Amplificadores de Audiofrecuencias

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AMPLIFICADORES

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DE

AUDIOFRECUENCIAS

TEORIA Y PRACTICA

Queda heeho el depósito que marca la ley 11.723 rRINTED lN ARGENTINE LIBRO DE EDlClóN ARGENTINA

(

POR

ING.

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EL

ADOLFO

DI

MARCO

Profesor de Radioteenia General en la Facultad de Ingeniería

de la Universidad de Buenos Aires. Miembro Senior

dei Instituto de Radio Jngeniel'os

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PRIMERA EDICIôN

(1~

Reimpresión)

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19 56

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AIIII.

EDITORES.S.R.L. Perú 165· 8•. Aires· Argentina

PREFACIO OBRAS DEL MISMO AUTOR

Curso Superior de Radiotecnia ({uem de comercio).

Válvulas Electrónicas, de la Colección Telecomunicaciones.

Ingeniería de Telecomunicaciones (ooiciãn parcial para 1/S0 dc los alumnos

de Radiotecnia General de la Facultad de !ngenieria). Radiotransmisores (en preparación).

En esta obra, modesta por ciedo, pretendemos reunir la información que consideramos más útil en lo que concierne a la teoria y ai proyecto de los amplificadores de audiofrecuencias, respondiendo asi ai interés que estCt rama de la electrónica despierta en el momento actual. Está dirigida ai radio técnico y ai radioarmador que, sin contar con un sólido bagaje'de conocimientos teóricos, desean familiarizarse con los principios fundamentales de la amplificación y capacitarse pam encarar el proyecto de amplificadores completos o de sus circuitos accesorios. El leetor necesita tener conocim ientos elementalcs de electricidad y electrónica, pues hemos creído poco conveniente abu/tar el volumen in­ cluyendo capítulos sobre mateTias que la mayor parte dei público, ai cual está destinado, domina o puede encontrar en tantos buenos textos. En cuanto a las matemáticas, hemos procurado en lo posible utilizarias sólo como auxiliares dei razoncrmiento escrito, con el fin de facilitar la expo­ sición conceptual que buscamos, y como clemento indispensable para el cálculo. Algunas de las fórmulas, que traducen el concepto adecuándolo a las necesidades dei proyecto, se dan sin demostración. Es posible que a primera vista ciertos parágrafos aparezcan como excesivamente matemá­ ticos. Para nuestro descargo, diremos que, siguiendo una línea de inva­ riable honestidad científica, preferimos sacrificar el fácil atractivo dei libra sin fórmulas antes que falsear, por sobresimplificarlos, conceptos que consideramos de primaria importancia para el fin que perseguimos y que no hemos podido verter con el solo auxilio de la palabra o dei ejem­ pio razonado. En cambio, no hemos escatimado esfuerzos para ejempli­ ficar prácticamente en todos los casos la doctrina eJ:puesta y más de cincuenta circuitos prácticos utílizables complementan el texto. Entre ellos inclúyense varios amplificadores completos de funcionamiento pro­ bado y numerosos circuitos de controles, ecualizadores y etapas sueltas. Después de un breve capítulo introductorio, el segundo de los ocho capítulos en que se divide el volumen está dedicado ai amplificador de potencia, rompiendo la tradición que parece haberse seguido con rara uniformidad hasta ahora. En él procúrase exponer con claridad la teoría y la práctica de las etapas de potencia y se insiste especialmente en as­ pectos dei proyecto que rara vez se tienen en cuenta en los libros de texto. Los amplificadores de tensión son el tema dei tercer capítulo, en el que dedícase también considerable espacio ai inversor de fase. El cuarto capítulo está íntegramente dedicado a la realimentación negativa.

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VI

AMPLIFICADORES DE AUDIOFlmCUENCIAS

A primem vista, dedicar más de cuarenta páginas sobre un total de me­ nos de trescienlas a un tema de esta naturaleza, podrá parecer exage­ rado. Pera la evolnción que ha experimentando en el último quinquenl:u el amplificador de audiofrecuencia demuestra claramente que toda eUa gira en torno dei transformador de salida y de la realirnentación nega­ tiva. Dedícase el capítulo Valas controles de volumen y de tono y a los ecualízadores; este tema es también de gran importanâa porque tales dispositivos san complementos de primeI' orden dei amplificador de cali­ dado El capítulo VI ocúpase de las fuentes de alimentación, ln1:entras que en el VII reúnense cuatro descripciones de amplificadores completos, elegidos entre muchos como los más adecurMOS para Uenar los requisitos más comunes de la audioamplificación. Finalmente, hemos dedicado un breve capítulo a las mediciones de audiofrecuencia, describiendo sólo mé­ todos de medida que pueden aplicarse sin grandes inversiones en instru­ mental y dando indicaciones precisas sobre el modo de a:plicarlos sin más elementos que los que forlllan la dotación habitual dei técnico l/wdiu o que pueden construirse con facilidad. No hemos cl'eído necesario completar el }Jolumen con una extensa lista bibliográfica. Las materias expuesta:s pueden en general conside­ rarse como de "dominio público" y no pretendem.os otra originalidad que la que pllede advertir ellector en la presentación de algunos de los temas tratados. El autor agradece a:l Ing. Hugo A. Blanco su colabo1'ación en la revisión de las pruebas de imprenta. A. D.M.

CONTENIDO

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PREFACIO DEL AUTOR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . • . . • . . . . . . . . . . . . . . . • . .

CAPÍTULO I

INTRODUCCION 1-1. 1-2.

Objeto y necesidad de los amplificadores Clasificación de los amplificadores CAPÍTULO

. .

1

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II

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES DE POTENCIA 2-1. 2-2. 2-3. 2-4. 2-5. 2-6. 2·7. 2-8. 2-9. 2-10. 2-11. 2-12. 2-13. 2-14. 2-15. 2-16. 2-17. 2-18. 2-19. 2-20. 2-21. 2-22. 2-23. 2-24. 2-25.

Amplificadores de tensión . . Amplificadores de potencia. Distorsión . Tensión de salida y ganancia de tensión Relaciones de potencia . . Acoplamiento de la carga. Transformador de salida . Proyecto deI amplificador de potencia con tríodo . Amplificadores con tetrodos de haces electrónicos . Id. Id ~Y los pentodos con reja supresora? . EI transformador de salida . Respuesta deI amplificador de potencia a frecuencias variables .. Variación de la impedancia de carga . . Distorsión magnética Circuitos prácticos para los amplificadores de potencia clase A .. Regímenes típicos de funcionamiento de los amplificadores clase A . Amplificadores "push-pull" clase A Tubo equivalente y características compuestas . Utilidad de las caracter'isticas compuestas . Cálculo deI rendimiento y de la distorsión por tercera armónica .. Amplificadores clase AB1 . Amplificadores clase B1 . . Amplificadores c1ase AB2 y c1ase B2 . Tetrodos y pentodos como amplificadores AB y B . Polarización automática de I()s amplificadores AB y B Condiciones típicas de funcionamiento en push-pull, clases A, AB

y B . 2-26. Proyecto de los amplificadores de potencia c1ases AB y B . CAPÍTULO

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III

AMPLIFICADORES DE TENSION 3-1. 3-2. 3-3.

Amplificadores de tensión Acop'lamiento por resistencia y capacitancia Declbeles. Expresión de la ganancia de tensión en deciheles

VII

. . .

95

96

107

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VIII

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3-4. 3-5. 3-6. 3-7. 3-8. 3-9. 3-10. 3-11.

Consi?era~iones prácticas sobre el acoplamiento por resistencia y capacltancla . Acoplamiento de Ia etapa acoplada por resistencia y capacitancia Amplificadores de varias etapas . Dístorsión en los amplificadores de tensión . Inversores de fase . Acoplamiento por transformador . Ruido en los amplificadores . Necesidad deI transformador de entrada .

IX

CONTENlDO

CONTENIDü

111

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120

123

123

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143

6-7. 6-8. 6-9. 6-10. 6-11. 6-12. 6.13.

Resistores de drenaje Rectificadores de media onda Multiplicadores de tensión Fuentes de tensión reguladas Rectificadores de vapor de mercurio Rectificadores secos Fuentes de vibrador

228

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230

233

. . 236

. 237

. 237

.

. .

~

CAPÍTULO VII

AMPLIFICADORES COMPLETOS

CAPÍTULO IV

REALIMENTACION NEGATIVA 4-1. 4.-2. 4-3. 4-4. 4-5. 4.-6. 4-7. 4-8. 4-9. 4-10. 4-11. 4-12. 4-13. 4.-14. 4-15. 4-16. 4-17. 4-18.

Ideas fundamentales . Ganancia efectiva . Realimentación negativa . Efectos sobre Ia impedancia de salida . Realimentación por corriente . Circuitos prácticos . Expresión de Ia realimentación ell decibeles . Realimentación en función de Ia frecuencia . Realimentación negativa en los amplificadores de dos o más etapas Reducción deI ruido y de Ia distorsión en los amplificadores de

varias etapas . l Y Ia varíación de Ia frecuencia? . Diagrama de Nyquist . Otras limitaciones de Ia reducción de Ia distorsión . Proyecto de los amplificadores con realimentación . Seguidores catódicos . Funcionamiento y limitaciones deI seguidor catódico . Seguidor anódico . Seguidores catódicos en "push-pulI" ; .

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181

CAPÍTULO V

MEZCLADORES, ECUALIZADORES Y CONTROLES DE VOLUMEN Y DE TONO 5-1. 5-2. 6·3. 6-4. 5-5. 5-6. 5-7.

Controles de volumen MezcIadores............................................... Controles de tono y ecualizadores Controles de tono por realimentación negativa Uso de los circuitos resonantes en los controles de tono Controles de volumen compensados Cómo ajustar experimentalmente los valores de los controles de

tono. . . . . . 5-8. Ecualizadores para fonocaptores

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2'08

CAPiTULO VI

FUENTES DE ALIMENT ACION 6-1. 6-2. 6-3. 6-4. 6-5. 6-6.

Características de Ias fuentes Rectificadores y filtros Proyecto deI rectificador Proyecto deI filtro Filtros escalonados .......•.•................................ Regulación total de Ia fuente

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7-1. 7-2. 7-3. 7-4.

Amplificador Amplificador Amplificador Amplificador

8-10 watts, ambas corrientes de 2'0-25 watts de 75 watts de alta calidad de 15 watts

. . . .

240

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CAPÍTULO VIII

MEDICIONES EN LOS AMPLIFICADORES

8-1. Medición de impedancias . 8-2. Mediciones en los transformadores . 8-3. Potencia de salida . 8-4. Distorsión . 8-5. Zumbido y ruido . ···································

8-6. Ganancia....... . 8-7. Ensayos con onda cuadrada 8-8. Mediciones para el "service" . INDICE ALFAB'ÉTICO .

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267

AMPLIFICADORES DE

AUDIOFRECUENCIAS

CAPÍTULO I

INTRODUCCIÓN

.\

'.

1-1. Objeto y necesidad de los amplificadores. - Todo sistema de telecomunicación tiene como finalidad transmitir seiiales a distancia. Por sdial entendemos todo signo o conjunto de signos ai cual se hace corresponder una idea, de acuerdo con un código sea preestablecido por la costumbre, sea construido sobre la base de principios técnicos más o menos razonables. La palabra, dentro dei concepto que exponemos, es un tipo característico de senal; también son géneros especiales de se­ nal la escritura, la mímica que emplean los sordomudos, la voz de los animales y, en otro orden de ideas, los signos telegráficos. Para que una senal pueda transmitirse por medios eléctricos es necesaria su pre­ via conversión en lo que llamaremos seiial eléctrica. La senal eléctrica consiste en una potencia eléctrica variable cuyas variaciones son gober­ nadas de cualquier modo adecuado por la senal original. Los dispositi­ vos capaces de realizar esta transformación reciben el nombre genérico de transmisores; el ejemplo típico de todos conocido es el micróíono, aparato que convierte la potencia acústica de la palabra en potencia eléctrica. La potencia suministrada por el transmisor se conduce según variados sistemas ai lugar de destino; en el teléfono se emplean alam­ bres conductores con tal objeto. Por lo común se requiere una recon­ versión de la senal eléctrica para que ella pueda ser interpretada por el destinatario; esta operación está a cargo de un aparato que recibe el nombre genérico de receptor; en el caso del teléfono, el receptor es lo que llamamos auricular. En sus primeros tiempos las distancias que un sistema eléctrico podria cubrir estab~n limitadas a pocas decenas o acaso centenas de kilómetros, simplemente por el hecho de que las líneas absorben o disi­ pan una parte de la energía que le entrega el transmisor. Una línea telefónica muy buena de unos 250 kilómetros de longitud, entrega aI receptor solamente la décima parte de la energia que recibe dei trans­ misor; alargando la línea a 500 kilómetros, la nueva sección entrega, a su vez, la décima parte de la energia que recibe, es decil', la centésima parte de la original; asi siguiendo, con 750 kilómetros tenemos sólo 1/1000 de la energia inicial; con 1000 kilómetros, 1/10.000, etc. Bien pronto, pues, la energía disponible para el receptor llegará a ser insu­ 1

2

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AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

INTRODUCCIÓN

ficiente para accionarlo, más aún teniendo en cuenta que la linea está sujeta a la captación de inducciones de todas clases, provenientes de líneas similares, de los sistemas de energía, descargas atmosféricas, etc. A una senal debilitada por la distancia se une así lo que se llama genéricamente ruido de fondo, o simplemente ruido, el que estorba la reconversión y la interpretación de la sena!. Para extender el alcance telefónico se requiere salvar esta dificultad; ello se consigue regene­ rando la seiíal eléctrica, es decil', restituyéndole sus características pri­ mitivas, antes que su debilitamiento y los ruidos agregados la vuelvan inservible. Varios procedimientos de regeneración son posibles, aI me­ nos en principio, pel'O el único que aquí nos interesa y el más impor­ tante es el de la amplificación. La amplificación consiste en la recons­ trucción de la senal eléctrica, renovando y acrecentando la energía que ella pane en juego, pel'O conservando intactos sus caracteres distintivos. Se la logra mediante aparatos llamados amplificadores, los cuales, en sus formas más com unes, se basan en las propiedades de los tubos elec­ trónicos 1. Si bien nos hemos referido a los sistemas telefónicos para mostrar de modo razonable la necesidad y el objeto de los amplificadores, éstos tienen un campo de aplicación mucho más amplio. Se los encuentra, por ejemplo, en sistemas más complejos de comunicaciones, en radio­ transmisores y radiorreceptores, sean de telefonía o de televisión; en los fonógrafos eléctricos, en los sistemas de audiciones públicas (Public­ Address) y en multitud de dispositivos de carácter científico o indus­ tria!. En su aspecto más general, su misión no se limita a la regene­ ración de senales debilitadas, sino que se extiende a todos los casos en que resulte necesario acrecentar la potencia eléctrica entregada por di­ versos tipos de generadores, sin alterar sus caracteres específicos. Conviene observar que la amplificación no puede lograrse sin el concurso de una fuente de energía eléctrica; la energía que el ampli­ ficador entrega proviene de esta fuente. Es en la regulación deI flujo de esta energía conforme a la senal o excitación original, obedeciendo a sus más leves inflexiones con increíble rapidez, donde se manifiestan cabalmente las sorprendentes cualidades deI tubo electrónico. Antes de seguir adelante conviene puntualizar que las senales eléc­ tricas en general, y cualquier otra forma de excitación de los amplifi­ cadores, se presentan como tensiones y corrientes eléctricas que varían en el tiempo en forma desordenada, siguiendo, por ejemplo, las infle­ xiones de la voz. Cuando se habla, jamás se repiten los sonidos con un ritmo o un período determinado; la voz no es periódica. Por lo tanto, las seiíales eléctricas no son periódicas ni mucho menos de variación senoidal, ni cosa parecida. Es evidente que una tensión periódica se­ noidal no puede representar una idea, deI mismo modo que no podemos decil' nada inteligible escribiendo indefinidamente a a a a... Pero sería

muy difícil estudiar el funcionamiento de los amplificadores y sacar conclusiones que puedan servirnos de guía para su proyecto y su cons­ trucción, si pretendiéramos aj ustarnos desde un principio a la realidad deI carácter aperiódico y casual de las senales. Por eso optamos por reemplazar las senales por ondas de tensión y corriente senoidales y observar cómo responde a ellas el amplificador. En general, este método significa una sobresimplificación deI problema y conduce casi siempre a predicciones falsas deI comportamiento deI equipo con seiíales reales. Se necesita, pues, andar con pies de plomo, sin que con ello pretendamos negar la utilidad deI análisis senoidal, que, desde luego, adoptaremos en el presente texto. Es principio admitido generalmente que el juicio definitivo sobre la calidad de un amplificador destinado a la amplificación de la mú­ sica o de la palabra es el deI oyente con adiestramiento musical. Desde luego, no puede el oído juzgar el amplificador independientemente de sus complementos indispensables: el transmisor (micráfono o fonocap­ tor) y el receptor (altavoz), pel'o no se conoce aún un procedimiento técnico que pueda reemplazar su juicio de modo insospechable. Tal vez el examen' de la respuesta deI amplificador a la excitación por onda:s cuadradas (en vez de senoidales) sea el substituto más adecuado deI oído en la fábrica y el laboratorio, como veremos en su oportunidad.

1 Los principias básicos que animan el funcionamiento de los tubos elec­ trónicos no serán expuestos aquí. Puede consultarse con provecho el N9 6 de la Colección Telecomunicaciones, "Válvulas electrónicas", Arbó Editores, Bue­ nos Aires, 1951, preparado por el autor.

1·2. Clasificación de los amplificadores. - Hemos dicho que el amplificador es un aparato capaz de entregar potencia eléctrica repro­ duciendo los caracteres esenciales de una seiíal eléctrica. A pesar de que esta definición puede considerarse como la única correcta, es co­ mún hablar de amplificadores de tensión, amplificadores de corriente y amplificadores de potencia:. Esta clasificación es necesaria para orga­ nizar el estudio de los amplificadores, aunque la distinción entre unos y otroa no es deI todo clara. Lo que ocurre es, simplemente, que en algunos casos interesa obtener deI amplificador tensiones elevadas, sin que importe mayormente la potencia que tal tensión desarrolla sobre la carga. En otras ocasiones es la corriente la que interesa. Pel'o casi siempre el objetivo es la potencia. Poco más adelante estaremos en con­ diciones de comprender mejor las razones de la distinción entre los tres "tipos" nombrados. Otra clasificación común es la que divide a los amplificadores en los siguientes tipos: Amplificadores de audiofrecuencias. Son los destinados a la am­ plificación de seiíales vocales y musicales. Para conservar fielmente todas las características específicas de las seiíales musicales tal cual las entrega un buen micráfono, el amplificador debe manejar tensiones senoidales de excitación cuyas frecuencias están comprendidas entre un limite ínferior de 20 ó 30 ciclos, posiblemente, hasta 10 ó 15 kilo­ ciclos por segundo. Estos límites no están bien definidos y se los fija a menudo caprichosamente.

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AMPLIFICADORES DE AUDlOFRECl:ENCIAS

Amplificadores de videofrecuencias. Las senales de videofreeuen­ cias son las que suministran las cámaras de toma de televisión. Para la técnica dei momento se considera que el amplificador de esta clase de senales debe responder regularmente a tensiones de excitación se­ noidales desde unos 20 ó 30 ciclos hasta más de 4 ó 5 megaciclos por segundo, cifra esta última que a menudo se hace ascender hasta 10 ó más megaciclos. Tanto el amplificador de audio como el de videofrecuencias, se consideran como amplificadores de banda ancha. El ancho de banda, para los propósitos de esta clasificación, se puede considerar como la relación que existe entre la frecuencia más alta y la más baja que el aparato debe admitir indiferentemente. En un amplificador de audio­ frecuencias (AF), esa relación vale, por ejemplo, 10000/40 = 250. En uno de videofrecuencias (VF) \lega a 200000 ó más. En ambos casos la relación es mucho mayor que la unidad 2. Amplificadores de radiofrecuencias. Estos amplificadores se carac­ terizan eseneialmente por ser de banda angosta, es decil', eon valores de la relación de frecuencia más alta a frecuencia más baja próximos a la unidad. Los límites absolutos de la banda admitida, o, mejor, en este caso, por ser angosta la banda, la frecuencia central, pueden tener cualquier valor, en los más de los casos, arriba de 30 kc/s. Hay tam­ bién casos importantes donde se utilizan amplificadores de banda an­ gosta con frecuencias centrales mucho más bajas; estos aparatos se \lamarían amplíficadores de baja frecuencia de banda angosta. Finalmente suelen clasificarse los amplificadores según el criterio que resulta de atender a particularidades deI régimen de funcionamien­ to de los tubos electrónicos que emplean. Se habla así de amplificadores clase A, clase AB, clase B y clase C. Oportunamente hemos de ver la razón y la conveniencia de esta clasifieación.

2 A menudo conviene expresar el ancho de banda por las octavas l11usi­ cales cubiertas. Recuérdese que una octava para los músicos, es el ancho de banda cuya relación de límites es 2. De 40 a 80 ciclos hay una octava; de 80 a 160, otra; de 160 a 320, una más. Se dice entonces que de 40 a 160 ciclos hay dos octavas (la frecuencia se dobla dos veces), y que de 40 a 320 ciclo.s hay tres oetavas (Ia frecuencia se dobla tres veces).

CAPÍTULO

II

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

DE POTENCIA

2-1. Amplificadores de tensión '. - En el volumen titulado "Vál­ vulas electrónicas" 2 hemos expuesto los principios que ilustran la cua­ lidad amplificadora de los trlodos. Se explicó alli la necesidad de re­ currir a dos diferentes métodos de análisis del circuito dei tubo, según que las variaciones de las tensiones y las corrientes fueran "pequenas" o "grandes". En el primeI' caso, el método consiste en reemplazar el tubo por un generador equivalente, con lo que se consigue reducir el problema al de un circuito de corri ente alterna ordinario. La Fig. 1 ilustra el c i rc u i to básico del amplificador de tríodo, y en eUa se ha estableeido la no­ m en c 1a t u r a que utilizaremos RL eL'lbR L en el presente texto. Se sabe que en tonces resulta posible expresar por medio de una ~ '=11111111+ ecuación se n ci II a la relación Ecc Ebb que existe entre las variacio­ nes de tensión fie c = ee apli­ FIG. 1. - Circuito básico deI amplificador de audiofrecuencias, con la notacián cadas a la reja y las variacio­ utilizada en el texto.

nes fiil> = i p de la corriente de

circuito equivalente. Esta rela­ placa, de acuerdo con el teorema del

ción es la siguiente:

[1] ip = p. y2E g sen 21rft r p + RI, donde p.= factor de amplificación dei tubo resistencia de placa

rp resistencia de carg'a RI, \/2E g sen 21r ft = tensión alterna de pequena amplitud eg aplicada a la reja E g = valor eficaz de eg Las variaeiones de la tensión anódica fie b = e p resultaron expre­ sadas por la relación . - J-lR L [2] e p = -tpR 1• R \/2 E g sen 21rft I'p + I,

--r

Ir

__L

1 Los ejemplos incluidos en el texto se han resuelto con regIa de cálculo. Los resultados estarán en general afectados por el error propio de este ins­ trumento de cálculo. 2 Ver nota aI pie de la página 2.

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6

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADOltES

donde los símbolos tienen el mismo significado que en la ecuación [1], y el signo (-) representa una di­ G p ferencia de fase de medio periodo + entre ep y ego Las ecuaciones [1] y [2] satis­ z e facen también ai circuito de la Fig. 2, el cual, por esa razón, se lIama I ! d J'-- + circuito equivalente dei tríodo. En K este circuito e. = .ó.e L = -e p repre­ FIG. 2. - Circuito equivalente deI senta las variaciones de la caída de amplificador !ineal. tensión en la carga. EI valor eficaz de i p resulta, según la [1 J,

EI punto de funcionamiento instantáneo, es decir, el punto que corresponde a un par cualquiera de valores posibles de e b é i", está siempre sobre la línea de carga y, aI mismo tiempo, sobre una de las curvas dei juego, aque­ 250 mA lIa que corresponde ai Ib valor que tiene la ten­ sión de reja ec en el 200 mo m e n t o considerado. Así, por ejemplo, cuan­ Ebb 1lL'-. do ec = -40 volts, el ,50 punto se encuentra en el lugar marcado Q en 119 la fig u r a, ai cual co­ 10 rresponde ~'= 240 volts, e i" = 65 mA. Para profundizar lbc,65m el análisis, supongamos 5 que en la Fig. 1 se tiene -E cc = -40 volts y eg = 40 sen 2 rr ft . . o /00 200 E. o = 300 E. b =400 eb 500 Por conslgUlente, 240V Volts dado que ec es la suma FIG. 3. - Trazado de la línea de carga sobre las de -Ecc y eg , resulta características de placa. -

'--f­

!

Ip

=

J-LE g

[3]

rp+-R~

y el de ep , según la [2], E

_ p

-

JlR L r

p

+R

L

Eg

[4]

Recordaremos también que se define como ganancia o amplifica­ ción de tensión a la relación que resulta existir entre el valor efectivo de ep y el valor efectivo de eg • Es decir, A -

E Eg

}J1?L + RL

- -p = _ _

rp

[5J

Por último, tengamos presente que estas ecuaciones no toman en cuenta efectos secundarios que se presentan en las válvulas, de los cua­ les los más importantes son los que se deben a las capacitancias inter­ electródicas, que estudiamos en el texto citado, y cuya influencia sobre la amplificación consideraremos más adelante.

2-2. Amplificación de potencia. Distorsión. - Cuando interesa obtener potencias alternadas considerables en el circuito de placa, las variaciones de tensión no pueden limitarse a pequenas excursiones so­ bre las características tensión de placa-corriente de placa, porque po­ tencias grandes significan tensiones alternadas grandes y corrientes alternadas grandes. Las fórmulas dei párrafo anterior pierden su uti­ lidad y se hace necesario entonces recurrir ai segundo método de aná­ lisis, esto es, aI análisis gráfico, cuyos fundamentos dimos también en el texto en que nos estamos apoyando. Lo esencial dei método gráfico consiste en el trazado de una línea de carga sobre el juego de características de placa dei tubo, Fig. 3. Para el circuito básico de la Fig. 1, la línea de carga es una recta que corta aI eje Oeb en el punto eb = FJbb Y ai eje Oib en el punto i b = Ebb/RL • En la Fig. 3 se hallará trazada la línea de carga supo­ niendo que se utiliza un tríodo 2A3 con E bb = 400 volts y con R L = = 2500 ohms.

7

ec = -Ecc + e g = -40 + 40 sen 2rr ft Puesto que sen 2 rr ft varía entre +1 y -1 aI transcurril' el tiem­ po, es evidente que ec variará en consecuencia entre - 40 + 40 = O y - 40 - 40 = - 80 volts. EI punto de funcionamiento se mueve, co­ rrespondientemente, entre las posiciones extremas A y B con tln mo­ vimiento de vaivén. Si se quieren observar las variaciones consecuentes de i" y de eb conviene construir la siguiente Tabla I, cuya confección puede seguirse sín necesidad de mayores explicaciones: TABLA I e. 40 30 20 10 {)

-10 -20 -30 -40 -50 -60

I

PoBÍcwn I + e, IdeZ punto

e, =

-40

O -10 -20 -30 -40 -50 -60 -70 -80 -90 -100

A C

D

E

Q F G

H B

J

K

i. (mA)

119 105 91 78 65 (l.o)

53 40 29 18 10 9

I

. == \ . == 1 I e.-E.o Fórm.9 I i.-I.o tp

e. (volts)

(mA)

i

105 138 173 . 205 238 (E.o) 268 I 300 I 328 352,

I

Cp

54 \ -133 40 i -100 26 I -65 13 i -33 O O I -12 +30 +62 -25 -36 +90 +114 -47

I-

i.

(volts)

119 104,8 91,1 78 65 52,6 40,7 29,2 18 7,5 -2,7

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

8

FUNCIONAMIENTO DF: LOS AMPLIFICADORES

Los resultados anotados en esta tabla se pueden representar grá­ ficamente de diversas maneras. La forma usual de hacerlo consiste en elegir como ejes Oee Y Oi b y ubicar los puntos correspondientes a los pares de valores simultáneos de ec e i b • Así se ha hecho en la Fig. 4, donde la relación que­ 'b(mA) da descripta por la cur­ A;j,l~Jb.,a,~1f9mA va llena AQK. Pera, L,,~ por otra parte, dado que entre ec Y eg exis­ 100 te una diferencia cons­ Característica

90 tante de -40 volts, la experimental

RL = 2500n 80 misma curva puede Ebo =240 volts aprovecharse para mos­ 70 Ecc =-40 volts trar la rei ac i ón que 60 existe entre eg e i b • Pa­ 50 ra ello basta marcar so­ 40 bre el eje Oee los valo­ res correspondientes de 30 B ,\.I~Aproxim.cio";lIeet4 20 eg, haciendo coincidir - •- - - - - - - - - - - - - - ••• -" Ib - IS mA J / 'b=6St 1,.<'6'9 ~mA) m,nel O de la nueva escala 'Y--2' Aprr»
puesto que eg =

V2E g sen 2

7r

J-Le g

rp

+ Rr.

ft.

Y sabiendo que i b = lbo

-+

ip

tenemos entonces, como consecuencia deI teorema deI circuito equiva­ lente' t.b =

I pO

+

J-Le g

rp--R + L

[6]

Vamos a reemplazar en esta fórmula los valores que correspon­ den aI caso que estudiamos. Haciendo en Ia [6] eg = O, se ve que ho

9

es el valor de iI> en el plinto Q, es decir, !"o = 65 mA. El factor de amplificación J1- es la distancia horizontal entre las curvas caracterís­ ticas por volt de variación de la tensión de reja; en la Fig. 3, la dis­ tancia horizontal entre las curvas ec = - 40 y ec = - 50 es de 42 volts, más o menos; luego, J.I- = 42 -7- 10 = 4,2. Para determinar r p hay que tomar la distancia vertical entre dos curvas características; la de­ terminación de esta distancia es algo imprecisa en la Fig. 3, porque las curvas están trazadas para variaciones de la tensión de reja muy grandes (lO volts), y la distancia vertical varía mucho según el lugar en que se tome. Como una solución aproximada, tomamos la distancia entre las curvas ec - 30 y ec = - 50, sobre la Iínea vertical que pasa por el punto Q. Esta distancia es, aproximadamente, igual a 132­ - 22 = 110 mA, lo que da no -7- 20 = 5,5 mA por volt = 0,0055 A por volt. Como la resistencia de placa es la distancia horizontal divi­ dida por la vertical, resulta r = 4,2 --7- 0,0055 = 800 ohms aproximada­ 'l mente. Por último, R L = 2500, según se ha elegido ai trazar la Iínea de carga. Introduciendo todos estos valores en la ecuación [6J, se tiene: 4,2 ''--- e 0,065 + ilJ SOO + 2500 ~ iI) = 0,065

+

0,00126 e g (Amp.)

o, multiplicando por 1000 para tener i" en miliamperes, iI) -

65

+

1,26 ec (mA)

[7]

Aqui podemos dar valores a e" para calcular los cOlTespondientes de iI>, y con los pares de valores obtenidos representar la relación es­ tablecida por la ecuación con una nueva curva que trazaremos sobre la misma Fig. 4. En realidad, comprobaremos que todos esos pares de valores corresponden a puntos de una recta y que, por consiguiente, basta determinar dos de ellos, por ejemplo para e. = O, que da iI> = 65 mA, es decir, el punto Q, y para e" = 40, que da iI> = 65 + 1,26 X 40 = = 65 + 50,4 = 115,4, lo que corresponde aI punto L. Trazamos así la recta MQL, como representativa de la ecuación [7J. Obsérvese ahora que esta recta coincide, en parte, con la curva previamente determina­ da, pera que en general la curva da valores de i b mayores que la recta, tanto a la derecha como a la izquierda deI punto Q, es decir, tanto para los valores positivos como para los valores negativos de ego La curva verdadeta presenta una concavidad hacia la parte superior deI diagrama y la ecuación [7] no describe exactamente la relación real que existe entre i b y ego La diferencia es pequena y podriamos inten­ tar corregiria. l Cómo? Hay que agregar aI segundo miembro de la ecuación [7] un término que sea nulo para e. = O (aquí no se necesita corrección) y que sea positivo tanto para eg "positivo como para eg ne­ gativo. Los términos que satisfacen esta condición serân deI tipo be g 2 , donde b es una constante a determinarse y eg 2 es siempre positivo, cual­

10

11

AMPLIFICADOHES DE AUI)IOI'RECUEKCIAS

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

quiera que sea el signo de e" porque es un cuadrado. También podria escribirse be,\ porque C,4 = (e/)~ es asimismo siempre positivo, pero empezamos por lo más sencillo. Fongamos, pues,

trigonometria continuemos. Recordemos que estamos suponiendo que e~ = 40 sen 27'ft, que puede escribirse también

i" = 65

+

1,26 eg

+

be,~

[8]

y procuraremos elegir para b un valor numérico adecuado. i, Cómo? Podriamos proceder por tanteos, dando un valor cualquiera a b y vien­ do qué pasa. Pel'O podemos emplear un método más científico. Exigi­ remos, por ejemplo, que la fórmula [8] dé el valor correcto de i b para eg = 40 volts. Este valor correcto es, según la Tabla, de 119 mA. Luego, b debe tener el valor nccesario para satisfacer la relación

ibJ

eê

o

4U V

119 119 119 -

65 65

+ +

65 -

eg = 40 sen ",t

donde

1,26 50,4

X

+

50,4

I"

es la pulsación o frecuencia a:n,gular de

iI> = 65

+ +

3,6 1600

0,0022 X (40 sen ",t) 2

(1,26 X 40)sen",t

+

Llevando este valor a la ecuación [8], resulta 65

+

1,26 eg

+ 0,0022 el

(0,0022 X 1600) (sen",t)3

[10]

nos permite calcular el valor de iI> que corresponde si se conoce "', o a cada valo\' dei ángulo ",t. Pel'o que este simple deporte. Y es lo siguiente. La trigo­ que 0,5 cos 20l t

[11]

una fórmula de lo más interesante en radio. Escribimos entonces, en la [10], (sen ",t)2 en esta nueva forma, para obtener

0,0022 (aprox.)

iI> = 65

ib

+

(sen ",t) 3 = 0,5 -

de donde, finalmente b

1,26 X 40 sen ("t

que pucde escribirse también

Esta ecuación a caela instante t hay algo más útil nometria nos dice

1600 b

c".

Llevemos este valor de eg a la [9]:

iI> = 65

40 + b X (40) C! 1600 X b

2 7f f

[9]

i, Y para qué todo esta?, se preguntará usted. No trabajamos in­ útilmente. i,Recuerda algo de trigonometria? Si no es así, la recomen­ damos que cierre por un momento este libro y revíse los dos o tres pri­ meros capítulos de cualquier tratado elemental antes d€ seguir adelante. Es muy poco lo que se necesita, pel'O lo necesitamos en serio. Si sabe

(1,26 X 40)sen ,A + (0,0022 X 1600 X 0,5) - (0,0022 X 1600 X O,!í)cos 2",t

y hacienelo las cucntas: iI>

Ahora volvemos a dar valores a ec y a calcular los correspondien­ tes de i". Obtenemos los resultados que se anotan en la última colum­ na de la Tabla 1. Se obtiene una sorprendente coincidencia con los valores reales y, en el gráfico, la curva AQN, correspondiente a la ecuación [9], se supe1'pone prácticamente a la real entre eg = - 40 y eg = + 40. Para mostrar que la coincidencia no S€ perfecta, basta me­ dir en la Fig. 3 y calcular con la [9] los valores correspondientes a ec = - 50 y ec = - 60. Aquí hay un apartamiento considerable € n tre los valores prácticos y los que da la ecuación [9]. Pero la ecuación [9] representa ajustadamente la realidad si nos limitamos a los valores comprendidos entre eg = - 40 y eg = + 40 volts.

