Архитектура и схемотехника быстродействующих операционных усилителей: монография

МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО ПО ОБРАЗОВАНИЮ

Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса

Н.Н. Прокопенко, А.С. Будяков

АРХИТЕКТУРА И СХЕМОТЕХНИКА БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИХ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ Монография

ШАХТЫ 2006

УДК 621.375 ББК 32.846 П804 Авторы: д.т.н., профессор, зав. кафедрой «Информационные системы и радиотехника» ЮРГУЭС Н.Н. Прокопенко ассистент кафедры «Информационные системы и радиотехника» ЮРГУЭС А.С. Будяков Рецензенты: д.т.н., профессор кафедры «Системы автоматического управления» ТРТУ С.Г. Крутчинский д.т.н., профессор, зав. кафедрой «Системы автоматического управления» ТРТУ В.И. Финаев к.т.н., доцент кафедры «Информационные системы и радиотехника» ЮРГУЭС В.Г. Манжула П804

Прокопенко, Н.Н. Архитектура и схемотехника быстродействующих операционных усилителей: монография / Н.Н. Прокопенко, А.С. Будяков. – Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2006. – 231 с. ISBN 5-93834-261-9

Рассмотрены тенденции развития архитектуры и схемотехники операционных усилителей (ОУ) с обратной связью по напряжению (ОСН) и токовой обратной связью (ТОС). Проведен сравнительный анализ их предельных динамических параметров с учетом нелинейных режимов работы. Исследован новый подкласс ОУ с так называемой обобщенной токовой обратной связью, сочетающих в себе ряд свойств ОУ других классов. Обсуждаются структурные методы исключения динамической асимметрии быстродействующих ОУ. Рассмотрены особенности схемотехники ОУ с нелинейными параллельными каналами и их классификация с учетом несимметрии обратной связи в режиме малого и большого сигналов, а также полярностей входных напряжений. Приведены примеры построения архитектуры быстродействующих ОУ с нелинейными параллельными каналами. Рассмотрены основы схемотехники входных каскадов (ВхК) быстродействующих ОУ. Дана классификация существенных нелинейностей ВхК и методов их компенсации. Установлены энергетические ограничения для входных каскадов ОУ с предельным быстродействием. Приведены результаты моделирования ряда аналоговых микросхем с предельными параметрами по быстродействию, площади усиления, времени установления переходного процесса для малых зон динамической ошибки, а также микросхем ОУ с опцией rail-to-rail по входу и выходу. Для инженерно-технических работников и студентов, связанных с разработкой и применением аналоговых микросхем и аналоговых интерфейсов.

УДК 621.375 ББК 32.846 ISBN 5-93834-261-9

2

© Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса, 2006 © Н.Н. Прокопенко, А.С. Будяков, 2006

ВВЕДЕНИЕ Главная тенденция развития сложной электронной компонентной базы [1-115] выражается в переходе к системам на кристалле и, очевидно, будет определяющей не только в начале XXI века, но и в более отдаленной перспективе. В ближайшее десятилетие коммерческие продукты во всех сферах человеческой и государственной жизнедеятельности – от систем навигации, радиосвязи, безопасности, обработки информации, телекоммуникаций до биомедицинских систем, систем идентификации, управления климатом, коммунальным хозяйством и т.д. – будут основаны на электронных компонентах, представляющих системы на кристалле (СнК, SoC) [108]. Лавина новых микроэлектронных изделий будет выброшена на рынок, что обострит и до того серьезную конкурентную борьбу среди компаний-производителей электронных компонентов, инструментального программного обеспечения, систем автоматизированного синтеза [109]. Реализация концепции «системы на кристалле» связана с решением целого класса взаимосвязанных проблем, среди которых важнейшей является задача существенного уменьшения потребляемой мощности при одновременном повышении быстродействия отдельных узлов и блоков. В отличие от цифровой электроники, где ужесточение технологических норм изготовления компонентов не только уменьшает потребляемый ток, но и повышает быстродействие, в аналоговой электронике такого результата получить не удается [116]. Этот эффект связан с проблемами создания субмикронного экономичного транзистора с набором высококачественных малосигнальных параметров и стабильностью статических характеристик. Именно поэтому «средний» по своим частотным свойствам операционный усилитель потребляет от шины питания ток, соизмеримый с током достаточно производительного микроконтроллера, содержащего в десятки тысяч раз больше транзисторов [116]. Сегодня большинство биполярных аналоговых интегральных схем производится с использованием базовой технологии или ее различных вариаций [110]. Последовательность операций этой технологии относительно простая и недорогая. Однако многие схемотехнические приложения особой коммерческой важности требуют постоянного улучшения частотных характеристик, которые напрямую связаны с необходимостью иметь в технологии транзисторы с улучшенными частотными свойствами. Требования более высокого быстродействия заставляют оптимизировать толщину базы, чтобы уменьшить время пролета носителей заряда и конечные размеры элементов для уменьшения паразитных емкостей. Меньшие размеры элементов требуют пропорционального уменьшения ширины обедненного слоя p-n перехода, что в свою очередь вынуждает использовать 3

меньшие рабочие напряжения питания транзистора и более высокие концентрации примесей в их структуре [110]. Это существенно отражается на схемотехнике микроэлектронных устройств. Альтернативы системам на кристалле не существует. Однако сегодня не менее 75 % изделий интегральной электроники, используемых в мире при создании электронной аппаратуры, употребляет при производстве значительно более дешёвую и, как правило, более высоковольтную технологию с разрешением 0,8....2,0 мкм [111]. Это объясняется тем, что в соответствии с [108] стоимость шаблонов с нормами на уровне 130 нм приближается к одному миллиону долларов, и ожидается, что их стоимость будет гораздо выше для процессов на уровне 65,45 нм и далее. Если еще учесть увеличение затрат по проектированию отдельных устройств (несмотря на очень большие успехи в повторном использовании IP), то стоимость проектирования SoC на уровне 130-90 нм оценивается от 5-ти до 20ти миллионов долларов [108]. Поэтому большинство предприятий США, Европы и Южной Азии, выпускающие не менее 75 % всех ИС, работают при топологических нормах, превышающих 1 мкм (в основном 2...3 мкм), на пластинах диаметром 125-150 мм [112]. Около 90 % мировой продукции ИС укладывается в топологические нормы более одного микрона, причем доминируют размеры в 2-3 мкм [112]. В цифровых интегральных микросхемах результатом увеличения скорости обработки информации стали тенденции постоянного уменьшения напряжения питания, что является «анафемой» в аналоговом проектировании с высокими характеристиками [113]. При технологических нормах 350 нм (3,3 В) по-прежнему достаточно схемотехнических возможностей для аналоговых проектирований с высокими характеристиками, хотя наличие 5 В питания было бы предпочтительнее. При нормах 180 нм (1,8 В) процесс усложняется и характеристики страдают. При 120 нм (1,2 В) аналоговое проектирование значительно усложняется даже при ухудшенных характеристиках. При 90 нм аналоговое проектирование практически невозможно [113]. За пределами 90-130 нм процессов нас ждут фундаментальные схемотехнические и энергетические ограничения, что потребует управления потребляемой мощностью на системном уровне [108]. В этой связи необходима поддержка новых семейств микросхем и подходов к их проектированию, ориентированных на снижение мощности, улучшение производительности при низковольтном питании. Поэтому исследования, направленные на разработку экономичных (с точки зрения энергопотребления) схемотехнических методов повышения быстродействия различных операционных преобразователей аналоговых сигналов (операционных усилителей, НЧ усилителей мощности, выходных каскадов, программируемых непрерывных стабилизаторов напряжения и т.д.), следует отнести к числу наиболее актуальных в современной микроэлектронике. 4

Таким образом, достаточно важным вопросом для микросхемотехники является разработка новых архитектурных решений, позволяющих повысить обобщенные качественные показатели аналоговых микроэлектронных изделий, реализуемых на основе топологических норм 1-3 мкм. Это позволит обеспечить относительную независимость отечественных систем радиоэлектронного профиля и выпуск необходимой номенклатуры аналоговых микросхем различного уровня интеграции на уровне микронной технологии. Указанную проблему в ряде случаев удается решить путем создания нового поколения принципиальных схем, обеспечивающих кардинальное уменьшение степени влияния активных компонентов и нелинейных режимов их работы на результирующие динамические характеристики и параметры АМ [1, 2, 3, 116]. Качественные показатели достаточно широкого класса систем и устройств радиотехники, приборостроения, связи, автоматики существенно зависят от динамических параметров одного из самых распространенных функциональных аналоговых узлов РЭА – широкополосных операционных усилителей. Совершенствованию микросхем данного класса уделяется большое внимание фирмами Analog Devices, Texas Instruments, BurrBrown, Maxim, Philips, Harris, National Semiconductor и др., которые в настоящее время доминируют в России на этом рынке микроэлектронных изделий. В этой связи для многих предприятий, в том числе выпускающих спецтехнику, особенно актуальным становится решение задачи импортозамещения около 20 типов операционных усилителей с параметрами, превосходящими их зарубежные аналоги. Не менее важным местом аналоговой микросхемотехники в современной радиоэлектронной аппаратуре являются гаммы функциональных устройств на базе многообещающей технологии Si/Ge. SiGe БиКМОП технология занимает сегодня лидирующие позиции в области изготовления СБИС для цифровой обработки сигналов, телекоммуникационных систем и многих других важных практических приложений, что обусловлено простотой интеграции в стандартный КМОП процесс, относительно низкой стоимостью производства, большим процентом выхода годных и высоким быстродействием приборов [114]. Крупнейшие компании, такие как IBM, Daimler-Benz, Phillips, Hitachi, разрабатывают и производят интегральные схемы, основным компонентом которых являются быстродействующие SiGe биполярные транзисторы, с граничными частотами 100 ГГц. Так, компанией IBM было показано, что граничная частота SiGe гетеробиполярных транзисторов может достигать 210 ГГц. С развитием технологии Si1-xGex-сплавов появилась возможность создания быстродействующих МОП транзисторов с SiGe/Si каналом, что в перспективе позволит создавать на их основе быстродействующие КМОП микромощные схемы с граничными частотами 40-50 ГГц [114]. 5

В настоящей работе рассматриваются методы повышения быстродействия операционных усилителей, реализуемых по микронным, в частности комплементарным и БиКМОП технологиям, освоенным рядом российских предприятий. Большинство обсуждаемых ниже схемотехнических решений эффективны и для других технологических процессов, например, SiGe. В главе 1 анализируются основные динамические параметры классических структурных схем операционных усилителей с обратной связью с учетом нелинейных режимов работы входных и выходных каскадов. Тенденциям развития архитектуры операционных усилителей с обратной связью по напряжению (ОСН) посвящена глава 2. Здесь рассмотрены методы исключения динамической перегрузки входных каскадов быстродействующих ОУ. Исследована схемотехника ОУ, обладающих рядом свойств усилителей с токовой обратной связью (ТОС). Предельные динамические параметры ОУ с токовой обратной связью и их сравнение в линейном и нелинейном режимах с ОУ других классов рассматриваются в главе 3. Глава 4 посвящена особенностям схемотехники ОУ с нелинейными параллельными каналами. Введена расширенная классификация ОУ с учетом несимметрии их обратной связи в режиме малого и большого сигналов, а также полярностей входных напряжений. Приведены примеры построения архитектуры быстродействующих ОУ с нелинейными параллельными каналами. В главе 5 рассматриваются основы схемотехники входных каскадов (ВхК) быстродействующих ОУ. Дана классификация существенных нелинейностей ВхК и методов их компенсации. Определены энергетические ограничения для входных каскадов ОУ с предельным быстродействием. В главе 6 приведены результаты моделирования ряда аналоговых микросхем с предельными параметрами по быстродействию, площади усиления, времени установления переходного процесса для малых зон динамической ошибки, а также микросхем ОУ с опцией rail-to-rail по входу и выходу. В подготовке материалов для настоящей монографии принимали участие инженеры Н.В. Ковбасюк (пп. 5.1, 5.2, 5.7, глава 6), С.В. Крюков (глава 6), А.И. Сергеенко (глава 6), за что авторы выражают им искреннюю признательность.

6

Глава 1 ОСНОВНЫЕ ДИНАМИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ И ХАРАКТЕРИСТИКИ БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИХ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ

Микросхемы современных операционных усилителей (ОУ) представляют собой достаточно сложные нелинейные динамические системы, свойства которых описываются более 50 параметрами [1-3]. В зависимости от области применения ОУ та или иная группа параметров и характеристик становится доминирующей. Для быстродействующих микросхем ОУ это, прежде всего, малосигнальные амплитудно-частотные характеристики, а также совокупность качественных показателей при работе с импульсными и синусоидальными сигналами большой амплитуды, которые необходимо рассматривать с учетом сопутствующих нелинейностей входного, выходного и промежуточного каскадов. 1.1 Малосигнальные амплитудно-частотные характеристики Функциональные схемы инвертирующих и неинвертирующих ОУ, которые принято называть решающими усилителями (РУ), показанные на рисунке 1.1, включают резисторы обратной связи R1-R2 (рис. 1.1), резисторы входного делителя напряжения R3-R4 (рис. 1.1б) и операционный &y усилитель А1 с комплексным коэффициентом передачи K & Ky U & y ( jω) = K = вых , (1.1) & (1 + jωτ )(1 + jωτ )...(1 + jωτ ) U к

1

n

вх

где τ1 , τ 2 ,..., τ n – постоянные времени высоких частот отдельных каскадов n-каскадного усилителя А1; τк >> τi (i =1, 2...n ) – постоянная времени типовой корректирующей цепи ОУ. Схемная функция передачи входного напряжения инвертирующим ОУ (рис. 1.1 а) имеет в общем случае следующий вид [2]: & R 1 T& y & & 1.вых ) = U вых , Wy ( jω) = (1 + K ⋅ (1.2) R 2 1 + T& y E& вх.1

7

& y.х K & нK & o.c – петлевое усиление по напряжению РУ; K & y.х – коэфгде T& y = K

фициент передачи напряжения ОУ в режиме холостого хода ( R н = ∞ , С н = 0 ), причем & y ⋅Y & вх &   K & y.x = U вых.х = K & y 1 + 1  + K , (1.3)  2K & вх & ос.сф  K & ос.сф (Y3 + Y & вх.сф.2 ) U   & н – коэффициент передачи выходной цепи ОУ, причем K & вых Z& н.э U & Kн = = , (1.4) & вых .х R& вых + Z& н.э U & вых.х – выходное напряжение ОУ в режиме холостого хода, когда Rн и где U & вх.сф.2 , Y & oc.сф , Y Сн отсутствуют; Y3 = R 3−1 , K вх .сф.1 , Yвх – параметры ОУ [2]; & н−.1э – эквивалентное комплексное сопротивление нагрузки ОУ, коZ& н.э = Y торое определяется следующей формулой & & н. э = Y & н + Y1 (Y2 + Yвх.1э ) , Y & вх.1э Y1 + Y2 + Y где & (Y + Y & Y вх .сф.2 ) & вх.12 = Y & вх.сф.1 + вх 3.4 Y , & вх + Y3.4 + Y & вх.сф.2 Y

(1.5)

(1.6)

Y3.4 = Y3 + Y4 = R 3−.14 , & o.c – коэффициент обратной связи РУ, который определяется следуюK щим выражением & Y3.4 + Y Y1 вх .сф.2 & o .c = K ⋅ , (1.7) & вх.1э Y & вх + Y3.4 + Y & вх.сф.2 Y1 + Y2 + Y где K1 = R 1−1 , Y2 = R 2−1 .

K& y

а)

б)

Рис. 1.1. Инвертирующий (а) и неинвертирующий (б) решающие усилители

8

& 1.вых в уравнении (1.2) учитывает прямую передачу Коэффициент K входного напряжения на выход и по цепям обратной связи: & вх   Y & 1.вых = R вых 1 + . K (1.8) & y. x R 1  Y & вх + Y & вх.сф.2  K   В диапазоне высоких частот комплексный характер более 10 коэффициентов уравнения (1.2) существенно затрудняет анализ свойств РУ в общем виде, так как приоритет в выделении тех или иных доминирующих факторов существенно зависит от численных значений параметров ОУ, свойств нагрузки, паразитных емкостей и т.д. и т.п. Для сравнительно низкочастотной области и при малых емкостях нагрузки & y K н K o.c , T& y = K & u .x ≈ K & y, K Kн =

Rн , R н + R вых

  R вх R R1 1 + 1 + , R вх + R 3.4  R 2 R вх + R 3.4  R вх.1э ≈ R вх + R 3.4 , R (R + R 3.4 ) K i.вых = вых вх . K y R 1R вх

K о .с =

(1.9)

Аналогично находится аналитическое выражение для коэффициента передачи у неинвертирующего решающего усилителя [2]. Анализ формул (1.2)-(1.3) показывает, что одна из основных составляющих коэффициента передачи инвертирующего РУ связана с частотной & y . При работе в неинвертирующем включении на частотзависимостью K & y ( jω) кроме K оказывают существенное влияние ную зависимость W y

& ос.сф , Y & вх.сф.2 . & вх.сф.1 , Y K

Коэффициент передачи РУ для эквивалентного входного воздействия. В общем случае передача напряжения замкнутых РУ (рис. 1.1 а и б) определяется по единой формуле [1] T& y & вых = & вх.э = W & yU & вх.э , U U (1.10) & 1 + Ty & вх.э = K & (п− ) Е& вх.1 – для инвертирующего РУ (рис. 1.1 а); U & вх.э = K & (п+ ) Е& вх.2 – где U для неинвертирующего РУ (рис. 1.1 б), причем

9

& (−) ≈ − R1 , K & ( + ) ≈ 1 + R 1  1 , K п п  R  R3 R2  2 1+ R4 &y= W

(1.11)

T& y – коэффициент передачи РУ для эквивалентного входного 1 + T& y

& вх.2 . воздействия U Анализ частотных характеристик замкнутых РУ. Если коэффи& y ( jω) ) имеет второй порядок передаточной функциент передачи ОУ ( K ции

Ky

& y ( jω) = K

, (1.12) (1 + jωτ к )(1 + jωτ1 ) то передаточная функция замкнутого ОУ и ее модуль при Ty >> 1 и τ к >> τ1

& y ( jω) = W

1 1 ≈ , 1 + jω(τ к + τ1 ) − ω2 τ1τ к 1 − ω2 τ τ к + jω τ к 1+ 1 Ту Ту Ty

& ( jω) = W

1 2

.

(1.13)

(1.14)

  1 − ω2 τ1 τ к   Т у   Из последней формулы следует, что в частном случае, когда в существенном диапазоне частот доминирует постоянная времени корректирующей цепи ( τ1 ≈ 0 ), верхняя граничная частота (по уровню 0,707) замк2 2 τк +ω 2 Ту

нутого РУ ω*в в Ту-раз превышает верхнюю граничную частоту ωв разомкнутого ОУ (рис. 1.2) Ту ω*в = = Т у ωв . (1.15) τк & y ( jω) зависиПри втором и третьем порядке передаточной функции K

мость верхней частоты ω*в* от соотношения постоянных времени τк , τ1 и τ 2 разомкнутого ОУ более сложная [2,3] (рис. 1.3).

10

ω1

ωв =

1 τк

ω

ω *в −1

Рис. 1.2. Амплитудно-частотные характеристики ОУ и РУ при τ1 ≈ 0 , τк = ωв

ωв ωв

τк

ω

τ1

Рис. 1.3. Амплитудно-частотные характеристики ОУ и РУ при τ1 ≠ 0

1.2 Динамические параметры в режиме большого сигнала К группе важнейших динамических параметров ОУ, характеризующих его быстродействие и поведение при работе с быстроизменяющимися большими сигналами, относят максимальную скорость нарастания выходного напряжения ( ϑвых ), время установления переходного процесса ( t уст ) для заданной зоны динамической ошибки ( ε 0 ) и граничную частоту усиления полной мощности ( f m ). Они определяются при амплитудах импульсных и синусоидальных сигналов, близких к напряжению питания ± E п в режиме инвертора и/или повторителя, и относятся к числу параметров нелинейного режима ОУ.

11

Несмотря на большое число публикаций, посвященных быстродействующим ОУ [1-3, 10, 13, 58], следует отметить, что многие теоретические и практические вопросы их нелинейной динамики остаются открытыми. Прежде всего, это поиск высокоэффективных схемотехнических методов повышения быстродействия, которые позволяют в рамках широко распространенных микронных технологий получить существенное улучшение обобщенных динамических показателей качества ОУ. Максимальная скорость нарастания выходного напряжения. По определению (рис. 1.4) этот параметр ( ϑвых ) ограничивает максимально возможное значение производной выходного напряжения ОУ в режиме инвертора и/или повторителя (рис. 1.5) при подаче на вход ОУ импульсных сигналов с амплитудой, близкой к напряжению питания: 0,9U вых − 0,1U вых  В  ϑвых = m ϑ tgγ ϑ = (1.16)  мкс  , ∆t где m ϑ – масштабный коэффициент [В/мкс]. 2ε

γϑ ∆t

Рис. 1.4. Основные параметры переходного процесса ОУ в режиме большого сигнала

Типовые значения ϑвых для ОУ малого, среднего, высокого и сверхвысокого быстродействия лежат в следующих диапазонах: 0,01 ÷ 0,1 В мкс ; 0,1 ÷ 30 В мкс ; 30 ÷ 600 В мкс ; 600 ÷ 6000 В мкс .

Рис. 1.5. Схемы решающих усилителей для измерения ϑвых ОУ

12

В связи с тем, что большой импульсный сигнал переводит входные, а иногда и промежуточные каскады ОУ из линейного в нелинейный режимы работы, максимальная скорость нарастания выходного напряжения становится зависящей как от малосигнальных параметров ОУ, так и от параметров, характеризующих нелинейные свойства его каскадов. Весьма просто эта взаимосвязь устанавливается для наиболее распространенных одноканальных ОУ с однополюсной частотной коррекцией (Ск), которая вводится после входного каскада ОУ (ВхК, рис. 1.6).

U *гр

− U*гр

а) &y 20 lg K

&y= K

K0 1 + jωτк

τк = Cк R к

ω1 1 τк

ω

1 τ1

б) Рис. 1.6. Структура типового ОУ с однополюсной частотной коррекцией, нелинейными выходным (БУ) и входным (ВК) каскадами (а) и его малосигнальная ЛАЧХ (б)

При малых импульсных входных сигналах ( e вх ≤ U гр ), когда входной каскад (ВК) работает на первом (линейном) участке 1 проходной характеристики i 2 = f (u вх ) , ОУ является линейной динамической системой и поэтому скорость нарастания пропорциональна амплитуде Eвх [2]: Е ϑвых ≈ 2πf1Е вх = вх . (1.17) τ1

13

Если амплитуда евх такова, что e вх >> U гр , то входной каскад из-за запаздывания сигнала обратной связи переходит в режим ограничения выходного тока (участок 2, рис. 1.6а), при котором нарушается пропорциональность между током перезаряда корректирующей емкости Ск и евх. Следовательно, конденсатор Ск в этом нелинейном режиме начнет заряжаться постоянным по величине током I0, а напряжения на нем (uс) и на выходе ОУ будут иметь форму «пилы»:

uc ≈

I0 ⋅t, Cк (1.18)

I0 ⋅t, Cк где КБУ – коэффициент усиления по напряжению буферного усилителя. Учитывая, что K 0 = K1K БУ , а частота среза ОУ u вых ≈ K БУ u c = K БУ

ω1 = K 0 ωк = K 0 (C к R к ) , из уравнений (1.18) можно найти I u вых = 0 ω1R к ⋅ t , (1.19) K1 где Rк – эквивалентное сопротивление, включенное параллельно Ск; К1 – малосигнальный коэффициент усиления по напряжению входного каскада. Причем для классических входных каскадов I K1 = 0 R к . (1.20) U гр −1

Поэтому выходное напряжение ОУ и скорость его изменения ( ϑвых ) не зависят от величины I0: ϑвых = ω1U гр ⋅ t , (1.21)

U гр du вых = ϑвых ≈ 2πf1U гр = , dt τ1

(1.22)

где τ1 = ω1−1 – постоянная времени ОУ, характеризующая его малосигнальную частоту единичного усиления ω1 (площадь усиления); Uгр – напряжение на входе входного каскада, при котором происходит ограничение его выходного тока i2. Формула (1.22) относится к числу важнейших формул нелинейной динамики ОУ. Она связывает параметры, которые снимаются в совершенно различных режимах. Так f1 находится на малом сигнале и измеряется на переменном токе десятками-сотнями мегагерц. С другой стороны, Uгр характеризует нелинейные свойства входного каскада в статическом режиме (на постоянном токе), а ϑвых – это динамический параметр ОУ, который

14

определяется по его переходной характеристике при импульсном входном воздействии большой амплитуды. Такая далеко не очевидная функциональная зависимость ϑвых , Uгр, f1 стала причиной многочисленных ошибок и неточных рекомендаций по повышению быстродействия ОУ. Интересно сравнить скорости нарастания выходных напряжений двух ОУ, работающих в режиме динамической перегрузки входного касл када ( ϑнвых ) и в линейном режиме ( ϑвых ): л Е ϑвых n ϑ = н = вх >> 1 . (1.23) ϑвых U гр Из уравнения (1.22) следует, что повышение быстродействия ОУ со структурой (рис. 1.6 а) можно осуществить только двумя принципиально разными путями – улучшением его частотных характеристик на малом сигнале (увеличением f1) и расширением диапазона активной работы его входного каскада на постоянном токе (увеличением Uгр, т.е. «продлением» линейного участка 1 его проходной характеристики). Данные рекомендации работают до тех пор, пока собственная инерционность входного каскада пренебрежимо мала в сравнении с инерционностью, которая обусловлена корректирующим конденсатором Ск. Конечные значения максимальной скорости нарастания ϑвых , которая может иметь разные величины при отработке импульсов положительной и отрицательной полярности, является причиной так называемых интермодуляционных нелинейных искажений синусоидальных сигналов, снижения выходной мощности и амплитуды выходного напряжения ОУ с повышением частоты (рис. 1.7).

γc u вых = U m1 sin ωc t (+ ) γϑ

γ U(− )

Рис. 1.7. Нелинейные искажения выходного синусоидального напряжения ОУ при малых значениях ϑвых ( γ ϑ < γ c )

15

Действительно, при выполнении неравенства γ ϑ < γ c (рис. 1.7), т.е. когда максимальный угол наклона касательной к uвых ожидаемого на выходе ОУ синусоидального сигнала с амплитудой Um1 и частотой fc превышает γ ϑ , выходное напряжение приобретает треугольную форму, т.е. спектр uвых обогащается и коэффициент нелинейных искажений сигнала возрастает. Условие отсутствия этого вида искажений для конкретного ОУ можно записать в следующем виде: du вых ≤ ϑвых = const . (1.23) dt Подставляя в (1.24) формулу для u вых = U m1 sin ωc t и уравнение (1.22), можно получить иную форму записи последнего неравенства: U m1ωc ≤ U гр ω1 = Q rc = const , (1.25) где Q rc = ω1U гр – обобщенный качественный показатель ОУ, характеризующий его работу в линейном и нелинейном режимах. В худшем случае искажения сигнала отсутствуют, если амплитуда uвых не больше, чем ω U m1 = U гр 1 . (1.26) ωc Из (1.26) следует, что произведение амплитуды неискаженного выходного напряжения ОУ Um1 на частоту сигнала ωс есть величина постоянная для каждого конкретного ОУ. Это позволяет «обменивать» один параметр на другой до тех пор, пока причиной нелинейных искажений не станет ограничение амплитуды uвых за счет выходного каскада. Мощность в нагрузке. Если усилитель (рис. 1.6 а) работает на активную нагрузку (Rн), то максимальная действующая мощность, выделяемая в Rн: U m1 U m1 U 2max .u Pн = = . (1.27) 2R н Rн 2 2 Накладывая ограничения на уровень нелинейных искажений синусоидального сигнала с частотой fc, обусловленных конечной величиной ϑвых , можно найти, что максимальное значение амплитуды неискаженного выходного напряжения U max .u : ϑ U max .u ≤ вых . (1.28) 2πf c Поэтому при известной ϑвых = const действующая мощность неискаженного сигнала в нагрузке Rн на частоте fc не будет превышать величины 2 ϑвых Pн < 2 . (1.29) 8π R н f c2 16

Когда заданы значения Рн и Rн, fc, максимальная скорость нарастания выходного напряжения ОУ должна удовлетворять условию ϑвых ≥ 2πf c 2R н ⋅ Р н . (1.30) Если ϑвых находится по формуле (1.22), то в этом случае 2

U гр  f1    . Pн ≤ R н  f с  Когда ОУ работает на частотах, соизмеримых с f1 ≈ f c : Pн ≤

(1.31)

2 U гр

. (1.32) 2R н Таким образом, мощность в нагрузке существенно зависит от диапазона активной работы входного каскада ОУ – его напряжения ограничения Uгр. Так как для каждого ОУ ϑвых = const , то из (1.29) можно найти граничную частоту максимальной мощности f m при заданных величинах Rн, Pн, ϑвых : 2 ϑвых fm = . (1.33) 4π 2 R н Pн В частном случае при ϑвых = 2πf1U гр выходная мощность уменьшается в

2 -раз от максимально возможного значения на частоте U гр f m = f1 . (1.34) Pн R н Граничная частота максимальной мощности. Данный параметр ОУ определяет частоту (fm), на которой обеспечивается выходной сигнал с максимальным размахом без нелинейных искажений, обусловленных конечной скорость нарастания выходного напряжения ϑвых . Практически fm находится как частота, на которой мощность в нагрузке Pн (или амплитуда Um1) уменьшается от максимально возможного значения Pн. max ( U max .u ) в 2 раз:

ϑвых . (1.35) 2πU max .u Минимальное значение частоты fm получается при U max .u ≈ E п : ϑ f m. min ≈ вых . (1.36) 2πЕ п В частном случае (1.22), когда ϑвых = 2πf1U гр fm ≈

f m ≈ 2ξ u f1 ,

(1.37) 17

где ξ u = U гр U max .u ≤

U гр

– относительный диапазон линейной работы Еп входного и выходного каскадов ОУ. В операционных усилителях с типовой структурой (рис. 1.6 а) и классическим входным каскадом ξ u = 3 ÷ 5 ⋅ 10 −3 . Поэтому частота максимальной мощности fm на 2-3 порядка меньше f1. Для получения f m ≈ f1 необходимо обеспечить широкий диапазон активной работы входного каскада ОУ, т.е. иметь U гр ≈ U max .u ≈ Е п .

Время установления переходного процесса. Для линейного режима работы ОУ (рис. 1.6а) с передаточной функцией, соответствующей апериодическому звену первого порядка, время установления переходного процесса (tуст) для заданной зоны динамической ошибки ( ξ = 0,1 ) минимально и не зависит от амплитуды Евх: t уст ≈ 2,3τ1 . (1.38) Если входной каскад ОУ входит в режим ограничения, то t уст Е вх U гр ≈ − 1 + ln . τ1 U гр εЕ вх

(1.39)

Таким образом, при динамической перегрузке входного каскада время установления возрастет пропорционально Евх.

1.3 Методы оценки максимальной скорости нарастания выходного напряжения Один из важнейших параметров быстродействующего операционного усилителя (ОУ) – максимальная скорость нарастания выходного напряжения ( ϑвых ), имеет несколько различных толкований в литературе [1-13]. В соответствии с классическим определением ϑвых замкнутого неинвертирующего ОУ – это наибольшее значение производной выходного напряжения u вых = ϕ( t ) , которое определяется при воздействии импульсного сигнала максимально допустимой амплитуды U c. max . Так, для переходного процесса (рис. 1.8 а) в окрестности точки Q ϑвых =

18

du вых dt

= tgΘ1 . U c = U c . max

(1.40)

Θ1

а) uвых Umax

U Θ3

t t1 t3

t2 tv

б)

в) Рис. 1.8. Способы измерения максимальной скорости нарастания выходного напряжения

19

В монографии В.В. Матавкина [10] ϑвых определяется как d [u вых ( t )] , (1.41) dt t=t0 где t 0 – время, при котором вторая производная функции u вых ( t ) равна нулю. В работе [13] максимальную скорость нарастания выходного напряжения рекомендуют находить как производную на участке «быстрой экспоненты». В справочнике [11] ϑвых конкретных микросхем ОУ измеряется как отношение ∆U вых ϑвых = , (1.42) ∆t где ∆U вых = 0,9 U − 0,1U ; U – установившееся значение u вых ; ∆t – интервал времени между первым пересечением уровня 0,1U и первым пересечением уровня 0,9U (рис. 1.8 а). Д.Е. Полонников [3] и фирма Analog Devices [6] рекомендуют измерять ϑвых как максимальное отношение ∆U вых ∆t «на участке с наиболее крутым наклоном». В руководящих материалах фирмы Philips [9] максимальная скорость ϑвых определяется при подаче на вход замкнутого ОУ перепада наϑвых =

−) +) пряжения, который вызывает изменение u вых от − U (max до + U (max (рис. 1.8 в): −) U ( + ) + U (max ϑвых = max . (1.43) t 2 − t1 В рекомендациях фирмы Texas Instruments [5] и работе [2] ϑвых определяется как максимальная производная du вых / dt при t = 0 , т.е. без учета времени задержки импульса ( t з = 0 ). Достаточно популярно измерение ϑвых как отношение ∆U ∆t в средней части импульса выходного напряжения замкнутого ОУ (рис. 1.8 а) [12]. Причем в работе [8] под средней частью понимается не только интер−) +) вал от − 0,9 U (max до 0,9U (max (рис. 1.8 в), но и допускается интервал −) +) − 0,75U (max до 0,75U (max . Фирма Linear Technology [7] также рекомендует измерять ϑвых (рис. 1.8 б) в средней части «участка нарастания», который должен составлять 2/3 от интервала t v . В тех случаях, когда закон изменения u вых ( t ) характеризуется несколькими участками с существенно различными наклонами и небольшой «высотой» U1 (рис. 1.10), применяется усредненная оценка быстродействия ОУ [1]: 20

ϑвых =

Uс , t уст

(1.44)

где Uс – установившееся значение выходного напряжения; t уст – время установления переходного процесса для 10 % зоны динамической ошибки ( ε 0 = 10 %). Проведенный анализ показывает, что из-за отсутствия универсальных рекомендаций по измерению максимальной скорости нарастания выходного напряжения методическая погрешность определения ϑвых может быть весьма значительной. При математической оценке быстродействия ОУ наиболее удобным является определение ϑвых в соответствии с [2, 10]. В аналоговой микроэлектронике существует несколько методов определения ϑвых операционных усилителей. Для ОУ с классической архитектурой (рис. 1.9), в том числе ОУ с токовой обратной связью: ϑвых ≈ 2πf1U c [2], (1.45) ϑвых ≈ 4πf1ϕ т [14], (1.46) ϑвых ≈ 2πf1U гр [2], ϑвых ≈

Uc [1], t уст

(1.47) (1.48)

I max [9], (1.49) Cк βI ϑвых ≈ 1 1 [15], (1.50) Cк где I max – максимальный выходной ток входного каскада ОУ (ВК); C к – емкость корректирующего конденсатора ОУ, определяющая его устойчи1 вость при 100 % обратной связи; f1 = – частота единичного усиления 2πτ1 разомкнутого ОУ с емкостью коррекции Ск; U c – амплитуда входного импульсного сигнала ОУ u вх в режиме повторителя напряжения со 100 % обратной связью (рис. 1.9); ϕ т = 25 мВ – температурный потенциал; β1 , I1 – ϑвых ≈

параметры входного каскада ОУ на базе «бриллиантового транзистора» [15]; U гр – напряжение ограничения проходной характеристики i к = ϕ(u вх ) входного каскада ОУ (рис. 1.9).

21

Рис. 1.9. Архитектура классического ОУ с обратной связью по напряжению

Формулы (1.45)-(1.50) получены для случая, когда передаточная функция петлевого усиления замкнутого ОУ соответствует апериодическому звену первого порядка: Ty Т y ( р) = , (1.51) 1 + pτ к где Ty = R к y 21 – петлевое усиление в диапазоне средних частот; τ y – постоянная времени корректирующего конденсатора Ск ( τ к = R к C к ); R к – эквивалентное сопротивление, включенное параллельно Ск; y 21 – малосигнальная проводимость передачи (крутизна) входного каскада ОУ (ВхК). Условия, при которых выводились соотношения (1.45)-(1.50), различны. В этой связи представляет интерес определение границ практического применения формул (1.45)-(1.50) при одинаковых значениях f1, а также уточнение на их основе направлений повышения быстродействия ОУ. Формула (1.45) соответствует самому быстродействующему режиму ОУ (рис. 1.10, кривая 1) – когда входной каскад линеен во всем диапазоне изменения сигнала uвх. ε0

Θ4

Θ2

Θ1

Рис. 1.10. Переходный процесс в ОУ в линейном (1), нелинейных (2, 3) и квазилинейном (4) режимах

22

Данному требованию удовлетворяют, например, мостовые входные каскады [14]. В этом случае ϑвых пропорциональна амплитуде входного импульса Uc, а время установления переходного процесса t уст принимает минимально возможные значения: t уст ≈

Кε = τ1K ε , 2πf1

(1.52)

100 – коэффициент пропорциональности, зависящий от ε 0 (при ε0 ε 0 =10 %, K ε = 2,3 . Если ε 0 =0,1 %, то K ε = 6,9 ). Когда входное напряжении U c равно напряжению питания Еп: ϑвых ≈ 2πf1Е п . (1.53) Таким образом, формула (1.45) дает самую оптимистическую оценку быстродействия – когда переходный процесс имеет апериодический характер (рис. 1.10, кривая 1), а ОУ является линейной системой [2]. Формула (1.46) применима только для ОУ с классическими входными каскадами на биполярных транзисторах [1, 2], когда они не содержат резисторов в общей эмиттерной цепи. В этом случае ОУ из-за существенно нелинейного режима имеет наихудшее быстродействие (рис. 1.10, кривая 2, Θ 2 << Θ1 ). Более универсальной является формула (1.47), которая позволяет оценить ϑвых при произвольном значении диапазона активной работы входного каскада ОУ (Uгр, [2, 3]). В частном случае при U гр = U c = E п из

где K ε = ln

(1.47) получается соотношение (1.53), а при U гр = 2ϕ т [2,3] – формула (1.46). Таким образом, оценка ϑвых по формуле (1.47) (рис. 1.10, кривая 3) позволяет рассчитать максимальную скорость нарастания выходного напряжения ОУ для переходных процессов, попадающих в зону между «предельными» кривыми 1 и 2. При использовании квазилинейных входных каскадов с зоной нечувствительности в средней части проходной характеристики [1, 2] переходной процесс в ОУ может иметь «излом» 4 со значительно меньшим наклоном ( Θ 4 << Θ1 ) и тогда формула (1.47) дает завышенную оценку ϑвых . В этом случае более уместной является формула (1.48), дающая усредненное значение максимальной скорости нарастания выходного напряжения с учетом «излома» 4: U ϑвых ≈ * c , (1.54) t уст

23

где где τ1−1 = 2πf1 ; t *уст

U 100 U гр  ⋅ t *уст = τ1  c − 1 + ln (1.55) , ε 0 U c   U гр – время установления переходного процесса (для ква-

зилинейного режима, кривая 4). Формула (1.49) также применима для нелинейного режима работы ОУ. Однако она не учитывает особенности проходной характеристики входных каскадов ОУ [1, 2]. По существу при ее выводе предполагалось, что U c >> U гр , а переходный процесс обусловлен только зарядом (разрядом) емкости корректирующего конденсатора Ск максимально возможным выходным током входного каскада I max : du I ϑвых = ск = max K БУ , (1.56) dt Cк где K БУ ≈ 1 – коэффициент усиления по напряжению буферного усилителя (БУ). Однако любое текущее значение этого тока ( i вых < I max ) может в общем случае нелинейно зависеть от входного напряжения (рис. 1.10, кривая 4). Практически формула (1.47) дает завышенную оценку ϑвых . Для ОУ с токовой обратной связью справедлива формула (1.56), которая является частным случаем формулы (1.49). Для каскадов на полевых транзисторах, а также каскадов с резисторами местной обратной связи в эмиттерной цепи ДУ, хорошо работает формула (1.47). Однако численные значения U гр в этом случае необходимо определять с учетом этих резисторов [1, 2]. Формулы (1.45)-(1.50) определяют также возможные пути повышения быстродействия ОУ. Поверхностный анализ соотношения (1.49) показывает, что для повышения ϑвых необходимо увеличивать максимальный выходной ток входного каскада I max и уменьшать емкость коррекции Ск. Однако для ряда важных частных случаев этот вывод оказывается ошибочным. Действительно, у классического ВК на биполярных транзисторах (рис. 1.11) повышение численных значений I max будет всегда сопровождаться увеличением его малосигнальной крутизны y 21 (рис. 1.12). Это потребует (для обеспечения заданных показателей устойчивости) идентичного увеличения Ск.

24

Рис. 1.11. Входной каскад ОУ на основе «перегнутого» каскода

γ3

γ2

γ1

Рис. 1.12. Проходная характеристика типового ВхК на биполярных транзисторах с разными выходными токами Imax

Формулу (1.49) следует понимать следующим образом: I max – это максимальный выходной ток конкретного входного каскада, перезаряжающий конкретную емкость Ск. В общем случае необходимые для обеспечения устойчивости ОУ значения Ск зависят от численных значений I max , т.е. Ск не может быть фиксированной при I max = Var : ϑвых ≈ I max / C{I max } . (1.57) Например, если входной каскад ОУ имеет максимальный выходной ток I max .1 и емкость Ск1, обеспечивающую его устойчивость, то увеличение I max путем изменения общего тока эмиттерной цепи до уровня I max .2 приведет (при отсутствии резисторов местной обратной связи) к увеличению его крутизны и, как следствие, петлевого усиления Ту (рис. 1.13, зависимость 2).

25

γ

1 τк 2

1 τк1

1 τ1

ω

Рис. 1.13. ЛАЧХ петлевого усиления ОУ при различных уровнях максимального выходного тока ВхК

Чтобы параметры ОУ, характеризующие его устойчивость при 100 % обратной связи, не изменились, должно выполняться равенство: T1 Т2 = . (1.58) R к С к1 R к С к 2 Поэтому новое значение емкости Ск2: y С к 2 = С к1 21.2 . (1.59) y 21.1 В типовых ВхК на биполярных транзисторах [1-3] y 21 = I max K 21 , (1.60) где K 21 – коэффициент пропорциональности, имеющий размерность напряжения. Таким образом, в ОУ с архитектурой (рис. 1.9) необходимое для обеспечения устойчивости значение емкости C к.i при произвольном токе I max .i рассчитывается по формуле I Ск.i = Ск1 max .i . (1.61) I max .1 При этом максимальная скорость нарастания выходного напряжения ϑвых с увеличением I max не изменяется: I max .i I I ϑвых = = max .1 = max .2 . (1.62) I max .i C C к1 к2 Ск1 I max .1 Если входной каскад ОУ содержит ту или иную схему стабилизации малосигнальной крутизны y 21 , например, резистор местной обратной связи в общей эмиттерной цепи [2], то в этом случае зависимость C к.i = ϕ(I max .i ) ослабляется, и тогда повышение I max .i действительно приведет к повышению быстродействия ОУ. 26

Если Ск не зависит от I max (рис. 1.12, кривая 3), что характерно и для квазилинейных каскадов [1], то соотношение (1.49) правильно ориентирует разработчиков на необходимость повышения I max , но только при сохранении равенства углов наклона проходной характеристики γ1 = γ 2 . Это равносильно увеличению диапазона активной работы ВхК – его напряжению ограничения U*гр . В этих условиях следует заботиться и об уменьшении емкости Ск, которая не может быть меньше емкостей на подложку Сп 4 , Сп 5 выходных транзисторов VT4, VT5 (рис. 1.11) и входной емкости буферного усилителя С БУ : С к. min ≈ C п 4 + С п5 + С к 4 + 2С к 5 + С БУ , (1.63) где С к 4 , С к 5 – емкости коллектор-база транзисторов VT4-VT5. Однако это достаточно сложная проблема, связанная с уменьшением абсолютных значений высокочастотных постоянных времени и их числа у входного и выходного каскадов ОУ, элементов обратной связи, нагрузки. В конечном итоге Ск определяется, в основном, достижениями технологии – высокочастотными параметрами интегральных транзисторов, емкостями на подложку, емкостями коллектор-база транзисторов и т.д. Если предположить, что архитектура ОУ реализована по традиционным схемам на основе двухтактных повторителей тока или двухтактных «перегнутых» каскодов, то минимально возможное значение Ск определяется емкостями «коллектор – подложка» (Сп) двух выходных транзисторов ВхК (рис. 1.11), а также входной емкостью буферного усилителя БУ (СБУ) C к. min ≈ 2C п + С БУ . (1.64) В этом случае наилучшее значение частоты единичного усиления такого «полуидеального» ОУ I max у 21 ω1 ≤ ≈ . (1.65) Е п (2С п + С БУ ) (2С п + С БУ ) Причем предельная скорость нарастания выходного напряжения I max ϑвых ≤ . (1.66) (2С п + С БУ ) Из уравнения (1.66) следует, что физическими ограничениями на максимальную скорость нарастания выходного напряжения ОУ с квазилинейным входным каскадом и входными сигналами с амплитудой, близкой к напряжению питания, являются емкости на подложку транзисторов. Численные значения Сп в схеме (рис. 1.11) можно уменьшить за счет применения различных схем компенсации паразитных емкостей [16-17].

