокалькуляторов, микрокомпьютеров, персональных и универсальных ЭВМ), которые могут теперь производить не только численные расчеты, но и решать сложные логические задачи. В-третьих, повышаются требования к точности, масштабности и глубине анализа и расчета электронных схем, поскольку современная технология производства (например, микросхем) исключает их экспериментальную доводку, а требования к техническим и метрологическим параметрам электронных устройств постоянно растут. В-четвертых, усложняется вид сигналов, воздействующих на схему за счет массового появления в их составе так называемых разрывных функций [1]. Цель анализа электронных схем состоит в получении наиболее полной информации об их свойствах, выявлении соотношений между входными и выходными параметрами, необходимыми для разработки алго-

3

ритмов расчета известных цепей и синтеза новых по заданным техническим требованиям. Задача анализа электронных схем включает построение адекватной математической модели электронной схемы, определение по этой модели заданных функций и параметров, построение частотных, временных и других характеристик. На этой основе проводится исследование ограничений и предельных перспективных возможностей схемы по функциональному преобразованию входных сигналов, достижимой точности преобразования или формирования заданной формы сигнала, а также осуществляется поиск путей совершенствования схем с целью расширения их функциональных возможностей, повышения точности, стабильности, быстродействия, устойчивости и т. д. Глубокий и тщательный анализ схем позволяет провести их четкую классификацию по структурным особенностям, определяющим общие закономерности преобразования электрических сигналов и другие свойства, сформулировать рекомендации по оптимальному выбору вариантов схем определенного класса по заданным техническим требованиям на проектируемое устройство. Это, как известно, является первым и поэтому очень важным этапом проектирования электронных устройств, не поддающимся пока желаемой формализации. Исторически развитие методологии анализа и расчета электронных схем шло по двум направлениям. Во-первых, это анализ линейных моделей на базе операционного исчисления. Методы анализа, развитые в рамках этого направления, не теряют своего значения и в настоящее время, обладая известным рядом достоинств. Во-вторых, это анализ нелинейных схем численными методами.

4

1 Общие вопросы моделирования электронных цепей 1.1 Математические модели электронных цепей В технике схемотехнического проектирования различают внутренние,внешние и выходные схемные параметры. Внутренние параметры W характеризуют отдельные компоненты проектируемого устройства. Их разделяют на первичные внутренние (физико-технические) параметры, которые отражают конструктивно-технологические и электрофизические свойства компонентов, и вторичные внутренние (электрические) параметры, в которые характеризуют соотношения между токами и напряжениями на полюсах компонентов схемы. К первичным относятся геометрические размеры отдельных полупроводниковых областей, электрические характеристики полупроводниковых материалов и т. д. К вторичным внутренним параметрам − сопротивления резисторов, емкости конденсаторов и т.п. Связь электрических (вторичных) параметров компонентов с их физико-технологическими параметрами задается в виде аналитических выражений (уравнений), таблиц (матриц), схем замещения (микро- и макромоделей топологического типа). Внешние параметры Q характеризуют условия, в которых работает устройство (температура и влажность окружающей среды, начальное состояние устройства, параметры входного воздействия, конкретные значения времени или частоты, параметры и характер нагрузки, уровень помех, радиации и т. п.). Выходные параметры (характеристики) F характеризуют количественные значения технико-экономических показателей и определяют функциональное назначение схемы. Выходные параметры также разделяют на первичные и вторичные. К первичным X (t ) относят токи и напряжения на полюсах компонентов схемы, узловые напряжения, контурные токи, выходные напряжения и токи ( X вых (t )) . Иногда первичные выходные параметры называют фазовыми переменными. Вторичными выходными (схемными) параметрами называют функции (схемные функции) относительно внутренних и первичных выходных параметров Fi = Fi ( X (t ), X вых (t ), W ) . К схемным функциям в общем случае относят аналитические зависимости от внутренних параметров и комплексной частоты, определяющие выходные сигналы схемы. Во временной области схемные параметры представляются в виде амплитудной, импульсной и переходной характеристик, а в частотной − амплитудночастотными, фазочастотными и амплитудно-фазовыми характеристиками. К выходным параметрам схемы также относят параметры названных

5

характеристик: длительность задержек и фронтов реакций схемы X вых (t )

на входные воздействия Q (t ) , входное и выходное сопротивление схемы в диапазоне частот или на фиксированной частоте; граничные частоты полосы пропускания; максимально допустимая величина помехи по входному воздействию; мощность рассеяния в элементах; амплитуда выходного сигнала X вых, max (t ) или его среднее значение и др. После решения задачи структурного синтеза необходимо скорректировать внутренние параметры схемы [1]. Модели компонентов электронных схем могут быть представлены уравнениями (математическими моделями) и схемами замещения (схемными моделями), состоящими из двухполюсников (линейных и нелинейных) и зависимых источников или аномальных элементов (нуллаторов, нораторов, унисторов). Под математической моделью схемы электронной цепи мы понимаем математическое представление (система уравнений, формулы, правила или любые другие математические образы), отражающее с требуемой точностью и в соответствии с физическими законами процессы, протекающие в цепи, и позволяющие найти необходимые параметры и характеристики схемы. Условия выбора математической модели определяются самыми различными, а порой и противоречивыми факторами. Как правило, чем сложней сам реальный объект или чем точнее и глубже требуется провести его исследование, тем сложнее в общем случае получается его математическое представление (описание). Особенно важен при этом согласованный с объектом и целью исследования выбор языка математического описания его модели. Именно на этом этапе должны быть обеспечены удобство восприятия и наиболее простой путь решения задачи. Языком описания выбранной математической модели определяется и степень ее последующего согласования с возможностями техники исследования. Так, для преимущественно качественного исследования простых схем необходим язык математического описания, наиболее тесно связанный со структурой объекта (топологией схемы), а результаты должны представляться в виде по возможности простых аналитических зависимостей или двумерных графиков и т. п. Точный и многосторонний анализ сложных объектов (схем), проводимый на ЭВМ, требует применения описания математической модели, удобного для постановки задачи анализа на ЭВМ и последующего численного ее решения с получением требуемых характеристик и параметров схемы за допустимое время счета.

6

1.2 Классификация математических моделей электронных схем

Разрабатываемые математические модели должны оцениваться по следующим критериям: точность, экономичность, универсальность. По сложности (полноте охвата) различают модели компонентов, модели схем и модели систем, включающих несколько схем. По характеру отображаемых свойств модели делятся на функциональные и топологические (структурные). Функциональные модели отражают процессы функционирования устройства. Чаще всего они записываются в виде системы уравнений. Топологические модели отражают только структурные особенности устройств. Они, как правило, имеют форму графов, списков векторов, матриц и отображают взаимное расположение элементов в пространстве, наличие связей между ними и т. д. [1]. По способам получения функциональные модели делят на теоретические и формальные. Теоретические модели строят, используя физические законы (Ома, Кирхгофа). По характеру зависимостей, т. е. по типу коэффициентов в уравнениях, модели делят на линейные и нелинейные. В зависимости от мощности множества значений переменных модели различают как непрерывные и дискретные. В непрерывных моделях переменные непрерывны, поэтому множество вариантов решений имеет мощность континуума. Переменные дискретных моделей − дискретны, а множество решений счетно. По форме связей между выходными внутренними и внешними параметрами различают модели алгоритмические (в виде систем уравнений в базисе узловых или контурных переменных) и аналитические (в виде явных зависимостей выходных параметров от внутренних и внешних). По тому, учитывают ли модели инерционность процессов, различают модели статические (по постоянному току) и динамические (по переменному току). 1.3 Классификация электронных схем по типу уравнений, применяемых в их математических моделях

Электронная цепь в зависимости от характеристик входящих в нее компонентов может обладать самыми различными свойствами. Реальные зависимости между токами и напряжениями на ее полюсах в общем случае всегда нелинейны, достаточно сложны и носят в определенной степени статистический характер. В то же время в зависимости от режима работы устройства по току (напряжению) и по ряду внешних воздействий степень нелинейности характеристик входящих в нее компонентов может

7

быть различной, а статистический характер параметров компонентов устройства в стационарных условиях его эксплуатации весьма мало выражен. При формировании математической модели электронной цепи в зависимости от целей ее анализа и требуемой точности иногда вполне допустимо нелинейные зависимости между токами и напряжениями на полюсах ее компонентов заменить на линейные. В результате более точная и более сложная нелинейная модель заменяется менее точной, но более простой линейной моделью. Электронных схем с точки зрения их анализа, а именно по типу уравнений, составляющих их математические модели, делятся на: линейные, линейные параметрические, нелинейные и нелинейные параметрические. Линейные схемы, описываются линейными алгебраическими и дифференциальными уравнениями с постоянными коэффициентами, в которых параметры всех компонентов можно считать постоянными. Модели таких схем в соответствии с теорией линейных дифференциальных уравнений обладают двумя очень важными с практической точки зрения свойствами. Это принцип наложения (суперпозиции) и принцип инвариантности взаимных отношений возмущения и реакции к интегрированию и дифференцированию. Принцип наложения формулируется так: реакция линейной схемы, т. е. схемы, описываемой линейной моделью, на действие суммы возмущений равно сумме реакций на действие каждого возмущения в отдельности. Принцип инвариантности в линейной системе соотношение между воздействием и реакцией остается неизменным при дифференцировании или интегрировании. Практически важно запомнить, что реакции линейных схем с постоянными параметрами не содержат новых спектральных составляющих по отношению к спектрам воздействующих на схему сигналов. К линейным схемам относят: − электронные схемы, составленные из линейных компонент, т. е. компонент, токи и напряжения на полюсах которых всегда связаны между собой линейными зависимостями (пассивные компоненты); − электронные схемы, включающие в свой состав так называемые квазилинейные компоненты (электронные компоненты − лампы, транзисторы, оптроны, операционные усилители и др.), т. е. компоненты, зависимости между токами и напряжениями на полюсах которых могут быть с определенной степенью допущения описаны линейными соотношениями. Такое возможно относительно указанных электронных компонент, когда они в анализируемых цепях используются в режимах так называемого малого сигнала.