+

65

+ 1,76 + 50,4 sen ",t -

1,76 cos 2",t

[12]

i Qué nos dice esta fórmula? Nos dice que la corriente de placa iI> puede expresarsc como la suma algebruica de tres componentes, a saber: a) Una componente continua de magnitud igual a 66,76 mA, algo mayor 0,76 mA) que 1"0 (= 65 mA). b) Una componente alterna de igual frecuencia que la aplicada (f = ",/27') y de una amplitud igual a 50,4 mA. N ótese, de paso, que esta amplitud es la misma que la que resultaria de la ecuación [7], es decil', considerando como válido el teorema dei circuito equivalente. c) Una componente alterna de frecuencia doble que la aplicada. (f2 = 2",/27' = 2f) y de amplitud igual a 1,76 mA, es decir, igual ai incremento (aumento) de la corriente continua con res­ pecto a 11>0'

12

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

13

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

La primera conclusión cs que las variaciones de la corriente de placa no siguen fielmente las variaciones de la tensión de reja. Si re­ presentamos gráficamente las dos componentes alternadas de i b de ]a ecuación [12] i pI = 50,4 sen rut e í p2 = -1,76 cos 2",t, y ]a com­ ponente continua fI'o = 1,76 nlA agregada, y sumamos los vaia­ res instantáneos, obtenemos la resultante i p = I"u + i JJ1 + ip~, que viene a ser bastante pare­ cida a una seno ide, pero que no es una senoide. Decimos que es or 'Ir \' , ' J." ,._ i una senoide deformada o disto?'­ "Z' sionada y que el amplificador Lpo e lPZ distorsiona o deforma. La re­ se han represenlado presentación y la suma se han mayores que los valo",s reales para hecho en la Fig. 5, Para dar una dandad dei diWJ" idea de la importancia de la de­ formación es cómodo expresal' FIG. 5. - Análisis de la onda de corrien- la relación que resulta existir te de placa deI tríodo amplificador. entre la amplitud (o el valor eficaz) de la componente alter­ na de frecuencia doble y la amplitud (o el valor eficaz) de la compo­ nente de frecuencia igual a la aplicada. Se tiene en este caso: distorsión

D

1,76 ~ (),035

D%

=

aumento de corriente continua o componente rectificada

I pI

valor eficaz de la componente de frecuencia f

I p2

valor eficaz de la componente de frecuencia 2f (es decil', la asi Ilamada segunda armónica).

ibJ

= wt

=

3,5 %

I bO

I bO

+

I po

+

y'il pl sen I»t

y2Ip2 cos 2",t

corriente de reposo (corriente cuando eg

= ()

(13]

+

y2IPI

+

y2Ip2

[14a]

y2IpI

+

j2Ip~

[14b]

= -1'/2

=

ib]

Ahora todos estaremos de acuerdo si decimos que el proceso que hemos seguido es un tanto largo y fastidioso de aplicar en cada caso particular. l No existirá un procedimiento más rápido para determinaI' las componentes de i b a partir, por ejemplo, de la Fig. 3? Si, existe uno, pel'O exige que accptemos, ai menos cuando nos ocupamos de trio­ dos, que la corriente de placa se puede expresar con razonable aproxi­ mación con una ecuación de la misma forma que la [12], aunque con diferentes coeficientes numéricos. Esta equivllJe a aceptar que la carac­ terística dinámica de transferencia se podrá, a su vez, expresar con una ecuación como la [9], ya que la [12] viene directamente de aq uélIa. Tendremos, pues, con carácter general ib

I po

= I bmin = I bo + I po -

wt

donde

+

hmax = I bo

1'/2

Por último, con wt = O, sen wt = O, cos 2w t = cos 0° = 1. Y, en la ecuación, 1,76 X 100 5[),4

w/2 7T

Dei mismo modo, cuando ",t = ---,,-/2 = -90°, sen wt = -1; la ten­ sión eg alcanza su máximo valor negativo (-40 volts) y la corriente su valor mínimo, Ibm'n, que se lee también en la Fig. 3, punto B. AI mismo tiempo 2w t = ---,,- = -180, pera cos(-1800) = cos 180° = - l . Entonces

wt

------­

=

Observemos ahora que en el instante en que wt = 7T/2 = 90°, es sen rut = 1, y eg = y2E g sen rut alcanza su valor máximo positivo y2Ég , que en nuestro caso era de 40 volts, la corriente i b alcanza también su mayor valor, I bma.. que podemos leer cómodamente en la Fig. 3, punto A (= 119 mA). En el mismo instante, si wt = 7T/2 = 90°, 2wt resulta igual a 7T = 180°; pera cos 180° = -1. Por lo tanto, debe satisfacerse la ecuación [13] poniendo en ella sen wt = I, cos 2wt = -1 e i b = I broax :

ibJ

-5D,4 ­

o, expresándola como porcentaje: porcentaje de distorsión

I pO

ho = I bo

+

I po

e~ =

i" = hu,

O,

2wt

= O,

y2I p2 [14c]

= o

De esta última ecuación resulta, como ya lo habíamos comprobado en el caso particular, que la componente rectificada es I po

=

[15]

y2Ip2

es decil', que el aumento de la corriente continua es igual a la ampli­ tud de la segunda armónica. Restemos ahora la ecuación [14b] de la [14a]. En el primeI' miem­ bro se tiene I bOlax - I broln - En el segundo desaparecen todos los térmi­ nos excepto el de I p1 ' Como y2Ip1 - ( - y2I p1 ) = 2 J21Pl' se tiene en­ tonces I bOlax - I broln 2 y2IPI de donde Amplitud de la componente fundamental

y2I p1

IbOlax-Ibmin 2

[16]

14

que para el caso da:

o si se quiere

Valor eficaz de la componente fundamental = 11'1

I bml n

filiOU -

2y'2

[17]

De modo parecido, si sumamos las eco [14a] y [14b], y aprove­ chamos, además, la eco [15], llegamos a la siguiente expresión: Amplitud de la 2l). armónica = y"if p2

=

I"max

+ I"min -

21"0

4

Ip~

=

21"0

I"max + I"min 4y'2

[19]

l Estarán bien estas fórmulas? Ensayémoslas para el caso que ya conocemos. En la fig. 3 (o en la Tabla I) se tiene I"max = 119 mA, I"min = 18 mA, 1"0 = 65 mA. Apliquemos la eco [16]: 119-18 101 y'2Ip1 =-- --2--- = - 2 -

=

50,5 mA

Correcto, comparando con la eco [12], a menos de una pequeíiísima diferencia. Con la eco [18]: y'2Ip~

119+ 18-2x 65

=

7 4

=

I"ma>: + I"mln - 21"0 X 100 2 (["ma> - I "m ln)

X 100

I p1

119

+ 18 -

_.

2 X 65 o

O X10

e"

700

e" = E"" -

=

[20]

R L (l"o

e" = Eh" -

RL

=

I"o

+

y'21p2

=

I"ma>:

+

I"mln 4

+ 21"0

[21]

y'2Ip~ cos 2wt)

y'2R rJ pl sen wt

+ y'2RLlp~ cos 2wt [22b]

Con eg = O, E"" - RrJ"o es la tensión anódica E"o de reposo, puesto que RLI "O es la caída en RI, en esa condición. Por lo tanto, la variación de e", es decil', la parte variable de e", que llamamos e p, re­ sulta ser

E"o -

donde se reconocen las que era de esperar. EI es E p1 = R L l p1 Y el de Ep~ = RLlp~' Llamando finalmente

-

Rr}pn -

y'2RJpl sen wt -I-

y'2RLlp~

cos 2wt

mismas componentes que en la cOl'riente iI" lo valor efectivo de la componente de frecuencia 1 la componente de frecuencia 21 (2l). armónica), E po a la componente continua RLl po , resulta

El'O -

y'2E p1 sen wt +

y'2E p2 cos 2wt

[22c]

Es evidente que E p1 y Ep~ se pueden calcular a partir de los valo­ res E"max> E"mln y E"o (Fig. 3) con ecuaciones similares a las que se dedujeron para la cOl'riente:

=3,5%

Conviene obtener también una expresión general de la corri ente to­ tal I" = I"o + "I po = 1"0 + y'2Ip2. Resulta inmediatamente sumando 1"0 a la eco [18]: Corriente continua total de placa =

+ I po + y'2Ip1 sen wt Rr}po -

lhO -

E p1

= I"

[22a]

i"R I,

E"h -

que puede escribirse:

ep

que para el caso que tratamos da: D%=

66,75 mA

4

2·3. Tensión de salida y ganancia de tensión. - Como tensión de salida dei amplificador se consideran las variaciones de la tensión anódica eh; puesto que en la Fig. 1:

ep = e" -

1,75 mA

Igualmente correcto este resultado. Las fórmulas pueden darse por buenas. Para la distorsión podemos dar también una fórmula directa, de acuerdo con el modo en que hemos convenido expresarla. Resulta, apro­ vechando las ecuaciones [19] y [17] 11'2

18+ 130

las variaciones de eh resultan iguales y opuestas en signo a las varia­ ciones de la caída de tensión en la resistencia de carga RI,' Conocida la expresión de i", eco [13], se tiene:

Valor eficaz de la 2l). armónica =

=

+

119

I"

[18]

o también

D '!c =

15

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

E p2

E bmax -

E bmin

[23]

2y'2

E"mox--------_.+ E"min_. ­ 4y'2

2E,,0

---­

[24]

siendo además

El'O ya que 11'0 = y'2I p2 .

-y2E p2

[25]

16

FUNClONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

AMPLIFICADORES DE AUDlOl"RECUENCIAS

E p1 =

352 - 105

-ZV2

=

352 + 105 -

E p2

247 2,83 2

X

87,5 volts 457 -476 5,65

238

4y2

%

=

~X

3,3

100 =

E~1

X 100 87,5

~

P

3,3 volts

Pu

3,8

Este valor difiere bastante dei calculado anteriormente, aunque de­ beríamos haber obtenido el mismo resultado, ya que la forma de onda de la tensión e p es la misma que la de iI" La diferencia se debe a la imposibilidad de leer los valores exactos en el gráfico de la Fig. 3. Pero no tiene ninguna importancia práctica. Recuérdese que las carac­ terísticas publicadas son características medias. Con un ejemplar de­ terminado dei tríodo 2A3 resultarán en la práctica valores bastante diferentes que los aquí calculados. Es tan posible que el valor de dis­ torsión medido con el instrumental adecuado resulte de 2 % como de 5 ó más por ciento. Lo dificil es que resulte exactamente igual a 3,8 %'" Cuando hay distorsión, la ganancia de tensión se expresa como la relación entre la amplitud (o el valor eficaz) de la componente alterna fundamental de la tensión de salida y la amplitud (o el valor eficaz) de la' tensión alterna aplicada a la reja. Aprovechando la fórmula [23J se tiene

A= Para nuestro caso

Eg

E brnu -

E bm1n

2 \l2E g

[26J

(,/iE g = 40 volts) A

[27J

R

=

E p1 X

[28]

11'1

donde Pu representa potencia útil, porque el valor eficaz de la caída de tensión es igual al valor eficaz de la tensión de salida. Aprovechan­ do las fórmulas [23] y [17], para expresar E p1 é 11'11 se tiene Pu

E p1

EI E2

donde I y E son, respectivamente, los valores eficaces de la COl'riente y de la caída de tensión en la resistencia. Utilizando la segunda de estas fórmulas, se tiene para las componentes fundamentales

Para la distorsión de la onda de tensión, obtenemos D

R/~

P P

Para el caso que consideramos (ver Fig. 3 y Tabla I) se tiene E umax = 352 volts, E bm1n = 107 volts, E bO = 240 volts. Luego, aplicando la fórmula [23]

17

352 -105 '" 3,1 2 X 40

2-4. Relaciones de potencia. - Tratándose de obtener potencias de salida importantes, conviene examinar las relaciones de potencia que se establecen en el funcionamiento dei amplificador. Cuando hay dis­ torsión, se considera corno potencia útil de salida la desarrollada en la carga por las componentes de frecuencia fundamental de la corriente y de la tensiÓn. Se la calcula fácilmente. En efecto, se sabe que la potencia desarrollada por una corriente alterna sobre una resistencia está dada por cualquiera de las fórmulas

(E"rnax E brn1n ) (/ bmax -Ibm.,,) -----------_.----------

Para el caso particular que examinamos (352 -105) X (0,119 - 0,018) Pu =

[29]

247 X 0,101 = 3,1 watts 8

donde la corriente se ha puesto en amperes para obtener watts. En la resistencia hay, además, cierta potencia desarrollada por la 2l1- armónica, que es en realidad muy pequena y no interesa calcular. Pero aparte de ésta, hay también la que desarrolla la componente con­ tinua total lbo + 11'0 = 65 + 1,76 = 66,76 mA. La calculamos con la fór­ mula primera de las [27], pero despreciaremos el pequeno aumento de 1,76 mA. Se tiene

P cc = RI2 = 2500

X (O,065)~

= 10,7 watts

la que con la anterior da una potencia total en la carga PL

=

Pu

+

P cc

=

3,1

+

10,7

=

13,8 watts

l De dónde sale esta potencia? Evidentemente, de la fuente de alimentación de placa. Ésta tiene una tensión continua E bb y entrega una corriente continua más una componente alternada de corriente. El paso de una corriente alternada a través de una fuente de corriente continua no significa gasto ninguno de potencia. Esto es bastante evi­ dente porque, dado que la corriente alterna invierte periódicamente su sentido de circulación, la fuente entrega potencia durante un semiciclo (cuando la corriente sale de su terminal positivo), pero la recibe de vuelta durante el otro semiciclo. (Un acumulador no se carga cuando se hace pasar por él una corriente alternada, por la misma razón.) Por lo tanto, la única que interesa para calcular la potencia entregada por la fuente es la componente continua que vale 66,76 mA.; la potencia entregada por la fuente es entonces, despreciando una vez más 11'0' p. = E bb X

h = 400 X 0,065 = 26 watts

18

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

Si hacemos un "balance" de potencia, tenemos: Potencia entregada por la fuente . Potencia útil . . Potencia continua disipada en la carga

26 watts 3,1 10,7

Saldo a favor de la fuente ".

12,2 watts

i,Adónde van estos 12,2 watts excedentes? Hay una pequena par­ te debida a la 2;:\ armónica, que ya dijimos que no tiene importancia, pel'o ese saldo no puede ser sino potencia que se pierde en el tubo, ya que no hay ningún otro elemento en el circuito de placa y la po­ tencia no pasa aI circuito de reja. Veamos qué ocurre en el tubo. Vamos a tomar en cuenta solamente las componentes continuas y las alternadas fundamentales. La tensión de la placa deI tubo con respecto aI cátodo tiene, según la ecuación [22bJ, una componente continua E bb - R 1,(1"o + I po ) = 400 - 2500 X 0,065 = 240 volts (despreciando I po ) y una componente alterna:

Precisamente es esta cantidad la que nos faltaba en nuestro balan­ ce, a menos de una pequena diferencia que se debe a los términos des­ preciados y a las aproximaciones hechas en los cálculos. Este juego de potencias puede interpretarse muy elegantemente en el gráfico de la Fig. 6. Veamos. La fuente entrega una potencia total de corriente conti­ nua E"" X/"o (26 watts en el ejemplo). De ésta, una parte, E bO X lho r \CalO /

\1 ~ ,( \

~

Ij'

Potencia de

Ebo1bo-Ep/lpl Ep/.lp Põe

,=

= - y2R L l p1 sen wt = -

=

X

0,065

=

lubo

=

=

P cc

tubo -

E~b

FIG. 6. -

15,6 watts.

E p1 X I p1

[30J

es potencia entregada por el tubo. Y es, justo, la potencia Pu de co­ rriente alterna desarrollada en la carga. La potencia que queda en el tubo es, entonces,

P tubo

Pac

tuho

15,6 -

/

calor

cornente cont!nua--""

3,1

.

ICc

FUENTE

Con respecto a la potencia debida a las componentes alternas se impone meditar un poco acerca deI significado deI signo (-) que acompana a ep1 ' Conforme a la convención de signos adoptada en el texto "Válvulas electrónicas" y considerando las componentes alternas independientemente de las continuas, cuando ep1 es positiva, la placa es positiva con respecto aI cátodo; pel'O para que ep1 sea positiva, sen wt tiene que ser negativo; luego, i p1 en el mismo momento es negativa, es decil', mientras sen wt es negativo, la corriente sale de la placa po­ sitiva y entra, desde luego, por el cátodo. EI mismo razonamiento nos dice que cuando sen wt es positivo, ep1 es negativa, es decil', el cátodo es positivo con respecto a la placa; aI mismo tiempo, il'l es positiva; cuando sen wt es positivo, pues, la corriente entra por la placa negati­ va y sale por el cátodo positivo. Decimos que un generador entrega potencia cuando la corriente sale de su terminal positivo. Por lo ta'lto, la componente alterna de potencia

Pac

FIL Ib'; = Pcc + CARGA --p;­

Ebo·lbo Rll~:l!"bb-E,,)Ibo

50,4 sen wt miliamperes

240

f P, [PI = Pac

126 sen wt volts

La potencia de corriente continua resulta ser: P cc tI,,,o =

j Pofeooas de

La corriente, a su vez, tiene una componente continua de 0,065 A (despreciando I po ) y una componente alterna i p1

comente a/I.ma

TUBO

/

e p1

19

12,5 watts.

Relaciones de potencia en el amplificador de audiofrecuencia.

(15,6) watts) va hacia el tubo, siempre como potencia de corriente con­ tinua. EI tubo transforma una parte de esta potencia en potencia de corriente alterna (potencia útil) y la manda a la carga, E p1 xl pl (3,1 watts). EI resto queda absorbido por el tubo y se transforma en lo único en que puede ya transformarse: calor. La carga, a su vez, recibe la potencia alternada Ep1I pl desde el tubo y la potencia conti­ nua R L l b0 2 (10,7 watts) desde la fuente. Transforma toda esta poten­ cia en calor. i, Qué resulta? Pues que el tubo está actuando como un convertidor de potencia, que recibe potencia continua de la /uente y ent1'ega parte de ella a la carga, transformada en potencia alternada, y obedeciendo a las 6rdenes que le san impartidas por la reja de contrai. La ampli­ ficación se reduce, en definitiva, a una conversión de potencia. Esas máquinas llamadas "dinamotores", que reciben 6 volts c.c. por un lado Y. entregan 220 volts c.a. por otro, son cosas muy parecidas, en prin­ cipio, aI amplificador, pEloro con una diferencia importante: no tienen reja de control y, por lo tanto, en ellas no puede variarse tan fácil­ mente como en el tubo la frecuencia, la amplitud y la forma de onda de la potencia de salida. (Hay máquinas eléctricas, llamadas "amplidy­ nes", que actúan en forma más parecida aI amplificador. Hay, asimis­ mo, multitud de aparatos electromecánicos, llamados "servomecanismos", que tienen propiedades análogas.) Ya que el tubo amplificador se nos presenta como un aparato con­ vertidor de potencia, es oportuno, para poder establecer luego compa­

21

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORF:S

20

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

raciones, expresar de algún modo la eficacia con que realiza la con­ versión. Se habla entonces de rendimiento del tubo como la relación '1 =

Potencia útil de corriente alternada Potencia de corriente continua absorbida por el tubo

[31]

En nuestro caso '1

=

~,1 15;6- = 0,20

o, expresado como porcentaje, 3,1 X 100 '1 = --15,-6-

=

20

%

Nuestro convertidor es muy poco eficaz. Cualquier grupo conver­ tidor rotativo de corriente continua a corriente alterna, hien construí­ do, tiene rendimientos superiores aI 90 %' Pel'o las posibilidades de control deI amplificador son tan importantes' que el rendimiento es cues­ tión secundaria, sin perjuicio de las posibilidades de construirIo de modo que sea más eficaz. Se obtiene una expresión general dei rendimiento escribiendo en la [31J las expresiones completas de las potencias relacionadas: (Ebmax -

'1 =

E bmln )

(Ibm"" -

I bmln )

Si se observa que en ausencia de distorsión e I bo = 1;2 (lbma.·+ I bmln ), se tiene [!

'1 =

[31aJ

SEboI bo

1

72

E bO

= % (E bma• + E

(Ibmax

E bm1n )

'1

(1 (1

) (1 ~bmln (1

I bmin I bmax

E bmln

E bmnx

+

)

+

[31bJ

I bmln

I bmax

).

I~l:l _ t

)

p

Acoplamiento de la carga. Transformador de salida. - Nues­ tI'O circuito básico de la Fig. 1 adolece de un grave defecto que será

[32J

ipR L

E bO -

Ya tenemos bastante experieneia para saber que esta ecuación se representa por una recta en un par de ejes Oe b , Oi p • Pel'o trabajamos siempre can ejes Oe b , Oi b• Para ver qué pasa en este plano, recordemos que i = i - I bo • Por lo tanto, la ecuación [32] puede escribirse

[31c]

expresión que demuestra que el rendimiento aumenta aI disminuir I bmln Y E bmln • En el caso limite, E bmln = O, I bmln = O, se tiene '1 = 0,50, que es el máximo teórico deI rendimiento deI amplificador clase A; pero esta condición teórica es imposible de cumplir en la práctica. EI ren­ dimiento no pasa dei 30 % con los tríodos comunes, aunque puede alcanzar valores mayores con otros tipos de válvulas. 2-5.

il\L

eb =

+ I bmln )

que puede escribirse

%

--r

ca es

(Ebma.-Ebmln) ([bmax-Ibmln) (E bma • +

bmin )

bueno corregir. En efecto, la tensión continua que necesita aplicarse a la placa deI tubo para que éste funcione corno convertidor, se neva a través de la resistencia de carga. En ésta se produce lIna caída de tensión de corriente continua, Y en lugar de la tensión E bb = 400 volts, tenemos en la placa sólo E bO = 240 volts. Esta caída de tensión causa en la carga una disipación de potencia de corriente continua de RJ2 = 10,7 watts, que no nos sirve para nada. ~ Cuál es eI bO remedio? Llevar la tensión continua ai tubo sin que pase por la car­ ga. ~ Cómo puede lográrselo de modo que las componentes alternas sí pasen por la carga? Como se ve en la Fig. 7. Hemos conectado en paralelo con la carga el inductor o bobina de inductancia L. Un in­ ductor presenta una resistencia muy baja (teóricamente nula) a las corrientes continuas, Y una reactancia ",L = 27rfL, cuya magnitud de­ pende de la frecuencia f y de la inductancia L, a las corrientes alter­ nas. Si la reactancia 27rfL es mu­ cho mayor que RL a la frecuen­ eia f de trabajo, digamos 1000

veces mayor para que no quepa

}RLez='PRL duda, cada corriente torna el ca­

mino más fácil: la continua va por L y la alternada va por RL , y todo el mundo en santa paz.

(Tal vez la 1/1000 parte de i p

vaya por L, pero dejémosl a es­

FIG. 7. _ El inductor L ofrece un ca­ tar por ahora.) Como en L no mino de baja impedancia a la compo­ hay caída de tensión de placa es nente continua de la corriente de placa. igual que la de la fuente. Pero como la componente alterna tiene que ir por R L , ena si produce una caída de tensión en esta resistencia y entonces la tensión total de pla­

b

eb

= E bO -

(i b

-

Ibo)R L

es decir, eb =

E bO +

RLI bo -

RLi b

[33J

Ésta es tambiên una recta, pero en el plano Oe b• Oi b • Para deter­ minar dos de sus puntos hagamos primero i b = I bO' Resulta en seguida eb = E ' es decir, que esa recta pasa por el punto (e b = E bO ' i b = I bo ) bO o punto Q (ver Fig. 8). Para fijar el otro punto, hagamos eb = O. Queda

o=

E bO

+

RLI bo -

RLi b

22

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

de donde (

. tb

)

e. =

= O

E~o

-_o RL

+

lbo

Por lo tanto, el otro punto de la recta es (e b = 0, iD = E bO ! R L + ho)' Tenernos así los elementos para trazar la línea de carga con esta nueva disposición del circuito. En la Fig. 8 se la ha trazado para E bb = E bO = = 240 volts, -Ecc = --40 volts y R L = 2500 ohms. El punto Q se ubica inmediatamente, mientras que para el segundo punto (M) resulta i b = 240 --;-- 2500 + 0,065 = 0,096 + 0,065 = 0,161 A = 161 mA. Se observa que las condiciones de funcionamiento son las mismas que en la Fig. 3, pero nos ha sido posible reducir la tensión de la fuente de 400 a sólo 240 volts. En el diagrama de potencias de la Fig 6, desaparece asimismo la transferencia directa de energía entre la fuente y la carga. Filosofemos ahora un poco. ¿ Cree usted que alguien tiene interés en calentar resistencias con un amplificador? Evidentemente no. ¿Por qué, entonces, estarnos suponiendo corno carga del amplificador una re­ sistencia? La carga de Z5 ) un amplificador será un altavoz, una cabe­ <:> za grabadora, un tubo 'Le.." f!¡ 200) de imagen, un transmi­ ~/ sor que debe modular· 161m. ¡,,11 se, etc. Si suponernos ISO,K una resistencia es sim­ I"-f'... 11 plemente porque en I ,: ()I cuanto queremos anali­ ",t ';5 zar lo que pasa en el ro ,~<>~ / N amplificador con estas ~ ~ cargas reales, toda í1 .pI lbo' 6~m 11-J nuestra sabiduría se S viene abajo. Nos vería­ ) mos en tales compro­ 1// [,.1l0-~ misos que optamos por 200 Ebo' J()(J 400 500 adelantado por aproveo 100 240v char la "dócil manseFIG. 8. - Trazado de la linea de carga para el dumbre" de los resisto­ res, antes de embarcar­ circuito de la Fig. 7. nos en el problema real. Tenemos la esperanza, eso sí, de que las con­ clusiones que obtengamos con esta sobresimplificación del problema no sean de utilidad con las cargas reales, y la experiencia demuestra que, en efecto, es así. Poner una resistencia corno carga equivale a admitir que las cargas reales se comportan, para las corrientes alternas, corno resistores. Es mucho pedir, pero no queda otro remedio. Con las fórmu­ las que llevarnos registradas, se puede ya barruntar que el valor de R L tiene mucho que ver con la potencia de salida y con la distorsión; ob·

FUNCIONAMIE;-;TO DE LOS

Rr.

~Jií

/7

11 i : -1/- r/- -'iUI/ /

tJr

/ / 1/ :1/';f.J ./ f\'

l/V v/

f><~

=

(~;)'

[34J

R

Corno nuestro altavoz tiene R = 8 ohms y nuestro amplificador quiere R L = 2500, obtengamos de la ecuación que acabarnos de escribir

RL n¡ )' =-if ( n2

[34aJ

es decir,

f 7 rff/

1/

23

sérvese que con RL = 2500 ohms hemos conseguido una potencia de salida y una distorsión de las cuales darnos fe que son razonables. Pero mi altavoz tiene sólo 8 ohms de impedancia, es decir, me han asegurado los fabricantes que para las corrientes alternas se comporta corno una resistencia de 8 ohms. ¿Cómo haremos. entonces, para usar el amplifi­ cador que hemos construido con el altavoz de 8 ohms? Sencillamente, aprovechamos las propiedades de los transformadores, que suponemos que usted conoce, al menos por encima. (Si no es asi, ya sabe usted cuál será nuestro consejo. Sin embargo, capitulos más adelante encon­ trará algo sobre estos adminiculas.) Un transformador consiste -dicho en pocas palabras- en dos bo­ binas arrolladas sobre un núcleo de hierro silicio. Si una de las bobinas tiene nI vueltas y la otra n~ vueltas, conectando entre los extremos de esta última una resistencia de R ohms, entre los extremos de la pri­ mera una corriente alterna encuentra una resistencia

1I

/

A"IPLIFICADO~,ES

n¡ =

n2

jR L

[34b]

'\J R

y para este caso nI

r2500

n;= '\J

--8

=

17,4

La primera bobina debe tener, entonces, 17,4 veces más vueltas que la segunda. Cuántas debe tener cada una, es harina de otro costal. Diga­ mos por ahora que la primera bobina o primario tiene, como toda bobina o inductor, una inductancia L y ofrecería una reactancia 21rfL a una corriente alterna de frecuencia f si no existiera la otra, o si estuviera ésta desconectada de R. Esta reactancia 21rfL tiene que ser mucho mayor que RL (exactamente como en el caso de la Fig. 7) para que lo que hacemos tenga sentido cierto. Usando transformador ya no necesitarnos el inductor L de la Fig. 7, porque el primario llenará sus funciones, tal como puede colegirse de la Fig. 9, donde se representa la nueva modificación del circuito. 2·6. Proyecto del amplificador de potencia con tríada. - El pro­ yecto del tipo de amplificador que nos ocupa, es decir, el amplificador clase A con tríodo, es sencillo y está al alcance de cualquiera. No obs­ tante, carece de mayor interés práctico porque es raro que se emplee un amplificador de un solo tubo que no sea un pentodo o un tetrodo

24

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIA.S

25

4) Verificación gráfica de la potencia de salida y de la distorsión. 5) Repetición de los ensayos 2), 3) y 4) si los resultados no son satisfactorios.

de haces electrónicos. Pero la discusión del proyecto es sumamente ilus­ trativa, ya que, al aplicar éste el método gráfico-analítico, permite exa­ minar procedimientos de cálculo que son similares a los que hallan aplicación en otros problemas electrónicos. Fundamentalmente, el método para proyectar un amplificador de esta clase consiste en proponerse determinadas condiciones de funcio­ namiento, ensayarlas (en el papel, como lo hemos hecho aquí, o expe­ rimentalmente) Y poner en juicio los resultados. Si éstos no resultan satisfactorios, se repetirá el ensayo con otras condiciones de funciona­ miento iniciales y así hasta llegar a una solución conveniente. Este trabajo, en realidad, lo han hecho ya los ingenieros de las fábricas de tubos y sus resultados están dados en los manuales como condiciones típicas de funcionamiento, entre las cuales habrá seguramente alguna que nos convenga.

Describiremos separadamente cada una de estas operaciones:

1) Elección de la válvula. La válvula se elige tenienclo en cuenta que la potencia de salida está ligada a la capacidad de disipación por el ren­ dimiento. En efecto, según la ecuación [31] la potencia de salida es igual a la potencia de corriente continua absorbida por el tubo mul­ tiplicada por el rendimiento. Pero se observará que esta potencia es constante para cada condición de funcionamiento dada y no depende de la amplitud de la excitación. Con excitación nula, toda la potencia de entrada se disipa en la placa como calor. Luego, la potencia máxima de entrada en el amplificador clase A es igual a la capacidad de di­ sipación del tubo, P l' La ecuación [31] puede escribirse entonces en la forma

lb .]boTLp

r¡

Pu = --P

d

de donde se deduce sin dificultad la capacidad de disipación que se re­ quiere para obtener una potencia dada, supuesto conocido el rendi­ miento: l' I

FIG. 9. _

Acoplamiento de la carga mediante transformador de impedancias.

El primer paso consiste en plantearse debidamente el problema, es decir, en darse las especificaciones que han de satisfacerse. Éstas se referirán casi siempre a la potencia de salida y a la distorsión admi­ sible. En ocasiones, habrá restricciones en cuanto a la tensión de la fuente disponible, cuando ella está fijada por otras circunstancias. En caso contrario, la tensión de alimentación podrá elegirse libremente, teniendo en cuenta que mayores tensiones conducen siempre a rendi­ mientos más elevados, pero también a un mayor costo de la fuente. La mejora de rendimiento que por este camino puede conseguirse no es muy grande porque la tensión que es posible usar con un tubo determi­ nado está limitada por el tipo de construcción de éste y queda fijada por los regímenes máximos que da el fabricante. Con respecto a la potencia de salida, deberá tenerse en cuenta que una parte de lo que entrega la válvula (entre ellO y el 20 %) que­ dará en el transformador de salida. Por lo tanto, el valor calculado debe ser superior al que se especifica. Fijadas las especificaciones, se llegará a la solución a través de los siguientes pasos: 1) Elección de la válvula. 2) Elección estimativa de un punto de funcionamiento en reposo (punto Q).

3) Elección estimativa de la resistencia de carga.

P d

Pu r¡

Claro que para aplicar esta fórmula debe conocerse el rendimiento o, al menos, poder estimárselo con razonable aproximación. Como punto de partida puede tomarse r¡ = 0,25, de donde se desprende que la ca­ pacidad de disipación de la válvula debe ser alrededor de cuatro veces la potencia de salida deseada. 2) Fija:ción estimativa del punto de trabajo (punto Q). El punto Q queda determinado por los valores de E bo Y de I bo • Hemos dicho que E bo conviene que sea el más alto posible a fin de mejorar el rendi­ miento. En general, conviene que E bO sea por lo menos mayor que el valor que arroja la expresión 2 yPdrp pues de lo contrario el rendimiento es muy bajo y no se aprovecha la máxima capacidad del tubo, según se desprende de la demostración que va al pie de la página 1. 1 Para justificar el método de proyecto descrito. partamos de la idea­ lización de las características de placa del tríodo, admitiendo que ellas son líneas rectas equidistantes, tal como las muestra la Fig. A. Para una tensión de placa dada, fijemos un punto de funcionamiento arbitrario, Q', lo que equivale a fijar E" y al mismo tiempo l bo. Tracemos

23

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

AMPLIFICADORES DE AUOIOFRECUENCJAS

Establecido E"o. la corriente de reposo se obtiene sencillamenle la fórmula

l ho

eOIl

3) Elección estimativa de la resistencia de carga. Fijado el punto Q la resistencia de carga inicial se elegirá aplicanclo la fórmula si­ guiente, de aspecto algo misterioso pero que se justifica en la nota que va al pie de página:

Poi

=

-E

bO

De este modo, el punto Q queda determinado Y. ubicándolo sovre las características, es fácil ver cuál debe ser la tensión de polarización de la reja.

"é'

ID

E h02 _ _ 2r p Poi

RL

Pero notemos en la Fig. B que 1,,,,,,,, = 2[,,,,. Pu

una línea de carga, también arbitraria, AB. La extensión máxima de esta línea es la que marca la figura, puesto que 'el valor de pico de la excitación debe ser igual a E,., para lograr la máxima potencia de salida sin Ilegal" a hacer positiva la reja. Planteemos ahora la siguiente cuestión: Dado el valor de la resistencia de carga, es decir, de la inclinación de la recta AB, y la tensión E. o , ¿cuál es la posición óptima (con miras a la máxima potencia de salida) de la linea de carga y cuál el valor óptimo de la polarización'! Teniendo presente la ecuación (29), que da la potencia de salida, es evidente que esa posición óp­ tima es la indicada CD en la figura, es decir, la que cumpliendo la condición CQ == QD, que satisface la necesidad de que la excitación tenga la máxima amplitud posible, hace a la vez lb mln = O. Aceptada esta condición, pasemos a la Fig. B, donde se han reproducido las condiciones que hasta ahora re­ sultan óptimas, supuestas E "Q y R" constantes.