27

1.4 Диапазон линейной работы операционного усилителя с нелинейными каскадами Неинвертирующее включение. Линейный режим работы решающих усилителей (РУ) на основе ОУ достаточно хорошо изучен [2, 3]. Основные малосигнальные параметры РУ (рис. 1.14) связаны с параметрами ОУ и цепи отрицательной обратной связи (ООС) следующими соотношениями [3]: & 1 1 & ( + ) ( jω) U вых ( jω) K П = = ⋅ 2 E& вх ( jω) β ос   ω2 1 1 +  + , 2  T  ω1 у   Ту ≥1

ω1 ≈ ωк ⋅ K у , R1 β ос = , R1 + R 2

ωк−1 = R к C к , Tу = K у ⋅ βoc ,

R1

Вх

uвх

R2

+

евх=uc1

ОУ

Вых uвых

Рис. 1.14. Неинвертирующий усилитель

где ωк = 2πf к – верхняя граничная частота разомкнутого ОУ (по уровню 3 дБ); Ку – коэффициент усиления ОУ по напряжению в диапазоне низких частот; Ту – петлевое усиление; β ос – коэффициент передачи цепи обратной связи; Ск – ёмкость корректирующего конденсатора ОУ; Rк – эквивалентное сопротивление, включенное параллельно корректирующему конденсатору Ск; ω1 – частота единичного усиления скорректированного ОУ. Определим максимальную амплитуду входного синусоидального сигнала Е m1 , при которой в неинвертирующем усилителе (рис. 1.14), реализованном на базе ОУ с сопутствующими нелинейностями во входном и выходном каскадах (рис. 1.6а), не возникает их динамическая перегрузка. Если передаточная функция К у (р) ОУ соответствует звену первого порядка, то из рассмотрения схемы (рис. 1.14) можно найти, что напряжение на дифференциальном входе ОУ & вх = E& вх ( jω) ⋅ W & 12 ( jω) , U (1.67) где W12 ( jω) = W12.0

1 + ω2 / ωк2 1 + ω2 / ω12

, W12.0 =

τ к = ωк−1 , τ1 = τ к / K y , ω1 ≈ ωк ⋅ K y .

28

1 R1 , T = βoc ⋅ K o , β oc = , 1 + Tу R1 + R 2

График зависимости функции передачи W12 ( jω)

от частоты пока-

зан на рисунке 1.15. |W12(jω)| 1

W12.0 ωк

ω1

ω

Рис. 1.15. Зависимость модуля коэффициента передачи W12 ( jω) от частоты

Из рисунка 1.15 следует, что на частотах, соизмеримых с ω1 , практически весь входной сигнал E вх поступает на вход ОУ, создавая наиболее благоприятные условия для перегрузки его входного каскада. В широком диапазоне частот входной каскад с напряжением ограничения U гр не войдет в нелинейный режим, если амплитуда Е m1 ≤ Tу U гр

1 + ω2 / ω12

. (1.68) 2 1 + ω 2 ωк Выходной каскад ОУ будет работать в линейном режиме, если ω2 E m1 ≤ U max .u β oc 1 + 2 , (1.69) ω1 где U max .u – напряжение ограничения выходного каскада (рис. 1.6 а). Совместное рассмотрение ограничений (1.68) и (1.69) показывает, что зона линейной работы ОУ представляет собой сложный многоугольник (рис. 1.16) с частотой сопряжения участков перегрузки входного и выходного каскадов:

ωλ =

ξ 02 ω1 1 − Ту

, (1.70) ξ 02 − 1 где ξ0 – обобщенный коэффициент, одновременно характеризующий перегрузочную способность входного и выходного каскадов ОУ при заданβ U ной глубине ООС. Причем ξ 0 = oc max .u . U гр

29

Перегрузка входного каскада

Em1

Перегрузка выходного каскада

TуUгр U max.u ⋅ β

ос

Uгр

Область линейной работы ОУ

ωy

ωλ

ω

ω1

Рис. 1.16. Зона линейной работы выходного и входного каскадов ОУ при ξ0>1

При большом петлевом усилении Ту>>1 и ξ 0 >> 1 , что характерно для решающих усилителей на базе типовых интегральных ОУ U гр ω (1.71) ωλ ≈ ω1 ≈ 1, β ос ⋅ U m.2 ξ 0 где U m 2 – амплитуда выходного напряжения ОУ. На низких частотах (ω < ωλ ) основным источником нелинейных искажений сигнала большой амплитуды может стать перегрузка выходного каскада ОУ. Если частота выходного сигнала превышает ωλ , а ξ 0 > 1 , то нелинейные искажения сигнала обусловлены, прежде всего, динамической перегрузкой входного каскада. В инвертирующих усилителях с неглубокой ООС, а также в том случае, когда входной каскад ОУ реализован с использованием цепей нелинейной коррекции и имеет большие значения U гр [1, 2], частота сопряжения зон перегрузки каскадов ОУ ωλ = ωh может превышать ω1 (рис. 1.17):

ωh

≈ ω1

1 − 1 > ω1 . ξ 02

(1.72)

ξ0 < 1 Em1

Перегрузка входного каскада

TUгр Uгр

β ос ⋅ U max.u

Перегрузка выходного каскада Область линейной работы ОУ

ωy

ω1

ωh

ω

Рис. 1.17. Зона линейной работы выходного и входного каскадов ОУ в усилителе (рис. 1.14) при ξ0<1

30

Таким образом, для улучшения частотного диапазона неинвертирующего усилителя на базе ОУ, имеющего нелинейный входной и выходной каскады, необходимо обеспечить −1 U max .u β oc U гр < 1 . (1.73)  E m1 ≤ β ос U max .u . В этом случае нелинейные искажения сигнала не будут возникать вплоть до частоты 2 U гр

ωh ≈ ω1

2 β ос U max .u

−1

.

(1.74)

Инвертирующее включение. Типовая схема инвертирующего усилителя на базе ОУ приведена на рисунке 1.18. Его основные параметры связаны с параметрами ОУ следующими соотношениями: & ( jω) U R1 − R 2 R1 & (П− ) ( jω) = вых , β ос = , K ≈ R1 + R 2 E& вх ( jω) 1 + ω2 ω12 Tу = K 0βос , K (П− ) = −

& & 12 ( jω) = U вх ( jω) = β oc R 1 ⋅ W E& вх ( jω) R2

1+

R2 , ω1 = ωк K 0 , R1 1 Tу

(1.75)

, Q s = K 0 ⋅ τ к−1 = ω1 = K у ⋅ ωк .

1 + jωτ к R2

Вх

R1 -

евх=uc1

uвх

+

Вых uвых

Рис. 1.18. Инвертирующий усилитель на базе ОУ

Для исключения динамических искажений, связанных с перегрузкой входного каскада ОУ, максимальная амплитуда входного синусоидального сигнала евх не должна превышать значений [21]:  Q s2 1  E m1 < U гр 1 + ( − )  ⋅ 1 + . (1.76) (−) 2 K ( 1 + K ) ω  П  П

31

Выходной каскад ОУ не входит в перегрузку, если (1.77) E m1 < U max .u / K (П− ) . Последние соотношения позволяют оценить верхнюю границу динамического диапазона инвертирующего усилителя при заданных параметрах цепи обратной связи и известных параметрах нелинейности входного и выходного каскадов ОУ.

1.5 Операционные усилители c прецизионными динамическими характеристиками Сравнительно большой круг прикладных задач связан с необходимостью получения минимального времени переходного процесса при весьма малых ошибках установления (0,1-0,01 %). При достаточном запасе устойчивости ОУ существенное возрастание t уст и уменьшение ϑвых может быть вызвано появлением в переходном процессе слабо затухающих составляющих, которые обусловлены как линейными, так и малоисследованными нелинейными эффектами. Линейные эффекты. Современные ОУ с активными нагрузками имеют, как правило, два и более каналов передачи сигнала со входа до корректирующей емкости Cк с разными постоянными времени. В таких ОУ одна из основных причин, вызывающих замедленное установление выходного напряжения, может быть связана с наличием близко расположенных пар «нуль-полюс» в передаточной функции ОУ [2] – «изломами» асимптотических амплитудно-частотных характеристик (ЛАЧХ) петлевого усиления (рис. 1.19).

Рис. 1.19. Асимптотические ЛАЧХ петлевого усиления ОУ

32

2ε 0

Рис. 1.20. Переходные процессы ОУ с различными видами «изломов» ЛАЧХ

Для получения минимального времени переходного процесса (рис. 1.20) передаточная функция петлевого усиления ОУ должна соответствовать апериодическому звену первого порядка с постоянной τв = ωв−1 = Tу / ω1 = Tу τ1 [2]. При наличии изломов ЛАЧХ (III) перерегулирование ∆U и t уст будут

(при Tу 3 < 100 ε 0 и a = ω3 ω2 ) определяться следующими приближенными соотношениями [2]:

 ∆U 1  1 t    ≈ , 1 −  exp −   U вых Tу3  a  T τ у 1 3     100  1  t уст  ≈ Tу3 ln  1 − .  τ1  ε 0 Tу3  a  

(1.78)

Из рассмотрения (1.78) следует, что t уст может возрастать на несколько порядков по сравнению с тем временем, когда передаточная функция петлевого усиления соответствует апериодическому звену первого порядка: t уст / τ1 = ln 100 / ε 0 . Если Ту(p) ОУ имеет две или три равные малые постоянные времени ( τв ), то затухание гармонических составляющих переходных характеристик (даже при значительном перерегулировании ∆U ), может быть более быстрым для малых зон ошибки установления, чем в рассмотренном ранее варианте передаточной функции петлевого усиления с «изломами» [2]. Нелинейные эффекты в ОУ с классическими входными каскадами. Время установления переходного процесса и максимальная скорость нарастания выходного напряжения. Основные параметры переходного процесса неинвертирующего ОУ со 100 % обратной связью при

33

отсутствии ( t *уст , ϑ*вых , U c < U гр ) и наличии ( t уст , ϑвых , U c > U гр ) перегрузки входного каскада связаны с частотой единичного усиления 2πf1 = ω1 , амплитудой входного импульсного сигнала U c и напряжением ограничения входного каскада U гр формулами:

ϑвых = ω1U гр ϑ*вых = ω1U c   (1.79) 100 ,  *  Uc 100 U гр , ω t = ln ω = − + ⋅ t 1 ln  1 уст  уст 1 U ε0 ε0 U c  гр  где Uгр – напряжение на входе входного каскада, при котором происходит ограничение его выходного тока i2 [1, 2]. Учитывая, что для типовых дифференциальных каскадов U гр ≈ 50 ÷ 60 мВ, а обычно U c >> U гр , из (1.79) следует, что классические ОУ из-за нелинейных режимов не могут иметь высокую скорость нарастания выходного напряжения ϑвых и малое время установления переходного процесса t уст на большом сигнале. Так, при U c >> U гр время t уст возрастает в сотни раз по сравнению с линейным режимом, а скорость нарастания ϑвых ухудшается пропорционально отношению U c U гр = 100 ÷ 200 . Формулы (1.79) относятся к числу важнейших формул нелинейной динамики ОУ. Они связывают параметры, которые снимаются в совершенно различных режимах. Так, f1 находится на малом сигнале и измеряется на переменном токе десятками-сотнями мегагерц. С другой стороны, Uгр характеризует нелинейные свойства входного каскада в статическом режиме, а ϑвых – это динамический параметр ОУ, который определяется при импульсном входном воздействии большой амплитуды. Из уравнений (1.79) следует, что повышение быстродействия ОУ можно осуществить только двумя принципиально разными путями – улучшением его частотных характеристик на малом сигнале (увеличением f1) и расширением диапазона активной работы его входного каскада (увеличением Uгр). Данные рекомендации работают до тех пор, пока собственная инерционность входного каскада пренебрежимо мала в сравнении с инерционностью, которая обусловлена корректирующим конденсатором Ск. Все известные методы повышения быстродействия ОУ можно разделить на две большие группы – улучшающие частотные свойства ОУ (ЛР) и исключающие нелинейные режимы работы (НР) его каскадов (рис. 1.21).

34

Рис. 1.21. Классификация методов повышения быстродействия ОУ

В ряде случаев одни и те же схемотехнические решения (например, параллельные каналы) обеспечивают одновременно улучшение частотных свойств и исключают нелинейные режимы. Первый путь повышения ϑвых хорошо известен. Однако он достаточно сложен, т.к. повышение f1 возможно осуществить только за счет улучшения частотных характеристик интегральных транзисторов и применения широкополосных схемотехнических решений во входном, промежуточном и выходном каскадах, увеличения общего энергопотребления. Практически f1 определяется достигнутым уровнем развития технологии изготовления аналоговых микросхем. Основные схемотехнические правила повышения f1 – создание ОУ с минимальным числом усилительных каскадов, т.е. с минимальной «электрической длиной», выбор оптимальных схемотехнических решений и статических режимов интегральных транзисторов, применение методов компенсации емкости коллекторбаза и емкости на подложку. Второй путь повышения быстродействия связан с перенесением проблемы проектирования быстродействующего ОУ из одной предметной области (области ВЧ и СВЧ усиления), в область проектирования линейных каскадов. Очевидно, что последние задачи можно решать значительно проще и совершенно другими схемотехническими методами [1, 2] (введением нелинейных корректирующих цепей, специальным построением входных каскадов – как с «разрушением», так и без «разрушения» классической параллельно-балансной структуры [1]) (рис. 1.22).

35

Рис. 1.22. Классификация методов исключения нелинейных режимов ОУ

Динамика ОУ с квазилинейными входными каскадами. Квазилинейные входные каскады синтезируются путем «добавления» по определенным правилам [1] активных и пассивных элементов (так называемых нелинейных корректирующий цепей – НКЦ) к схемам классических дифференциальных усилителей (ДУ), которые включаются в работу при входных напряжениях, превышающих напряжение ограничения проходной характеристики ДУ (Uгр). При этом параллельно-балансная структура ДУ не разрушается. Это позволяет исключить влияние НКЦ на статические и энергетические параметры ОУ, ослабление синфазных сигналов, однако порождает проблему минимизации зоны нечувствительности на проходной характеристике, которая отрицательно влияет на tуст при входных напряжениях, соизмеримых с Uп [2, 1]. 36

Рис. 1.23. Способ компенсации статической нелинейности основного канала ОУ

По существу все известные нелинейные корректирующие цепи ОУ, число которых имеет порядок 102÷103 [2, 26], приводятся к некоторому обобщенному параллельному каналу ПК (рис. 1.23), выходной ток которого ( i пк ) тем или иным способом суммируется с выходным током основного канала ( i ок ), обеспечивая пропорциональность между u вх и током заряда (разряда) корректирующего конденсатора Ск ( i c = i ок + i пк ) в более широком диапазоне входных сигналов u вх . Типовая результирующая проходная характеристика (ic=iпк+iок) входного каскада ОУ, например, LM6142, LM6144, имеет характерные изломы, достаточно сложным образом влияющие на t уст и ϑвых (рис. 1.24)

[1, 2, 20, 23]. Практически возможные варианты зависимости i c = f (u вх ) показаны на рисунке 1.25 б. Они, в общем случае, имеют отличающиеся от малосигнальных значений ( γ М ) углы наклона, а также зону нечувствительности U п > U гр и собственное напряжение ограничения U *гр >> U гр , превышающее U гр основного канала.

37

t уст

τ1

а)

ϑвых

б) Рис. 1.24. Зависимость tуст (а) и ϑвых (б) от выходного напряжения ОУ (рис. 1.23) для разных Uп при Uгр=50 мВ

38

2ε0

а)

γ Б.3 γ Б.1

γ Б.4

γ Б.5

Uп

γ М U гр ≈ 50мВ

U*гр б)

Рис. 1.25. Переходный процесс в ОУ (а) с различными проходными характеристиками входного каскада (б)

Таким образом, входные каскады с параллельными каналами являются нелинейными звеньями достаточно сложной динамической системы – ОУ. При этом необходимо хорошо представлять ограничения на допустимые нелинейности входного каскада ВхК и их влияние на качественные показатели ОУ. Если параллельный канал отсутствует, то типовые входные каскады ОУ имеют проходную характеристику с очень малым напряжением ограничения U гр ≈ 50 мВ [1] (рис. 1.25 б, кривая № 1), которая

39

обеспечивает самые плохие значения ϑвых и t уст [20, 23]. Лучший из всех возможных вариантов тип линейной проходной характеристики (ПХ) (рис. 1.25б, № 2), при сохранении малосигнальных значений запаса устойчивости, позволяет получить на большом сигнале такие же динамические характеристики, как и для линейной системы. Поэтому с данной точки зрения варианты ПХ № 3-№ 5 лучше, чем вариант № 1, но хуже, чем вариант № 2. Если наложить ограничение на крутизну проходных характеристик γ Б.i ≤ γ М , то следует ожидать, что запас устойчивости динамической системы «операционный усилитель с нелинейным входным каскадом» на большом сигнале не ухудшится в сравнении с малосигнальными значениями. Однако при больших зонах нечувствительности U п >> U гр допускается некоторое превышение γ Б.3 ≤ γ М [2, 23]. Переходные процессы в ОУ при длительном выключении промежуточного каскада. Архитектура ОУ на основе повторителей тока (рис. 1.26) относится к числу наиболее перспективных, так как в ней легко обеспечивается линейная передача достаточно больших импульсных токов входного каскада с НКЦ в корректирующую емкость Ск.

Рис. 1.26. Операционный усилитель на основе повторителей тока ПТ1-ПТ2

Однако на предельные динамические параметры ОУ (рис. 1.26) оказывает влияние инерционность подсхем ПТ1 (ПТ2), как при их включении, так и при выключении достаточно большим выходным импульсным током ВхК ( i вых.1 ) .

40

∆U

(+) tф

+) I (max

−) − I (max

Рис. 1.27. Переходные процессы в ОУ (рис. 2.16) при большом времени выключения ПТ1 (ПТ2)

Время фронта t M тока i c в конденсаторе Ск определяет предельно возможную скорость нарастания выходного напряжения ОУ, так как должно выполняться условие t M < t ф( + ) . С другой стороны, наличие при

t = t 2 остаточного тока емкости Ск ( Iф ), который перезаряжает ее до на41

пряжения большего, чем установившееся значение U вых , приводит к появлению дополнительного выброса на переходной характеристике ∆U . Это, в свою очередь, создает условия для включения ПТ2, а затем снова ПТ1. В результате на переходной характеристике возникает нелинейный колебательный процесс и время t уст возрастает. Чем больше ток I ф.в > I ф.а в момент t 2 , когда входное напряжение ОУ равно нулю, тем больше t уст . Типовые повторители тока имеют время спада выходного тока в 5÷20 раз выше, чем время его нарастания. Это требует применения специальных схемотехнических решений, способствующих их активному запиранию. В этой связи любой входной параллельно-балансный каскад с нелинейной коррекцией, кроме рейтинга выходов, характеризующих его динамику при включении, должен характеризоваться рейтингом выходов при выключении, который зависит от динамических параметров транзисторов и схемотехники цепей, влияющих на процессы их запирания. Аналогичный рейтинг, который оценивается по времени изменения выходного тока ПТ i ПТ от I max до нуля, должны иметь и повторители тока. Наличие такой базы данных о свойствах типовых подсхем упростит проектирование ОУ. Таким образом, при построении операционных усилителей с малым временем установления переходного процесса при ε0 = 0,01 ÷ 0,05 % необходимо обеспечить рациональный выбор как линейных, так и нелинейных корректирующих цепей, а также создавать условия для минимизации времени выключения промежуточных каскадов ОУ.

1.6 Погрешности усиления в ОУ с нелинейными каскадами Рассмотрим взаимосвязь максимальных токов в нагрузке (Iн.max), приведенной ко входу операционного усилителя (ОУ) ошибки (uош) усиления сигнала (uвх) и диапазонов активной работы его входного и промежуточного каскадов [2]. Структура наиболее распространенного трехкаскадного ОУ приведена на рисунке 1.28. +) i (ДУ

−) i(ДУ

+) i(ПК

−) i(ПК

+) i (БУ

−) i (БУ

Рис. 1.28. Функциональная схема трехкаскадного ОУ

42

Он содержит входной дифференциальный каскад (ДУ), приращение + )( − ) выходного тока которого i (ДУ усиливается промежуточным (ПК), а затем выходным буферным (БУ) каскадами. Если крутизну преобразования ДУ обозначить через SДУ + )( − ) + )( − ) = i (ДУ u ош , то для линейного режима работы, т.е. при условии, что ( S(ДУ все подсхемы ОУ не имеют ограничений на характеристиках передачи, можно найти максимальный ток в нагрузке для положительной полярности uвх: ) +) +) К i(.+ПК ⋅ β(БУ ⋅ S(ДУ ⋅ u (вх+ ) u вх Т y (+) (+) (+) I н. max = β БУ ⋅ К i.ПК ⋅ SДУ ⋅ u ош = ≈ ⋅ , (1.80) 1+ Ту Rн 1+ Тy +) ) где β (БУ , К i(.+ПК – коэффициенты усиления по току БУ и ПК; uош – напряжение между входами ДУ в установившемся режиме; Ту – усиление по напряжению в петле отрицательной обратной связи ОУ. То есть в линейном режиме при получении заданного тока Iн.max в нагрузке Rн ошибка в усилении сигнала будет не меньше, чем I( +) u (+) +) u (ош = вх ≥ ( + ) н.(max . (1.81) ) Т y + 1 β БУ ⋅ K i.+ПК ⋅ SДУ В большинстве ОУ типовой входной ДУ, а также ПК и БУ имеют ограничение выходного тока на уровне некоторых значений IДУ.max, IПК.max, IБУ.max [2]. В первом случае, то есть когда линейны только ПК и БУ ) ) +) I (н+. max ≤ I ДУ. max ⋅ K i(.+ПК ⋅ β (БУ . (1.82) Во втором случае, при линейном БУ ) +) (+) I (н+. max ≤ I (ПК (1.83) . max ⋅ β БУ . Если выходной каскад также имеет ограничение выходного тока, то ) +) I (н+. max = I (БУ (1.84) . max . В трех рассмотренных случаях ошибка усиления сигнала uвх может быть значительной: I (гр+.)ПК I (гр+.)БУ (+) (+) (+) u ош.1 ≈ U гр.ДУ , u ош.2 ≈ ( + ) , u ош.3 ≈ , (1.85) ) SДУ ⋅ K i(.+ПК SДУ где Uгр.ДУ – входное напряжение ДУ, при котором ограничивается его выходной ток [2]; I (гр+.)БУ (I (гр+.)ПК ) – значения входного тока подсхемы БУ (ПК),

при котором происходит ограничение ее выходного тока. Эти обстоятельства заставляют разработчика аналоговых микросхем стремиться к такому построению ДУ, ПК и БУ, при котором каждая из этих подсхем не будет иметь ограничения выходной токовой координаты во всем диапазоне изменения сопротивления нагрузки и амплитуд входного сигнала [1]. 43

Глава 2 АРХИТЕКТУРА ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ ПО НАПРЯЖЕНИЮ

В соответствии с устоявшейся классификацией операционные усилители (ОУ), работающие в структуре аналоговых интерфейсов с цепями обратной связи (ОС), подразделяются на ОУ с ОС по напряжению (ОСН) и ОУ с токовой обратной связью (ТОС) или трансимпедансные усилители [57, 58, 62, 63, 69, 72, 74, 115]. Несмотря на некоторую условность такого деления, рассмотрим вначале свойства основных архитектур ОУ с ОСН. Одна из их особенностей – наличие потенциальной составляющей ошибки преобразования входного сигнала, зависящей от петлевого усиления по напряжению. В разделе 1 приведены схемные функции базовых ОУ с ОСН и исследованы их параметры в двух режимах – инвертирующем и неинвертирующем включении с учетом нелинейностей входного и выходного каскада. Данные результаты будут использоваться при дальнейшем рассмотрении структурных схем ОУ.

2.1 Базовые структурные схемы Перспективными вариантами построения быстродействующих ОУ с обратной связью по напряжению являются обобщенные структуры, показанные на рисунках 2.1 и 2.2. Они имеют достаточно много различных модификаций, отличающихся от базовых схемотехникой входных и выходных каскадов способами их согласования, методами исключения нелинейных режимов работы и компенсации нелинейных искажений. Архитектура (рис. 2.1) содержит в общем случае мультивыходной дифференциальный каскад ВхК1, противофазные токовые выходы которого Вых.i1, Вых.i2, Вых.*i1, Вых.*i2 управляют промежуточным каскадом на основе двух подсхем ПК1 и ПК2, согласованных с шинами положительного и отрицательного источников питания. Устойчивость ОУ обеспечивается емкостью Ск, а малое выходное сопротивление – двухтактным буферным усилителем (БУ). Схема обладает минимальной «электрической длиной», что позволяет создавать на ее основе быстродействующие ОУ нового поколения.

44

Рис. 2.1. Перспективная архитектура быстродействующего ОУ с низким выходным сопротивлением

На рисунке 2.2 показана архитектура операционного усилителя с высокоомным Rail-to-rail выходом на основе мостового дифференциального каскада (МДК) [5].

+) i (вых .i1 +) i (вых

−) i (вых

− )* i (вых .i1

Рис. 2.2. Архитектура операционного усилителя с высокоомным Rail-to-rail выходом на основе мостового дифференциального каскада

45

Ее существенная особенность – повышенное выходное сопротивление разомкнутого ОУ, что создает ряд проблем, связанных с прямой передачей сигнала со входа ОУ на выход по цепям обратной связи. Архитектура (рис. 2.2) особенно популярна в схемах с низковольтным питанием.

2.2 Структурные методы устранения динамической асимметрии быстродействующих ОУ 2.2.1 Описание проблемы Нелинейные режимы работы входного и промежуточного каскадов операционного усилителя (ОУ) – один из основных факторов, не позволяющих получить высокие значения ряда его динамических параметров, например, таких как максимальная скорость нарастания выходного напряжения ( ϑвых ) и время установления переходного процесса ( t уст ) для заданной зоны динамической ошибки ( ε ) в режиме большого сигнала [1, 2]. Действительно, если все каскады ОУ линейны, т.е. не входят в режим ограничения выходной координаты, то для неинвертирующего решающего усилителя на основе ОУ с однополюсной передаточной функцией при 10 % зоне динамической ошибки ( ε 0 = 0,1 ) и единичном коэффициенте передачи напряжения t уст ≈ 2,3τ1 , (2.1) где ω1 = τ1−1 = 2πf1 – малосигнальная частота передаточной функции коэффициента усиления по напряжению скорректированного разомкнутого ОУ (частота единичного усиления). При этом заниженная оценка ϑвых может быть получена по формуле [1, 2] U U ϑвых ≈ вых ≈ вых ≈ 0,43ω1U вых , (2.2) t уст 2,3τ1 где U вых – амплитуда выходного напряжения ОУ, при которой производится оценка ϑвых . Если предположить, что в идеальном случае максимальное значение U вых = U вых. max ≈ Е п , где Еп – напряжение питания ОУ, то теоретически возможная максимальная скорость нарастания выходного напряжения идеального (линейного) ОУ, имеющего некоторую заданную площадь усиления Q = ω1 = 2πf1 , определяется по приближенным формулам

E (п+ ) ≈ 2,7 Е (п+ ) f1 , (2.3) 2,3τ1 E (п− ) ( −) ϑвых ≈ ≈ 2,7 Е (п− ) f1 , (2.4) . max 2,3τ1 где Е (п+ ) , Е (п− ) – напряжение положительного и отрицательного источников питания. 46 (+) ϑвых . max ≈

Так например, при

f1 = 50 МГц и Е (п+ ) =15 В, получаем, что

+) ϑ(вых . max = 2025 В/мкс. Однако реальное быстродействие типовых ОУ с f1=50 МГц на 1-2 порядка меньше, чем идеального ОУ из-за нелинейных режимов работы его каскадов [1, 2]. Введение в ОУ нелинейных корректирующих цепей (НКЦ) позволяет приблизить его реальное быстродействие к предельному теоретическому (2.3), (2.4). Однако, как показали исследования, при повышенных значениях f1 > 50 − 100 МГц, в ОУ с НКЦ наблюдается динамическая асимметрия – существенно неодинаковые по времени установления и ϑвых. max переходные процессы для положительных и отрицательных импульсных входных сигналах. В данном разделе рассматриваются причины этого явления и дается сравнительная характеристика ряда входных каскадов быстродействующих ОУ по динамической асимметрии.

2.2.2 Рейтинговая оценка динамических параметров входных каскадов В настоящее время известно более 100 базовых схем дифференциальных каскадов (ДК) с нелинейной коррекцией [1-3, 10, 24]. Для улучшения параметров переходного процесса ОУ в широком диапазоне входных сигналов в структуру НКЦ и их входного ДК вводятся (или используются уже имеющиеся) повторители импульсных сигналов (ПН), выполняющие функции цепей согласования статических потенциалов активных элементов НКЦ и базового ДК [2]. Таким образом, в передаче импульсного сигнала одной из полярностей (положительной или отрицательной) к активным элементам НКЦ, форсирующим процесс перезаряда корректирующего конденсатора ОУ [1, 2], всегда участвует как минимум один повторитель напряжения. Это является принципиальным свойством каскадов на биполярных транзисторах, допускающих регулирование зоны нечувствительности НКЦ. Как известно, типовой эмиттерный ПН хорошо передает только один из фронтов входного импульса (uвх), что накладывает свои ограничения на фактическое быстродействие ОУ с НКЦ при отработке положительного или отрицательного фронтов uвх в зависимости от типа (p-n-p или n-p-n) транзистора в схеме ПН. Такая динамическая асимметрия быстродействия в полупроводниковых ОУ на основе микронных технологий начинает проявляться при максимальных скоростях нарастания, превышающих ϑвых > 300 ÷ 600 В/мкс. Если ϑвых ≤ 200 ÷ 300 В/мкс, то, как правило, эти эффекты незаметны. В этой связи каждый ДК с НКЦ предлагается характеризовать (наряду с другими параметрами) еще одним качественным показателем – быстродействием (малым или большим) по каждому выходу при идеальном 47

импульсе сначала на первом (Вх.1), а затем на втором (Вх.2) входах ДК. Таким образом, те выходы ДК, ток в цепи которых возрастает пропорционально амплитуде uвх могут иметь две рейтинговые оценки – быть достаточно быстродействующими («хорошими», независящими от динамики ПН), или инерционными («плохими»), если ПН накладывает на быстродействие ОУ собственные ограничения. Причем один и тот же выход может быть «хорошим» при подаче импульса на первый вход (Вх.1) дифференциального каскада и «плохим», если импульс подается на его другой (Вх.2) вход. Учитывая, что универсальный ОУ должен одинаково хорошо работать как в режиме инвертора, так и в режиме повторителя сигналов, такая оценка свойств ДК с НКЦ оказывается полезной – она позволяет в дополнение к [25] объяснить еще одну причину неодинакового быстродействия ОУ в двух его основных схемах включения, а также асимметрию при отработке разных фронтов входных сигналов. Динамическую асимметрию любого ДК можно описать рейтинговой таблицей, имеющей три зоны (рис. 2.3). Первая зона таблицы характеризует порядковый номер выхода и фазу его сигнала по отношению ко входу Вх.1. Выходы с обозначениями Вых.i1 , Вых.*i1 , Вых.i1.n являются инвертирующими, а выходы Вых.i2 , Вых.*i2 , Вых.i2.m – неинвертирующими. Выходы Вых.i1 , Вых.i2 , Вых.i1.n , Вых.i2.m согласованы с потенциалом шины положительного источника питания +Еп, а выходы, обозначенные знаком (*), «привязаны» к –Еп. iвых Вых.i1

плох.(+) xoр.(-)

uвх(+)

"хор"

плох.(+)

"плох"

Вых.i1 Вх.1

Вых.i2

Imax

xoр.(-)

Вых.i2

Вх.2

ДК с НКЦ uвх(+)

uвх(-) Вых.*i1

а)

Вых.*i2

t

uвх(-)

t1

б)

Рис. 2.3. Пример формальной записи рейтинга выходов дифференциального каскада с НКЦ (а) и переходный процесс «хорошего» и «плохого» выходов (б)

В верхней правой части таблицы (рис. 2.3) указывается рейтинговая оценка динамических параметров при отработке положительного (хор.(+), плох.(-)) или отрицательного (хор.(-), плох.(-)) импульса, поступающего на 48

первый вход ДК. В нижней части таблицы приводится рейтинговая характеристика того же самого выхода, для случая, когда входной импульс, имеющий положительные и отрицательные значения, подается на второй вход ДК (Вх.2). Следует обратить внимание на то, что в таблицах не отражаются динамические свойства выхода при уменьшении его тока до нуля (запирании транзисторов), так как они несущественно влияют на динамику ОУ в режиме большого сигнала. Рассмотрим в качестве примера рейтинговые оценки динамических параметров ряда конкретных ДК с НКЦ. В схеме (рис. 2.4), впервые предложенной в [26], а затем исследованной в [3, 24], входной импульс положительной полярности на базе VT1, несмотря на наличие емкости Cэ, достаточно быстро передается на базу VТ7. Однако эмиттерный повторитель VТ7 передает фронт u (вх+ ) в цепь базы VТ5 с задержкой, которая определяется производной I 2 C э.Σ , что приводит к сравнительно медленному увеличению тока коллектора VТ5 и VТ4 во время переходного процесса в ОУ с ДК (рис. 2.4).

C э.Σ

Вых.*i1

Вых.*i 2

Рис. 2.4. Дифференциальных входной каскад быстродействующего ОУ с высоким подавлением синфазного сигнала

Поэтому выходы Вых.i1 и Вых.*i2 для данного фронта имеют плохую рейтинговую оценку. В то же время отрицательный импульс на входе Вх.1 достаточно быстро преобразуется в пропорциональные приращения

49

тока коллектора VТ6 и VТ3, что позволяет присвоить им хороший рейтинг. Аналогично можно показать, что фронты токов в цепи выходов Вых.i1 и Вых.*i2 слабо зависят от быстродействия ПН при подаче на вход Вх.2 отрицательного импульса. Таким образом, на базе рассмотренной структуры принципиально невозможно (без дальнейшего увеличения быстродействия ПН) создание универсального сверхбыстродействующего ОУ, одинаково хорошо отрабатывающего импульсные сигналы как положительной, так и отрицательной полярностей как в режиме инвертора, так +) −) и в режиме повторителя. Диапазон ϑ(вых = ϑ(вых для данной схемы, как, в принципе, и для других подобных схем ДК с НКЦ на одинаковой элементной базе, ограничен значениями 400 ÷ 600 В/мкс. Если необходимо получить ϑвых = 1000 ÷ 3000 В/мкс, то следует обеспечить более высокие динамические параметры эмиттерного повторителя на транзисторе VT7, либо применить структурные методы устранения динамической асимметрии. Аналогичными свойствами обладает и другой ДУ с НКЦ (рис. 2.5), впервые предложенный в [26, 27], а затем нашедший применение в ОУ К154УД4 [10] с ϑвых = 200 В/мкс.

(+ ) u вх

( −) u вх

(+ ) u вх

Вых*i1

Вых *i 2

Рис. 2.5. Динамическая асимметрия во входном каскаде [26, 27] быстродействующего ОУ К154УД4

50

( −) u вх

2.2.3 Архитектура сверхбыстродействующих ОУ Устранение отмеченной выше динамической асимметрии без ужесточения требований к быстродействию ПН возможно путем параллельного включения двух идентичных по схеме, но противоположных по типу применяемых транзисторов дифференциальных усилителей ДУ1, ДУ2 с НКЦ (рис. 2.6), а также надлежащего суммирования выходных токов «хороших», причем синфазных выходов, согласованных по постоянному току с одноименными шинами источников питания. Вх.1(+)

(+) Вых. xор

Σ1

xор(+) Вых. i1.1

+

xор(-)

Σ1

+ ДУ1 xор(+)

Вых. i2.1

Cк Σ3

БУ

Вых.

-

xор(-)

Вых.* i1.2

(+) xор(-) Вых. xор

Σ3

ДУ2 xор(-) Вых.* i2

Вх.2(-)

Σ2

xор(+) xор(-)

+

+ Вых. Σ2

xор(-) xор(+)

Рис. 2.6. Структура универсального быстродействующего ОУ без динамической асимметрии

Такое усложнение структуры ОУ оправдано в том случае, когда не+) −) обходимо получить предельные значения ϑ(вых , ϑ(вых как в режиме инвертора, так и в режиме повторителя. Функции сумматоров токов Σ1 , Σ 2 могут выполнять входные цепи типовых активных нагрузок (АН) (повторителей тока), а сумматор Σ 3 легко реализуется на базе двух соединенных по

51

выходу АН. В результате в ОУ со структурой (рис. 2.6) обеспечивается высокоэффективное форсирование процесса перезаряда корректирующего конденсатора Ск в нелинейных режимах, независящее от быстродействия повторителей напряжения в НКЦ ДУ1 и ДУ2. На основе данных ДК (рис. 2.6) возможно построение ОУ, у которого скорость перезаряда корректирующего конденсатора Ск не будет ограничиваться эмиттерными повторителями цепей нелинейной коррекции. Примером такого схемотехнического решения, возможности которого, к сожалению, практически не использовались по ряду причин, является операционный усилитель К154УД1, рейтинг выходов ДК которого показан на рисунке 2.7. +

Вых i1.1

I2.2

I1.2

хор(+)

пл(-)

Вых i 2.1

пл(-) Вых i1.2

пл(+) хор(-)

Вых i 2.2

хор(+)

хор(-) пл(+)

VT4.2

VT3.2

VD1.2 VD2.2 R1.2 VT1.1

VT1.2

VT2.2

Вх.1 +) u (вх

R2.2

Вых *i1.2

−) u (вх

хор(-) пл(+)

Вых *i 2.2

VT2.1 Вх.2

пл(+)

−) u (вх

+) u (вх

хор(-)

R1.1 R2.1 VD2.1

VD1.1 VT3.1

VT4.1

I1.1

I1.2 Вых*i1.1

пл(-) хор(+)

Вых*i 2.1

хор(+) пл(-) -

Рис. 2.7. Рейтинговая оценка выходов входного каскада быстродействующего ОУ К154УД1 (НА2700)

52

В нем за счет объединения «хороших» выходов в ДУ Вых.i1.1 и Вых.i1.2 , Вых.i2.2 и Вых.i2.1 двух дифференциальных усилителей с расширенным диапазоном активной работы, которые впервые предложены в [28], и организации передачи их токов в емкость коррекции Ск можно ослабить влияние ПН на быстродействие при разных схемах включения ОУ и полярностях сигнала. Положительно оценивая динамические свойства структуры входного ДК ОУ К154УД1, следует, однако, отметить, что ее потенциальные возможности в данном ОУ совершенно не реализованы, так как фактическая скорость нарастания выходного напряжения ОУ К154УД1 оказалась небольшой (15-20 В/мкс). Рассмотрим на примере различных вариантов соединения функциональных узлов из типового набора подсхем ОУ (рис. 2.8), содержащих параллельное включение двух ДУ с НКЦ (рис. 2.9), вопрос о структурном синтезе быстродействующего операционного усилителя без динамической симметрии. ПТ1

ПТ2 + C1

А(-)

D1*

Вх.1

D3

ПТ3

C2

В(+)

D2*

Вх.каскад Вх.2 без ДА

А*(-)

С3*

В*(+)

D4 ПТ4

C4* -

Рис. 2.8. Базовый набор функциональных узлов сверхбыстродействующего ОУ

В качестве подсхем ДУ1 и ДУ2 может использоваться широкий класс дифференциальных усилителей с НКЦ [1, 2], имеющих рейтинги оценки выходов, соответствующих схеме рисунка 2.9.

53

A(-) Вых.i1.1-2

(+) (-)

(+)

Вых.i2.1 Вых.i1.2

Вых.i1.1

Вх.1

(+)

В(+)

(+)

ДУ1 n-p-n

Вых.*i1.1

(+)

(-)

A*(-)

Вых.