8

Линейные параметрические схемы. Это схемы, в которых имеются компоненты с изменяющимися во времени параметрами под действием дополнительного (как правило) управляющего источника. Такие схемы описываются линейными уравнениями с переменными коэффициентами. Будучи линейными, параметрические схемы, а точнее их модели, обладают свойствами наложения и инвариантности. Однако в отличие от линейных схем с постоянными параметрами в них возникают новые спектральные составляющие при воздействии на вход схемы гармонических сигналов и при изменении ее параметров по аналогичному закону. Примерами таких схем являются схема с источником сигнала, последовательно включенным с угольным микрофоном, проводимость которого изменяется под действием звукового давления, а также различные преобразователи частоты, малошумящие параметрические усилители, магнито-транзисторные параметроны и т. п. Нелинейные схемы. Содержат хотя бы одну компоненту, токи и напряжения на полюсах которой связаны нелинейной зависимостью. Такие цепи описываются нелинейными интегродифференциальными уравнениями, в которых отдельные коэффициенты при переменных не являются постоянными и зависят от самой переменной и ее производных. Принципиальным отличием нелинейных схем является неприменимость к ним в общем случае принципов наложения и инвариантности. Нелинейно-параметрические схемы. К ним относят схемы, содержащие нелинейные компоненты и компоненты с переменными во времени параметрами. К подобным схемам относятся, например, устройства частотной модуляции, параметрические генераторы и др. Описываются подобные схемы нелинейными уравнениями с переменными во времени коэффициентами. 1.4 Модели компонентов электронных схем

В соответствии с режимом электронной цепи и задачей исследований эти модели подразделяются на линейные слабосигнальные модели для квазилинейного режима, нелинейные безынерционные модели для статического режима и больших низкочастотных сигналов, нелинейные универсальные модели для переходных и стационарных режимов при больших сигналах [2]. При разработке электронных компонентов использовано представление электронного прибора в виде черного ящика, благодаря чему отпадает необходимость в рассмотрении внутренних физических процессов. Соответствующие характеристики и параметры

9

получаются в этом случае на основании значений входных и выходных токов и напряжений компонента. При анализе и синтезе электронных схем широко используются модели компонентов, содержащие идеальные активные преобразователи (ИАП), полупроводниковые диоды, биполярные и полевые транзисторы, операционные усилители. Рассмотрим некоторые из них. 1.4.1 Идеальные активные преобразователи

Целесообразность применения моделей с ИАП обусловлена тем, что схему замещения любого активного четырехполюсника можно представить в виде соединения соответствующего ИАП и двухполюсника, а это упрощает решение задач анализа и позволяет легко получить общие решения задач синтеза. Все ИАП можно разделить на две группы: конверторы и инверторы сопротивления. К конверторам сопротивления относятся: ПНН (преобразователь напряжения в напряжение или источник напряжения, управляемый напряжением); ПТТ (преобразователь тока в ток или источник тока управляемый током) и др. К инверторам сопротивления относятся: ПНТ (преобразователь напряжения в ток или источник тока, управляемый напряжением), ПТН (преобразователь тока в напряжение или источник напряжения, управляемый током) и др. В таблице 1.1 приведены схемы замещения указанных ИАП [5]. 1.4.2 Аномальные элементы

В ряде случаев анализ и синтез электронных схем упрощается, если воспользоваться моделями компонентов, содержащими «аномальные» элементы: нуллатор, норатор, нуллор, унистор [4]. Нуллатор – это двухполюсник, который «обращает» в ноль протекающий через него ток и приложенное к нему напряжение (см. рисунок 1.1 а). Норатор – это двухполюсник, у которого ток и напряжение принимают любые, не связанные между собой значения (рисунок 1.1 б). Нуллатор и норатор нельзя описать с помощью законов Ома, но цепи, их содержащие подчиняются законам Кирхгофа. Нуллор – это четырехполюсник, у которого входные ток и напряжение равны нулю, а выходные ток и напряжение принимают любые, не связанные между собой значения (см. рисунок 1.1 в). Нуллор эквивалентен операционному усилителю.

10

Таблица 1.1 № п/п

ИАП

1

ПНН (ИНУН)

2

3

4

5

Схемы замещения ИАП

ПТТ (ИТУТ)

I1

ПНТ (ИТУН)

1 I1 A22

1 U1 A12

U1

ПТН (ИНУТ)

ИПС, Гиратор

1 U1 A11

U1

I1

U1 I1 ±r1I2

1 I1 A21

±Y1U1 +Y2U2

U2 I2 + r2I1

11

Унистор – это элемент, обладающий односторонней проводимостью. Величина его проводимости в направлении стрелки записывается рядом со стрелкой. Проводимость в направлении, встречном стрелке, соответствует разрыву (см. рисунок 1.1 г). I

I

U

I2

I1

U

U1

а)

U2

б)

в)

г)

Рисунок 1.1 1.4.3 Полупроводниковый диод

Одним из наиболее распространенных элементов электронных схем является полупроводниковый диод, условное обозначение его представлено на рисунке 1.2. i u Рисунок 1.2 Простейшая математическая модель которого для постоянного тока может быть получена из уравнения диффузии в виде: qu

iд = I 0 (e

где

mkT

− 1) ,

q = 1.6022⋅10-19 Кл – заряд электрона; k = 1.3806⋅10-23 Дж/К° – постоянная Больцмана; Т – абсолютная температура; m = 1 … 2,5; u – напряжение, приложенное к диоду; ϕТ = Kt / q – тепловой потенциал; I0 – ток насыщения диода, зависящий от температуры: I0 = I

12

(1.1)

T = 293ο 0

3

 1

1

 T  K д  293 − T  ,   e  293 

где

К д – эмпирический коэффициент;

Т – текущая температура; I 0T = 293 – ток насыщения диода при температуре Т=293° К. Приблизить теоретическую вольт-амперную характеристику диода к реальной возможно вводом в математическую модель (1.1) дополнительных слагаемых, которые позволят учесть процессы генерации и рекомбинации носителей в обедненной зоне, влияние объемного сопротивления полупроводника и инерционные свойства диода [5]. Математическая модель в этом случае примет вид: ο

iд = I 0 (e

где

u mϕ T

− 1) +

u ∂u + (Сд + Сб ) , RУ ∂t

(1.2)

Rу – сопротивление утечки перехода; u

Iτ Cд = 0 e mϕ T – диффузионная емкость; mϕT n

 ϕ  Сб – барьерная емкость CБ = СБ 0  0  ;  ϕ0 − u 

τ – время жизни неосновных носителей; ϕ0 – контактная разность потенциалов; n=1/2 – для резких; n=1/3 – для плавных p-n переходов; Сб0 – барьерная емкость при нулевом смещении перехода. Схема замещения диода, соответствующая модели (1.2), приведена на рисунке 1.3.

Рисунок 1.3 1.4.4 Биполярный транзистор

Следующим не менее распространенным элементом схемы является биполярный транзистор. Схема нелинейной инжекционной модели идеализированного транзистора структуры p-n-p , предложенная Эберсом и Моллом, приведена на рисунке 1.4 а.

13

а)

б) Рисунок 1.4

В общем случае токи эмиттера и коллектора определяются следующим образом: uЭ  iЭ = iЭ′ − α I i К′ + R  УЭ ,  i = i ′ − α i ′ + u K K N Э  K RУK

(1.3)

где iЭ' и iК' – токи эмиттерного и коллекторного переходов, определяемые по модели (1.1); αI , αN – коэффициенты обратной и прямой передачи тока транзистора с общей базой; RУ, RУК – сопротивления утечки соответственно эмиттерного и коллекторного переходов. На основании моделей (1.1) и (1.3) можно записать uЭ uК  u m Эϕ Т mК ϕТ iЭ = I Э′ 0 (e − 1) − α I I К′ 0 (e − 1) + Э RУЭ  ,  uЭ uR  u m Rϕ Т − 1) − α N I Э′ 0 (e mЭϕ Т − 1) + К iК = I К′ 0 (e RУК 

(1.4)

где I Э′ 0 , I К′ 0 – токи насыщения переходов, определяемые аналогично току I0 из уравнения (1.1). Эти токи могут быть выражены через паспортные данные IЭ0 и IК0, измеряемые при обрыве соответственно коллектора и эмиттера: I К′ 0 =

14

IК0

1 − α Nα I

и I Э′ 0 =

IЭ0

1 − α Nα I

.