,I~C".\"

27

= ---~-

(lo -

Luego: 2[",.) .2l,,"

( 4')

Fijado E. o , queda determinada L, porque ésta es la corriente de placa que corresponde a e. E b " Y e, 0, Luego, la potencia de salida depende exclu­ sivamente del valor de lo". Este valor puede modificarse variando el valor de E" y el de RL, tal como lo muestra, por ejemplo, la línea de carga EF de la Fig. A, sin dejar por ello de cumplir las demás condiciones impuestas. Observemos ahora que P" depende del producto de dos factores, (l" - 2[",,) y 21.0' cuya suma ~s constante, puesto que es igual a 1.. y ésta depende sólo de E"o. Es fácil darse cuenta de que, impuesta la condición de suma constante, el producto de dos factores es máximo cuando ellos son iguales. (Por ejemplo, el producto de dos factores cuya suma es 1O es máximo pnu 5 X 5 = 25). En consecuencia, la potencia de solida Cé; m"xima cuand0 S" elige 1,,,, de modo que I.. - 2lt." = 21, .., es decir, cuando 1.. = 41,,,, ó I.,,, I../4 (5') Y ésta será la corriente de reposo que nos conviene eleg·il'. Al imponer un valor determinado de 1,,,, queda fijado el valor de Rl., co­ mo se desprende de la Fig. A. ¿Cuál es este valor ahora obligado de Rl.'! Para determinarlo observemos que

=

=

=

l

lb"'OJ

lb<

E"IIl.:X. -

Rr.

EhmiOl

21,,"

y, por la (3'),

lb",;n

R r.

I I I

[bmin

EhcI

ClJ,mll.

01 ~ ¿ Cuál es ahora la potencia de salida'! Aplicando la fórmula (29). se tie­ ne para este caso:

Pu

=

(ELollllllr. -

EIJnlln) /')IRDS: 8

(1')

Pero recordemos ahora que, según su definición, la resistencia de placa de nuestro tríodo está dada evidentemente por: r l,

=

Ebt>-Ebml a

lo

=:

-Ibmu:

3

ElJmu-Ebrrl!J

lo-lbrrJu

(2')

y como lbmo< = 21., e lo

cia de carga óptima es

= 4lt.",

_

-

E blllh

.:::=

2rp (lo

-lbmu.)

Llevando este valor a la (1') se tiene Pu

= ".4

(lo-llJmu)I bmu

(3')

---------------­

lo" llegamos a la conclusión dc que la resisten­

R r• == 21'" (6') Pero la condición (5'), que establece el valor óptimo de la corriente de re­ poso y conduce a la (6') según el modo como hemos llevado la demostración, no podrá cumplirse sino con valores de E,," menores que cielto máximo, es­ tablecido por la disipación admitida. El valor máximo de E .... que permite sao tisfacer la condición aludida está dado por (E.,,)

mu

=

_p.~_ 1""

donde loo tiene el valor óptimo (5'). Luego

de donde

E lJmu

1',.(L-l,,,,,,,)

-

(E.,,)

mIX

=

4:'_

El valor de lo correspondiente al (E bo ) m . . es, entonces, (lo)",

= ~ (E.,)

mh

28

AMPLIFICADORES DE AUDlOFRECUE~CIAS

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

4) Verificación gráfica de la potencil2J de salida y de la distorsión, Con este valor de la resistencia de carga se traza ahora la línea de carga correspondiente. Estimando el valor de :pico de la excitación igual a la tensión de polarización de reja, es fácil determinar los valores de I bmax , I bm1n , E bmax Y Ebm1n> que necesitamos para calcular la potencia de salida y la distorsión.

5) Repetición del ensayo. Los resultados pueden no ser satisfacto­ rios o porque la potencia de salida es escasa o porque la distorsión es ex­ cesiva. En tal caso, se repetirá el ensayo siguiendo las siguientes reglas: Es fácil de verificar que el valor limite de E b • dado por la ecuación (7') iden­ tifica esta condición con la (6'). Llegamos así a establecer dos condiciones óptimas: la primera, dada por la (6'), que es válida cuando la tensión de alimentación es menor que la que fija la ecuación (7'). Y otra, la (lO'), que nos permite estimar la resistencia de carga necesaria para obtener las me­ jores condiciones de funcionamiento cuando se usan tensiones de alimenta. ción elevadas. De más está repetir que la primera carece casi de toda utilidad práctica. Pero lo lógico será investigar si tiene utilidad la nueva ecuación que hemos desarrollado. Para ello tomemos un triado diseñado típicamente para funcionar como amplificador clase A, aunque no es precisamente una válvula de recepción. Nos referimos a la 845, bien conocida, y para la cual el manual de válvulas transmisoras da varias condiciones de funcionamiento. Para esta válvula es p. = 100 watts y r, = 1700 ohms. El valor máximo para el cual es posible aplicar la carga "óptima" Rr, 2r, es, según la ecuación (7'): (E b . ) mlx 2 V 1700 X 100 820 volts aprox. El manual da la condición R" = 2r, para 750 volts en placa. Para Eb. 1000 volts, la ecuación (10') da

Ahora bien, en la Fig. 8 se tiene, evidentemente,

E bo

=

Tp

lo

y cuando E bo = (E bo ) m", (E bo )

r, _

ml<

~

donde (lo) m es el valor de lo correspondiente- a (E•• ) mh. Reemplazando en esta última ecuación el valor de (lo) m antes obtenido, se tiene

=

(Ebo)'mu

=

rp

4Pd

mh

= 2 V Pdr,

(7')

100G' ------ - 2 X 1700 = 10 000 100

El manual da RL 6000 ohms.

Para E bo = 1250 volts tenemos

2Pd

-

)

2E,o

lo

=

~o rp

#

1b

1R::l,X

-E bm1n 2100

=

~

RL

E1lmOl:l

se tiene

I

~)

( -E -••- ­ r, E bo de donde con algunos manipuleos que los aficionados al álgebra descubrirán fácilmente:

DRL

l'bo

=

RL

P.-Eh..

= --p;- E'bo

_

2r

p

(lO')

=

=

62500 - 1600 _250' _ 2 X 800 2566 15 15 El manual da 2500 ohms. Pero no hay que entusiasmarse demasiado: e·stas válvulas que hemos to­ mado para ensayar nuestra fórmula son ambas de muy baja resistencia anó­ dica en relación con su capacidad de disipación y han sido desarrolladas es­ pecialmente para trabajar como amplificadoras clase A. Tomemos en cambio la 6L6 conectada como tríada, con una capacidad de disipación de 10 watts y una resistencia anódica de 1700 ohms. Con 250 volts en placa, nuestra fór­ mula arroja el siguiente resultado:

¡-

Ehmll.:r:-E bm1n

=

RL

(9')

P u =: ~ R I ]2bo que resulta inmediatamente de la (1') teniendo presente que 10m.. = 210•., y observando que RI. -

=

=

Recordando que

y haciendo aquí

66000hms

_1250' _ 2 X 1700 15 625 - 3400 = 12225 ohms 100 El manual da 11 000 ohms. Para la conocida 2A3, con P d 15 watts, l', 800 ohms y E.u = 250 volts, tenemos RL

(8') El!O Llevando este valor a la ecuación (4'), la potencia de salida que en tonces obtenemos queda dada por: 0

(

3400

=

1. = ~

r,P.

=

RI. -

Pero la ecuación (31c) demuestra que los mayores rendimientos obtiénen­ se con las mayores tensiones E. mlx, es decir, con las mayores tensiones E •• , Por lo tanto, debemos investigar qué ocurre cuando usamos valores de la ten­ sión de alimentación mayores que los que permiten la aplicación de la condi­ ción óptima (7'). En este caso, la corriente de reposo, lbo, está limitada por

P u =-2~ 10

=

=

de donde (E bo )

29

l.

250' = ---10

2 X 1700

=

6250 -

3400

= 2850

Y he aquí nuestro primer fracaso: el manual aconseja una resistencia de carga de 5000 ohms. Con nuestra resistencia calculada tendríamos una salida de 1,7 watts pero acompañada de más del 10 '70 de distorsión. De ahí la necesidad de aumentar la resistencia de carga, con sacrificio, por supues­ to, de la potencia, que en las condiciones del manual se reduce a 1,4 watts con 5 % de distorsión. Aún menos favorable resulta el cotejo en el caso de otras válvulas no adecuadas para funcionar como amplificadoras en Clase A. De todos modos, las fórmulas (5') y (6') por una parte, y (8') Y (lO') por otra, nos permiten establecer puntos de partida razonables para el pro­ yecto, según que la tensión de alimentación elegida sea menor o mayor que la que da la fórmula (7').

30

AMPLIFICADORES DE AUDlOFRECUENCIAS

a) La potencia y la distorsión son mayores que las previstas. En­ sáyese un valor mayor de la resistencia de carga. b) La potencia es insuficiente, pero la distorsión es más haja que la calculada. Ensáyense menores valores de la resistencia de carga. c) Si una de las condiciones se satisface ajustadamente y la otra no, será necesario o trabajar con mayores tensiones de alimen­ tación o cambiar el tipo de tubo.

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

31

usaremos la "línea corregida" que se dibuja en línea llena. La nece­ sidad y oportunidad de esta corrección es una historia un poco larga de contar. Lo que ocurre es que, como veremos en seguida, en estos tubos la componente rectificada es importante. La corriente continua en funcionamiento es lbo + 1pO. donde lbo es la corriente que corres­ ponde a ec = -E cc y e" = E"o, es decir. en la condición de reposo o sin señal; en funcionamiento aparece la corriente lpo rectificada, que es del orden del 10 % de 1,,0, de modo que la componente continua total es bastante mayor que la de reposo. En cambio, la componente

Ejemplo. Se desea proyectar un amplificador clase A con tríodo. La potencía de salida debe ser de 3 watts en el secundario del trans­ formador como mínimo y la distorsión no superior al 5 %' Admitiendo una pérdida del 15 % en el transformador, la poten­ cia entregada por el tubo ha de ser de 3,5 watts, aproximadamente. Por lo tanto, elegiremos un tubo con una capacidad de disipación no menor de 14 watts, por ejemplo, el tríodo 2A3. La tensión mínima conveniente es 2 VI5 X 800 = 220 volts, aprox. Elegiremos 250 para estar algo más arriba. La corriente de reposo deberá ser igual a 15 : 250 = 0,060 ampo = 60 miliamperes En las curvas de la Fig. 3 se advierte de .reja sería la de una curva que está -40 y la de -50 volts, es decir, -45 Calculando ahora la resistencia de es de 800 ohms) se tiene:

R L

250 2

= -15- -

que la tensión de polarización a mitad de camino entre la de volts, aproximadamente. carga (la resistencia anódica

2 X 800

300

400

-~oo

TEN5!ON DE PLACA (VOLTS)

=

FIG. 10. -

Características de placa del tetrodo 6L6. con línea de carga.

2566 ohms

Las condiciones de funcionamiento coinciden prácticamente con las que da el manual de válvulas y, salvo una pequeña diferencia en la ubica­ ción del punto Q, con las que hemos venido analizando en los párrafos anteriores. Los resultados son pues satisfactorios y sólo queda por cons­ truir el amplificador y ensayarlo. Como ejercicio, usted puede encontrar las condiciones de funciona­ miento del mismo tubo con 300 volts en placa, ·valor que está dentro de los regímenes máximos. 2-7. Amplificadores con tetrodos de haces electrónicos. - La Fig. 10 nos muestra las características anódicas del tetrodo de haces electrónicos 6L6, típico representante de su familia. Estos tubos se usan del mismo modo que los tríodos, excepto que se necesita proveer una tensión continua fija a su pantalla. En la figura se ha trazado la línea de carga que corresponde a E cc = -14 volts, E"b = E bO '= 250 volts y R L = 2500 ohms. Esta línea es la que se representa parcial­ mente con línea de puntos en la figura; no obstante, para el cálculo

continua de tensión es siempre E"o, porque está fijada por la fuente. Las componentes alternas de tensión son iguales a las componentes al­ ternas de corriente multiplicadas por la resistencia de carga y con el signo cambiado. Pero como la componente rectificada de corriente no produce caída de tensión en la carga, las componentes alternas de co­ rriente que producen caída deben medirse con respecto a la suma 1" = lbo + lpo y no con respecto a 1"0 solamente. Por eso la línea de carga debe pasar por el punto eb = E bO • i h = lb = lbo + lpo' Para hacer la corrección se comienza por trazar la línea sin corrección y se cal­ cula la componente rectificada. Después el punto Q se corre hacia arriba en el valor calculado de lpo y se traza la línea corregida por la nueva posición de Q y paralela a la anterior. En el caso de la figura, el cálculo con la línea sin corrección da 1bO = 72 mA e 1po = 7 mA, La línea corregida se hace pasar por 72 + 7 = 79 mA, No es muy importante esta corrección; olvídela si quiere, pero alguien puede preguntarle qué significa "línea de carga corregida para compensar los efectos de rectificación con señales grandes", y se podría lucir repi­ tiendo lo que hemos dicho.

32

AMPLIFICADORES DE AUDIO FRECUENCIAS

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

Aplicando la fórmula [29] calculemos la potencia de sallda de este tubo en las condiciones anotadas. Se tiene E bmu = 410volts; E bmln = = 47volts; I bmax = 160 mA = 0,160 A; lbmin = 15 mA = 0,015 A. Luego,

para más adelante, cuando estemos en mejores condiciones para sacar provecho de ellas. Otras pueden hacerse aquí.

p

_

(E bmax -

E bm1n )

u

(Ibmax -

=

I bmin )

­

(410 - 47) (0,160 - 0,015) 8

363

X

0,145

0,6 watts

=

8

Con la fórmula [18] calculemos la amplitud de la 21). armónica ob­ servando que con la línea de carga corregida la corriente cuando eg pasa por cero (ee = -14 volts) es I bo ~ 73 mA. Se tiene así y21

0,160 + 0,015 - 2 X 0,073

= p2

0,175 - 0,146 4 0,029 4

o,oon A

7,2mA

tal como se había pronosticado, ya que esta amplitud es igual a la componente rectificada. La amplitud de la componente fundamental de corriente es, según la fórmula [16], y21p1

0,160 - 0,015

0,145 2

2

=

0,0725

=

72,5 mA

de modo que la distorsión por 21). armónica es del 10 %' La componente continua de corriente es I bo + lp(> = 73 + 7,2 = 8ü,2 mA. La potencia de entrada en placa es ü,0802 X 250 = 20 watts. La disipación en placa, 20 - 6,6 = 13,4 watts, y el rendimiento de placa: 'IP =

6,6 X 100 20

=

33 0/0

Decimos rendimiento de placa p()rque la válvula consume ademá~ cierta corriente de pantalla, la cual asciende a 7,3 mA con plena señal, y con 250 volts en este electrodo representa un consumo adici()nal de 0,0073 X 250 = 1,83 watts. La potencia de entrada total es entonces de 20 1,83 = 21,83 watts, y el rendimiento total:

+

7]1

6,6 X lOO 21,83

'" :W 0/0

2-8. Hay mucho que decir de los tetrodos cuando funcionan co­ mo amplificadores de potencia. Algunas observaciones deben reservarse

33

Podemos empezar por trazar la característica dinámica del tubo cuando funciona en las condiciones que hemos admitido en el párrafo anterior. Procediendo como lo hici­ ib (mA) mos en el caso del tríodo, obtenemos 200 la curva que se da en la Fig. 11. Fea, ¿ no? Esta curva tiene una par­ 180 ticularidad. En la parte inferior la ,~A,6O concavidad está vuelta hacia arriba; 140 en el extremo superior, la concavi­ 120 dad se invierte, está orientada hacia 100 abajo. Si intentamos buscar para esta curva una ecuación descriptiva 80 del tipo de la [9], que tan bien se 60 ajustaba a la del tríodo, un matemá­ 40 tico se reiría de nosotros y nos di­ ría: "No, amigo, esa curva necesita, 20 por lo menos, un término e g3 ". ¿ Su­ -30 -20 -io lo ecvotfs perinteligencia? No. Cualquier cur­ -40 FlG. 11. Característica dinámica

va en la que la concavidad se invier­ de transferencia del tetrodo 6L6 te como en la letra S, necesita para en las condiciones de trabajo de la ser descripta con cierta aproxima­ Fig. 10. ción, una ecuación del tipo I

i

a

+

be

+

e"

ce 2

+

de 3

"

y posiblemente aún términos con eS, etc. ¿ Qué importancia tiene esto? Si suponemos que e es una tensión senoidal y calculamos i, re­ sulta que ésta no sólo tiene componentes de frecuencia fundamental y de 2~ armónica, sino también de 3~ armónica, producida por el término cúbico e3 • y habría 4~, M, etc. armónicas si existieran términos con e<, eS, etc. Y en el tetrodo los hay en realidad. El cálculo de la distor­ sión que hicimos en el párrafo anterior es falso porque las fórmulas que empleamos se basan en suponer que no hay .otra cosa que 2110 ar­ mónica. Hay fórmulas más completas que permiten calcular la 2110, la 3:¡', la 4~, etc., armónicas con razonable precisión. Pero no tienen im­ portancia práctica para nosotros, en este caso al menos. La fórmula empleada para calcular la potencia de salida arrastra el mismo vicio; pero el error que se comete al usarla carece también de importancia. Los efectos de las armónicas superiores no pueden apreciarse en todo su significado suponiendo señales senoidales. El verdadero proble­ ma se presenta cuando la señal es más cercana a las señales reales, por ejemplo, una onda cuadrada o la superposición de varias ondas se­ noidales. Entonces sí que aparecen componentes extrañas a la salida. Como ilustración solamente, si usted aplica dos tensiones superpuestas de frecuencia 11 y 12 a un amplificador con distorsión de 211o y 311o

34·

AMPLIFICADORES DE AUDlOFRECUENCIAS FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

armónicas, a la salida aparecen componentes de las siguientes frecuen­ cias:

11 , 12

Fundamentales debidas principal­ mente al término cg 1

2/¡, 2/2

11 +/2./1-/2 / 1 + 2/2 , 11 2/2 12 - 2/1, 12'+ 2/1 3/1 , 3/2

J

. Debidas al término e.

2

Debidas al término c g3

De estas ¡doce! componentes. hay diez extrañas que no estaban en la señal. Por la 211- armónica se agregan a 11 y 12' las cuatro com­ ponentes 2/¡, 2/2, (/1 - 12) y (11 + 12)' Las otras seis se deben a la 311- armónica. Cuando hay 411- armónica. se agregan otras diez compo­ nentes extrañas, j haciendo un total de 22! Se comprende, entonces, que la potencia de armónicas superiores en la respuesta cuando la se­ ñal es senoidal, significa la creación de una cantidad enorme de pro­ ductos raros cuando la señal es la resultante de dos ondas senoidales. Si existiera una tercera frecuencia en la señal, las componentes extra­ ñas aumentan a unas 30 con 311- armónica, y a un número que no nos animamos a calcular con 411- armónica. Es cierto que la mayoría de estas componentes son de muy pe­ queña amplitud. y a veces es posible Que ni siquiera puedan medirse, pero sus efectos auditivos son enteramente imprevisibles. Estas consi­ deraciones parecen dar razón a los partidarios del triodo ; porque ha de saber usted que existen dos bandos entre la gente de audiofrecuen­ cia: los "triódicos" y los "tetródicos". No pregunte a Qué bando per­ tenece el autor. Es un ejercicio interesante trazar las características dinámicas del tríodo 2A3 para diferentes resistencias de carga. Observará que a me­ dida que aumenta la resistencia de carga, la curva se acerca cada vez más a la recta. Con R L = 5000 ó 10.000 ohms, verá que es difícil dis­ tinguirla de la recta. La distorsión, por consiguiente, disminuye. Este hecho puede mostrarse en otra forma. Recordemos la fórmula del cir­ cuito equivalente: p.

ip Tp

+ RL

y2Eg sen IJlt

Esta fórmula falla para valores de E g grandes, porque p. y r p va~ rían de punto a punto. El factor de amplificaci6n varía muy poco (i distancia horizontal!) en el tríodo, pero T p (inclinación) varía bas­ tante, alrededor del valor de 800 ohms que corresponde al punto Q. Pero el efecto de la variación de r p sobre i p está amortiguado porque figura en .el denominador de la fórmula la suma r p + R b , donde Rb es constante y mucho mayor que Tp • Las. variaciones de r p pierden impor-

35

tancia a medida que crece RL • y la aproximación de la fórmula es cada vez mejor. De otro modo: al aumentar RL , la línea de carga se hace más horizontal. Las distancias entre curvas medidas sobre esta recta tienden a confundirse con las distancias horizontales, es decir, a haeer­ se constantes. Esto significa que tienden a uniformarse las variaciones de eb Y de i b • que corresponden a de­ terminadas variaciones de ec • en cual­ quier parte que éstas se consideren. Es lo que se necesita para eliminar la distorsión. ¿ y en el tetrodo? En el tetrodo, -;;¡ p. no es de modo alguno constante ni tampoco lo es rp' Ésta. además, es ~ {l muy alta (22 500 en el caso conside­ /4 ~ rado en el ejemplo del párrafo ante­ ~ 12 rior) con respecto a la carga (2500 ¡;

.JO

< ohms), de modo que el efecto de "col­ l! 8 ~ chón" de RL desaparece. Gráficamen­ & 6 ..g te. al modificar la inclinación de la r 4~ línea de carga en la Fig. 10 no hay 2 ¿; nada parecido a lo que ocurre en el tríodo; se modifica así la forma de 1000 2000 3000 5000 ResIstenaa de earga (ohmsJ de la característica di n á m i ca, pero FIG. 12. - Potencia de salida y dis­ de manera completamente caprichosa. torsión del tetrodo 6L6 en función Varían la potencia de salida y la dis­ de la resistencia de carga.

torsión, pero, podríamos decir, al aca­ so. La Fig. 12 muestra el resultado. Se observa que la carga recomen­

dada, 2500 ohms, no corresponde ni al máximo de potencia ni al mí­

nimo de distorsión total, sino a un valor para el cual la distorsión de

311- armónica no es exageradamente alta ni la potencia muy baja. Es un

valor de compromiso.

(Aclaremos que por distorsión total se entiende

'1 ~

Dt

=

yD~+

D ~ + D ~ ...

donde D 2 , Da, D 4 , etc., son las distorsiones calculadas, o medidas, to­ mando en cuenta s610, respectivamente, la 211-, la 311-, la 411- etc., armó­ nicas.) Piense usted ahora en un altavoz. Dijimos que aceptábamos que se comporta con las corrientes alternas como una resistencia de R ohms. Pero no es así; esa resistencia varía con la frecuencia y va acompañada de una componente reactiva. El amplificador cargado con un altavoz no está cargado con una resistencia fija. En el caso del tríodo es muy fácil comprobar que ni la potencia ni la distorsi6n dependen mucho de la impedancia de carga; pero la Fig. 12 demuestra que con la 6L6 las cosas se presentan de manera muy diferente. Es imposible predecir lo que va a ocurrir; es casi imposible hacer mediciones que tengan al­ gún significado a este respecto en un amplificador; sólo el oído es juez y él parece darle la razón a los "triódicos".

36

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

Otra cosa hay que observar y reservar para más adelante: al va­ riar la resistencia de carga de la 6L6, es decir, al modificar la incli­ nación de la línea de carga, se observa que los valores de 1bro •• Y de I brri1n no varían gran cosa; esto significa que el tubo entrega casi la misma componente de corriente alterna, cualquiera que sea la carga. En el tríada, en cambio, los que varían muy poco cuando gira la línea de carga son E bmax Y E bmim es decir, el tríodo entrega casi la misma tensión, cualquiera que sea la carga. Es una diferencia "temperamen­ tal" importante. El tríada tiende a portarse como un generador de ten­ sión constante (independiente de la carga). El tetrodo como generador de corriente constante. ¿ Pero todas son desventajas para el tetrodo'! No. Observe que el tríodo 2A3 da 3,5 watts de salida con 15 watts de entrada ('7 = 23 %) y 45 volts de pico de excitación. El tetrodo 6L6 da 6,5 watts, con 20 watts de entrada ('7 = 33 %) y sólo 14 volts en reja. Los 3,5 watts los daría con 10 watts de entrada y 10 volts (más o menos) en reja. Además, el tríodo necesita 45 volts de polarización, y el tetrodo sólo 14. Otros tetrodos, el 25L6, por ejemplo, dan unos 4 watts con sólo 8 volts de pico en reja. Éstas son las ventajas del tetrodo: Mayor rendimiento, menor tensión de señal, menor tensión de polarización. Las dos últimas son de mucha importancia en la fabricación de receptores, en particu­ lar los del tipo llamado de "ambas corrientes" y los de acumulador. La importancia está en que es posible así construirlos más baratos. Ade­ más, con la realimentación negativa, que discutiremos a su tiempo, se arreglan muchas cosas. Cuando se ponen en juego potencias mayores, el factor rendimien­ to es importante, porque nuevamente significa economía. Un par de tetrodos 6L6 en conexión "push-pull" entrega sus 40 ó 50 watts con sólo 360 volts en placa, pero para obtener esta potencia con tríodos se necesita ir a tipos especiales, más caros, y que necesitan mayores ten­ siones en placa, esto es, una fuente de alimentación más costosa. 2-9. ¿Y los pentodos con reja supresora? - Los pentodos con reja supresora tienen todos los defectos del tetrodo, con algunos adi­ cionales, y no todas sus ventajas, se entiende como amplificadores de potencia. Su comportamiento es bastante similar al del tetrodo de ha­ ces electrónicos y, hay que reconocerlo, superan a algunos tipos de estos últimos, no bien logrados. El análisis del pentodo de potencia se hace como el del tetrodo, por lo cual no creemos necesario insistir sobre él. 2-10. El transformador de salida. - Si usted se dedica a la cons­ trucción de amplificadores de cierta importancia o piensa encarar el negocio, sería oportuno que mandara hacer un gran cartelón que diga: NINGUN AMPLIFICADOR ES MEJOR QUE SU TRANSFORMADOR DE SALIDA

Y lo pusiera en s~tio visible. Vamos a ver por qué.

I

37

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

El transformador, dijimos antes, consiste en dos bobinas arrolla­ das sobre el mismo núcleo. La Fig. 13 da una idea de lo que es (j pero no es un dibujo para fabricación!) y vamos a explicar su funciona­ miento, sus cualidades y sus defectos, amablemente. Supongamos que entre el borne a y el b del primario se aplica una tensión alternada senoidal ego a la vez que se dejan abiertos los bornes del secundario. Aparece una corriente en el primario que lla­ maremos i M • ¿ Cuánto vale esta corriente'! Para decidirlo vamos a re­ flexionar un poco sobre lo que ocurre en el sistema. Podemos aceptar, sin gran pena, que una tensión alternada prod uce también una corrien­

a

r-::=

..

, ('I'M/,

I

•

""'"

..r'.

¿t 1- :,¡l#f;,..,s ,

t

ti L----Jf8.. b

~

e

t"'+-.;-

nz vueita~

-

]

2

R

~ \~++---"'¡"'¡'-1-...

d

Fra. 13. -

Representación esquemática del transformador de para la discusión de su funcionamiento.

a~diofrecuencias

te alternada. Esta corriente, al recorrer un circuito que enlaza un núcleo de hierro, produce un flujo magnético, el que, según leyes ex­ perimentales, es, en cada momento, directamente proporcional a la co­ rriente l. El flujo será también alternado y senoidal si lo es la tensión aplicada ego Llamando 1M al valor eficaz de la corriente que circula por el primario cuando el secundario está abierto, .p' M al valor eficaz y e/M al valor instantáneo del flujo producido, se tendrá, entonces, e/M

= Y2.p'M sen 21T ft = An1 y21 M sen 21T ft

es decir, .p'M

=

An1I M

[36]

donde A es una constante que depende de la estructura del conjunto y de las unidades en que se midan .p'M El 1M ; 11.1 es el número de es­ piras de la bobina primaria, que conviene hacer figurar en forma ex­ plícita en la ecuación en lugar de involucrarla en la constante A, porque se comprende fácilmente que los efectos magnéticos de 11.1 vueltas con 1 Al hacer esta afirmación se desprecian aspectos secundarios del pro­ blema, los que, en general, no afectan a los resultados que vamos a obtener.

38

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICAOORES

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

corriente 1M equivalen a los de una sola vuelta con corriente nl1M' Tenemos entonces que en el núcleo existe un flujo magnético alterna­ tivo, que, nótese bien, es rodeado ni veces por el circuito primario. Otra ley experimental dice que cuando un flujo magnético es ro­ deado por un circuito, la variación de ese flujo induce en el circuito una tensión con el sentido adecuado para producir una corriente que tiende a compensar las variaciones del flujo y, por lo tanto, de la co­ rriente que produce éste. Ahora, la corriente 1M varia, describiendo el ciclo alterno, por ac­ ción de la tensión aplicada eg ; luego, para oponerse a las variaciones de la corriente, la tensión inducida, VI' debe oponerse a eg , es decir, tener el sentido que se muestra en la figura. Esa tensión inducida se llama fuerza contraelectromotriz por oposición a eg, que es la fuerza electromotriz. Su valor, según la misma ley experimental, es directa­ mente proporcional a la rapidez con que varia el flujo. El flujo, al­ ternado, pasa del valor máximo en un sentido al valor máximo en sen­ tido opuesto en el transcurso de un semiperíodo ; se comprende que su Tapidez de variaci6n (cantidad que varía por unidad de tiempo) es ma­ yor cuanto mayor sea el valor máximo en uno u otro sentido y cuanto mayor sea la frecuencia (menor el semiperíodo); luego, se podría es­ cribir razonablemente VI = Bnlf'M

[37]

donde VI es el valor efectivo de la fuerza contraelectromotriz y aparece nuevamente ni, porque evidentemente el flujo '11. rodeado ni veces por un circuito produce el mismo efecto inductor que el flujo n l 'M rodeado una sola vez. Poniendo en la [37J el valor de '11. que da la [36J, se tiene

VI

=

ABn ~flu

[38]

21TL p

[39]

y si escribimos

ABn 21

obtenemos VI = 21TfLpl u

[40]

.que es una fórmula que usted ya conoce seguramente y donde L p es, 'por definición, la inductancia de la bobina primaria P. ¿ Qué relación hay ahora entre VI Y E g ? Es fácil comprender que deben ser iguales en el plano ideal en que nos estamos colocando. Si, en efecto, fuera E g > VI, dominaría E g y tendería a aumentar las 1Jariaciones de la corriente, es decir, su amplitud, ya que no su fre­ cuencia; aumentaría, en consecuencia, 'M y, por lo tanto, VI' Preci­ samente lo contrario ocurriría si VI fuera mayor que E g • Luego, la única posibilidad de equilibrio es que VI crezca hasta alcanzar justa­ mente el valor de E g• . La ecuación [40] puede escribirse entonces E~ = 21TfLill,

[41]

39

de donde la bien conocida fórmula que da la corriente a través de un inductor de inductancia Lp :

Eg

1M

21TfL p

[42J

¿ Qué pasa mientras tanto en el secundario? Su circuito, aunque está abierto, también rodea (n 2 veces) al flujo '11., suponiendo que las lineas de éste sigan fielmente el recorrido marcado con línea llena en la figura. Por lo tanto, también en este circuito se induce una tensión, la que será según la ecuación [37] V 2 = Bn 2f'M

[43]

con igual sentido que VI' es decir, tendiendo a hacer positivo el termi­ nal c del secundario cuando VI tiende a hacer positivo el terminal a del primario. (Nótese que suponiendo que a es el principio del prima­ rio, y c el principio del secundario, para llegar de cad hay que dar vueltas alrededor del núcleo en el mismo sentido que para pasar de a a b. Los dos arrollamientos están arrollados en el mismo sentido). Comparando las ecuaciones [43] y [37] se obtiene la primera regla de oro de los transformadores VI

V2

-

~= N

n2

[44]

donde N = n l /n 2 se llama relación de transformación de primario a secundario. Supongamos ahora que se cierra el secundario sobre una resisten­ cia R. Aparece, en consecuencia, en el secundario, una corriente 12 con el sentido indicado en la figura. Esta corriente da vueltas alrededor del núcleo en sentido contrario a 1M , produciendo, por lo tanto, un flujo también opuesto a '11.; VI tiende, en consecuencia, a debilitarse, domina E g en el primario y aumenta la corriente en este arrollamiento, de modo de restablecer el flujo rodeado por el primario y VI en sus pri­ mitivos valores, ya que la única condición posible en el primario es VI = E g , para lo cual el flujo neto debe quedar siempre igual a '11.' Veamos: el flujo producido por el secundario es, extendiendo a este circuito la validez de la ecuación [36], 2

=

A~12

[45]

Para compensarlo, la corriente del primario debe aumentar en un valor 1'1 tal que Anl 1'1 = 2 = A~12 La corriente 12 del secundario y el aumento de corriente del pri­ mario 1'1 deben satisfacer entonces la condición siguiente, que es la segunda regla de oro de los transformadores: n l 1'1 =

n212

[46]

40

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

41

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

la que muchas veces, despreciando 1M en comparación con 1\ se es­ cribe n 111 = n 212 [47]

él

donde 11 representa la corriente total en el primario. La potencia en­ tregada a la carga R es, por cierto, . P 2 = V 2 12

ya que la carga es puramente resistiva (factor de potencia = 1). La potencia entregada por el generador al primario es en general PI

=

VIII' F

IlZ -.!!z. IJI-n,

+ R

(2"2=

~~ !J.=(~) R 1',

[48] a

~

dende F es el factor de potencia. Pero de las ecuaciones [47] Y [44] se deduce con facilidad que

i', n, ~ tI n, Z

(a)

tI

"2

L,

R,

+

I

e,=e9

VIII = V 212

R

I

y dado que, despreciando fenómenos secundarios, el transformador no consume potencia, se tiene PI igual a P 2 , y el factor de potencia del primario igual a la unidad. En consecuencia: Un transformador car­ gado en su secundario por una resistencia pura, ofrece una impedan­ cia también resistiva al generador que alimenta su primario. El valor de la resistencia R L ofrecida por el primario se calcula en seguida. De la [44] Y de la [47] se obtienen inmediatamente VI

11

=

=

VI

_

b

L,=Lp{/-k) L'p= Lp k

Transformador ideal

L,

LZ

R

n2

(e)

n2

b

--n;-

Dividiendo miembro a miembro

--r;- -

tJ>

ni

V2

12

(b)

V2

-¡;-

(ni \ n;.J

L, =Lp (I-k) L'p= k Lp

Transformador ideal

a Lz=LI(~~)2

2

+

R

Pero V 2 /1 2 = R, por la ley de Ohm, y V¡/I 1 es la resistencia que buscamos, por definición. Llamándola R L • resulta R L = R ( :: )

2

[49]

que es la tercera regla de oro del transformador.

Influencia de la corriente de magnetización. Vamos ahora a corre­ gir nuestras reglas áureas para tomar en cuenta ciertos fenómenos se­ cundarios. Lo primero que debe hacerse es restituir su categoria a la corrien­ te 1M que circula por el primario cuando el secundario está abierto. Esta corriente se llama corriente en vacío o corriente de magnetización y su consideración es importante porque también debe ser provista por el generador. Las ecuaciones [47] Y [49] son sólo aproximadas a causa

a~ +

L,

L

(!!!)2

Z n2

+

I

.,. b

FIG. 14. -

n,

R(~t

E,

(e)

p~ 2

d Cinco etapas en la obtención del circuito equivalente del transfor­ mador de audiofrecuencias.