(-) (+)

Вых.i2.2

(-)

Вх.2

ДУ2 p-n-p

Вых.*i2.1 Вых.*i1.2

(-) (+)

Вых.i2.1-2

* 1.1-2

(-)

Вых.*i2.2

Вых.*2.1-2

В*(+)

(-) (+) (-)

Рис. 2.9. Типовые рейтинги выходов входного каскада ОУ на основе параллельного включения двух симметричных ДУ1 и ДУ2 с НКЦ

Выходы повторителей тока ПТ1 и ПТ2 (Д1*, Д2*) хорошо согласуются с шиной отрицательного источника питания, а выходы Д3, Д4 – положительного. Следует заметить, что некоторые подсхемы повторителей тока ПТ1-ПТ4 в частных случаях могут не использоваться. Учитывая фазовые соотношения сигналов на обобщенных выходах А(-) и А*(-), В(+) и В*(+), а также инвертирующие свойства повторителей тока ПТ1-ПТ4, можно синтезировать три основные структурные схемы быстродействующих ОУ без динамической асимметрии (табл. 2.1). Т а б л и ц а 2.1 Основные структурные схемы сверхбыстродействующих ОУ на основе базового набора функциональных узлов (рис. 2.8) Вариант

Инв. вход 3 Вх.1

Структура быстродействующего ОУ

1 1

2 С1

А(-) (+)

Д1* (-)

С4* (+)

Д4 (-)

(+)

(-)

Вх.1(-) Вых.1

(+) (+) (+)

Вх.2(+)

(-)

(+)

В*(-)

54

Д2*

С2 (-)

(+)

Вых

Неинв. вход 4 Вх.2

Продолжение табл. 2.1 1 2

2 С1

А

(-)

Д1

(+)

С4

*

Д4

*

(-)

(+)

(-)

Вх.1

В(+)

(-)

(+)

Вых.1

Вх(+)

Вых

(-) (+)

(-)

Вх.2

Вх(-)

(+) (+)

(+)

4 Вх.2

(+)

(-) (-)

3 Вх.1

(+)

В*(+)

(+)

(-) (+)

(-)

(+)

А

*(-)

3

С3

С2

В(+)

(-)

(+)

Д3

*

(+)

Д2*

С2

Д2* (-)

(+)

Вх.1(-)

(+) (-) (+)

Вых.1

(+)

(+)

Вх.2(+)

Д4

С4*

(-)

В*(-)

Вых

(+)

(-)

На рисунках 2.10, 2.11 и 2.12 приведены примеры их практической реализации. В качестве входных каскадов, не имеющих динамической асимметрии, целесообразно использовать архитектурные решения, рассмотренные в [1, 2]. ПТ2

ПТ1 + C2

C1 D1*

А(-)

В(+)

D2*

Вх.1(-) Вх.каскад Вх.2(+) без ДА

Ск

БУ

Вых.2

D4 А*(-)

В*(+)

ПТ4

С4* -

Рис. 2.10. Пример реализации быстродействующего ОУ со структурной схемой № 1 (табл. 2.1)

55

Структурная схема (рис. 2.11) является по существу многоканальной системой с разной инерционностью каналов, что отрицательно сказывается на времени установления переходного процесса. ПТ2

ПТ1 + C2

D1*

А(-)

C1

В(+)

Вх.1(-) Вх.каскад без ДА А*(-)

Вых.1

Вх.2

(+)

ПТ4

В*(+) ПТ3

Ск

D2* БУ

Вых

D4

С4* D3

С3*

-

Рис. 2.11. Пример реализации ОУ структурной схемы № 2 (табл. 2.1)

Рис. 2.12. Универсальный сверхбыстродействующий операционный усилитель с минимальной «электрической длиной» для инвертирующего и неинвертирующего включений

56

Следует заметить, что все схемы имеют несколько каналов передачи сигналов, отличающихся так называемой «электрической длиной», характеризующей число каскадов усиления. Причем схема № 2 имеет минимальную «электрическую длину» для инвертирующего входа (три каскада усиления, включая буферный усилитель (БУ)). Структура № 3 отличается одинаковым числом каскадов усиления сигнала в основных схемах включения ОУ и при минимальной сложности относится к числу наиболее перспективных. Дальнейшим развитием теории структурного синтеза сверхбыстродействующих ОУ является рассмотрение более общих правил соединения достаточно большого числа различных по свойствам выходов параллельно включенных ДК с НКЦ. Рассмотрим пути решения этой проблемы на примере конкретного ДК на основе комплементарных каскодных усилителей с нелинейной коррекцией (рис. 2.13). Вых.i1.1

Вых.i2.1

VT3.1

VT4.1

+ I1.1

R1.1 VD1.1

R1.2 VT5.1

Вх.1

VT1.1

Вых.*i1.1

VT1.2

I2.1

VT7.1 -

+

VT5.2

VT7.2

VT1.2

Вых.*i2.1 Вх.2

+

I2.2

Вых.i1.2

VT6.1

Вых.i2.2

VT2.2

VT6.2

R2.2 R2.1

VT3.R Вых.*i1.2

VD2

VT4.2

I1.2

Вых.*i2.2

-

Рис. 2.13. Пример параллельного включения двух ДУ на n-p-n и p-n-p транзисторах

57

Действительно у многих схем ДК с НКЦ кроме основных выходов, в цепях которых в статическом режиме протекают некоторые не равные нулю коллекторные токи выходных транзисторов базового каскада (I0), существуют «особые» слаботочные выходы цепей НКЦ. Их основная особенность – практически нулевой статический ток ( I вых ≈ 0,1 ÷ 10 мкА), что не позволяет строить с их использованием цепи установления статического режима транзисторов последующих каскадов. Однако в динамическом режиме коллекторные токи транзисторов НКЦ для одной из полярностей uвх существенно возрастают, что создает условия для введения дополнительного канала формирования процессов перезаряда корректирующего конденсатора ОУ. На рисунке 2.13 приведена схема входного каскада ОУ с такими «слаботочными» в статическом режиме выходами, которые обозначены значком « ∧ ». На рисунке 2.14 приведены рейтинги всех выходов ДК (рис. 2.13) и один из вариантов их соединения. На основе схемы рисунка 2.14 возможно построение сверхбыстродействующих ОУ со структурами, приведенными в таблице 2.1. Io

(+) (-)

Вых.i1.1

Вых.i1.2 "о"

А(-)

"о"

(-) (+)

Вых.i2.2

(-) Io ~

Вх.1

Вых.*i

Io

Вых.i2.1

~ Io (-)

(+) ~

В(+)

"о" ~ (+) Вх.2

ДК с НКЦ Вых.*i1.2

1.1

~ Io (+)

(-) ~ (-) Io (+)

Вых.*i2.2

Вых.*i2.1

(+) Io ~

А*(-)

В*(+)

"о" ~ (-)

Io

(+) (-)

Рис. 2.14. Рейтинги выходов мультивыходного входного каскада сверхбыстродействующего ОУ на основе ДУ (рис. 2.13)

Таким образом, при достаточно быстродействующих повторителях тока ПТ1 и ПТ2 наибольший интерес представляет синтез входных каскадов с НКЦ, у которых сочетания рейтинговых таблиц выходов соответствуют рисунку 2.15.

58

3.1 (+) (-) 4.1 (-) (+)

1.1 (-) (+)

А(-)

2.1 (+) (-)

В(+) +

Вх.1

Вх.2

ДК

А*(-) 4.2 (+) (-)

3.2 (-) (+)

В*(-)

1.2 (+) (-)

2.2 (-) (+)

Рис. 2.15. Оптимальные варианты (1-4) сочетания рейтинговых таблиц ДК с НКЦ для сверхбыстродействующих универсальных ОУ с минимальной «электрической длиной»

При других вариантах построениях ДК «электрическая длина» ДК по одному из входов оказывается больше, чем в схеме рисунка 2.13. Однако, в связи с большим разнообразием ДК с НКЦ [1, 2], в каждом конкретном случае необходимо построить их рейтинговые таблицы, а далее – структурную схему быстродействующего ОУ с самой короткой «электрической длиной» для инвертирующего или неинвертирующего включений. На рисунках 2.16 и 2.17 показана архитектура быстродействующих ОУ с совмещенными (рис. 2.16) и разделенными друг от друга (рис. 2.17) каналами усиления малого и большого сигналов (здесь пути передачи малого сигнала показаны пунктирными, а большого – сплошными линиями). В первом случае выходы А(-) и В(+) характеризуются некоторыми статическими токами I 0 ≠ 0 . В то же время особенность выходов дифференциального каскада со значком « Λ » в том, что их статические токи близки к нулю. Однако эти выходы активируются на большом сигнале. Основные требования к промежуточному каскаду ОУ (ПК), который в общем случае может иметь до шести входов: − линейность передачи и высокое быстродействие при передаче импульсных токов по входам Вх.2нкц и Вх.1нкц с амплитудным значением до нескольких десятков миллиампер; − большие значения верхней граничной частоты по каналам передачи малого сигнала, которые, как правило, должны строиться на основе так называемых перегнутых каскодов; − симметрия схемы по величинам коэффициентов передачи положительных и отрицательных приращений входных токов.

59

+

ПК2 (+) "I0" (-)

A(-)

(+) 1.1

B(+)

"I0"

(-) (+)

(-) 2.1 (-)

ДК1 Вх.(+)1 (-)

(-)

(+)

(+)

БУ

Вх.(-)2

(+)

Вых.

+ (-)

(-) (+)

(+)

(+) 2.2 B*(+) "I0" (+) (-)

A*(-)

Ск

(-) (-)

1.2 (-)

(-) "I0" (+)

(+) большой сигнал малый сигнал

Рис. 2.16. Структура операционного усилителя на основе ДК1 (без «расщепления» каналов усиления) и промежуточного каскада ПК2

Различие динамических параметров по входам ПК существенно ухудшает время установления переходного процесса для малых значений динамической ошибки (0,01 %). ^ Вых.i1.1 ~ "0" (-)

^ Вых.i1.2 (+) "0" ~

"I0"

~ ~

ДК

Вх.(+)1

Вых.i2.1 "I0" ~ ~

(-)

(-)

(-)

(-)

(-)

(-)

(+)

2.1 (-) (+)

Вх.(-)2

(+) Вых.*i1.2 "I0"

(-)

1.1

Вых.i1.1

~ ~ ^ Вых.*i1.1 (-) "0" ~

Вых.*i2.2

(+)

^ *i Вых. 1.2

БУ Вых.1

Вых.

+1

Ск

2.2 "I0"

~ ~

(-) 1.2 Вх.1НКЦ

~ "0" (+)

+

(+) ПК "0" (-) Вх.2НКЦ

(-) "0" (+)

(-) -

Рис. 2.17. Каналы передачи малого ( − − > ) и большого ( → ) сигналов в быстродействующем ОУ

60

Разделение каналов передачи малого и большого сигналов позволяет синтезировать схемы быстродействующих ОУ с предельными значениями площади усиления и максимальной скорости нарастания выходного напряжения. Выводы 1. Нелинейные режимы работы входного и промежуточного каскадов операционного усилителя (ОУ) – один из основных факторов, не позволяющих получить высокие значения ряда его динамических параметров, например, таких как максимальная скорость нарастания выходного напряжения ( ϑвых ) и время установления переходного процесса ( t уст ) для заданной зоны динамической ошибки ( ε ) в режиме большого сигнала. 2. Большинство современных быстродействующих операционных усилителей ведущих микроэлектронных фирм, в том числе российских, характеризуются средними значениями максимальной скорости нарастания выходного напряжения (50÷200 В/мкс). Это обусловлено нерациональным построением их архитектуры, а также схемотехники входного и промежуточного каскадов, которым присущи нелинейные режимы. 3. Динамическую асимметрию любого дифференциального каскада быстродействующего ОУ для положительного и отрицательного фронтов можно описать рейтинговой таблицей, характеризующей его поведение при обработке импульсных сигналов, подаваемых на различные входы. Для устранения возникающей в ОУ с нелинейными корректирующими цепями (НКЦ) динамической асимметрии и получения предельно возможного быстродействия, соответствующего линейному режиму работы его основных подсхем, необходимо: – использовать предложенные выше структурные методы минимизации влияния на работу сверхбыстродействующих ОУ динамической перегрузки повторителей напряжения, входящих в качестве функционального узла в любые известные нелинейные корректирующие цепи с регулируемым порогом включения; – повышать быстродействие эмиттерных повторителей напряжения в структуре НКЦ. Это возможно за счет увеличения статического тока транзисторов, входящих в структуру повторителей напряжения; применения классической НКЦ в структуре повторителей напряжения; минимизации емкости в цепи нагрузки повторителей напряжения за счет их компенсации; применения динамической линейной коррекции повторителей напряжения, улучшающей качество передачи фронта входных импульсов. Данные рекомендации позволяют обеспечить повышение максимальной скорости нарастания выходного напряжения ОУ на интегральных транзисторах ФГУП НПП «Пульсар» до 5000-15000 В/мкс.

61

2.3 Быстродействующие ОУ на основе «перегнутых» каскодов «Перегнутый» каскод стал в последние годы основой построения многих широкополосных операционных усилителей (МС15941, AD797, ОР90, ОР42, НА5190, AD817, AD8632, НА2539, ОР1324, НА2500) [1-3, 10, 59]. Дальнейшим развитием этой структуры стало несимметричное подключение двух дифференциальных усилителей на разнотипных транзисторах к промежуточному каскоду (AD8632) [24, 29]. Однако данное схемотехническое решение, расширяя полосу пропускания, не позволяет решить проблему существенного повышения быстродействия за счет введения во входной каскад ОУ нелинейных корректирующих цепей [30, 31]. Основная причина – динамическая перегрузка промежуточного каскада, в значительной степени связанная с нелинейными режимами его работы. В настоящем разделе предлагается структура ОУ [29, 31] на основе симметричного включения двух «перегнутых» дифференциальных каскодов с НКЦ и обсуждаются вопросы построения на ее основе сверхбыстродействующих решающих усилителей. Функциональная схема перспективного ОУ, обладающего высокой симметрией на малом сигнале, приведена на рисунке 2.18 а. Она содержит входной дифференциальный каскад (ДК) и промежуточный каскад (VT3.1 – VT4.2, ПТ1.1, ПТ1.2), которые обеспечивают многоканальное усиление сигнала, а также выходной буферный усилитель. В общем случае промежуточный каскад имеет 6 входов (1.1, 2.1, 1.2, 2.2, Вх.1.НКЦ, Вх.2.НКЦ) и одну суммирующую точку – узел «Вых.1», к которому подключается корректирующий конденсатор Ск. Входы 1.1, 2.1, 1.2, 2.2 – малосигнальные. Они не обеспечивают передачу на выход ПК (Вых.1) больших приращений выходных токов ДК, превышающих статические уровни I1.1, I2.1, I1.2, I2.2. Именно такая ситуация возникает в том случае, если в структуру входного ДК ОУ вводятся нелинейные корректирующие цепи [30, 31] для расширения его диапазона активной работы (рис. 2.18). Если в соответствии с рекомендациями [30, 31] во входной ДК ОУ (рис. 2.18) формально ввести НКЦ, расширяющие диапазон активной работы относительно всех его четырех выходов, то быстродействие ОУ не изменится, так как транзисторы VT3.1-VT4.1 и VT4.2-VT3.2 не обеспечат передачу к узлу «Вых.1» токов ДК, если они превышают величины I1.1, I2.1, I1.2, I2.2.

62

а)

Σ1.1

Σ

Σ

Σ1.2

Σ2.2

Σ 2.1

б Рис. 2.18. Точки подключения токовых выходов НКЦ (Вх.1.НКЦ, Вх.2.НКЦ) (а) и основной вариант организации каналов передачи большого сигнала в ПК рис. 2.18а (б)

Таким образом, из-за нелинейного режима работы ПК схемы ОУ (рис. 2.18 а) традиционная нелинейная коррекция во входном ДК оказывается неэффективной. Поэтому необходимо дополнительными схемотехническими приемами решить проблему передачи в емкость Ск больших сиг-

63

налов. Представленная на рисунке 2.19 структура ПК содержит дополнительные нелинейные каналы передачи токов со входов 1.1, 2.1, 1.2, 2.2 в узел «Вых.1».

Рис. 2.19. Модифицированная схема промежуточного каскада ОУ с параллельными каналами передачи малого (VT3.1, ПТ1.1; VT4.1; VT3.2, ПТ1.2; VT4.2) и большого (VDN2.1, ПТ3.1, ПТ1.1; VDN1.1, ПТ1.2; VDN1.2, ПТ1.1; VDN2.2, ПТ3.2, ПТ1.2) сигналов, рекомендуемая для работы с ДК без «расщепления» токовых выходов

На малом сигнале диодные цепочки VDN закрыты и не влияют на работу схемы. Такой режим обеспечивается соответствующим выбором числа p-n-переходов в этих двухполюсниках, а также статических напряжений Ес1, Ес2. Как только входной ток ПК, например, iвх.1.1, превысит соответствующий статический уровень I1.1 (I2.1, I1.2, I2.2), то транзистор каскода VT3.1 (VT4.1, VT4.2, VT3.2) войдет в режим отсечки, диодная цепочка VDN1.1 откроется и создаст практически линейный дополнительный канал передачи больших входных токов ПК в узел «Вых.1». В ряде случаев подсхемы ПТ3.1, ПТ3.2 могут отсутствовать, хотя необходимость введения диодных ограничителей VDN2.1, VDN2.2 остается.

64

На рисунке 2.20 показаны каналы передачи малых и больших сигналов в ПК (рис. 2.19), который является более общим случаем построения ПК (рис. 2.18 а). iвх.1.1

(+)

1.1

Вх.2НКЦ -Кi1.2

-Кi3.2 1.1

+ α 3 .1

Вх.1НКЦ

(+) -Кi1.1

+ α 4.1

Вых.1

2.1

2.2 1.2

(+) 2.2 iвых.3.1

-Кi1.2

+ α 3 .2

Вых.1 Вх.ПТ3.2 -Кi3.1

(+) Вх.2НКЦ

а)

iвых.1.2

iвх.2.1

Вых

2.1

+ α 4.2

Вх.ПТ3.1

1.2

Вых

iвых.1.1 -Кi1.1

Вх.1НКЦ

б)

Рис. 2.20. Графы передачи малых (а) и больших (б) сигналов в промежуточном каскаде (рис. 2.19)

Замечательная особенность структуры (рис. 2.19) – наличие двух симметричных входов Вх.1.НКЦ, Вх.2.НКЦ, на которые могут подаваться выходные токи цепей нелинейной коррекции ДК (рис. 2.18 б). При этом наиболее простые схемотехнические решения получаются в том случае, когда в схеме ДК удается «удалить» друг от друга («расщепить») каналы передачи малого и большого сигналов. Тогда малый сигнал будет передаваться по традиционным цепям ПК (рис. 2.20 а), а большой – на входы повторителей тока ПТ1.2, ПТ1.1. Решение этой задачи сводится к такому построению входного ДК, при котором на входах Вх.1.НКЦ, Вх.2.НКЦ будут сформированы токовые сигналы, пропорциональные амплитуде входного напряжения ОУ положительной и отрицательной полярностей в широком диапазоне его изменения как по первому (Вх.1), так и по второму (Вх.2) входам. Важное значение при этом имеют динамические параметры выходов – в частности, время нарастания фронта импульса, которое должно быть значительно меньше, чем время нарастания выходного напряжения ОУ с данным входным каскадом. В ином случае эффективность НКЦ будет невысокой. Пример построения обобщенной схемы мультивыходового ДК с «расщепленными» каналами передачи малого и большого сигнала приведен на рисунке 2.21.

65

^ Вых.i2.1

VT6.1 R1.1 VT3.1

Вх.1

VT3.2

(-) "0" ~

+ ~ "0" (-)

I2.1 VD1.1

Вых.i1.1 I0 ~ ~ VT1.1

^ Вых.*i1.1 (-) "0" ~ ^ Вых.i1.2 (+) "0" ~

I1.1

VT6.2 ^ *i Вых. 2.2

Вых.*i1.2 I0 ~ ~ (+) "0" ~

Вых.i2.1 I0 ~ ~

VT7.1

VT2.1

VT4.1

R2.1

^ * VT5.1 Вых. i2.1 ~ "0" (-) +

I2.1 VT5.2

Вх.2

^ Вых.i2.2 ~ "0" (+) VT4.2 VT2.2

VT1.2 R1.2

^ Вых.i1.1

Вых.*i2.2 ~ VD1.2 I0 ~ I2.2

~ "0" (+)

R2.2 VT7.2 ^ Вых.*i1.2 -

Рис. 2.21. Обобщенная схема мультивыходного ДК с 12 расщепленными выходами для малого и большого сигналов

Несмотря на относительно большую сложность схемы (рис. 2.21), следует отметить, что в частных случаях она существенно упрощается, так как некоторые выходы становятся лишними. Выходы Вых.i1.1, Вых.i2.1, Вых.i1.2, Вых.i2.2 хорошо передают малый сигнал, в то время как относительно всех остальных выходов данный ДК на малом сигнале характеризуется крайне низкими коэффициентами передачи. Транзисторы VT5.1, VT5.2, диоды VD1.2, VD1.1 устанавливают статический режим транзисторов НКЦ VT3.1, VT4.1, VT6.1, VT7.1 и VT3.2, VT4.2, VT6.2, VT7.2. Рейтинг выходов ДК на рисунке 2.21, характеризующий их динамические свойства на большом сигнале, показан на рисунке 2.22.

66

^ Вых.i1.1 "0"

^ Вых.i2.1

~ (-)

I0

^ Вых.i1.2

~ ~

I0

Вых.i1.1

"0"

~ ~

(-) ~ ^ Вых.i2.2

Вых.i2.1

"0" ~ (+)

"0" (+) ~ Вх.1

Вх.2

ДК

^ Вых.*i2.2

^ Вых.*i1.2 "0" ~ (+)

Вых.*i1.2

^ Вых.*i1.1

(+) "0" ~

Вых.*i2.2

~ I0 ~

~ ~

I0

^ Вых.*i2.1 ~ "0" (-)

(-) ~

"0"

Рис. 2.22. Рейтинги выходов ДК (рис. 2.21)

Если мультивыходовый ДК с разделением каналов усиления (рис. 2.21) использовать в качестве входного каскада ОУ со структурой ПК (рис. 2.18), то необходимость в диодных цепочках VDN и повторителях тока ПТ3.1, ПТ3.2 отпадает. Это позволяет синтезировать сверхбыстродействующий ОУ со структурой (рис. 2.23). Ее основная особенность – «пересечение» каналов усиления малого и большого сигналов только в выходных повторителях тока ПТ1.2, ПТ1.1, имеющих широкий диапазон активной работы. ^ Вых.i1.1 ~ "0" (-)

^ Вых.i1.2 (+) "0" ~

"I0"

~ ~

ДК

Вх.(+)1

Вых.i2.1 "I0" ~ ~

(-) (-)

(-)

(-) (-)

(-)

(+)

2.1 (-) (+)

Вх.(-)2

(+) Вых.*i1.2 "I0"

(-)

1.1

Вых.i1.1

~ ~ ^ Вых.*i1.1 (-) "0" ~

Вых.*i2.2

(+)

^ Вых.*i1.2

БУ Вых.1

Вых.

+1

Ск

2.2 "I0"

~ ~

(-) 1.2 Вх.1НКЦ

~ "0" (+)

+

(+) ПК "0" (-) Вх.2НКЦ

(-) "0" (+)

(-) -

Рис. 2.23. Каналы передачи малого ( − − > ) и большого ( → ) сигналов в сверхбыстродействующем универсальном ОУ на основе ДК (рис. 2.21)

67

На рисунке 2.24 показана структурная схема ОУ, у которого полное разделение каналов усиления во входном ДК1 невозможно из-за особенностей его построения. В этом случае ПК2 должен иметь диодные цепочки VDNi и вспомогательные повторители тока ПТ3.1 и ПТ3.2, то есть полностью соответствовать схеме рисунка 2.19. +

ПК2 "I0"

A(-)

(+) (-)

(+) 1.1

B(+)

"I0"

(-) (+)

(-) 2.1 (-)

ДК1 Вх.(+)1 (-) (-)

(-)

(+)

(-) (+)

(+)

БУ

Вх.(-)2

(+) (+)

(+) 2.2 B*(+) "I0" (+) (-)

A*(-)

Вых.

+ Ск

(-) (-)

1.2 (-)

(-) "I0" (+)

(+) большой сигнал малый сигнал

Рис. 2.24. Структура операционного усилителя на основе ДК1 (без «расщепления» каналов усиления) и промежуточного каскада (рис. 2.19)

Параллельное соединение по выходу повторителей тока ПТ1.2 и ПТ1.1 (рис. 2.19) уменьшает общий коэффициент усиления по напряжению ОУ (Ку). Для устранения этого отрицательного эффекта, вызванного повышением выходной проводимости в узле «Вых.1», целесообразно использовать дополнительные транзисторы VT5.1, VT5.2 и VT7.1, VT7.2, например, так, как это сделано на рисунке 2.25. В последней схеме эквивалентная выходная проводимость в узле «Вых.1» существенно уменьшается [30, 31].

68

ПТ1.2 + I1.1

I2.1

Вх.2НКЦ

I3.1

1.1 2.1 iб7.1 +Ес1

rк5.1

VT8.1

iб7.1

Вых. iб6.1

i5.1

А Вых.1

Ск

VT7.1

VT5.1 i5.1

VT3.1 VT4.1

iб7.1

i5.2

VT6.1 VT6.2

-Ес2 VT3.2

rк5.2 VT5.2 ПТ1.1

i5.2

2.2 I1.2

VT8.2

VT4.2 1.2 I2.2

I3.2

VT7.2

Вх.1НКЦ -

Рис. 2.25. Способ уменьшения выходной проводимости в узле «Вых.1» ПК (рис. 2.18 а)

Такие схемотехнические приемы повышения Ку рассмотрены в работах [20, 32-33].

2.4 Операционные усилители с аддитивной нелинейной коррекцией Как было показано выше, классические микроэлектронные операционные усилители с непосредственной связью каскадов содержат, как правило, нелинейный входной дифференциальный каскад (ДУ1) и поэтому имеют небольшие значения максимальной скорости нарастания выходного напряжения ϑвых [1, 2]. Для улучшения динамических параметров ОУ в нелинейном режиме используется способ повышения ϑвых , заключающийся в формировании дополнительного тока i доп заряда (разряда) корректирующего конденсатора C к с помощью параллельного канала (ПК). При этом параллельный канал может быть как линейным [3], так и нелинейным [1, 2], а формирующийся с помощью ПК дополнительный зарядный (разрядный) ток i доп

69

пропорционален разности напряжений на входах ДУ1. В схемах с непосредственной связью каскадов ПК всегда отличается по схемотехническим, энергетическим и другим параметрам от основного входного каскада ДУ1. Данное обстоятельство является принципиальной особенностью такого способа повышения быстродействия ОУ [3] и требует специального построения ПК, отличного от построения ДУ1. Это отрицательно сказывается на технологических, энергетических, статических и других параметрах ОУ. Сущность представленного на рисунке 2.26 способа повышения быстродействия ОУ в режиме большого сигнала заключается в изменении алгоритма получения дополнительного зарядно-разрядного тока i доп , перезаряжающего емкость коррекции Ск.

Рис. 2.26. Функциональная схема быстродействующего ОУ

В схеме (рис. 2.26) ток i доп формируется как величина, пропорциональная разности между текущим значением напряжения на корректирующем конденсаторе С к и выходным напряжением вспомогательного дифференциального каскада ДУ1*, который выбирают идентичным (прежде всего по динамическим параметрам) основному входному дифференциальному каскаду ДУ1. В частных случаях текущее значение напряжения на конденсаторе С к определяют путем измерения напряжения на выходе буферного усилителя БУ. Рассмотрим работу схемы ОУ с архитектурой (рис. 2.26), представленной на рисунке 2.27, для случая, когда каскады ДУ1 и ДУ1* идентичны –

70

имеют малый диапазон активной работы ( U гр =50 мВ), а также близкие значения параметров, характеризующие их частотные свойства и динамические характеристики при отработке входного импульсного сигнала. Для обеспечения устойчивости на выходе основного каскада ДУ1 включается корректирующий конденсатор С к , который в соответствии с [2] является самым инерционным элементом в канале передачи сигнала «ДУ1-БУ». В то же время корректирующая емкость на выходе вспомогательного каскада ДУ1* отсутствует, что позволяет, несмотря на нелинейности, обеспечить более быстрое изменение напряжения на его выходе при работе с импульсными сигналами (рис. 2.28, кривая «В»).

Рис. 2.27. Пример построения подсхемы КНТ (ПТ1, ПТ2, VT1, VT2)

При работе замкнутого ОУ (рис. 2.27) с импульсными сигналами большой амплитуды на его входах образуется напряжение ошибки uвх, которое переводит каскады ДУ1 и ДУ1* в режим ограничения выходного тока [2]. В результате на начальном участке переходного процесса напряжение на конденсаторе С к имеет малую крутизну (рис. 2.28, кривая «А»), а напряжение на выходе ДУ1* имеет значительно большую производную (рис. 2.28, кривая «В»).

71

γБ

γM

Рис. 2.28. Переходные процессы в ОУ

Это объясняется тем, что паразитная емкость С*к на выходе ДУ1* достаточно мала: du *ск dt = I 0 C*к , u *ск = (I 0 C*к ) ⋅ t – кривая «В»; (2.5) du ск dt = I 0 C к , u ск = (I 0 C к ) ⋅ t – кривая «А». (2.6) Таким образом, разность напряжений u *ск на выходе ДУ1* и напряжения на конденсаторе С к ( u ск ) изменяется по закону:  I ⋅t I ⋅t С u ош = ∆U ош = u *ск − u ск = 0  *к − 1 = 0 ⋅ (n − 1) , (2.7) Cк  Ск C к  * где n = C к С к . Как только величина u ош достигает порога включения транзистора VT1 (время t1, U п =0,6÷0,7 В), в активный режим входит транзистор VT1 (рис. 2.27), его коллекторный ток возрастает пропорционально разности u ош , создавая дополнительный ток i доп , который форсирует процесс заряда конденсатора С к . При t > t1 напряжение на конденсаторе С к начинает изменяться по такому же закону, что и напряжение на выходе ДУ1*, т.е. имеет производную I du вых = ϑвых = 0* , (2.8) dt Cк которая в n раз больше производной напряжения на конденсаторе С к при t < t1 . По мере приближения uвых к установившемуся значению Uвых напряжение u ош уменьшается, транзистор VT1 выключается и переходит в режим малых статических токов. Таким образом, эффективность рассмотренного способа повышения быстродействия зависит от того, насколько эквивалентная емкость на выходе основного ДУ1 С к больше эквивалентной емкости С*к на выходе вспомогательного каскада ДУ1*. В практических схемах (рис. 2.29) это со-

72

отношение может достигать значения в диапазоне 5-20 раз, что позволяет улучшить максимальную скорость нарастания выходного напряжения ОУ без ужесточения требований к диапазону активной работы подсхем ДУ1 и ДУ1*, их энергетике.

а)

б) Рис. 2.29. Быстродействующий ОУ на основе аддитивной нелинейной коррекции

73

2.5 Архитектура широкополосных ОУ с повышенным быстродействием в режиме большого сигнала Быстродействие и широкополосность операционных усилителей характеризуются соответственно максимальной скоростью нарастания выходного напряжения ϑвых и частотой единичного усиления f1 . В современных ОУ улучшение этих параметров обеспечиваются разными схемотехническими приемами. Наибольшие значения f1 (или полосы пропускания f в в режиме повторителя) реализуются в ОУ с «перегнутыми» каскодами. Однако из-за динамической перегрузки подсхемы «перегнутого» каскода в ОУ данного класса при любых типах входных каскадов высоких значений ϑвых не получить [1, 2, 30, 31]. Так при использовании n-p-n и p-n-p транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» с граничной частотой порядка 2 ГГц типовые значения ϑвых ≈250-300 В/мкс при f в ≈1 ГГц. В операционных усилителях с двухтактным промежуточным каскадом на повторителях тока [1] режим динамической перегрузки не возникает. Однако типовые подсхемы ПТ характеризуются (в сравнении с каскадом общая база) в 1,5-2 раза худшими частотными свойствами как на малом, так и на большом сигналах. То есть в ОУ этого класса за счет применения НКЦ можно получить высокие значения ϑвых ≈2000-4000 В/мкс, но они обеспечивают сравнительно малые величины малосигнальной частоты единичного усиления f1 и, как следствие, их f в ≈200÷300 МГц. Попытки схемотехническими методами устранить динамическую перегрузку «перегнутого» каскода ОУ можно считать достаточно успешными. Сравнение ОУ с нелинейной коррекцией «перегнутого» каскода показывает, что они всегда содержат тот или иной дополнительный инвертирующий усилитель (как правило – повторитель тока), создающий дополнительную инерционность на большом сигнале и отрицательно влияющий на время установления переходного процесса (особенно для малых зон динамической ошибки). При этом данные ОУ имеют на большом сигнале такие же параметры по ϑвых , что и ОУ второй структуры, но дают более высокие (в 1,5-2 раза) значения f1 на малом сигнале. В этом их основное преимущество. Сравнивая схемы известных быстродействующих, но не широкополосных ОУ, и широкополосных, но не быстродействующих ОУ, можно поставить вопрос о совмещении их важнейших достоинств в одной структуре [23]. Такая структура (рис.2.30) содержит входной квазилинейный каскад ДК1, не имеющий ограничения выходных токов во всем диапазоне u вх , и обобщенные активные нагрузки АН1 и АН2. Подсхемы АН1, АН2

74

(рис. 2.31) должны (в идеальном случае) обладать двумя важными свойствами – иметь широкий диапазон передачи по току K i ≈ −1 со входа 1.1 (1.2) и единичную передачу тока в узел «А» по неинвертирующему входу 1.2 (2.2).

Рис. 2.30. Оптимальная архитектура широкополосного и быстродействующего ОУ

а)

б)

в) г) Рис. 2.31. Примеры построения активных нагрузок АН1, АН2

75

Первое условие исключает динамическую перегрузку АН1 на большом сигнале, а второе – создает широкополосный канал усиления и способствует получению предельных значений f1 . При практической реализации АН1, АН2 допускается «расщепление» каналов передачи малых и больших сигналов. Кроме этого при построении АН1 (АН2) приходится принимать меры по защите выходных транзисторов от насыщения, устанавливать рациональный статический режим для минимизации напряжения смещения нуля ОУ, применять принудительное запирание выходных транзисторов для уменьшения времени установления переходного процесса и тому подобные. По существу, операционный усилитель с архитектурой (рис. 2.30) есть не что иное, как ОУ с «перегнутым» двухтактным каскодом, но имеющим дополнительный инвертирующий канал передачи большого сигнала со входа 1.1 (1.2) в емкость Ск – нелинейную корректирующую цепь. Рассмотренная обобщенная схема имеет достаточно много частных реализаций, зависящих от схемотехники ДК1 (рис. 2.32) и АН1 (АН2) [38, 39] (рис. 2.31).

Рис. 2.32. Пример построения входного каскада (ДК1) быстродействующего ОУ

76

2.6 Быстродействующие ОУ со свойствами усилителя с токовой обратной связью Существенная особенность усилителей с токовой обратной связью – это независимость их малосигнальной верхней граничной частоты ωв от коэффициента передачи в схемах с глубокой отрицательной связью и повышенная скорость нарастания выходного напряжения в режиме большого сигнала. Покажем, что эти два качества могут быть реализованы на базе ОУ с классической обратной связью по напряжению. Действительно, одним из способов управления коэффициентом передачи (Кп) решающих усилителей (РУ) на основе операционных усилителей с глубокой обратной связью по напряжению является изменение Кп путем управления коэффициентом передачи четырехполюсника отрицательной обратной связи ( β ос ) [40-43] (рис. 2.33, 2.34).

βос

Рис. 2.33. Обобщенная схема РУ с управляемым коэффициентом передачи

Это базовый принцип регулирования усилительных параметров широкого класса аналоговых микросхем. В качестве четырехполосника β ос обычно используются резисторы R1-R2 [40-43], сопротивления которых меняются путем коммутации ключей на полевых транзисторах [44-56]. На рисунке 2.34 изображена практическая схема РУ (рис. 2.33).

77

Рис. 2.34. Практическая схема РУ (рис. 2.33)

Существенный недостаток рассмотренного выше способа управления коэффициентом передачи РУ состоит в ухудшении его частотных свойств (полосы пропускания ωв по уровню -3дБ) при увеличении коэффициента передачи Кп (рис. 2.35). K п( + ) K п( +.1)

ωв.1 < ωв.2 < ω1

K (п+.2) ω1

ωв.1

ωв.2

ω

Рис. 2.35. Амплитудно-частотные характеристики РУ для разных Кп

78

Действительно, Кп в инвертирующем ( К (п− ) ) и неинвертирующем

( К (п+ ) ) включениях решающего усилителя (рис. 2.33, 2.34), зависит от параметров элементов схемы операционного усилителя (ОУ) и обратной связи (R1, R2) следующим образом: K (п+ ) & (п+ ) ( jω) = K , (2.9) K (п+ ) 1 + jωC к y 21 & (п− ) ( jω) = K

K (п− )

K (п+ ) 1 + jωC к y 21

,

(2.10)

где K (п+ ) – коэффициент передачи РУ в диапазоне низких частот для неинвертирующего включения R K п( + ) = 1 + 2 ; (2.11) R1

K (п− ) – коэффициент передачи РУ в диапазоне низких частот для инвертирующего включения R2 ; (2.12) R1 Ск – емкость корректирующего конденсатора ОУ на входе буферного усилителя (БУ); y21 – крутизна преобразования входного дифференциального напряжения ОУ в выходной ток входного каскада (ДУ) (для рис. 2.34 y 21 ≈ R 0−1 ); ω = 2πf – круговая частота сигнала. Из уравнений (2.9) и (2.10) следует, что при увеличении отношения резисторов R2 и R1 (т.е. при повышении K (п+ ) или K (п− ) ) полоса пропускания ωв РУ (рис. 2.33, 2.34) всегда ухудшается: y 21 y 21 ωв ≈ ≈ . (2.13) C к K п( + ) C (1 + R 2 ) к R1 Для схемы рисунка 2.34 1 ωв ≈ . (2.14)  R2   C к R 0 1 + R 1   Это основной недостаток классических РУ с обратной связью по напряжению. Для его устранения изобретены ОУ с токовой обратной связью, у которого при измерении коэффициента передачи K (п+ ) ( K (п− ) ) полоса K п( − ) = −

79

пропускания не изменяется [57]. Однако этот класс ОУ обладает рядом существенных недостатков – несимметрией входов, повышенным значением э.д.с. смещения нуля, низким входным сопротивлением в инвертирующем включении, малым коэффициентом ослабления синфазных сигналов и т.д. [57, 58]. Задачу управления коэффициентом передачи РУ с обратной связью по напряжению, при котором верхняя граничная частота ωв не изменяется и достигает максимально возможных значений, можно решить иным путем (рис. 2.36, 2.37).

Рис. 2.36. Обобщенная схема РУ со свойствами трансимпедансных усилителей

В схеме рисунков 2.36, 2.37 входной ДУ реализован на транзисторах VT1-VT8, а также повторителях тока ПТ1-ПТ2, обеспечивающих форсированный заряд (разряд) корректирующего конденсатора Ск. Крутизна преобразования входного напряжения ДУ (uвх) в ток заряда (разряда) конденсатора Ск определяется резистором R *0 , параллельно которому включен резистор R 0 . Его сопротивление зависит от состояния ключей S01…S03, которые управляются по шине «А» от мультиплексора М1. Два других выхода мультиплексора М1 управляют с помощью транзисторных ключей (рис. 2.36) сопротивлениями резисторов R2 и R1. На вход мультиплексора 5 М1 поступает управляющий кодовый сигнал. 80

Рис. 2.37. Пример практической реализации РУ со свойствами усилителей с ТОС

График на рисунке 2.38 характеризует теоретическую зависимость амплитудно-частотной характеристики ОУ (рис. 2.37). K п( + ) K п( +.1)

K п( +.2) ω

ωв Рис. 2.38. Теоретическая амплитудно-частотная характеристика РУ со свойствами усилителей с ТОС

81

На рисунке 2.39 представлены результаты компьютерного моделирования классического ОУ с обратной связью по напряжению, а на рисунке 2.40 – ОУ с архитектурой (рис. 2.37). Предположим, что в начальном состоянии мультиплексора М1 коэффициент передачи четырехполюсника обратной связи β oc близок к единице. Эквивалентное сопротивление между узлами «С» и «В», которое устанавливается мультиплексора М1, принимает максимально возможное значение (Rmax), а верхняя граничная частота РУ: 1 1 ωв = ≈ . (2.15) R2 R C 0. max к R 0. max C к (1 + ) R1 Если коэффициент передачи цепи обратной связи β oc уменьшается в n раз путем коммутации резисторов R2 (R1), то в n раз должна увеличиться эквивалентная проводимость резистора R 0 Σ = R *0 || R 0 : y 21 (2.16) y 21β oc = = y 0. min = const , R2 1+ R1 y или y 21 = 0. min , (2.17) β0c где y 21 = R 0−Σ1 , y 0. min = R 0−.1max – проводимость передачи входного ДУ при R2 = 0 (т.е. β oc = 1 ). Формулы (2.16) и (2.17) – это основные уравнения, связывающие параметр крутизны y 21 входного ДУ и коэффициент передачи βoc четырехполосника обратной связи в решающем усилителе (рис. 2.37). Если при управлении Кп выполняются условия (2.16)-(2.17), т.е. 1 обеспечено = const , то полоса пропускания РУ не будет из R1   R 0Σ 1 + R  2  меняться (рис. 2.38) 1 ωв = = const . (2.18)  R1   С к R 0 Σ 1 +  R2  Полученные выше теоретические выводы совпадают с результатами компьютерного моделирования практических схем. Так, при изменении коэффициента передачи РУ (рис. 2.37) на 26 дБ полоса пропускания оставалась постоянной f в = 11 МГц. В устройствах, реализующих известный способ управления Kп, fв ухудшалась с 11 МГц до 0,5 МГц (рис. 2.39), т.е. в 22 раза. 82

K (п+ )

Рис. 2.39. Результаты компьютерного моделирования АЧХ (+)

классического РУ с управляемым K п K п( + )

Рис. 2.40. Результаты компьютерного моделирования АЧХ РУ со свойствами усилителей с ТОС

В тех случаях, когда в схеме входного каскада ОУ отсутствует резистор R *0 , определяющий его крутизну, необходимую частотную зависимость ( ωв = const ) можно обеспечить путем изменения статического режима входного дифференциального каскада ОУ в соответствии с уравнением (2.18). Максимальная скорость нарастания выходного напряжения ОУ рассматриваемого подкласса ϑвых определяется (так же как и для трансимпедансных усилителей) диапазоном активной работы его входного каскада Uгр и частотой единичного усиления скорректированного ОУ (f1) ϑвых = 2πf1U гр . При рациональном построении входного каскада ϑвых операционного усилителя с архитектурой (рис. 2.37) имеет такие же предельные значения, что и в ОУ с токовой обратной связью. Таким образом, в рассмотренной структуре операционного усилителя с обратной связью по напряжению реализуются основные параметры усилителей с токовой обратной связью.

83

Глава 3 ПРЕДЕЛЬНЫЕ ДИНАМИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ С ТОКОВОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ

Операционные усилители (ОУ) с токовой обратной связью (ТОС), иногда называемые как трансимпедансные усилители [115], рассматриваются в современных изданиях по аналоговой схемотехнике как альтернатива классическим ОУ с обратной связью по напряжению. Они обеспечивают ряд важных качеств – высокое быстродействие ( ϑ вых = 500÷2000 В/мкс), а также независимость верхней граничной частоты от коэффициента передачи замкнутого ОУ. Имеются и другие отличия основных параметров ОУ этих классов. По данным [115], усилители с ТОС (более 30 типов) выпускаются всеми ведущими микроэлектронными фирмами, в том числе и ФГУП НПП «Пульсар» (Россия). Для обоснования перспектив их применения в радиоэлектронной аппаратуре имеются достаточно подробные справочные и руководящие технические материалы [57, 63, 69, 73, 74, 115]. Настоящая глава посвящена исследованию свойств операционных усилителей с токовой обратной связью в линейном и нелинейном режимах, их сравнительному анализу с ОУ, имеющих обратную связь по напряжению.

3.1 Обобщенная структурная схема Классическая архитектура ОУ с токовой обратной связью (рис. 3.1) включает двухтактный эмиттерный повторитель ЭП1 (обычно – на основе так называемого «бриллиантового» транзистора (рис. 3.2)), промежуточный каскад на «токовых зеркалах» ПТ1 и ПТ2, а также буферный усилитель БУ. Подсхемы ПТ1-ПТ2 выполняются обычно в виде повторителей тока Вильсона, а также (для получения предельного быстродействия ОУ) – на базе классических управляемых активных нагрузок (рис. 3.2).

84

+) i (ПТ 1

K i i (2+ ) i (2+ ) i (2− ) K ii (2− )

−) i (ПТ 2

Рис. 3.1. Обобщенная схема ОУ с токовой обратной связью

Коррекция амплитудно-частотной характеристики и устойчивость ОУ обеспечивается емкостью Ск, которая подключена к достаточно высокоомному узлу схемы – входу БУ. Резистор R2т и R1т образуют четырехполюсник отрицательной обратной связи, определяющий усиление замкнутого ОУ и оказывающий существенное влияние на другие свойства схемы.

3.2 Ограничения по быстродействию Хорошо известно, что операционные усилители с токовой обратной связью (ТОС) [63, 64, 118, 57, 58, 65, 66, 69-74, 110, 115] относятся к числу наиболее быстродействующих. Как показано в [63], при анализе динамики они могут быть сведены к ОУ с обратной связью по напряжению (ОСН), но со специфическим входным каскадом, имеющим расширенный диапазон активной работы. При этом повышение быстродействия ОУ (в отличие от схемотехнических решений, предложенных в [1]) обеспечивается за счет потери ряда других важных свойств входного каскада [15, 66]. С этой точки зрения ОУ с ТОС можно рассматривать как «плохо спроектированный ОУ с ОСН». Следует ожидать, что дальнейшее развитие теории нелинейной коррекции быстродействующих ОУ с ОСН, позволяющих получить ϑвых =3000-6000 В/мкс, значительно сузит область применения ОУ с ТОС из-за их принципиальных недостатков. 85

Рассмотрим факторы, определяющие предельное быстродействие ОУ с ТОС на примере анализа его типовой структуры (рис. 3.2).