(1.5)

Коэффициенты обратной и прямой передачи тока транзистора с общим эмиттером или общим коллектором обозначаются через βI и βN, которые связаны с коэффициентами αI , αN следующими соотношениями: βN = αN /(1- αN)

и

βI = αI /(1- αI) .

(1.6)

Практическая нелинейная статическая модель транзистора, как и для диода, дополняется слагаемыми, учитывающими сопротивления в толщине полупроводникового материала (рисунок 1.4 б) [5]. Математическая модель в этом случае примет следующий вид: ∂uЭ uЭ  '` ' = − + + + α i i i ( ) C C Э Э I R дЭ бЭ  ∂t RУЭ   i = i '` − α i ' + u K + (С + С ) ∂uК K N ' дК бК  K ∂t RУK

.

(1.7)

При анализе электронных схем, содержащих нелинейные элементы, используется кусочно-линейная аппроксимация, которая основана на замене отдельных участков характеристики f(x) отрезками прямых линий. Точки излома кусочно-линейной характеристики y(x) располагаются так, чтобы max |f(x) – y(x)| были минимальны на каждом интервале линейного приближения. Кусочно-линейное представление характеристик элементов используется для получения кусочно-линейных эквивалентных схем замещения. Так, в случае аппроксимации вольт-амперной характеристики нелинейного элемента координате xk соответствует напряжение uk , а координате yk – ток ik и кусочно-линейная схема замещения представляется схемой, состоящей из линейного резистивного элемента и источника постоянного тока или напряжения (рисунок 1.6) [6].

а)

б) Рисунок 1.6

Аппроксимации ВАХ нелинейных элементов, управляемых напряжением соответствует схема замещения, приведенная на рисунке 1.6 а, состоящая из источника тока с задающим током Ik и линейной проводимости Gk:

15

ik uk +1 − ik +1uk u k +1 − u k i −i G K = k +1 k u k +1 − u k Ik =

;

(1.6)

.

(1.7)

Аппроксимации ВАХ нелинейных элементов, управляемых током соответствует схема замещения, приведенная на рисунке 1.6,б, состоящая из источника напряжения Uk и линейного сопротивления Rk: uk ik +1 − uk +1ik ; ik +1 − ik u −u RK = k +1 k . ik +1 − ik

Uk =

(1.8) (1.9)

Таким образом, структура кусочно-линейной схемы замещения элемента будет неизменной для всех интервалов аппроксимации, т.е. для всех режимов работы цепи. Переход от одного линейного участка к другому приводит лишь к изменениям величин параметров линейного резистивного элемента и источника.

16

2 Анализ электронных схем

статического

режима

нелинейных

Под статическим режимом схемы понимают режим, при котором входные сигналы имеют нулевые значения и существуют лишь воздействия от источников питания. Расчет статического режима схемы имеет важное значение при ее исследовании. Статический режим схемы определяет начальные условия при ее анализе в области малого и большого сигналов. Для анализа статического режима нелинейных электронных схем применяют графические и аналитические методы. При использовании графических методов, отличающихся наглядностью и точностью, затруднена оценка влияния параметров компонентов схемы на статический режим. Использование аналитических методов, основанных на аппроксимации нелинейной зависимости и формировании математической модели схемы, позволяют исследовать влияние различных параметров на режим схемы по постоянному току. 2.1 Формирование схемной модели

Анализ электронной схемы включает в себя формирование схемной модели и математической модели исходной схемы. Схемная модель формируется на основании метода, выбранного для описания математической модели заданной схемы (метод узловых напряжений, метод контурных токов и т.п.). Нами для формирования математической модели выбран метод узловых напряжений. В дальнейшем необходимо об этом помнить, поскольку все преобразования при формировании схемной модели проводятся для случая применения именно этого метода. Итак, поскольку проводится анализ статического режима методом узловых напряжений при формировании схемной модели необходимо: - исключить соответствующим образом реактивные элементы, поскольку статический режим – это режим по постоянному току; - исключаются источники сигналов; - условные обозначения нелинейных компонентов схемы заменяются их эквивалентными схемами замещения с управляемыми источниками; - источники напряжения преобразуются в источники тока; - линейные сопротивления заменяются линейными проводимостями. Остановимся подробнее на преобразовании источника напряжения в источник тока. Для этого, ветви с последовательно соединенными 17

источником напряжения Е и резистивным элементом R должны быть на основании теоремы Нортона преобразованы в параллельно соединенные проводимость G=1/R и источник тока J=E/R. При наличии ветви, содержащей только источник напряжения (см. рисунок 2.1 а), можно поступить двояко. Можно выполнить эквивалентные преобразования схемы, связанные с переносом источника напряжения через узел (см. рисунок 2.2 б) и последующим преобразованием Нортона последовательно соединенных источников напряжения и проводимостей (см. рисунок 2.1 в), либо осуществить преобразование включением в ветвь с источником напряжения двух последовательно соединенных, равных по модулю проводимостей противоположного знака (см. рисунок 2.1 г) и последующим преобразованием в цепь с эквивалентным источником тока (см. рисунок 2.1 д) [10].

а)

б)

в)

18

г)

д) Рисунок 2.1

2.2 Формирование математической модели

Пусть некоторая схема содержит (n+1), включая базисный. В схеме присутствуют источники тока, линейные проводимости и нелинейные двухполюсные резистивные элементы, управляемые напряжением, т.е. такие, токи которых ikl являются однозначными функциями напряжения ukl . ikl = ϕ kl (ukl ) =

ϕ kl (ukl ) ukl

⋅ ukl = g kl (url ) ⋅ (uk − ul ) ,

(2.1)

где ikl – ток ветви, включенной между узлами k и λ ; u kl – напряжение ветви, включенной между узлами k и λ ; g kl (u rl ) – нелинейная проводимость элемента; u k , u l – узловые напряжения. Полагая, что в общем случае нелинейный источник управляемый напряжением uij включен между узлами p и q

тока, (2.2)

J pq = g pq (uij ) ⋅ (ui − u j )

запишем уравнения по первому закону Кирхгофа для узлов k, l, p и q

∑i = G

k0

u k + Gk 1 (u k − u1 ) + ... + g kλ (u kλ )(u k − u λ ) + ... + Gki (u k − u i ) + ... +

k

+ G kj (u k − u j ) + G kp (u k − u p ) + ... + G kq (u k − u q ) + ... + G kn (u k − u n ) − J = 0 ,

∑i = G λ

λ0

u λ + Gλ1 (u λ − u1 ) + ... + g kλ (u kλ )(u k − u λ ) + ... + Gλi (u λ − u i ) + ... +

+ Gλj (u λ − u j ) + Gλp (u λ − u p ) + ... + Gλq (u λ − u q ) + ... + Gλn (u λ − u n ) − J λ = 0

,

19

∑i = G

p0

u p + G p1 (u p − u1 ) + ... + G pk (u p − u k ) + ... + G pλ (u p − u λ ) + ... + G pi (u p − u i ) +

p

+ G pj (u p − u j ) + ... + G pq (u p − u q ) + ... + G pn (u p − u n ) + g pq (u ij )(u i − u j ) − J p = 0

∑i = G

q0

,

u q + Gq1 (u q − u1 ) + ... + Gqk (u q − u k ) + ... + Gqλ (u q − u λ ) + Gqi (u q − u i ) +

q

+ Gqj (u q − u j ) + ... + Gqp (u q − u p ) + ... + Gqn (u q − u n ) − g pq (u ij )(u i − u j ) − J q = 0 ,

(2.3)

где Gst – проводимости линейных ветвей, Jk , J λ , Jp , Jq – токи независимых источников. Сгруппировав соответствующие слагаемые, перепишем модель (2.3) в матричной форме: … i … j…p …q … n

1… k … λ

Μ Μ Μ Μ Μ  − g kλ (u kλ ) − Gki k − Gk 1 Ykk Μ Μ Μ Μ Μ  − Gλi λ − Gλ1 − g kλ (ukλ ) Yλλ  Μ Μ Μ Μ Μ  Y pi p − G p1 − G pk − G pλ  Μ Μ Μ Μ Μ q − Gq1 − Gqk − Gqλ Yqi  Μ Μ Μ Μ Μ 

где

Ykk = Ypp =

n

Μ Μ Μ Μ − Gkj − Gkp − Gkq − Gkn Μ Μ Μ Μ − Gλj − Gλp − Gλq − Gλn Μ Y pj

Μ Ypp

Μ Yqj

Μ Μ − Gqp Yqq

Μ − Gqn

Μ

Μ

Μ

∑ Gkm + g kλ (ukλ ) ,

Yλλ =

∑G

Yqq =

m=0 n

m=0

pm

,

Μ Μ − G pq − G pn

Μ

n

u   k  Λ  Μ  Μ  u   J  0   λ  k    Λ  Μ  Μ         u i   J λ  0  ⋅ Λ  – Μ  = Μ ,         u j   J p  0  Λ  Μ  Μ         u p   J q  0      Μ  Λ  Μ    u   q

∑G

+ g kλ (ukλ ) ,

∑G

,

m=0 n m=0

λm

qm

Ypi = −G pi + g pq (uij ) ,

Ypj = −G pj − g pq (uij ) ,

Yqi = −Gqi − g pq (uij ) ,

Yqj = −Gqj + g pq (uij ) .