42

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCJAS

de este olvido en que dejamos a 1M , En vez de complicar estas fórmu­ las haciéndoles perder su claridad, optamos por desdoblar el transfor­ mador en dos partes: una que cumple exactamente las relaciones [47] Y [49], Y otra que da cuenta de 1M , Se tiene así el primer circuito equivalente de la Fig. 14a. Tomar así el transformador tiene una ventaja, tratándose de transformadores de audiofrecuencias que han de cubrir una gama amplia: la corriente 1M , por la ecuación [42] es importante cuando f es baja. Cuando au­ menta la frecuencia, 1M disminuye. Por lo tanto, ocurrirá que sobre cierto valor mínimo de la frecuencia, 1M es bastante pequeña como para dejarla de lado (i l'¡ no depende de la frecuencia!). La inductancia L p se llama inductanciC1! de magnetización. Inductancia de dispersión y resistencia propia de tos devanados. Otra corrección importante .proviene del siguiente hecho. Hasta ahora hemos supuesto que todo flujo producido por la corriente del prima­ rio atraviesa el secundario y, a su vez, que todo el flujo producido por la corriente del secundario atraviesa el primario. No tiene por qué ser necesariamente así: aunque las líneas de flujo tiendan a cerrarse por dentro del hierro, algunas escapan de él y se cierran por el aire abra­ zando una sola bobina, tal como se muestra con las líneas de puntos en la Fig. 13. La relación que existe entre las magnitudes de estos flujos dispersos y los flujos totales de cada corriente depende exclusivamente de la forma y dimensión del núcleo y de las formas, dimensiones y disposición relativa de las bobinas. El flujo total enlazado por el primario se puede expresar, enton­ ces, como la suma de una parte que es enlazada también por el secun­ dario y de otra que no lo es. Llamando cflM al flujo total en vacío, se tiene entonces

cf/M = M es el flujo común a los dos arrollamientos, y cf>ol el flujo de dispersión. Para corregir la fórmula [43], entonces, hay que poner 'M, de donde resulta que la tensión indu­ cida en el secundario es menor que la supuesta, tal como si al pri­ mario se aplicara una tensión algo menor que E g y el transformador no tuviera dispersión. Al cerrar el secundario, el flujo total del prima­ rio aumenta al aumentar la corriente de este arrollamiento. Una parte es compensada por el flujo generado por el secundario, pero como el flujo de dispersión es proporcional al flujo total producido por el arro­ llamiento, el término cf>Dl de la ecuación [50] aumenta en proporción a la corriente del primario. Pero cf>'M. el flujo neto abrazado por el . primario, no puede modificarse porque E g debe seguir balanceada por la tensión total inducida en el primario. Hay, por consiguiente, una reducción aun mayor del flujo común cf>M y, por lo tanto, de V 2 , lo que, si se quiere, equivale a una mayor reducción de la tensión que puede considerarse aplicada a lin transformador sin dispersión en el primario.

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

43

A las cualidades supuestas como propias del transformador ideal de la Fig. 14a, se puede agregar la de no tener dispersión en el pri­ mario. Los efectos del flujo de dispersión se toman en cuenta agre­ gando en serie con el circuito primario un inductor L¡ capaz de pro­ ducir un flujo equivalente a M - 02' También el secundario tiene resistencia, por lo cual, cuando circula corriente, la tensión E 2 que aparece en los terminales, sufre una reducción adicio­ nal RJ2' Perfeccionemos entonces nuestro transformador idl;!al; supongamos que no tiene ni dispersión ni resistencia, dejemos V 2 como estaba y encarguemos a L 2 y R 2 corregir los resultados. Se tiene el circuito equivalente más completo de la Fig. 14c. Los valores de L¡ y de L 2 están vinculados a L p y L. (inductan­ cia del secundario) por las simples relaciones L¡ = cLp = c(L'p L 2 = eL.

+ L¡)

[51]

donde e es el coeficiente de dispersión, el mismo para los dos bobina­ dos, porque, como ya dijimos, la relación entre los flujos dispersos y los totales depende de la estructura del sistema, y las inductancias están ligadas a los flujos que producen las corrientes por relaciones directas. En lugar del coeficiente de dispersión se emplea en los cálculos el coeficiente de acoplamiento k, definido por la relación k

L'p L'~

+L1

44

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

y se ve en seguida que 1 -

LI

L'D

k = 1

L/ p

+

L'p

.11

+

puesto entre extremo y extremo de cada bobinado, tal como se mues­ tra en la Fig. 14d con los capacitores CI y C2 • Además, hay cierta capacitancia entre ambos arrollamientos; si, como es normal en los transformadores que se estudian, el primario y el secundario tienen un punto común, al menos para las componlilntes alternadas de corriente y de tensión, esa capacitancia mutua se puede tener en cuenta como se muestra con Cm, también en la Fig. 14d. H,ay, por último, cierta capacitancia entre cada arrollamiento y el núcleo, pero sus efectos pue­ den considerarse cubiertos por C I y C2 en el caso en que el punto co­ mún esté unido al núcleo, como es habitual.

e

L,

Por lo tanto L1

(1- k)L p

[52]

L/ p

kL p

[53]

L 2 = (1-k)L.

[54]

y

Para el secundario se tiene

Por último, debe tenerse presente que como consecuencia de que el núcleo está sometido a una magnetización alternada de la misma fre­ cuencia que la tensión aplicada, se causa en él cierta pérdida de ener­ gía (pérdidas en el hierro) que aparece como calor. Estas pérdidas dependen en forma regularmente complicada de la tensión y de la fre­ cuencia de e¡, pero se las puede tomar en cuenta agregando la resis­ tencia R p , Fig. 14d, en paralelo con el primario. En los transformado­ res de audiofrecuencias estas pérdidas se consideran de tan escasa im­ portancia como para descartarlas.

Pero L 2 puede expresarse directamente en función de L p o de L h en virtud de las consideraciones siguientes. En efecto, por la ecuación [39] se tiene ABn~ .== 217"L p y del mismo modo podrá escribirse ABn~ =

217"L.

puesto que A y B son constantes que dependen de la estructura del sistema, y éste es el mismo para los dos arrollamientos. Luego, p -L = -n~ 2-

L.

n2

..

Ls

=

L p ( -nz- ) n1

2

[55]

f

y llevando este valor de L. a la [54] L2

=

(1-k)L p

iI

)2 (~ nz

, ro

~

y por la [52]

l.

L 2 = L1 (

n2 )2 ---n;-

"

[56]

Otra expresión de gran importancia. Capacitancias dist1·ibuidas. Nuestra representación del transfor­ mador está resultando bastante complicada, pero desgraciadamente es aún incompleta. Lamentamos mucho que sea así, pero se comprenderá que no es culpa nuestra. Nos hemos propuesto averiguar cómo funciona un amplificador, y esta investigación supone un esfuerzo de parte de quien escribe y de parte de quien lee. Nosotros cumplimos con nuestro deber, pero la investigación sólo podrá tener buen éxito si usted no economiza esfuerzos para seguirnos, aun cuando el tema aparezca algo árido. Las cosas no tienen por qué ser sencillas. Hay, en efecto, otros fenómenos que se necesita tener en cuenta en los transformadores. Uno de ellos es el que se debe a las capacitan­ cias distribuidas de los arrollamientos. Los bobinados de los transfor­ madores consisten, cada uno, en una cantidad de espiras dispuestas en capas sucesivas. Cada dos capas vienen a formar así un capacitor, y el conjunto de las capas un capacitor equivalente que viene a estar dis-

45

Reducción al transformador 1 : 1. Hemos llevado a tal extremo las cualidades del transformador ideal, que lo único que nos queda por ha­ cer es suprimirlo. Para ello, sin embargo, hay que salvar dos dificulta­ des: la capacitancia mutua Cm y los efectos de la relación de vueltas n¡/n2' En cuanto a la primera, podemos dejar de lado Cm porque en las construcciones buenas se elimina esta capaCitancia introduciendo un blindaje electrostático entre ambos devanados, unido al punto común O. No hay transferencia capacitiva de energía entre primario y secunda­ rio y, por lo tanto, el valor de Cm es nulo en la Fig. 14d.

En cuanto a la relación de transformación, se observará, que su efecto principal es el de hacer que la carga del secundario se pre­ sente al primario como multiplicada por N2 = (n¡/n 2) 2. Por lo tanto, si consideramos como carga del secundario no sólo a R sino también a Lo, R 1 y C2 , desde el punto de vista del primario podemos eliuinar el t~ansformador ideal a condición' de multiplicar todas las impedan­ cias del secundario por (n¡/n2) 2. Pasamos así a la Fig. 14e, donde, además, suprimimos R p y Cm' Nótese que para aumentar la impedan­ cia (reactancia) del capacitor C2, (n¡/n 2)2 veces, hay que dividir C2 por (nl/n 2) 2, es decir, multiplicarlo por (n 2/n 1 ) 2, porque la reactan­ cia de un capacitor es inversamente proporcional a la capacitancia (Xc = l/ wC). Es cierto que la tensión que ahora mediremos sobre la R transformada no es ya E 2 sino E 2(n¡/nz) , del mismo modo que la corriente que se mide es 12(n2/nl) en lugar de 12 , pero eso no tiene importancia: basta con tenerlo en cuenta en los cálculos. De todos mo­ dos, la potencia es la misma en los dos casos. 2-11. Respuesta del amplificador de potencia a frecuencias va­ riables. - Al analizar el funcionamiento del amplificador de potencia

46

47

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

hemos supuesto, para poder hacer pie, que estaba cargado con una re­ sistencia pura. Cuando incluimos un transformador, le adjudicamos propiedades ideales, suponiendo que meramente transformaba la mag­ nitud de la carga real. En la práctica, los transformadores distan mu­ cho de ser ideales, como se ve en el circuito equivalente de la Fig. 14e, y sus defectos son tan importantes que con razón puede decirse que el proyecto de un amplificador de potencia no es ni más ni menos que el proyecto del transformador de salida. Una solución completa del problema es imposible por lo complicado que es el circuito equivalente del transformador. Por eso no hay otro recurso que continuar con las soluciones aproximadas. Aquí nos pro­ ponemos averiguar cómo responde el amplificador con su transforma­ dor para diferentes valores de la frecuencia de la señal. La solución completa consistiría en calcular la impedancia que el circuito de la Fig. 14e ofrece entre los terminales a y b para cada valor de la fre­ cuencia; con este valor de la impedancia calcular la potencia Q.ue la válvula entrega al transformador (y la distorsión resultante) y des­ pués calcular la parte de esa potencia que finalmente llega a R. Una labor formidable ... y que no sirve de mucho porQ.ue el último juez no es el cálculo sino el oído, como ya hemos dicho, Pero es bueno ubicarse y orientarse para encarar el problema desde un punto de vista práctico, sí, pero también razonable.

Empezaremos por dejar de lado la distorsión. Entonces la válvula puede ser reemplazada por el generador equivalente de la Fig. 2, po­ niendo el circuito de la Fig. 14e en lugar de R L , tal como se ve en la Fig. 15a. Además, las resistencias propias de los devanados R l y R 2 tienen que ser pequeñas en un buen transformador, comparadas con r p y con R L , pues esas resistencias no hacen más que disipar potencia como calor, sin ningún efecto útil. Admitimos que sea así; después po­ ' dremos corregir los resultados. Ahora, otra hipótesis simplificativa. Si la frecuencia es bastante alta, la reactancia 27r fL p de la inductancia de magnetización L p será bastante alta como para despreciar la corriente de magnetización 1M , Si es así, podemos suprimir L p • Y si la frecuencia es bastante baja, las reactancias de L l y L'2 podrán ser tan bajas como para despreciar las caídas de tensión en estos inductores y, por 10 tanto, eliminarlos. Con la misma condición de frecuencia bastante baja podemos despre­ ciar las corrientes que se derivan por Cl y C'2 y eleminar estos capa­ citores. Puede ocurrir que dentro de la banda en que se supone traba­ jar el transformador, haya una región que comprenda frecuencias que son a la vez "bastante altas" y "bastante bajas" como para dejar el circuito equivalente en la forma que muestra la Fig. 15b. Esa región se llama "banda de frecuencias medias" cuando existe. El circuito que nos ha quedado es maravillosamente simple. Se tiene aquí

R,

d

I

rp

~)y:l

..

....:L

_L_,_

R'

~:,

c,

b

e

Rz=Ri~)"

h

L'z = l.,(%)"

'ttl

R,= R (~)2

rp

-

.él

1'2

-

--

.e E2

Z=R,

~Rl

r

como ya se sabia, donde (E'2)med indica la tensión de salida para las frecuencias medias.

*

E'z= fe ~ j'.,= Jz

d

e

-­

Z,#R L

~Lp

o

(e)

El ~RI.

'VJpEg

b

d

(b) L,+l'..

''V»)'E g

rp

I e,

c¡,

z

E

Rl

-

El!

lL 'F Rl 'V~Eg

Respuesta (]J las frecuencias bajas. Por debajo de las frecuencias medias, frecuencias inferiores, los efectos de las inductancias de dis­ persión y de las capacitancias son con mayor razón despreciables. En cambio, la corriente de magnetización cobra importancia creciente, de modo que L p debe ser repuesta en el circuito, tal como se ve en la Fig. 15c. Es relativamente fácil calcular la tensión E' 2 que ahora se tiene, y cualquiera que recuerde un poco la teoría de los circuitos puede hacerlo. El resultado es el siguiente, muy importante: (E' 2) [nl =

(=(,~L'2

rp

~R(

' (E' 2) med

~

1

2

+(~) 2 fL 7r

FIG. 15. -

(e)

Simplificaciones del circuito equivalente del transformador cuando el espectro de frecuencias se divide en tres zonas.

[58]

p

donde (E' 2) med es el valor calculado para las frecuencias medias, y

rpR L (d)

[57]

c2= c.,(*")"

d

(a)

pE¡;

RL _

(E'2)med =

R par = r p

+ RL

es la resistencia combinada de r p y R L en paralelo.

[59]

49

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

Se notará que la tensión de salida depende de la frecuencia y que hay un valor particular de ésta, ti' que cumple con la condición 27rtl L p = R par es decir,

del amplificador, la curva permite calcular la relación de tensiones para cualquier valor de la frecuencia.

48

¡.

Rpar 27rL p

=

1

Ejemplo. Calculemos cuál debe ser la inductancia del prima­ rio del transformador del amplificador que hemos analizado en pá­ rrafos anteriores, con el tríodo 2A3, para que la frecuencia de corte inferior sea de 50 ciclos por segundo. La resistencia de placa r p es de 800 ohms, y la de carga de 2500 ohms. Por lo tanto

[60]

para lo cual (E'2) In! es igual a (E'2) med/Y2. La corriente quedará di­ vidida por la misma cantidad, '.12, ya que la resistencia R L queda la misma. Entonces la potencia entregada a la carga para esta frecuen­ cia ti es (E'2)med (1'2) med (E'2) med X (1'2) nml PI '.12 X 2 2

R par

L

es decir, la mitad de la que transfiere a las frecuencias medias. Por esta razón, este valor particular de la frecuencia es un índice del com­ portamiento del amplificador a las frecuencias bajas y se lo toma como referencia, designándolo con el nombre de trecuencia de corte inferior del amplificador. Si el valor de ti que da la ecuación [60] se int,ro­ duce en la [58] se tiene una expresión muy cómoda 1

Inf

(E'2) med

=

.J-l+(~i)

par

~

0.4 O,Z QI

0.'

ti =

iI' /

0.3

/"

..-" Q,

0.4

0.6

0.8

I

Z

4

6

8

JO

flr, Fra. 16. - Curva universal para calcular la respuesta a las frecuencias infe­ riores. La misma curva sirve para el acoplamiento a resistencia y capicitan­ cia y para prever los efectos de la variación de la impedancia de carga. La Fig. 16 representa la ecuación [61] dando los valores de la re­ lación de tensión en el eje vertical y los de la relación de frecuencias t/tl (fíjese bien) en el eje horizontal. Conocida la frecuencia de corte

R par

[62]

27r t.

X

1,91 henrys

50

56250000 25000

22500 X 2500 22 500 + 2500

--~._------

2250 ohms

y, por la ecuación [60],

./

O.S

=

R

1/

Op

600 ohms

Si este mismo transformador se utilizara con el amplificador con 6L6 y la misma impedancia de carga, tendríamos, tomando r p = 22 500 ohms, según el manual,

_1"""

!

-

600

Lp = (3,'28

,

Q7

"'u

y reemplazando valores

que ofrece la ventaja de servir para cualquier caso con tal de reempla­ zar ti por el valor que corresponda al transformador y al tubo que se consideren. Elnt ~'9 Emed ~

-33~

_ p

[61]

- ..- _ . - 2

2000000

800 X 2500 -2500 +-800

De la ecuación [60] se deduce en seguida

'.1

(E'2)

-

I

2250 6,28 X 1,91

~

187 ciclos por segundo

Se calcula en seguida que para llevar en este caso la frecuen­ cia de corte a 50 ciclos, la inductancia del primario debe elevarse a 187 X 1,91 -+- 50 ~ 7,3 henrys. Ésta es otra ventaja de los tríodos: el transformador de sali­ da necesita menor inductancia de magnetización para igual fre­ cuencia de corte, aunque, como veremos, es una ventaja más apa­ rente que real. Ejemplo. Suponiendo que el altavoz tuviera 8 ohms de resis­ tencia, la relación de transformación se calcula con la ecuación [49] modificada así

ni n2

~

RL R

[63]

50

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

Introduciendo f. en la [64J se obtiene una ecuación normalizada semejante a la [61J

Luego,

~

=

-V 2500

17,7

=

El primario debe tener 17,7 veces más vueltas que el secundario.

Respuesta a las frecuencias altas. Cuando la frecuencia es superior a los valores que permiten despreciar la influencia de las inductancias de dispersión y las capacitancias distribuí das, éstas deben incluirse en el circuito. En cambio, se elimina Lp porque la corriente de magnetiza­ ción vuelve a ser despreciable. Se tiene así el circuito de la Fig. 15d. Ahora bien, tratándose de un tríodo de baja resistencia de placa, como el tipo 2A3, la reactancia de C 1 resulta muy alta comparada con r p• En efecto, C1 puede ser del orden de los 50 micromicrofarads. A los 16000 ciclos por segundo un capacitor tal tiene una reactancia X

=

1

1

2-rrfC

2-rr X 16000 X 50 X 10-12 = 200 000 ohms

2-rrfL )

'\J

R. er

o, 7

"'" ""

0., 5

I;

o, 5 o, I (),.31

R. er = r p

o,

, --

0,6

0,4

o,~

0,1

FIG. 17. -

.......

o.e

-

I

4

6

6

10

(/f6 Curva universal para calcular la respuesta a las frecuencias superiores. (E'2)~"p

1

~1+(+)2

la que se representa gráficamente en la Fig. 17.

Ejemplo. El coeficiente de acoplamiento del transformador utilizado en los ejemplos del párrafo anterior es de 0,995. Calcu­ laremos la frecuencia de corte superior para el amplificador con tríodo y con tetrodo. Se tiene como valor de la inductancia de dispersión

+ L'2 = L

RL

:

L [65}

La tensión de salida es y2 veces menor que la que corresponde a las frecuencias medias cuando

(l-k)L p

+

(l-k)L. ( :: )

1

=

=

2(1-k)Lp

2 X (1 - 0,995) X 1,91

=

=

800 + 2500 6,28 X 0,0191

=----0.I2

=

7,3 henrys)

Para el tetrodo resulta (Lp

L

es decir, para la frecuencia de corte superior

0,0191 henrys

=

3300

2 X (1 - 0,995) X 7,3

=

27500 c/s

0,073 henrys

y B

=

R. er 2'l1'L

2

Reemplazando en la ecuación [66J, obtenemos para el caso del tríodo:

f.

R. er

f

[67J

es decir,

+

=

..........

o. 1

(64J

2

donde R. er es la combinación en serie de r p y R L

2-rrf.L

0,' I

L = L1

-¡-;-+(

¡-...,

(E'2)moJ.

(E'2) med

=

I

E5lIp O. ¡ fmed

10 12 5 X 10 6

que es mucho mayor que r p y que R L • Lo mismo ocurre con C'2 = C 2 (n2/n1)2, porque con ser C 2 del mismo orden que C 1 o menor, está multiplicado por el recíproco del cuadrado de la relación de transfor­ mación, de modo que C'2 es mucho menor que C2 y C 1 porque la rela­ ción de transformación es en general bastante grande. Por consiguiente, C1 y C2 pueden eliminarse sin ninguna clase de dudas del circuito equivalente, con lo cual éste queda reG1.J.cido al sim­ ple circuito serie de la Fig. 15e. Es fácil calcular aquí que la tensión sobre la carga R L resulta ser

(E' 2) .up

-

r

8

n2

51

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

[66}

f.

22500 + 2500 6,28 X 0,073

25000 0,45

ro 54000 c/s

52

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

con

Se observa que con transformadores de igual tipo de construc­ ción (igual dispersión) el amplificador con tetrodo da una respues­ ta más amplia que el que usa triodo si se igualan las frecuencias inferiores de corte. Pero el transformador para el tetrodo debe tener casi cuatro veces más inductancia primaria que el del triodo y es, en consecuencia, más caro.

RL

~1

+(

ZL

)

RL

2

[69]

21rILp

1

~

1

+( 1;1 )

[70] 2

[72]

T

Ejemplo. En el ejemplo de la pág. 49 hemos visto que nues­ tro amplificador con 2A3 tiene una respuesta (E 2 ) lnr/ (E 2 ) med = = 0,707 para 50 ciclos por segundo con L p = 1,91 henrys. Exami­ naremos lo que ocurre con la distorsión. Para ello calculemos el valor de la impedancia de carga en esas condiciones. Con la ecua­ ción [71] calculamos:

1'1

~

2500 6,28 X 1,91

=

=

208 c/s

Con la ecuación [70], la impedancia para la frecuencia 1= 50 c/s resulta: ZL

2500

r

1

~

1

+( 25~8 ZL

=

2500

1

VI + 17,3

585 ohms

El ángulo de fase, calculado con la eco [72] resulta tg

e

ZL

=

208 50

= 4,16

de donde

e =

La ecuación [68] puede escribirse, como en el caso de la [61], en la forma ZL RL

1'1

e

76°30'

(68]

con un ángulo de fase que, a su vez, está dado por tg eZL

tg

ZL

23~p

[71]

Por lo tanto, la curva de la Fig. 16 representa también la varia­ ción de la impedancia de carga, a condición de tomar en ella I1 como 1'1' Del mismo modo, se tiene

1

ZL

RL 21rL p

/'1

Aun en el caso del tetrodo, la consideración de los efectos de las capacitancias Cl y C2 , más importantes a causa del mayor valor de r p , no es esencial y los resultados obtenidos más arriba pueden considerar­ se como representativos de la realidad. Lo dicho es válido, téngase pre­ sente, si R L es menor que r p' o sólo algunas veces mayor y el trans'­ formador, además, es de relación descendente (nl/n2 > 1). 2-12. Variación de la impedancia de la carga. - Ocurre a me­ nudo que la respuesta obtenida con las fórmulas del párrafo anterior es satisfactoria dentro de una determinada gama de frecuencias, a pesar de lo cual la onda de salida resulta muy deformada en las frecuencias inferiores y en las superiores. Esta distorsión se debe, entre otras causas, a que para las frecuencias inferiores el tubo trabaja con una impedancia de carga que es diferente de R L , debido sea a la presencia de la corriente de magnetización, sea a la de la inductancia de disper­ sión y a las capacitancias. La impedancia de utilización puede, a su vez, presentar valores variables con la frecuencia, tal como ocurre, por ejemplo, cuando es la de un altavoz. Conviene examinar el problema para darnos cuenta de la impor­ tancia de este efecto, suponiendo que R L queda constante para no com­ plicarlo demasiado. En las frecuencias inferiores, la impedancia total de carga del tubo está constituida por R L y L p en paralelo (Fig. 15c). La impedancia equivalente de la combinación, de acuerdo con las reglas de combina­ ción de impedancias en los circuitos de corriente alterna, puede expre­ sarse por la relación

53

En la Fig. 18 se ha trazado la línea de carga correspondiente a una impedancia de 585 ohms, suponiendo que es una resistencia, es decir, sin tomar en cuenta que la carga es ahora inductiva. Se tiene I bmax 220mA; I bm1n = O; I bo = 65mA E bmax 270 volts; E bmln = 155 volts Fácil es darse cuenta que la onda de corriente y la de tensión resultan terriblemente distorsionadas. Considerando válida aún la ecuación [20] para calcular la distorsión, se tiene D

ro =

Q

220 - 130 ~

.. ~~~

X

100

=

9000 '" O 440 = 2

ro

Q

56

AMPLIFICADORES DE AUDlOFRECUENCIAS

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

resulte un valor mayor al tornar en cuenta ·el carácter reactivo de la carga. La capacidad de disipación anódica del triodo 2A3 es de 15 watts, de modo que se halla excedida cuando funciona a plena excita­ ción con una señal de 50 e/s. En el funcionamiento práctico, el am­ plificador no estará en general plenamente excitado con' una onda de 50 e/s sino con carácter eventual. Pero si se ensaya el amplificador en estas condiciones, manteniendo la excitación plena de 50 e/s durante algunos minutos mientras se realizan mediciones, la placa alcanzará temperaturas excesivas. En las grandes válvulas empleadas en los trans­ misores, las consecuencias pueden llegar a inutilizar el tubo. En estas grandes válvulas, además, puede presentarse el caso en que la capaci­ dad de emisión del cátodo se vea excedida en los picos de excitación por las corrientes considerablemente mayores que reclama la baja im­ pedancia de carga. En la región de las frecuencias altas, la impedancia efectiva de carga se calcula con ayuda de la Fig. 15e. Se tiene aquí Z

,~

L

ZL

RL

n

YItL·

~

1

+ (2

rr /L) 2

+ ( 2~L

)

2

[74]

E introduciendo la frecuencia de referencia

/'. ZL

RL

RL

[75]

2rrL

~1

+(+)

[76]

con un ángulo de fase tg 6ZL =

l/l'.

[77]

La curva de la Fig. 17 sirve también para calcular ZJ-R L a con­ dición de tomar para l. los valores de 1' • que da la ecuación [76]. La impedancia de carga crece entonces con la frecuencia. En el caso del triodo, una elevación razonable de la impedancia de carga no tiene ma­ yor influencia sobre la potencia y disminuye la distorsión; además, /' s no difiere -mucho de I s' Por lo tanto, el circuito equivalente sigue sien­ do aplicable con una aproximación del mismo orden que en las frecuen­ cias medias y la información de la Fig. 17 puede considerarse como satisfactoria. En el tetrodo, en cambio, la elevación de la impedancia de carga conduce a un incremento notable de la tensión de salida (como puede deducirse de la Fig. 10, recordando que al aumentar la impedancia de carga, la línea de carga se pone más horizontal), a un posible aumento de la potencia de salida (Fig. 12), Y sobre todo, tt un considerable au­ mento de la aq, armónica, aunque la distorsión total puede disminuir (Fig. 12).

57

A esto debe añadirse que cuando la carga de utilización es un altavoz, la impedancia ofrecida por éste aumenta en general con la frecuencia, de modo que contribuye a un mayor incremento de ZL y agrava las condiciones supuestas. El fenómeno es tan importante que debe recurrirse a medios adecuados para compensarlo, los que consis­ ten sea en la aplicación de realimentación negativa por tensión (ver Capítulo IV), sea en el agregado entre placa y cátodo de una carga artificial que disminuye de valor al aumentar la frecuencia. Este último dispositivo se reduce a la conexión entre aquellos electrodos RaCa.: Carga de un resistor en serie con un ca­ ar/ificla' pacitor, tal como se muestra en la Fig. 19. La resistencia del resis­ FIG. 10. - El conjunto R.e. sirve tor R a suele fijarse en un valor al­ para compensar el aumento de la im­ go mayor que el nominal de la pedancia de carga de la frecuencia. carga, R L , y la capacitancia del ca­ pacitor Ca de modo que su reactancia sea igual, numéricamente, a R L a dos o tres mil ciclos por segundo. Los valores óptimos se determinan mejor experimentalmente, pues un análisis completo del circuito equi­ valente resultante se torna complicado.

:II[JR

2-13. Distorsión magnética. - En el párrafo 10, al hablar de los transformadores, hemos admitido que al aplicar a los terminales del primario una tensión alterna senoidal con el secundario abierto, apa­ rece una corriente alterna también senoidal. En realidad no es así, sino que esa corriente está fuertemente distorsionada. La causa de esta distorsión (de 31l- y 51!- armónicas, especialmente) hay que buscarla en las propiedades magnéticas del hierro y no podernos profundizarlas aquí. Si la tensión aplicada al transformador proviene de un generador con resistencia interna no nula, las armónicas de la corriente de mag­ netización circulan por el generador y determinan caídas de tensión de su misma frecuencia en la impedancia interna. El resultado es que la tensión aplicada al transformador no es ya senoidal sino que contiene armónicas, porque a la primitiva forma senoidal hay que restarle las caidas mencionadas. Al no ser senoidal la tensión aplicada al primario, tampoco lo es la que se recoge en los terminales del secundario ni la corriente que éste impulsa por la carga. Hay así una nueva fuente de distorsión en el amplificador y no, por cierto, la menos importante. Para mantener esta distorsión dentro de límites razonables en la banda de trabajo, el valor máximo de la inducción magnética (flujo por centimetro cuadrado de sección del núcleo) debe quedar bien por debajo del valor de saturación del material del núcleo, a la frecuencia más baja de trabajo. La distorsión resultante es, para igual valor de la inducción, directamente proporcional a R par /2rr/L p , de donde se concluye que los tríodos son preferibles también desde este punto de vista.

58

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

2.14. Circuitos prácticos para los amplificadores de potencia cla. se A. - Nos quedan por examinar algunos circuitos prácticos para amplificadores clase A, en particular por lo que se refiere a la forma de aplicación de los potenciales de trabajo continuos ~' alternos. La Fig. 20 muestra una po­

sible disposición de un amplifica­

dor con tríodo. En lugar de apli­

car la tensión e. de excitación

directamente a la reja, se inter­

ee pone un circuito eeRe que tiene por objeto perm it i r el acopIa­ miento con el amplificador de tensión, que por lo común prece­ de al de potencia. La tensión Eco FIG. 20. - Circuito práctico elemental de polarización, proveniente de de un amplificador con triodo de calen­ una fuente externa, se llplica por tamiento catódico directo. intermedio del resistor Re. sobre el cual, al mismo tiempo, se desarrolla la componente alterna de la ten­ sión de reja eg •

t

-.j

.í

En todos los amplificadores es indispensable que exista un camino para la corriente continua entre la reja y el cátodo. En la figura, Re provee parte de ese camino, pero es necesario que la fuente lo com­ plete, dejando pasar la corriente continua entre sus terminales de sa-. lida en cualquier dirección. La resistencia total de ese camino (Re más la resistencia de c. c. de la fuente) no debe exceder del valor má­ ximo recomendado por el fabricante. Para el caso de la 2A3, por ejemplo, ese valor máximo es de 50 000 ohms cuando la polarización se obtiene por medio de una fuente exterior. La necesidad de permitir el paso de corriente continua entre la reja y el cátodo parece un con­ trasentido, pero tiene su razón. Por varias causas se establece a veces una débil corriente de emisión en la reja, tal vez porque en ella se produce emisión secundaria. Dado que la reja emite electrones, nace una corriente que va de la reja al cátodo por el circuito externo; si tal corriente encuentra una alta resistencia, provoca una caída de ten­ sión considerable que tiende a hacer menos negativa la reja, con lo cual el fenómeno de emisión secundaria puede activarse, aumentar la co­ rriente, hacerse más positiva la reja, etc.; una vez iniciado el fenómeno, se activa a sí mismo y puede llegarse a la destrucción de la reja por exceso de corriente. En cambio, si los primeros indicios de corriente encuentran una resistencia moderada, la caída de tensión que producen son insignificantes y el fenómeno no se agrava. Otra razón para la necesidad de valores moderados de Re se explicará al tratar de los amplificadores de tensión. . El cátodo filamento del tubo de la Fig. 20 se supone alimentado por el devanado de baja tensión de un transformador de alimentación que no se muestra. El cierre de los circuitos de reja y de placa para corriente continua se logra por medio del resistor con punto medio R r

FUNCIONAMIENTO DI; LOS AMPL!FICADORFS

59

(de 20 a 50 ohms). Conviene que el punto medio sea ajustable para llevarlo a la posición en la cual el "zumbido" causado por la presencia de la tensión alterna de alimentación entre los extremos del cátodo sea mínimo. Si el triodo tuviera un cátodo de calentamiento indirecto, tal recurso sería innecesario. pues el cátodo se une entonces directamente al punto común (o masa). En la Fig. 21 se muestran dos variantes del circuito anterior, la primera de las cuales consiste en el uso de un transformador de en­ trada, y la segunda en la obtención "automáti­ I b + ip ca" de la tensión conti­ nua de la polarización de reja. El uso de los trans­ formadores de entrada en los amplificadores cla­ se A no es recomendable sino cuando el amplifica­ dor de tensión debe ins­ Ebb"Ebo+RKlb talarse alejado del de po­ tencia. Las razones se FIG. 21. - Uso del transformador de entrada y verán cuando se estudien de la polarización automática en el amplifica­ dor de potencia. los amplificadores de

tensión.

La polarización de reja se consigue haciendo pasar la componente continua lb de la corriente de placa por el resistor R k conectado entre cátodo y el punto común. La caída de tensión RJb = ele hace positivo el cátodo con respecto a masa, Y. por lo tanto, la reja negativa con respecto al cátodo en el valor -E ce = - C k • Calculada lb para las con­ diciones de funcionamiento supuestas, la resistencia de polarización Rk se calcula con la fórmula obvia

Exadlll,

Rk

=

Eco lb

E

[80]

A la componente alterna i p de la corriente de placa es preciso ofrecerle un camino de baja impedancia para evitar que desarrolle una caída de tensión importante entre cátodo y masa, caída que que­ daría superpuesta a e g y alteraría las condiciones de trabajo supues­ tas. En la práctica se estima suficiente conectar en paralelo con Rk un capacitor ek , cuya capacitancia se calcula de modo que su reactan­ cia a la frecuencia de corte inferior del amplificador no exceda del 1 % o del 2 % de la resistencia de carga, R L , del amplificador. Se tiene entonces ele>

50 2-rrf¡R"

[81]

60

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

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Ejemplo. Para el amplificador con válvula 2A3, que seguimos tomando como tipico, se tiene lb = 66,7 mA, -Eco = -40 volts, ti = 50 c/s y R L = 2500 obms. Se tiene entonces

Rk

Ck

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40 0,0667

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En los pentodos deberían usarse valores de Ck aun mayores. Habitualmente se los elige entre 20 y 100 microfarads. Debe observarse que con la polarización automática la tensión de placa es menor que la de la fuente E bb , precisamente en la magnitud Rklb • La tensión de la fuente de placa deberá elevarse para compensar! esta disminución. Nótese también que hay una disipación de potencia continua R k l b2 en el resistor R k , que viene a empeorar el rendimiento total del aparato. Cuando se emplea polarización automática; la resis­ tencia de c, c. del circuito de reja puede hacerse mucho mayor que con polarización fija, puesto que cualquier tendencia a un aumento extem­ poráneo de la corriente total es frenado por el consiguiente aumento de la tensión de polarización. La Fig. 22 muestra la disposición habitual del circuito de placa de un amplificador con tetrodo. La misión de la carga artificial R.C.. ba sido ya explicada. En general en los amplificadores con tetrodos es un serio problema la alimenta­ ción de pantalla cuando su tensión de trabajo es diferente de la de pla­ ca. Por eso en los amplificadores clase A de una sola válvula deberá procurarse siempre que ambos elec­ trodos trabajen con el mismo poten­ EbJ¡: E/Io+ l/K (lb+ I c2) FIG. 22. - Circuito práctico ele­ cial de corriente continua, para mental de un amplificador- con te­ dejar de lado ese problema, el que trodo de baja potencia, en el que nos ocupará en la medida que me­ la pantalla se alimenta con la mis­ rece en otro lugar del presente ma tensión que la placa. texto. Los circuitos con pentodos no ofrecen particularidades dignas de interés. La reja supresora va conectada al cátodo, casi siempre, por dentro del tubo, De lo contrario la unión debe hacerse por afuera.