Рис. 3.2. Функциональная схема ОУ с токовой обратной связью

Как показано в [1, 2], максимальная скорость выходного напряжения ОУ (рис. 3.2) определяется уравнением: ϑвых = 2πf1U гр , (3.1) где U гр = βi Ii R oc , R oc = R 1т R 2 т ; βi – коэффициент усиления по току базы транзистора VT3 (VT4); Ii – величина статического тока эмиттера VT1 (VT2); f1 – частота единичного усиления скорректированного ОУ. Уравнение (3.1) получено без учета эффекта второго порядка малости. К их числу следует отнести инерционность входных эмиттерных повторителей VT1 (VT2), плохо передающих входной импульсный сигнал u вх в цепь базы VT3 (VT4) при запирающей полярности u вх . Причина этого явления – наличие паразитной емкости С1 (С2) в цепи базы VT3 (VT4), которая складывается из емкостей коллекторного перехода VT3 (VT4), выходной емкости источника тока I1 (I2) и емкости на подложку. Численные значения С1 для микронных технологий могут достигать 2÷5 пФ. Как следствие, при подаче на вход ОУ (рис. 3.2) большого импульсного сигнала, соизмеримого с напряжением питания Еп, транзистор VT1 запирается. Напряжение на базе VT3 и, следовательно, ток эмиттера VT3, ток коллек-

86

тора VT3, а также ток i ск , перезаряжающий корректирующий конденсатор Ск, изменяются (вместо ожидаемого «скачка») по линейному закону: I u э1 ≈ 1 t ≈ u вх.2 , (3.2) C1 u i э3 ≈ i к 3 ≈ i cк = э1 , (3.3) R oc I u cк ≈ 1 t . (3.4) C1R oc Уравнения (3.2)-(3.4) получены без учета инерционности ПТ1 (ПТ2), VT3 (VT4), VT1 (VT2), которую можно рассматривать как эффекты второго порядка малости. Учитывая взаимосвязь напряжения на Ск и тока i ск , а также принимая во внимание, что коэффициент усиления по напряжению (КБУ) безынерционного (в первом приближении) буферного усилителя БУ близок к единице, находим закон изменения выходного напряжения ОУ (рис. 3.2): I1 u вых = K БУ u cк ≈ t2 . (3.5) C1C к R oc Уравнение (3.5) позволяет найти время t1, при котором выходное напряжение ОУ достигает максимальной величины, зависящей от напряжения двуполярного питания Еп (рис. 3.3): C1C к R ос U max t1 = , (3.6) I1 +) где U (max ≈ E (п+ ) .

γ1

а)

б)

Рис. 3.3. Зависимость выходного напряжения ОУ от времени (а) при импульсном входном сигнале (б)

87

Поэтому усредненное значение максимальной скорости нарастания выходного напряжения ОУ (рис. 3.2) ( ϑвых ≈ tgγ1 ):

U max I1U max = . (3.7) t1 C1C к R oc Или с учетом полученной в [63] зависимости частоты единичного усиления ОУ f1 ≈ (2πC к R oc ) −1 :

ϑвых ≈

I1 I = 2πf1E п 1 . (3.8) C1 C1 Таким образом, максимально возможное значение ϑвых = ϑвых. max в ОУ с ТОС зависит не только от диапазона активной работы входного каскада (3.1), но и от параметров входного эмиттерного повторителя. Причем в идеальном случае должно выполняться неравенство: ϑвых. max >> ϑвых = 2πf1β1I1R oc . (3.9) Следовательно, параметры элементов схемы (рис. 3.2) целесообразно выбирать так, чтобы Eп I1 > . (3.10) 2 2πf1C1β1R oc При типовых [63] значениях постоянных уравнения (3.10) ( U max = 15B , f1 = 28 МГц, C1 = 5 пФ, β1 = 50 , R oc = 600 Ом) ток I1 должен удовлетворять условию I1 >> 1 мА. Только в этом случае можно доверять уравнению (3.8). Действительно, если f1 = 28 МГц, U max = 15B , I1 = 100 мкА, C1 = 5 пФ [63], то максимально возможная скорость нарастания выходного напряжения ОУ (рис. 3.1): ϑвых. max = 220 В/мкс. При I1 = 1 мА из (3.8) находим, что ϑвых. max ≈ 680 В/мкс. Уравнение (3.10) можно привести к несколько иному виду C1 2 I1 ≥ ϑвых (3.11) . max . 2πf1E п Последняя формула позволяет за счет выбора тока источников I1=I2 получить при заданных величинах ϑвых. max минимальное влияние быстродействия эмиттерных повторителей на динамические параметры ОУ с ТОС в режиме большого сигнала. Если ОУ с ТОС имеет архитектуру входного каскада, отличающуюся от схемы рисунка 3.2 [63], то необходимо (в соответствии с предложенной выше методикой) определить влияние имеющегося эмиттерного повторителя на быстродействие ОУ. Заметим только, что те или иные повторители напряжения всегда присутствуют в схеме входного каскада ОУ с ТОС.

ϑвых. max = 2πf1U max

88

Таким образом, все известные в настоящее время ОУ с ТОС характеризуются некоторыми предельными значениями ϑвых. max . Для улучшения данного параметра необходимо: 1. Увеличивать статические токи входных повторителей напряжения; 2. Применять нелинейные корректирующие цепи [1,2] (рис. 3.4); 3. Применять схемотехнические методы повышения быстродействия повторителей напряжения, рассмотренные в [19].

Рис. 3.4. Нелинейная коррекция в ОУ с токовой обратной связью

В схеме рисунка 3.4 параллельно входному каскаду введен нелинейный канал усиления, который при малых входных сигналах ОУ находится в обесточенном состоянии и практически не влияет на его параметры. При динамической перегрузке входного каскада, связанной с наличием паразитных емкостей в нагрузке его входных эмиттерных повторителей, транзистор VT1 (VT2) входит в активный режим и форсируется процесс перезаряда емкости Ск. Это повышает предельное быстродействие ОУ с токовой обратной связью. Следует заметить, что введение низкоомного резистора R0т оправдано в том случае, когда необходимо обеспечивать устойчивость ОУ со 100 % обратной связью ( R 2 т = 0 ). В схемах инвертирующих ОУ (табл. 3.1) рассмотренные эффекты не возникают. 89

Т а б л и ц а 3.1 Инвертирующий усилитель с токовой обратной связью Принципиальная схема

Основные зависимости

K (п− ) = −

R2 R1

Rэ >> 1 R2 R вх ≈ R1 K i1.1 ≈ −1 K i12.2 ≈ −1 1 ω1 ≈ R 2Cк

Ty ≈

Σ1 i ош ≈ 0

Описание. Содержит входной каскад на транзисторах VT1, VT2 с низким входным сопротивлением (усилитель сигнала ошибки iош), повторители тока ПТ1, ПТ2 и буферный усилитель БУ. Резистор R2 существенно влияет на величину петлевого усиления и поэтому имеет небольшое сопротивление. Статический режим транзисторов VT1, VT2 устанавливается источниками смещения Ес1, Ес2. В качестве буферного усилителя БУ рекомендуется применять классические выходные каскады на «бриллиантовых» транзисторах. За счет применения низкоомных резисторов R1, R2 и малого входного сопротивления транзисторов VT1, VT2 минимизируется влияние паразитной емкости в суммирующей точке Σ1 на динамические параметры ОУ. Схема рекомендуется для построения инвертирующих ОУ с предельным быстродействием. Имеет классические преимущества и недостатки, характерные для усилителей с токовой обратной связью.

3.3 Сравнительный анализ предельных динамических параметров В связи с непрекращающейся дискуссией [58, 62-64, 74] о преимуществах и недостатках операционных усилителей с обратной связью по напряжению и ОУ с так называемой «токовой обратной связью» [63, 64, 69-74] представляет интерес исследование их динамических параметров с учетом нелинейностей каскадов.

90

3.3.1 Существенные нелинейности входных каскадов Сравнительный анализ свойств ОУ с ТОС и ОСН проведен в работах [58, 62] не совсем корректно. Некорректность сравнения проявляется в том, что в рамках одного типа обратных связей (рис. 3.5, [63]) в их классическом толковании [67] сравнивается быстродействие ОУ с линейным входным каскадом (ТОС, рис. 3.6) и ОУ с нелинейным входным каскадом (ОСН).

i(2+ ) i (2−)

Рис. 3.5. Обобщенная функциональная схема ОУ с ТОС и ОУ с ОСН

При этом упускается из внимания достаточно обширный класс так называемых квазилинейных входных каскадов ОУ с ОСН [1, 2], у которых выходной ток пропорционален входному напряжению в широком диапазоне дифференциальных сигналов. Более корректным было бы сравнение ОУ с ТОС и ОУ с ОСН при условии, что в качестве входного каскада ОУ с ОСН используется дифференциальный усилитель с широким диапазоном активной работы, например мостовой каскад на основе «бриллиантовых» транзисторов [15]. Для ОУ с архитектурой (рис. 3.5), т.е. ОУ с ОСН и ТОС, максимальная скорость нарастания выходного напряжения определяется по формуле [2] ϑвых = 2πf1 U гр , (3.12) где f1 – частота единичного усиления скорректированного ОУ без обратной связи; Uгр – напряжение ограничения входной подсхемы ВП (входного каскада) [2].

91

i к( +1) i (э+1 )

i (э−2)

+) (+ ) i (ПТ 1 = i2

−) (−) i (ПТ 2 = i2

i к(−2)

а)

б) Рис. 3.6. Входная подсхема ОУ с ТОС (а) и ее проходная характеристика (б)

Для классических входных каскадов ОУ с ОСН [62] напряжение ограничения U гр ≈ 50 мВ. С другой стороны, диапазон активной работы входной подсхемы (рис. 3.6 а) значительно больше, чем 50 мВ (рис. 3.6 б) и зависит от параметров элементов следующим образом [63]: U (гр+ ) = β1I1 (R от + R 1т R 2 т ) , (3.13) где β1 – коэффициент усиления по току базы транзистора VT1; Rот – эквивалентное выходное сопротивление двухтактного эмиттерного повторителя ДЭП1 (на транзисторах VT1-VT3). Физический смысл формулы (3.13) состоит в том, что максимальный ток коллектора (эмиттера) транзистора VT1 (рис. 3.6 а) не может быть больше, чем I max = I (э1+ ) = β1I1 . Этому току соответствует напряжение огра-

92

ничения (3.13), которое определяется как падение напряжения от тока I max на эквивалентном сопротивлении, зависящем от R от , R 2 т , R 1т . Практически при R от << R 2 т , R от << R 1т R 1т R 2 т U (гр+ ) ≈ β1I1 ≈ β1I1R 2 т . (3.14) R 1т + R 2 т

3.3.2 Обобщенные функциональные схемы сравниваемых операционных усилителей Сравнение ОУ с ОСН (рис. 3.7 а) и ТОС (рис. 3.7 б) проведем для случая, когда входной каскад ОУ с ОСН выполнен по схеме quad-core [15] или на мостовом дифференциальном усилителе.

а)

б) Рис. 3.7. Основные модификации операционных усилителей с мостовыми входными каскадами (а – ОУ с ООС по напряжению; б – ОУ с токовой обратной связью)

93

Эта схема (рис. 3.7 а) включает мостовой входной каскад на основе двухтактных эмиттерных повторителей ДЭП1, ДЭП2 (таких, как на рисунке 3.6 а), буферный усилитель БУн, повторители тока ПТ1н, ПТ2н, корректирующую емкость Скн, а также резисторы обратной связи R2н и R1н. Интересно заметить, что существенное отличие функциональной схемы ОУ с ТОС (рис. 3.7 б) от схемы ОУ с ОСН (рис. 3.7 а) состоит в отсутствии правого двухтактного эмиттерного повторителя ДЭП2, что и создает дополнительные условия для некоторого улучшения его динамических параметров. Однако это качество обеспечивается ценой ухудшения других, в частности, статических характеристик, появлением асимметрии и т.д. Низкое входное сопротивление по инвертирующему входу ОУ с ТОС Вх.2(-) придает ряд особенностей этим устройствам – их петлевое усиление всегда равно коэффициенту усиления по напряжению разомкнутого усилителя и слабо зависит от отношения резисторов R2т/R1т. Данное обстоятельство повышает значимость резистора R2т, который оказывается включенным между двумя узлами, имеющими низкое выходное сопротивление: БУт и ДЭП1. Как следствие, включение по переменному току параллельно низкоомному Rот более высокоомного резистора обратной связи R1т не изменяет доминирующее влияние R2т на усилительные параметры схемы. Резистор R2т, численные значения его сопротивления становятся наиболее критически важными, определяющими крутизну входной подсхемы ВП ОУ с ТОС и, следовательно, его петлевое усиление Тот. Для повышения Тот необходимо уменьшать R2т, то есть в ОУ с токовой обратной связью в качестве R2т не следует применять высокоомные резисторы. Так при R эт = 100 кОм, R от << R 2 т и R 2 т = 1 кОм, коэффициент усиления

K 0ут = Т от получается небольшим: K 0ут = 100 . В ряде случаев этого недостаточно.

3.3.3 Параметры ОУ при одинаковых усилениях без обратной связи С учетом анализа, выполненного в [63] при коэффициенте передачи буферного усилителя K ут = 1 и C от = 0 , коэффициент усиления разомкну& y.т ( jω) можно привести к виду: того ОУ с ТОС (рис. 3.7 б) K & & y.т ( jω) = T& т ( jω) = Zi ( jω) , K (3.15) Z& e ( jω) где T& т ( jω) – петлевое усиление ОУ; Z& i ( jω) – комплекс сопротивления передачи входной подсхемы ВП (рис. 3.5), зависящий от внутренних элемен& e ( jω) – комплекс сопротивления, зависящий в основном тов ОУ с ТОС; Z от внешних элементов микросхемы ОУ с ТОС.

94

Причем

& ( jω)K & т1 ( jω)R эт K Z& i ( jω) = 1н , 1 + jωC кт R эт

(3.16)

*   &Z е ( jω) ≈ R 2 т + R *от 1 + R 2 т  1 + R БУ  + R БУ 1 + R от  , (3.17)   R 1т   R н  R 1т     & 1н ( jω) – коэффициент передачи по напряжению подсхемы ДЭП1 от где K & т1 ( jω) – коэффициент передачи по току подее входа на выход «Вых.1»; K схемы «ДЭП1-ПТ1т» от узла «Вых.1» к резистору Rэт при R эт ≈ 0 ; R БУ – выходное сопротивление буферного усилителя БУт; R н – сопротивление нагрузки в схеме рисунка 3.7 б. Если учесть, что в реальных устройствах R от << R 2 т , R от << R 1т , & 1н (ω) ≈ 1 , R БУ << R н , R БУ << R 2 т , R БУ << R 1т , а также полагая, что K & т1 ( jω) ≈ 1 , уравнение (3.15) можно существенно упростить: K

& y.т ( jω) = K

K 0ут 1 + jωC кт R эт

= T& т ( jω) =

Tот , 1 + jωC кт R эт

(3.18)

где K 0ут = Т от = R эт R 2 т – коэффициент передачи ОУ без обратной связи в диапазоне низких частот и петлевое усиление замкнутого ОУ с ТОС. Будем полагать, что в существенном диапазоне частот наклон ЛАЧХ (логарифмической амплитудно-частотной характеристики) (-20 дБ/дек) формируется емкостью коррекции Скт, причем участки с бóльшим наклоном (-40 дБ, -60 дБ) проявляются на частотах более высоких, чем частота единичного усиления разомкнутого ОУ ω1т (рис. 3.8). По существу, последнее требование ограничивает допустимый диапазон изменения параметров ОУ Скт, R2т, Rэт, при которых будет гарантироваться заданный запас устойчивости ОУ по амплитуде и фазе, а также параметры переходного процесса при введении резистивных обратных связей. С другой стороны, для ОУ с ОСН K 0у.н & , (3.19) K у.н ( jω) = 1 + jωC кн R эн R где K 0y.н = эн – коэффициент усиления разомкнутого ОУ без обратной R он связи. Причем частоты единичного усиления разомкнутых ОУ (рис. 3.7) 1 1 ω1т = = ω1*т , ω1н = ≤ ω1*н , (3.20) С кт R 2 т С кн R он где ω1*т , ω1*н – частоты единичного усиления по петле обратной связи ОУ с ОСТ и ОУ с ОСН.

95

Т& т = K& y.т R эт = Т от R 2т R 2 т < R 2 т.2

Т от.2

ω1т = ω1*т =

1 Скт R 2 т

R 2 т.2

ω

1 ωкт = Скт R эт

а) Т& н , K& y.н

K 0yн =

R эт R он Т он

K& y.н

Т& н

ω1н =

1 СкнR он

βосK 0yн

ω

ω*кн =

1 СкнR эн

ω1*н =

ω1н K (п+ )

б) Рис. 3.8. ЛАЧХ операционных усилителей с токовой обратной связью (а) и с обратной связью по напряжению (б)

Рассмотрение ЛАЧХ коэффициента усиления по напряжению ОУ с ТОС и ОУ с ОСН (рис. 3.8) показывает, что возможны три условия идентичности их основных параметров при одинаковых R эн = R эт : 1. При равенстве коэффициентов усиления по напряжению на низких частотах ( K 0у.т = K 0у.н ) должно быть:

R 2 т = R он . 96

(3.21)

2. Если потребовать равенства частот единичного усиления ( ω1т = ω1н ), то: С кн R 2 т = . (3.22) С кт R он 3. При равенстве частот единичного усиления ( ω1т = ω1н ) и коэффициентов передачи на низких частотах разомкнутых ОУ ( K 0у.т = K 0у.н ) параметры ОУ должны удовлетворять условиям: R 2 т = R он , С кн = С кт . (3.23) Таким образом, полная идентичность параметров ЛАЧХ коэффициента усиления по напряжению сравниваемых ОУ без обратных связей предполагает идентичность сопротивлений резисторов R 2 т = R он , определяющих крутизну их входных подсхем, и емкостей конденсаторов коррекции ( С кн = С кт ).

3.3.4 Параметры ОУ при одинаковых петлевых усилениях Из уравнений (3.18) следует, что при R эт = R эн = const петлевое усиление операционного усилителя с ТОС зависит только от одного ( R 2 т ) из двух внешних резисторов ( R 2 т , R 1т ), а постоянная времени, обеспечивающая устойчивость петли обратной связи, определяется произведением τ кт = С кт R эт . При этом частота единичного усиления по петле обратной связи совпадает с частотой единичного усиления разомкнутого ОУ 1 ω1*т ≈ ≈ ω1т , (3.24) С кт R 2 т где ω1т – частота единичного усиления разомкнутого ОУ с ТОС. С другой стороны, петлевое усиление ОУ с ОСН (рис. 3.7 а) при тех же допущениях зависит от двух резисторов обратной связи R 2н , R 1н : Tон T& н ( jω) = , (3.25) 1 + jωC кн R эн −1 R эн −1 R 1 где Т он = β ос эн = K (п+.н) ; β ос = = K (п+.н) – коэффициент обR R он R он 1 + 2н R 1н ратной связи ОУ с ОСН; K (п+.н) – коэффициент передачи неинвертирующего замкнутого ОУ с ОСН. Петлевое усиление Т& н ( jω) принимает единичное значение на частоте

[ ]

ω1*н ≈

[ ]

ω1н 1 = ,  R 2н  1 + R 2 н  С кн R он 1 + R 1н R 1н  

(3.26)

97

где ω1н =

1 – частота единичного усиления ОУ с ОСН без обратной С кн R он

связи. Если потребовать идентичности параметров сравниваемых усилителей, характеризующих свойства их петли обратной связи, то следует рассмотреть три различные ситуации: 1. Усилители на низких частотах имеют одинаковые петлевые усиления ( Т от = Т он ). Для этого необходимо, чтобы R 2т R R он = = (2+т) . (3.27) R 2н K п.н 1+ R 1н 2. Частоты единичного усиления по петле обратной связи сравниваемых ОУ совпадают ( ω1*т = ω1*н ). Данное условие при R эт = R эн накладывает следующие ограничения на параметры элементов схем (рис. 3.7) R 2 т С кн  R 2 н  1 + . (3.28) = R он С кт  R 1н  3. Если усилители (рис. 3.7) имеют одинаковые значения петлевого усиления ( Т от = Т он ) и частот ω1*н = ω1*т = ω1т , то необходимо иметь: R 2т R = (2+т) , С кн = С кт . (3.29) R он = R 2н K п.н 1+ R 1н Таким образом, для получения одинаковых петлевых усилений Т он = Т от сопротивление резистора R он , определяющего крутизну преобразования входного сигнала мостового каскада ОУ с ОСН, должно быть в K (п+.н) -раз меньше, чем сопротивление резистора R 2 т , определяющего крутизну преобразования разницы между u вых и u вх.1 в ток выхода «Вых.i1» ОУ с ТОС. В частном случае, если выбрать 100 % обратную связь ( K (п+.н) = 1 ), т.е. R 2н = 0 , то должно выполняться равенство R 2 т = R он . Это основное условие получения идентичных значений Т он = Т от сравниваемых усилителей в данном режиме. При рассмотренных допущениях из (3.29) следует, что при Т он = Т от амплитудно-частотные характеристики петлевого усиления ОУ с ОСН и ОУ с ТОС, определяющие их устойчивость и другие динамические параметры в схеме с обратной связью, оказываются одинаковыми, а для коррекции их АЧХ необходимы одинаковые корректирующие конденсаторы C кн = С кт . 98

Таким образом, в существенном диапазоне частот ОУ с ОСН и ОУ с ТОС (рис. 3.7) при Т он = Т от идентичны по динамическим параметрам петли обратной связи, определяющей их свойства при обработке импульсных и гармонических сигналов.

3.3.5 Максимальная скорость нарастания выходного напряжения в нелинейных режимах С учетом (3.12) и формул для частот единичного усиления (3.20) находим, что ϑвых сравниваемых усилителей U гр.т ϑвых.т = ω1т U гр.т = , (3.30) С кт R 2 т U гр.н ϑвых.н = ω1н U гр.н = , С кн R он где U гр.т , U гр.н – напряжение ограничения входных подсхем ОУ с ТОС и ОУ с ОСН (рис. 3.7). Причем выигрыш по скорости нарастания выходного напряжения ОУ с ТОС определяется в общем случае отношением ϑ N ϑ = вых.т = N гр ⋅ N ω , (3.31) ϑвых.н U гр.т ω1т ω1*т ( + ) где N гр = , Nω = = Kп . U гр.н ω1н ω1*н При классическом построении входной подсхемы ОУ с ОСН [2] коэффициент N гр >> 1 и поэтому ОУ с ТОС имеют существенные преимущества по быстродействию. Однако для сравниваемых усилителей (рис. 3.7) U гр.т ≈ β1I1R 2 т , U гр.н ≈ β1I1R он (3.32) С R R 2т С , N ω = кн он , N ϑ = кн . R он С кт R 2 т С кт Таким образом, при R 2 т = R он диапазоны активной работы входных каскадов ОУ (рис. 3.7) одинаковы, а при C кн = С кт максимальные скорости нарастания выходного напряжения сравниваемых ОУ равны: βI ϑвых.т ≈ 1 1 , (3.33) C кт βI ϑвых.н ≈ 1 1 . (3.34) C кн Формулы (3.33), (3.34) справедливы при отсутствии динамической перегрузки входных эмиттерных повторителей подсхемы ВП на транзисторах VT3, VT4 [66], а также при N гр =

99

E (п+ ) − 2 U эб ≥ β1I1 , R от + R 1т R 2 т

(3.35)

где Е (п+ ) = Е (п− ) = Е п – напряжение двуполярного питания ОУ; U эб ≈ 0,7 В – напряжение эмиттер-база транзисторов ОУ. Последнее соотношение накладывает ограничения «сверху» на величину сопротивлений резисторов обратной связи. Так, если сопротивление R 2 т сравнительно велико, то при входном напряжении, близком к Е п , максимально возможный ток коллектора VT1 ( β1I1 ) не будет достигнут. С другой стороны, если учесть динамическую перегрузку входных эмиттерных повторителей входной подсхемы ОУ (рис. 3.6) [66], то максимальная скорость нарастания ОУ с ТОС будет ограничена на уровне I1E п I ϑвых ≈ ≈ 2πf1E п 1 , (3.36) С1С к (R от + R 1т R 2 т ) C1 где С1 – эквивалентная паразитная емкость в цепи эмиттера транзистора VT3; I1 – статический ток эмиттера транзистора VT3.

3.3.6 Быстродействие в линейных режимах В линейном режиме работы входного каскада сравниваемых ОУ, т.е. когда не наступает ограничение его выходного тока во всем допустимом диапазоне входных импульсных сигналов U вх < E п , вызванное малыми значениями коэффициента усиления по току базы входных транзисторов ДЭП1 или сравнительно большими величинами R2т, R2н, максимальная скорость нарастания выходного напряжения ϑвых связана с амплитудой U вх следующим образом: ϑвых.т ≈ ω1т U вх ,

(3.37)

ϑвых.н ≈ ω1н U вх . В реальных схемах предельное значение амплитуды U вх близко к напряжению питания U вх ≈ E п . Поэтому максимально возможная величина ϑвых : ω1т С кн R он = . (3.38) ω1н С кт R 2 т Из (3.38) следует, что при идентичных параметрах амплитудночастотной характеристики разомкнутых ОУ коэффициент N ϑ в данном режиме близок к единице, т.е. ОУ с ТОС не имеет преимуществ по быстродействию. Следует обратить внимание на потенциальную возможность получения более высокого быстродействия в ОУ с ОСН в линейном и нелинейном режимах. Эта возможность проявляется при выборе коэффициента передачи K (п+.н) > 1 . 100 ϑвых.т ≈ ω1т E п , ϑвых.н ≈ ω1н E п , N ϑ ≈

Действительно, при введении обратной связи петлевое усиление ОУ с ТОС не изменяется и условия обеспечения его устойчивости остаются всегда одинаковыми и наиболее «тяжелыми», характерными для замкнутых систем со 100 % обратной связью. В ОУ с ОСН при коэффициенте передачи цепи обратной связи β ос < 1 петлевое усиление уменьшается и условия обеспечения устойчивости несколько упрощаются – емкость Скн, гарантирующая отсутствие гене -раз. Если выбрать рации, может быть уменьшена в 1 + R 2н R 1н   R он = R 2 т , то при прочих равных условиях это равносильно получению более высокого быстродействия: ϑвых .н R = 1 + 2н > 1 . (3.39) ϑвых.т R 1н Однако такой режим коррекции амплитудно-частотной характеристики не всегда возможен в универсальных ОУ, для которых емкость Скн выбирается для наиболее худшего случая – 100 % обратной связи. Тем не менее, этот способ повышения быстродействия следует рекомендовать для ОУ с фиксированным коэффициентом передачи, например, K (п+.н) = 5 ÷ 10 .

3.3.7 Частотные характеристики в режиме неинвертирующих усилителей Коэффициенты передачи замкнутых ОУ (рис. 3.7) определяются с учетом [68-72], а также [57, 64, 65] по следующим формулам & вых K (п+.н) U (+) & K п.н = = , (3.40) & вх 1 + jωR K ( + ) С U он п.н кн ( + & вых K п.т) U (+) & K п. т = = , (3.41) & вх 1 + jωR 2 т С кт U

R 2н R , K (п+.т) = 1 + 2 т . (3.42) R 1н R 1т Если выбрать режим 100 % обратной связи ОУ с ОСН и (+) K п.т = K (п+.н) = 1 , то полоса пропускания сравниваемых ОУ при Т он = Т от и R он = R 2 т оказывается также одинаковой 1 1 ω(в+.н) = ( + ) ≈ , (3.43) K п.н R он C кн R он C кн 1 ω(в+.т) = . (3.44) R 2 т C кт

где K (п+.н) = 1 +

101

При K (п+.н) > 1 и C кн = С кт частотные характеристики ОУ с ОСН ухудшаются пропорционально увеличению K (п+.н) , в сравнении с ОУ с ТОС. Это объясняется наличием сомножителя K (п+.н) при C кн в формуле (3.40), в то время как в ОУ с ТОС коэффициент передачи K (п+.т) слабо влияет на полосу пропускания [68-72]. В принципе, если при увеличении K (п+.н) > 1 целенаправленно уменьшать резистор R он в ОУ с ОСН в соответствии с формулой (3.27), то это позволит получить при одинаковом запасе устойчивости такие же значения ω(в+.н) , что и ωв( +.т) ОУ с ТОС. Таким образом, ОУ с ТОС (рис. 3.7 б) не имеет заметных преимуществ по абсолютным значениям максимальной полосы пропускания в сравнении с ОУ с ОСН (рис. 3.7 а). При рациональном выборе параметров R он , R эн , C кн частотные характеристики сравниваемых ОУ могут быть практически одинаковыми. Следует заметить, что у ОУ с ТОС существует одна замечательная особенность – это возможность внешнего регулирования крутизны передачи входной подсхемы и, как следствие, ωв( +.т) за счет изменения сопротивления только одного внешнего резистора R 2 т , в то время как заданный коэффициент передачи K (п+.т) можно устанавливать другим резистором R 1т . Однако, если в микросхеме ОУ (рис. 3.7 а) вынести резистор R он за микросхему, то такие же возможности будет иметь и ОУ (рис. 3.7 а). В этом случае необходимо при повышении K (п+.н) уменьшать R он , поддерживая таким образом величину петлевого усиления на постоянном уровне. Конечно, такое схемотехническое решение потребует дополнительных выводов у микросхемы, может привести к дополнительным наводкам и шумам. Однако эти проблемы могут быть сняты путем электронной регулировки R он в зависимости от заданных значений коэффициента передачи замкнутого ОУ. Одним из вариантов решения этой задачи является изменение K (п+.н) путем цифровой коммутации резистора R 1н при соответствующем изменении R он .

3.3.8 Частотные характеристики в режиме инвертирующих усилителей В этом случае неинвертирующий вход ОУ Вх(+) подключается к общей шине, а сигнал подается на «Вх(-)» последовательно с резисторами R 1н , R 1т (рис. 3.7). Петлевые усиления ОУ (рис. 3.7 а, б) в таком режиме не изменяются и определяются по формулам (3.18) и (3.25), а коэффициент передачи сравниваемых ОУ с учетом обратной связи 102

& (−) = K п. т

K (п−.т) & (п−.н) = ,K 1 + jωС кт R 2 т

K (п−.н) ,  R 2н  R он 1 + jωС кт 1 + R 1н  

R R 2т , K (п−.н) = − 2н . R 1т R 1н При этом полосы пропускания сравниваемых усилителей 1 1 ω(в−.н) = , ω(в−.т) = . C кт R 2 т  R 2н   C кн R он 1 + R  1н  где K (п−.т) = −

(3.45)

(3.46)

(3.47)

Формальный анализ формулы (3.47) показывает, что ОУ с ТОС имеет, в общем случае, более широкую полосу пропускания: ω(в−.т) R N ω = ( − ) = 1 + 2н ≥ 1 . (3.48) R 1н ω в .н Однако, если потребовать равенства петлевых усилений ОУ (рис. 3.7 а, б) ( Т он = Т от ) и выбрать при C кн = С кт сопротивление резистора R он в соответствии с (3.23), то получим, что N ω = 1 . С другой стороны, в ОУ с ОСН при K (п+.н) > 1 и Т он < Т от устойчивость петли обратной связи можно обеспечить при меньших значениях C кн , что равносильно увеличению ω(в−.н) до уровня ω(в−.т) . Таким образом, в режиме инвертора сравниваемые ОУ (рис. 3.7) также могут иметь достаточно близкие частотные характеристики. Однако практическое применение ОУ с ТОС в неинвертирующем включении часто ограничивается его крайне малым входным сопротивлением, т.к. R вх ≈ R 1т . Предельное быстродействие ОУ с ТОС в режиме инвертора может быть выше, чем ОУ с ОСН. Это объясняется двумя причинами. Во-первых, входная емкость Сот, включенная параллельно малому сопротивлению R *от , влияет на максимальную скорость изменения сигнала на входе ОУ с ТОС в меньшей степени, чем в ОУ с ОСН. Во-вторых, на достижение предельных значений ϑвых в ОУ с ОСН влияет также динамическая перегрузка входных эмиттерных повторителей подсхемы ДЭП2 [66]. Поэтому исключение ДЭП2 из структуры ОУ с ТОС снимает эту проблему. Как следствие, предельное быстродействие ОУ с ТОС в режиме инвертора будет выше, чем в режиме повторителя.

103

3.3.9 Влияние малых постоянных времени Передаточная функция петлевого усиления ОУ (рис. 3.7 а, б) с учетом малых постоянных времени основных подсхем Т он Tн (р) ≈ , (3.49) (1 + τ БУн ⋅ р)(1 + τβ.н ⋅ р)(1 + τ ЭП.2 ⋅ р)(1 + τ ПТ ⋅ р)(1 + τ кн ⋅ р) Tт (р) ≈

(1 + τ БУт ⋅ р)(1 + τβ.т

Т от , ⋅ р)(1 + τ ПТ ⋅ р)(1 + τ кт ⋅ р)

(3.50)

где τ БУн , τ БУт , τ ЭП.2 , τ ПТ – эквивалентные постоянные времени подсхем БУн, БУт, ДЭП2, «ДЭП1-ПТт»; τ кн ≈ С кн R эн , τ кт ≈ С кт R эт ; τβ.н , τβ.т – постоянные времени паразитных конденсаторов в цепи обратной связи; τβ.н ≈ С он ⋅ R 1н R 2 н ; τβ.т ≈ С от ⋅ R 1т R 2 т R *от . (3.51) Для обеспечения заданных показателей устойчивости петли обратной связи все малые постоянные времени в уравнениях (3.49) и (3.50) не должны оказывать влияние на АЧХ T( jω) в существенном диапазоне частот. При этом с увеличением их числа приходится увеличивать корректирующую емкость С кн ( С кт ), что приводит к сужению полосы пропускания и быстродействия ОУ. Таким образом, тот усилитель из двух сравниваемых, который имеет меньшее число высокочастотных полюсов T( jω) , обладает в принципе более высокими динамическими параметрами. Анализ уравнений (3.49) и (3.50) показывает, что в передаточной функции петлевого усиления ОУ с ТОС отсутствует сомножитель 1 K y ЭП 2 (p) ≈ , (3.52) 1 + τ ЭП 2 ⋅ р который всегда имеется в уравнении (3.49) для ОУ с ОСН. Это дает ОУ данного типа неоспоримое преимущество, которое может оказаться существенным при построении СВЧ-операционных усилителей. Так, компьютерное моделирование двухтактных эмиттерных повторителей на базе технологий ФГУП НПП «Пульсар» показывает, что влияние инерционности ДЭП2 начинает проявляться на частотах 1,3÷1,8 ГГц, а на транзисторах с гетеропереходом, изготовленных на основе SiGe по технологическому процессу фирмы IHP [77] при f > 20 ГГц. Когда у сравниваемых усилителей учитывается паразитная емкость C от = С он , то в ОУ с ТОС ее влияние на петлевое усиление оказывается менее заметным. Однако, если потребовать, чтобы в ОУ с ОСН были такие же энергетические потери в четырехполюснике обратной связи, что эквивалентно уменьшению R 2н и R 1н до уровня R 2 т и R 1т , то постоянные времени τβ.т и τβ.н становятся соизмеримыми.

104

3.3.10 Ослабление синфазных сигналов Наличие на входе любого дифференциального ОУ (рис. 3.9) синфазной составляющей входных напряжений uс приводит к дополнительному смещению его нуля на величину К сф uc e oc = = uc, (3.53) К ос.сф К y где Кос.сф – коэффициент ослабления входных синфазных сигналов ОУ; Ксф, Ку – коэффициенты передачи ОУ по синфазному и дифференциальному сигналам. e oc =

K сф uc = uc K ос.сф Ky

Рис. 3.9. Ошибка усиления в ОУ при наличии синфазной составляющей входных сигналов uc1 и uc2

В режиме неинвертирующего включения ОУ с ТОС и ОСН (рис. 3.10) реальное выходное напряжение uвых (при отсутствии разброса сопротивления резисторов обратной связи) будет отличаться от идеального u овых [2]:

 1  1 u вых ≈ u овых 1 − − (3.54) + R ( − ) y (cф− ) − R ( + ) y (cф+ )  ,  Т К  ос.сф   ( −) (+) где Т – петлевое усиление ОУ по напряжению; y cф , y cф – входные проводимости ОУ для синфазного сигнала по инвертирующему и неинвертирующему входам; R ( − ) = R 1 R 2 , R ( + ) = R 3 R 4 .

Рис. 3.10. Неинвертирующее включение ОУ

105

Следовательно, коэффициент ослабления синфазных сигналов Кос.сф ОУ таким же образом влияет на погрешность решающего усилителя (рис. 3.10), что и петлевое усиление Т. При этом влияние асимметрии входных проводимостей по синфазному сигналу становится заметным, если 1 R ( − ) y (cф− ) − R ( + ) y (cф+ ) > , (3.55) Т 1 R ( − ) y (cф− ) − R ( + ) y (cф+ ) > . (3.56) К ос.сф Из уравнения (3.54) также следует, что повышение петлевого усиления Т с целью снижения погрешности нецелесообразно, если К ос.сф < Т .

Приведенные выше формулы позволяют, в дополнение к [58], сравнить погрешности ОУ с ТОС и ОУ с ОСН, обусловленные несимметрией параметров y (cф− ) и y (cф+ ) , R ( − ) и R ( + ) , а также конечным значением Кос.сф.

Операционный усилитель с ТОС. Коэффициент ослабления синфазных сигналов входной подсхемы ОУ с ТОС (рис. 3.11) существенно зависит от сопротивления резистора Rот, включаемого иногда последовательно с инвертирующим входом, и сопротивления rэ эмиттерных переходов VT1-VТ4.

u*c

u*c

Рис. 3.11. Переменные токи во входном каскаде ОУ с ТОС на синфазном сигнале

106

Если R от = 0 , rэ1 = rэ 2 = rэ3 = rэ 4 = rэ , то синфазное изменение входных напряжений uс создает в схеме приращения токов, обусловленных конечными значениями выходных проводимостей источников I1 (y1) и I2 (y2): i1 ≈ y1u c , i 2 ≈ y 2 u c , i к1 ≈ i э1 ≈ i1 , i к 2 ≈ i э 2 ≈ i 2 , (3.57) i н = u c (K i12.1 y1 + K i12.2 y 2 ) , где K i12.1 ≈ K i12.2 ≈ 1 – коэффициент усиления по току токовых зеркал ПТ1, ПТ2. Для дифференциального сигнала коэффициент усиления К  u К K y ≈ R н  i12.1 + i12.2  = вых . (3.58) rэ 2  u вх12  rэ1 Поэтому в данном режиме коэффициент ослабления синфазных сигналов входного каскада ОУ с ТОС (рис. 3.11) зависит от абсолютных значений параметров элементов схемы: −1 *−1 K ос (3.59) .сф ≈ K ос.сф ≈ 0,5rэ ( y1 + y 2 ) . Минимальные величины входных проводимостей для синфазного сигнала входной подсхемы (рис. 3.11) при R от = 0 определяется по формулам ) y*(сф+. min ≈ yк3 + yк 4 , (3.60) ) y*(сф−. min ≈ y1 + y 2 ,

(3.61)

где y к 3 = rк−31 , y к 4 = rк−41 – проводимости закрытых коллекторных переходов транзисторов 3 и 4. Формулы (3.59)-(3.61) получены без учета внутренней обратной связи с транзисторах VT1-VT4. Если R от >> rэ1 ≈ rэ 2 , то направление составляющих токов iпт2 и iпт1 в нагрузке Rн, связанных с синфазным сигналом, изменяются и коэффициент Кос.сф в этом режиме определяется разбросом параметров элементов схемы: ** −1 (K i12.1 − K i12.2 )(y1rэ3 − y 2 rэ 4 ) −1 K ос.сф ≈ K ос.сф ≈ . (3.62) rэ1 + rэ 2 rэ1 + rэ 2 0,5K i12.1 + 0,5K i12.2 rэ1 + R от rэ 2 + R от При идентичных значениях сопротивлений эмиттерных переходов rэi = rэ и K i12.2 ≈ 1 формула (3.62) существенно упрощается: ** −1

K ос.сф ≈ 0,5R от (y1 − y 2 )(K i12.1 − K i12.2 ).

(3.63)

Таким образом, коэффициент ослабления синфазных сигналов ОУ с ТОС в зависимости от численных значений сопротивления Rот лежит в пределах 107

** −1

K ос.сф

<

−1 K ос .сф

<

* −1

K ос.сф

,

(3.64)

а увеличение сопротивления Rот от нуля до R от >> rэ изменяет характер зависимости Кос.сф от выходных проводимостей источников опорного тока y1 и y2: при R от = 0 этот параметр пропорционален сумме проводимостей y1 и y2, а при R от >> rэ – их разности. Операционный усилитель с ОСН. Схема входного каскада ОУ с ОСН, соответствующего архитектуре рисунка 3.7 а, приведена на рисунке 3.12, где rэ – сопротивление эмиттерных переходов транзисторов; y1, y2, y1* , y*2 – выходные проводимости источников тока I1, I2, I1* , I*2 .

Рис. 3.12. Переменнные токи во входном каскаде ОУ с ООС на синфазном сигнале

108

Если предположить, что сопротивления всех эмиттерных p-n переходов транзисторов одинаковы, и пренебречь их внутренней обратной связью, то приращения токов в схеме (рис. 3.12), обусловленные синфазным сигналом uc на входах Вх.1(+), Вх.2(-), практически не зависят от численных значений Rон: u i к1 = с ( y1 − y 2 ) ≈ i к 2 , (3.65) 2 i н = K i12.1i к1 − i к 2 K i12.2 . (3.66) Так как коэффициент усиления дифференциального напряжения рассматриваемой входной подсхемы ОУ с ОСН K y ≈ R н R он , то коэффициент ослабления синфазных сигналов −1 K ос (3.67) .сф ≈ 0,5R от (y1 − y 2 )(K i12.1 − K i12.2 ) . Сравнение формул (3.67) и (3.59) показывает, что коэффициенты ослабления синфазных сигналов ОУ с ОСН и ОУ с ТОС при R от = R он и идентичном построении цепей стабилизации статического режима (I1, I2) практически одинаковы. Если R от = 0 , то ОУ с ОСН имеет в Nc-раз более высокое ослабление синфазных сигналов, где rэ ( y1 + y 2 ) Nc ≈ . (3.68) R он ( y1 − y 2 )(K i12.1 − K i12.2 Если учесть, что в практических схемах выполняется неравенство y1 > y 2 (с учетом свойств p-n-p транзисторов в источниках тока I1, I2), то выигрыш по Кос.сф в рассматриваемых ОУ определяется идентичностью токовых зеркал ПТ1, ПТ2: 2rэ Nc ≈ . (3.69) R он (K i12.1 − K i12.2 Входные проводимости для синфазного сигнала по неинвертирующему входу ОУ с ОСН и ОУ с ТОС также близки, т.к. для схемы (рис. 3.12) справедливы следующие соотношения y (сф+ ) ≈ y к 3 + y к 4 , (3.70) y (сф− ) ≈ y*к 3 + y*к 4 . (3.71) Заключение. Выполненный сравнительный анализ динамических параметров сравниваемых ОУ позволяет сделать следующие выводы: 1. В публикациях по проблемам аналоговой микросхемотехники сложилось недостаточно обоснованное, а иногда не соответствующее действительности представление об исключительных преимуществах по быстродействию операционных усилителей с токовой обратной связью. 2. При рациональном проектировании операционных усилителей с обратной связью по напряжению их основные динамические параметры (частота единичного усиления, максимальная скорость нараста109

3.