(2.4)

Из полученного уравнения видно, что нелинейные проводимости, так же, как и проводимости линейных двухполюсников входят в матрицу проводимостей четыре раза, из них два раза с положительными знаками в собственные проводимости узлов k и λ , а два – с отрицательными во взаимные проводимости этих узлов. Нелинейная проводимость gpq(uij) преобразования ПНТ, вход которого подключен к узлам i и j, а выход – к узлам p и q, также входит в матрицу проводимостей четыре раза. Два раза без инверсии знака во взаимные проводимости Ypi и Yqj и два раза с 20

инверсией – в проводимости Ypj и Yqi. Заметим, что линейные и нелинейные проводимости ветвей, соединяющих узел s с базисным, входят в матрицу проводимости один раз с положительным знаком , в собственную проводимость узла Yss. Передаточная проводимость ПНТ, вход которого включен между узлом f и базисным, а выход – между узлом r и базисным, также входит в матрицу проводимостей один раз, без инверсии знака, в проводимость Yrf. При формировании вектора независимых источников I ток JK λ источника, направленного от узла k к узлу λ , прибавляется к элементу λ вектора I и вычитается из элемента k. Для исключения сингулярности матрицы коэффициентов, имеющей место при uK λ =0, выделим из матрицы коэффициентов уравнений (2.4) матрицу постоянных коэффициентов G и матрицу коэффициентов, зависящих от переменных g(U) , тогда уравнения (2.4) можно переписать в виде: G⋅U + Ф(U) – I = 0 , (2.5) где Ф(U) – вектор нелинейных функций ϕ1 (U )  ϕ (U )  Ф(U) = g(U)⋅U =  2  . Μ    ϕ n (U )

Вектор функций Ф(U) может быть получен без использования матрицы g(U), если рассматривать нелинейные элементы, как эквивалентные источники тока ikl = ϕ kl (ukl ) . В этом случае вектор функций формируется аналогично вектору I независимых источников, т.е. ϕ λ (U ) := ϕ λ (U ) + ϕ kλ (ukλ ),ϕ k (U ) := ϕ K (U ) − ϕ kλ (ukλ ).

В общем случае анализа статического режима возникает ряд трудностей: 1) кроме резистивных элементов, управляемых напряжением, схема содержит элементы, управляемые током, т.е. такие, напряжения которых являются однозначными функциями токов; 2) в схеме могут присутствовать независимые или управляемые источники напряжения. В первом случае резистивный элемент, управляемый током описывается уравнением uk − uλ = PKλ (ikλ ),

(2.6)

из которого следует

21

(2.7)

uk − uλ − rkλ (ikλ ) ⋅ ikλ , rkλ (ikλ ) =

Pkλ (ikλ ) . ikλ

Функция PKλ обычно не имеет обратного преобразования с функцией f Kλ в модели (2.1), поэтому значение тока ikλ в модели (2.3) остается неизвестным и для получения совместной системы уравнений к n уравнениям (2.4) добавим уравнение (2.7). С учетом очевидного соотношения ik = −iλ = ikλ , матрица коэффициентов увеличится на одну строку и один столбец, а векторы неизвестных и независимых источников на один элемент k

λ

  λ  ... ... Μ  n + 1 1 − 1 k

... ... ... ...

n+1 +1

Jk   uk  0         −1  ⋅ uλ  –  J λ  = 0 . Μ   Μ  Μ ...        − rkλ (ukλ ) ikλ  0  0 

(2.8)

При наличии m таких нелинейных элементов и линейных сопротивлений матрица коэффициентов будет состоять из четырех блокматриц: 1) матрицы узловых проводимостей Y размером n x n для элементов, допускающих описание в форме линейной проводимости или управляемой напряжением нелинейной проводимости; 2) диагональной матрицы R размером m x m сопротивлений линейных элементов или управляемых током нелинейных сопротивлений; 3) матрицы инциденций А размером n x m , каждый i-ый столбец которой содержит один или два ненулевых элемента в строках, соответствующих узлам k и λ (один из них может быть базисным) подключения i-го сопротивления. Причем ненулевой элемент равен «+1», если ток направлен от узла, и «–1» в противном случае; 4) транспонированной матрицы инциденций АТ. Векторы неизвестных, независимых источников и нулевой вектор соответственно дополняются m неизвестными токами и m нулями. Во-вторых, можно ввести дополнительную переменную-ток i λ k в ветви с источником напряжения, учесть его в уравнениях (2.4) для узлов k и λ и добавить к системе уравнений компонентное уравнение u λ - u k = Е. В результате матрица коэффициентов увеличивается на одну строку и один столбец, а векторы неизвестных и независимых источников – на один элемент.

22

k

λ

  λ  ... ... Μ  n + 1 1 − 1 k

n+1

... − 1 uk  Μ 0  Μ   ... + 1 uλ   ⋅   –   = 0  . ... ...  Μ  Μ Μ        ...  iλk  E  0 

(2.9)

В таблице 2.3 источника [5] приведены модифицированные системы узловых уравнений для управляемых источников, у которых матрица yпараметров не существует. 2.3 Решение уравнений статического режима

Для статического режима система уравнений схемы имеет вид f1(u1, u2, … , un) = 0 , f2(u1, u2, … , un) = 0 , …………………… fn(u1, u2, … , un) = 0 , или в векторной форме F(U) = 0

(2.10)

Полагая, что система уравнений (2.10) имеет решение U*, разложим каждую функцию в ряд Тейлора в окрестности решения и сохраним в этом разложении только члены первого порядка малости. В результате приходим к линеаризованной системе уравнений F(U*) ≈ F(U) + J∆U.  ∂f1 ∂f1  ∂u ∂u 2  1  ∂f 2 ∂f 2 где J =  ∂u1 ∂u2 Λ Λ   ∂f n ∂f n  ∂u1 ∂u2

Λ Λ Λ Λ

(2.11) ∂f1  ∂un   ∂f 2  ∂un  Λ   ∂f n  ∂un 

– матрица Якоби вектор-функции F(U), ∆U = U* – U – вектор поправки.

(2.12)

(2.13)

23

Если приравнять нулю систему уравнений (2.11) и использовать верхние индексы для обозначения последовательности итераций, получим F(Uk) + Jk(Uk+1 – Uk) = 0

(2.14)

Решение уравнения (2.14) можно найти как Uk+1 = Uk (F(Uk)).

(2.15)

Перепишем модель (2.14) с учетом (2.13) в виде Jk∆Uk = – F(Uk) .

(2.16)

Решив систему линейных уравнений (2.16), можно определить ∆Uk, а затем определить Uk+1 из выражения Uk+1 = Uk + ∆Uk+1. Приближенное решение Uk+1 необходимо получить с наперед заданной точностью ε > 0, т.е. Uk+1 должно принадлежать ε-окрестности точного решения U*. К сожалению, точка U* неизвестна, что не позволяет вычислить норму U K +1 − U * =

n

∑ (u i =1

k +1 i

− ui* ) 2

(2.17)

и определить, выполняется ли условие U K +1 − U * < ε.

(2.18)

На практике достигнутую в процессе итераций точность обычно ∆U k или по норме вектора оценивают по норме вектора поправок невязок F (U ) . При высокой скорости сходимости итерационной последовательности к точному решению поправка на (k+1)-й итерации будет заметно меньше по абсолютной величине, чем поправка на k-й итерации, и в этих условиях принимают допущение ∆U k ≅ U +1k − U * откуда следует, что вычисления необходимо прекращать при выполнении условия ∆U k <ε.