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Regímenes típicos de funcionamiento de los amplificadores clase A. - La Tabla 11 resume condiciones típicas del funcionamien­ to, como amplificadoras de potencia clase A, de varias válvulas de uso común, americanas y europeas.

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63

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

2-16. Amplificadores "push-puU" clase A. - La Tabla II de­ muestra que en los amplificadores simples clase A el porcentaje de distorsión es inherentemente elevado a poco que se intente obtener una potencia de salida discreta. Además, si se calculan los rendimientos, se observará que están siempre alrededor del 25 %, lo que significa escaso aprovechamiento de las válvulas. Conviene expresar esta con­ clusión con una fórmula. Se tiene, en efecto, por definición

es que la máxima potencia que puede obtenerse con un porcentaje dado de distorsión resulta bastante mayor que con les dos tubos en paralelo, en particular, tratándose de tríodos porque en éstos la distorsión se debe casi exclusivamente a la 2¡¡' armónica. Existe además la posibilidad de obtener rendimientos mayores y, por consiguiente, aun mayores poten­ cias de salida, llevando el circuito a condiciones adecuadas de funcio­ namiento (clase AB y clase B), que serían inadmisibles en la condición simple o en paralelo. Una particularidad fundamental del circuito del amplificador push­ pull de la Fig. 23 consiste en el modo de aplicar las tensiones de exci­ tación de los dos tubos y en el de recoger la potencia de salida.

62

p.e

r¡

= P ee

[82]

donde p.e es la potencia alterna de salida y P ee la potencia continua de entrada. De esta ecuación se obtiene inmediatamente p.e

=

r¡Pcc

TI

[83]

que permite calcular la potencia de salida que puede esperarse de una válvula cuando se conoce la potencia de entrada admitida en una con­ dición dada de funcionamiento y el rendimiento probable. En un am­ plificador clase A la potencia de entrada es aproximadamente constante, cualquiera que sea la condición de excitación, puesto que permanece más o menos constante la corriente continua de placa. En reposo (sin excitación, e. = O), toda la potencia de entrada se disipa en la válvula; por lo tanto, el valor máximo admisible para P ee es Pdmu., la capacidad de disipación de la válvula. Luego, Potencia máxima de salida del amplificador clase A = r¡Pdmu. [84] En los tríodos, el rendimiento rara vez llega al 25 %; por lo tanto, la potencia máxima de salida es de algo menos de la cuarta parte de la capacidad de disipación. En el tríada 2A3, P dmu. = 15 watts; la poten­ cia máxima de salida es entonc~s del orden de 3,5 watts. En los pen­ todos y en los tetrodos el rendimiento es algo mayor, alrededor del 30 % en los primeros y hasta 35 % (yen algunos casos más) en los segundos. Este mayor rendimiento se justifica observando que en estas válvulas (6F6, 6L6) los valores E bm1n pueden ser del orden de 50 volts, más o menos, a causa del mayor crecimiento inicial de la corriente de placa, mientras que un tríodo 2A3 es del orden de 100 volts. La obser­ vación de la ecuación [31e] justifica la diferencia entre los rendimien­ tos de los diferentes tipos de válvulas. Para obtener mayores potencias se puede recurrir al uso de dos o más válvulas en lugar de una, uniendo en paralelos las rejas, por una parte, y los cátodos y las placas por la otra. La potencia obtenida será proporcional al número de válvulas que así se conecten, pero el porcen­ taje de distorsión quedará el mismo. Más ventajosa es la conexión llamada push-pull, que se ilustra en la Fig. 23 en forma esquemática. Esta conexión tiene numerosas ven­ tajas sobre la conexión paralelo, la más importante de las cuales es, posiblemente, la eliminación de la distorsión por armónicas pares por las razones que veremos en seguida. Consecuencia de esta eliminación

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b

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7¡, FIG. 23. _

1­

Circuito básico del amplificador en "push-pull"; en el que se ilustra la notación utilizada en el texto.

En el circuito de reja la tensión de excitación se aplica al pri­ mario de un transformador de entrada cuyo secundario tiene un punto medio, O, y dos extremos libres, e y d, que van, respectivamente, a las rejas del tubo N9 1 y del N9 2, mientras que el punto medio se une al cátodo, con la inclusión eventual de la fuente de polarización negativa -Eee . Al desarrollarse el eiclo de la tensión de excitación, aparece una tensión alterna entre los extremos e y d del secundario, de modo que durante un semiciclo, e es positivo con respecto a d, y en el otro semiciclo, e es negativo con respecto a d. Dado que el punto O se encuentra a mitad de camino entre e y d, es evidente que durante el primer semiciclo e es positivo y d es negativo con respecto a O, mientras se da la condición inversa durante el semiciclo siguiente. Lla­ mando e'. a la cantidad de volts por la que e es positiva con respecto a O, y e". a la cantidad de volts por la que d es positiva, con res­ pecto ,al mismo punto, ocurrirá que cuando e'. es positiva, e". es ne­ gativa', y viceversa. Admitiendo que la tensión de excitación es senoidal, también lo serán e' g y e". si el transformador no introduce deforma­ ción. Se tiene, pues, para un instante cualquiera e' e"

•

•

,/iE. sen ",t -y2E. sen ",t

[85]

64

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

y en general e"g = ---e'g

núcleo en sentidos opuestos y los flujos magnéticos que crean son tam­ bién opuestos. El flujo neto es, entonces,

[86]

puesto que las amplitudes serán iguales si O es efectivamente punto medio del secundario 1. Ahora bien, hemos dicho en otro lugar que la corriente de placa de un tubo se puede expresar por una relación del tipo it, = I bo + aeg + bel + eeg3 + ... [87J donde la corriente l bO es la que corresponde a la conducción de reposo (eg = O). Esta corriente está determinada por la tensión de polariza­ ción de reja, -Ecc , Y la de placa E'bf)' En la figura estas tensiones son comunes a los dos tubos a causa de la disposición del circuito. Además, los coeficientes a, b, e, etc., dependen de las formas de las curvas carac­ terísticas. Si se supone que los dos tubos son exaetamente iguales (¡ una condición muy difícil de cumplir aunque sean del mismo tipo y de la misma marca), la ecuación [87] podrá aplicarse indiferentemente a los dos tubos. La corriente del primero, i'b, resultará (eg = e'g) : i'b = l bO .+ ae'g + be'g2 + ee'gB + [88] y para el segundo (e g = e"g = -e'g)

.pI = .p'1 - .p"1 = Bnl(i'b-i"b) = BnIi l es decir, como si sólo circulara por una mitad del primario la corriente equivalente . ., ." 1. = 1 . b - 1 . [90]

=

BnIi'b

y la corriente i"b un flujo

.p''!

= Bn l i"b

donde nI es el número de vueltas de cada mitad del primario y B la constante del transformador. Pero i'b e i"b dan vueltas alrededor del 1 Se suponen despreciables los fenómenos secundarios en el transfúrma­ dor, es decir, admitese que éste es ideal.

b

1

A su vez la corriente del secundario crea un flujo .p2 = Bn2ia que, por ser nula corriente de magnetización, debe compensar exacta­ mente el que produce la corriente primaria equivalente. Por lo tanto n 2i a = nIi l = nl(i'b-i"b)

'a

-

nI (i' b n2

i"b)

[91]

Introduciendolos valores de i'b e i"b de las ecuaciones [88] y [89] se tiene un resultado sorprendente 1,

i"b = l bO + a(---e'g) + b(-e'g)2 + e(---e'g)B + Recordando que (-m)2 = m 2, y que (-m)3 = -m3, se tiene i"b = l bO - ae'g + be'g2 - ee'g3 + . .. [89] Pero más que las corrientes de los tubos nos interesa la corriente en la carga. Observemos el circuito de placa. Hay aquí un transfor­ mador T 2 cuyo primario tiene punto medio y que está recorrido por las co­ rrientes i'b é i"b en sentidos opuestos (ver Fig. 24). El secundario se cieI na sobre la carga de utilización R en , la forma acostumbrada. Buscando siempre la simplifica. ción, supongamos que este transforma· i\ dor es ideal, es decir, que su corriente FIG. 24. - Esquema de principio de magnetización, sus induetancias de del transformador de salida del dispersión y sus capacitancias, son amplificador en "push-pulI". nulas. La corriente i'b produce un flujo .p'1

65

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

iR -

=

(IbO -

nI

n:;- [IbO ae'g

+

+ae'g +be'g2 be'g2 -

ce'g3

+ ce'g3 + ... )­

+ ... ) J

y haciendo la resta i a = ~ [2ae'g

n2

t­

+, 2ce'g3 + ... J

[92J

Los términos en e'g2 (y lo mismo cualquier otro de exponente par que exista) no aparecen en la carga de utilización. Como estos términos son los que daban origen a las armónicas pares, no hay este tipo de ar­ mónicas en la carga útil. En cambio, las armónicas impares quedan lo más' campantell. En consecuencia, se puede hacer que cada tubo funcione de modo que genere cuantas armónicas pares y tan grandes como se quiera. El transformador de salida (i otra vez el transformador!) se encarga de que no pasen a la carga de utilización. Es imposible encarecer suficientemente que la cancelación de las armónicas pares es una función exclusiva del transformador y es per­ fecta cuando el transformador es ideal. En el transformador real hay corriente de magnetización, inductancias de dispersión y capacitancias distribuídas que se encargan solícitamente de crearnos terribles pro­ blemas que hacen del proyecto de la unidad una tarea nada sencilla.

2-17. Tubo equivalente y características compuestas. además, que en la carga útil se desarrolla una tensión

eR = t.a R

= ( 1." b

-

nI­ 1.."b ) R n2

Veamos

66

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

acoplado por su mitad del primario del transformador a la carga de uti­ lización R, pero también al tubo N9 2. La dificultad con este segundo tubo es que no tiene una característica de tensión ep , corriente i p lineal, como la de la resistencia R, y el resultado es que el tubo NI? 1 está trabajando sobre una carga total que no tiene característica lineal. La línea de carga del tubo NI? 1 no puede ser entonces una recta, por­ que para ésta debe ser siempre ll.e b = RLll.i b o bien ep = RLip, condi­ ción que, como decimos, no cumple el tubo NI? 2 considerado como carga del NI? 1. Vamos a ver si podernos salvar el inconveniente. Introduzcamos la primera de las ecuaciones [93] en la [95]. Se 'tiene

Por lo tanto, en cada mitad del primario se desarrollarán, respectiva­ mente, las tensiones

nI

e'p

e" p

-n eR 2 J

n ---:n; en

=

(

=

( ni )2 R(i' - i " )

-

--

n2

ni) n2

2

b

b

[93] R(i'b -

i"b)

de donde e"p

=

-e'p

[94]

El signo (-) antepuesto al segundo miembro de la primera de las [93] se explica porque la tensión de placa e'b disminuye (t..e /b = e' p negativo) cuando la corriente i'b aumenta. Cuando i'b aumenta, i"b dis­ minuye a causa de la conexión push-pull; luego, i'b - i/ b aumenta, y como R es positiva, hay que anteponer el signo (-) en la ecuación para que e'p resulte negativa. Por su parte, e"p tiene que ser negativa cuando i"b aumenta. La segunda de las ecuaciones [93] cumple esta condición directamente. Es fácil ver en la Fig. 23 que las tensiones totales de placa e'b Y e"b re­ sultan ser "..,

e'b = E bb e" b -- E bb

+ e'p + e"p

--

E bb -

e'p

[95]

e' b

+ e'\ =

2Ebb [96] es igual al doble de E bb en todo momento. El problema que se nos presenta ahora es el de calcular las po­ tencias de entrada, de salida y de disipación, la distorsión y la rela­ ción nJin 2 más conveniente. Podría pensarse, aparentemente con ló­ gica, que el problema no es tal, puesto Que se tra­ taría simplemente de analizar cada tubo inde­ i~ pendientemente por el método de la línea de carga que ya conocemos. La idea es buena y tie­ ne un solo inconvenien­ te: el de no servir. ~ Por FIG. 25. - Circuito equivalente del amplifica­ qué? Porque para tra­ dor en "push-pull" en el que los dos tubos del zar la línea de carga se circuito normal se reemplazan por un "tubo necesita saber sobre qué equivalente". resistencia de carga tra­ baja cada tubo, y esto no es fácil. Obsérvese, en efecto, que la mitad de arriba del circuito se puede mirar corno el de un amplificador simple

JojIHt,

=

E bb

-

nI) 2 (n;

[97]

i"b)

R(i'b -

una relación que vincula a la tensión de placa e'b del primer tubo con la diferencia de corrientes. Observemos que en un par de ejes en el cual se marca sobre el vertical valores de (i' b - i" b) Y en el horizon­ tal la escala de e' b, esta relación está representada por una recta que pasa por los puntos

'"

Q

= [i/b-i"b) = O; e' b

M

=

=

E bb ]

y

De estas dos ecuaciones se deduce que e'b Y e"b son siempre simétricas­ con respecto a E bb : cuando una es, digamos, 5G volts menor que E bb , la otra es 50 volts mayor. La suma de las dos tensiones e'b

67

[e\ = O;

r

bb (i'b-i"b)

=

E (::

R]

Además, la corriente i /b es la que toma el primer tubo cuando la tensión total de su reja es e'c = -E cc + e'g, y la tensión de su placa es e' b ; la corriente i/ b es la que toma el segundo tubo en el mismo instante, en el que es, por la [86], e"c -

-E cc

+

e"g

= -E cc

-

e'g

y por la [96]

e"b =

2E bb

-

e' b

Por consiguiente, podemos eliminar el tubo NI? 2 del circuito de la Fig. 23 si suponemos que el primero toma la corriente i /b - i"b en lugar de i /b• El circuito queda corno el de la Fig. 25, el que satisface también la ecuación [97] y tiene una línea de carga recta en el par de ejes antedicho. Este tubo ficticio se llama tubo equivalente o com­ puesto. Si dispusiéramos de un juego de características de placa de este tubo equivalente, el problema que nos ocupa habría desaparecido. No resulta difícil, sin embargo, trazarlas para cada caso particular. Para . ello dibujemos en la Fig. 26 las características de placa i\ - e'b del tubo NI? 1 y también las i"b - e"b del tubo NI? 2, pero dispongamos es­

68

69

AMPLIFICADORES DE AUDIO FRECUENCIAS

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

tas últimas en la posición en que quedarian las primeras si las hiciéra­ mos girar 180 0 alrededor del punto i/ b = O, e/ b = E bo = E bb , donde E bb es la tensión de la batería de placa. Ahora, como e/e = -Eee + e/ g y e"e = -E ee - e/ g , a cualquier valor de la corriente i'b que esté sobre la curva e'e = -Eee + e/ g debe corresponderle un valor de la corriente i"b sobre la curva e"e = -Eee - e'g, cualquiera sea el valor de e/g. Las curvas de una y otra válvula pueden, pues, agruparse de a pares de modo que e/e + e"e = - 2 E ee para cada par. Otra condición de simultaneidad es la que establece la ecuación [96]. Así en un ins­ tante cualquiera en que la tensión de placa del tubo NQ 1 es e/. = O'C,

Basta con trazar otras verticales, tal .como A'B', y tomar sobre ella A'D' = C'B'. El punto D' es otro valor de la corriente compuesta i'b - i" b, que corresponde a e' e = -E ce + e/ g y a e' b = O/C/. Deter­ minadas las posiciones de una cantidad suficiente de puntos como D y D', se hace pasar por ellos una curva continua D"D'DD"', que será la caracteristica del tubo equivalente correspondiente a e/e = -Eee +

+ e/

g•

Para los demás pares de curvas individuales se procede del mis­ mo modo, obteniéndose as! tantas curvas compuestas como pares se consideren. En particular, para e/ g = O (condición de reposo), e/e = = -E ee y e" e = -E ee; la curva compuesta correspondiente a este par, pasa por el punto Q (e'b = e"b = E bO ) que está en la vertical de los puntos de reposo individuales Q¡ y Q2' i'"-l,,

l'¡,

¡'6" ¡'í, fbb

(';;/R

.

IblMl/

I

e'b

i¡-lb e'b

O'

lb"",,= -Ibmax

O"

e"b

FIG. 27. -

ib FIG. 26. -

Características compuestas de. un par de tríodos en "push-pull".

la del tubo N9 2 es e" b = 2E bb - e' b = 0'0" - O'C = O"C. Si la tensión de reja del tubo N9 1 es en ese momento e'g, la corriente es­ tá medida por el punto A, y la i"b por el punto R, de tal modo que ambos están sobre una vertical que pasa por C. Haciendo la diferencia i/ b - i"b CA'- BC DC, para lo cual basta tomar desde A y hacia abajo AD = CB, el punto D representa la corriente i' b - i" b del tubo equivalente para el valor e'e de la tensión de reja y el valor e'b de la tensión de .placa. Para el mismo par de curvas, puede determinarse la corriente compuesta que corresponde a cualquier otro valor de e'b' En realidad no se necesita parar mientes en el valor particular de e/".

i"

=

=

1

Línea de carga del amplificador en "push-pull".

Una vez obtenidas las características compuestas, se tratan como las comunes. En la Fig. 27 se tiene una de estas familias. Se obser­ van que son rectas, como resultan muy aproximadamente en la reali­ dad cuando se trata de tríodos. Para calcular la potencia de salida basta con trazar la línea de carga correspondiente dada por la ecuación [97], como una recta que pasa por los puntos Q y M, este último en la posición que se explica a continuación de la ecuación antedicha. Se observa que I bmin = - I bmax y E bmax -

2E bO -

E bm1n

E bro1n =

2E bO ­

E bmax

puesto que, según la ecuación [96], debe ser Ebro I n + E broax = 2E bO' . In­ troduciendo estos valores en la ecuación [29], se tiene como expresión de la potencia de salida Pu =

% (E bmax -

Ebo)lbmáx

[98]

I

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

70

o si se quiere [98] P u = Yz (EbO - Ebmln)lbmRx La distorsión, calculada con la ecuación [20], resulta evidente­ mente nula, puesto que no hay 2=1- armónica.

2-18. Utilidad de las caracteristicas compuestas. - Este párrafo podría titularse mejor "Inutilidad de las característícas compuestas". En efecto, aunque muy ingeniosas, las características com:puestas son de relativo valor práctico por el hecho de que cuesta mucho trabajo construirlas y de que deben construirse para cada valor de E bO y cada valor de -Eee que quiera ensayarse. Es muy posible que resulte más fácil y rápido armar un circuito de ensayo y hacer mediciones ... Pero hay una posibilidad de alcanzar abreviadamente los resulta­ dos buscados. Para calcular la potencia de salida lo que necesítamos es, simplemente, obtener l bm a< Y E bm1n , valores de tensión y de co­ rriente que corresponden al pico de excitación. Daremos un método para determinar estos puntos sin necesidad de trazar las caracterlsti: cas compuestas. El problema consiste en determinar el :punto D, Fig. 27, donde la línea de carga, que se traza sin dificultad para cada par de valores de E bb y (n1/nz)ZR, corta a la característica compuesta corres­ pondiente a e'e = O (es decir, a e'g = Y2E g ). Este punto D está evi­ dentemente sobre la línea de carga y un :poco a la derecha del punto E, donde la línea de carga corta a la característica sim:ple correspondiente a la misma tensión de reja. Procedamos, entonces, así: Sobre las ca­ racterísticas anódicas del tubo (Fig. 28) tracemos la línea de carga que corresponda al valor que quiera ensayarse para (n l /n2)2R, para lo

,_o

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

71

buscada. A este punto corresponde la tensión anódica representada por el punto f para el primer tubo, y por el punto g (simétrico del primero con respecto a Q) para el segundo. La corriente del primer tubo es fa = i'b, Y la del segundo, bg = i"b' La corriente compuesta debería estar representada por el punto d, pero tomado ad' = bg se obtiene, en cambio, el punto d'. Esto significa, simplemente, que nos equivocamos al elegir la posición posible de la intersección buscada. Puesto que d' cae por arriba de d, se ve que la corriente i'b que nos ha resultado para d es excesivamente grande, mientras que la i"b es demasiado chica. Es fácil darse cuenta de que si se corre. d un poco hacia la izquierda, i'b disminuye e i"b aumenta, precisamente como lo necesitamos. Con un par de ensayos es fácil dar así con la posición justa. Nos ahorramos con este procedimiento una fastidiosa tarea. Del mismo modo se pueden determinar otras posiciones particulares sobre la línea de carga. Principalmente interesa determinar la corriente que corresponde al instante en que la tensión de excitación pasa por la mitad de su valor máximo, es decir, para e'e = -Eee + Yz Y2Eg • Este punto, H, Fig. 28, se determina del mismo modo que el D, pero, desde luego, usando las curvas e'e=-Eee +Yzy2E g y e"e=-E ee ­ - % y2E g • Al valor correspondiente de la corriente compuesta lo lla­ maremos 111Z • Ejemplo. Calcular la potencia de salida que suministrarían dos válvulas 2A3 en conexión "push-pull", con E bb = 250 volts, E ee = --45 volts y

(:~ )

Z

R = 1000 ohms.

Solución. Sobre un juego de características anódicas (Fig. 29) trazamos la línea de carga correspondiente a (n1/n Z) zR = 1000 ohms. El punto Q se fija sin dificultad en i\ - i"b = O, e'b = = E bb = 250 volts. El punto M corresponde a e'b = O, e E bb 250 t"' b t'" b 1000 = 0,250 Amp = 250 mA

H

n1)Z ( n2 R El punto D se fija por tentativas en IY,

l bro a< = 139 mA = 0,130 Amp E bm1n = 120 volts \.

Ebo

.1

FIG. 28. - Procedimiento para determinar los puntos fundamentales de la

línea de carga de un amplificador en "push-pull" sin trazar las característi­ cas compuestas completas.

cual habrá que fijar el punto Q y el punto M como sabemos hacerlo.

A ojo marcaremos el punto d como posible posición de la intersección

,

A éste corresponde i'b = 145 mA, e i"b = 15 mA. Este último va­ lor se lee en el punto B, es decir, e' e = -90 volts, e"b = 2 X 250­ - 120 = 380 volts. Con la segunda de las fórmulas [98] se calcula la potencia de salida p = % (250 -120) X 0,130 = 8,45 watts La distorsión por 2110 armónica es, desde luego, nula. En el párrafo siguiente veremos cómo se calcula la distorsión por 3l!- ar­ mónica y el rendimiento.

72

AMPLIFICADORES DE AUDlOFRECUENCIAS

Problema 2. Calcular la potencia de salida del mismo ampli­ ficador tratado en el ejemplo, pero con (nl/n2) 2R = 1250ohms.

2-19. Cálculo del rendimiento y de la distorsi6n por tercera ar­ mónica. - Para calcular el rendimiento del amplificador push-pull es necesario calcular la potencia de entrada total o, si se Quiere, la de cada válvula. No es dificil. Se puede tratar cada válvula independien­ temente, aplicando las mismas fórmulas que en el caso del amplifica­ dor simple. Por lo pronto, en la condici6n de reposo, la corriente de cada tubo es la que corresponde al punto Ql para el primero (Figs. 27, 28 Y 29) 1 Y Q2 para el segundo. Para el caso de la Fig. 29, por ejem­ plo, se tiene lbO = 60 mA, de modo que la potencia de entrada de cada tubo es 250 X 0,060 = 15 watts. Esta potencia se disipa totalmente en la placa. En condición de excitación plena, sin embargo, la potencia de en­ trada aumenta a causa de la presencia de la componente rectifica­ da que ya conocemos, la que d epe n de de la dis­ torsión de cada tu bo por separado. Esta compo­ nente es, en general, mu­ cho mayor en los ampli­ ficadores en p ush-pull a causa de que por el efecto de cancelación de las armónicas pares que el sistema ofrece, se /001 1 /;:,1'\ t i ! ,,'/V IIn.1 1·1 busca mayor potencia de salida y mayor ren­ dimiento sin prestar ma­ yor atención a la dis­ torsión de cada tubo en partjcular. Se puede calcular la componente 400 1 rectificada aplicando la /2<1 E/.o 380 fórmula [lB] o, en cam­ FIG. 29. - Cálculo de la distorsión en el amplificador "push-pull". bio, se puede calcular la corriente media de cada válvula con la fórmula [21], pero, desde luego, escribiendo en lugar de lbmu, [bmID' [bO' los valores máximo l'bmu, mínimo l'bmlD Y de reposo lbO, de cada uno de los tubos. Se tiene, pues, Corriente media total de . cada tubo del amplificador simétrico clase A 1

Q' en la Fig. 29.

l'b

l'bmax

73

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

+ l'bmlD + 21'bO 4

[99] .

Fácil es comprender que I'bmu es el valor de corriente del tubo NI? 1 que corresponde al punto A (Figs. 28 y 29), I'bmln el que corres­ ponde al punto B e I'bo el que corresponde al punto Ql ó Q'. Para el ejemplo del párrafo anterior se tiene I'bmax l'bmlD = 15 mA, l'bO = 60 mA. Luego, I'b =

145

+ 15 + 120

-

=

4

70 mA

=

145 mA,

0,070 Amp

La potencia de entrada de un tubo es, pues, P'cc = Ebb/'b = 250 X 0,070 = 17,5 watts

Para los dos tubos es (Pcc ) lolal

= 2

X P'cc

= 35 watts

Siendo la potencia de salida de 8,45 watts, la potencia total disi­ pada es 35 - 8,45 = 26,55 watts es decir, 13,27 watts por válvula, contra 15 watts, que es el má­ ximo admitido. El rendimiento se calcula con la fórmula [31]. Para el ejem­ plo que tratamos resulta "1 =

8,45 35

X

100

=

24,1 %

De acuerdo con la teoria de su funcionamiento, la distorsión del amplificador push-pull será la debida a las armónicas impares, especial­ mente la 3l1o. La amplitud de ésta se puede calcular con una fórmula que se deduce siguiendo un procedimiento semejante al que se empleó para deducir la de la 2l1o armónica. Adaptada al caso de los amplificadores en push-pull, la fórmula que se obtiene es muy simple: Amplitud de la 3l1o armónica

y2Ip3

I bamx - 2/ 1 12 3

[100)

donde 1112 es la corriente i'b-i"b que corresponde a e'g = Y2 y2E"g, e lbmax la que se tiene para e'g = y2Eg. En el ejemplo que nos ocupa, y dentro de la precisión que permite el gráfico, es 11 12 = 65 mA (punto H, Fig. 29). Por lo tanto, la distorsi6n por 3l1o armónica es también nula o al menos demasiado pequeña para ser revelada por el cálculo gráfico. El comportamiento del amplificador clase A en push-pull con triodos está, pues, muy pr6ximo a lo ideal, por lo menos en lo que a las válvulas se refiere. Pero no olvide, lector optimista, el asunto del transformador de salida ...

74

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

Para expresar la distorsión como porcentaje se puede tomar como la amplitud de la corriente fundamental. La distorsión expresada como porcentaje es

[bmax

D %

[p3

X 100

[PI

[blnax -

2[112

. 3Ib;,;a:~

Ejemplo. En las mismas condiciones de carga del ejemplo de los párrafos 18 y 19, llevemos la polarización a-55 volts, Fig. 30. Se tiene [bO ~ 15 mA. Suponiendo que se aumenta y2E'r; también a 55 volts, se tratará 250 de ubicar el punto D, extremo de la línea de 'b carga. Fácil es ver que 200 este punto cae ahora en la intersección de la línea de carga con 'SO la curva e' e = -55 + JbMa, : 135 +y2E" = -55 + 55 = = O. En efecto, la ten­ 100 sión de reja de la 2f!o válvula en el instante correspondiente es 1'/2:60 e" e = -55 55 = SO = -110 volts, y la ten­ sión de placa simétrica lbe.; '5 de la que corresponde 500 400 o tOO 200 250 300 al punto D, 385 volts, eb i"b es entonces cero, de FIG. 30. - Funcionamiento clase AB,. modo que i'b - i"b = t'b en el instante conside­ rado. Se tiene, de la figura,

I bmax

I'bO

[bmin

['bmax =

135 mA

=

115 volts 15 mA = 0,015 Amp O

0,135 Amp

Pu =

% (250 -115) x 0,135

1'"

O' 135 ....

9,1 watts

1

[101]

2-20. Amplificadores clase AH I . - Las ecuaciones [98] y [99] nos están mostrando el camino para alcanzar mayores rendimientos en los amplificadores push-pull. En efecto, la potencia de salida, nos dice la ecuación [98], depende solamente de E bo y del punto extr€ Í no D de la línea de carga, .mientras que la corriente media (y, por lo tanto, la potencia de entrada), a estar de la ecuación [99], depende además de ['bO Y de ['bmin' Por consiguiente, si dejamos quieto el punto D y reducimos [bU' el rendimiento aumenta porque disminuye la poten­ eia de entrada.

E bmin

La ecuación [98] da

y la [99]

X 100

75

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

=

+ 4.

0,030 ~ -

O,041 Amp

a la que corresponde una potencia de entrada, para las dos vál­ vulas, de (P ee )

2 X 250 X 1),41

2P ee

total

20,5 watts

El rendimiento es 7) =

Pu (Pe,)

lolal

X

100

91,5 X 100. 20,5·

considerablemente mayor que el anteriormente La disipación en las dos válvulas P" = (Pe,)

t.'lal

-

20,5 -

Pu

9,1

=

44,3 %

calculado~.

11,4 watts

es decir de sólo 5,7 watts por válvula. El cálculo de la distorsión por 3~ armónica requiere la fija­ ción del punto H sobre la línea de carga. En la figura se aprecia que a este punto corresponde una corriente 11 i~ de unos 60 mA. La fórmula [102] da como porcentaje de distorsión D %

=

135 - 2 X 60 ~

,~~

-

.......... "

X

100

1500 = 3,80 % 390

Como se ve, el mayor rendimiento va acompañado por la aparición de una desagradable 3l1- armónica. El aumento de la polarización negativa fija de reja causa la re­ ducción de la potencia de entrada y también, como se ha visto en el ejemplo, la considerable disminución de la potencia disipada. La poten­ cia de salida ha quedado casi en el mismo valor porque el aumento del rendimiento compensa la reducción de la potencia de entrada. Es evidente, pues, dado que las válvulas están disipando menor potencia que la que corresponde a su capacidad, que se podrá obtener de ellas aun más potencia de salida si se consigue hacer que tomen más potencia de entrada con el mismo rendimiento. Para aumentar la po­ tencia de entrada sin empeorar el rendimiento hay dos recursos, uno 1 Esta fórmula (véase párrafo 2-21), deducida para el tríodo clase A no es en general suficientemente exacta para la clase AH. Da resultados me­ nores que los reales, sobre todo cuando lb.. es muy pequeña. 2 El rendimiento calculado resulta algo mayor que el real a causa del error introducido por la fórmula (99). En este caso el rendimiento real re­ sulta de '" 40 %'

77

AMPLIFICADORES DE AUDIOFllECUENCIAS

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

consiste en aumentar la tensión de la fuente Eh" = E"o dejando el punto D fijo, y el otro en disminuir la impedancia de carga. El re­ sultado del primero es obvio: aumenta la potencia de entrada (Pcc)tota¡ = 2X E ho X I'b Y la potencia de salida por la ecuación [98J. Se comprobará que aun el rendimiento aumenta así, porque mientras la potencia de entrada aumenta en forma casi directamente propor­ cional a E bO ' la de salida lo hace en proporción a E"o - E hmin ; el cre­ cimiento de esta diferencia es, evidentemente, más rápido que el de E bO si E bmin no se varía. Por su parte, disminuir la impedancia de carga (n¡/n z) 2R significa poner más vertical la línea de carga; l bm" aumenta, pero E bmin también. El aumento de Ibma. significa un au­ mento de la potencia de entrada y también aumento de la potencla de salida, pero éste se ve en parte compensado por el aumento de E bmin • Hay, pues, una reducción del rendimiento y el resultado neto con res­ pecto a la potencia de salida es dudoso. Se puede demostrar que con E bO fijo, la máxima potencia de salida corresponde al caso en que (n1/n Z) zR es igual a la resistencia de placa del tríada equivalente, pero esa situación no corresponde al mismo tiempo al rendimiento máximo. Deberá tenerse cuidado con la potencia de disipación que resulta en cada caso ensayado. El funcionamiento descrito (que se llama AB¡) está caracteri­ zado esencialmente por el hecho ya observado de que la corriente de placa de cada tubo tomado individualmente es nula durante una parte del semiciclo negativo de la tensión, e'g o e" g. aplicada a cada rej a. El subíndice 1 agregado a las letras AB indica que la tensión de excita­ ción de pico no excede de la tensión de polarización, de modo que nin­ guna de las rejas llega a ser positiva (ni tampoco a tomar corriente) en momento alguno. El ajuste en clase AB¡ permite rendimientos y potencias de salida mayores que el de clase A, pero (nos referimos siem­ pre al caso de los tríodos) con el sacrificio de la fidelidad. Un par de tríodos 2A3, con 300 volts en placa, -62 volts en ¡'cja Y (n¡/n z)2R = 750 ohms da una potencia de salida de 15 watts, 2,5 % de distorsión; la potencia de entrada a plena excitación alcanza a 44 watts, de modo que el rendimiento es del 34 %' La potencia de salida es casi el doble de la que hemos calculado para el push-pull clase A con E bb = 250 volts, y E cc = --45 volts. ¿ Cuál de las dos formas de funcionamiento prefiere usted? Viene aqui otra vez el problema de la alta fidelidad. Nosotros creemos que si se usan tríodos es porque se per­ sigue tener mínima distorsión y ello se busca en los llamados "combi­ nados" de alta calidad para uso familiar. Una potencla de 8 watts es más que suficiente para un "living-room" de 4 X 4 metros, de modo que no hay objeto de tener mayor potencia al costo de la calidad. Se puede decir mucho sobre esta cuestión. Algo muy importante cs lo siguiente. La distorsión la hemos calculado para la potencia máxima. Un amplificador en uso normal alcanza la potencia máxima sólo en los picos de potencia de la orquesta, y en la mayoría del tiempo dificil-

mente excede del 5 ó 10 % de la potencia máxima. ¿ Qué ocurre con la distorsión al reducir la potencia? Ocurre que muchas veces, en los am­ plificadores clase AB, el porcentaje de distorsión aumenta al disminuir la potencia de salida o queda más o menos constante. Por lo tanto, en los períodos más delicados de la partitura es donde los efectos de la distorsión suelen hacerse más notables. En cambio, el amplificador clase A con tríodos, en push-pull, no distorsiona prácticamente (i no olvide el transformador!), sino por insuficiencia de potencia al sobre­ cargarse en los "fortissimi", pero entonces hay tanto ruido de bombos y platillos que, evitando situaciones extremas, se tolera cómodamente el incremento de la deformación. Saque sus propias conclusiones.