4.

5. 6. 7.

ния выходного напряжения) могут не уступать динамическим параметрам ОУ с токовой обратной связью. Преимущества ОУ с ТОС по частотным свойствам реализуются не благодаря особенностям архитектуры, а из-за меньших реальных значений петлевого усиления, зависящего от сопротивления резистора R 2 т и, как следствие, меньших значений емкости корректирующего конденсатора C кт < С кн . Операционные усилители с токовой обратной связью всегда работают с более низкоомными резисторами в цепи обратной связи, которая является более энергопотребляющей. Это положительно сказывается на частотных характеристиках и быстродействии ОУ, так как при этом минимизируется влияние паразитных емкостей во входных цепях. Преимущества по динамическим параметрам ОУ с ТОС становятся особенно заметными при проектировании СВЧ ОУ. При фиксированном коэффициенте передачи в схеме с обратной связью (Кп=2÷10) операционные усилители с ОСН могут иметь более высокое быстродействие, чем ОУ с ТОС. Операционные усилители с ОСН и ТОС имеют практические одинаковые коэффициенты ослабления синфазных сигналов.

3.4 Операционные усилители с обобщенной токовой обратной связью Выполненный в главе 3 анализ позволяет выделить существенные признаки, присущие усилителям с ТОС и ОСН. 1. В рассмотренных схемах входных каскадов ОУ обоих классов всегда имеется резистор Rs (или его эквивалент), определяющий крутизну Sу преобразования разности напряжений на входе входного каскада ОУ (uвх) в ток заряда i2 корректирующей емкости Ск. Причем i 1 Sy = 2 ≈ . (3.72) u вх R s Этот же резистор определяет петлевое усиление ОУ. 2. В ОУ с ТОС (рис. 3.13) резистор Rs включается между двумя узлами с низким (почти нулевым) выходным сопротивлением, которое имеют входной и выходной каскады ОУ. Поэтому введение резистора Rf не уменьшает петлевое усиление, зависящее только от R s = R 2 т и Rэт (3.18). 3. Если в микросхеме усилителя с ОСН (рис. 3.14) с входным каскадом, имеющим большое Uгр [1], вывести от резистора Rs узел «А» и подключить к нему внешний резистор Rf, то такая структура (рис. 3.15) будет соответствовать по набору динамических параметров усилителю с ТОС (рис. 3.15). 110

Рис. 3.13. Структурные особенности ОУ с токовой обратной связью

Рис. 3.14. Структурные особенности ОУ с обратной связью по напряжению

Рис. 3.15. Архитектура универсального ОУ с обобщенной токовой обратной связью

111

При этом в таком «гибридном» ОУ, который целесообразно назвать ОУ с обобщенной токовой обратной связью, сочетающем достоинства ОУ двух рассмотренных подклассов, сохранится традиционная возможность регулировки коэффициента передачи замкнутой структуры за счет изменения отношения R1 / R 2 . По существу операционный усилитель с обобщенной токовой обратной связью (рис. 3.15) – это новый подкласс усилителей с широким спектром динамических характеристик, зависящих от параметров не одного, а двух четырехполюсников отрицательной обратной связи, ранее применявшихся в аналоговой микросхемотенике отдельно и независимо друг от друга. 4. В настоящее время на рынке микроэлектронных изделий отсутствуют микросхемы, объединяющие в себе свойства ОУ с ОСН и ОУ с ТОС (выпускаются усилители либо одного, либо другого подкласса). Для организации производства ОУ с архитектурой (рис. 3.15) необходимы минимальные затраты на их разработку – достаточно в ОУ со структурой (рис. 3.14) обеспечить дополнительный внешний вывод микросхемы от резистора Rs. 5. Архитектура ОУ с ТОС на базе ОУ с ОСН (рис. 3.15) позволяет получить ряд новых качеств: − во-первых, обеспечить многовариантную регулировку коэффициента передачи традиционными методами путем изменения отношения R1 / R 2 и/или R s / R f ; − во-вторых, убрать «основное проклятие» ОУ с ТОС – несимметрию по инвертирующим и неинвертирующим входам, повышенную статическую ошибку, проблемы с включением емкостей параллельно резистору Rs, ограничения снизу на величину Rs и т.п.

3.4.1 Основные свойства и характеристики Современные широкополосные и быстродействующие операционные усилители ведущих микроэлектронных фирм (Texas Instruments: патенты США № 6710655, 6710654, 6492870, 6542032, 6249187, Analog Devices: патенты США № 5150074, 6262633, Maxim: патенты США № 6188281, 6429744, National Semiconductor: патенты США № 5512859, 5399991, 5510754) выполняются на основе архитектуры усилителей с обратной связью по напряжению, представленной на рисунке 3.16 [78-100]. Она содержит двухтактные эмиттерные повторители ЭП1 и ЭП2 с токовыми выходами Вых.i1, Вых.i2, Вых.*i1, Вых.*i2. 112

+

Вых.i1

-Ki.1

Вых.i2 ЭП2

ЭП1 (+)

Вх. 1 K y

Rs=Rон

Ki Ki

А

Ki

Ky

Ki

Σ

+Ki.2

Вх.(-)2

Вых. * +Ki.2

Rн

*

Вых.i2 *

-Ki.2*

Вых.i1

-

Рис. 3.16. Классическая архитектура ОУ с обратной связью по напряжению на основе мостового каскада ЭП1-ЭП2

Как уже отмечалось выше, существенный недостаток ОУ, реализуемых на основе архитектуры рисунка 3.16, состоит в том, что при увеличении (уменьшении) коэффициента передачи путем изменения глубины обратной связи существенно изменяется верхняя граничная частота (полоса пропускания по уровню -3 дБ). Включение резистора Rf между потенциальным выходом «A» первого входного двухтактного повторителя сигнала ЭП1 и общей шиной качественно изменяет работу схемы, придавая ей свойства ОУ с ТОС (рис. 3.17 а).

а) Рис. 3.17. Функциональные схема ОУ с обобщенной ТОС (начало, окончание на стр. 114)

113

β oc

б)

в) Рис. 3.17. Функциональные схема ОУ с обобщенной ТОС (окончание, начало на стр. 113)

114

На рисунке 3.17 приведены функциональные схемы ОУ с обобщенной ТОС, на которых показаны все возможные входы и выходы при введении обратной связи. Рассмотрим работу схемы рисунка 3.17 а. Если напряжение сигнала uвх.1 подается на неинвертирующий вход Вх.(+)1, то выходные напряжения в узлах «Вых.3», «Вых.2», «Вых.Σ1» при большом петлевом усилении ( T >> 1 ) определяются следующими соотношениями u н3 = K (п+13) u вх.1 , (3.73) u н 2 = K (п+12) u вх.1 ,

(3.74)

u н1 = K (п+11) u вх.1 ,

(3.75)

 Rs R  R  , K (п+11) ≈ 1 + s 1 + 2  . Rf R1   R f  Из последних формул следует, что коэффициенты передачи K (п+12) и

где K (п+13) ≈ 1 ; K (п+12) ≈ 1 +

K (п−11) могут изменяться достаточно независимо в широких пределах, причем их отношение K (п+11) R2 . (3.76) = 1 + R1 K (п+12) Например, если выбрать R s = R f и R 2 = R 1 , то на низких частотах чис-

ленные значения коэффициентов передачи K (п+11) = 4 , K (п+12) = 2 , K (п+13) = 1 , K (п+11) K (п+13) = 4 , K (п+11) K (п+12) = 2 . Следует заметить, что при T >> 1 выходные сопротивления относительно всех выходных узлов ОУ (рис. 3.17 а) достаточно малы. На высоких частотах комплексный коэффициент передачи со входа (+) Вх. 1 к выходу Вых.2 не зависит от сопротивления резистора Rf: K (п+12) & (п+12) = K . (3.77)  R2   jω 1 + С к R s 1 + R 1  

Таким образом, изменение K п12 и K п11 путем изменения R f не будут приводить к изменению полосы пропускания ОУ 1 ωв = . (3.78)  R2   С к R s 1 + R  1  На рисунке 3.18 a показаны АЧХ коэффициента усиления K (п+11) = u н1 u вх.1 ОУ при различных значениях сопротивления резистора Rf и при 100 % обратной связи ( R 2 R 1 = 0 ). При компьютерном моделировании ОУ величина корректирующей емкости Cк не изменялась. 115

а)

б)

Рис. 3.18. Амплитудно-частотные характеристики ОУ с обобщенной токовой обратной связью

Амплитудно-частотные характеристики ОУ (рис. 3.17а) при тех же значениях Rf, но при R 2 R 1 = 1 (т.е. 50 % обратной связи), показаны на рисунке 3.18 б. Приведенные на рисунке 3.18 результаты компьютерного моделирования подтверждают, что при изменении коэффициентов передачи K (п+11) более чем в 10 раз верхняя граничная частота ω(в+ ) остается практически постоянной. Данное свойство ОУ сохраняется и относительно выхода Вых.2. Если входной сигнал u (вх− ).2 подается на инвертирующий вход Вх.(-)2 (рис. 3.17 б), то при большом петлевом усилении ( T >> 1) выходные напряжения ОУ u н 3 = K (п−23) u (вх− .)2 , (3.79) u н 2 = K (п−22) u (вх− .)2 ,

(3.80)

u н1 = K (п−21) u (вх− ).2 ,

(3.81)

 R R Rs , K (п−21) = −1 + 2  s . Rf R1  R f  В том случае, когда сигнал u (вх− .)3 подается на инвертирующий вход Вх.(-)3 (рис. 3.17 в) u н 3 = K (п−33) u (вх− .)3 , (3.82) где K (п−23) ≈ 0 , K (п−22) = −

116

u н 2 = K (п−32) u (вх− ).3 ,

(3.83)

u н1 = K (п−31) u (вх− ).3 , (3.84) R где K (п−33) ≈ 0 , K (п−32) ≈ 0 , K (п−31) = − 2 . R1 Таким образом, гибридный ОУ (рис. 3.17) в схеме с обратной связью имеет три низкоомных выхода и три входа, что значительно расширяет его функциональные возможности при работе в структуре аналоговых интерфейсов, а также характеризуется инвариантностью полосы пропускания при изменении коэффициентов передачи (при R 2 R 1 = const ). На рисунке 3.19 приведена АЧХ коэффициента усиления рассматриваемого ОУ K п13 = u н3 u вх.1 (в схеме на рисунке 3.17 а) при различных сопротивлениях резистора R f = 200 ÷ 20 Ом и R s = R m = 200 Oм = const . (+)

0

Kп13, Дб

-1

fв=265МГц

fв=190МГц

-2 -3

fв=450МГц

fв=115МГц 10

100

300

f, МГц

Рис. 3.19. Амплитудно-частотные характеристики при R f = Var и R s = R m = const

Графики, показывающие взаимосвязь коэффициентов передачи к различным выходам для схемы ОУ с обобщенной токовой обратной связью при его включении, соответствующем рисунку 3.17 а и при 100 % обратной связи ( R 2 R 1 = 0 ), а также при R s R f = 1 , приведены на рисунu ке 3.20, где приняты следующие обозначения: K п11 = н1 – коэффициент u вх.1 u передачи напряжения от узла Вх.(+)1 к узлу «Вых.∑1»; K п12 = н 2 – коэфu вх.1 u фициент передачи от узла Вх.1 к узлу «Вых.2»; K п13 = н3 – коэфu вх.1 фициент передачи от узла Вх.1 к узлу Вых.3.

117

K (п+12) K (п+13)

K (п+11) K (п+12)

а)

б)

K (п+11) K (п+13)

в) Рис. 3.20. Нормированные амплитудно-частотные характеристики с обобщенной токовой обратной связью

Представленные на рисунках 3.19-3.20 графики нормированных амплитудно-частотных характеристик для разных выходов ОУ (рис. 3.17) иллюстрируют свойства ОУ с обобщенной токовой обратной связью. Таким образом, выявленные выше свойства базовых структур ОУ с обратными связями по напряжению и току позволяют создавать мультивходные и мультивыходные решающие усилители, сочетающие в себе параметры, характерные для ОУ обоих классов.

118

Глава 4 ОСОБЕННОСТИ СХЕМОТЕХНИКИ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ С НЕЛИНЕЙНЫМИ ПАРАЛЛЕЛЬНЫМИ КАНАЛАМИ

4.1 Проблемы терминологии и условных обозначений Несмотря на общепринятую терминологию, устоявшееся деление операционных усилителей на ОУ с обратной связью по напряжению (ОСН) и ОУ с обратной связью по току (ТОС), следует обратить внимание на определенные противоречия в такой классификации. Действительно, более глубокое рассмотрение свойств архитектуры ОУ этих классов показывает, что они оба относятся к аналоговым устройствам с обратной связью (ОС) по напряжению в ее классическом представлении [24, 67] (или потенциальную ОС). Различие состоит только в способе формирования сигнала ошибки между входными и выходными координатами ОУ, которая в первом случае имеет потенциальную составляющую (uощ), а во втором – токовую (iош). Не совсем корректно называть трансимпедансными усилителями [115] ОУ с ТОС, т.к. это понятие более общее. Таким образом, устоявшаяся в аналоговой электронике терминология, которая признана ведущими зарубежными и российскими фирмами, фактически доминирует над физическим смыслом и точными математическими определениями. В этой связи при дальнейшем рассмотрении ОУ с перспективной архитектурой будем придерживаться сложившихся в данном классе электронных изделий терминов и определений. Это обеспечит преемственность новых научных результатов и их сопоставимость с результатами других исследований.

4.2 Расширенная классификация ОУ Сложившееся в технической литературе деление архитектуры операционных усилителей на ОУ с ТОС и ОСН требует дальнейшего развития. Действительно, нелинейные корректирующие цепи [1, 2], повышающие быстродействие ОУ с ОСН и имеющие зоны нечувствительности на проходной характеристике, весьма часто включаются только на большом сигнале, при котором возникает нелинейный режим основного канала, и 119

работают как усилители с ТОС. Поэтому в более общей классификации ОУ с различными обратными связями и в их наименованиях необходимо указывать: − тип обратной связи по основному каналу усиления на малом сигнале (ОСН или ТОС); − тип обратной связи по нелинейному параллельному каналу усиления, работающему при перегрузке большим сигналом основного канала (ОСН или ТОС). В этой связи возможно 4 типа обратных связей в ОУ: − потенциально-потенциальная (П-П); − потенциально-токовая (П-Т); − токово-потенциальная (Т-П); − токово-токовая (Т-Т). Первое слово в названии характеризует тип обратной связи на малом сигнале, а второе – на большом. Например, реальный усилитель подкласса П-П (рис. 4.1) имеет основные высокочастотные дифференциальные каскады ДК2, ДК3 с малым напряжением ограничения и параллельно включенный ему мостовой ДК1, имеющий широкий диапазон активной работы. В практических случаях мостовой ДК1 выполняется на основе двухтактных эмиттерных повторителей.

Рис. 4.1. Параллельное включение мостового ДК1 и классических ДК2, ДК3 на n-p-n и p-n-p транзисторах (патент РСТ US 99/21741, WO 00/19604)

120

В усилителях П-Т (рис. 4.2) токовая обратная связь включается только при динамической перегрузке основного канала усиления, имеющего малосигнальную обратную связь по напряжению.

i (2+.т)

u вх ≈ u ош

i (2+.н)

γ0

+) i (ош .т

i (2−.н)

+) i (ош .т

i (2−.т)

Рис. 4.2. Архитектура ОУ с потенциально-токовой обратной связью (П-Т)

Пример построения усилителя подкласса Т-Т приведен на рисунке 4.3. Здесь параллельно основному каналу усиления (двухтактному эмиттерному повторителю ЭП1), работающему на малом сигнале как усилитель с токовой обратной связью, включен нелинейный параллельный канал (НКЦ) c низкоомным токовым входом, который работает только при динамической перегрузке основного канала. Основное назначение НКЦ-коррекция динамической погрешности двухтактного преобразователя «напряжение-ток» (ЭП1), в качестве которого наиболее часто используется «бриллиантовый» транзистор с инерционными входными эмиттерными повторителями [15, 63, 73]. Во время фронта переходного процесса двухтактный преобразователь ЭП1 обеспечивает недостаточно крутой фронт выходного тока в узле Вых.i1 (Вых.*i1), что приводит к увеличению сигнала рассогласования между базой транзистора VT1 (VT2) и выходом делителя R2-R1 и переходу VT1 (VT2) в активный режим на время фронта переходного процесса. 121

i (2+.т)

i (ск+ )

i (2+.н)

+) i (ош

Рис. 4.3. Архитектура ОУ с токово-токовой обратной связью

Схему (рис. 4.3) рекомендуется использовать в ОУ с предельным быстродействием. Она наиболее эффективна при повышенных напряжениях питания (Еп=10÷15 В). Возможно построение усилителя класса Т-П, когда нелинейный канал реализуется на основе дифференциального преобразователя напряжение-ток с широким диапазоном активной работы (например, мостовой ДК), а основной канал ТОС входит в режим ограничения из-за малых значений статических токов его входных транзисторов и не обеспечивает быстрый перезаряд корректирующего конденсатора Ск. В частном случае, когда не рассматривается режим больших сигналов или он принципиально не возникает при надлежащем построении функциональных узлов ОУ, из обобщенной классификации, приведенной в таблице 4.1, получается традиционная классификация ОУ. Т а б л и ц а 4.1 Расширенная классификация обратных связей и режимов работы основного и параллельного каналов ОУ Наименование обратной связи 1 1 Потенциальная 2 Токовая

122

Тип малосигнальной обратной связи по основному каналу 2 ОСН ТОС

Тип обратной связи по параллельному каналу при нелинейном режиме основного канала 3 -

Сокращенное обозначение обратной связи 4 П Т

Продолжение табл. 4.1 1 3 Потенциально-потенциальная 4 Потенциально-токовая 5 Токово-потенциальная 6 Токово-токовая

2 ОСН ОСН ТОС ТОС

3 ОСН ТОС ОСН ТОС

4 П-П П-Т Т-П Т-Т

Более детальное рассмотрение свойств известных нелинейных корректирующих цепей [1, 2] показывает, что нелинейный параллельный канал, повышающий быстродействие ОУ в режиме большого сигнала, бывает в ряде случаев несимметричным для различных полярностей входного напряжения. Поэтому дальнейшим развитием принятой в таблице 4.1 классификации и обозначениях обратных связей ОУ должны быть признаки, учитывающие тип отрицательной обратной связи (ОСН или ТОС) для положительной (П(+), Т(+)) и отрицательной (П(-), Т(-)) полярностей входного сигнала большой амплитуды (табл. 4.2). Т а б л и ц а 4.2 Классификация обратных связей в ОУ с несимметричным параллельным каналом для положительной (+) и отрицательной (-) полярностей входного сигнала большой амплитуды Наименование обратной связи

1 Потенциально-токовая(+)потенциальная(-) 2 Потенциальнопотенциально(+)токовая(-) 3 Потенциально-потенциально(+)потенциальная(-) 4 Потенциальнотоковая(+)- токовая(-) 5 Токовая-потенциально(+)потенциальная(-) 6 Токовая-потенциально(+)-токовая(-) 7 Токовая-токовая(+)потенциальная(-) 8 Токовая-токовая(+)токовая(-)

Тип малосигнальной обратной связи по основному каналу

Тип обратной связи по параллельному каналу при нелинейном режиме основного канала положит. отрицат. полярность полярность

Сокращенные обозначения обратных связей

ОСН

ТОС(+)

ОСН(-)

П-Т(+)-П(-)

ОСН

ОСН(+)

ТОС(-)

П-П(+)-Т(-)

ОСН

ОСН(+)

ОСН(-)

П-П(+)-П(-)

ОСН

ТОС(+)

ТОС(-)

П-Т(+)-Т(-)

ТОС

ОСН(+)

ОСН(-)

Т-П(+)-П(-)

ТОС

ОСН(+)

ТОС(-)

Т-П(+)-Т(-)

ТОС

ТОС(+)

ОСН(-)

Т-Т(+)-П(-)

ТОС

ТОС(+)

ТОС(-)

Т-Т(+)-Т(-)

123

4.3 Выбор параметров линейной и нелинейной обратных связей Один из важных вопросов синтеза ОУ с дуальными (по принятой выше классификации) типами обратных связей на малом и большом сигналах состоит в выборе резисторов обратной связи, при которых обеспечивается одинаковая крутизна усиления обобщенного разностного сигнала u p = u c1 − u н при малых и больших входных напряжениях. Так, для структуры рисунка 4.2 up R1 i (2+.н) ≈ u p SДУ , i (2+.т) ≈ , (4.1) R1 + R 2 R2 где SДУ = tgγ 0 = i (2+.н) u вх – крутизна преобразования входного напряжения в выходной ток ДУ в основном канале усиления. Для минимизации выбросов на переходной характеристике замкнутого ОУ (рис. 4.2) можно потребовать идентичных значений сомножителей при переменной uр в формуле (4.1). R1 1 SДУ = . (4.2) R1 + R 2 R2 Данное уравнение можно привести к виду 1 R2 = , (4.3) SДУ − y1 где y1 = R 1−1 . Условие физической реализуемости ограничения (4.3) сводится к неравенству SДУ > R 1−1 . (4.4) Весьма часто, например, в мостовых ДУ (рис. 4.2), крутизна SДУ определяется конкретным резистором R 0 и почти не зависит от параметров активных элементов, т.е. SДУ = R 0−1 . Тогда ограничение по физической реализуемости схемы сводится к выбору ее элементов в соответствии с формулами −1 R 1 > R 0 = SДУ  . (4.5) 1  R = 2  SДУ − y1  Ограничения (4.5) следует рассматривать совместно с уравнениями для коэффициентов передачи по напряжению замкнутого ОУ на малом ( K (п+.н) ) и большом ( K п( +.т) ) сигналах R K (п+.н) = 1 + 2 = K п( +.т) . (4.6) R1 Следует заметить, что резисторы R1, R2 и крутизна SДУ влияют также на устойчивость ОУ и перерегулирование (выброс) на переходном процес124

се uвых(t), поэтому резистор R2, существенно влияющий на работу параллельного канала, должен выбираться с учетом традиционных для ОУ с ТОС ограничений [69, 73, 115]. Аналогичным образом могут быть сформулированы требования к элементам обратной связи и для других подклассов ОУ (табл. 4.1, 4.2). Базовые способы подключения параллельных каналов приведены в таблице 4.3. Т а б л и ц а 4.3 Базовые способы подключения параллельного канала Принципиальная схема

Рис. 1. Обобщенная схема включения нелинейных параллельных каналов Описание. Основной прецизионный канал усиления малого сигнала включает ДК1 с высокоомным выходом и буферный усилитель БУ. Нелинейный параллельный канал содержит дифференциальный каскад ДК2 с расширенным диапазоном активной работы, характеризующийся в общем случае зоной нечувствительности Uп, и выходные повторители тока ПТ1, ПТ2. В идеальном случае необходимо, чтобы при типовом построении ДК1 пороговое напряжение ДК2 удовлетворяло условию Uп=50 мВ. Такой режим обеспечивает выключенное состояние ПТ1, ПТ2 на малом сигнале, что минимизирует их влияние на статические погрешности. Крутизна проходной характеристики нелинейного корректирующего канала на большом сигнале должна соответствовать крутизне ДК1. В режиме динамической перегрузки классического ДК1 включается нелинейный параллельный канал ДК2. Это приводит к увеличению скорости перезаряда емкости Ск и повышению ϑвых . Схема ОУ может также использоваться в режиме инвертирующего (рис. 1) и неинвертирующего (рис. 2) включения.

125

Продолжение табл. 4.3 Принципиальная схема Основная особенность схемы рисунка 3 в отличие от схемы рисунка 2 – неинвертирующий буферный усилитель, в качестве которого целесообразно использовать классические двухтактные каскады, например, «бриллиантовые» транзисторы.

Рис. 2. Инвертирующее включение ОУ Основное требование к ДК2 – малые входные токи по входам Вх.1, Вх.2, а также расширенный диапазон активной работы, что позволяет обеспечить сравнительно большие токи перезаряда емкости Ск (i(+)пт1, i(-)пт2) и, как следствие, существенное повышение скорости нарастания выходного напряжения ОУ.

Рис. 3. Обобщенная схема нелинейной коррекции входного ДК1 в неинвертирующем ОУ с неинвертирующим буферным усилителем

126

Окончание табл. 4.3 Принципиальная схема

Рис. 4. Обобщенная схема нелинейной коррекции входного ДК1 в инвертирующем ОУ с неинвертирующим буферным усилителем

4.4 Архитектура ОУ с двумя параллельными четырехполюсниками обратной связи В архитектурах, представленных в таблицах 4.1, 4.2, существует жесткая взаимосвязь параметров цепи обратной связи, определяющей максимальную скорость нарастания выходного напряжения и коэффициентов передачи по напряжению в ОУ, а также параметрами устойчивости. Это накладывает иногда ограничения на физическую реализуемость конкретных схем. Поэтому в ряде случаев целесообразно применить параллельное включение двух четырехполюсников обратной связи, «обслуживающих» работу ОУ на малом (R1, R2) и отдельно на большом (R1*, R2*) сигналах (рис. 4.4). В качестве нелинейной корректирующей цепи (НКЦ) могут применяться симметричные и несимметричные транзисторные каскады как с низким, так и с высоким входными сопротивлениями. Пример построения НКЦ с низкоомным токовым входом показан на рисунке 4.5.

127

γБ

i (к+ )

γМ

i (к− )

i1(+ ) i1( −)

(+)

Рис. 4.4. Нелинейная коррекция в неинвертирующем ОУ при K п

+) i (ПТ 1

i1( + )

u (c1+ )

i1( −)

−) i (ПТ 2

+) i (ош

(−) i ош

Рис. 4.5. Функциональная схема операционного усилителя с двумя четырехполюсниками обратной связи

128

>1

Для обеспечения одинаковых значений крутизны преобразования обобщенного разностного напряжения u p = u c1 − u н в приращение тока емкости Ск на малом и большом сигналах в схеме (рис. 4.5) должно выполняться равенство R 1SДУ 1 = *. (4.7) R 2 + R1 R 2 Одинаковые коэффициенты передачи напряжений на малом и большом сигналах реализуются, если R 2 R *2 = . (4.8) R 1 R 1* Совместное решение уравнений (4.7), (4.8) позволяет обеспечить выбор параметров четырехполюсников обратной связи R1, R2 и R 1* , R *2 . Поэтому в ОУ (рис. 4.5) R *2 R 1SДУ = R 2 + R 1 . (4.9)  * * R 2 R 1 = R 1R 2 Из (4.7) и (4.9) вытекает, что  * R 1* >0 R 2 = * − R S 1 1 ДУ   * * (4.10) R 1 = R 2 (R 1SДУ − 1) > 0 .  (+) R 2 = R 1 (K п.н − 1) > 0   Система уравнений (4.10) является основой для синтеза ОУ с двумя четырехполюсниками обратной связью.

4.5 Примеры построения нелинейных параллельных каналов При синтезе цепей нелинейной коррекции (НКЦ) быстродействующих ОУ приходится также решать задачу минимизации их влияния на статические параметры, частоту единичного усиления, входную емкость, шумы и т.д. Общие принципы подключения НКЦ к типовым каскадам ОУ, впервые рассмотренные в [26, 1975 г.], получили широкое применение в аналоговых микросхемах нового поколения. Приведенная на рисунке 4.6 схема быстродействующего ОУ имеет в соответствии с таблицей 4.2 классификацию вида П-Т(+)-П(-). Эта схема несимметрична относительно входов Вх.1(-), Вх.2(+) и полярностей сигнала обратной связи. Передача больших сигналов в емкость Ск обеспечивается управляемым источником тока УИТ и токовым зеркалом ПТ1. 129

Рис. 4.6. Пример построения быстродействующего ОУ подкласса П-Т(+)-П(-) (патент US 6.831.515, 2004 г.)

Операционный усилитель (рис. 4.7) соответствует структуре П-Т(+)Т(-), которая включает дифференциальные каскады ДК1 и ДК2. + ПТ1 -Ki12.1 i(+) к3

2

uc1

Вых.

_ Вых.i2

ДК1 VT1

Вх.(-)1

БУ

i(+) к3

i(+) к2

Cк

VT2

Вх.(+)2

VT3 R1

ДК2

i(+) R1 VT4

Вых.*i2 2*

ПТ2 -Ki12.2

I1 (+)

(-)

Рис. 4.7. Операционный усилитель подкласса П-Т -Т (авт. свид. СССР № 469975, 1973 г.)

130

Эту схему целесообразно использовать в тех случаях, когда необходимо большое усиление разомкнутого ОУ. Передачу малого сигнала обеспечивает прецизионный ДК1 на транзисторах VT1, VT2 с активной нагрузкой на повторителе тока ПТ1 и токовым зеркалом ПТ2 в общей эмиттерной цепи ДК1, которое управляется транзистором VT4 нелинейного дифференциального каскада ДК2. Зона нечувствительности нелинейного параллельного канала ДК2 Uп=±0,6 В. В статическом режиме напряжение эмиттер-база транзисторов VT3, VT4 близко к нулю, что обеспечивает их минимальное влияние на э.д.с. смещения нуля и входные токи базового каскада ДК1. В режиме динамической перегрузки ДК1, которая наступает при uвх>50 мВ, включается нелинейный параллельный канал VT3 (VT4), что приводит к увеличению скорости перезаряда емкости Ск. Резистор R1 определяет крутизну проходной характеристики нелинейного параллельного канала на большом сигнале, а также влияет на эквивалентное сопротивление между входами ОУ. Его проводимость должна соответствовать крутизне усиления ДК1 на малом сигнале, которая зависит от уровня статического тока эмиттера транзистора VT1 (VT2). Упрощенная схема ОУ подкласса П-Т(+)-Т(-) фирмы National Semiconductor LM 6142 [119], которая является модификацией ОУ (рис. 4.7), приведена на рисунке 4.8.

Рис. 4.8. Архитектура микросхемы LM 6142 на комплементарных каскадах (подкласс П-Т(+)-Т(-))

131

Нелинейный параллельный канал имеет зону нечувствительности U п = ±0,6 В. Поэтому ОУ (рис. 4.8) особенно эффективен при повышенных напряжениях питания и больших импульсных или высокочастотных гармонических сигналах. Схема ОУ подкласса П-П(+)-П(-), рассмотренная в [26], приведена на рисунке 4.9. На ее основе реализуются операционные усилители с инвертирующим БУ, а при использовании комплементарных входных каскадов – ОУ класса rail-to-rail по выходу.

Рис. 4.9. Архитектура ОУ подкласса П-П(+)-П(-) (авт. свид. СССР 469975, 1973 г.)

Одна из проблем современной микросхемотехники быстродействующих ОУ – нелинейная коррекция «перегнутых» каскодов, которые относятся к числу наиболее широкополосных усилителей. Эта задача решается в ОУ (рис. 4.10), которая относится к подклассу П-П(+)-П(-). Мостовой входной каскад ОУ (рис. 4.10) реализован на основе двух идентичных буферных усилителей БУ1, БУ2, например, «бриллиантовых» транзисторов, выходы которых соединены через резистор R0. Этот резистор определяет крутизну преобразования входного дифференциального сигнала ОУ в приращения токов БУ1 по выходам Вых.*i1 и Вых.i1. Если коэффициенты передачи повторителей тока ПТ1, ПТ2 близки к единице, то дополнительные токи, заряжающие (разряжающие) емкость коррекции Ск, определяются резистором R0 и могут быть весьма значительными. 132

ПТ1

БУ1 Вх.(+)1

+

Вых.i1 iR0

+1

iR0

uc1(+)

+

ДУ1

iR0

БУ3 +1

-

Вых.

Ск Вх.(-)2 uc2(+)

R0

БУ2 +1 Вых.*i1

ПТ2 -

Рис. 4.10. Применение мостового ДК (БУ1, БУ2, ПТ1, ПТ2) в качестве НКЦ «перегнутого» каскода (ДУ1) (подкласс П-П(+)-П(-))

При необходимости зона нечувствительности мостового входного каскада устанавливается схемотехническим путем или за счет выбора режима транзисторов буферных усилителей БУ1, БУ2. Высокочастотный прецизионный канал усиления реализован на основе дифференциального усилителя ДУ1 с высоким выходным сопротивлением – «перегнутом» каскоде, который имеет небольшое напряжение ограничения. В качестве БУ3 могут использоваться классические выходные каскады, в том числе «бриллиантовые» транзисторы [120]. Основное требование к БУ1, БУ2, БУ3 – отсутствие динамической перегрузки при работе с большими сигналами. Однако решение этой задачи связано с форсированием процессов перезаряда паразитных емкостей в нагрузке входных эмиттерных повторителей, входящих в структуру БУ1-БУ3. В таблицах 4.4-4.9 приведены схемы, характеризующие особенности подключения нелинейных параллельных каналов в операционных усилителях с различной архитектурой входных и выходных каскадов.

133

Т а б л и ц а 4.4 Параллельные каналы в универсальном ОУ Принципиальная схема

Основные зависимости

R2 R1 Tу ≈ β ос y 21.1R э K (п+ ) = 1 +

y*(21+ ) ≈ R −2 1 y*(21− ) ≈ R 1−1 y ωв ≈ 21.1 Cк R1 β ос = R 2 + R1

Описание. Прецизионный канал усиления малого сигнала ОУ включает классический ДК1 с высокоомным выходом и буферный усилитель БУ1. Нелинейный параллельный канал содержит буферные усилители БУ2, БУ3 и транзисторы VT1, VT2, управляющие повторителями токов ПТ1, ПТ2. В статическом режиме небольшое напряжение эмиттер-база транзисторов VT1, VT2 ( U эб ≈ 0,3 ÷ 0,4В ) устанавливается соответствующим смещением выходного потенциала буферных усилителей БУ2, БУ1, что обеспечивается их соответствующим построением. В режиме динамической перегрузки ДК1 во время фронта переходного процесса включается нелинейный канал усиления (VT1, VT2), что приводит к существенному увеличению скорости перезаряда емкости Ск. Основное требование к БУ2, БУ3 – малые входные токи и высокое входное сопротивление. Резисторы R1, R2 определяют крутизну проходной характеристики входного кас*

када y 21.1 на большом сигнале. Для уменьшения перерегулирования их проводимость должна соответствовать крутизне усиления ДК1 на малом сигнале ( y 21.1 ≈ y 21.1 ). *

134

Т а б л и ц а 4.5 Способы установления статического режима транзисторов параллельного канала Принципиальная схема

а)

б) Рис. 1. Организация нелинейного канала усиления большого сигнала в ОУ, имеющего внешний вывод от емкости коррекции Ск

135

Т а б л и ц а 4.6

Параллельные каналы в ОУ на основе комплементарных каскадов Основные зависимости U п ≈ U гр

Принципиальная схема

y 21.1 ≈ y *21.1 +) −1 y*( 21.1 ≈ R 2

Вых.Σ

−) −1 y*( 21.1 ≈ R1 1 ωв ≈ R 2Cк Tу ≈ R э y 21.1

Рис. 1 [126]

Описание. ОУ рисунка 1 содержит прецизионный канал усиления малого сигнала «VT1-ПТ1-выходной каскад» и нелинейный канал с регулируемой зоной нечувствительности для большого сигнала на основе транзисторов VT10, VT1 и повторителя тока ПТ1, создающего дополнительный ток перезаряда емкости коррекции Ск. При отрицательных uвх работает симметричный канал на транзисторах VT9, VT3 и ПТ2. Зона нечувствительности нелинейных параллельных каналов устанавливается двухполюсниками VD2 и VD1. В качестве буферного усилителя используется классический выходной каскад на «бриллиантовых» транзисторах. Проводимость резисторов R1=R2 должна быть равна суммарной крутизне усиления входных каскадов на транзисторах VT1-VT4.

136

Принципиальная схема

Продолжение табл. 4.6 Основные зависимости y 21.1 ≈ y *21.1 +) −1 y*( 21.1 ≈ R 2 −) −1 y*( 21.1 ≈ R1 R Tу ≈ э R2 U п ≈ U гр

ωв ≈

y 21.1 Cк

Рис. 2 [126]

Описание: Содержит (для положительной полярности uвх) прецизионный канал усиления малого сигнала VT1-VT2, ПТ1-БУ и нелинейный канал с регулируемой зоной нечувствительности для большого сигнала на основе транзисторов VT4, VT1 и повторителя тока ПТ1, создающего дополнительный ток перезаряда емкости коррекции Ск. При отрицательных uвх работает симметричный канал на транзисторах VT3, VT5 и ПТ2. Зона нечувствительности нелинейных параллельных каналов устанавливается двухполюсниками VDN2 и VDN1. В качестве буферного усилителя БУ могут применяться классические выходные каскады на комплементарных транзисторах. Проводимость резисторов R1=R2 должна быть равна суммарной крутизне усиления входных каскадов на транзисторах VT1-VT4.

137

Принципиальная схема

Продолжение табл. 4.6 Основные зависимости K i12.1 ≈ −1 K i11.1 ≈ −1 K i11.2 ≈ 1 K i12.2 ≈ −1 y 21.1 ≈ y*21.1 +) −1 y*( 21.1 ≈ R1 U п ≈ 0,6В R Tу ≈ э y 21.1

Рис. 3 [126]

Описание: Основная особенность схемы – включение параллельно прецизионному дифференциальному каскаду ДК1 (ДК2) нелинейного параллельного канала на транзисторе VT5 (VT6) с зоной нечувствительности Uп≈0,5-0,6В. При малых сигналах транзисторы VT5-VT6 находятся в режиме отсечки и практически не влияют на работу схемы. Если напряжение между входами ОУ превышает 0,6В – включается «токовая обратная связь», что приводит к появлению в цепи «VT5-ПT1» («VT6-ПT2») значительных дополнительных токов, пропорциональных сигналу рассогласования. В конечном итоге это повышает скорость перезаряда емкости Ск и, как следствие, увеличивает ϑвых . Введение нелинейного параллельного канала (VT5, VT6), обеспечивающего большие импульсные токи в емкости Ск во время фронта переходного процесса, несколько уменьшает температуру нагрева транзисторов VT1-VT4 прецизионных ДК1, ДК2, что повышает статическую точность ОУ. Максимальная амплитуда токов, форсирующих процесс перезаряда емкости Ск, зависит от сопротивления резисторов R1 R2. 138

Окончание табл. 4.6 Принципиальная схема

Рис. 4. Быстродействующий ОУ с уменьшенной входной емкостью [126]

Рис. 5. Способ нелинейной коррекции в каскодных ДУ [126] 139

Т а б л и ц а 4.7 Неинвертирующий операционный усилитель с двумя четырехполюсниками обратной связи Основные Принципиальная схема зависимости y 21.1 ≈ y *21.1

R 3 << R *2 y*21.1 ≈ R *2

Tу ≈ R э y 21.1β ос U п ≈ 0,6В

βос =

R1 R 2 + R1

Описание. Содержит основной канал усиления с классической обратной связью по напряжению, реализованный на основе дифференциального каскада 1 и буферного усилителя БУ1. Эти функциональные узлы обеспечивают прецизионное усиление малого сигнала, зависящее от соотношения резисторов Rос.1 и Rос.2. В режиме динамической перегрузки входного ДК1 в работу включается нелинейный параллельный канал на транзисторах VT1, VT2 и повторителях тока ПТ1, ПТ2, которые форсируют процессы перезаряда емкости Ск, повышая ϑвых . Абсолютные значения сопротивлений резисторов R*ос.1, R*ос.2 в цепи токовой обратной связи (VT1, VT2) должны быть значительно меньше абсолютных значений Rос.1 и Rос.2 четырехполюсника обратной связи по напряжению.

140

Т а б л и ц а 4.8 Неинвертирующий ОУ с нелинейной коррекцией входного каскада и выходного буферного усилителя Основные Принципиальная схема зависимости y*21.1 ≈ y 21.1 +) −1 y*( 21.1 ≈ R 2 −) −1 y*( 21.1 ≈ R1 Tу ≈ y 21.1R э

U п ≈ 0,6В y ωв ≈ 21.1 Cк

Описание. Рекомендуется применять в качестве быстродействующего повторителя напряжения со 100 % обратной связью. Содержит прецизионный канал усиления малого сигнала ДК1-БУ1 и нелинейный канал с зоной нечувствительности для большого сигнала на основе транзисторов VT1, VT2 и повторителей тока ПТ1, ПТ2, создающих дополнительный ток перезаряда емкости коррекции Ск. Основная особенность схемы – нелинейная коррекция эмиттерных повторителей в буферном усилителе БУ1 на основе «бриллиантового» транзистора, которая обеспечивается с помощью VT3 (VT4). Это позволяет получить более высокие значения максимальной скорости нарастания выходного напряжения. В качестве буферного усилителя могут применяться классические выходные каскады на комплементарных транзисторах. Проводимость резисторов R1=R2 должна быть равна крутизне усиления ДК1 на малом сигнале.

141

Т а б л и ц а 4.9

Параллельные каналы с регулируемой зоной нечувствительности Принципиальная схема

Основные зависимости

K п( − ) = −

R2 R1

Tу = β oc y 21.1R э

βос =

R1 R1 + R 2

Рис. 1. Нелинейная коррекция входного ДК1 в инвертирующем включении ОУ

K п( − ) = −

R2 R1

R 3 = R 4 = y −211.1 R1 βос = R1 + R 2 Е с1 = Var Е с 2 = Var

Рис. 2. Нелинейная коррекция с регулируемой зоной нечувствительности

142

Глава 5 ОСНОВЫ СХЕМОТЕХНИКИ ВХОДНЫХ КАСКАДОВ БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИХ ОУ

В разделах 1-3 показано, что быстродействие современных операционных усилителей существенно зависит от диапазона активной работы его входного каскада – напряжения ограничения Uгр. Ниже рассматриваются принципы построения некоторых типов входных каскадов, предназначенных для применения в структуре быстродействующих ОУ.

5.1 Классификация существенных нелинейностей Существенные нелинейности проходной характеристики входных каскадов (ДУ) операционных усилителей (ОУ) оказывают влияние на максимальную скорость нарастания выходного напряжения ( ϑвых ), запас устойчивости, перерегулирование ( δ ), время установления переходного процесса (tуст) для большого сигнала и т.п. [2, 3]. Рассмотрим основные типы проходных характеристик ДУ и их классификацию.

а)

б)

Рис. 5.1. Классические ДУ (начало, окончание на стр. 144)

143

+ -Ki12.1

ПТ1

Вых.

Вх.1

VT1

VT2

+ n1

uвх

n1

Вх.2

I0 -

в)

г)

Рис. 5.1. Классические ДУ (окончание, начало на стр. 143)

Проходная характеристика классических ДУ на биполярных транзисторах (рис. 5.1) описывается уравнением гиперболического тангенса U i вых = I 0 th вх , (5.1) 2ϕ т где ϕ т ≈ 26 мВ – температурный потенциал.