24

(2.19)

Рассмотренный подход к решению системы уравнений (2.10) является реализацией метода Ньютона-Рафсона. При реализации любого метода в программах машинного анализа схем, необходима уверенность, что решение будет достигнуто. Поэтому необходимо использование приемов, повышающих вероятность сходимости ньютоновских итераций. Некоторые из них, наиболее часто применяемые на практике, рассмотрены в источнике [5]. 2.4 Определение элементов матрицы Якоби

В общем случае схем с любыми нелинейными компонентами для вычисления элементов матрицы Якоби можно использовать метод приращений, заключающийся в замене производных отношениями приращений: ∆f ∂f i = i . ∂u j ∆u j

(2.20)

Тогда, давая поочередно малые приращения ∆uj переменным и вычисляя при этом отклонения невязок ∆fi , получим элементы матрицы Якоби как отношение этих приращений. Однако необходимость поочередного изменения переменных приводит к выполнению (n+1)-го варианта вычислений невязок (n – число независимых переменных). Так как матрицу Якоби требуется при анализе вычислять многократно, то затраты машинного времени могут оказаться чрезмерно большими. Поэтому чаще используется аналитический подход к определению матрицы Якоби. Выделим в уравнении (2.4) линейную и нелинейную части матрицы проводимостей и перепишем его в виде G⋅U + G(U)⋅U – I = 0.

(2.21)

С учетом выражения (2.1) уравнение (2.21) будет записано в виде: G⋅U + Ф(U)⋅U-1⋅U – I = 0,

(2.22)

где Ф(U) – вектор функция токов нелинейных элементов. Дифференцируя уравнение (2.22) по всем компонентам вектора U приходим к матрице Якоби J=G+

∂Ф(U ) . ∂U

(2.23) 25

Полученная матрица имеет точно такую же структуру, что и узловая матрица проводимостей в модели (2.1). Линейные проводимости остаются в матрице неизменными. На месте нелинейных проводимостей появляются производные

от

токов

по

напряжению

∂ϕ (u ) . ∂u

Эти

производные

представляют собой дифференциальные проводимости нелинейных элементов и вычисляются при напряжениях, найденных на предыдущей итерации. Рассмотрим пример. Найдем матрицу Якоби для усилительного каскада на биполярном транзисторе, приведенного на рисунке 2.2.

Рисунок 2.2 Преобразовав источник напряжения в эквивалентный источник тока и заменив условное обозначение транзистора структуры n-p-n моделью Эберса-Молла, получим схемную модель. Нелинейные проводимости gk(u) и gэ(u) на этой схеме в соответствии с выражением (2.1) имеют вид: g K (u ) =

g Э (u ) =

uK mk ϕ T

′ (e I KO − 1) , uK ′ (e I ЭO

uЭ mЭϕ T

uЭ

− 1)

(2.24)

.

(2.25)

Определим дифференциальные проводимости

∂ϕ (u ) ∂u

нелинейных

элементов: ′ (e ϕ Э (uЭ ) = I ЭO

26

uЭ mЭϕ T

− 1) ,

uЭ mЭϕ T

′ (e ) ∂ϕ Э (uЭ ) I ЭO = = g ЭД , ∂uЭ mЭ ⋅ ϕT

(2.26)

′ (e ϕ К (u К ) = I КO

uК mК ϕT

− 1) ,

uК mК ϕT

′ (e ) ∂ϕ К (u К ) I КO = = g КД . ∂u К mК ⋅ ϕT

(2.27)

Далее заменив в матрице узловых проводимостей проводимости нелинейных элементов gЭ(u) и gК(u) найденными по моделям (2.26) и (2.27) соответствующими дифференциальными проводимостями gЭД и gЭД, получим матрицу Якоби для схемы, представленной на рисунке 2.2:  g1 + g 2 + gУЭ + gУК +  + (1 − α N ) g ЭД + (1 − α I ) g КД   J = − gУЭ − g ЭД + α I g КД   − g1 − gУК − g КД + α N g ЭД  

− gУЭ − (1 − α N ) g ЭД

g 4 + gУЭ + g ЭД − α N g ЭД

− g1 − gУК −   − (1 − α I ) g КД    − α I g КД  .   g1 + gУК +   + g КД + g 5 

27

3 Малосигнальный анализ схемы в частотной области Анализ электронных схем в частотной области допустим в предположении их функционирования в режиме малого сигнала и линеаризации характеристик элементов в окрестности рабочей точки, определяемой статическим режимом. Для формирования математической модели схемы и определения функций цепи применяют прямые и косвенные методы. К прямым методам расчета цепей относятся методы, в которых непосредственно используются законы Ома и Кирхгофа. К косвенным методам относятся методы эквивалентных преобразований сопротивлений, методы эквивалентных преобразований источников и другие. 3.1 Формирование схемной и математической моделей

При анализе схем с высококачественными транзисторами и ОУ целесообразно применение схем замещения электронных компонентов с аномальными элементами (нуллаторами, нораторами, нуллорами) (см. рисунки 3.1 а, б). К

Б

К

1

1

4 Б Э

2 3

Э

а) схема замещения транзистора

4 5

2 3

5

б) схема замещения ОУ

Рисунок 3.1 Рассмотрим особенности формирования схемной и математической модели схемы с аномальными элементами методом узловых напряжений. Формирование схемной модели для малосигнального анализа в частотной области предполагает: - замену в заданной цепи условных обозначений компонентов (диодов, транзисторов, ОУ, активных преобразователей) их соответствующими схемами замещения с аномальными элементами; - исключение из схемы источников, определяющий статический режим; - преобразование источников напряжения в источники тока (см. п.2.1).

28

Далее, исходя из схемной модели, формируется математическая модель прямыми или косвенными методами. Рассмотрим формирование узловых уравнений для цепи, содержащей аномальные элементы, пассивные двухполюсники, независимые источники тока: 1. Для регулярной части цепи (анализируемая цепь без аномальных элементов) записываем систему уравнений: Y⋅U = I,

(3.1)

где Y – матрица проводимостей регулярной части схемы; U – вектор узловых напряжений; I – вектор независимых источников тока. 2. Так как напряжение, приложенное к нуллатору, равно нулю, уравниваем соответствующие узловые напряжения и суммируем между собой столбцы матрицы Y, соответствующие узлам, между которыми включены нуллаторы. Полагаем равными нулю узловые напряжения и вычеркиваем из матрицы Y столбцы, соответствующие узлам, которые соединены нуллаторами с базисным узлом. Таким образом, число неизвестных узловых напряжений и число столбцов матрицы Y уменьшается на число нуллаторов. 3. Поскольку количество уравнений превышает количество неизвестных узловых напряжений, суммируем между собой строки матрицы Y и задающие узловые токи, соответствующие узлам, между которыми включены нораторы. Удаляем узловые токи и строки матрицы Y, соответствующие узлам, которые соединены нораторами с базисным узлом. 4. Полученная система уравнений представляет собой математическую модель анализируемой схемы. Решение полученной системы уравнений дает искомые значения узловых напряжений. 3.2 Передаточная функция. Частотные характеристики

Для проведения анализа электронных схем необходимо использовать наиболее удобные формы представления схемных функций. Рассмотрим их. В общем случае каждая схемная функция является дробнорациональной функцией комплексной переменной p = σ ± jω , поскольку, согласно формуле Крамера (3.2), она выражается через алгебраическое дополнение ∆ ij и определитель ∆ матрицы эквивалентных параметров схемы. Последние составляются, в свою очередь, из параметров компонентов схемы, в том числе реактивных (конденсаторов, имеющих сопротивление Z C = 1 / pC , индуктивностей Z L = pL ). В результате

29

Fij =

∆ ji ( p)

(3.2)

∆( p)

или в общем случае F ( p) =

A ( p)

B ( p)

=

an p n + an−1 p n−1 +... + a1 p + a0 bm p m + bm −1 p m +... + b1 p + b0

.

(3.3)

Здесь все коэффициенты ai и bi вещественны и определяются только параметрами компонентов эквивалентной схемы цепи. Выражение (3.3) можно записать в ином виде в соответствии с основной теоремой алгебры: F ( p) = H

( p − z1 )( p − z2 )... ( p − zn ) ( p − p1 )( p − p2 )... ( p − pm )

,

(3.4)

H = an / bm − постоянный множитель (масштабный где коэффициент). Его часто опускают, предварительно пронормировав функцию; z i − корни числителя. Когда текущее значение p принимает значение p = z i , функция F ( p) = 0, поэтому корни числителя z i называют нулями (zero) функции; pi − корни знаменателя. Когда p = pi , функция стремится к бесконечности, поэтому pi называют полюсами (pole) функции.

Если имеется несколько одинаковых корней числителя или знаменателя, то их называют кратными нулями или кратными полюсами соответственно, а их числом определяют порядок кратности нуля или полюса. При отсутствии кратных нулей или полюсов их называют различными или простыми. Поскольку коэффициенты функции F ( p) могут быть только действительными, она обладает свойством сопряженной симметрии. Это означает, что ее нули и полюсы на плоскости комплексной переменной могут располагаться либо на действительной оси, либо симметрично относительно ее, т. е. могут быть либо действительными, либо мнимыми или комплексными, но только попарно сопряженными. Переход от функции цепи F ( p) к комплексной входной или передаточной функции F&(ω ) осуществляется заменой в выражении (3.3) переменной p на jω [1].

30

N (ω ) N R (ω ) + jN I (ω ) F&(ω ) = = D(ω ) DR (ω ) + jDI (ω )

(3.5)

или F ( p ) p = jω = F ( jω ) = F ( jω ) e jϕ (ω ) .