76

2-21. Amplificadores clase B¡. - El camino señalado para au­ mentar el rendimiento, en el párrafo anterior, admite todavía una exa­ geración. Las válvulas se pueden polarizar de tal modo que las co­ rrientes de reposo sean nulas. En el caso de Fig. 30, por ejemplo, esa condición se alcanza cuando la polarización de reja se lleva a unos 67 volts. Resulta entonces que cada válvula conduce corriente sólo du­ rante el semiciclo en que la tensión de excitación aplicada a la reja es positiva, lo que constituye el carácter distintivo de la clase B. Con la misma resistencia de carga que en clase AB, el punto D queda en el mismo lugar, de modo que la potencia de salida queda también la misma. Pero la potencia de entrada disminuye y el rendimiento au­ menta. Si se calcula la corriente media con la ecuación [99] se come­ tería, sin embargo, un error importante. Recuerde que esta ecuación proviene de la que se derivó como consecuencia de las aproximaciones hechas al tratar de los tríodos en clase A; la hemos extendido con al­ gún optimismo al caso AB, pero sería exigirle demasiado que sirviera para el caso extremo de la clase B. Para esta condición, se obtiene, sin embargo, la sencilla fórmula aproximada siguiente:

Corriente media de placa de una válvula en clase B

1

I bmax

0,318 I bmax

(103]

7r

En la Fig. 30 se tiene, entonces, recordando que suponemos pola­ rizada la válvula de modo que I'bo = O,

I'b

=

0,318 X 135

=

43 mA

La potencia de entrada es, para las dos válvulas, (P cc ) total -

2

--

EbOlbmax

=

0,636

7r

Puesto que la potencia de salida sigue siendo Pu

=

%(Ebo-Ebmin)lbmax

Ebol"max

(

78

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

el rendimiento viene a ser

El transformador de salida para el amplificador clase B presenta un problema sumamente serio y sus exigencias son más estrictas que las propias del transformador para clase A, o para clase AB. Por esta razón no es aconsejable este tipo de amplificador cuando se tiene la pretensión de obtener alta fidelidad, a menos que el proyectista se con­ sidere un técnico avezado o se pueda confiar en el proveedor de trans­ formadores. Veremos que los tetrodos modernos permiten lograr rendi­ mientos y potencias de salida muy satisfactorios cuando funcionan en clase AB. Son, por lo tanto, preferibles a los tríodos en clase B.

(

(

(

r¡

Pu

'll"

(EbO-E"m;n)

4--ff;-:O--

P ec

es decir,

( 1]

('io'/) =

-

7T( 1

4

-

brnin

E -) X 100

78,5 ( 1 -

E bO

79

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

EIJIldn)

E

[104]

bO

En la figura 30: r¡(%) =

78,5 ( 1 -

115 ) 250

= 42,3

%

Se aprecia que el rendimiento aumenta al disminuir la relación Esta relación se disminuye, bien aumentando E bO ' bien dis­ minuyendo E brnin • Lo último se consigue aumentando la resistencia de carga, puesto que así la línea de carga se pone más horizontal y el punto D se acerca al eje Oib' Pero, al mismo tiempo, disminuye rápi­ damente I"rnaxo de modo que ocurrirá así seguramente que la potencia de salida se reduce. El valor teórico máximo alcanza a 78,5 % y se obtendría con E brnin = O, para lograr el cual, la resistencia de carga deberá llevarse a infinito (línea de carga horizontal). Es obvio que la potencia de salida se anula, pues lo hace I"rnaX' En la práctica puede alcanzarse un rendimiento de cerca del 50 % con tríodos del tipo de recepción, si, como veremos en el próximo párrafo, se permite que las rejas lleguen a ser positivas. . La distorsión por 3¡¡' armónica es, en general, bastante considera­ ble con el ajuste clase B l . En particular, su porcentaje suele ser bas­ tante mayor cuando la tensión de excitación es menor que la que corres­ ponde a la máxima potencia de salida, pues, como se ve en la Fig. 30, cada válvula trabaja en una región donde las curvas son muy pronun­ ciadas y las distancias muy diferentes, sin que exista ninguna clase de compensación porque la otra válvula no conduce en absoluto. Por esta razón no se usa nunca en audiofrecuencia la clase B pura, es decir, aquella en que la conducción de cada válvula se restringe estric­ tamente a un semiciclo. La mayoría de los amplificadores llamados clase B, son, en realidad, clase AB, pues se los polariza en forma de que el funcionamiento de cada válvula se extienda a algo más de me­ dio ciclo para evitar los fuertes porcentajes de distorsión que de otro modo ocurre con excitación reducida. En general, el amplificador se considera clase B cuando la tensión de polarización alcanza un valor del orden Ebrnin/EbO'

-E cc

=

,.

'>

o

lOO

145

200 225

.'lOO

~

400

,r.:

E bO JL

En el tríodo 2A3, JL = 4,2, de modo que la polarización que le corres­ pondería para clase B con 250 volts en placa sería de -250/4,2 '" '--60 volts, en lugar de los -67 previamente estimados.

300

eb FlG. 31. - Funcionamiento en clase A"B, del pentodo 6F6 conectado como tríodo. Ebb

lb

=

85

°

+ + 4~ 4

133 -4-

=

33,2 mA

=

0,0332 A

80

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

La potencia de entrada para las dos válvulas es, pues,

tensión llega al suyo: E cma • = -Ecc + I!ZE g • Los manuales de válvu­ las dan, casi siempre, las características tensión de placa-corriente de reja, para valores de ec constantes, tales como las que se ven en la Fig. 31 con líneas de puntos. En el punto D', que corresponde al instante de máxima corriente de reja, se tiene E em ., = 23,5 volts Y E bmin = 145 volts. Hay una curva para ec = 20 volts. Esta curva, para eb = 145 volts (en la vertical del punto D') da una corriente de unos 5 mA; co­ mo el valor real de ec es de 23,5 volts, aumentemos la lectura a 5,5 mA. En este momento la tensión aplicada por el generador de excitación pasa por su valor de pico y2E g = 61,5 volts; por lo tanto, la potencia que el excitador entrega en ese momento es

P ee = 2 X. 350 X 0,0332 = 23,24 watts r¡ =

Pu

p-

X 100 =

ec

5,2 X 100 23,24

=

22,4

ro

Supongamos que se aumenta ahora la tensión de excitación llevan­ do y2E g a 61,5 volts. El punto D', extremo actual de la línea de carga, cae ahora en la posición marcada correspondiente a ec = -38 61,5 = = 23,5 volts. Se tiene así

+

135 mA = 0,135 Amp 145 volts

.; lbma.

E bm1n

(P exc) p!co = 61,5 . X 0,055

La potencia de salida es Pu

-

=

13,8 watts

e'e

0,34 watts

e/g

"

=

-E cc

+

e' g

+

E ec

+

e'c

y en el instante de pico

La potencia de entrada es, pues, para las dos válvulas P ce = 2 X 350 X 0,043

=

de donde

lb = 0,318 X 0,135 = 0,043 Amp

y2Eg = Eco

+

E cmax

30,1 watts Multiplicando esta ecuación por el valor de pico de la corriente de reja, que llamaremos l em"", se tiene

y el rendimiento 13,8 30,1

=

Veamos ahora. Se sabe que

% (350 - 145) X 0,135

Para calcular la corriente media, dado que con esta tensión de ex­ 'Citación el funcionamiento se acerca pronunciadamente a la clase B, podemos usar mejor la fórmula [103J. Se tiene

r¡ =

81

(PexC)PiCo =

46 %

Se observa, pues, que al permitir a las rejas tomar potenciales po­ sitivos, se han elevado tanto la potencia de salida como el rendimiento a causa del aumento de l bmax y de la disminución de E bm1n resultantes. Este modo de funcionamiento se reconoce como AB 2 • ¿ A qué costo se consiguen estas ventajas? Es fácil darse cuenta que al hacerse positiva la reja, este electrodo toma corriente por captar electrones. Hay así consumo de potencia en el circuito de reja, la cual debe ser suministrada por el generador de excitación. Obsérvese que esa energía no puede provenir de la fuente E w Ésta, por el contrario, absorbe una parte de la energía de excitación. En efecto, si se sigue en la Fig. 23 el recorrido de la corriente de reja en el tubo N9 1, resulta que tal corriente entra por el polo positivo de la fuente de polarización. El cálculo de la potencia de excitación que se reclama del gene­ rador de excitación es bastante difícil. En efecto, la corriente de reja comienza a circular desde el momento en que la tensión total de la reja excede el valor ec = 0, y alcanzará su valor máximo cuando esta

~

y2Egl cmax

=

E cc1cmax

+

Eemaxlcmu,

Por lo tanto, la potencia de pico Y2Egl em • x provista por el genera­ dor de excitación se reparte en la porción E e c1cmax absorbida por la fuente de polarización y la porción Ecma.!cm•• absorbida por la reja. Por otra parte, debe observarse que las condiciones en que trabaja el generador de excitación son muy desfavorables. Este generador en­ trega corriente a una u otra válvula sólo durante el intervalo de cada medio ciclo en que su tensión eg excede el valor absoluto de E ee . Du­ rante el resto del ciclo no entrega corriente, está trabajando en vacío. Como todo generador, éste tiene su impedancia propia, y a ella hay que agregar aún la contribución del transformador de entrada, que viene a estar intercalado en el circuito. Cuando no hay corriente, la tensión aplicada a la reja es la que corresponde al generador y al transforma­ dor en circuito abierto. Cuando hay corriente, a esta tensión de circuito abierto hay que restarle la caída que la corriente produce en la impe­ dancia interna y en el transformador. Si, como en el caso general, la tensión del circuito abierto es senoi­ dal, la que se obtiene con la carga representada por la reja deja de serlo, puesto que hay una caída que se resta de la senoide sólo durante parte del ciclo. Por esta razón, aunque las válvulas en sí mismas no

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AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

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FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

deforman la señal, la onda de salida tendrá cierta distorsión: la cau­ sada por las condiciones en que trabaja el excitador. Para limitar la distorsión asi introducida (i puede demostrarse que es una distorsión de 311- armónica principalmente!), se puede, sea redu­ cir la corriente de reja, sea reducir la impedancia interna del excita­ dor. La primera solución sólo puede aplicarse a modo de criterio para elegir las válvulas: convienen aquellas que permiten alcanzar un valor de E bmlD razonablemente bajo y de ¡bm,; alto sin que la corriente de pico de reja llegue a ser muy grande. La segunda solución se aplica siempre en la mejor forma posible, utilizando como excitador un am­ plificador combinado con un transformador, de modo que el conjunto ofrezca una baja impedancia interna. Adelantemos que ello se consigue usando en el excitador válvulas de baja resistencia de placa (tríodos, o tetrodos fuertemente realimentados) y un transformador con relación de vueltas (primario a mitad del secundario) mayor que la unidad. El transformador, por otra parte, debe ser de muy baja dispersión; su proyecto constituye también un problema serio. Los amplificadores clase AB y B con corriente de reja se distin­ guen agregando a las letras el subíndice 2: AB 2 y B 2 , respectivamente. Se los prefiere cuando se necesita obtener potencias considerables con altos rendimientos. Pero la distorsión por 3:). armónica alcanza en ellos valores importantes si no se pone especial cuidado en el proyecto y en la realización.

picas de funcionamiento del tipo 6F6, como pentodo amplificador clase AB 2 , comparadas con las de la conexión triodo que analizamos en el párrafo anterior.

2-23. Tetrodos y pentodos como amplificadores AB y B. - Los tetrodos y los pentodos se prestan adecuadamente para funcionar como amplificadores clase AB y B, con o sin corriente de reja. En cualquiera de los dos casos, el rendimiento es alto porque gracias a la forma de las características se pueden alcanzar valores de E bmin muy pequeños. Queremos citar un caso ilustrativo, aunque se trata de una válvula de transmisión: El tubo de haces electrónicos tipo 828, cuyas condiciones típicas de funcionamiento en clase AH 1 son las siguientes:

Pentodos y tetrodos tienen un inconveniente muy importante fun­ cionando en clase AB o B: el carácter fuertemente variable de la corriente de pantalla cuando se pasa de la condición de sin excita­ ción a la de plena excitación. En la 6F6, por ejemplo, esa corriente pasa de 5 a 19,5 mA. En la 828 citada, de 4 a 43 mA. Veamos qué importancia tiene esto. La fuente de alimentación de pantalla tiene cierta resistencia interna. Un valor de 1000 ohms parece razonable para una fuente de poca corriente, con uno o dos reactores de filtro y válvulas de alto vacío como rectificadoras. Para la 828 necesitamos 750 volts en pantalla con plena excitación; a 43 mA, 1000 ohms pro­ ducen una caída de potencial de 43 volts. Para tener 750 volts con 43 mA, la tensión en vacío de la fuente tiene que ser de 750 + 43 = = 793 volts. Cuando el amplificador está sin excitación, la corriente de pantaIla debería ser de sólo 4 mA, a los cuales con 1000 ohms de im­ pedancia de la fuente corresponde una caída de 4 volts y, por lo tanto, 793 - 4 = 789 volts de tensión aplicada. Pero el Manual RCA dice que en vacío la tensión de pantalla no debe exceder de 775 volts. Luego, nuestra razonable fuente de 1000 ohms no sirve. Hay que usar otra de mejor regulación. Se concluye que los tetrodos no sólo necesitan una fuente especial para pantalla a fin de hacerles rendir toda la po­ tencia que pueden dar en clase AB () B, sino que exigen una muy buena fuente, y costosa por supuesto. Un par de tríodos en clase B podrían dar la misma potencia de salida que la 828 sin necesidad de esta fuente adicional, pero reque­

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En funcionamiento AB 2 y B 2 , la potencia de excitación reclamada por estos tubos es en general muchísimo menor que la por los tríodos capaces de dar igual potencia de salida. Ello se debe a que la tensión de polarización que se requiere para llevarlos a estas condiciones es menor, por lo que el término EcJcmax de la potencia de excitación pierde importancia; además, el valor necesario de Ecm,x es también menor que en los tríodos. Para ilustrarlo tomemos las condiciones tí-

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Corriente de pantalla con plena excitación.

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AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

rirán 4 ó 5 watts de potencia de excitación. Un inconveniente compensa más o menos al otro, pero la elección entre las dos posibilidades de­ pende de circunstancias particulares. No debe olvidarse, además, que un transformador de salida para clase B tiene exigencias más severas que el para clase AB. Por último, al considerar las "condiciones típicas de funcionamien­ to" que se dan en los manuales para clase AB 2 y clase B 2 , debe tenerse presente que en ellas se admite de ordinario que: 19 Las fuentes tienen regulación perfecta, es decir, las tensiones continuas aplicadas son independientes de la corriente que se toma de ellas. 29 El circuito de reja tiene impedancia nula, tanto para la com­ ponente continua como para la componente alterna de la co­ rriente de reja. 39 El circuito de reja pantalla tiene impedancia nula para la com­ ponente alterna de corriente, lo que equivale a decir que su tensión con respecto al cátodo es rigurosamente constante du­ rante el desarrollo de cada ciclo de la excitación. 49 Las dos válvulas son exactamente iguales. En la práctica, estos requisitos son imposibles de cumplir con las limitaciones usuales de costo y las tolerancias de fabricación que se necesita admitir. En consecuencia, la potencia de salida que puede es­ perarse en una realización práctica es bastante menor (tal vez un 20 %) que la que se da en los manuales, y la distorsión, bastante mayor: en general no es fácil mantener la cifra de distorsión por debajo del doble del valor teórico. El uso de la realimentación negativa en el excitador, para redu­ cir su impedancia interna, y en todo el amplificador, para disminuir la distorsión, es no sólo recomendable, sino indispensable. También es conveniente el uso de fuentes de alimentación reguladas artificial­ mente, en particular para la pantalla y la polarización de la reja de control. Entendiendo por regulación de una fuente la diferencia ex­ presada como el porcentaje que hay entre la tensión de la misma en vacio (sin carga) y la tensión con plena carga, debe procurarse man­ tenerla por debajo del 5 % en las fuentes de placa y de pantalla, y por debajo del 3 % en la de polarización de reja de control. 2-24. Polarización automática en los amplificadores AB y B. ­ La polarización automática (por resistencia catódica) no puede evi­ dentemente utilizarse en un amplificador clase B a causa de que la corriente continua de placa varía entre un mínimo, teóricamente nulo y en la práctica muy pequeño, y el máximo que corresponde a plena excitación. Si la resistencia catódica se ajusta de modo de obtener la polarización correcta sin excitación o con excitación débil, la polariza­ ción resultaría excesiva para la condición de plena excitación, pero como es evidente que la polarización automática no puede exceder ni siquiera igualar la de corte, ya que necesita corriente para producirse,

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

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lo que ocurre en realidad es que la corriente continua de placa se ve imposibilitada para aumentar en la proporción que exige el aumento de excitación. No podrá obtenerse del amplificador la potencia esperada. Se fabrican tríodos especiales, que según los manuales, funcionan en clase B con polarización nula en la reja, los que permitirían así lograr las ventajas de esta clase sin necesidad de una fuente especial de polarización. Se trata de tríodos de factor de amplificación alto, es decir, con la reja control de pequeño paso y próxima al cátodo, en los que la corriente de placa es relativamente escasa con polarización nula. Muchas veces estas válvulas funcionan decididamente en clase AB 2 , pues la tal polarización nula dista mucho de la que realmente se necesita para llevar a cero la corriente de placa. En la familia de las válvulas de recepción, un representante típico de las válvulas de polarización nula es el doble tríodo 6N7, con un factor de amplificación de 36; la corriente con E bO = 300 volts y ec = O es de 17,5 mA por sección, mientras que en las condiciones típicas de plena excitación, tal co­ rriente se eleva a sólo 35 mA. Resulta difícil comprender por qué se llama B a lo que en realidad es clase AB. A pesar de la ventaja que significa la eliminación de la fuente de polarización, las válvu­ las de este tipo son escasamente recomendables debido a la notable distorsión que originan con excitación reducida. En efecto, la reduc­ ción de la distorsión en los amplificadores push-pull clase A se debe a la compensación recíproca de las curvaturas de las características de una y otra válvula. Para que tal compensación exista es necesario que la forma de las curvas de cada par que tienden a compensarse, sea más o menos la misma, tal como sucede en la Fig. 26, por ejemplo, donde cada par de curvas combinadas dan una característica compues­ ta que es casi recta. Cuando una válvula se polariza para clase AB Be advierte que en realidad funciona como clase A cuando la tensión de excitación es pequeña; ésta es una de las razones que hacen prefe­ rible la clase AB sobre la clase B pura. Observemos ahora las ca­ racterísticas del pentodo 6F6 conectado como tríodo, Fig. 31. Note­ mos que las curvas que corresponden a valores negativos de ec son cóncavas hacia arriba, mientras que las que corresponden a ec positi­ vas lo son hacia abajo. Si las válvulas de un push-pull están polari­ zadas, digamos con -20 volts, para tensiones de excitación pequeñas, las dos válvulas trabajan simultáneamente sobre curvas de ec nega­ tivas, es decir, de igual forma, con lo que es posible la compensación aludida. Pero si la polarización fuera nula, entonces mientras una de las válvulas tiene la reja positiva, la otra la tiene negativa; la curva e c = +10 debe combinarse con la curva ec = -lO, de forma muy diferente; la característica compuesta dista mucho de ser recta, pues de hecho resulta más curva que las simples. La distorsión, en conse­ cuencia, es grande cuando la excitación es pequeña. La Fig. 32 ilus­ tra este resultado para una válvula típica de esta familia: el tríodo de transmisión 811; la curva llena representa la distorsión total de un amplificador con dos de estas válvulas (con 1250 volts en placa y O volts en reja, excitadas por dos 6L6 en push-pull clase A con reali­

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AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

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mentación negativa) en función de la tensión de excitación aplicada a las rejas de las 6L6. La polarización automática puede utilizarse, en cambio, en clase AB, con ciertas limitaciones, sobre todo con válvulas pequeñas. N o es fácil dar reglas generales para esta cuestión. Al emplear polariza­ 200 10 '" ción automática en clase AB debe ~ observarse que la tensión de pola­ ;;! rización viene a depender de la ~ .¡¡ 100 ~ condición de excitación y aumenta .~ 5 ~ .l'. con ésta, llevando el funcionamien­ e to más a clase B. Con tensiones de excitación pequeñas, la corriente de 12 4 8 placa es menor,la polarización tam­ o Tens,Ó., ~e eK~d~do" bién y el funcionamiento es decidi­ FIG. 32. - Características de distor­ sión y potencia de salida de un par damente clase A, como conviene pa­ de triados 811 (polarización nula) ra baja distorsión. A medida que en funcionamiento clase B. Obsér­ aumenta la excitación, aumenta la vese cómo la distorsión alcanza nn máximo porcentaje cuando la poten­ corriente de placa y la tensión de polarización, acercándose asi el fun­ cia de salida es pequeña. cionamiento a clase B, como convie­ ne para mayor rendimiento. El resultado es que la distorsión con poca excitación es reducida, mientras que aumenta con el rendimiento cuan­ do con la excitación alcanza el valor pleno. Los amp1ificadores clase AB con polarización automática permiten lograr rendimientos superio­ res a los de polarización fija, manteniendo condiciones decentes de dis­ torsión cuando la excitación es pequeña Véase, en efecto, la Tabla III, que se da más adelante. Todo esto es muy lindo cuando se 10 consi­ dera, como lo estamos haciendo, frente a una cuartilJa en blanco. Es­ tamos hablando de distorsión, potencia de salida y rendimiento tal como se los calcula, o, con las limitaciones del caso, como se los me­ diría con excitación senoidal estable. En la reproducción de la música o de la palabra, tal estabilidad de la excitación no existe: la señal salta abruptamente del "pianissimo" al "fortissimo" sin previo aviso; el paso de excitación reducida a excitación plena se produce de pronto sin dar tiempo de establecerse el nuevo valor de la polarización; nótese, en efecto, que la tensión de polarización no es otra cosa, en cada mo­ mento, que la tensión de carga del capacitar Cko Fig. 21, Y que esta carga, como ocurre en todo capacitar que se carga y descarga a tra­ vés de resistencias, toma cierto tiempo para pasar de un valor a otro. La tensión de polarización no sigue las variaciones rápidas de la ex­ citación, y lo que ocurre por esa circunstancia con la deformación instantánea es imprevisible. Puede ser que tal cosa no tenga importan­ cia en un equipo de "public-address", pero ciertamente la tiene cuando de "alta fidelidad" se trata. Volvamos, pues, a los viejos triados clase A, purísima, cuando queramos dar satisfacción a los oidos exigentes, y tengamos la conciencia en paz. .~

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AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

2-25. Condiciones típicas de funcionamiento en push-pull cla­ ses A, AB Y B. - Para el propósito de ilustrar con ejemplos nuestra exposición, resumimos en la Tabla III algunas condiciones típicas de funcionamiento de los amplificadores push-pull, para los tipos de vál­ vulas más usuales. 2-26. Proyecto de los amplificadores de potencia clases AB y B. Como en el caso del amplificador clase A, tratado en el párrafo 6, el proyecto de los amplificadores clase AB ó clase B consiste princi­ palmente en la adaptación de las "condiciones típicas de funciona­ miento" recomendadas por los fabricantes de válvulas a las necesida­ des particulares del caso y en el proyecto o elección de los elementos accesorios, transformadores de entrada y de salida y fuentes de ali­ mentación. Repetiremos una vez más que dichas condiciones típicas de funcio­ namiento presuponen condiciones de carga, de alimentación y de exci­ tación (en el caso en que haya corriente de reja) ideales. Las cifras de potencia de salida y de distorsión que se dan en los manuales, en particular tratándose de válvulas con reja de pantalla, deben tomarse con cierta prevención por la imposibilidad práctica de satisfacer aque­ llos requisitos ideales a un cost() razonable. Por supuesto, lo primero que debe hacer el proyectista es ente­ rarse de qué debe ser el amplificador, es decir, c()nocer o establecer las especificaciones a satisfacer. De éstas, las más importantes s()n la potencia de salida, la distorsión máxima tolerada, las frecuencias de corte inferior y superior, la naturaleza y la impedancia de la carga de utilización, y la fuente prímaria de alimentación. En la mayoría de los casos el proyecto no se limitará a la etapa amplificadora de potencia solamente, sino que incluirá también una sección excitadora completa. Pero de todos modos, el trabajo comenzará por la etapa de potencia, y el diseño del excitador deberá satisfacer las exigencias de ésta. El proyecto del amplificador de potencia responderá entonces a las siguientes cuestiones: a) Tipo de válvulas. b) Especificaciones de las fuentes de alimentación (tensiones de salida y regulación). c) E'Specificaciones del transformador de salida (inductancia de magnetización, inductancia de dispersión admitida, inducción máxima a la frecuencia de corte inferior, relación de vueltas; podría agregarse también el rendimiento del transformador y la sobreelevación de temperatura admitida). d) Requisitos que debe cumplir el excitador. e) Previsión de la forma de realimentación negaUva a aplicarse. 'Estamos en condiciones de orientarnos para responder a este cues­ tionario, excepto el último punto. Pero sobre éste tenemos algo que

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADOI{ES

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decir desde ya. El empleo de la realimentación negativa (ver Capítulo IV) en forma inteligente permite una considerable economía cuando se la incluye desde un principio en el proyecto, economía que, desde luego, es interesante cuando se trata de grandes equipos amplificadores. La técnica de la realimentación negativa es, sin embargo, más difícil de lo que ordinariamente se cree, y su explotación exige conocimientos y recursos que no pueden ser tratados en el presente texto sin rebasar los límites que le hemos impuesto para lograr una exposición nuclear al alcance de los que no poseen conocimientos teóricos previos muy pro­ fundos. La realimentación negativa no es ni una panacea ni un re­ curso de último orden; es una posibilidad que hay que aprovechar para lograr mejores realizaciones a menor costo. Al no dominar su técnica cabe una actitud prudente y conciliadora, recomendada por muchos pro­ fesionales experimentados: proyectar los equipos de modo tal que sean buenos sin realimentación y agregar la realimentación para que sean mejores, dejando de lado mientras no aumente el caudal de nuestros conocimientos la posibilidad de explotarla a fondo. Sentado así el problema de la realimentación negativa, pasemos a ocuparnos de los cuatro primeros puntos del c u e s ti on a r i o prece­ dente. a) Elección del tipo de válvulas. - La elección del tipo de válvu­ las está subordinada principalmente a la potencia de salida deseada, a la calidad de reproducción y al modo cómo se encare el problema de costo. Un aspecto no menos importante es el de la disponibilidad del tipo en la plaza y las posibilidades de reposición. Llamados a aconsejar sobre el tipo de válvulas a preferir, respon­ deríamos en la siguiente forma: 1) Amplificadores de "alta fidelidad" hasta 8 Ó 10 1Vatts: Trio­ dos 2A3 o mejor 6A5G, que es su equivalente con cátodo indi­ recto, en push-pull clase A (párrafo 18). 2) Amplificadores de "alta fidelidad" hasta 20 1Vatts: Las mis­ mas que en 1), pero en "push-pull paralelo", es decir, con dos válvulas en paralelo en cada rama del push-pull. Tetrodos 807 conectados como tríodos. 3) Amplificadores paTa "public-address", 20 a 25 1Vatts: Tetro­ dos 6L6G en clase ABlJ polarización automática. Consideramos preferibles, sin embargo, aunque son algo "supermedidas", para estas potencias, los pentodos europeos EL34 y EL60, que dan esa potencia en clase A y con 250 volts en placa y en pantalla, con polarización automática y menos de 10 volts eficaces de excitación. Emplear bajas ..tensiones en placa y pantalla redun­ da en economía y seguridad de la fuente de alimentación y, además, por usar la misma tensión en pantalla que en placa se elimina en parte el problema de la regulación de la tensión de pantalla.

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4) A mplificadores para "public-address" hasta 50 tuertts: Pento­ dos EL34 ó EL60 en clase Bl , con 425 volts en placa y en pan­ talla, polarización fija. Hasta unos 40 watts útiles pueden uti­ lizarse los tetrodos 6L6G en clase AB 2, con los inconvenientes de requerir potencia de excitación y tensión diferente de pan­ talla. También se usa el tetrodo de transmisión 807 en clase AB 2• con 500 volts en placa y 300 en pantalla; los requisitos de excitación y de regulación de tensión de placa, pantalla y reja de control son severos, sin embargo. 5) Amplificadores para "public-address" hasta 100 watts: El pen­

todo EL34 ó el EL60 dará aproximadamente esta potencia (con un buen transformador de salida) con 800 volts en placa y 400 en pantalla. Cuando se alcanza esta potencia es ya imprescin­ dible el uso de dos fuentes de tensión aunque se empleen trío­ dos, puesto que el excitador requerirá también una tensión de alimentación que no conviene en general tomar de la fuente principal. Una fuente de pantalla de 400 volts permite ser apro­ vechada para alimentar las otras etapas. Además, por ser en este caso una tensión exactamente la mitad de la otra, es posi­ ble la construcción de fuentes de dos tensiones, relativamente sencillas, y sin emplear elementos especiales. En general, los amplificadores de esta potencia no son muy recomendables por el hecho de requerir ya tensiones elevadas con el considerable aumento de costo que éstas representan. Es preferible saltar de la serie de los 50 watts a los 6) Amplificadores y moduladores de 200 watts: Para esta poten­ cia y aún más podrían utilizarse tubos de haces electrónicos mo­ dernos, como el 828 (ver párrafo 23) en clase AB 1 • pero está el inconveniente de la necesidad de una regulación casi per­ fecta de la fuente de pantalla y también el del elevado costo de la válvula, comparado con el de los tríodos capaces de ren­ dir un servicio similar. Una potencia de cerca de 200 watts se puede obtener cómodamente con un par de 811 en clase B, con 1250 volts en placa y O volts en reja, excitados por dos 6L6-G o, mejor, por dos 6A5-G (ó 2A3).Mayor potencia de salida se logra con dos tríodos 805, con iguales tensiones que los anteriores (300 watts nomínales) o con 1500 volts en pla­ ca y -16 volts en reja (370 watts nominales). El uso de una pequeña tensión negativa de polarización es favorable por reducir la distorsión a bajos niveles; el inconveniente de re­ querirse una fuente aparte para esta polarización existe, es cierto, pero hay una solución que si bien no es muy elegante es perfectamente aceptable si se construye el amplificador pa­ ra uso propio: emplear pilas secas del tipo de 1 ~ volts; su duración será muy grande y su costo de reposición despre­ ciable.

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FUNCION AMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

AMPLIFICADORES DE AUDIO FRECUENCIAS

7) Amplificadores para "ambas corrientes" o para corriente con­

tinua: Con este tipo de alimentación la elección queda restrin­ gida a los tipos de 100 ó 150 mA en el calefactor, para alimen­ tar en serie directamente desde la red de corriente continua o alternada. Válvulas indicadas para este servicio son las 25L6-GT, 35L6-GT Y 50L6-GT entre las americanas, y las UEL1 y UL41 entre las europeas. Con dos válvulas en push-pull clase AB, 200 volts en placa, se obtendrán potencias de 10 watts. Potencias mayores (20 watts) se conseguirán recurriendo al "push-pull paralelo". b) Especificaci6n de las fuentes de alimentaci6n. - Deberán cal­ cularse las tensiones y las corrientes tomadas de cada fuente y esta­ blecerse la regulación admitida, es decir, la diferencia porcentual que se tolera entre la tensión de la fuente en vacío y la tensión con carga plena. Es de práctica admitir el 5 % de regulación en las placas y pantallas y el 3 % en la polarización. Preferimos mejor regulación que la anotada en pantalla. Regulaciones de este orden requieren el uso de un buen transformador en la fuente, rectificadoras de vapor de mer­ curio, filtros con reactor de entradOJ, reactores de filtro de baja resis­ tencia, y resistencia de drenaje (en la fuente de polarización y a veces en la de pantalla) debidamente proporcionada. Sobre esta cuestión yolveremos más adelante. c) Transformador de salida. - De éste nos hemos ocupado con cierta extensión en el párrafo 10. La inductancia de magnetización

d

P,/2

[

~/2

P212

'q¿~. FIG. 33. -

Disposición conveniente de loo arrollamientos de un transformador de salida con núcleo en anillo para clase AB o clase B.

para los amplificadores push-pull de cualquier clase conviene calcu­ larla sobre la base de la impedancia de carga mínima tolerable a una frecuencia de corte inferior convenientemente elegida. Puede usarse la fórmula [73] con RL = (n¡/~)2R para calcular la inductancia de medio primario. El uso de esta fórmula derivada para el amplificador,

92

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

93

FUNCIONAMIENTO DE LOS AMPLIFICADORES

clase A, se justifica observando que ella es, sin duda, válida para el tubo compuesto de la Fig.: 25. La inductancia de todo el primario será 4 veces la de medio, en cuanto se duplica el número de vueltas. La inductancia de dispersión calculada con las fórmulas' [66] y [75] da, en general, valores demasiado benévolos y por lo común su­ periores a los que deben admitirse. Hemos visto que toda la teoría del amplificador push-pull descansa sobre suponer que el transformador se comporta idealmente. Las inductancias de dispersión entre cada mi­ tad del primario y el secundario, y entre amb/l8 mitades del primario son fuentes de fenómenos muy desagradables, particularmente en clase B pura. Especialmente la última debe reducirse al mínimo. El perfecto balance de ambas mitades del primario debe extenderse también a la resistencia de los devanados y a las capacitancias distribuí­ das. Estas últimas tienen efectos importantes en los grandes transfor­ madores, en las que son mayores y tornan una corriente no despreciable en las frecuencias superiores. Aunque no es ésta la oportunidad para tratar el proyecto del trans­ formador de salida, será bueno observar que el balance obtenible en la unidad depende de la forma del núcleo y de la distribución de los bobi­ nados. El núcleo denominado de anillo es preferible para el amplifica­ dor clase B ó AH. La Fig. 33 mues­ tra una disposición adecuada de los bobinados sobre el núcleo. Nótese que el primario ha sido divido en cuatro e a secciones, de modo que cada mitad viene a tener la misma cantidad de co­ bre. El equilibrio capacitivo es bueno - - - - t l - b si el punto medio del secundario se une a masa, pero se perjudica si es uno de los extremos de este arroIla­ mieilto el que va a tierra, corno es fá­ cil darse cuenta, e ; f 1 d L a F'19. 34 mues t ra 1a d'lSPOSlClOn '" adecuada en el núcleo tipo acorazado. Este núcleo no es tan conveniente co­ rno el anterior por diversas razones, FIG. 34. - ' Disposición de los arro­ pero se obtienen con él resultados sa­ llamientos en un transformador con núcleo acorazado, apto para tisfactorios cuando se trata de ampli­ ficadores clase A, donde las exigen­ amplificadores clase A. cias de dispersión reducida son mucho menos severas que en los de clase B. El valor máximo de la inducción para las frecuencias más bajas de funcionamiento afecta a la distorsión magnética. Con hierros silicios comunes, nunca debería pasarse de 6000 gauss en la frecuencia de corte.