Рис. 5.2. Проходные характеристики классических ДУ

Кусочно-линейная аппроксимация функции (5.1) показывает, что напряжение ограничения Uгр, как характеристика диапазона активной работы ДУ, в пределах которого его выходной ток изменяется пропорционально uвх, лежит в пределах U гр = 50 ÷ 60 мВ и не зависит от статического тока I0. Так, увеличение (рис. 5.2, кривая 3) или уменьшение (рис. 5.2, кривая 2) статического уровня I0 не изменяет U гр = const . Однако при этом

144

меняется малосигнальная крутизна ДУ S у = y 21 , максимальный выходной ток I max и коэффициент усиления по напряжению K y S у = y 21 =

i вых I ~ tgγ , y 21 ≈ 0 , u вх 4ϕ т (5.2)

R н I0 , I max = I 0 , 4ϕ т где R н – эквивалентное сопротивление нагрузки ДУ; ϕ т ≈ 25 мВ – температурный потенциал. При больших входных сигналах ( u вх > U гр ) ДУ работает как коммуK y ≈ R н y 21 =

татор тока I0, формируя ток заряда ( u вх > U гр ) или ток разряда ( u вх < − U гр ) конденсатора Ск, жестко связанный с I0. Малосигнальная крутизна входного ДУ оказывает доминирующее влияние на полосу пропускания (по уровню –3Дб) замкнутого ОУ [15] y 21 y 21 ωв ≈ = , (5.3)  R 2  C к K (п+ )  C к 1 + R 1   R где K (п+ ) = 1 + 2 – коэффициент передачи неинвертирующего ОУ с резиR1 стивной обратной связью R2, R1. Кроме этого, от крутизны (наклона проходной характеристики ДУ y 21 = tgγ ) существенно зависит запас устойчивости операционного усилителя, а также его быстродействие ( ϑвых ) в режиме большого сигнала. Уменьшение эффективного значения y 21.эф при u вх >> U гр – основная причина снижения ϑвых . На рисунке 5.3 показаны графики зависимости относительной крутизны M y по первой гармонике от относительной амплитуды входного сигнала U m1 [1], где y 21. max – малосигнальная крутизна ДУ при u вх → 0 . Для стабилизации y 21 в диапазоне u вх , I0 , температуры применяются различные схемотехнические приемы. Самый простой из них – включение резистора R 0 (рис. 5.1б), который уменьшает крутизну y 21 (рис. 5.1, кривая 1.2), но расширяет диапазон активной работы ДУ. Поэтому 1 R y 21 ≈ , K y ≈ н , U*гр ≈ 2ϕ т + R 0 I 0 . (5.4) R0 R0 Это самый простой способ повышения быстродействия ОУ – за счет увеличения диапазона активной работы его входного каскада от уровня U гр 145

до уровня U*гр (рис. 5.2). Однако при этом уменьшается ωв и K y , предъявляются более высокие требования к идентичности источников I0, растет абсолютная величина и нестабильность напряжения смещения нуля [1] U см , что не позволяет рекомендовать данный схемотехнический прием для широкого применения.

Рис. 5.3. Зависимость относительной крутизны ДУ (рис. 5.1 а) M y от относительной амплитуды входного сигнала ξ1

Предложенные в работе [101] методы снижения крутизны (рис. 5.1 в) позволяют уменьшить емкость корректирующего конденсатора Ск за счет применения многоколлекторных транзисторов, что положительно сказывается на предельном быстродействии ОУ. Дифференциальные усилители на полевых транзисторах (рис. 5.1 г) имеют проходную характеристику, очень похожую на характеристику ДУ с резистором R 0 (кривая 1.2). Однако таким каскадам присущи те же недостатки, что и схеме ДУ (рис. 5.1 б). Тем не менее, следует отметить, что ОУ с полевыми транзисторами на входе имеют более высокое быстродействие, чем c ДУ на биполярных транзисторах (рис. 5.1 а) за счет более широкого диапазона активной работы ( U*гр >> U гр ) и, в принципе, такое же быстродействие как в ОУ на основе каскада с резистором R 0 (рис. 5.1 б). Следующая группа ДУ (рис. 5.4) имеет дополнительные, чаще нелинейные, каскады усиления, которые включаются до базового ДУ (рис. 5.4 а) или после него (рис. 5.4 б). 146

а)

б) Рис. 5.4. Дифференциальные усилители с дополнительными каскадами на входе (а) и выходе (б)

В первом случае диапазон активной работы эквивалентной подсхемы «ДУ1+УН1» сужается (рис. 5.5, кривая 5) ( U гр.к < U гр ), а во втором (рис. 5.5, кривая 4) – остается, как правило, неизменным, но с бóльшими значениями максимального выходного тока ( I max .4 >> I max .1 ).

Рис. 5.5. Проходные характеристики ДУ с дополнительными усилителями на выходе (4) и входе (5)

147

При этом эквивалентная проходная характеристика такой структуры становится (при значительных I max .4 ) существенно нелинейной. Это порождает нелинейный характер зависимости дифференциальной крутизны y 21 = f (u вх ) , которая увеличивается с ростом I max .4 , что приводит к появлению неустойчивости ОУ на больших сигналах, увеличению перерегулирования и колебательному характеру переходного процесса u вых = f ( t ) . Однако максимальная скорость нарастания выходного напряжения в структурах (рис. 5.4 б) возрастает. Это один из простых, но далеко не лучших способов повышения быстродействия ОУ, который можно рекомендовать только для узкого класса задач. На рисунке 5.6 б представлен график зависимости эффективной крутизны для первой гармоники сигнала ДУ с экспоненциальной проходной характеристикой (рис. 5.5, кривая 4) и классического ДУ (рис. 5.5, кривая 1). Примеры построения входных каскадов с нелинейной зависимостью i вых = f (u вх ) приведены на рисунках 5.4 б и 5.6 [102].

а) Рис. 5.6. ДУ с нелинейной коррекцией повторителей токов ПТ1, ПТ2 (а) и зависимость его крутизны от uвх при различных значениях максимального тока I max > I max (б) (начало, окончание на стр. 149) *

148

y*max

y21 2*

y max

2 y0

1 uвх Uгр б) Рис. 5.6. ДУ с нелинейной коррекцией повторителей токов ПТ1, ПТ2 (а) и зависимость его крутизны от uвх при различных значениях максимального тока I max > I max (б) (окончание, начало на стр. 148) *

К числу перспективных входных каскадов быстродействующих ОУ относятся дифференциальные усилители, у которых схемотехническим путем обеспечивается «продление» в область больших сигналов проходной характеристики без изменения ее наклона (рис. 5.7, кривые 6, 6*, γ1 = γ 6.1 = γ 6.2 и т.д.).

Рис. 5.7. Проходные характеристики мостовых ДУ (quad-core) и ДУ с нелинейными корректирующими цепями

Это позволяет обеспечить линейную работу ОУ в диапазоне входных напряжений, близких к напряжению питания Е п , и, следовательно, получить предельное быстродействие, характерное для линейных систем ϑвых = 2πf1U c ≈ 2πf1E п . (5.5) 149

Дифференциальные усилители, имеющие указанные выше характеристики, можно разделить на 4 группы [4]. Во-первых, это ДУ с нелинейной коррекцией U-класса (например, рис. 5.8), при которой нелинейный параллельный канал (транзисторы VT5-VT6) выключен при малых сигналах и влияет на работу схемы только при u вх >> 50 мВ. Схемотехника таких ДУ достаточно широко представлена в работах [1, 2, 60]. Их основная особенность – выключенное состояние дополнительных элементов НКЦ при малом сигнале, которые подключаются к классическим схемам дифференциальных каскадов без разрушения их структуры.

Рис. 5.8. Дифференциальный усилитель с U-коррекцией [1, 2, 26]

Обобщенные проходные характеристики данных ДУ с НКЦ U-класса приведены на рисунке 5.9 (кривая 7). В идеальном случае необходимо уменьшать зону нечувствительности U п , т.е. иметь U п = U гр , а также выбирать одинаковые углы наклона γ 9 = γ1 = γ 7 .

150

iвых

Imax.1

uвх Uв

Uгр

Uп

Uгр.1

Рис. 5.9. Проходные характеристики ДУ нелинейной коррекции U, I и S-классов

Следующий тип ДУ – это ДУ с НКЦ I-класса (рис. 5.9, кривая 8), у которых параллельный канал передачи большого сигнала включается, как правило, при u вх ≈ U в < U гр (например, рис. 5.10). Подсхема нелинейного делителя тока НДТ1 осуществляет в ДУ (рис. 5.10) замыкание обратной связи по тому току из множества {I1 , I 2 }, который уменьшается с увеличением u вх [103].

min{I1 , I 2 }

Рис. 5.10. Нелинейная коррекция I-класса с независимой регулировкой крутизны ДУ на малом и большом сигналах [103]

151

За счет соответствующего выбора координат включения нелинейной обратной связи [1] можно обеспечить U в = U гр , т.е. реализовать линейное продолжение проходной характеристики классического ДУ и исключить участок с повышенным наклоном γ 8.1 , отрицательно влияющий на устойчивость ОУ (рис. 5.9). Третий подкласс ДУ – это дифференциальные усилители с нелинейной коррекцией S-класса, проходная характеристика которых соответствует кривой 7 (рис. 5.9). Пример построения такого ДУ дан на рисунке 5.11 [1]. + АН Вых VT1

VT2 VT3

R1

VT4 R2

VD1

Есм

I 01

VD2

R3

I 01

VT5

VT6

I0

а)

б) Рис. 5.11. Дифференциальный усилитель с НКЦ S-класса (а) и его проходная характеристика (б)

152

Четвертый подкласс ДУ – это дифференциальные усилители, реализованные на базе двухтактных эмиттерных повторителей различных модификаций (рис. 5.12). Как правило, такие ДУ имеют линейную проходную характеристику (рис. 5.9, кривая 9) и несколько выходов, согласованных с шинами положительного и отрицательного источников питания.

+) i (вых.2

+) i (вых.1

i (0+ )

* i (-) вых.1

* i (-) вых.2

i (-) 0

а) Вых.i1

+ I1

Вых.i2

VT3

+ I3

VT5

+

+

VT8

R2

Вх.1

VT2

VT1

VT7

VT4

Вх.2

VT6 I4

I2 -

-

*

-

*

Вых.i1

Вых.i2

б) Рис. 5.12. Архитектура мостового ДУ (а) и пример его построения (б)

В качестве подсхем ДЭП1 и ДЭП2 наиболее часто применяются «бриллиантовые транзисторы» [77], а также различные двухтактные каскады с общим коллектором, в том числе и с нелинейной коррекцией I-класса. Мостовые ДУ стали основой многих современных быстродействующих ОУ. 153

Эффективная крутизна ДУ с квазилинейными характеристиками. Если амплитуда Um1 входного сигнала ОУ с нелинейной коррекцией во входном каскаде, имеющим проходную характеристику (рис. 5.9) (кривая 7), такова, что Um1
Рис. 5.13. Зависимость относительной крутизны ДУ с НКЦ (Му) от относительного уровня входного сигнала ξ1

Из его анализа следует, что наибольшие изменения y 21 соответствуют параметрам квазилинейной характеристики, при которых my1<1/mu2. Поэтому во всех случаях следует обеспечивать my1>1/mu. Когда допустим монотонный характер изменения коэффициента М, соотношение наклона третьего и первого участков должны удовлетворять условиям 1/mu2<my1<1/mu. 154

Значения my1>1/mu соответствуют минимальным изменениям крутизны ДУ с НКЦ. При этом минимальное значение коэффициента М практически определяется параметрами ее зоны нечувствительности (коэффициентом mu). При my1>1/mu максимальные значения М=my(2) определяются наклоном третьего участка. Для того чтобы изменения параметров ОУ в режиме большого сигнала не приводили к снижению его запаса устойчивости, необходимо обеспечить выполнение условия M≤1. Данные рекомендации, а также результаты работ [1, 2] позволяют осуществить параметрический синтез входных каскадов с нелинейной коррекцией по заданным параметрам деформации ЛАЧХ ОУ.

5.2 Особенности архитектуры входных каскадов с нелинейной коррекцией I-класса Основные принципы построения. Существенная особенность ДУ с НКЦ I-класса [10, 61] – наличие нелинейной отрицательной обратной связи (рис. 5.14), которая формируется двумя подсхемами – специальным устройством измерения и нелинейного преобразования токов коллектора транзисторов VT1, VT2 (KT1) и управляемым источником тока (УИТ). Рассмотрим теорию таких ДУ.

Рис. 5.14. Архитектура дифференциальных усилителей с нелинейной коррекцией I-класса

155

Подсхема КТ1 постоянно контролирует текущие уровни токов i к1 ( t ) и i к 2 ( t ) , сравнивая их с некоторым заданным граничным значением I гр ≤ 0,5I 0 и формирует сигнал i oc в соответствии с уравнением K i1 ⋅ ∆I к1 , i к1 ( t ) = 0,5I 0 − ∆I к1 ≤ I гр ,  i oc = K i 2 ⋅ ∆I к 2 , i к 2 ( t ) = 0,5I 0 − ∆I к 2 ≤ I гр , . (5.7)  0, i к1 ( t ) ≥ I гр , i к 2 ( t ) ≥ I гр , где I 0 – статический ток общей эмиттерной цепи ДУ при u вх = 0 ; K i1( 2 ) – коэффициент передачи по току подсхемы КТ1.

Причем для малого сигнала, когда u вх < U гр i к1 ( t ) = 0,5I 0 − i к1 , i к 2 ( t ) = 0,5I 0 + i к1 ,

(5.8)

где i к1 = ∆I к1 ≈ i к 2 = ∆I к 2 = u (вх− ) (rэ1 + rэ 2 + R1 + R 2) −1 – приращения Iк1(2); rэ1 ≈ rэ 2 – сопротивления эмиттерных переходов VT1-VT2. ( −) По мере увеличения u вх коллекторный ток VT1 уменьшается и при −) u (вх− ) = U (вкл достигает граничного значения I гр : −) U (вкл I гр = 0,5I 0 − < 0,5I 0 , rэ1 + rэ 2 + R1 + R 2

(5.9)

−) где U (вкл – входное напряжение ДУ, при котором происходит переключение режима работы цепи отрицательной обратной связи (ООС).

Нелинейный режим

Нелинейный режим

5 i*

i*к1

к2

γБ

без ООС

Линейный режим

γБ

iк

iк2

без ООС

iк1

4 βос=

∞

3* iк1 β =0 3 ос γМ

i*к1

− U (гр−)

I0 2

1

2

Iгр

βос= ∞

γМ −) − U (вкл

+) U (вкл

βос= 0 uвх U (гр+ )

Рис. 5.15. Проходные характеристики ДУ (рис. 5.14) в линейном ( u вх < U вкл ) и нелинейном ( u вх > U вкл ) режимах работы цепи отрицательной обратной связи

156

При R1 = R 2 = R э , rэ1 = rэ 2 = rэ входное напряжение, при котором происходит переключение в нелинейный режим ДУ, может быть вычислено по формуле: I гр   −)  . U (вкл = I 0 (R э + rэ )1 − (5.10) 2 I 0   −) Если входной сигнал достаточно мал ( u (вх− ) << U (вкл ), то ДУ (рис. 5.14) работает в традиционном линейном режиме – изменения u вх преобразуются в приращение коллекторных токов i к1 ≈ i к 2 , причем суммарный ток общей эмиттерной цепи I0 не изменяется ( i 0 ≈ 0 ), так как отрицательная обратная связь по дифференциальному сигналу отсутствует ( i oc = 0 ).

−) Если u вх превышает U (вкл (рис. 5.15), то алгоритм работы отрицательной обратной связи трансформируется – устройство измерения и преобразования токов I к1 и I к 2 (КТ1) обеспечивает в дальнейшем передачу на вход УИТ сигнала ошибки i oc , пропорционального приращению уменьшающегося тока I к1 . В результате ООС стабилизирует коллекторный ток транзистора VT1 на уровне I гр . Как следствие, при достаточно большом

петлевом усилении Т ос все дальнейшее приращение u вх с единичным коэффициентом передачи поступает в узел Э Σ : Т ос u (Э−Σ) ≈ ⋅ u (вх− ) ≈ u (вх− ) . (5.11) 1 + Т ос Физически это можно объяснить тем, что при I к1 = I гр = const падение напряжения на участке цепи «Вх.1- Э Σ » не изменяется: U1.э = U эб.1 + Iгр R1 ≈ const .

(5.12)

При этом ток эмиттера VT2 не ограничивается в широком диапазоне входного сигнала (рис. 5.15) за счет увеличения выходного тока УИТ i 0 . Так как численные значения выходного тока ДУ i*к 2 с нелинейной ООС могут быть весьма большими (десятки миллиампер), подсхема КТ1 должна также обеспечить защиту активных элементов VT1-VT2 от насыщения. Таким образом, любой ДУ, имеющий традиционную отрицательную обратную связь по синфазному сигналу, может быть преобразован в дифференциальный усилитель с широким диапазоном активной работы Iкласса путем переключения параметров цепи обратной связи – в зависимости от численных значений коллекторных токов входных транзисторов. Режимы работы УИТ. Управляемый источник тока УИТ в схеме (рис. 5.14) может работать в двух характерных режимах – активном, когда его выходной ток при i oc = 0 не равен нулю, а изменения i 0 пропорцио157

нальны сигналу обратной связи i oc , начиная с его малых значений, и нелинейном режиме с зоной нечувствительности I п (рис. 5.16), когда характеристика передачи тока УИТ имеет порог нечувствительности I п .

γБ

γБ

Рис. 5.16. Основные режимы работы управляемого источника тока УИТ

Возможен также нелинейный режим с нулевым выходным током УИТ, который обеспечивается введением в узел Э Σ дополнительного источника опорного тока I1 (рис. 5.14). В этом случае за счет выбора I1 = I 0 ≥ 2I гр создается режим выключенного состояния УИТ до тех пор, пока запирающее транзистор VT1 входное напряжение не превысит вели( −) чины U вкл . Режим выключенного состояния УИТ реализуется также в схемах нелинейной коррекции на основе параллельного включения двух дифференциальных усилителей – корректируемого (ДУ1) и корректирующего ДУ2 (рис. 5.17).

Рис. 5.17. Параллельное включение двух ДУ – корректируемого (ДУ1) и корректирующего (ДУ2)

158

Дифференциальные усилители с резистором местной ООС. В схемах ДУ с единственным резистором местной отрицательной обратной связи R э = R1 (рис. 5.18) УИТ должен иметь два выхода и два входа, по которым осуществляется его управление от подсхемы КТ1. Практически такой УИТ реализуется на двух независимых УИТ1 и УИТ2 (рис. 5.18).

Рис. 5.18. Нелинейная коррекция в ДУ с резистором местной обратной связи R1

Такая структура нелинейной коррекции позволяет сформировать два токовых выхода Вых.i1 и Вых.i 2 , «привязанных» к шине отрицательного источника питания. Организация токовых выходов. В структуре рисунка 5.14 существуют три основных способа получения выходных токов ДУ, пропорциональных входному дифференциальному напряжению, изменяющемуся в широких пределах. Во-первых, при использовании двух УИТ (рис. 5.18 и 5.19) выходной ток ДУ может быть получен за счет параллельного включения дополнительных выходных транзисторов VT6, VT4 и выходных транзисторов VT3, VT5, входящих в источники тока УИТ1 и УИТ2.

159

а)

б)

~ х.i Рис. 5.19. Варианты организации токовых выходов Вы 1 и Вых.i2 в ДУ с НКЦ I-класса

Во-вторых, параллельное включение в качестве входных трехполюсников ДУ (VT1, VT2) нескольких транзисторов с несвязанными коллекторами также позволяет сформировать выходные токи, пропорциональные u вх . В-третьих, информация о численных значениях коллекторных токов VT1 и VT2 имеется в подсхеме КТ1, что также позволяет организовать соответствующие выходы Вых.i1 и Вых.i2. 160

Рассмотренные в настоящем разделе методы построения ДУ с НКЦ I-класса целесообразно использовать при создании ОУ среднего быстродействия. Результаты компьютерного моделирования дифференциального каскада с нелинейной коррекцией I-класса. В базовый дифференциальный каскад (VT1, VT2, R1, R2, I6) в соответствии с рекомендациями [1] введены элементы нелинейной коррекции VT8, VT9, I4 (VT7, VT10, I5), расширяющие его диапазон активной работы. Для исследования проходных характеристик данного квазилинейного ДУ (рис. 5.20) использовалась среда PSpice и модели биполярных транзисторов в структуре твердотельных ОУ, выпускаемых ФГУП НПП «Пульсар» (г. Москва). +15В

Вых.1 VT3

Вых.2

VT4

VT6

VT5 Вх.1 VT1 uвх

VT2 Вх.2

R1

R2

VT9

VT10

VT8 I4

в

а

VT7 I6

б

г

I5 -15В

Рис. 5.20. Практическая схема ДУ с НКЦ I-класса

Статические режимы транзисторов в схеме (рис. 5.20) соответствуют среднему диапазону коллекторных токов I 4 = I 5 = 0,1 мА , I 6 = 0,5 мА . Варьируемый параметр в схеме – сопротивление резисторов R1=R2=R. Отношение токов g = I 4 I 6 выбрано на уровне 0,2, что обусловливает включение транзисторов НКЦ VT8 (VT7) при входных сигналах U п = 50 ÷ 80 мВ . За счет изменения g можно управлять величиной Uп, смещая численные значения Uп в область более малых или наоборот, более больших сигналов. 161

На рисунках 5.21 и 5.22 проведены проходные характеристики ДУ (рис. 5.20), имеющие несколько характерных участков. 8

Iк1, мА

6

R=0.01 Ом

R=50 Ом

γ3

γ2

R=100 Ом β7 I5

γ1

4

2

без НКЦ γ0

uвх, В 0,4

0,2

0,6

0,8

1

1,2

а) 2

Iк1, мА

1,6

1,2

R=50 Ом

R=0.01 Ом

0,8

I6 2

R=100 Ом

без НКЦ

0,4

uвх, мВ 50

80

100

150

200

б) Рис. 5.21. Зависимость тока коллектора VT1 от входного напряжения в диапазоне больших (а) и малых (б) сигналов

Без нелинейной коррекции (отсутствуют VT8, VT9, I4 или VT7, VT10, I5) выходной ток ДУ (рис. 5.20) ограничивается на уровне тока I6=0,5 мА. При введении НКЦ диапазон активной работы ДУ расширяется с 50 ÷ 80 мВ до единиц вольт, что благоприятно сказывается на максимальной скорости нарастания выходного напряжения ОУ. Величина сопротивления R=R1=R2 определяет угол наклона γ (γ1 , γ 2 , γ 3 ) проходной характеристики ДУ и оказывает существенное влияние на динамические параметры ОУ в режиме большого сигнала, его устойчивость, перерегулирование и время установления переходного процесса [1]. 162

График зависимости тока коллектора VT2 от uвх (рис. 5.22) показывает, что этот транзистор начинает запираться при входных сигналах, превышающих диапазон активной работы ДУ (Uгр). При этом обеспечивается дополнительная защита VT2 от пробоя эмиттерно-базового p-n перехода большим дифференциальным сигналом ДУ. Iк2, мкА

250

200

150

β7 = ∞

100

50

R=0.01 Ом

R=50 Ом

R=100 Ом uвх, В

0 0

0,2

0,4

0,6

0,8

1

1,2

Рис. 5.22. Зависимость тока коллектора запирающегося транзистора VT2 от входного напряжения

Коллекторные цепи транзисторов VT7-VT8 (VT9, VT10) могут также использоваться для управления источниками тока промежуточного или выходного каскада ОУ, что позволяет создавать двухтактные структуры в выходных цепях ОУ.

5.3 Нелинейная коррекция в комплементарных дифференциальных усилителях Параллельное включение двух идентичных дифференциальных каскадов (ДУ1, ДУ2), реализованных на разнотипных транзисторах, является достаточно популярным схемотехническим решением в аналоговой микроэлектронике. Оно используется в операционных усилителях AD8631, НА2539, НА5190 и других. К положительным свойствам такой структуры относятся – малые статические входные токи, зависящие от разброса β n-p-n и p-n-p транзисторов, а также улучшенные малосигнальные динамические параметры за счет более высокой симметрии схемы и, по существу, организации многоканального усиления входного сигнала ОУ. Однако такие каскады, несмотря на большие значения частоты единичного усиления ОУ f1 , не позволяют получить высокое быстродействие в режиме большого сигнала из-за нелинейных режимов [104]. 163

Устранить данный недостаток можно за счет введения нелинейных корректирующих цепей [1, 2, 60, 61, 105], функционально интегрированных с элементами исходной схемы. В рассматриваемом ниже входном каскаде быстродействующего ОУ (рис. 5.23) добавляемая в исходную схему (VT1, VT2, I1; VT3, VT4, I2) цепь нелинейной коррекции содержит транзисторы VT5, VT6, резисторы R2=R1, определяющие крутизну преобразования большого сигнала u вх в токи выходов, а также согласующие повторители напряжения ПН1 и ПН2. Их основное назначение – обеспечить установление заданного статического режима транзисторов VT5-VT6 – как правило, на границе активной области ( U эб.5 ≈ U эб.6 = 0,4 ÷ 0,5 В).

Рис. 5.23. Обобщенная схема нелинейной коррекции входного каскада на основе двух параллельно включенных ДУ [104] (VT1-VT2-I1; VT3-VT4-I2)

Простейшие варианты построения ПН1 приведены на рисунке 5.24. Аналогично может быть реализован и ПН2, но только на транзисторе n-p-n типа. Следует отметить, что повторители ПН1, ПН2 в схеме рисунка 5.23 оказывают существенное влияние на предельно возможное значение максимальной скорости нарастания выходного напряжения ОУ ( ϑвых ) и в этой связи могут иметь более сложную структуру (собственные цепи нелинейной коррекции, динамическую линейную коррекцию и тому подобное) [19]. 164

+ I3 2 VDN1

1

а) б) Рис. 5.24. Варианты построения повторителя напряжения ПН1

Работу входного каскада (рис. 5.23) рассмотрим на примере анализа схемы (рис. 5.25), реализованной с использованием ПН рисунка 5.24 а.

Рис. 5.25. Входной каскад с НКЦ, использующей повторители напряжения

Если на первый вход (Вх.1) подается положительное напряжение то при малых u (вх+ ) ≤ 50 ÷ 80 мВ происходит перераспределение суммарных токов в общей эмиттерной цепи VT1-VT2 ( I 01 = I1 − I 3 ) и VT3-VT4 ( I 02 = I 2 − I 4 ) между эмиттерами соответствующих транзисторов. На проходных характеристиках (рис. 5.26) формируется малосигнальный участок 1, крутизна которого для всех выходов зависит только от величин I 01 = I 02 I I tgγ1, 2 ≈ 01 = tgγ1*, 2 = 02 , (5.13) 4ϕ т 4ϕ т где ϕ т ≈ 25 мВ – температурный потенциал. u (вх+ ) ,

165

γ

γ

Рис. 5.26. Малосигнальные участки (1) проходных характеристик каскада (рис. 5.25)

При u вх ≥ 50 ÷ 100 мВ перераспределение токов I01 и I02 заканчивается (участки 2 и 2*), транзисторы VT1 и VT3 почти полностью запираются и все дальнейшие приращения u вх ≥ 100 мВ с единичным коэффициентом передаются на вход 1 повторителя ПН1, а затем на базу VT5. В результате практически все u вх прикладываются к участку цепи «база VT5 – эмиттер VT4». Поэтому ток эмиттера VT4 не ограничивается в широком диапазоне входных сигналов большой амплитуды u (вх+ ) (+) iэ4 ≈ ≈ i (к+5) ≈ i (к+4) , (5.14) R 2 + rэ5 + rэ 4 где rэ5, rэ4 – сопротивления эмиттерных переходов VT4-VT5. Ограничение тока i (э+4) ≈ i (к+4) = i (к+5) произойдет на уровне +) I (max (5.15) .4 ≈ I 3 ⋅ β5 , где β5 – коэффициент усиления по току базы транзистора VT5. Одновременно в связи с запиранием VT3 увеличиваются и токи коллекторов транзисторов VT2 и VT6 u (вх+ ) i (э+2) ≈ ≈ i (к+2) ≈ i (к+6) . (5.16) R 1 + rэ 2 + rэ 6 Проходные характеристики каскада (рис. 5.25) для большого сигнала приведены на рисунке 5.27. В области средних входных сигналов зависимости i вых = f (u вх ) (рис. 5.27) имеют характерную для НКЦ зону нечувствительности, «ширина» которой (2.Uп) определяется начальным смещением эмиттерно-

166

базовых переходов транзисторов НКЦ VT5 (VT6). Управлять величиной порогового напряжения Uп можно путем изменения числа последовательно (или последовательно-параллельно) включенных диодов в двухполюснике VDN1 (VDN2) или введением между узлами 1 и 2 дополнительного резистора Rs, падение напряжения на котором влияет на Uп. Графики проходных характеристик ДК (рис. 5.25) для среднего диапазона входных сигналов при различных Rs приведены на рисунке 5.28.

γ

γ

Рис. 5.27. Проходные характеристики ДУ (рис. 5.25) для большого сигнала

Рис. 5.28. Влияние резистора Rs на зону нечувствительности проходной характеристики

В частных случаях повторители напряжения ПН1, ПН2 могут быть исключены из схемы (рис. 5.29) [18]. Особенность схемы рисунка 5.29 – отсутствие традиционных источников тока I1, I2, которые здесь функционально интегрированы с элементами НКЦ. Подобную схемотехнику можно использовать и в каскадах на биполярных транзисторах (рис. 5.30). 167

+ VT5 Выхi2

Выхi1

VT1

VT2

R2 VT3

1

VT4

1 Вх.1 R1

Вх.2

Вых*i1

Вых*i2

VT6 Рис. 5.29. Пример построения цепей нелинейной коррекции и источников тока I1, I2 на основе полевых транзисторов [104]

Рис. 5.30. Функциональная интеграция элементов НКЦ и цепей установления статического режима транзисторов VT1-VT2 и VT3-VT4 [104]

168

В схеме рисунка 5.30 двухполюсники VDN1 и VDN2 определяют статический режим VT1, VT2 (VT3, VT4), а резисторы R3=R2 влияют также на наклон проходных характеристик для большого сигнала [104]. Динамическая асимметрия каскада при работе с разнополярными сигналами. В связи с наличием в структуре ДК (рис. 5.23) повторителей напряжения ПН1, ПН2, быстродействие которых влияет на формирование одного из фронтов коллекторных токов VT1-VT4, проведем рейтинговую оценку качества динамических параметров ДК (рис. 5.23) относительно всех его выходов. Рассматривая качество передачи фронта входного импульса ДК (рис. 5.25) («хорошее» или «плохое») при разных полярностях ( u (вх+ ) , u (вх−) ) −) на первом (Вх.1, рис. 5.31 а), а затем на втором (Вх.2, u (вх+ ) , u(вх , рис. 5.31 б) входах можно установить, что имеющиеся у ДК выходы неодинаковы по быстродействию.

а)

б) Рис. 5.31. Частная рейтинговая оценка быстродействия дифференциального каскада (рис. 5.25) по входам, выходам и полярностям импульсного сигнала

169

Причина этого эффекта – наличие небольшой паразитной емкости в узле 2, которая достаточно медленно перезаряжается током I3 (I4), ухудшая переходный процесс нарастания соответствующих выходных токов ДК. Так, по выходам Вых i1 и Вых*i1 хорошо отрабатывается соответст-

венно положительный ( u (вх+ ) ) и отрицательный ( u (вх−) ) фронты u вх на первом входе. В то же время из-за влияния инерционности повторителей ПН1 и ПН2 выходы Вых i 2 и Вых*i 2 формируют токи, фронты которых хуже, чем фронты у токов коллектора VT2 и VT3. На рисунке 5.32 приведены временные диаграммы, подтверждающие данные выводы.

Рис. 5.32. Временные диаграммы выходных токов ДК (рис. 5.25)

Таким образом, рассматриваемый каскад рисунка 5.23 (рис. 5.25) в зависимости от используемых входов и полярностей сигналов характеризуется разным быстродействием. Учитывая, что частные рейтинговые таблицы выходов на рисунках 5.31 а и б содержат несущественную информацию, описывающую быстродействие ДК при уменьшении токов (знак ~), результирующая рейтинговая таблица для большого сигнала на выходах ДК (рис. 5.25) может быть упрощена путем объединения соответствующих частных таблиц (рис. 5.31 а, б) и исключением несущественных строк (рис. 5.33).

170

+) u (вх

−) u (вх

−) u (вх

+) u (вх

−) u (вх

+) u (вх

+) u (вх

−) u (вх

Рис. 5.33. Результирующие рейтинговые таблицы для большого сигнала ДК (рис. 5.23)

Каждая из таблиц рисунка 5.33 имеет верхнюю и нижнюю строки, характеризующие соответственно быстродействие ДК при подаче импульса на первый Вх.1 (верхняя строка), а затем на второй Вх.2 (нижняя строка) входы. Заметим, что при указанных в таблицах полярностях сигнала ДК (рис. 5.25), являющийся по сути мультивыходным ДК (МВДК), имеет относительно всех указанных выходов расширенный диапазон активной работы. На основе рассмотренного ДК возможно построение быстродействующих ОУ без динамической асимметрии, предназначенных для работы в режиме инвертора или повторителя импульсных сигналов. Типовой набор функциональных узлов такого ОУ показан на рисунке 5.34.

Рис. 5.34. Базовая функциональная схема ОУ на основе комплементарных ДУ

171

Для построения быстродействующего неинвертирующего решающего усилителя функциональные узлы схемы (рис. 5.34) необходимо соединить в соответствии с таблицей 5.1. Таблица 5.1 Варианты соединения узлов базовой схемы рисунка 5.23, направления и фазы передачи больших сигналов в быстродействующих неинвертирующих ОУ Структура ОУ

Неинвертирующий вход

Инвертирующий вход

Вх.1( + )

Вх.2 ( − )

Вх.2 ( + )

Вх.1( − )

Вх.1(+ )

С другой стороны, предельные значения ϑвых в режиме инвертора реализуются по структурным схемам, приведенным в таблице 5.2. Т а б л и ц а 5.2 Варианты соединения узлов базой схемы рисунка 5.23, направления и фазы передачи больших сигналов в универсальных быстродействующих ОУ Структура ОУ 1

172

Неинвертирующий вход 2

Инвертирующий вход 3

Вх.1( + )

Вх.2 ( − )

Продолжение табл. 5.2 1

2

3

Вх.2 ( + )

Вх.1( − )

Вх.1( + )

Вх.2 ( − )

Вх.2 ( + )

Вх.1( − )

В таблицах 5.1 и 5.2 жирными линиями показаны цепи передачи сигналов, отличающиеся наибольшей инерционностью, связанной с инерционностью соответствующих транзисторов. Таким образом, минимальная «электрическая длина» [31] неинвертирующего ОУ со структурами 1.1, 1.2, 2.1, 2.2, 2.3 и 2.4 – три каскада, включая выходной буферный усилитель. В режиме инвертора у структур 2.1, 2.2, 2.3, 2.4 в усилении сигнала от неинвертирующего входа до выхода участвует 4 каскада. Невыполнение рекомендаций (табл. 5.1 и 5.2) по соединению узлов обобщенной схемы рисунка 5.34 приведет к тому, что на предельных значениях ϑвых будет сказываться быстродействие повторителей напряжения, что потребует их усложнения или существенного ухудшения энергетических параметров (увеличения статических токов до десятков миллиампер). 173

5.4 Дифференциальные усилители на базе несимметричных квазилинейных каскадов Особенность несимметричных дифференциальных каскадов с нелинейной коррекцией [1] состоит в том, что они имеют расширенный диапазон активной работы только для одной из полярностей входного сигнала. В ряде случаев, например, для непрерывных компенсационных стабилизаторов напряжения с отрицательной обратной связью [1], этого вполне достаточно для улучшения динамических параметров в режиме большого сигнала. Однако в ОУ, работающих как правило, с двуполярными сигналами, необходимо использовать параллельное включение двух несимметричных квазилинейных каскадов (НКДУ), имеющих одинаковые схемы, но отличающихся друг от друга типами одних и тех же применяемых n-p-n и p-n-p транзисторов (рис. 5.35). + i1(+)

УТ1

Вых.1 iy1(+)

НКДУ Вх.1 uвх

-

+

Вх.2 Ск

НКДУ* Вых.1*

Вых iy2(-) УТ2

i1(-) Рис.5.35. Параллельное включение несимметричных квазилинейных каскадов

В схеме рисунка 5.35 каждая из подсхем НКДУ и НКДУ* имеет относительно выходов Вых.1 и Вых.1* расширенный диапазон активной работы для одной из полярностей выходного сигнала. Суммируя выходные токи НКДУ и НКДУ* i1( + ) и i1( − ) с помощью усилителей УТ1 и УТ2, можно получить двуполярную результирующую проходную характеристику, обеспечивающую быстрый перезаряд корректирующего конденсатора Ск в широком диапазоне входных сигналов. Пример построения такого входного каскада ОУ, соответствующего функциональной схеме рисунка 5.35, показан на рисунке 5.36. 174

+ ПТ1

I1* VT3*

VT4

R2* Вх.1

VT1

(+)

R1*

VT2

Вх.2(-)

Вх.2(-)

VT1* VT2*

R1

R2

Вых

VT3 Cк VT4*

I1

ПТ1*

-

Рис. 5.36. Пример построения входного каскада ОУ на основе несимметричных дифференциальных усилителей VT1-VT3 и VT1*-VT3*

В качестве несимметричных квазилинейных ДУ могут применяться и другие каскады, рассмотренные в [1], например схемы рисунка 5.37. ПТ2 +

ПТ1

ПТ2

ПТ1

+ Вых.1

Вых.2 Вых. Вх.1

VT2

Вх.1

Вх.2

VT2

Вх.2

∆I э1

VT1 R1

VT1

R1

R2

R2

VT3 VT3

Вых.3 I1

I1 -

-

а)

б)

Рис. 5.37. Несимметричные ДУ с нелинейной коррекцией [1]

175

Несимметричный каскад рисунка 5.37 а имеет широкий диапазон активной работы при положительном приращении напряжения на входе Вх.1 относительно входа Вх.2 u вх ∆I э1 ≈ . (5.17) б R 1 + h 11 .1 Ограничение выходного тока НКДУ(рис. 5.37 а) (тока коллектора VT1) наступает при входных сигналах u вх = U (гр+ ) ≈ β3 R 1I1 , (5.18) где β3 – коэффициент усилителя по току базы VT3. При большом отрицательном входном сигнале транзистор VT1 полностью запирается, а коллекторный ток VT2 принимает значение I к 2 ≈ I к 3 ≈ I1 . Проходная характеристика НКДУ (рис. 5.37 а) приведена на рисунке 5.38.

Iк1, Iк3, Iк2 β3 R1I1

Iк3 I1 I1 2

∆I э1 ≈

γ (+ )

u вх ≈ ∆I к1 R1

Iк1 Iк2

−

U (гр− )

U (гр+ )

uвх

Рис. 5.38. Проходная характеристика несимметричного каскада (рис. 5.37 а)

Схема НКДУ рисунка 5.37 б имеет расширенный диапазон активной работы для отрицательных значений входного сигнала. Кроме этого она отличается от схемы рисунка 5.37 а более высокими значениями коэффициента усиления по напряжению за счет применения активной нагрузки (ПТ1). В схемах несимметричных ДУ (рис. 5.37) входной транзистор VT1 используется дважды – для преобразования в выходной ток ПТ2 малого ( u вх < 50 ÷ 80 мВ ) и большого ( u вх > 50 ÷ 80 мВ ) входных сигналов. При этом в режиме большого сигнала, т.е. на время переходного процесса в ОУ [1, 2] коллекторный ток VT1 может намного превышать статический ток эмиттера VT1 (рис. 5.38). Как следствие, разогрев транзистора VT1 выделяемой на коллекторном переходе VT1 мощностью может создать дополнительную составляющую дрейфа э.д.с. смещения нуля. Для ослабления 176

данного эффекта необходимо использовать ДУ с цепями нелинейной коррекции, имеющими раздельные каналы усиления малого и большого сигналов. Примеры таких схем приведены на рисунках 5.39 и 5.40. ПТ1

ПТ2 +

Вых.1

ДУ1

2i

1i

Вх.1

Вх.2

VT2

VT1 R1

VT3

I1

VT4

Вых.2

I2

Рис. 5.39. Несимметричная коррекция проходной характеристики ДУ1

В схеме рисунка 5.39 к базовому ДУ1, определяющему дрейф э.д.с смещения нуля, подключаются элементы нелинейной коррекции VT1VT4, находящиеся в выключенном состоянии при малых входных сигналах. Такой режим обеспечивается за счет соответствующего выбора токов I1 и I2: I 2 < 0,5I1 . Разница между 0,5I1 − I 2 составляет эмиттерный ток VT3. При дальнейшем увеличении дифференциального напряжения uвх.12 коллекторный ток правого транзистора ДУ1 уменьшается и при некотором u вх = U п он достигает величины I2. Как следствие, при дальнейшем увеличении uвх VT3 запирается, а VT1 и VT2 входят в активный режим, обеспечивая пропорциональность изменения выходного тока ПТ1 и uвх в широком диапазоне изменения входных сигналов. В связи с тем, что ДУ1 не участвует в усилении больших сигналов, в нем минимизируются указанные выше тепловые эффекты. В то же время транзистор VT1, разогреваясь во время переходного процесса в ОУ, находится в выключенном состоянии при малых uвх и поэтому не влияет на температурные изменения э.д.с. смещения нуля ДУ (рис. 5.39). 177

В схеме рисунка 5.40 канал усиления малого сигнала образуется элементами VT1-VT2, так как VT3-VT5 находятся в режиме отсечки. ПТ1

+ I2

Вых.1

VT4

VD1

+Ес

Вых.2 Вх.1

VT1 R1

Вх.2

VT2 R2

I1

Вых.3

УТ1 VT3

R4

R3

VT5

R5 -

Рис. 5.40. Несимметричный ДУ с расширенным диапазоном активной работы

Данное состояние VT3-VT5 обеспечивается выбором токов I1 и I2 в соответствии с неравенством 0,5I1 = I к 2 < I 2 . Когда последнее неравенство нарушается за счет воздействия входного сигнала (уменьшения коллекторного тока Iк2 под влиянием uвх), в работу включается цепь нелинейной коррекции (VT4, VT3, VT5), создавая два новых параллельных канала передачи больших сигналов на вход ПТ1 – по цепи эмиттера VT1 и по цепи коллектора VT5. При соответствующем выборе сопротивлений R3 и R5 основное приращение выходного тока ПТ1 создается транзистором VT5, который может также использоваться для построения двухтактных структур в промежуточных и выходных каскадах ОУ нового поколения.

5.5 Квазилинейные дифференциальные усилители без динамической асимметрии Как было показано ранее, одна из причин неодинаковых значений максимальной скорости нарастания выходного напряжения ( ϑвых ) у сверхбыстродействующих операционных усилителей ( ϑвых > 1000÷3000 В/мкс) в схеме инвертора и повторителя импульсных сигналов положительной и отрицательной полярностей состоит в инерционности эмиттерного повторителя, входящего в структуру многих нелинейных корректи178

рующих цепей в качестве обязательного функционального узла. В этой связи практический интерес представляет поиск архитектуры цепей нелинейной коррекции, не содержащих согласующих статический режим НКЦ эмиттерных повторителей. Формальное исключение согласующих эмиттерных повторителей напряжения из схемы известных НКЦ входного каскада быстродействующего ОУ [1, 18] отрицательно сказывается на величине порогового напряжения Uп, при котором происходит включение НКЦ [1, 2, 18, 23] (рис. 5.41). К сожалению, в таких ДУ, реализованных на биполярных транзисторах, невозможно каким-либо образом регулировать величину Uп в сторону ее уменьшения. Iн.max

iн

Σ1 НКЦ

3 γ2

2 -Uп

-Uгр 2

1

1 γ1 Uгр

Uп

U *гр

uвх

3

Iн.max

Рис. 5.41. Проходная характеристика дифференциального ДУ с НКЦ

Это приводит [1, 2, 18, 23] к затягиванию переходного процесса после достижения выходным напряжением ОУ некоторого уровня U вых.1 ≈ U max − U п (рис. 5.42, участок 2, режим повторителя со 100 % обратной связью). Однако участок 1 ( 0 ÷ t1 ), за счет введения НКЦ, имеет более высокую крутизну, что в целом улучшает динамические параметры ОУ в режиме большого сигнала. Схемотехническое решение ДУ с большими Uп, впервые предложенное в [26], несмотря на имеющиеся недостатки, используется в ряде серийных ОУ, например, LM6142, LM6144. Дополнительная возможность улучшения максимальной скорости нарастания выходного напряжения ( ϑвых ) и времени установления переходного процесса ОУ (tуст) с большими Uп заключается в потенциальной возможности выбора повышенных значений крутизны проходной харак179

теристики ДУ на большом сигнале [1, 2, 18]. Этот параметр может выбираться значительно больше малосигнальной крутизны ДУ (рис. 5.40, γ 2 > γ1 ), что вызывает перерегулирование в переходном процессе u вых = f (t ) (кривая 3, рис. 5.42). Однако время установления переходного процесса для большого сигнала может существенно уменьшиться в сравнении со случаем, когда НКЦ не применяется (рис. 5.42, кривая 4). uвых 3

ε = 0,1

Umax Uвых.1

2 4

без НКЦ

1 t t1

tуст

Рис. 5.42. Переходный процесс (участки 1, 2) в ОУ с большой зоной нечувствительности Uп проходной характеристики входного ДУ

В рамках известных схемотехнических решений невозможно решить проблему расширения диапазона линейной работы классического ДУ без снижения крутизны его характеристики преобразования «входное напряжение-выходной ток» ( SДУ ). Это объясняется тем, что данные параметры классического ДУ VT2, VT3, R2 (рис. 5.43) жестко связаны с сопротивлением вспомогательного резистора R2, включенного между эмиттерами входных транзисторов – при увеличении напряжения ограничения (Uогр) проходной характеристики i вых = f (u вх ) [1] снижается крутизна SДУ и наоборот. В схеме ДУ (рис. 5.43) напряжение ограничения Uогр может достигать величины напряжения питания и достаточно слабо зависит от SДУ . Это положительно сказывается на статической точности многих аналоговых устройств и их быстродействии в нелинейных режимах.