(3.6)

Из модели (3.5) следует, что АЧХ определяется по выражению: F (ω ) = F&(ω ) =

N R2 (ω ) + N I2 (ω ) , DR2 (ω ) + DI2 (ω )

(3.7)

а ФЧХ определяется по выражению: ϕ (ω ) = arg[F&(ω )] = arctg

N I (ω ) D (ω ) − arctg I . N R (ω ) DR (ω )

(3.8)

Частотной характеристикой схемы называют совокупность значений функции F ( jω ) на отрезке положительной полуоси jω , соответствующем некоторому заданному диапазону изменения частот ω − ∆ω . Амплитудно-частотной характеристикой (АЧХ) схемы называют соответствующую совокупность значений модулей F (ω ) в заданном диапазоне изменения частот ∆ω . Фазово-частотной, или фазовой, характеристикой (ФЧХ) схемы называют соответствующую совокупность значений фазовых углов ϕ (ω ) в заданном диапазоне частот ∆ω При построении графиков АЧХ и ФЧХ используется либо равномерная шкала частот, при которой fi +1 = f i + ∆f ( ∆f - шаг приращения частоты), либо логарифмическая шкала, при которой очередное значение частоты определяется из рекуррентного соотношения fi +1 = kfi . При наличии индуктивностей в цепи (3.3 а) уравнения следует формировать модифицированным методом узловых напряжений или осуществить замену индуктивностей гираторами (3.3 б), нагруженными на емкость, схема замещения в этом случае имеет вид, представленный на рисунке 3.3 в [5].

31

i

i

RГ

LЭ=RГ2С j

d

i

C

−

j

RГ

d

U dj

U ij

RГ

RГ

C

j

а)

б)

в)

Рисунок 3.3 Появляющийся при использовании гиратора дополнительный узел d приводит к увеличению количества уравнений на число индуктивностей. Расчет частотных характеристик проводится согласно алгоритма, приведенного в учебном пособии П.Н. Ганского «Машинный анализ и расчет электронных схем». 3.3 Определение функции чувствительности

Нестабильность схемных параметров (схемных функций, параметров частотных и временных характеристик, отдельных токов и напряжений и т.д.) оценивается их чувствительностью к вариациям значений параметров компонентов схемы. Чувствительность (относительная) определяется как отношение относительного изменения ∆K / K схемного параметра (схемной функции и др.) к относительному изменению ∆gi / gi одного из параметров компоненты схемы: K

S gi j =

∆K j / K j ∆gi / gi

=

∆K j gi . ∆gi K j

(3.9)

При малых изменениях gi , когда можно считать, что ∆gi → 0 и значит ∆gi = dgi , можно перейти к дифференциальной, или логарифмической, форме записи чувствительности: K

S gi j =

dK j / K j di g / gi

=

(

d ln K j

)=

d(ln gi )

g i dK j g ∂K j ⋅ = i ⋅ . K j dgi K j ∂gi

(3.10)

Из последнего выражения ясен способ вычисления чувствительности по известному выражению для K j = K j ( gi ) . Он основан на вычислении частных производных от схемных параметров (схемных функций и др.). 32

Для чувствительностей схемных параметров характерны некоторые соотношения инвариантности, которые имеют важное практическое значение [1]. Так: 1. Сумма чувствительностей некоторого схемного параметра к вариациям параметров всех компонентов пассивной схемы является величиной постоянной во всем диапазоне частот и остается инвариантной при любых эквивалентных преобразованиях схемы, т. е. N

K ∑ S g (ω ) = const .

(3.11)

j

i

i =1

Указанное свойство инвариантности, как видим, остается справедливым и для активных схем с зависимыми источниками тока, управляемыми напряжением, или зависимыми источниками напряжения, управляемыми током. Тогда их управляющие параметры имеют размерность проводимости или сопротивления. 2. Сумма нулевой (полюсной) чувствительности к вариации параметров всех компонентов схемы является величиной постоянной, равной нулю: N

∑ Sg

zj

i =1

i

= ∑ S gpii = 0 .

(3.12)

3. Сумма чувствительностей схемной функции к вариациям параметров всех реактивных компонентов ( L , C ) инвариантна для всех схем, описываемых такой же схемной функцией, и равна чувствительности той же схемной функции к вариациям комплексной переменной (комплексной частоты) p : l

d

∑ S Li j + ∑ S Cij = S p j , K

i =1

K

K

(3.13)

i =1

где l - число индуктивных компонентов в схеме; d - число емкостных компонентов в схеме; K

Sp j = l

4.

∑ i =1

K S Li j

p ∂K j . K j ∂p d

+ ∑ SCij = l + d . K

(3.14)

(3.15)

i =1

33

l+d

5.

∑ S gzii = − z i , i =1

l+d

∑ Sg i =1

pj i

= − pj .

(3.16)

Для определения чувствительности модуля и фазы передаточной функции к изменениям варьируемого параметра запишем следующее представление функции чувствительности: S

Kj gi

=

∂ K j e jϕ

gi

∂g i

K j e jϕ

(3.17)

или K

K

S gi j = S gi j + jϕS gϕi . Тогда чувствительность модуля передаточной изменениям варьируемого параметра определится: Kj

Sgi

K

= Re[ S g i j ] ,

(3.18) функции

к

(3.19)

а чувствительность фазы передаточной функции к изменениям варьируемого параметра определится:

S gϕi =

1

ϕ

K

Im[S g i j ] .

(3.20)

3.4 Анализ устойчивости схемы

Реакция неавтономной физической системы в общем случае содержит вынужденные составляющие, определяемые внешним воздействием (сигналом цепи), и свободные составляющие, определяемые только свойствами собственно системы (т. е. топологией и параметрами цепи). Устойчивыми (асимптотически) называются системы (цепи), в которых свободные составляющие реакции (токи и напряжения) после снятия внешнего воздействия с течением времени уменьшаются до нуля (затухают). Неустойчивыми называют системы (цепи), в которых свободные составляющие реакции по окончании действия внешнего возмущения продолжают возрастать. В реальных цепях неустойчивость вызывает самовозбуждение, т. е. генерацию нежелательных колебаний. 34

Анализ и расчет схем на устойчивость занимают в теории и практике применения электронных цепей очень важное место. Одна из глобальных целей расчета схем − обеспечить устойчивую работу соответствующих цепей в реальных условиях эксплуатации. Невыполнение указанной цели характеризует не качественность проведенных расчетов. Из приведенных ранее определений временных характеристик схемы следует, что импульсная характеристика, являющаяся реакцией схемы на единичный импульс воздействия, представляет собой свободную составляющую реакцию схемы в чистом виде. По виду импульсной характеристики, следовательно, можно согласно определению устойчивости судить о качестве анализируемой схемы. Так, затухающий характер импульсной характеристики свидетельствует об устойчивости процессов в схеме, незатухающий говорит о неустойчивости схемы. В свою очередь, вид импульсной характеристики схемы, определяеся согласно (3.21) обратным преобразованием Лапласа от соответствующей (передаточной) схемной функции F ( p) :

[

]

g(t ) = L −1 1 ⋅ F ( p) .

(3.21)

Более конкретно можно сказать, что вид импульсной характеристики g(t ) определяется полюсами функции F ( p) , точнее положением этих полюсов на комплексной плоскости. Если полюсы (корни знаменателя F ( p) ) находятся в левой полуплоскости на карте нулей и полюсов функции, т. е. σ < 0, то с течением времени импульсная характеристика g(t ) стремится к нулю. Это означает, что для устойчивости схемы корни pi ее характеристического уравнения (3.4) должны быть вещественными отрицательными или комплексными с отрицательными вещественными частями. В другом случае, когда полюсы расположены в правой полуплоскости ( σ > 0), экспоненциальные составляющие в выражении g(t ) имеют положительную степень и импульсная характеристика с течением времени неограниченно возрастает. Отсюда вытекает широко известное правило: схемы, описываемые функциями с полюсами в правой полуплоскости, являются неустойчивыми. Характер неустойчивого процесса (форма импульсной характеристики) определяется расположением правых полюсов относительно действительной оси. При комплексно-сопряженном pП = σ П ± jω П соответствующая свободная правом полюсе составляющая реакции является периодической функцией с частотой ω П и амплитудой, экпоненциально возрастающей со скоростью σ П до ограничения ее нелинейностью вольтамперных характеристик компонент схемы, когда соответствующий полюс в силу изменившихся параметров компонентов схемы сдвинется в левую полуплоскость. При вещественном

35

правом полюсе свободная составляющая реакции монотонно (по экспоненте) возрастает до аналогичного ограничения нелинейностью компонент схемы. Пассивные схемы всегда устойчивы, свободные составляющие их реакции затухают вследствие ничем не компенсируемых тепловых потерь. Анализ схемы на устойчивость проводят различными способами, основанными на анализе корней знаменателя схемной функции (3.4) и отличающимися характером критерия, по которому судят о наличии полюсов функции в правой полуплоскости. Среди них алгебраический критерий устойчивосити Рауса−Гурвица, позволяющий определять знаки действительной части полюсов, без вычисления самих корней, частотные критерии устойчивости Найквиста, Михайлова и др., позволяющие судить об устойчивости по виду или отдельным признакам частотного годографа. При расчете схем важно определить параметры ее компонентов таким образом, чтобы их небольшие допустимые вариации, неизбежные в условиях эксплуатации электронной цепи, не выводили ее из устойчивого состояния. Таким образом, приходят к понятию запаса устойчивости схемы, который определяется минимальным расстоянием полюсов до мнимой оси, допустимым при заданной их нестабильности, определяемой, в свою очередь, допустимой нестабильностью параметров компонентов схемы.