La relación de vueltas nl!n 2 se obtiene fácilmente a partir del va­ lor (nl!n 2) 2R calculado y del valor de R especificado. En los manua­ les es común dar la impedancia de carga de placa a placa, dato que significa muy poco en clase A y nada en clase B. Esa impedancia es cuatro veces mayor que (nl!n 2)2R, ya que tornando todo el primario, la relación total de vueltas viene a ser 2n¡/n2 , y la resistencia (2ntln2) 2R. d) Requisitos del excitador.- Los requisitos del excitador son muy simples cuando las rejas del amplificador no tornan corriente. En tal caso, el excitador se limitará a proveer la tensión de excitación nece­ saria, libre, en lo posible, de distorsión. Cuando las rejas tornan corriente, el excitador debe suministrar cierta potencia, cuyo cálculo exacto es algo difícil. Pero ya sabernos cómo se calcula la potencia de pico exigida, y el excitador debe ser capaz de suministrarla fácilmente. Además, sabernos también que la impedancia interna del excitador debe ser pequeña para evitar la de­ formación, y tanto más pequeña cuanto mayor sea la corriente de pico de reja. Infortunadamente, tampoco es fácil prever la impedancia in­

[) n'

-!..: l,5(p. 811-805)

FIG. 35. -

n'l

.. Ebb =0,7 (p. 812) Excitación de un par de triodos de mediana potencia.

+.360Vdb

terna de un excitador con su acoplamiento. Pero para los amplifica­ dores clase B de hasta 300 watts, que requieren a lo sumo 6 ó 7 watts de excitación, la mejor solución, o por lo menos la más simple, consiste en utilizar corno excitador dos triados 6A5-G ó 2A3 en clase AB¡, aco­ plado con transformador de baja dispersión y de relación de vueltas de todo el primario a vueltas de todo el secundario entre 0,7 y 1,4, según que la tensión de pico de excitación sea más o menos grande. La impedancia del excitador así constituído no excede de un par de cente­ nares de ohms a las frecuencias medias, y no será mucho mayor a las frecuencias superiores si se cuida mantener muy baja la dispersión del transformador, usando, por ejemplo, la disposición ilustrada en la Fi­ gura 33. La Fig. 35 muestra el esquema recomendado por RCA para los amplificadores con válvulas 805, 811 u 812; la Fig. 36 muestra el cir­

94

AMPLIFICADORES DE AUDIO FRECUENCIAS

cuito recomendado por los mismos fabricantes para la 811, en el cual se emplean como excitadoras dos 6L6 realimentadas. Actualmente, muchos excitadores de potencia se construyen como seguidores catódicos (ver Capítulo IV), lo cual es por cierto muy l'e­ CAPÍTULO

III

AMPLIFICADORES DE TENSIÓN ni

n,

n' ...!.: O.!JIf

nl

lE}

l.­

RL=(!!J.)2R=.57SOn

t Z9."2

f-IZ~V

36. - Excitación de un par de triodos de mediana potencia (tipo 811) con dos tetrodos 6L6. El transformador de excitación merece la mayor atención en el proyecto.

FIG.

comendable cuando se trata de grandes amplificaoores moduladores de muy alta calidad, y aun para los amplificadores menores, Válvulas más pequeñas en clase AB 2 , tal como la 6L6 Ó la 6F6, se excitan cómodamente con una válvula del mismo tipo conectada como tríodo, acoplada con un transformador de una relación de vueltas de todo el primario a mitad del secundario del orden de 2.

'.

3-1. Las señales que finalmente deben excitar a los amplificado­ res de potencia provienen de fuentes de bajo nivel, tal como los micró­ fonos, fonocaptores, cámaras de toma. o líneas. A menudo la potencia suministrada por estas fuentes es del orden de los microwatts o frac­ ción de microwatt, con tensiones de salida del orden del milivolt. Por otra parte, la tensión de excitación reclamada por los amplificadores de potencia sin corriente de reja va desde algunos volts, en los de me­ nor potencia, hasta un centenar, y a veces mucho más en los mayores. Elevar la tensión de la fuente de señal hasta el valor reclamado por el amplificador de potencia es la función del amplificador de ten­ sión. La señal amplificada debe estar, en lo posible, libre de distorsión. A este respecto se puede ser razonablemente exigente, por cuanto bas­ tan precauciones elementales de proyecto para que la distorsión total de los amplificadores de tensión con ganancias totales del orden de 100000 ó más no exceda del 1 ó 2 %. La ganancia de tensión que puede obtenerse de una válvula va desde, más o menos, 10 en los tríodos de bajo factor de amplificación, hasta 300 ó más en los pentodos de alta transconductancia, pero de­ pende de la tensión de la fuente disponible y de la frecuencia de corte superior que se elija, tal como hemos de ver en su oportunidad. A su vez, el valor de pico de la tensión alterna de salida que puede lograrse sin excesiva distorsión está por lo común entre 1/6 y 1/4 de la tensión de la fuente de alimentación. Estas cifras demuestran que una sola válvula es insuficiente para proveer la ganancia total requerida en la mayoría de los casos prác­ ticos. En consecuencia, han de utilizarse dos o más válvulas conectadas en cascada, es decir, de modo tal que la tensión de salida de la primera de ellas sea amplificada nuevamente por la segunda, y así sucesiva­ mente, hasta alcanzar el valor deseado. La necesidad de la conexión en cascada de varias válvulas crea el problema del acoplamiento entre cada una y la siguiente. Varios cir­ cuitos de acoplamiento son posibles y se han utilizado en la práctica. En la, actualidad, puede decirse que el tipo llamado por resistencia y c~acitancia es el más empleado, razón por la cual le prestaremos pre­ ferente atención en lo que sigue.

95

96

97

AMPLIFICADORES DE AUDlOFRECUENCIAS

AMPLIFICADORES DE TEKSIÓN

En los amplificadores de tensión interesa examinar los factores de los cuales dependen la ganancia, el modo de variación de ésta con la frecuencia y la rotación de fase (también dependiente de la frecuen­ cia), que las válvulas y los circuitos de acoplamiento introducen.

:liderarse incluídas en las primeras, e o l"1' i g i e n d o al efecto sus va­ lores. La Fig. 38 representa la segunda etapa del amplificador que nos ocupa, con la inclusión de las capacitancias antedichas. Se han elimi­ nado las fuentes de polarización, ya que suponernos que no influyen en las características de funcionamiento. Para analizar este circuito, el primer paso consiste en reemplazar el tubo por su generador equivalente. Prefiérese emplear la forma de corriente constante de este úl­ timo 1, porque resultan más evi­ ~9mee I{ , 0+ '" t dentes las relaciones matemáti­ cas que vinculan la tensión de Tp !lb es salida con la de en trada. La R, Ce es Fig. 39 muestra el resultado de la substitución. El circuito preséntase con FIG. 39. - Circuito equivalente de la eta­ aspectos bastante formidables, pa acoplada por resistencias y capaci­ aunque no sería difícil obtener tancias.

expresiones generales que des­

criben la dependencia que viene a existir entre la tensión de salida Es

y la de entrada E e' No convienen tales expresiones generales porque

su complejidad no permite sacar conclusiones tan inmediatamente corno

algunas más simples que se deducen con facilidad partiendo de .hipó­

tesis simplificativas.

Veamos. Para los amplificadores de audiofrecuencias con pentodo, valores comunes de los diferentes elementos del circuito, son los si­ guientes:

3-2. Acoplamiento por resistencia y capacitancia. - La Fig. 37 ilustra esquemáticamente el circuito de un amplificador de tensión con acoplamiento por resistencia y capacitancia. Las válvulas se han dibu­ ~Unae/apQ

I I

Re

FIG. 37. -

Acoplamiento de resistencias y capacitancia. Delimitación de "una etapa", según se entiende en el texto.

jado corno tríodos para mayor simplicidad, pero el circuito y las con­ clusiones que obtendremos de nuestro estudio son aplicables al caso de los pentodos. De hecho, es el pentodo el tipo de válvula que ordinaria­ mente se prefiere para la amplificación de tensión. Para su análisis, divídese el amplificador en eta.pCUl o pasos. Con­ sidérase corno una etapa o paso de amplificación al conjunto de ele­ mentos comprendidos entre el terminal de reja de un tubo y el termi­ nal de reja del siguiente. Una etapa comprende, I 0+ pues, un tubo y su cir· cuito de acoplamiento con +0· I el tubo siguiente. En ri­ I?b ~ gor, forma parte también Ce es de la etapa su sistema de alimentación de placa, de pantalla y de polarización FIG. 38. - Circuito de una etapa amplifica­ de reja (generalmente au­ dora de tensión en el que se toman en cuen­ ta las capacitancias parásitas. tomática), las capacitan· cias de salida del tubo de la etapa y de entrada del tubo siguiente, si lo hay, y la capacitancia distribuída las de conexiones. Por el momento hemos de dejar de lado la contemplación de los efectos de los sistemas de alimentación, pero es de todo punto imprescindible considerar los de las capacitancias in· terelectródicas, y los de las capacitancias con respecto a masa (cátodo) del conexionado del circuito; estas últimas, sin embargo, pueden con-

1"p

Rb Re C Cs Ce

,,11,.

=1 000000 ohms - 1 megohm = 100 000 ohms = 500 000 ohms =0,01 X 10- 6 farads = 0,01 microfarad =10 X 10-12 farads = 10 micromicrofarads =10 X 10- 12 farads, incluidos en ella las ca­ pacitancias de las conexiones.

A 5000 e/s la reactancia de C es igual a 1 -7- (2 X .3,14 X 5000 X 0,01' X 10- 6 ) ' " 3200 ohms, mientras que la de Ce y la de Cs, de ca­ pacitancia mil veces menor que C, resultan mil veces mayores, o sea de 3 200 000 ohms. Observando la Fig. 39 nótese que el efecto de la reactancia de C a 5000 e/s es ciertamente despreciable comparado con el de las demás, puesto que cualquier corriente que circule por C producirá en él una caída de tensión mucho más pequeña que la que la misma corriente produce en los demás elementos del circuito. Podernos, en consecuen­ X

,

.

1 Para la discusión de este generador equivalente, véase el texto "Vál­ vulas electrónicas", del autor, (Colección Telecomunicaciones, Arbó Editores, Buenos Aires, 1951).

98

AMPLIFICADORES DE AUDIO FRECUENCIAS

99

AMPLIFICADORES DE TENSIÓN

cia, eliminar C del circuito equivalente, con lo que éste queda redu­ cido al que muestra la Fig. 40, donde los capacitares C. y Ce se 9m ee R han combinado en uno solo: ';\;) ; pa' ; Cp~r = C. +Cc" Observare­ 'V " , .0 . mas a h ora que 1as tres resIs­ tencias r p • R b , Re han venido a quedar en paralelo y que es rp Rb Re Ce-tC, =Cpar es posible reemplazarlas por una equivalente, cuyo valor, FIG. 40. _ Simplificación del circuito equi- segú.n l.~ con oc ida regla de valente para las frecuencias. aSOClaClOn, resulta dado por la fórmula: 1

1

1

1

- = r+R - +ReR p par

Evidentemente, no es la de 5000 c/s la única frecuencia para la cual son despreciables los efectos de las capacitancias del circuito. A 2500 ciclos, por ejemplo, los efectos de Ce Y C. son, con mayor razón, despreciables porque sus reactancias se duplican, y si bien se duplica también la de C, el nuevo valor, 6400 ohms, sigue siendo pequeño comparado con las demás impedancias del circuito. Las ecuaciones [2], [3] y [4] son así aplicables a cierta gama de frecuencias, como lla­ maremos gama de las frecuencias medias, porque el razonamiento que nos condujo a ellas es válido para las frecuencias comprendidas, por lo menos, entre 2500 y 500 c/s en el segundo considerado. Ejemplo. ¿ Cuál es la ganancia en las frecuencias medias de la etapa de la Fig. 39 si la transconductancia del tubo es de 2000 micromhos? Aplicando la fórmula [4] se tiene:

[1]

b

y para los valores del caso, escritos en megohms, 1

1

1

1

-R - = +0,1- +0,51

(A) med

1

13

megohms

~

(A)"'Cd = 2000 X

=

gmRp.rEe

(A) me
E. E.

,

\

E.

g",R par

[4]

gmRpar

= ~

=

160

••

E.

_

•1

1

[3]

A su vez, la ganancia o amplificación de tensión viene a ser, para esta frecuencia,

80000

X

-l­

O--T

donde el signo (-), como se sabe, indica que la tensión de salida e. está en fase opuesta con la de entrada, e.. Tratándose de tensiones senoidales, el valor eficaz de e. resulta ser

10- 6

Amplificación a las frecuencias inferiores. Consideremos ahora la frecuencia de 100 ciclos por segundo. Las reactancias de C. y C. son - 9 m ee 50 veces mayores que a 5000 c/s y siguen despreciables por grandes. La de .~~c e alcanza, en cambio, 160 000 ohms, se ' + hace mayor que R b y comparable a Re rp Rb Re es y aún a 1"p. Por consiguiente, las fór­ mulas anteriores conducirán a resul­ tados eminentemente falsos si se las aplica en este caso. FIG. 42. - En las frecuencias Para estas frecuencias puédese bajas la capacitancia de acopIa­ imaginar otro circuito equivalente: miento desempeña un papel pre­ ponderante. aquel que resulta de conservar el ca­ pacitar C y eliminar Ce y C. de la Fig. 39. Obtenemos así el circuito de la Fig. 42, adecuado para las frecuencias inferiores. Resuelto este circuito de acuerdo con las reglas del caso, el valor eficaz de la tensión de salida resulta ser

80000 ohms

En la Fig. 40 tenemos, por lo tanto, la reactancia de Cpar, que es la mitad de la de C. o de la de C. (1600000 ohms) en paralelo con una resistencia R p • r veinte veces menor. Quiere decir, -~me. entonces, que la influencia de Cpu es despreciable si nos contentamos con una· aproximación razonable • en los resultados. Redúcese, en consecuencia, el cir­ RptIr es cuito a la forma que muestra la Fig. 41, perfectamente sencilla. Por la resistencia R p • r circula toda la I corriente del generador, equivalente, gmee' y produce __ i: en ella una caída de tensión igual a gme.Rp.r' Como Fle 41 _ El _ para la tensión de salida e. se ha elegido el sentido pliclcacior de :~_ positivo opuesto al de la caída de tensión,' se tiene, sión simplificado para las frecuen­ como expresión de e • eias medias. [2] e. = -gmRpare.

E.

2000 X 10- 6 X R pRr

y con el valor de R p• r previamente calculado,

13

par

R pBr =

=

+ ( 2rrfCR. er

)~

. l­

[5]

y la ganancia (A:)

gmRp~ I nI

E. ­

~- ~ 1

+(

1)2

2rrfCR•• r

[6]

100

donde

R psr

Nótese que 'Pi toma el valor de 45° para f = fl' puesto que tg 450 = 1. La Fig. 43 representa 'Pi como función de f /f •.

tiene el significado ya conocido, y

R ser

=

1' R b + ----- r~ + R b p

Re

[7J 90

Pero en este caso, la diferencia de fase entre la tensión de salida y la de entrada ya no es de 180 grados, como antes. El cálculo demues­ tra que la tensión de salida está atrasada con respecto a la de entrada en un ángulo 8. = 180 0 - 'Pi [8J donde 1 tg 'PI = 27r fCR

[9J ser

(A) tnr

=~

1

+ (2

7T

1

27rCR,er

~

1

)~

40

f

j()"

.2c:

20'

.!! {¡

fi

....... i'

r-...

""""

.

-- (

i'..

r--- 1--

fO'

FIG. 43. _

fl)-2

6

4

2

0.6 0,8 ,

0.4

0.2

0.'

6

10

fjfi

Característica de fase del acoplamiento frecuencias inferiores.

Ejemplo. Con los valores de r p , R b ,

Re

Re

en las

Y C supuestos, se tiene

por la ecuación [7J

R ser

=

0,5

+

0,1

1 X 0,1 1 + 0,1

0,5

+1;1

0,59 megohms

Por la ecuación [11J

¡. =

[12J

+ -­

I

1

+ 10-

6,28 X 0,01

X 0,59 X 10- G

=

27 e/s '

(A)inr l' ________.__ = ----:= 0,707 med

\/2

y como (A) rned ha sido calculado en 160, (Ab el. = 160 x. 0,707 = 113 Para f = 54 c/s, se tiene fifí = 54/27 = 2; entrando con este va­ lor en el eje horizontal de la Fig. 16, o reemplazando en la ecua­ ción [12 J, se tiene (A)Heis

[13J

1

Por lo tanto, cuando la frecuencia es f = 27 c/s, se tiene

f

que tiene la ventaja de servir para cualquier caso, con tal de reempla­ zar en ella f l por el valor conveniente. Esta ecuación es la misma que encontramos en el Capítulo II para el transformador de salida. La curva de la Fig. 16 puede utilizarse también para el presente caso. A su vez, el adelanto relativo de fase '{'I de la tensión de salida se puede dar por la relación '

f

50"

--

(A)

1

CAe =~

SO"

.!!

[11]

1

(A) inC

I(!I

~

fCR. er

la cual puede tomarse como frecuencia de referencia introducién
tg

70"

rlü]

Por otra parte, nótese que esta ecuación arroja el valor 1/'112 para. la freCllencia (frecuencia de corte inferior)

f i

eo

.,'" ~

1

Oled

..

i;:

q:

La ecuación [8J nos dice que las tensiones de las frecuencias in­ feriores tienen menor atraso de fase que las frecuencias medias. El ángulo 'PI se llama adelanto relativo de fase y será un parámetro de fundamental importancia a considerar cuando estudiemos la realimen­ tación negativa. Observando que grnRpsr es la ganancia en las frecuencias medias (A) Oled, la ecuación [6] se puede escribir en la forma (A)

101

AMPLIFICADORES DE TENSIÓN

AMPLIFICADORES DE AUDIO FRECUENCIAS

(A)

0,9

m«\

y

(A):i4 e/s =

0,9 X 160 = 144

El ángulo de fase para esta frecuencia se obtiene entrando con el valor f/fi = 2 en la Fig. 43. Resulta para el ángulo de adelante de fase relativo 'PI = 26°30'

102

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

AMPLIFICADORES DE TENSIÓN

y para el atraso total de la tensión de salida c<Jn respecto a la de entrada (ec. [8]), 8 1 = 180° -

8.

1

C= 27rf¡R. er

[14]

'"

6,28 X 60 X 0,59 X lO·

Rpar

·

,-- -roO

~

-

'rcw

l-

e,

I ¡ '--­ Fw. 44. - Simplifica­ ción del circuito equiva­ lente para las frecuen­ cias superiores.

= 0,0045

X

10-~

Rp • r •

Resolviendo este circuito y procediendo después a introducir c<Jrno frecuencia de referencia la frecuencia de corte superior

=

1

....... ¡..",V

./

~-40

~ -30' ;

~

lE -za­ ~

~

"O:

-'o­ ..­

O,Z

0.'

Fw. 45. -

1

~~(;J

0,4

0.8

0,Il

z

,

a

6

11

10

flfs

Ejemplo. Para el caso que nos ocupa

C par

= 20

X

10-12 farads

y R par = 80000 ohms. La frecuencia de corte superior es

f. =

1 6,28 X 20 X ,10- 12 X 80000- = 100000 c/s

Para f = 100000 e/s, f/f. = 1, la ecuación [i6], o la curva de la Fig. 17, da (A) 100 000 e/. (A) roed

=

0,707

y como (A)med = 160, la ganancia a 100000 c/s por segundo es

[16]

(A) 100 000 el. = 160 X 0,707 = 113

es decir, la misma que a 27 ciclos por segundo. El ángulo ~. re­ sulta de --45° y 8.=180-(--45°)=225°. Para 200000 c/s, f/f. = 2. La curva o la ecuación dan

Se deduce también que el adelanto relativo de fase de la tensión de salida está dado ahora por la relación

= (- :.)

,./

Característica de fase del acoplamiento Re para las

frecuencias superiores.

[15]

cuya gráfica se da en la Fig. 17.

tg~.

--

o

27rCparRpár

se tiene la expresión normalizada de la ganancia (A') .up (A) roed

~

.. -60

~-50

farao.

ohms. Su efecto es despreciable, entonces, con mayor razón que a las frecuencias medias. En cambio, la reactancia de epar (Fig. 40) se re­ duce a 160 000 ohms, comparable con R pBrI que vale 80 000 ohms. Por lo tanto, epa< deberá te­ nerse en cuenta para estas frecuencias. El circuito a considerar para las frecuencias BU­ periores es el de la Fig. 40, el que puede dibu­ jarse como en la Fig. 44, reemplazando las tres resistencias rp' R b Y Re por su eQuivalente

fa

Los valores de ~. están dados por la Fig. 45. Nótese que son nega­ tivos, lo que significa que para las frecuencias superiores la tensión de salida atrasa más de 180° con respecto a la de entrada.

.:! -60

Respuestas a las frecuencias superiores. Para una frecuencia de 50 000 ciclos por segundo, la reactancia del capacitor e es diez veces menor que a 5000 ciclos, es decir, de sól<J 320

)

~.

180° -

:: -1'0'

1

-9m e e

I

=

o­

y reemplazando valores

C=

y el atraso total de la tensión de salida

26°30' = 153°30'

Ejemplo. ¿ Qué valor debe darse a la capacitancia de acopIa­ miento del ejemplo anterior para que la frecuencia de corte infe­ rior sea de 60 c/s? De la ecuación [11] se deduce fácilmente

103

[17]

(A)200

000

el.

(A)med

1

v

1 +2 2

1

= ------==5

0,45

v

Luego, (A) 200

000

el.

160 X 0,45

72

104

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS AMPLIFICADORES

ne TENSIÓN

105

Por su parte, de la curva de la Fig. 45 (~) 200

y

Ss

=

180 -

000 el.

=

63°30'

(-63°30')

=

243030'

Curva de respuesta total. Compréndese sin dificultad que el uso de las curvas normalizadas de las Figs. 16 y 17 permite calcular rápi­ damente la ganancia de la etapa para una frecuencia cualquiera. Basta con determinar las frecuencias de corte' inferior, f., y de corte supe­ rior, f .. y para cada frecuencia calcular, o bien la relación f /f , o bien i la relación f /f., según que se trate de una frecuencia alta o baja; se entra después a la curva correspondiente y se lee el valor de (A)¡nr/(A)med o de (A)sup/(A)med' según el caso. Se notará que las curvas normalizadas se han trazado no sobre un papel cuadriculado común, sino sobre uno especial. La "especialidad" de este papel consiste en que la escala marcada sobre el eje horizontal se ha dibujado de modo que las distancias sean proporcionales al loga:­ l"itmo decimal de la cantidad representada más bien que a la cantidad misma. Si usted no sabe qué es el logaritmo decimal de una cantidad, es conveniente que lo averigüe cuanto antes consultando cualquier tra­ tado más o menos avanzado de aritmética. Pero el no saberlo no le impedirá interpretar y utilizar estas curvas y representar otras en igual clase de papel. Un papel de coordenadM logarítmicas (así se lo llama) se puede comprar en cualquier papelería o casa de artículos para dibujo téc­ nico. Se caracteriza por el número de ciclos de cada eje; en las Fi­ guras 16 y 17, por ejemplo, se ha utilizado un papel de dos ciclos (dos secciones iguales) en el eje horizontal. La cantidad anotada en el extremo derecho de cada sección es diez veces mayor que la anotada en el extremo izquierdo (así 0,01; 0,1; 10). Cada sección está divi­ dida en diez partes desiguales, a las cuales corresponden, respectiva­ mente, 2, 3, 4 veces la cantidad anotada en el extremo izquierdo. Si se toma la sección 0,1 - 1, por ejemplo, la primera raya vertical a la derecha de 0,1 corresponde a 0,2, la segunda a 0,3, etc. En algunos casos, entre estas divisiones principales se intercalan otras secundarias,

por ejemplo las que corresponderían a 0,15; 0,25; 0,35; etc., o bien

0,11; 0,12; 0,13; etc. Pero es siempre fácil distinguir las principales

de las secundarias. La longitud de una sección se llama bll8e del papel. El secreto del papel es el siguiente: la distancia entre el extremo izquierdo de cada sección y la división que corresponde a 2 veces el valor allí ano­ tado, es igual a 0,3010 veces la longitud de la base; . para 3 veces, 0,471; para 4 veces, 0,6021, etc. Estos números son los logaritmos de­ cimales de 2, 3, 4, etcétera. Puede construirse, o improvísarse, un papel de coordenadas loga­ rítmicas muy fácilmente. Sobre un papel cuadriculado común trace dos ejes en la forma acostumbrada (Fig. 46). Sobre el eje horizontal marque un punto a 3 cuadros de distancia del eje vertical, otro a

6, un tercero a 9 y un cuarto a 10. Repita lo mismo a partir de este punto, y cuantas veces quiera cada vez que llegue a 10. Haga lo mismo en el eje vertical. Trace verticales y horizontales por los pun­ tos marcados y vea el resultado en la Fig. 46. En el cruce de los dos ejes primeramente dibujados comience a marcar las escalas empezando, por ejemplo, con 10 en el eje horizontal y siguiendo como se ve en la figura. En lugar de comenzar por 10, puede empezar por 1 ó por 0,1, ó por cualquier 1 seguido o precedido por el número de ceros que le convenga. Lo mísmo en el eje vertical. Para trabajos de audiofre­ cuencia conviene empezar el eje horizontal por 10, porque sobre este

, 0,8

TTT-li I

DA 02

,

r-n ti I tT 1T

o, tI I t t

I

11lT 1

0,08 0,04

, I

¡f •

I r-l 1'1 I i I t l lit; '

Ú!JI

.H

. ,.

j.

I

FIG. 46. -

20


/lO 100

(00

!

.

t

¡

1

,;

I I ' ji:-

400

-p

~.¡

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+­

-

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1./" ,

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/lOO 1000 2000

LIIJ

1; +-­ j' :_- , l I J

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I

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" '+ ' rrTHl n i J r Ff +1 . i 10

~--H+-H

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I

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'H ¡ ¡ j-,

j

i'

Li, 1, 1I

t

DJJ2

-tt·~

r-l=:+ '- -

,

H -t-t-tll

-

too =-roo

1,

-p .'1-+

aooo

80))

10000

Es fácil improvisar un "papel logarítmico" con un papel cuadriculado común.

eje se representará la frecuencia, y 10 ciclos es de las más bajas que pueden interesar en la práctica. La curva de respuesta de un amplificador es una curva que re­ presenta la relación (A) r

- CA) ~;.<1

.

siendo (A) r la ganancia a una frecuencia cualquiera. Muchas veces, en lugar de referir la ganancia al valor correspondiente a las frecuen­ cias medias, se las refiere a la ganancia correspondiente a una frecuen­ cia determinada, por lo común 400, 800 ó 1000 ciclos por segundo. Para dibujar la curva de respuesta, calcúlase la ganancia para un número conveniente de valores de la frecuencia, como ha venido hacién­ dose en los ejemplos anteriores, y se llevan los valores (A) r/(A)med al papel logarítmico en la forma acostumbrada. Asi se ha hecho en la Fig. 47, la que representa la curva de respuesta de la etapa amplifi­ cadora de la Fig. 38. ¿ Por qué se usa papel logarítmico? Simplemente porque es más cómodo y da curvas más decentemente legibles en la mayoría de los casos. Obsérvese en la Fig. 47 que la curva "cae" de 100 a 1 c/s

AMPLIFICADORES DE TENSIÓN

10G

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENGIAS

casi tanto como de 50000 a 5000000. Si usted pretendiera dibujar esa curva en un papel lineal con el mismo detalle, o bien tendría que usar un papel desmesuradamente largo -alge> así ce>mo 5000 metros-, o la primera parte de la curva resultaría tan comprimida que sería de todo punto imposible utilizarla para nada. En el eje vertical se nota otra cosa interesante. Cuando se mide algo o se calcula, se comete siempre un pequeñe> error por imperfección de le>s instrumentos de me­ dida o por las aproximaciones del cálculo. De los errores interesa casi siempre más el valor porcentual que el valor absoluto. Por ejemplo, es ridículo pretender medir una tensión de mil volts ce>n una precisión de (),001 volt, es decir, un milivolt. que es la millonésima parte de la cantidad medida. Ese milivolt carece en absoluto de significado en la maye>ría de los casos prácticos. Pero si se trata oe medir una tensión de 5 milivolts, el error de un, milivot representa el 20 % del vale>r real y tiene ya mu'cha importancia. Cuando se mide con una precisión de 1 %, el error en 1000 volts puede ser de 10 volts; en 5 milivolts será de 0.05 volt; en ambos casos la precisión porcentual es la misma, pero

, 0,5

o, 0,05

0,01,

FIG.

47. -

5 10

50 100

SOO lo:xI

104 fOS ~_C/s--

rQ6

10 1

Trazado de la curva de respuesta de un amplifica.dor con acoplamiento Re.

el valor absoluto de los posibles errores, muy diferente. Al representar valores medidos, interesa que la representación tenga. el mismo orden de precisión que la medición. Pero la precisión con que se puede ubi­ car, un punto en el papel es de una fracción de milímetro; un dibu­ jante muy bueno puede llegar a 0,2 milímetro, un chapucero, apenas a 1 milímetro. Si la escala es lineal, a 0,2 milímetro corresponde siem­ pre el mismo número de volts, digamos 2 milivolts. Entonces la preci­ sión de la representación será siempre de 2 milivolts, sea que se estén representando milivolts o decenas de volta. Para el primer caso, la representación es demasiado grosera, para el segundo, excesivamente prolija. Cuando se usa papel logarítmico. la escala se va modificando paulatinamente; por ejemplo, la primera sección vertical de la Fig. 47 corresponde a un intervalo de valores de 0,01 a 0,1, es decir, a {),09; la segunda, en cambio, de 0,1 a 1, o sea a un intervalo de 0,9. Se comprende que una longitud de 0,2 milímetro cerca de la horizontal 1 representa una variación o intervalo del valor medido 10 veces mayor que cerca de la horizontal 0,1. Por consiguiente, el error de la repre­ sentación viene a variar del mismo modo que la medición: porcentual-

107

mente, es el mismo cualquiera que sea el valor representado; en valor absoluto, crece con el valor representado. 3-3. Decibeles. Expresión de la ganancia de tensión en decibeles. Supongamos que un generador de tensión constante, es decir, cuya tensión de salida no depende de la carga, sea capaz de aplicar una ten­ sión E a la entrada del amplificador, Y sea Re> Fig. 38, una resisten­ e cia de utilización. La inclusión del amplificador nos permite obtener sobre Re una tensión E. en lugar de la E e que tendríamos si aplicá­ ramos el generador directamente a Re' La relación E./E e es lo que hemos llamado ganancia de tensión del amplificador. En lugar de ex­ presar esta ganancia simplemente por el cociente EJE e , se suele dar el logaritmo decimal de este cociente. o mejor, el logaritmo decimal multiplicado por 20: Ganancia logarítmica = 20 >< log

~ E

= 20 >< log A

[18]

e

donde A = E./E e es la ganancia o amplificación de tensión numérica. La ganancia de tensión asi expresada se llama ganancia logarítmica o ganancia en decibeles. Por ejemplo, para la etapa calculada en el pá­ rrafo anterior, la ganancia numérica para las frecuencias medias es A = 160. Luego, la ganancia de tensión en decibeles (dB) es Ganancia de tensión en dB = 20 log 160 El logaritmo de 160 es 2,2041, la ganancia en decibeles es, pues. 20 x 2,2041 = 44,082 dB; en números redondos, 44 dE. Veamos qué ocurre con la potencia. Si la tensión E e se aplicara directamente a la resistencia Re. tendríamos una potencia en ella de E.2 Re

Pe

Con el amplificador intercalado se tiene, en cambio, P

•

=~ Re

Diremos que la ganancia de potencia es

.!.!..-.. = Pe

E.2 E e2

=

(~)2 Ee

La ganancia de potencia es, pues, la relación entre la potencia que el amplificador desarrolla en la carga útil dividida por la potencia que el generador de entrada desarrollaría aplicado directamente a la misma carga 1. 1 Este modo de definir la ganancia de potencia no coincide con el que habitualmente se encuentra en los textos elementales, donde se la suele definir

] 08

AMPLIFICADORES DE AUDIOI"R¡';CUE~CIAS

La ganancia de potencia se expresa también por el logaritmo. pero para que dé el mismo valor que la de tensión, se toma 10 veces el logaritmo en lugar de 20: Ganancia de potencia (dD)

p. = 10 lOir ( __ E. 10 I og -P e E.

)2

[19J

(El resultado es el mismo porque se demuestra que lag ¡¡.2 = 2lüg a) También puede expresarse en decibeles la ganancia referida a la ganancia en frecuencias medias o a la ganancia a una frecuencia dada que se toma como valor de referencia. Se usa la siguiente fórmula.: Ganancia relativa en dE • (A) a la ireouencia f

a la frecuencia f = 20 lag (Af~~lTecue~a de

Muchas veces se utiliza la escala de decibeles para compara¡' las po­ tencias desarrolladas por diferentes generadores o amplificadores sobre diferentes cargas. En vez de decir que la potencia P ~ es tantas veces mayor (o menor) que P¡, se dice que el nivel de potencia P~ es de tantos dE superior (o inferior) al de p], calculando con las siguientes fórmulas: Nivel de

o ~

[l

a la frecuencia. d.e reí.

]

a la lre
¡¡

~.

-20

~

'Z

-24 / -28

"" E -32 ""-36 -40

36 39

40

e/s c/s e/s c/s

,,

" 5 10

50 100

p¡

10 5

10 7

ID

=

R Z[Z2 [22J

E2 1

=

R¡

R¡[I Z

La primera de las [21] se puede escribir, entonces en la forma 2 I . NIVel de P 2 con respecto a PI = 10 lag ( - -E22-R --­ E¡ R 2

)

y, por propiedades de los logaritmos, ,

NIVel de como la relación que existe cntre la potencia de salida del amplificador y la que el generador entrega efectivamente al amplificador. En realidad, una definición rigurosa de la ganancia es bastante complicarla, pero entendemos que la que hemos dado es suficiente para las necesidades del técnico,

E 2­o R2

Pz

60 30

a) Expresar las ganancias numéricas en decibeles. b) Expresar en dE las ganancias tomando como referencia la ganancia a 10()O e/s. Utilice una tabla de logaritmos común o la tabla de conversién que hallará en cualquier manual de radio.

10 4

500 1000

frecuenCIa e/s ----.-

50 5

......

/

Una potencia de 400 watts, por ejemplo, tiene un nivel 10 dE su­ perior a una de 40 watts, porque 400/40 = 10 Y log 10 = 1. Cuando se conocen las resistencia sobre las cuales se desarrollan esas potencias y las tensiones o las corrientes correspondientes, se tiene

ferentes frecuencias son las. siguientes: 2000 3000 5000 10()OO

.....

/

P~ < PI)

La característica de respuesta de la Fig. 47 cuando la ganancia relativa se expresa en decibeles.