180

Рис. 5.43. Схема ДУ без динамической асимметрии по быстродействию [121]

Дополнительное преимущество схемы рисунка 5.43 состоит в высоком быстродействии ДУ относительно всех выходов, согласованных как с шиной положительного, так и с шиной отрицательного источников питания. Это позволяет создавать на его основе двухтактные сверхбыстродействующие операционные усилители без динамической ассиметрии, хорошо отрабатывающие импульсные сигналы как положительной, так и отрицательной полярностей. Результаты компьютерного моделирования проходной характеристики схемы рисунка 5.43 в среде PSpice показаны на графиках (рис. 5.445.45) .

Рис. 5.44. Проходные характеристики ДУ (рис. 5.43) при различных {R}=50, 500, 1400 Ом (R1=R3=R2)

181

Рис.5.45. Проходные характеристики ДУ (рис. 5.43) при R1=R3={R}=1,4 КОм и ∞, R2=1,4 КОм

Модифицированный усилитель (рис. 5.46) содержит два последовательно соединенных резистора R2, R3, общая точка которых подсоединена к дополнительному источнику тока I2.

Рис. 5.46. Модификация схемы ДУ (рис. 5.43) без динамической асимметрии по быстродействию [121]

Схема ДУ (рис. 5.43) работает следующим образом. В статическом режиме транзисторы VT1 и VT4 закрыты и не влияют на работу схемы, так как напряжение на их эмиттерно-базовых переходах имеет запирающую полярность. Если напряжение на базе транзистора VT2 получает положительное приращение относительно базы транзистора VT3 ( u вх ), то эмиттерный и, следовательно, коллекторный ток транзистора VT2 увеличивается, а эмиттерный ток транзистора VT3 уменьшается за счет перераспределения тока источника I2 между эмиттером транзистора VT3 и резистором R2 (рис. 5.47).

182

Рис. 5.47. Теоретические графики проходной характеристики ДУ (рис. 5.43)

При этом увеличивается падение напряжения на резисторе R2, а запирающее напряжение на эмиттерно-базовом переходе транзистора VT4 уменьшается пропорционально u вх . Как только входное напряжение u вх достигает величины

U (гр+ ) = I 2 ⋅ R 2 , перераспределение тока I2 между эмиттером транзистора VT3 и резистором R2 заканчивается и наступает ограничение выходного тока ДУ (начинается участок 2-3 проходной характеристики рисунка 5.47). Однако, если напряжение ограничения U гр выбрано равным 1,2÷1,4В, в активный режим при uвх=1,2÷1,4В переходит транзистор VT4. Его эмиттерный ток и следовательно коллекторный ток I к 2 начинает возрастать пропорционально u вх , обеспечивая «продление» проходной характеристики ДУ в область больших входных напряжений (участок 2-4, рис. 5.47). При этом углы наклона проходных характеристик определяются следующим образом: ctgγ 0 ≈ R 2 ⋅ m , ctgγ1 ≈ R3 ⋅ m , (5.19)

ctgγ1∗ ≈ R1 ⋅ m , где m – масштабный коэффициент [1/Ом]. Таким образом, в схеме (рис. 5.43) обеспечивается линейная проходная характеристика в широком диапазоне входных сигналов (до напряжения питания), что позволяет выполнять на его основе высокоточные преобразователи «напряжение-ток». При этом следует отметить, что линейное преобразование «напряжение-ток» обеспечивается при сравнительно высокой крутизне характеристики i к 2 = f (u вх ) , а также при хорошем быстродействии ДУ при обработке импульсных входных сигналов. Данное сочетание достоинств нереализуемо при других способах построения преобразователей «напряжение-ток» на основе дифференциальных усилителей. 183

Улучшение динамических параметров в ДУ (рис. 5.43) объясняется отсутствием в схеме нелинейных режимов перезаряда паразитных емкостей (выходных емкостей источников опорного тока I1 и I2). Это позволяет использовать ДУ (рис. 5.43) в сверхбыстродействующих операционных усилителях, перемножителях сигналов, мультивходовых усилителях и т.п. Рассмотрим количественные оценки эффективности ДУ (рис. 5.43). До введения транзисторов VT1, VT4, т.е. у каскада рисунка 5.43 диапазон активной работы ( U гр ), его крутизна и потребляемая мощность (Ро) в статическом режиме связаны с параметрами элементов схемы следующими очевидными соотношениями: U огр = U (гр+ ) = R 2 ⋅ I 2 , i 1 SДУ = к ≈ , (5.20) u вх R 2 P0 = (I1 + I 2 ) ⋅ (E (п+ ) + E (п− ) ) = R 2 ⋅ I 2 ⋅ E (п+ ) , где E (п+ ) = E (п− ) – напряжения источников двухполярного питания. Из системы уравнений (5.20) можно найти, что некоторый обобщенный показатель качества схемы классического ДУ (VT2, VT3, R2, I1, I2 – рис. 5.43) P0 λ П = U (гр+ ) ⋅ SДУ = = const . (5.21) 4 ⋅ E (п+ ) То есть в этой схеме улучшить один параметр можно только за счет ухудшения другого. В полной схеме ДУ (рис. 5.43) напряжение ограничения результирующей проходной характеристики U огр , близко к E (п+ ) (E (п− ) ) , а произведение R 2 ⋅ I 2 должно выбираться в соответствии с уравнением: R 2 ⋅ I 2 = 2 ⋅ U эб.р. . При этом мощность, потребляемая ДУ (рис. 5.43) в статическом режиме: P0 = (I1 + I 2 ) ⋅ (E (п+ ) + E (п− ) ) = 4 ⋅ I1 ⋅ E (п+ ) , (5.22) или 8 ⋅ U эб.р. ⋅ E (п+ ) P0 = . (5.23) R2 Следовательно, обобщенный показатель качества предлагаемого ДУ: P0 (+) λ*П = U огр ⋅ SДУ = = const . (5.24) 8 ⋅ U эб.р. Этот параметр в N λ -раз лучше, чем аналогичный параметр схемы классического ДУ (5.21): λ*П E (п+ ) Nλ = = . (5.25) λ П 2 ⋅ U эб.р. 184

Так, если E (П+ ) = 12В , то выигрыш по обобщенному показателю качества N λ = 10 . Таким образом, схема рисунка 5.43 представляет разработчику больше возможностей в независимом выборе параметров U огр и SДУ проходной характеристики, что позволяет уменьшить статические погрешности. Если выбрать одинаковую крутизну SДУ в схеме классического ДУ и схеме ДУ (рис. 5.43) (т.е. R1=R2), то диапазон активной работы в схеме рисунка 5.43 будет в 10 раз лучше. Следует обратить внимание на то, что высокая линейность проходной характеристики у схемы рисунка 5.43 обеспечивается только при строго определенном произведении R2 ⋅ I 2 = 1,3 ÷ 1,4 В = 2U эб.р . При других величинах R 2 ⋅ I 2 на проходной характеристике появляются «изломы», что ухудшает линейность схемы, приводит к увеличению коэффициента гармоник. Особенность схемы рисунка 5.46, состоит в том, что она является дальнейшим развитием схемы рисунка 5.43 и использует другой способ формирования напряжения ограничения U гр с помощью резисторов R2 и R3 и источника тока I2. Если I1 = I 3 << I 2 , то U гр = I 2 (R2 + R3) = 1,3 ÷ 1,4 В .

Однако в схеме рисунка 5.46 требуется высокая точность резисторов R2 и R3. В ином случае входное напряжение смещения нуля ДУ будет иметь большие значения. На рисунке 5.48 приведены другие варианты построения таких НКЦ. Схемы имеют высокую избыточность и в ряде случаев могут быть существенно упрощены. + ^ Вых.i2.2 I 2.1 VT4.2 Вых.i2.1 Вых.i1.1 VT1.1

R1.2

VT3.2 R2.2

VT2.1 VT1.2

R1.1

^ Вых.i1.2

R2.1

VT2.2

Вх.2 Вх.1

VT3.1 ^ *i Вых. 2.1

VT4.1 I1.1

^ Вых.*i1.1

Вых.*i1.2

Вых.*i2.2 -

а) Рис. 5.48. Быстродействующие цепи нелинейной коррекции с большой зоной нечувствительности: U п ≈ 1,2 В (а), U п ≈ 0,6 В (б) (начало, окончание на стр. 186)

185

Вх.2 ^ Вых.i2.1 R1.1

R1.2

VT3.2

+

VT3.1 Вых.i2.1

Вых.i1.1

VT2.1

^ *i Вых. 1.2

I1.2

VT1.1

^ Вых.i1.1

I1.1

VT1.2

VT2.2

Вых.*i1.2

Вых.*i2.2

R2.2

R2.1 VT4.1

Вх.1

VT4.2 ^ Вых.*i2.2

б) Рис. 5.48. Быстродействующие цепи нелинейной коррекции с большой зоной нечувствительности: U п ≈ 1,2В (а), U п ≈ 0,6В (б) (окончание, начало на стр. 185)

Расширение элементного базиса, применение полевых транзисторов, например, так, как это сделано в базовом матричном кристалле «Интеграл» [3], позволяет без введения дополнительных (достаточно инерционных) повторителей напряжения и при высоком быстродействии НКЦ обеспечить возможность регулирования Uп в широких пределах. Пример такого ДУ с НКЦ (VT5, VT6, R1, R2) показан на рисунке 5.49. + VDN1 I1 ^ Вых.i1

VT7 VT1

Вх.1

I1

^ Вых.i2

VT2 iэ6(-)

VT5 R1

R2

VT3

VT4

ic(-)

ic(+)

iэ5(+)

Вых.*i1

Вх.2 VT6

Вых.*i2

Рис. 5.49. Быстродействующая нелинейная коррекция в каскодном ДУ полевыми транзисторами

186

Изменяя число последовательно-параллельно включенных диодов VDN1 в цепи истока VT7, можно установить гарантированный уровень начального смещения транзисторов VT5, VT6 НКЦ: U эб.5 = U эб.6 ≈ 0,4 ÷ 0,5 В . Поэтому пороговое напряжение в этой схеме регулируется и оказывается небольшим, а исключение эмиттерного повторителя из структуры цепи согласования статического режима НКЦ позволяет получить высокие рейтинги выходов ДУ при положительных и отрицательных сигналах как по первому (Вх.1), так и по второму (Вх.2) входам.

5.6 Особенности выбора транзисторов входного каскада быстродействующих ОУ При проектировании входных каскадов ОУ обычно стремятся использовать транзисторы с как можно более высокочастотными параметрами. Однако такие транзисторы не всегда имеют малые объемные сопротивления коллектора Rс [22] (рис. 5.50).

u c( +)

Вых*i1

Вых.*i 2

Рис. 5.50. Влияние объемных сопротивлений коллектора Rс на быстродействие ОУ с нелинейной коррекцией входного каскада

187

Особенность работы входных каскадов с нелинейной коррекцией быстродействующих ОУ состоит в том, что для форсирования апериодического процесса перезаряда корректирующей емкости Ск, который должен закончиться в течение времени фронта t ф( + ) выходного напряжения ОУ ( t ф( + ) = 2 ÷ 10 нс ), необходимы большие уровни выходного импульсного тока ВК, который в зависимости от uс и Rэ1 может достигать десятковсотен миллиампер ( I к. max ). В этих условиях сопротивления Rс оказывают существенное влияние на быстродействие ОУ, так как транзисторы VT1VT2 при больших i к (t ) могут войти в режим насыщения. В функциональной схеме ОУ, содержащей обобщенный двухтактный квазилинейный входной каскад ОВК (VT1-VT4) (рис. 5.50), к которому сводится более 80 % всех известных в настоящее время схем нелинейной коррекции, это не происходит, если E ( + ) − E 1 − U1 (+) (+) u с < U с. max ≈ < E п (+) , (5.26) 1 + R c1 R э1 R ( −) ) u (с− ) < U с( −.max ≈ E ( − ) − E 4 э1 < E п , (5.27) R с2 где U1 – статическое напряжение на входе ПТ1. Для получения высоких значений частоты единичного усиления f1 приходится выбирать Rэ1=Rэ2=10÷25 Ом. Поэтому при Rс=30÷100 Ом транзисторы квазилинейного входного каскада входят в режим насыщения (особенно при низковольтном питании ±5 В) уже при u с = 2 ÷ 3 В. Таким образом, в тех подсхемах быстродействующего ОУ (входной и промежуточный каскады), которые определяют величину максимального тока заряда корректирующего конденсатора Ск (I3.max), необходимо применять транзисторы с малыми Rс, которые, как правило, характеризуются несколько большей инерционностью. В ряде случаев оправдано параллельное включение нескольких квазилинейных дифференциальных каскадов. Такая структура позволит обеспечить значительные зарядно-разрядные токи Ск при Rc=10÷60 Ом.

(

)

5.7 Энергетические ограничения для входных каскадов ОУ с предельным быстродействием Для операционных усилителей с классической архитектурой (рис. 5.51) максимальная скорость нарастания выходного напряжения ϑвых в режиме большого сигнала оценивается по формуле [2] ϑвых = 2πf1U гр , (5.28) где f1 – частота единичного усиления разомкнутого ОУ; Uгр – напряжение ограничения входного каскада ОУ [2] (ВК). 188

ВК

(+)

Вх.1 uс

I0

uвх

iск

iск Ск

Uгр uвх

БУ +1

Вых uн

(-)

Вх.2

Рис. 5.51. Архитектура классического ОУ с отрицательной обратной связью

Типичные значения Uгр входных каскадов на биполярных транзисторах U гр ≈ 50 мВ [2], а малосигнальная крутизна их проходной характеристики у21 имеет достаточно большое значение I y 21 = max = tgγ1 , U гр

(5.29)

где I max = I 0 – максимально возможный выходной ток входного каскада, зависящий от тока общей эмиттерной цепи ВК I0 [2]. I*max

γ2

γ1

U*гр = E п

Рис. 5.52. Проходная характеристика классического ДУ (1) и ДУ с нелинейной коррекцией (2) [1]

Из (5.29) следует, что для повышения ϑвых необходимо увеличивать U гр , т.е. обеспечивать линейный режим работы входного каскада ОУ во всем диапазоне изменения входного напряжения uc, которое может изменяться до величины U c = E ( + ) = Е ( − ) = Е п , где Eп – напряжение питания ОУ. Обычно «продление» проходной характеристики ВК обеспечивается за счет цепей нелинейной коррекции [1, 14]. 189

Устойчивость ОУ не ухудшится, если при «продлении» проходной характеристики сохранятся углы ее наклона при малом и большом сигналах γ1 = γ 2 , т.е. будет выполняться равенство: I max I*max = . U гр Eп

(5.30)

Следовательно, максимальный выходной ток входного каскада, имеющего расширенный диапазон активной работы, может достигать величины E I*max = п I max . (5.31) U гр Так, если входной каскад имеет I 0 = 1 мА, E п = 15 В, U гр ≈ 50 мВ, то численные значения максимального выходного тока I*max ≈ 300 мА. Таким образом, транзисторы входного каскада быстродействующего ОУ должны обеспечивать на время фронта импульса tф (обычно t ф ≈ 1 ÷ 10 нс) выходной ток, соизмеримый с типовыми значениям тока нагрузки ОУ. Следует ожидать, что данный вывод потребует пересмотра сложившихся представлений о том, что входной каскад ОУ – это микрорежимная подсхема. Если требуется получить предельно высокое быстродействие, то придется мириться с тем фактом, что выходной ток ВК должен (на короткое время) измеряться десятками, а иногда и сотнями миллиампер. Это первая проблема, которая не всегда учитывается при проектировании быстродействующих ОУ. Вторая проблема связана с тем, что любой ОУ, работающий в структуре сложных аналогово-цифровых устройств, может (в нетиповых режимах) на достаточно большое время t p >> t ф перегружаться по входу большими сигналами (например, при включении питания). В этом случае на достаточно большое время t p >> t ф ко входам ОУ будут прикладываться напряжения, близкие к напряжению питания, и поэтому большой выходной ток ВК может вызвать тепловое разрушение токоведущих дорожек, перегрев и выход из строя транзисторов ВК. Таким образом, ОУ с предельным быстродействием при отсутствии защиты от чрезмерно больших выходных токов входного каскада не могут иметь высокую надежность. Если исходить из энергетических ограничений, т.е считать, что входной каскад ОУ не выйдет из строя из-за перегрева при длительной перегрузке по входу, то тогда становится заданной величина его максимального выходного тока I*max ≈ y*21 ⋅ E п (5.32) и следовательно, крутизна проходной характеристики 190

I*max Р к ≈ y 21. max ≈ ≈ 2, (5.33) Eп Еп где Рк – допустимая мощность, рассеиваемая в элементах входного каскада за время его перегрузки tp, причем t Еп р Pк ≈ (5.34) ∫ i cк dt . tp 0 y*21

Таким образом, крутизна входного каскада быстродействующего ОУ (наклон его проходной характеристики y 21. max ≈ tgγ 2 ) не может выбираться без учета тепловых эффектов в микросхеме. Однако этот параметр ( y 21 ) входного каскада оказывает существенное влияние на многие динамические параметры ОУ [1, 2], в том числе: I y y 21. max ≈ y 21 = 0 , ω1 = 21 , Т у = K y = y 21R к , (5.35) U гр Cк где y 21 – малосигнальная крутизна базового входного каскада до введения нелинейной корректирующей цепи; ω1 = 2πf1 – малосигнальная частота единичного усиления ОУ; R к – эквивалентное сопротивление, включенное параллельно Ск; Тy – петлевое усиление ОУ, численно равное коэффициенту усиления входного каскада. Поэтому при рассматриваемых ограничениях частота единичного усиления надежного быстродействующего ОУ не может превышать величину P ω1 ≤ ωmax = к 2 . (5.36) Ск Е п Последняя формула показывает, что при Р к = const , y 21 = const основной естественный путь увеличения ω1 и ϑвых – это снижение емкости корректирующего конденсатора Ск. Однако это достаточно сложная проблема, связанная с уменьшением абсолютных значений высокочастотных постоянных времени и их числа у входного и выходного каскадов ОУ, элементов обратной связи, нагрузки. В конечном итоге Ск определяется, в основном, достижениями технологии – высокочастотными параметрами интегральных транзисторов, емкостями на подложку, емкостями коллектор–база транзисторов и т.д. Если предположить, что архитектура ОУ реализована по традиционным схемам на основе двухтактных повторителей тока или двухтактных «перегнутых» каскодов, то минимально возможное значение Ск определяется емкостями «коллектор – подложка» (Сп) двух выходных транзисторов ВхК, обеспечивающих перезаряд емкости Ск, а также входной емкостью буферного усилителя БУ (СБУ) C к. min ≈ 2C п + С БУ . (5.37) 191

Таким образом, наилучшее значение частоты единичного усиления такого «полуидеального» ОУ Pк ω1 ≤ 2 , (5.38) Е п (2С п + С БУ ) или I*max I0 ω1 ≤ ≈ . (5.39) Е п (2С п + С БУ ) U гр (2С п + С БУ ) Причем предельная скорость нарастания выходного напряжения I*max Рк ϑвых ≤ = . (5.40) (2С п + С БУ ) Е п (2С п + С БУ ) Из уравнения (5.40) следует, что физическими ограничениями на максимальную скорость нарастания выходного напряжения ОУ с квазилинейным входным каскадом и входными сигналами с амплитудой, близкой к напряжению питания, являются емкости на подложку транзисторов ВхК и допустимая мощность, рассеиваемая на элементах входного каскада при его длительной перегрузке (Рк). Заметим, что данный вывод сделан при отсутствии защит по току у входного каскада и диапазоне его активной работы, близком к Еп ( U *гр ≈ Е п ). Необходимо заметить, что традиционные схемы защиты ОУ по входу [106] защищают его входные транзисторы от пробоя эмиттернобазового p-n перехода, но ограничивают диапазон изменения входных сигналов на уровне Uогр ≈ 0,6-0,7 В. Это не позволяет получить предельно высокое быстродействие, соизмеримое с быстродействием ОУ для линейного режима, так как в этом случае ϑ*вых ≈ 2πf1U огр ≤ 1,4πf1 [B / c] . Таким образом, разработчикам быстродействующих аналоговых микросхем (АМ) приходится искать компромисс между надежностью работы АМ в любых режимах (обрыв обратной связи, кратковременное отключение одного из источников питания, работа ОУ в режиме компаратора сигналов и т.д.) и предельным быстродействием. Реализовать эти два качества в рамках традиционных технических решений проблематично. На рисунке 5.53 представлена архитектура быстродействующего ОУ, особенность которой состоит в создании «интеллектуальной» защиты входного каскада, которая не влияет на работу схемы во время фронта переходного процесса tф, но ограничивает выходные токи входного каскада в том случае, если напряжение на входе ОУ действует более длительное время t p >> t ф .

192

+) i (пт 1

i (ос+ )

i (ск+ )

Рис. 5.53. Способ ограничения максимального выходного тока входного каскада ОУ

Схема ОУ с токовой обратной связью (рис. 5.53) включает входной каскад (VT1-VT3) с большими значениями выходного тока βI I*max ≈ 3 1 , (5.41) 2 где β3 – коэффициент усиления по току базы транзистора двухколлекторного транзистора VT3; I1 – статическое значение выходного тока управляемого (по входу «Выкл») источника опорного тока I1. Условие (5.41) выполняется, если входной сигнал достаточно большой: u c. max ≥ β3I1 ⋅ R 1 R 2 . В схеме рисунка 5.53 предусмотрена нелинейная отрицательная обратная связь, которая запирает источник опорного тока УИТ, если ток в измерительном резисторе R0 превышает заданное значение Iогр. При этом I1 уменьшается, что ограничивает выходной ток входного каскада на заданном уровне I огр < I*max . Как следствие максимальная скорость нарастания выходного напряжения ОУ с таким ВК меньше предельно возможной и определяется по формуле ϑ*вых ≈ 2πf1I огр R 1 R 2 . (5.42) Регулировка инерционности петли ограничения выходного тока ВК обеспечивается конденсатором С0. Он должен выбираться таким образом, чтобы защита по току не работала во время фронта входного импульсного сигнала, а ее включение происходило при t p >> t ф , т.е. когда в схеме ОУ возникают существенно-нелинейные режимы работы и возможен перегрев кристалла. 193

Управление величиной максимального выходного тока входного каскада быстродействующего ОУ, реализованного на ВК типа quad-core [123] (рис. 5.54), может осуществляться либо за счет соответствующего выбора сомножителей произведения I1β1 , либо путем введения специальных токоограничивающих резисторов R 1 = R 3 . Вых.i1

+ I1

VT3

Вых.i2

+ I3

VT5

R1

+

+

VT8

R2

Вх.1

VT2

VT1

VT7

VT4

Вх.2

VT6

R3

I4

I2 -

-

*

Вых.i1

-

*

Вых.i2

Рис. 5.54. Способ ограничения выходного тока входного каскада типа «quad-core»

В данной схеме напряжение ограничения входного каскада зависит от произведения U *гр ≈ R 1I1 = R 3 I 2 . (5.43) В то же время крутизна проходной характеристики ВК на малом и большом сигналах определяется резистором R2: y 21 ≈ R 2−1 . (5.44) Поэтому максимальная скорость нарастания выходного напряжения ОУ с таким ВК ϑ*вых ≈ 2πf1R 1I1 . (5.45) Включение нелинейного делителя напряжения VDN1-R1-R2 (рис. 5.55) [14] также позволяет установить заданное значение U*гр = nU эб >> U гр и, следовательно, I*max = I 0

где U эб 194

nU эб , U гр

(5.46)

ϑ*вых ≈ 2πf1nU эб , (5.47) ≈ 0,7 В; n – число последовательно включенных p-n переходов.

Рис. 5.55. Нелинейный ограничитель входного напряжения ОУ

Однако шумы и дополнительная входная емкость p-n переходов VDN1-VDN2 не позволяет рекомендовать данную схему к широкому применению. Модификация схемы (рис. 5.55), показанная на рисунке 5.56, содержит небольшие индуктивности L1, L2, которые обеспечивают передачу на время фронта t ф на входы ОУ больших импульсных сигналов.

u *вх

u вх

u*вх U1*

U1

u вх τ1

Рис. 5.56. Динамическая защита быстродействующих ОУ по входу

195

Если же ОУ на длительное время входит в нелинейный режим, то входное напряжение в схеме рисунка 5.56 уменьшается до малой величины (0,6÷0,7 В). Это защищает ОУ от чрезмерных токов во входном каскаде. В схеме рисунка 5.57, реализованной на базе мостового входного каскада, защита по току ВК выполнена на элементах R2, VD2 (R3, VD1).

Рис. 5.57. Токовая защита в мостовом входном каскаде

Как только коллекторный ток транзистора VT5 (Iк5) достигает заданного значения E I огр ≈ c1 , (5.48) R2 начинает запираться транзистор VT9, что предотвращает дальнейшее нарастание Iк5. Поэтому в таком ОУ максимальная скорость нарастания выходного напряжения R ϑ*вых ≈ 2πf1 1 E c1 . (5.49) R2 Таким образом, при проектировании ОУ с предельно возможным быстродействием необходимо обращать внимание на энергетику не только выходных, но и входных каскадов, а также применять специальные цепи защиты, ограничивающие максимальный ток ВК во время фронта переходного процесса. 196

Глава 6 РЕЗУЛЬТАТЫ МОДЕЛИРОВАНИЯ АНАЛОГОВЫХ МИКРОСХЕМ С ПРЕДЕЛЬНЫМИ ПАРАМЕТРАМИ

Рассмотренные в главах 1-4, а также в работах [15, 17, 20, 23, 31, 39] структурные и схемотехнические методы улучшения параметров аналоговых микросхем были положены в основу моделирования в средах PSpice и Cadence ряда микроэлектронных изделий с использованием моделей элементов, предоставленных ведущими микроэлектронными фирмами. Быстродействующие операционные усилители. Широко применяются для построения драйверов, АЦП, сумматоров токов на выходе ЦАП, фильтров, усилителей ПЧ и других аналоговых узлов и устройств РЭА. Особенно актуальными для целого класса систем является проекты импортозамещения зарубежных ИС отечественными разработками на базе технологий с микронными топологическими нормами. Т а б л и ц а 6.1

Параметры быстродействующих ОУ EL5104 (Intersil)

THS4631 (TI)

ОУ1 (Пульсар)

ОУ2 (Пульсар)

ОУ3 (Пульсар)

ОУ4 (Пульсар)

1 Коэффициент усиле-ния, дБ (Rн=100 Ом) Верхняя граничная частота -3 Дб, МГц (Av=+1) Входной ток, мкА Скорость нарастания, В/мкс (Uвых=4 В step, Av=+1) Время установления 0,1 %, нс (Uвых=2 В step, Av=+1)

AD8045 (AD)

Параметры

MAX4108 (Maxim)

Быстродействующие операционные усилители

2

3

5

6

7

8

9

10

100

641

603

801

62

56

56

571

400

1000

700

325

625

390

360

820

12

2

8

50пА

2,3

11,3

11,3

4,5

1200

1350

30004

10006

3400

3000

4000

160008

8

7,52

75

407

8

4

6

10

197

Продолжение табл. 6.1 1 2 3 5 6 7 8 9 10 Время установления 0,01 %, нс 12 1907 10 (Uвых=2 В step Av=+1) Напряжение пита+/-5 +/-5 +/-5 +/-15 +/-5 +/-5 +/-5 +/-15 ния, В Потребляемый ток, 20 16 9,5 11,5 12 17 17 17 мА П р и м е ч а н и е . 1. Rн=1 КОм; 2. Av=+2; 3. Rн=150 Ом; 4. Uвых=-3 to +3 В; 5. Uвых=-2,5 to +2,5 В; 6. Av=+5, Uвых=10 В step; 7. Av=-1; 8. Uвых=20 В step

В таблице 6.1 приведены параметры разработанных быстродействующих ОУ. Для сравнения указаны параметры их аналогов, выпускаемых крупными сериями ведущими микроэлектронными фирмами Maxim – MAX4108 (1997 г.), Analog Devices – AD8045 (2004 г.), Intersil – EL5104 (2005 г.), Texas Instruments – THS4631 (2004 г.). Предлагаемые разработки не уступают, а в большинстве случаев опережают свои зарубежные аналоги по предельным динамическим и статическим параметрам. Это объясняется применением в их структуре комплекса оригинальных схемотехнических решений – методов собственной компенсации влияния паразитных емкостей активных компонентов, нелинейных корректирующих цепей в структуре входных, промежуточных и выходных каскадов, цепей компенсации статических и динамических погрешностей, структурных методов исключения перегрузки функциональных узлов ОУ, оригинальной схемотехники входных и выходных каскадов и т.д. [1, 2, 20, 23, 116]. ОУ1 (табл. 6.1) является представителем усилителей с входным каскадом типа quad-core. Подавляющее большинство быстродействующих ОУ выполнены с применением этой архитектуры. Однако такой входной каскад имеет в своем составе входные повторители напряжения (ПН), для которых характерен нелинейный режим работы при воздействии импульсных сигналов большой амплитуды. В ОУ1 этот недостаток значительно ослаблен за счет применения в ПН цепей нелинейной коррекции (НКЦ) (рис. 6.1) [1, 2, 19, 20, 23]. В результате удалось получить высокие динамические параметры без существенного увеличения потребляемого тока (аналог MAX4108).

198

Рис. 6.1. Нелинейная коррекция эмиттерных повторителей входного каскада ОУ1

Разработанные ОУ2 и ОУ3 – представители операционных усилителей с новой схемотехникой входных каскадов, не содержащих в своей структуре повторителей напряжения. Это позволило исключить нелинейные режимы и обеспечить экстремальные значения скорости нарастания выходного напряжения (4000 В/мкс) и времени установления переходного процесса в зоне ошибки 0,1 % – 4нс (рис. 6.2).

а) Рис. 6.2. Элементы симметричного входного каскада ОУ на базе несимметричных ДУ (начало, окончание на стр. 200)

199

б) Рис. 6.2. Элементы симметричного входного каскада ОУ на базе несимметричных ДУ (окончание, начало на стр. 199)

ОУ4 – это операционный усилитель подкласса П-Т(+)-Т(-) (см. гл. 3), содержащий прецизионный канал с обратной связью по напряжению (ДК1) и нелинейный канал с токовой обратной связью (ДК2) (рис. 6.3).

+) i (ПТ 1

i1(+ )

u1( + )

i1(−)

−) i (ПТ 2

+) i (ош

( −) i ош

Рис. 6.3. Структурная схема операционного усилителя ОУ4

200

Примечательная особенность данной схемотехники заключается в том, что нелинейный параллельный канал с ТОС можно ввести в качестве внешней цепи практически в любом ОУ, имеющем вывод от внутреннего корректирующего конденсатора. ОУ4 характеризуется повышенной скоростью нарастания выходного напряжения, недостижимой ни в одном из существующих зарубежных и отечественных аналогах – 16000 В/мкс. Т а б л и ц а 6.2

Быстродействующие буферные усилители Параметры Коэффициент усиления, В/В (Rн=1 КОм) Верхняя граничная частота -3дБ, МГц (Av=+1) Входной ток, мкА Напряжение смещения, мВ Скорость нарастания, В/мкс (Uвых=4В step, Av=+1, Rн=2КОм, Сн=6пФ) Время установления 0,1 %, нс (Uвых=2В step, Av=+1) Напряжение питания, В Потребляемый ток, мА

Буферные усилители AD9620 (AD) БУ1 (Пульсар) 0,994 0,998 600 920 6 4,3 2 19 2200

4100

6

7

+/-5 40

+/-5 6,7

Для увеличения скорости нарастания выходного напряжения без увеличения потребляемого тока в модификациях БУ применены цепи динамической линейной коррекции входных повторителей напряжения (рис. 6.4, 6.5). 5

+

10 11

8 6

+ Вх.

2

Вых.

1

7 9

4

3

12

13 -

а) б) Рис. 6.4. Динамическая коррекция в структуре БУ при напряжении питания +/-15 В (а) и переходный процесс на его выходе (б)

201

Рис. 6.5. Пример нелинейной коррекции буферного усилителя

Операционные усилители общего применения. В таблице 6.3 приведены параметры разработанных ОУ в сравнении с аналогами фирмы Analog Devices. Т а б л и ц а 6.3 Операционные усилители общего применения AD817 (AD, 1995 г. )

Параметры Коэффициент усиления, дБ (Rн=1 КОм) Верхняя граничная частота –3дБ, МГц (Av=+1) Входной ток, мкА Напряжение смещения, мВ Скорость нарастания, В/мкс (Uвых=4В step, Av=+1) Время установления 0,1 %, (Uвых=10В step, Av=+1) Напряжение питания, В Потребляемый ток, мА

нс

Операционные усилители AD8022 ОУ5 ОУ6 (AD, (Пульсар) (Пульсар) 2005 г.)

75

72

81

115

50

130

140

20 (Av=+20)

3,3 0,5

2,5 1,5

5,7 0,04

6 0,14

350

50 (Av=+2)

2000

30

90

-

+/-15 7

+/-15 7

45 +/-15 7,5

62 (Uвых=4В step) +/-12 3,5

ОУ5 (рис. 6.6) спроектирован на основе структуры folded-cascod и оптимизирован на получение предельного быстродействия при сохранении высоких статических характеристик. В результате применения цепей НКЦ, практически не потребляющих тока в статическом режиме и не 202

влияющих на статические характеристики ОУ, была достигнута скорость нарастания выходного напряжения в режиме большого сигнала – 2000 В/мкс. Одновременное применение цепей компенсации доминирующей статической погрешности позволило получить малое значение входного напряжения смещения нуля (40 мкВ). ОУ6 (рис. 6.7) оптимизирован на получение наилучших статических характеристик с помощью цепей компенсации статических и динамических погрешностей его каскадов.

Рис. 6.6. Упрощенная схема операционного усилителя ОУ5 ПТ1.2 + I1.1

Вх.2НКЦ

I2.1

I3.1

1.1 2.1 iб7.1 +Ес1

rк5.1

VT8.1

iб7.1

Вых. iб6.1

i5.1

А Вых.1

Ск

VT7.1

VT5.1 i5.1

VT3.1 VT4.1

iб7.1

i5.2

VT6.1 VT6.2

-Ес2 VT3.2

rк5.2 VT5.2 ПТ1.1

i5.2

2.2 I1.2

VT8.2

VT4.2 1.2 I2.2

I3.2

VT7.2

Вх.1НКЦ -

Рис. 6.7. Выходная подсхема операционного усилителя ОУ6

Операционные усилители rail-to-rail по входу и выходу с малым выходным сопротивлением. При проектировании ОУ с классическим дифференциальным каскадом (ДУ) разработчики всегда придерживались 203

правила – никогда не применять в качестве источников опорного тока резисторы. Однако существуют схемотехнические решения [124, 125], в которых при низковольтном питании возможно применение резисторов без существенного ухудшения, а в некоторых случаях даже улучшении коэффициента ослабления входных синфазных сигналов (рис. 6.8).

а)

б) Рис. 6.8. Входные каскады низковольтного ОУ с опцией по входу rail-to-rail (патент РФ № 2283533) [124, 125]

204

Для получения опции rail-to-rail по выходу в ОУ обычно применяется двухтактный выходной каскад с общим эмиттером (ОЭ), вследствие чего значительно повышается выходное сопротивление. С целью устранения этого противоречия был разработан гибридный выходной каскад (рис. 6.9), сочетающий в себе положительные свойства выходных каскадов «общий эмиттер» (rail-to-rail) и «общий коллектор» (малое выходное сопротивление).

Рис. 6.9. Архитектура выходного каскада rail-to-rail с малым выходным сопротивлением

В таблице 6.4 приведены параметры разработанных операционных усилителей ОУ7 и ОУ8 с функцией rail-to-rail по входу и выходу, обладающих малым выходным сопротивлением без обратной связи. Т а б л и ц а 6.4 Операционные усилители с опцией rail-to-rail Параметры 1 Верхняя граничная частота -3 Дб, МГц (Av=+1) Скорость нарастания, В/мкс (Uвых=+2/-2 В step, Av=+1) Напряжение смещения, мкВ Входной ток, мкА (npn/pnp) Диапазон входных синфазных напряжений, В Диапазон выходных напряжений, В (Rн=1КОм)

Операционные усилители rail-to-rail AD8027 (AD, 2005г.) ОУ7 (Пульсар) 2 3 4 5 190

180

130

100

90

73

35/56

12/44

13 1,3 +/-5,4 +4,87/ 4,81

2 1,2 +/-1,8 +1,46/1,44

200 200 +4/ -8 +4/ -8 +/-5,2 (-0,2) ÷ (+3,2) +/+/-1,47 4,94

205

Продолжение табл. 6.4 1 Коэффициент ослабления синфазных сигналов, дБ Коэффициент усиления, дБ (Rн=1 КОм) Напряжение питания, В Потребляемый ток, мА

2

3

4

5

110

100

160

146

110

100

93

91

+/-5 6,5

+3 6

+/-5 9,5

+/-1,5 9,5

Широкополосный операционный усилитель на основе входного каскада dual-input-stage. Комплементарные входные каскады (или dualinput-stage) являются основой многих широкополосных ОУ. Основным недостатком классических схем является небольшое быстродействие. Для повышения скорости нарастания выходного напряжения ОУ рекомендуется применять несимметричные входные каскады с цепями нелинейной коррекции (например, рис. 6.10).

Рис. 6.10. Входной каскад dual-input-stage с нелинейной коррекцией

Моделирование ОУ (рис. 6.11) на основе входного каскада рисунка 6.10 в среде PSpice (модели транзисторов ФГУП НПП «Пульсар») показывает, что без НКЦ максимальная скорость нарастания выходного напряжения ОУ, при частоте единичного усиления f1=568 МГц, составляет 133 В/мкс и 460 В/мкс при включенных цепях нелинейной коррекции (рис. 6.13). 206

v cc

I2 {Ib}

VT7 TP15S

R5 400

R6 100

R9 200

VT5 TP15S

V1 5

VT18 TP15S

VT11 TP15S

PARAM ET E RS: Vdc = 0 Vac = 1 Vtr = 2

VT2 TN15S

VT10 TP15S

VT15 TP15S

VT4 TP15S

1

R12 1m in+

in-

R11 1k

R13 100k VIN1

VT3 TP15S

VT1 TN15S

I1 1m

Ck 10p

0

0

0

0 VT13 TN15S

VT12 TN15S

VT16 TN15S

PARAM ET E RS: R = 50 Ib = 2m

V2 5

VT17 TN15S I3 {Ib}

out

out

VT14 TN15S

R7 400

R8 100

VT8 TN15S

R10 200 v ee

Рис. 6.11. Схема ОУ на основе входного каскада (рис. 6.10)

Применение НКЦ обеспечивает выигрыш по быстродействию в 3÷4 раза.

Рис. 6.12. Амплитудно-частотная характеристика ОУ с замкнутой 100 % обратной связью

207

2.5V 2.0V 1.5V 1.0V

Vu=443 V/us

0.5V 0V -0.5V

Vu=456.6 V/us

-1.0V -1.5V -2.0V -2.5V 3.985us 4.028us 4.071us 4.114us v(out) Time

Рис. 6.13. Переходный процесс на выходе ОУ (рис. 6.11)

Выводы. Применение перспективных структурных и схемотехнических решений позволяет создавать (на основе хорошо освоенных в России и дешевых технологий с топологическими нормами 0,8-2 мкм) аналоговые микросхемы, превосходящие по ряду предельных параметров их зарубежные аналоги.

208

ЗАКЛЮЧЕНИЕ Большинство современных быстродействующих операционных усилителей ведущих микроэлектронных фирм, в том числе российских, характеризуются средними значениями максимальной скорости нарастания выходного напряжения (100-500 В/мкс). Это обусловлено нерациональным построением их архитектуры, а также схемотехники входного и промежуточного каскадов, которым присущи нелинейные режимы. Дальнейшее улучшение динамических параметров операционных усилителей зависит не только от достижений в области полупроводниковых технологий, но и от их структурных и схемотехнических решений, применение перспективных функциональных узлов, в частности, входных каскадов с цепями нелинейной коррекции. Динамическую асимметрию любого дифференциального каскада быстродействующего ОУ для положительного и отрицательного фронтов можно описать рейтинговой таблицей, характеризующей его поведение при обработке импульсных сигналов, подаваемых на различные входы. Для устранения возникающей в ОУ с нелинейными корректирующими цепями (НКЦ) динамической асимметрии и получения предельно возможного быстродействия, соответствующего линейному режиму работы его основных подсхем, необходимо: – использовать структурные методы минимизации влияния на работу сверхбыстродействующих ОУ динамической перегрузки повторителей напряжения, входящих в качестве функционального узла в любые известные нелинейные корректирующие цепи с регулируемым порогом включения; – повышать быстродействие эмиттерных повторителей напряжения (ПН) в структуре НКЦ за счет увеличения статического тока транзисторов; применения классической НКЦ в структуре ПН; минимизации емкости в цепи нагрузки ПН за счет ее компенсации; применения динамической линейной коррекции ПН, улучшающей качество передачи фронта входных импульсов. Данные рекомендации позволяют обеспечить повышение максимальной скорости нарастания выходного напряжения ОУ на интегральных транзисторах ФГУП НПП «Пульсар» до 5000-15000 В/мкс. При рациональном проектировании операционных усилителей с обратной связью по напряжению (ОСН) их динамические параметры могут не уступать, а в ряде случаев – превосходить соответствующие параметры усилителей с токовой обратной связью (ТОС).

209

Архитектура ОУ с ОСН обеспечивает (при определенных условиях) ряд базовых свойств ОУ с ТОС – независимость верхней граничной частоты замкнутого ОУ от коэффициента передачи, высокие значения частоты единичного усиления и быстродействия в режиме большого сигнала. Выявленные особенности архитектуры ОУ с ТОС и ОСН позволяют создавать аналоговые микросхемы с так называемой обобщенной ТОС, которая сочетает в себе свойства ОУ обоих классов. Схемотехника входных каскадов оказывает доминирующее влияние на динамические параметры ОУ в режиме большого сигнала. Установленные энергетические ограничения на входные каскады ОУ с предельным быстродействием необходимо учитывать при проектировании надежных аналоговых микросхем, работающих в структуре аналоговых интерфейсов с обратной связью. Компьютерное моделирование ряда аналоговых микросхем на основе хорошо освоенных технологических процессов (топологические нормы 0,8-2 мкм) показывают, что за счет схемотехнических и архитектурных решений возможно существенное улучшение максимальной скорости нарастания выходного напряжения, времени установления переходного процесса, площади усиления, параметров ослабления синфазных сигналов и т.д. В монографии рассмотрены базовые методы компенсации сопутствующих нелинейностей входных каскадов и их влияние на динамические параметры ОУ.