36

4 Курсовая работа Исходные данные для выполнения курсовой работы выдаются преподавателем индивидуально. Курсовая работа состоит из двух частей. В первой части работы проводится анализ статического режима схемы, определяются начальные условия при анализе схемы в области малого и большого сигналов, выполняется настройка схемы на заданный режим. Во второй части курсовой работы выполняется малосигнальный анализ схемы в частотной области, определяется передаточная функция, рассчитываются АЧХ, ФЧХ, чувствительность схемы к изменениям заданного варьируемого параметра, проводится анализ устойчивости схемы. 4.1 Задание на выполнение курсовой работы

Задание на выполнение курсовой работы включает: 1. Анализируемую схему. Причем, транзисторы, ОУ, если они присутствуют в схеме, считать идеальными. Значения параметров активной и пассивной частей схемы; параметры источников питания и источников сигнала, метод, рекомендуемый для формирования системы уравнений математической модели. 2. Для заданной электронной схемы выполнить анализ статического режима: а) сформировать схемную модель; б) сформировать математическую модель; в) выполнить настройку схемы на заданный режим. 3. Выполнить малосигнальный анализ заданной схемы в частотной области: а) сформировать схемную и математическую модели; б) найти передаточную функцию между заданными узлами схемы; в) рассчитать АЧХ и ФЧХ при номинальных параметрах и отклонении варьируемого параметра на ±10 %; г) найти и рассчитать чувствительность модуля и фазы передаточной функции к изменениям заданного варьируемого параметра; д) выполнить анализ устойчивости схемы.

37

4.2 Пример выполнения курсовой работы

В данном разделе проиллюстрируем конкретным примером анализ статического режима схемы и малосигнальный анализ схемы в частотной области. Анализируемая схема усилительного каскада приведена на рисунке 4.1. Значения параметров активной и пассивной частей схемы; параметры источников питания и источников сигнала считать известными. Для формирования системы уравнений математической модели использовать метод узловых напряжений. Курсовая работа будет выполняться согласно описанию в разделе 4.1.

Рисунок 4.1 4.2.1 Анализ статического режима Формирование схемной модели Статический режим схемы определяет начальные условия при ее анализе в области малого и большого сигналов. Выбираем для описания математической модели систему уравнений, составленную методом узловых напряжений. Согласно выбранному методу формируется схемная модель, как было рассмотрено ранее в разделе 2.1. Итак, поскольку проводится анализ статического режима методом узловых напряжений, для формирования схемной модели преобразуем исходную схему следующим образом: - исключаем реактивные элементы, поскольку статический режим – это режим по постоянному току, соответствующим образом; - линейные сопротивления заменяем линейными проводимостями; - исключаем источники сигналов (см. рисунок 4.2 а);

38

- источник питания, представляющий собой источник напряжения преобразуем в источник тока. Для этого ветвь, с последовательно соединенными источником напряжения Еп и резистивным элементом R5, на основании теоремы Нортона преобразуем в параллельно соединенные проводимость g5 = 1/R5 и источник тока J = g5 ⋅E (см. рисунок 4.2 б); - условное обозначение нелинейного компонента схемы, биполярного транзистора структуры n-p-n, заменяем эквивалентной схемой замещения, моделью Эберса-Молла. Источник тока, управляемый током, в этой модели преобразуем соответствующим образом в источник тока, управляемый напряжением (см. рисунок 4.3).

а)

б) Рисунок 4.2

Рисунок 4.3

39

После указанных преобразований модель, представленная на рисунке 4.3, будет представлять собой схемную модель. Обозначим узлы, их в данном случае будет четыре. Формирование математической модели Математическую модель формируем по схемной модели согласно разделу 2.2. Модель цепи, нелинейные элементы которой представлены схемами замещения вида 1.6 а; источники напряжения преобразованы в эквивалентные источники тока, будет описана системой уравнений, составленной методом узловых напряжений:

Y⋅U = I

(4.1)

где Y – матрица проводимостей; U – вектор узловых напряжений; I – вектор узловых токов, содержащий параметры источников воздействия и эквивалентных источников линеаризованных моделей. Режим по постоянному току определяется решением уравнения (4.1) Необходимо отметить, что матрица узловых проводимостей Y представляет собой сумму: Y = Y1 + Y2 + Y3 + Y4,

(4.2)

где Y1 – матрица линейных проводимостей; Y2 – матрица нелинейных проводимостей; Y3, Y4 – матрицы управляемых источников. Запишем отдельно элементы перечисленных матриц.

Y1 =

g1 + g 2 + gУЭ + gУК

− gУК

− gУЭ

− g1

− gУК

g3 + gУК

− g3

− gУЭ

0 − g3

0 g 4 + gУЭ

0

0

g1 + g 3 + g 5

− g1

Y2 =

g Э (u ) + g К (u )

− g К (u )

− g Э (u )

− g К (u )

g К (u )

− g Э (u )

0

0 g Э (u )

0

0

0

0 0 . 0 0

.

(4.3)

(4.4)

Нелинейные проводимости gК(u) и gЭ(u) на этой схеме в соответствии с (1.4) и (2.2) имеют вид: 40

g К (u ) =

uК mК ϕТ

I К′ 0 (е uК

− 1)

и

g Э (u ) =

I Э′ 0 (е

uЭ m Эϕ Т

uЭ

− 1)

.

(4.5)

При формировании матрицы проводимостей активной части, к которой относятся управляемые источники, номера узлов, соответствующие входным зажимам ИАП, определяют номера столбцов, а номера узлов, соответствующие выходным зажимам ИАП, определяют номера строк. Значение параметра записывается на пересечении этих строк и столбцов. Знак параметра определяется следующим образом. Для параметра Yab источника тока, управляемого напряжением, a – номер строки, b – номер столбца матрицы проводимостей соответствуют номеру выходного зажима и номеру входного зажима ИАП. Если обозначить стрелками направление тока управляемого источника и направление управляющего напряжения, причем присвоить соответствующие номера узлов началам и концам стрелок, то знак параметра Yab будет без инверсии при соответствии номерам узлов a и b комбинации стрелок «начало – начало» или «коней – коней». В случае, когда номерам данных узлов будут соответствовать комбинации стрелок «начало – конец» или «конец – начало», знак параметра Yab будет с инверсией.

Y3 =

Y4 =

− α N g Э (u )

0

α N g Э (u )

0

α N g Э (u ) − α N g Э (u )

0

0

0

0

0

0

− α I g К (u )

α I g К (u )

0

0

0

α I g К (u )

0 − α I g К (u )

0

0

0

0

0 0 . 0 0

0 0 0 0

.

(4.6)

(4.7)

41

После группировки приходим к матричному уравнению: g1 + g 2 + gУЭ + gУК +

(α I − 1) g К (u )

(1 − α N ) g Э (u ) + (1 − α I ) g К (u ) − gУК

α N g Э (u ) − gУК − g К (u )

(α N − 1) g (u )

− g1

− gУЭ

g3 + gУК + g К (u ) − α т g Э (u )

u1

− g3

x α I g К (u ) − gУЭ − g Э (u )

− α I g К (u )

g 4 + gУЭ + g Э (u ) 0

− g1

− g3

0

u2 u3 u4

0

=

0 0 g5 ЕП

(4.8)

g1 + g 3 + g5

Решаем систему уравнений (4.8) и определяем значения узловых напряжений. Настройка схемы на заданный режим производится по заданным преподавателям критериям. В данном задании это обеспечение заданного значения падения напряжения между эмиттером и коллектором. Оно должно находиться по заданию в диапазоне (3 ÷ 5) В. Если найденные значения не соответствуют этим критериям, то значения некоторых линейных проводимостей изменяют и пересчитывают значения узловых напряжений заново. И так до тех пор, пока не будут обеспечены заданные критерии. На основании полученных значений проводится малосигнальный анализ в частотной области. 4.2.2 Малосигнальный анализ схемы в частотной области

Малосигнальный анализ схемы в частотной области начинается с формирования схемной и математической моделей. Также как и в анализе статического режима для составления системы уравнений, описывающих математическую модель, примем метод узловых напряжений. Формирование схемной и математической моделей Схемная и математическая модели формируются согласно описанию в разделе 3.1. Итак, поскольку проводится малосигнальный анализ схемы в частотной области методом узловых напряжений, для формирования схемной модели преобразуем исходную схему следующим образом: - линейные сопротивления заменяем линейными проводимостями; - исключаем источники питания (см. рисунок 4.4);

42

- источник сигнала, представляющий собой источник напряжения преобразуем в источник тока. Для этого ветвь, с последовательно соединенными источником напряжения Ес и емкостным элементом С1, на основании теоремы Нортона преобразуем в параллельно соединенные емкость pC1 и источник тока J = pC1 ⋅Ec ; - условное обозначение нелинейного компонента схемы, биполярного транзистора структуры n-p-n, заменяем эквивалентной схемой замещения c «аномальными» элементами (см. рисунок 4.5). Обозначим узлы, их будет четыре.

Рисунок 4.4

Рисунок 4.5 Математическую модель формируем по полученной схемной модели согласно разделу. Модель цепи будет описана системой уравнений, составленной методом узловых напряжений: Y⋅U = I

(4.9)

где Y – матрица проводимостей; U – вектор узловых напряжений; 43

I – вектор узловых токов. Составим вначале матрицу параметров регулярной части схемы:

Y=

g1 + g 2 + pC1

0

0

g1 + pC3

0 − g1

− g1

0

0 0 + g3

0 − g3

0

− g3

g1 + g 3 + g 5 + pC2

.

(4.10)

Так как напряжение, приложенное к нуллатору, равно нулю, уравниваем соответствующие узловые напряжения (U1 = U 2 ) и суммируем между собой первый и второй столбцы матрицы Y, соответствующие узлам, между которыми включен нуллатор. Поскольку количество уравнений превышает количество неизвестных узловых напряжений, суммируем между собой вторую и третью строки матрицы Y и задающие узловые токи, соответствующие узлам, между которыми включен норатор. Матрица параметров после указанных преобразований примет вид: g1 + g 2 + pC1

Y = g1 + pC3 − g1

0

− g1

+ g3

− g3

− g3

g1 + g 3 + g 5 + pC2

.

(4.11)

Математическая модель анализируемой схемы, описанная системой уравнений методом узловых напряжений, будет иметь следующий вид: g1 + g 2 + pC1

0

− g1

g1 + pC3

+ g3

− g3

− g1

− g3

g1 + g 3 + g 5 + pC2

U1

pC1 ⋅ Ec

x U3 = 0 U4

.

(4.12)

0

Решение полученной системы уравнений дает искомые значения узловых напряжений. Однако следует помнить о том, что были приравнены узловые напряжения (U1 = U 2 ) , поэтому, определив значения узловых напряжений, необходимо присвоить U 2 значения узлового напряжения U1 . Определение передаточной функции Передаточную функцию анализируемой схемы определяем между узлами 1 и 3: F13 ( p) =

где

44

∆13 ( p ) ∆11 ( p )

(4.13)

∆13 ( p ) =

g1 + pC3

− g3

− g1

g1 + g 3 + g 5 + pC2

∆13 ( p) = ( g12 + g1 ⋅ g5 + p 2C2C3 ) + p[( g1 + g3 + g5 )C3 + g1C2 ] ∆11 ( p ) =

+ g3

− g3

− g1

g1 + g 3 + g 5 + pC2

∆11 ( p) = g3 ( g1 + g5 ) + pC2

(4.14) (4.15) (4.16) (4.17)

При p = jω передаточная функция цепи примет вид: F13 (ω ) =

∆13 (ω ) ( g12 + g1 ⋅ g5 − ω 2C2C3 ) + jω [( g1 + g3 + g5 )C3 + g1C2 ] = . ∆11 (ω ) g3 ( g1 + g5 ) + jωC2

(4.18)

Введем некоторые обозначения: N R = g12 + g1 ⋅ g5 − ω 2C2C3 N I = ω[( g1 + g3 + g5 )C3 + g1C2 ] DR = g3 ( g1 + g5 ) DI = ωC2

(4.19) (4.20) (4.21) (4.22)

Построение АЧХ и ФЧХ Рассчитаем АЧХ и ФЧХ при номинальных параметрах и отклонении варьируемого параметра (g3) на ±10 %. Из модели (3.5) следует, что АЧХ определяется по выражению: F (ω ) = F&(ω ) =

N R2 (ω ) + N I2 (ω ) , DR2 (ω ) + DI2 (ω )

(4.23)

Т.е.: F&(ω ) =

( g12 + g1 ⋅ g5 − ω 2C2C3 ) 2 + ω 2 [( g1 + g3 + g5 )C3 + g1C2 ]2 . g32 ( g1 + g5 ) 2 + ω 2C22

(4.24)

Тогда ФЧХ определяется по выражению: N I (ω ) D (ω ) − arctg I , N R (ω ) DR (ω )

(4.25)

ω[( g1 + g3 + g5 )C3 + g1C2 ] ωC 2 − arctg . 2 2 g1 + g1 ⋅ g5 − ω C2C3 g3 ( g1 + g5 )

(4.26)

ϕ (ω ) = arg[F&(ω )] = arctg

ϕ (ω ) = arctg

45

При построении графиков АЧХ и ФЧХ по моделям (4.24) и (4.26) используется либо равномерная шкала частот, при которой f i +1 = f i + ∆f ( ∆f - шаг приращения частоты), либо логарифмическая шкала, при которой очередное значение частоты определяется из рекуррентного соотношения fi +1 = kfi . Изначально строятся АЧХ и ФЧХ при номинальном значении параметра g3 , а затем при его отклонении на ± 10 %. Определение функции чувствительности Функция чувствительности является количественной мерой чувствительности. Рассчитать чувствительность модуля и фазы передаточной функции к изменениям заданного варьируемого параметра (g3). Для определения чувствительности модуля и фазы передаточной функции к изменениям варьируемого параметра запишем следующее представление функции чувствительности: S

Kj gi

=

∂ K j e jϕ

gi

∂g i

K j e jϕ

(4.27)

или K

K

S g i j = S g i j + jϕS gϕi . Тогда чувствительность модуля передаточной изменениям варьируемого параметра определится: Kj

S gi

K

= Re[ S g i j ] ,

(4.28) функции

к

(4.29)

а чувствительность фазы передаточной функции к изменениям варьируемого параметра определится: S gϕi =

1

ϕ

K

Im[S g i j ] .

(4.30)

Анализ устойчивости схемы Анализ схемы на устойчивость проводят различными способами, основанными на анализе корней характеристического уравнения, каким является знаменатель схемной функции (3.4). Эти способы отличаются характером критерия, по которому судят о наличии полюсов функции в алгебраический критерий правой полуплоскости. Среди них

46

устойчивосити Рауса−Гурвица, позволяющий определять знаки действительной части полюсов, без вычисления самих корней, частотные критерии устойчивости Найквиста, Михайлова и др., позволяющие судить об устойчивости по виду или отдельным признакам частотного годографа. В данном пособии устойчивость определим по корням зарактеристического уравнения. Это означает, что для устойчивости схемы корни pi знаменателя модели (3.4) должны быть вещественными отрицательными или комплексными с отрицательными вещественными частями. D (ω ) = g3 ( g1 + g5 ) + pC2

(4.31)

Т.е.: g3 ( g1 + g 5 ) + pC2 = 0 p=−

g3 ( g1 + g5 ) C3

(4.32) (4.33)

Таким образом, устойчивость анализируемой схемы определится знаком значений параметров модели (4.33).

47

Список использованных источников 1 Бондарь В.А. Методы анализа и расчета электронных схем: Учеб.пособ. – Томск, 1998.- 436 с. 2 Сигорский В.П., Петренко А.И. Алгоритмы анализа электронных схем.- М.: Сов.радио, 1976.- 396 с. 3 Иваницкий А.М., Зелинский М.М Классификация трехполюсных идеальных преобразователей.- Труды учебных институтов связи.- 1970.- № 49. 4 Основы инженерной электрофизики. Ч. II. Основы анализа и синтеза электронных цепей/ Под ред. П.А. Ионкина.- М.: Высш.школа, 1972.- 340 с. 5 Ганский П.Н. Машинный анализ и расчет электронных схем.- М.: Издательство «АВС Паблиш», 1999.- 224 с. 6 Самарский А.А., Гулин А.В. Численные методы.- М.: Наука, 1989.246 с. 7 Лисицкая И.Н., Синицкий Л.А, Шумков Ю.М. Анализ электрических цепей с магнитными и полупроводниковыми элементами.Киев: Наукова думка, 1969.- 348 с. 8 Бессонов Л.А. Теоретические основы электротехники.- М.: Высш.школа, 1978.- 528 с. 9 Матханов П.Н. Основы анализа электрических цепей. Нелинейные цепи.- М.: Высш.школа, 1977.- 574 с. 10 Ганский П.Н. Об эквивалентных преобразователях схем с управляемыми источниками.- Радиотехника и электроника.- 1976.- № 10. 11 Влах И., Сингхал К. Машинные методы анализа и проектирования электронных схем: Пер. с англ.- М.: Радио и связь, 1988.- 560 с.

48