210

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1.

2.

3. 4. 5. 6. 7. 8. 9. 10. 11. 12. 13. 14. 15.

Прокопенко, Н.Н. Нелинейная активная коррекция в прецизионных аналоговых микросхемах [Текст]: монография / Н.Н. Прокопенко. – Ростов н/Д.: Изд-во Северо-Кавказского научного центра высшей школы, 2000. – 224 с. Операционные усилители с непосредственной связью каскадов [Текст] / В.И. Анисимов, М.В. Капитонов, Н.Н. Прокопенко, Ю.М. Соколов. – Л., 1979. – 148 с. Полонников, Д.Е. Операционные усилители: принципы построения, теория, схемотехника [Текст] / Д.Е. Полонников. – М., 1983. – 216 с. Hearn, W.E. Fast slewing monolithic OA [Текст] / W.E. Hearn. – IEEE J. of solid-state Circuits, 1971. – № 1. – P. 36-42. Karki, J. Understanding Operational Amplifier Specialications / J.Karki. – Texas Instruments, 1998, WP : SLOA011. Demrow, R.I. Setting time of Operational Amplifiers / R.I. Demrow. – Analog Devices, AN-359. J. Williams. Slew Rate Verification for Wideband Amplifiers. Linear Technology. Amplication Note 94, May 2003. Recommended Test Procedures for Operational Amplifiers Intersil. Application Note AN 551.1, November, 1996. Integrated Operational amplifier theory. Philips Semiconductors, Application Note AN 165, 1988. Матавкин, В.В. Быстродействующие операционные усилители [Текст] / В.В. Матавкин. – М.: Сов. Радио, 1989. Операционные усилители и компараторы [Текст]: справочник. – М.: Изд-во Дон «Донэка-XXI», 2001. Baker, B.C. Operational Amplifier AC Specifications and Applications / B.C. Baker // Microchip Technology, 2000, AN 723, www.microchip.com Ежков, Ю.С. Справочник по схемотехнике усилителей [Текст] / Ю.С. Ежков. – М.: РадиоСофт, 2002. Widlar, R.J. Wide range operational amplifier input stage. Рatent US № 4.797.629, 1989. Прокопенко, Н.Н. Об условиях идентичности основных динамических параметров и ослабления синфазных сигналов операционных усилителей с обратной связью по напряжению и усилителей с «токовой обратной связью» [Текст] / Н.Н. Прокопенко, А.С. Будяков, Е.М. Савченко, С.В. Корнеев // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: сб. материалов Междунар. науч.-практ. семинара / под ред. Н.Н. Прокопенко. – Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2006. – С. 38-48. 211

16. Прокопенко, Н.Н. Широкополосные дифференциальные усилители с последовательной компенсацией емкости коллектор-база выходных транзисторов [Текст] / Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк // Современные проблемы фундаментальных наук, информационных технологий и радиоэлектроники: сб. науч. трудов ЮРГУЭС. – Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2002. – С. 145-150. 17. Прокопенко, Н.Н. Проблемы проектирования специализированных аналоговых микросхем и аналоговых интерфейсов с предельными значениями динамических параметров [Текст] / Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк, А.С. Будяков, В.В. Крюков // Материалы выездной сессии Секции энергетики Отделения энергетики, машиностроения и процессов управления РАН, Ессентуки, 12-15.04.2005: В 2-х ч. Ч.2 / под ред. Я.Б. Данилевича. – Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2005. – С. 163174. 18. Прокопенко, Н.Н. Эффективность цепей нелинейной коррекции с большой зоной нечувствительности в схемах быстродействующих операционных усилителей [Текст] / Н.Н. Прокопенко, А.С. Будяков // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: сб. материалов Международного научно-практического семинара: В 2-х ч. Ч. 1 / под ред. Н.Н. Прокопенко. – Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2003. – С. 108-111. 19. Прокопенко, Н.Н. Импульсные режимы цепей нелинейной коррекции быстродействующего операционного усилителя [Текст] / Н.Н. Прокопенко, А.С. Будяков // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: сб. материалов Международного научно-практического семинара: В 2-х ч. Ч. 1 / под ред. Н.Н. Прокопенко. – Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2003. – С. 123-129. 20. Prokopenko, N.N. Architecture of high-speed operational amplifiers with nonlinear correction [Электронный ресурс] / N.N. Prokopenko, A.S. Budyakov // 2st IEEE International Conference on Circuits and Systems for Communication. – Moscow, Russia, June, 2004, 154.pdf. 21. Остапенко, Г.С. Усилительные устройства [Текст] / Г.С. Остапенко. – М.: Радио и связь, 1989. 22. Прокопенко, Н.Н. Влияние объемного сопротивления коллектора транзисторов на быстродействие операционных усилителей с нелинейной коррекцией [Текст] / Н.Н. Прокопенко, А.С. Будяков // Современные информационные и электронные технологии: материалы V Международной научно-практической конференции. – Одесса, ОНПУ, 2004. – С. 171-172. 23. Prokopenko, N.N. Problems of designing of operational amplifiers with precision dynamic characteristics [Электронный ресурс] / N.N. Prokopenko, A.S. Budyakov// 2st IEEE International Conference on Circuits and Systems for Communication. – Moscow, Russia, June, 2004, 155.pdf. 212

24. Алексеев, А.Г. Операционные усилители и их применение [Текст] / А.Г. Алексеев, Г.В. Войшвило. – М.: Радио и связь, 1989. – 119 с., ил. 25. Макромоделирование аналоговых интегральных микросхем [Текст] / А.Г. Алексеенко, Б.И. Зуев, В.Ф. Ламекин, И.А. Романов. – М.: Радио и связь, 1983. – 248 с. 26. Прокопенко, Н.Н. Вопросы проектирования входных каскадов микроэлектронных операционных усилителей [Текст] / Прокопенко Николай Николаевич: автореф. дис. … канд. техн. наук. – Л.: ЛЭТИ, 1975. – 273 с. 27. А. С. 500574 СССР МКИ H03f 3/34. Операционный усилитель [Текст] / В.И. Анисимов, М.В. Капитонов, Н.Н. Прокопенко, Ю.М. Соколов (СССР), Бюл. № 3, 1976. 28. W.E. Hearn. Fast slewing operational amplifier. US patent № 3668538, 330-9. 29. Пат. 2255416 Российская Федерация, С1, МПК 7H03F 3/45. Операционный усилитель [Текст] / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С.; заявитель и патентообладатель Южно-Рос. гос. ун-т экономики и сервиса. – № 2003129692; заяв. 06.10.2003; опубл. 27.06.2005, Бюл. № 18. 30. Савченко, Е.М. Нелинейная коррекция в операционных усилителях на основе «перегнутого» каскода [Текст] / Е.М.Савченко, Н.Н. Прокопенко, А.С. Будяков // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: материалы Международного научно-практического семинара. Ч. 2. – Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2003. – С. 177-180. 31. Прокопенко, Н.Н. Сверхбыстродействующие операционные усилители на основе симметричных «перегнутых» каскодов с нелинейной коррекцией [Текст] / Н.Н. Прокопенко, А. С.Будяков // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: сб. материалов Международного научно-практического семинара: в 2-х ч. Ч. 1 / под ред. Н.Н. Прокопенко. – Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2003. – С. 66-72. 32. Прокопенко, Н.Н. Схемотехника цепей компенсации статических и динамических составляющих входного тока транзисторных каскадов [Текст] / Н.Н. Прокопенко, А.С. Будяков // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: материалы Международного научнопрактического семинара. Ч. 2. – Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2003. – С. 115-124. 33. Прокопенко, Н.Н. Схемотехнический метод компенсации э.д.с. смещения нуля в операционных усилителях на основе «перегнутого» каскода [Текст] / Н.Н. Прокопенко, А.С. Будяков, А.В. Харин // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: сб. материалов Международного научно-практического семинара: В 2-х ч. Ч. 1 / под ред. Н.Н. Прокопенко. – Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2003. – С. 88-94. 213

34. Пат. 2234796 RU, С1, МПК 7 H 03 F 3/34 3/45. Дифференциальный усилитель [Текст] / Н.Н. Прокопенко, Н.Н. Никуличев, А.С. Будяков; заявитель и патентообладатель Южно-Рос. гос. ун-т экономики и сервиса. – № 2003120095; заяв. 06.10.2003; опубл. 20.08.2004, Бюл. № 23. – 3 с. 35. Пат. 2257001 Российская Федерация, С2, МПК 7 H 03 F 3/34, 3/42. Широкополосный усилитель [Текст] / Прокопенко Н. Н., Будяков А.С.; заявитель и патентообладатель Южно-Рос. гос. ун-т экономики и сервиса. –- № 2003117321; заяв. 09.06.2003; опубл. 20.07.2005, Бюл. № 20. – 3 с. 36. Пат. 2277754 Российская Федерация, С1, МПК H 03 F 3/45. Способ повышения быстродействия операционных усилителей с непосредственной связью каскадов [Текст] / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С.; заявитель и патентообладатель Южно-Рос. гос. ун-т экономики и сервиса. – № 2004134291; заяв. 24.11.2004; опубл. 10.06.2006, Бюл. № 16. – 3 с. 37. Пат. 2277752 Российская Федерация, С2, МПК H 03 F 1/42 3/45. Широкополосный усилитель [Текст] / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С.; заявитель и патентообладатель Южно-Рос. гос. ун-т экономики и сервиса. – № 2003116641; заяв. 04.06.2003; опубл. 10.06.2006, Бюл. № 16. 38. Прокопенко, Н.Н. Динамика микроэлектронных операционных усилителей на основе «перегнутых» каскодов [Текст] / Н.Н. Прокопенко, А.С. Будяков // Известия высших учебных заведений. Северо-Кавказский регион, технические науки. – 2004. – № 6. – С. 68-73 . 39. Будяков, А.С. Быстродействующий операционный усилитель с динамической коррекцией переходного процесса [Текст] / А.С. Будяков // Известия высших учебных заведений. Северо-Кавказский регион, технические науки. – 2004. – № 6. – С. 206-209. 40. Алексеенко, А.Г. Основы микросхемотехники [Текст] /А.Г. Алексеенко. – 3 изд. – М.: Юнимедиастайл, 2002. ил. 41. Liang, Te-Yu. Amplifying circuit capable of limiting amplitude of output signal supplied to a speaker. US Patent № 6.710.648, 2004. 42. Weigand; Benjamin F. Low noise impedance-matched video amplifier. US Patent № 5.374.966, 1994 43. Банк, М.У. Аналоговые интегральные схемы [Текст] / М.У. Банк. – М.: Радио и связь, 1981. ил. 44. Huckins; Kevin A. Miller de-compensation for differential input, differential output amplifier. US Patent № 6.731.163, 2004. (фиг. 2) 45. Wakairo; Hiroyuki. Variable-gain amplifier circuit and attenuator circuit. US Patent № 6.137.365, 2000. 46. Шкритек, П. Справочное руководство по звуковой схемотехнике [Текст] / П. Шкритек. – М.: Мир, 1991. ил. 214

47. Klein; Hans W. Amplifier having an adjust resistor network. US Patent № 6.362.684, 2002. 48. Straw; Timothy B. Amplification of signals from high impedance sources. US Patent № 5.877.612, 1999. 49. Liang; Te-Yu. Amplifying circuit capable of limiting amplitude of output signal supplied to a speaker. US Patent № 6.710.648, 2004. 50. Ehni; George J. Programmable attenuator. US Patent № 4.500.845, 1985. 51. Westmoreland; John C. Operational amplifier with digitally programmable gain circuitry on the same chip. US Patent № 5.325.071, 1994. 52. Storey; Michael C. Multi-range voltage amplifier having multiplying digital/analog converters and programmable filter using multiplying DAC in feedback loop. US Patent № 5.231.360, 1993. 53. Nabicht; Joseph T. Impedance matching for programmable gain amplifiers. US Patent № 6.621.346, 2003. 54. Gilbert; Barrie. Low noise amplifier having sequentially interpolated gain stages. US Patent № 6.445.248, 2002. 55. Oono; Hiroshi. First stage amplifier circuit. US Patent № 6.246.282, 2001. 56. Бахтиаров, Г.Д. Аналогово-цифровые преобразователи [Текст] / Г.Д. Бахтиаров [и др.]. – М.: Сов. Радио, 1980. ил. 57. Штрапенин, Г. Быстродействующие ОУ фирмы National Seniconductor. www.chipinfo.ru/literature/chipnews, 2003/10/5. 58. R. Manchini. Anatomy of a current-feedback OP Amp, EDN, December, 2005, p. 40-41. 59. Современные линейные интегральные микросхемы и их применение [Текст] / пер. с англ.; под ред. М.В. Гальперина. – М.: Энергия, 1980. – 272 с. 60. Прокопенко, Н.Н. Нелинейная коррекция U-класса в выходных каскадах операционных усилителей [Текст] / Н.Н. Прокопенко, А.И.Сергеенко, А.С.Будяков // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: материалы Международного научно-практичес-кого семинара. Ч. 2. – Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2003. – С. 39-52. 61. Прокопенко, Н.Н. Нелинейная коррекция I-класса в выходных каскадах операционных усилителей [Текст] / Н.Н. Прокопенко, А.И.Сергеенко, А.С.Будяков // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: материалы Международного научно-практичес-кого семинара. Ч. 2. – Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2003. – С. 65-76. 62. R. Mancini. Anatomy of a voltage-feedback OP Amp. EDN, 27 Oct, 2005. – www.edn.com/article/CA6275426. 63. Старченко, Е.И. Токовая обратная связь по напряжению в операционных усилителях [Текст] / Е.И. Старченко // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: сб. материалов Международного научно-практического семинара. – Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2001. – С. 170-178. 215

64. Henn. New Ultra High-speed circuit techniques with analog ICs. Burrbrown, Application bulletin AB-183, 1993. 65. Development of an Extensive SPICE Macromodel for “Current-feedback” Amplifiers. National semiconductor, Application Note 840, July, 1992. 66. Прокопенко, Н.Н. Ограничения по быстродействию в операционных усилителях с токовой обратной связью [Текст] / Н.Н.Прокопенко, А.С. Будяков, Ю.В. Ершов // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: сб. материалов Международного научно-практического семинара: В 2-х ч. Ч. 1 / под ред. Н.Н. Прокопенко. – Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2003. – С. 43-45. 67. Херпи, М. Аналоговые интегральные схемы [Текст] / М. Херпи. – М.: Радио и связь, 1983. –- 416 с. 68. Wideband Op Amp Capable of µPower Operation. National Semiconductor, Application Note AN-200329, OA-19, 1993. www.national.com 69. Current vs. Voltage Feedback Amplifiers. National Semiconductor, Application Note AN-015014, OA-30, 1998. www.national.com 70. Frequent Faux Pas in Applying Wideband Current Feedback Amplifiers. National Semiconductor, Application Note AN-012783, OA-15, 1990, www.national.com 71. Current Feedback Loop Gain Analysis and Performance Enhancement. National Semiconductor, Application Note AN-012782, OA-13, 1993, www.national.com 72. Carter, B. A Current Feedback Op Amp Circuit Collection. Texas Instruments, Application Report SLOA066, 2001. 73. Савченко, Е.М. Операционные усилители с токовой обратной связью, предназначенные для работы с 10 разрядными АЦП/ЦАП с частотой дискретизации до 100мгц [Текст] / Е.М. Савченко, Р.Н. Виноградов, Д.Л. Ксенофонтов, С.В. Корнеев // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: материалы Международного научно-практического семинара. Ч. 2. – Шахты, Изд-во ЮРГУЭС, 2003. – С. 28-31. 74. Виноградов, Р.Н. Быстродействующие операционные усилители с обратной связью по току и напряжению [Текст] / Р.Н. Виноградов, Д.Л Ксенофонтов. – Chip News, 1996. – № 8-9. 75. Савченко, Е.М. Монолитные СВЧ операционные усилители [Текст] / Е.М. Савченко, Р.Н. Виноградов, Д.Л. Ксенофонтов, С.В. Корнеев // Материалы международной научно-практической конференции «INTERMATIC-2003». – Москва, 2003. 76. Moraveji, F. Amplifier stage, having compensation for npn, pnp Beta mismatch and improved slew rate. Patent US 5.512.859, 1996. 77. Сайт фирмы IHP. http://www.ihp-microelectronics.com/ 78. Parkhurst, Charles; et al. Bipolar emitter couple pair transconductor for high speed operational amplifiers. US 20020180526 A1, 2002 (фиг. 6) 216

79. Parkhurst, Charles; et al. Bipolar class AB folded cascode operational amplifier for high-speed applications. US 20030090321 A1, 2003 (фиг. 5). 80. Escobar-Bowser, Pricilla; et al. Common-mode current-feedback circuitry. US 20040212430 A1, 2004 (фиг. 2). 81. Parkhurst, Charles. Ultra fast, low noise voltage feedback operational amplifier with dynamic biasing. US 20050128000 A1, 2005. 82. Pricilla Escobar-Bowser, et al. Apparatus and method for converting a fully-differential class-ab input signal to a rail-to-rail single ended output signal. US 20050024149 A1, 2005. 83. Smith Douglas l, Mccleod Scott C. Linear transconductance circuits having class ab amplifiers parallel coupled with concave compensation circuits. WO0019604, 2000. 84. F. Moraveji. High speed low power op-amp circuit. US Patent № 5.399.991, 1995. 85. Priscilla Escobar-Bowser; Maria F. Carreto. Extremely linear, high speed, class AB rail to rail bipolar amplifier output stage with high output drive. US Patent № 6.542.032, 2003. 86. Eschauzier; Rudolphe Gustave Hubertus. Apparatus and method for a class AB output stage having a stable quiescent current and improved cross over behavior. US Patent № 6.294.958, 2001. 87. Smith, et al. Linear and multi-sin h transconductance circuits. US Patent № 6.489.848, 2002. 88. Murray, et al. Wideband operational amplifier. US Patent № 6.163.216, 2000. 89. Moraveji, et al. Fast slewing amplifier using dynamic current mirrors. US Patent № 5.510.754, 1996. 90. Murray, et al. Current mirror circuit. US Patent № 6.278.326, 2001. 91. Close. High output current operational amplifier output stage. US Patent № 6.262.633, 2001. 92. Murray, et al. Output stage amplifier with compensation circuitry. US Patent № 6.552.613, 2003 (фиг. 2). 93. Escobar-Bowser. Class AB, high speed, input stage with base current compensation for fast settling time. US Patent № 6.492.870, 2002. 94. Murray, et al. Method for bias rail buffering. US Patent № 6.429.744, 2002 (фиг. 11). 95. Smith, et al. Linear and multi-sinh transconductance circuits. US Patent № 6.181.204, 2001 (фиг. 2). 96. Smith, et al. Linear transconductance circuits having class AB amplifiers parallel coupled with concave compensation circuits. US Patent № 6.188.281, 2001. 97. Moraveji, F. Amplifier stage having compensation for NPN, PNP beta mismatch and improve ed slew rate. US Patent № 5.512.859, 1996. 217

98. Parkhurst, et al. Bipolar class AB folded cascode operational amplifier for high-speed applications. US Patent № 6.710.654, 2004 99. Parkhurst, et al. Bipolar emitter couple pair transconductor for high speed operational amplifiers. US Patent № 6.710.655, 2004. 100. Gosser. Wide-band transconductance generator. US Patent № 5.150.074, 1992. 101. The monolithic Operational Amplifier: A Tutorial Study. National Semiconductor, AN-A, TL/H/8745, 1995. 102. O.H. Schade. Operational transconductance Amplifiers with non-linear component current amplifiers. Patent US № 4.267.519, 1981. 103.А.С. 1137565 СССР. Дифференциальный усилитель [Текст] / В.И Анисимов, Ю.М. Соколов, Н.Н. Прокопенко, В.А. Домбровский (СССР). 104.Пат. 2248085 Российская Федерация, С1, МПК 7 H 03 F 3/45. Дифференциальный усилитель [Текст] / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., Савченко Е.М.; заявитель и патентообладатель Южно-Рос. гос. ун-т экономики и сервиса. – № 2003129693; заяв. 06.10.2003; опубл. 10.03.2005, Бюл. № 7. 105.Прокопенко, Н.Н. Нелинейная коррекция сверхбыстродействующих операционных усилителей на основе параллельно включенных дифференциальных каскадов [Текст] / Н. Н. Прокопенко, А.С. Будяков, С.В. Крюков // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: сб. материалов Международного научно-практического семинара: В 2-х ч. Ч. 1 / под ред. Н.Н. Прокопенко. – Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2003. – С. 80-87. 106. А. С. 970638 СССР. Операционный усилитель [Текст] / В.С. Рысин, В.А. Ткаченко (СССР). – Бюл. № 40, 1982. 107.F. Moraveji. Fast clewing Amplifier using dinamic current mirrors. US Patent № 5.510.754, 1996. 108.Немудров, В.Г. Системы на кристалле. Проектирование и развитие [Текст] / В.Г. Немудров, Г. Мартин. – М.: Техносфера, 2004. – 216 с. 109.Кармазинский, А.Н. К созданию отечественной концепции систем на кристалле (СнК) [Текст] / А.Н. Кармазинский // Проблемы разработки перспективных микроэлектронных систем: материалы Всероссийской научно-технической конференции. – М.: Подмосковье, 2005. – С. 374379. 110.Paul R. Gray and al, Analysis and Design of Analog Integrated Circuits, Forth Ed., New York: Wiley, 2001. 111.Федотов, Я.А. Электроника и оборонный потенциал [Текст] / Я.А. Федотов // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: материалы Международного научно-практического семинара: в 2-х ч. Ч. 2 / под ред. Н.Н. Прокопенко. – Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2003. – С. 5-7. 218

112.Федотов, Я.А. Судьба российской электроники [Текст] / Я.А. Федотов // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: материалы Международного научно-практического семинара / под ред. Н.Н. Прокопенко. - Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2002. – С. 5-19. 113.Hans Camenzind. Designing Analog Chips. www.arraydesign.com // Preliminary Edition Decemberber 2004. 114.Торговников, Р.А. Приборно-технологическое моделирование SiDe биполярных и МОП-транзисторов структур СБИС [Текст] / Р.А. Торговников // Проблемы разработки перспективных микроэлектронных систем: материалы Всероссийской научно-технической конференции. – М.: Подмосковье, 2005. – С. 173-178. 115.Савенко, С. Усилители с токовой обратной связью [Текст] / С. Савенко // Современная электроника. – 2006. – № 2. – С. 18-23. 116.Крутчинский, С.Г. Структурный синтез аналоговых электронных схем [Текст]: монография / С.Г. Крутчинский. – Ростов н/Д.: Изд-во СевероКавказского научного центра высшей школы, 2001. – 185 с. 117.Волович, Г.И. Современные модели интегральных операционных усилителей [Текст] / Г. И. Волович // Современная электроника. – 2006. – № 2. – С. 10-17 118.Jim Bales. A Lou-Power, High-Speed, Current-Feedback Op-Amp with a Novel Class AB High Current Output Stage. - IEEE Journal of solid-state circuits. Vol.32, NO 9. September 1997. 119.datasheet LM6142, http://www.national.com 120.Diamond transistor OPA660, Application Note sboa71, www.ti.com 121.Пат. 2255417 Российская Федерация, С1, МПК 7 H 03 F 3/45. Дифференциальный усилитель [Текст] / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С.; заявитель и патентообладатель Южно-Рос. гос. ун-т экономики и сервиса. – № 2003135804; заяв. 09.12.2003; опубл. 10.03.2005, Бюл. № 18. 122.Каталог разработок Российско-Белорусского центра аналоговой микросхемотехники «МикАн» / С.Г. Крутчинский, Н.Н. Прокопенко, И.П. Щербинин [и др.] / под ред. С.Г. Крутчинского; Сев.-Кавк. науч. центр высш. школы, Рос.-Белорус.центр аналоговой микросхемотехники, Южно-Рос. гос. ун-т экономики и сервиса, Таганрогский гос. радиотех. ун-т; Белорус.гос.ун-т. – Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2003. – 45 с. 123.Прокопенко, Н.Н. Энергетические и токовые ограничения для входных каскадов операционных усилителей с предельным быстродействием в режиме большого сигнала [Текст] / Н.Н. Прокопенко, А.С. Будяков, Н.В. Ковбасюк // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: материалы V Международного научно-практического семинара / под ред. Н.Н. Прокопенко. – Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2006. – С. 48-52. 219

124.Пат. 2283533 Российская Федерация, С1, МПК H 03 F 3/45. Дифференциальный усилитель [Текст] / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., Крюков С.В.; заявитель и патентообладатель Южно-Рос. гос. ун-т экономики и сервиса. – № 2005109728; заяв. 04.04.2005; опубл. 10.09.2006, Бюл. 25. 125.Дифференциальный усилитель [Текст] / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., Крюков С.В.; положительное решение на заявку № 2005117754; заявл. 08.06.2005. 126.Пат. 2280318 Российская Федерация, С1, МПК H 03 F 3/45. Операционный усилитель [Текст] / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., Сергеенко А.И.; заявитель и патентообладатель Южно-Рос. гос. ун-т экономики и сервиса. – № 2005102141; заяв. 28.01.2005; опубл. 20.07.2006, Бюл. № 20.

220

УСЛОВНЫЕ ОБОЗНАЧЕНИЯ Таблица 1 Условные обозначения в аналоговых устройствах, аналоговых микросхемах и их функциональных узлах Обозначение

Наименование

А

НУ УН

общее обозначение аналоговой микросхемы или ее функционального узла операционный усилитель мультивходовой операционный усилитель дифференциальный операционный усилитель дифференциальный усилитель дифференциальный каскад входной каскад ОУ решающий усилитель, выполненный на основе ОУ с обратной связью повторитель тока, токовое зеркало с K i ≈ 1 «бриллиантовый» транзистор мостовой дифференциальный каскад (quad-core) dual input stage – входной каскад на основе двух параллельно включенных по входу дифференциальных усилителей на разнотипных транзисторах (комплементарный ДУ) промежуточный каскад ОУ выходной каскад, буферный усилитель ОУ схема включения транзисторов с общим эмиттером, общей базой, общим коллектором «перегнутый» каскод каскодный усилитель каскодный дифференциальный усилитель широкополосный усилитель инвертирующий усилитель усилитель тока с R вх ≈ 0 , R вых = ∞ неинвертирующий усилитель усилитель напряжения с R вх ≈ 0 , R вых ≈ 0

ПН

повторитель напряжения ( K y ≈ 1 )

ОУ МОУ ДОУ ДУ ДК ВхК РУ ПТ БТ МДК DIS

ПК ВК, БУ ОЭ, ОБ, ОК ПeК КУ КДУ ШУ ИУ УТ

ЭП RRВ BRR ДЭП ПНТ ИОТ ИТ УИТ АН УАН АП ОСН ТОС

Примечание, пример обозначения А1, А2… ОУ1, ОУ2… ДУ1 ДК1 ВхК1 РУ1, РУ2… ПТ1, ПТ2… БТ1, БТ2… МДК1, МДК2… DIS1, DIS2

ПК1, ПК2… БУ1, БУ2… -

эмиттерный повторитель выходной каскад с опцией rail-to-rail входной каскад с опцией rail-to-rail двухтактный эмиттерный повторитель преобразователь «напряжение-ток» источник опорного тока источник тока управляемый источник тока активная нагрузка управляемая активная нагрузка аналоговый перемножитель двух напряжений обратная связь по напряжению токовая обратная связь

221

Таблица 2

Токи и напряжения в электронных схемах. Топологические представления Обозначение

Наименование

I, U, P

постоянный ток, напряжение, мощность

i, u, p

переменный ток, напряжение, мощность

Im, Um, Pm

амплитудное мощности

i(t), u(t), p(t) Imax, Umax, Pmax Еп E п( + ) , E п( −)

мгновенный ток, напряжение, мощность максимальные токи и напряжения напряжение источника питания напряжение положительного и отрицательного источников питания источник опорного тока источник опорного напряжения напряжение цепи смещения статического потенциала напряжение на первом входе дифференциального усилителя относительно общей шины напряжение на втором входе дифференциального усилителя относительно общей шины приращение напряжения между входами дифференциального усилителя синфазное входное напряжение ДУ

I0, I1 Uоп Ес uвх.1, uс1, u1 uвх.2, uс2, u2 uвх, u12 uc uвых, uн евх, Евх

u = U m sin(ωt + ϕ)

значение

тока,

напряжения,

выходное напряжение, напряжение на сопротивлении нагрузки э.д.с. входного сигнала и его амплитуда топологическое представление тока в электронной схеме I – постоянный ток i – переменный ток топологическое представление напряжений в электронных схемах

топологическое представление тока i и напряжения u на двухполюснике R возможные направления переменных токов i в биполярном транзисторе (активный режим)

222

Примечание, пример обозначения

i( t ) = U + U m sin ωt Imax.1

E п( +1) , E п( −3) … I1.1, I2.1…, I2, I4 Uоп.1, Uоп.2 +Ec1, -Ec2

u вх = u c1 − u c 2 u c = 0,5(u c1 + u c 2 )

Таблица 3

Параметры импедансов Обозначение

y1 = R 1−1 Rвх

R с( + ) (+)

Наименование проводимость резистора R1

Примечание, пример обозначения y 2 , y14 …

входное дифференциальное сопротивление ДУ между инвертирующим и неинвертирующим входами входное сопротивление (проводимость) для синфазного сигнала по неинвертирующему входу ОУ (ДУ)

R вх.1 = ∞

входное сопротивление (проводимость) для синфазного сигнала по инвертирующему входу ОУ (ДУ)

R с( −1 ) , R с( +1 ) ,

(Yвх.сф1, Yсф )

R с( −) ( −)

(Yвх.сф2, Yсф )

(+) y сф

эффективное сопротивление двухполюсника Ri

Rэф.i

Rн Rэ (Rк)

Сн Свх Сэф.i R1 R 2

сопротивление нагрузки ОУ или его подсхемы эквивалентное сопротивление, включенное параллельно корректирующему конденсатору Ск ОУ емкость нагрузки ДУ (ОУ) входная емкость ДУ (ОУ) эффективная емкость конденсатора Сi параллельное соединение двух резисторов R1 и R2

Таблица 4 Основные обозначения входов, выходов микросхемы и ее функциональных узлов Обозначение

Наименование

1 Вх.1

2 обозначение первого входа дифференциального усилителя (ОУ) обозначение второго входа дифференциального усилителя (ОУ) обозначение первого токового выхода дифференциального усилителя, согласованного с шиной положительного источника питания, обеспечивающего инверсию фазы относительно первого входа ДУ (ОУ) обозначение второго токового выхода дифференциального усилителя, согласованного с шиной положительного источника питания, обеспечивающего нулевой фазовый сдвиг относительно первого входа ДУ (ОУ)

Вх.2 Вых.i1

Вых.i2

Примечание, пример обозначения 3

223

Продолжение табл. 4 1 Вых*.i1

Вых*.i2

Вых

2 обозначение первого токового выхода дифференциального усилителя, согласованного с шиной отрицательного источника питания, с инверсией фазы относительно первого входа обозначение второго токового выхода дифференциального усилителя, согласованного с шиной отрицательного источника питания, обеспечивающего нулевой фазовый сдвиг относительно первого входа потенциальный выход усилителя (подсхемы ОУ)

3

Таблица 5

Подстрочные индексы Обозначение

Наименование

·вх

индекс входов и входных величин аналогового устройства индекс выходов и выходных величин аналогового устройства индекс нагрузки индекс синфазного сигнала

·вых ·н ·сф ·с ·max ·гр ·т ·н ·у ·п

индекс максимальных значений индекс граничных значений индекс принадлежности параметра к усилителю с токовой обратной связью индекс принадлежности параметра к усилителю с обратной связью по напряжению индекс принадлежности к усилительным параметрам разомкнутого ОУ индекс принадлежности к усилительным параметрам замкнутого ОУ

Примечание, пример обозначения uвх iвых, uвых i н, uн

R1т R2н

Таблица 6

Надстрочные индексы Обозначение ·* ·~ ·0

224

Наименование индекс выхода, согласованного с шиной отрицательного источника питания индекс вспомогательного выхода аналоговой микросхемы индекс статического режима, диапазона средних частот

Примечание, пример обозначения i*вых.2

~ iвых.1 К0

Таблица 7

Параметры усиления и передачи сигналов Обозначение 1 u K y = вых ; u вх

Kд K0 Ki =

i вых i вх

β ос Т (Tу) W(j ω ) Kп

K п( + ) K п( −) Sсф =

i вых uс

S дс =

i вых u вх

K сф =

u вых uс

K ос.сф

Примечание, Наименование пример обозначения 2 3 коэффициент усиления ДУ (ОУ) или его подсхемы u вх – входное по напряжению между инвертирующим и неинвер- дифференцитирующим входами, модуль комплексного коэф- альное напря& фициента передачи K жение y дифференциальный коэффициент усиления подсхемы максимальное значение коэффициента усиления K y в диапазоне средних частот коэффициент усиления по току функционального узла ОУ при R н ≈ 0

K i12.1

коэффициент передачи по напряжению четырехпо- β ос ≤ 1 люсника обратной связи РУ петлевое усиление РУ в схеме с обратной связью Т0т, Тт, Тн и т.д. схемная функция каскада, ОУ, подсхемы ОУ коэффициент передачи по напряжению решающего K п1 усилителя (РУ) с учетом обратной связи коэффициент передачи неинвертирующего РУ по K ( + ) п.н напряжению коэффициент передачи инвертирующего РУ по на- K ( −) п. т пряжению крутизна преобразования входного синфазного u c – синфазсигнала uс ДУ (ОУ) в его выходной ток iвых ное напряжение крутизна преобразования входного дифференци- u вх – входное ального напряжения ДУ (ОУ) uвх в его выходной дифференциток iвых альное напряжение коэффициент передачи синфазного входного на- u c – синфазпряжения ДУ (ОУ) ное напряжение ДУ (ОУ) коэффициент ослабления входного синфазного Ky K = ос.сф сигнала ДУ (ОУ) K сф

K пп S y ( y 21 )

коэффициент подавления помехи ДУ по питанию крутизна преобразования входного напряжения в выходной ток усилительного каскада

225

Таблица 8 Важнейшие параметры и координаты статического режима биполярного транзистора Обозначение

Наименование

ϕ rэ = т Iэ

дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода

β

коэффициент усиления по току базы

α

коэффициент усиления по току эмиттера

rк Cкб Сп Iэ Iк Iб rок Uэб Uкб Uкэ Iко Iэо

сопротивление закрытого коллекторного перехода емкость коллектор-база емкость между коллектором транзистора и подложкой статический ток эмиттера статический ток коллектора статический ток базы объемное сопротивление коллектора напряжение эмиттер-база в статическом режиме напряжение коллектор-база в статическом режиме напряжение коллектор-эмиттер в статическом режиме обратный ток коллекторного перехода обратный ток эмиттерного перехода

Примечание, пример обозначенияя rэ1, rэ2

β1 , β n α1 , α n rк1, rкn Cкб1, Скб2 Сп1, Спn Iэ1, Iэ2 Iк1, Iк2 Iб1, Iб2 rок1 Uэб.1 Uкб.1 Uкэ.1 Iко.1 Iэо.1

Таблица 9 Важнейшие параметры и координаты статического режима полевого транзистора Обозначение

Наименование

Iс Iu Iз Uзи Uотс Uпор Iс.о S

ток стока ток истока ток затвора напряжение затвор-исток напряжение отсечки пороговое напряжение максимальный ток стока дифференциальная крутизна характеристики I c = f ( U зи ) выходное сопротивление транзистора в схеме с ОИ

Ri

226

Примечание, пример обозначения

Т а б л и ц а 10

Постоянные времени и параметры частоты Обозначение

Наименование

τi

высокочастотная постоянная времени, учитывающая инерционность i-го транзистора (каскада, подсхемы) постоянная времени j-го конденсатора

τ j = R jC j

τк f1

постоянная времени корректирующей цепи ОУ частота единичного усиления скорректированного разомкнутого ОУ верхняя граничная частота по уровню – 3Дб нижняя граничная частота по уровню – 3Дб центральная частота граничная частота максимальной выходной мощности ОУ частота единичного усиления решающего усилителя по петле обратной связи

fв fн f0 fm

f1*

Примечание, пример обозначения

τ1 = R э1C1

τк = R к Cк

Т а б л и ц а 11 Параметры переходных процессов и быстродействия Обозначение

Наименование

ϑвых

максимальная скорость нарастания выходного напряжения максимальная скорость нарастания выходного напряжения для положительного (отрицательного) фронтов время установления переходного процесса для заданной зоны динамической ошибки ε 0

(+) ϑвых ( −) ϑвых

tуст ε0 G (А)

Uвых Uс tз fm

Примечание, пример обозначения

зона динамической ошибки (ε 0 = 0,1 ÷ 0,01) величина перерегулирования на переходной характеристике РУ установившееся значение выходного напряжения РУ амплитуда входного импульсного сигнала РУ время задержки выходного импульса граничная частота максимальной выходной мощности ОУ

227

Т а б л и ц а 12 Параметры проходной характеристики квазилинейных каскадов Обозначение

Наименование

U гр

напряжение ограничения классического входного каскада ОУ пороговое напряжение малосигнальная крутизна проходной характеристики крутизна проходной характеристики на большом сигнале граничный ток базового входного каскада без нелинейной коррекции максимальный выходной ток ДУ с нелинейной коррекцией относительный коэффициент m u = U п U гр

Uп у21 у*21

I0 Imax mu

Примечание, пример обозначения

Т а б л и ц а 13 Справочные параметры и важнейшие соотношения Обозначение

ϕ т ≈ 25 мВ rэ = ϕ т I э U эб ≈ 0,7 В α = 0,9 ÷ 0,999

β = α (1 − α) ri =

U эр Iэ

j = −1 π = 3,14 ω = 2πf

228

Наименование

Примечание, пример обозначения

температурный потенциал ( ϕ т = KT / q ) сопротивление эмиттерного перехода бипо- rэ1 = 25 Ом лярного транзистора приближенное значение напряжения эмиттер- U эб.1 ≈ 0,7 база кремниевого биполярного транзистора в активном режиме коэффициент усиления по току эмиттера би- α1 = 0,95 полярного транзистора коэффициент усиления по току базы бипо- β1 = 20 ÷ 500 лярного транзистора выходное сопротивление биполярного тран- U эр – напряжезистора в схеме с общим эмиттером ние Эрли мнимая единица число π круговая частота

ОГЛАВЛЕНИЕ

Введение ......................................................................................................... 3 Глава 1. Основные динамические параметры и характеристики быстродействующих операционных усилителей ................. 7 1.1 Малосигнальные амплитудно-частотные характеристики .......... 7 1.2 Динамические параметры в режиме большого сигнала ............... 11 1.3 Методы оценки максимальной скорости нарастания выходного напряжения..................................................................... 18 1.4 Диапазон линейной работы операционного усилителя с нелинейными каскадами ............................................................... 28 1.5 Операционные усилители с прецизионными динамическими характеристиками ................................................. 32 1.6 Погрешности усиления в ОУ с нелинейными каскадами ............ 42 Глава 2. Архитектура операционных усилителей с обратной связью по напряжению ............................................................... 44 2.1 Базовые структурные схемы ............................................................ 44 2.2 Структурные методы устранения динамической асимметрии быстродействующих ОУ ............................................ 46 2.2.1 Описание проблемы................................................................ 46 2.2.2 Рейтинговая оценка динамических параметров входных каскадов..................................................................... 47 2.2.3 Архитектура сверхбыстродействующих ОУ .................... 51 2.3 Быстродействующие ОУ на основе «перегнутых» каскодов ....... 62 2.4 Операционные усилители с аддитивной нелинейной коррекцией ......................................................................................... 69 2.5 Архитектура широкополосных ОУ с повышенным быстродействием в режиме большого сигнала .............................. 74 2.6 Быстродействующие ОУ со свойствами усилителя с токовой обратной связью .............................................................. 77 Глава 3. Предельные динамические параметры операционных усилителей с токовой обратной связью................................... 84 3.1 Обобщенная структурная схема ....................................................... 84 3.2 Ограничения по быстродействию .................................................... 85 3.3 Сравнительный анализ предельных динамических параметров .......................................................................................... 90 3.3.1 Существенные нелинейности входных каскадов ............... 91 3.3.2 Обобщенные функциональные схемы сравниваемых операционных усилителей ..................................................... 93 229

3.3.3 Параметры ОУ при одинаковых усилениях без обратной связи ................................................................. 94 3.3.4 Параметры ОУ при одинаковых петлевых усилениях ....... 97 3.3.5 Максимальная скорость нарастания выходного напряжения в нелинейных режимах .................................... 99 3.3.6 Быстродействие в линейных режимах ............................... 100 3.3.7 Частотные характеристики в режиме неинвертирующих усилителей .............................................. 101 3.3.8 Частотные характеристики в режиме инвертирующих усилителей.................................................. 102 3.3.9 Влияние малых постоянных времени ................................... 104 3.3.10 Ослабление синфазных сигналов ........................................ 105 3.4 Операционные усилители с обобщенной токовой обратной связью ................................................................................. 110 3.4.1 Основные свойства и характеристики ............................... 112 Глава 4. Особенности схемотехники операционных усилителей с нелинейными параллельными каналами ............................ 119 4.1 Проблемы терминологии и условных обозначений ...................... 119 4.2 Расширенная классификация ОУ ..................................................... 119 4.3 Выбор параметров линейной и нелинейной обратных связей ..... 125 4.4 Архитектура ОУ с двумя параллельными четырехполюсниками обратной связи............................................. 127 4.5 Примеры построения нелинейных параллельных каналов ........... 129 Глава 5. Основы схемотехники входных каскадов быстродействующих ОУ ............................................................. 143 5.1 Классификация существенных нелинейностей .............................. 143 5.2 Особенности архитектуры входных каскадов с нелинейной коррекцией I-класса................................................... 155 5.3 Нелинейная коррекция в комплементарных дифференциальных усилителях.......................................................................................... 163 5.4 Дифференциальные усилители на базе несимметричных квазилинейных каскадов .................................... 174 5.5 Квазилинейные дифференциальные усилители без динамической асимметрии ......................................................... 178 5.6 Особенности выбора транзисторов входного каскада быстродействующих ОУ ................................................................... 187 5.7 Энергетические ограничения для входных каскадов ОУ с предельным быстродействием ...................................................... 188 Глава 6. Результаты моделирования аналоговых микросхем с предельными параметрами .................................................... 197 Заключение .................................................................................................... 209 Библиографический список ......................................................................... 211 Условные обозначения ................................................................................. 221 230

Научное издание

Николай Николаевич Прокопенко Алексей Сергеевич Будяков

АРХИТЕКТУРА И СХЕМОТЕХНИКА БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИХ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ Монография Ответственный за выпуск Н.В. Ковбасюк Редакторы В.В. Крайнова, М.И. Товпинец, И.Н. Щухомет Технический редактор Е.Г. Воротникова Компьютерная верстка Е.Н. Черненко

ИД № 06457 от 19.12.01 г. Подписано в печать 15.12.2006 г. Формат бумаги 60х84/16. Печать оперативная. Усл. п.л. 14,4. Уч.-изд. л. 11,6. Тираж 80 экз. Заказ № 492. ПЛД № 65-175 от 05.11.99 г. Издательство ЮРГУЭС. Типография Издательства ЮРГУЭС. 346500, г. Шахты, Ростовская обл., ул. Шевченко, 147

231