Problema. Las ganancias numéricas de un amplificador a di­

14 28

> PI)

1

1

Fra. 48. _

160 -20 log1I3

La Fig. 48 da la curva de respuesta de la etapa del :Párrafo ante­ rior en decibeles. Nótese que ahora se usan coordenadas logarítmicas en el eje horizontal solamente.

c/s c/s c/s c/s c/s

P~

./

-4

-8

-12

-16

-20 lag 1,414 = -20 x 0,15()l ~ -3 dB

50 100 250 500 1000

-10 log~ (si

Nivel de P 2 con respecto a p¡

Se utiliza una u otra fórmula según que (A) ¡¡. la. frec/cencia f sea mayor o menor que (A) a la frecuencia: de referencia. Por ejemplo, si la ganancia a 27 c/s es 113 y la ganancia a las frecuencias medias 160, se tiene Ganancia en dE a 27 c/s referida a las frecuencias medias

P.,

10 lag P: (si P~

con respecto a PI

[21]

[20J (A)

P~

reí

o bien Ganancia relativa en dE (A) a la frecuencia f = -20 lag

109

AMPLIFICADORES DE TENSIÓN

P2

con respeéto a p¡

=

20 lag

E

E 2I +

R¡ Ro

10 lag - -

[23]

De igual modo se obtiene .

Nivel de P z con respecto a

PI =

[2

20 lag - [1

+

Ro

10 lag ---

RI

[24]

110

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS AMPLIFICADORES DE TENSIÓN

Cuando alguna de las fracciones que en estas fórmulas figuran es menor que la unidad, se la puede invertir poniendo el signo (_) ele­ lante del logaritmo.

De la tabla de logaritmos resulta 1 volt/Ero = 1000, es decir, que la tensión de salida del micrófono es mil veces menor que 1 volt, o sea 1 milivolt. También se dice "la potencia de salida (p.) de este amplificador es de 33 dB con respecto a 0,006 watts". Lo que significa que

Ejemplo. ¿ Cuál es el nivel ele la potencia desarrollada por una tensión de 100 volts eficaces sobre una resistencia de 25 ohms, com­ parada con la que desarrollan 1000 volts sobre 500 ohma? Se puede resolver de dos modos:

p.

10 log 0,006

a) Calculando (l00)2

~=-¿s-

p. log O,006 . = 3,3

400 watts

y

(1000)2 ~

E]2

p¡ = - ­

R¡

La tabla da entonces P,/0,006 = 2000 y, por tanto, p. = 0,006 X 2000 = = 12 watts. Se advierte la necesidad de expresar el valor de referencia cada vez que se da una tensión o una. potencia en dB, porque son varios los valores de referencia que se usan en la práctica.

2()OO watts .

Aplicando la 211- de las [21J: 2000 Nivel de P 2 con respecto a PI = -10 log~= -10 log 5 -10 X 0,699

=

=

-6,99 dB

b) Aplicando la [23] .

100

NIvel de P 2 con respecto a P 1 = 2(J log 1000 -20 log 10

+ =

+

10 log

WO 2&=

10 log 20 = -20 X 1 X 10 X 1,301 -20 + 13,01 = -6,99 dB

=

El resultado es, desde luego, el mismo con ambos procedimientos. Como se ve, la escala de dB es comparativa; sólo puede hablarse de dB cuando se comparan dos potencias, dos tensiones y también, si se quiere, aunque es menos común, dos corrientes. No tiene sentido preguntar a cuántos dB equivalen 100 volts. No obstante, es bastante común el uso de potencias o de tensiones "standards" de referencia. Así suele decirse que la tensión de salida de un micrMono es de ----6() dB con respecto a 1 volt. Esto significa que 20 log tensión de salida del micrófono 1 volt

---6(J ~

o, invirtiendo la fracción y cambiando de signo, 2

O

log

= 33

de donde E 22

P2

=

111

1 volt 4-oMn:'<_

-'

,,-'_

-'_o

••

de donde log -1-volt -­ Em

60 =20

= 3

60

3·4. Consideraciones prácticas sobre el acoplamiento de resisten­ cia y capacitancia. - Corno siempre, es mucho más fácil describir có­ mo funciona un aparato que decir cómo debe construírselo para que res­ ponda a determinadas especificaciones. El amplificador de tensión no escapa a esta regla, infortunadamente muy general, a pesar de la simplicidad de las fórmulas y de las hermosas curvas que hemos ob­ tenido. Una de las razones por las cuales el problema se complica bastante, es la necesidad de emplear fuentes cuya impedancia interna no sea nula, corno lo hemos supuesto hasta ahora. La tensión de polarización de reja se obtiene por el sistema automático, por lo común; la tensión de la pantalla proviene de la misma fuente que la de placa, pero se la reduce por medio de una resistencia en serie. Tanto la resistencia de cátodo como la de pantalla deben derivarse por medio de capacitores de paso de baja reactancia para las más inferiores frecuencias ampli­ ficadas, a fin de que el potencial de los electrodos no varíe durante el desarrollo del ciclo de la señal. La Fig. 49 muestra el circuito de la etapa así desarrollada. La influencia de una impedancia no despreciable en el circuito de cátodo se comprende fácilménte. La corriente de placa circula por el sistema CKRK• La componente continua lo hace por R K y desarrolla una caída de tensión continua IJlK que viene a hacer positivo el cátodo con res­ pecto a la T~ja o, dicho de otro modo, fija la polarización negativa de este electrodo con respecto al cátodo. Si el conjunto CKRK ofrece _una impedancia determinada y no nula a la componente alterna de corriente de placa, ip, ésta desarrollará una caída de tensi6n i¡rZK, siendo ZK la impedancia combinada de Cl{R K , y esa caída de tensión queda apli­ cada también entre el cátodo y la reja. La tensión alternada total en reja es, entonces, la combinación de eg con ipZ K , mientras que toda nuestra teoría se basa en suponer que en la reja no hay otra tensi6n

112

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

altemada que eg = ee' Ahora, si se recuerda que i p es positiva cuando

e g es positiva, ipZ K tiende a hacer positivo el cátodo con respecto a

masa cuando eg hace positiva a la reja con respecto al mismo punto.

Por lo tanto, se comprende fácilmente que la diferencia de potencial

que realmente viene a existir entre I'eja .y cátodo es menor que la ten­

sión de excitación ee' La ganancia de la etapa resulta, pues, menor

que la calculada. Pero se observa, además, que ZK tiende a hacerse ma­

yor cuando disminuye la frecuencia, puesto que en tal caso aumenta ]a

reactancia del capacitar C K • El resultado es que el efecto reductor de

la ganancia es mayor para las frecuencias bajas que para las altas.

Ello equivale, en general, a decir que la frecuencia de cor­ e te inferior se corre hacia las + frecuencias más altas. Un efecto similar ocurre en el circuito de pantalla. La Rc Rb pantalla de un pentodo funcio­ fa Ccz na como la placa del tríodo y RC2 toma, por lo tanto, una com­ ponente alterna de corriente que está en fase con la exci­ tación. Si esta componente ~ + Ebb tiene que circular por la re­ FIG. 49. - Circuito básico de una etapa sistencia reductora (Re2 , Fig. amplificadora de tensión con pentodo. 49) produce en ella una caída de tensión que tiende a hacer menos positiva la pantalla !;uando eg es positiva.

Pero como la corriente de placa depende también de la tensión de

pantalla, la disminución de esta última hace que la corriente de placa

crezca menos, con eg positiva, de lo que crecería si la pantalla estu­

viera a potencial constante. El efecto equivale al de una disminución

de la transconductancia del tubo. Con el capacitar de paso C se

o2 ofrece a la componente alterna de la corriente de pantalla un camino

más directo hacia el cátodo. Como antes, Ce2 es eficiente para las

frecuencias altas, pero no para las más bajas. En consecuencia, hay

un nuevo corrimiento de la frecuencia de corte inferior hacia

arriba. Sería conveniente poner en fórmulas o en curvas lo dicho. Infor­ tunadamente las que salen de un análisis riguroso son complicadas y de difícil interpretación. Lo único que puede decirse aquí es que con­ viene que la reactancia de CK sea muy pequeña (entre 1/1000 y 1/100) comparada con R b, la resistencia de carga del tubo, para la frecuen­ cia más baja que interesa amplificar, o bien del orden de 1/5 a 1/10 de R K a la misma frecuencia. En los tríodos pueden usarse, en prin­ cipio, valores algo menores por ]a ausencia del efecto similar de la pantalla. . El capacitor de paso de la pantalla se deberá fijar de modo que su reactancia a la frecuencia más baja de interés sea pequeña como

113

AMPLIFICADORES DE TENSIÓN

parada con la 1'esistencia dinámica de pantalla, esto es, con la relación .t1e e2 / .t1i e2 de la variación de la tensión de pantalla a la variación de la

corriente de pantalla resultante, con los potenciales de los demás elec­ trodos constantes. Esa resistencia es del orden de los 50 000 ohms en los pentodos comunes, de modo que la reactancia de Ce2 no debiera ex­ ceder de los 5000 ohms en las frecuencias más baja de interés. Donde se puede andar con cierta seguridad es en el extremo su­ perior de la banda. Aun aquí, sin embargo, hay un elemento indeter­ minado; la capacitancia distribuida de las conexiones con respecto a masa. En una realización bien cuidada, esa capacitancia andará entre 10 y 20 micromicrofarads. Por lo tanto, la capacitancia Cpar total pue­ de estimarse en primera aproximación en C par

-

Capacitancia de salida del tubo + Capacitancia de entrada del tubo siguiente + 20 ¡.t¡.tF.

Si se desea un valor de corte superior determinado, [15] permite calcular 1

Rpar

Is'

la ecuación

[25]

27TI s Cpar

En un pentodo puede despreciarse r p en el cómputo de R par • Con respecto a Re se elegirá generalmente el valor más alto que permita la válvula siguiente. En consecuencia, será fácil calcular el valor más alto admisible para R b , teniendo en cuenta que se tiene ahora 1 R par

1

Rh

+

1 Re

de donde es fácil deducir que

RparR e Re -R par

Rb

•

[26]

Ejemplo. Con un pentodo 6SJ7 se quiere construir una etapa amplificadora con una frecuencia de corte superior de 20 000 c/s. Re se fija de antemano en 500 000 ohms. Calcular el valor máximo posible de R b si la capacitancia de entrada del tubo siguiente es de 6 p.p.F. Según el manual, el pentodo 6SJ7 tiene una capacitancia de sa­ lida de 7 p.¡.tF. Por lo tanto, estimando 17 p.p.F para las conexiones, se tiene Cpar

7

+

6

+ 17

30 p.p.F

114

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

R

=

par

(

1 21T X 20 000 X 30 X 10

0,16X lO· 6

=

comparada con Rb o con Re' El factor de mérito para videofrecuencia se expresa igual que el de los pentodos, pero, en general, en los ampli­ ficadores de audiofrecuencias, la frecuencia de corte superior resulta tan alta como para no preocuparse de ella, a menos que la capacitancia de entraua del tubo siguiente sea excesivamente alta l.

12

0,266 X 10 6 ohms

Bjemplo. ¿ Cuál es la frecuencia de corte superior y qué ga­ nancia provee un tríodo 6J5, suponiendo que está seguido por un tetrodo 6L6-G, y que la capacitancia distribuída de las conexi9nes es de 15 p.p.F? ¿ Cuál es la ganancia que proveería un pentodo 6SJ7 en las mismas condiciones de respuesta? ¿ Cuál la que proveería un pentodo miniatura 6AK5? SegÚn el manual, la capacitancia de salida del tríodo 6J5 es de 3,6 p.p.F, y la de entrada de la 6L6-G, 11,5 p.p.F. Se tiene, pues,

Como este valor ha resultado casi exactamente la mitad de Re, es

evidente que R b puede ser del mismo valor que Re, es decir, de

500 000 ohms.

Observemos ahora que la ganancia máxima del tubo es

A

grnRpar

[27] Puesto que R par está limitada por f., conviene combinar esta ecuación con la [25]; se tiene gm

A = (

Cpar = 3,6

[27a]

21Tf.C par

Además, es r p

Obsérvese que la ganancia posible para un tubo dado es inversa­ mente proporcional a la frecuencia de corte superior, y para una fre­ cuencia de corte dada, proporcional al cociente gmlCpar • Esta observa­ ción es muy importante para los amplificadores de videofrecuencias, en los cuales f. es de algunos megaciclos. Como el valor mínimo de C par es el de las capacitancias de los tubos, el cociente

F=

f. =

gro

[28]

Co +C¡

Ejemplo. El factor de mérito del pentodo 6SJ7 es (CO = = 6 p.p.F, gro = 1650 p.mhos) :

7 p.p.F, C¡

F =

1650 6+7

-_.- =

Para el pentodo miniatura 6AK5, en cambio, que tiene C¡ Co = 2,8 p.p.F Y Um = 5100, se tiene

F=

5100

6;8

=

4 p.p.F,

I !

,1

1

750

es decir, casí 6 veces mayor que el del 6SJ7. En los tríodos, a su vez, hay que tener presente que R par está prin­ cipalmente formada por la resistencia de placa del tubo, que es pequeña

11,5

+

1f,

=

30,1 p.p.F.

7700 ohms. Con la ecuación [15] se calcula -

~ 7T Re· par p a r628 ,

1 X 7700 X 30' , "

"'-12

+

I

127

1

=

+

=

690000 c/s

Si se tomara en cuenta la contribución de R b y de Re en el valor de R pa .. se obtendría, desde luego, un valor de f. algo mayor que el que acabamos de calcular. La ganancia provista por el tríodo, to­ mando R. ar ~ T p , resultaría igual al factor de amplificación, en es­ te caso 20 (en la práctica algo menor por la influencia de R b y Re)' En efecto: A = gmRp.r = grnrp = p. = 20

donde Co y C¡ son, respectivamente, la capacitancia de salida y la de entrada de Ul'- tubo, y gm su transconductancia, tiene el significado de un verdadero factor de mérito del tubo como amplificador de video­ frecuencias. =

115

AMPLIFICADORES DE TENSIÓN

Con la ecuación [25] se tiene

+

En la 6SJ7, Co = 7 p.p.F. Por lo tanto, C par = 7 11,5 15 = 33,5 p.p.F. Como esta capacitancia es un 10 % mayor que la anterior, para tener la misma f. habrá que disminuir R par en un 10 %, con lo que tenemos, para esta válvula, R pRr = 7000 y como ganancia (gro = 1650) A = 1650 X 7000 X 10- 6 = 11,55 Obsérvese que resulta un menor valor que con el tríodo. Con la 6A¡K5, en cambio, Co = 2,8 p.p.F y gm = 5100 micro­ mhos. Cpar viene a tener casi el mismo valor que antes, de modo que Rpar se puede tomar igual a 7700 ohms despreciando un pe­ queño error. La ganancia resulta ahora

A = 5100 X 10- 6 X 7700

~

39

1 Con tríodos de alto ,. y, por lo tanto, alta resistencia de placa (por ejemplo el 6F6), podránse encontrar dificultades en la respuesta en alta fre­ cuencia. Estas válvulas no son, en general, recomendables como amplificado­ ras de tensión.

118 (

( (

(

( (

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

de la fuente de placa disponible y del valor de R b elegido, con alguna influencia de parte de Re' Aunque se pueden hacer muchas especulaciones sobre esta cuestión y llegar a determinar en el papel tales valores óptimos, lo mejor es acudir a la experiencia. Una vez más hallamos el problema resuelto por los ingenieros de las fábricas de válvulas, que dan recomendaciones bien definidas para el caso. En los manuales de válvulas 1 se encuen­ tran una serie de tablas que contemplan un gran número de posihilida­ des para muchos tipos de válvulas amplificadoras de tensión. Estas tablas están hechas para tres distintos valores de la tensión de alimentación E bb (ino de la tensión de placa E1Jo!) 90, ISO Y 300 volts, que corresponden a los valores usuales en los receptores de "am­ bas corrientes" para 110 y 220 volts y en los receptores de corriente alterna con fuente de transformador. Para las válvulas destinadas a funcionar con batería, las tablas se dan para los valores usuales de 45, 90 Y 135 volts. Para cada tensión de alimentación se dan nueve juegos de valores de Rb,·R e , R e2 , R k , C. 2 , C" y C. 2 Se anota, además, la tensión de pico de salida máxima que puede esperarse sin exagerada distor­ sión, y la ganancia de tensión correspondiente a frecuencias medias. La curva de respuesta de cada juego de valores es tal que ti cae alre­ dedor de los 100 ciclos por segundo y que t. está muy por encima de la banda de audio en el caso de los triodos. Para los pentodos, no se establece el valor de la frecuencia de corte superior, pero en cam­ bio se dice que la respuesta empieza a caer a 20000, lO 000 ó 5000 cjs, según que R b se tome de 100 000, 250 000 Ó 500 000 ohms, respectiva­ mente. Para obtener frecuencias de corte inferiores más bajas, basta multiplicar los valores de Ce2 , C.. y C que da la tabla, por el factor 100/li' donde II es la frecuencia de corte deseada, dejando inalterados los demás parámetros. Para la mayoría de los trabajos de audiofre­ cuencias, el valor de resultante con R b = 100 000 será plenamente satisfactorio. Si por cualquier causa se quisiera llevar la respuesta ha­ cia frecuencias más altas, habrá que preferir el valor más baio de R., o reducir R b • Al reducir esta última se impone corregir R. 2, que debe reducirse en la misma proporción que R b , Iilás o menos, y también R,,; para la modificación de esta última se tomará como guia los valores anotados en la tabla. No hay que preocuparse demasiado por obtener exactamente esos valores de resistencia y capacitancia que se dan en la tabla. Variacio­ nes en más o en menos del orden del 10 % no afectan mayormente el funcionamiento del amplificador. Por otra parte, un cambio del orden del 50 % en el valor de.la tensión de alimentación tampoco modificará gran cosa ni la respuesta ni la ganancia, pero sí la tensión máxima

'B

1 Véase "RCA Manual de válvulas de recepción RC-17", Arbó Editores, S. R. L., Buenos Aires, 1965).

2 Obsérvese que en las tablas se emplea una notación diferente que la que empleamos en el presente texto. En las tablas editadas en castellano, la notación es además diferente de la que se emplea en el original. En todos los casos, sin embargo, el significado de los símbolos está debidamente explicado.

119

AMPLIFICADORES DE TENSIÓN

de salida, la cual variará en la misma proporción que la tensión de la fuente. La sensibilidad a la variación de la tensión de alimentación se debe en gran parte a la polarización automática de la reja de control y a la alimentación de la pantalla por resistencia reductora. Al variar la tensión de la fuente, todas las tensiones electródicas varían más o menos en la misma proporción, y la variación de las tensiones de pan­ talla y de placa se ven compensadas por la variación en sentido opuesto de la tensión de polarización. El sistema de alimentación de reja y de pantalla, atenúa también las diferencias que podrían existir con distin­ tos ejemplares de válvulas. Además, cuando interesa elevar la frecuen­ cia de corte inferior y buscar acaso que la ganancia caiga rápidamente al bajar la frecuencia, pueden elegirse valores de Ck y Ce2 que favorez­ can este propósito. Para ilustrar el uso de estas tablas, veamos el siguiente ejemplo. Ejemplo. Proyectar una etapa amplificadora de tensión para excitar a un tríodo 2A3 que funciona como amplificador clase A con 250 volts en placa y polarización automática de -45 volts. La frecuencia de corte inferior debe ser del orden de 30 c/s y' se quiere que la de corte superior esté arriba de 15000 c/s. Se preferirá un pentodo típico, el 6SJ7. Desde luego, aprove­ charemos la fuente de alimentación de la etapa de potencia para alimentarlo. Esa fuente tendrá 250 + 45 = 295 volts ~ 300 volts, dado que la polarización es automática. Usaremos, pues, la tabla de la 6SJ7 correspondiente a E bb = 300 volts l. Como la tensión de excitación de pico requerida, igual a la de polarización de la 2A3, es de 45 volts, bastará elegir R b = 100000, que permite un pico de hasta 101 volts en la salida. Hay así suficiente margen de seguridad y la respuesta en las frecuencias altas será satisfactoria. El valor de Re lo establecemos en el más alto que permite la 2A3, es decir, 0,5 megohm. De la tabla se tiene

R e2

Ck

= 0,47 megohm; R k = 590 = 9,9 p.F; C = 0,007 p.F

ohms; Ce2

=

0,09 p.F

Como la frecuencia de corte inferior debe llevarse a 30 ciclos, mul­ tiplicaremos las capacitancias por 100/30 = 3,33. Tendremos Ce2 = 0,09 X 3,3 = 0,297 ~ 0,33 p.F (valor comercial) Ck C

=

9,9 X 3,3

=

33 I,F '" 50 p.F (valor comercial)

= 0,007 X 3,3 = 0,0231

~

0,022 p.F (valor comercial)

Para cerciorarnos de la respuesta en alta frecuencia, observare­ mos que el manual da para la 2A3, Cgk = 7,5 p.p.F y Cgp = 16,5 p.p.F. La ganancia de tensión de la 2A3 en estas condiciones de uso ha 1

Página 390 del manual citado.

120

AMPLIFICADORES DE TENSIÓN

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENC[AS

sido calculada en el ejemplo de la pág. 16, como de 3,1. Por lo tanto, la capacitancia t1>tal de entrada es C I = Cgk

+

Cgp (1

+ A) =

7,5

+

16,5(1

+ 3,1)

= 75 ¡;.,.,.F

Agregando 7 p.p.F por la capacitancia de salida de la 68J7 y lB ¡;.¡;.F por las conexiones, se tiene un total Cpu = 100 ¡;.p.F. Toman­ do R par como R b = 100 000 obms, se tiene

f. =

1

1

27rCparRpar

6,28 X 100 X 10-12 X 100 000

= 16000 c/s

es decir, casi justamente el val(Jr previsto. Esta frecuencia podría elevarse tomando Re de 250000 Ó de 100 000 ohros. La gananCia de tensión de la válvula 68J7 en las condiciones supuestas es de 104. La tensión de pico que debe aplicarse a su reja es entonces de 45 -+- 104 ~ 0,43 v(Jlt, y su val(Jr eficaz, 0,43 x 0,707 = 0,3 vo1t. Una distorsión del orden del 3 % resultará casi seguramente. Podríase terminar este párrafo con un par de recomendaciones: 11? No haga la frecuencia de corte inferior más baja de lo que necesita· en realidad. Use, en lo posible, valores de CI<, Ce2 y e propor­ cionales a los que da el manual. 21? Para alimentar las etapas de tensión que deben proporcionar salidas elevadas, use la fuente de alimentación más alta que le sea po­ sible, dentro de lo que toleran las válvulas. Disminuirá así la distor­ sión, que podría ser importante en estas etapas. 3-6. Amplificadores de varias etapas. - En la práctica, la ga­ nancia obtenible en una etapa amplificadora de tensión es del orden de 8 a 14 con tríodos· de bajo JL y de 40 a 120, ó algo más, con pen­ todos similares al 6SJ7. La ganancia total requerida para excitar de­ bidamente la etapa de salida depende, naturalmente, oe la tensión re­ querida en la reja de la amplificadora de potencia y de la tensión de salida de la fuente de señal. El cociente entre ambas, expresados los dos en valores de pico, o los dos en valores eficaces, es la ganan­ cia total necesaria. Por ejemplo, si una válvula ~L~ necesita 14, volts de pico para plena potencia y se desea preparar· el amplificador para que funcione con un fonocaptor que rinde 0,5 volt eficaces con una grabación normal la ganancia necesaria será de 0,707 X 14 -+- 0,5 = 20 veces. Desde luego, debe tomarse un margen conveniente de segurioaa, y por lo general no resulta .rlifícil obtener ganancias mucho mayores que 20 con dos o más etapas en cascada. ,En este caso se fijaría la ganancia en 80 ó 100 veces. Por otra parte, en la práctica se emplea realimentación negativa para mejorar la estabilidad de los amplifica­ dores y disminuir la distorsión. Pero la realimentación negativa, como veremos, reduce la ganancia total de tensión en una proporción que depende del grado en que se la aplique. Es usual encontrar reduccio-

121

nes de ganancia por esta causa entre 2 y 10 veces. Deberáse llevar, por lo tanto, la ganancia nominal (antes de aplicar realimentación) a un valor entre 2 y 10 veces el valor previamente calculado. Aun deberá tenerse presente que la inclusión de los correctores de respuesta o ecua­ lizadores y de los controles de tono de cierta especie comportan, asimis­ mo, una reducción de la ganancia que puede ser importante: 10 veces, por ejemplo. Tomando valores promedio entre estos límites, se llega a una ganancia nominal entre el fonocaptor y la reja de la 6L6, del orden de 800 ó 1000. Desde luego que el valor real depende de cada caso par­ ticular, pero no es difícil el cálculo. Del mismo modo, si el amplificador debe funcionar con micrófono, deberá conocerse la tensión de salida de éste para calcular la ganancia nominal necesaria. Valores de ganancia nominal comprendidos entre 10 000 Y 30 000 son comunes en las realizaciones prácticas. El resultado es que, por lo menos, se necesitan dos etapas (una con tríodo y otra con pentodo) desde el fonocaptor, y tres etapas desde el micrófono. Algunos fonocaptores modernos y los micrófonos de alta calidad, necesitan aún mayores ganancias, porque sus salidas son muy bajas. Pero en este caso la experiencia enseña que es preferible pre­ ver la instalación de preamplificadores en cuerpo aparte, pues habrá dificultades en llevar la ganancia a valores tan grandes en una sola unidad. La solución del problema de obtener estas altas ganancias es sim­ ple, en principio. Basta con tener en cuenta que si una etapa gana Al y otra A 2 , la ganancia de las dos etapas en cascada (Fig. 37) será el producto de las parciales, es decir, A l A 2 • Pero es importante obser­ var qué ocurre con las frecuencias de corte. Supongamos que las dos etapas tengan como frecuencia de corte inferior 70 c/s. La ganancia de cada etapa en esa frecuencia es para la primera 0,707 Al Y para la segunda, 0,707 A 2 • La ganancia total será 0,5 A l A 2 , es decir, sólo la mitad de la que corresponde a las frecuencias medias. Esto significa que la frecuencia de corte inferior para las dos etapas, se ha corrido hacia arriba. De hecho, se podrá comprobar que la ganancia de las dos etapas es 0,707 de A 1A 2 para 110 c/s. Es fácil comprender, además, que las rotaciones de fase parciales se suman para dar la rotación total. Así, para el ejemplo que toma­ mos, a 70 c/s el atraso de fase producido por cada etapa es, según la ecuación [8], 81 = 1800 - 450 135° Para las dos etapas

81

= 2

X

(180° -45°)

= 270°

En general, si 81 y 82 son las rotaciones de fase producidas por cada etapa, la rotación total será

8 1 = 81 + 82 Estas reglas se extienden sin dificultad al caso de más de dos etapas.

122

AMPLIFICADORES DE AUDlOFRECUENCIAS

123

AMPLIFrCADORES DE TENSIÓN

Cuando la ganancia de cada etapa está expresada en decibeles, la ganancia total es directamente la suma de las ganancias parciales. Ello es consecuencia de una propiedad de los logaritmos, según la cual: Ganancia 'total de dos etapas en dB = 20 log A 1 A 2 = 20 (Iog Al + log A 2 ) = = 20 log Al + 20 log A 2 Del mismo modo, si la respuesta con respecto a las frecuencias medias (A) l/(A) med está expresada en dB, la respllesta total es también la suma de los dB parciales, tomando cada término con el signo (- ó + ) que corresponda. Ejemplo. Un amplificador de tres etapas tiene las siguientes frecuencias inferiores de corte: (11)1 = 20c/s; (/1)2 = 40c/s; (11) S = 80 c/s. ¿ Cuál es la ganancia relativa referida a las fre­ cuencias medias a 40 c/s? Para la primera etapa es fll¡ = 40/20 = 2; según la curva de la Fig. 16, la relación (A) r/ (A) me
e=

(180° - 26°30')

+ (180° -

45°)

+

(180° - 63°30') =

= 540° - 135° = 405° Ejemplo. Expresar las ganancias relativas a 40 c/s de los ejemplos anteriores en dB y calcular la respuesta total en dB. Se tiene, aplicando la fórmula [20]:

Para la primera etapa dB = -20 log (A)med (A) r

=

-20 log _1_= -20 lag 1,11 0.9

= -20 X 0,045 = -(),9 dB Para la segunda etapa 1

dB = -20 log '--7- = -20 log 1,41 = -20 0,70

= '-3 dB

X

0,150

Para la tercera etapa dB

==

-20 log

1

0,45

-20 log 2',22

--20 X 0,34

-6,9 dB y en total

'

Respuesta en dB a 40 c/s

=

-0,09 -

3 -

6,9

-10,8 dE.

Este valor debe equivaler a la ganancia relativa numérica previa­ mente calculada, 0,285, si se la expresa en dB: dB

1

-20 log

0,285

-20 log 3,5

-20 X 0,54

-10,8 dB La alimentación de varias etapas amplificadoras (más de dos) des­ de una misma fuente puede originar inestabilidades en el funcionamien­ to, a menos que la impedancia interna de la fuente se aproxime a cero para la frecuencia más baja en que la ganancia total del amplificador sea aún apreciable. 3·7. Distorsión en los amplificadores de tensión. - La distor­ sión en los amplificadores de tensión puede alcanzar valores conside­ rables cuando se trata de obtener tensiones de salida superiores a 1 ó 2 volts. Es difícil calcularla y no tiene tampoco mayor objeto el intentarlo: es preferible medirla. Por mucho que se diga no hay aquí cuestión de tríodos o pentodos. El comportamiento de ambos tipos de válvulas es similar y las pequeñas diferencias que pudieran existir no tiene significación práctica. La distorsión depende esencialmente de la relación entre la tensión de pico deseada y la tensión de alimentación. Para una relación de 1 a 20, la distorsión anda entre 0,5 % y 1 %; para 1 a 10, por el 2 % y, para 1 a 5, por el 5 %' Así, por ejemplo, con 300 volts de alimentación, tanto un tríodo 6J5 como un tríodo 6SF5 o un pentodo 68J7, dará unos 30 volts de pico con 2 % de dis­ torsión y unos 60 con 5 % de distorsión. La conclusión es que mayores tensiones de salida requieren mayo­ res tensiones de alimentación. Por otra parte, es casi imposible obte­ ner tensiones de pico de salida mayores que %, E bb con ajustes usuales, porque empezará a circular corriente de reja'y será rápido el creci­ miento de la distorsión. Los más desfavorables, tanto en este aspecto como en el de la distorsión con salida razonable, son los triodos de alto po, cuyo uso deberia evitarse en las funciones de excitadores del amplificador de potencia. 3-8. Inversores de fase. - Al tratar sobre los amplificadores de potencia en push-pull hemos admitido siempre que la excitación se

124

AMPLIFICADORES DE AUDlOFRECUENCIAS

aplicaba por medio de un transformador con secundario dividido, para así obtener la relación de fase requerida entre las tensiones aplicadas a las rejas de control. En rigor, tal transformador no es indispensable y se puede evitarlo recurriendo a cualquier disposición capaz de pro­ veer señales desfasadas de 180 0 a una y ()tra reja de las válvulas del push-pull. Los inversores de fase son circuitos que aprovechan el atraso de 180 0 que la señal sufre (al menos en las frecuencias medias) al pasar por una etapa amplificadora. Un circuito convencional es el que se da en la Fig. 50. La válvula 6J5 superior amplifica la señal de entrada en la forma normal y da la tensión de salida el' Una parte de ésta, R'/R e , se utiliza para excitar la válvula 6J5 inferior, la cual la ampli­

AMPLIFICADORES DE TENSIÓN

125

Válvulas que se prestan para este servicio son, además de la 6F8-G y la 6SN7-GT, la 6SC7 y su equivalente 12SC7, la 6N7 y la 6SL7-GT

(o 7F7), entre otras. Para la 6SC7 y la 6N7· se encontrarán datos para la conexión como inversor en el manual RC-17. Otras válvulas, incluso pentodos, pueden usarse sin inconvenientes fijando la resisten­ cia R' en el valor adecuado, conforme a lo que hemos dicho. Se comprenderá que el funcionamiento del inversor no es perfecto sino para las frecuencias medias. En las frecuencias bajas, es evidente que 13 2 resultará más pequeña que el Y además tendrá un adelanto re­ lativo de fase con respecto a las frecuencias medias, doble que 13 10 puesto que los adelantos de fase se suman y las ganancias relativas se multiplican. Convendrá, pues, proyectar el circuito inversor con fre­ cuencia de corte inferior mucho más baja que la de las demás etapas para prevenir esta deficiencia, que de otro modo se reflejará en el im­ perfecto funcionamiento push-pull de la etapa de potencia. Aunque el inversor descrito parece ser el preferido por los pro­ yectistas, hay muchos otros circuitos posibles. El de la Fig. 51, por ejemplo, es uno de ellos, conocido como inversor autoequilibrado o flo­ tante. Su funcionamiento se comprende con facilidad. Si el tubo infe­ rior no funcionara, en el '12 7F7 ó65L7GT 0.051:-1 punto P aparecería una ... tensión igual a la mitad de el' Al funcionar el 220K 220K e, tubo inferior, su tensión de salida, que. tiene fase ~ p~ opuesta a el' tIende a neu­ 1" 31JOV tralizar la tensión del punto P, pero tal neutra­ 2201< ez 2201< lización no es posible de modo absoluto, porque si así fuera, el tubo inferior quedaría sin excitación . . practico " . • ' FIG. 51. _ CncUlto del mversor de fase autoequilibrado o flotante. con lo que 13 2 se anularla. En el punto P debe que· dar, entonces, un remanente de tensión en fase con el' que será más o menos igual a el dividido por la ganancia del tubo inferior. Como esa tensión está opuesta a la salida del último, la tensión 13 2 será siempre algo inferior a el' pero ese algo no depende mayormente del envejeci­ miento de los tubos ni de las tensiones de alimentación. Se comprende que conviene usar un tubo de alta ganancia en la posición inferior, porque así se disminuye el desequilibrio. Utilizando un doble tríodo, se elegirá uno de alto JL; de lo contrario, se preferirá un pentodo 6SJ7, o similar, en la posición inferior. Circuito muy empleado es también el de la Fig. 52, que algunos llaman inversor catodino y otros de carga partida. El funcionamiento

l'

+ 31JO~

FIG. 50. -

Circuito práctico del inversor de fase convencional.

fica nuevamente y da la tensión de salida 13 2 , Que, merced al atra50 de 1800 característico de la amplificación por válvula, estará en oposición de fase con el' Desde luego, la resistencia R' se fijará de modo Que ez resulte de igual magnitud que el' para lo cual ReiR' debe ser igual a la ganancia de la segunda 6J5. El valor exacto se fija mejor expe­ rimentalmente. Obsérvese que las dos válvulas emplean una resistencia de polarización común, que no está. derivada por un capacitar como es habitual en los amplificadores de tensión. Cuando estudiemos realimen­ tación negativa comprenderemos que la supresión del capacit()r de paso ayuda a mantener equilibrado el inversor (es decir, 13 2 = el en valor absoluto) a pesar de las diferencias que puedan haber entre las dos válvulas. Es común usar un doble tríada como inversor, en lugar de dos vál­ vulas separadas. En la figura, las dos 6J5 pueden reemplazarse por el doble tríodo 6F8-G, o por el 6SN7-GT, en los cuales cada una de las secciones equivale a un tríodo 6J5.

126

AMPLIFICADORES DE TENSIÓN

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

de este circuito se comprenderá mejor cuando estudiemos realimenta­ ción negativa. Por ahora citemos solamente que la ganancia resulta del orden de 0,9 sola­ mente y que el equilibrio 56CKA es algo problemático en las frecuencias altas a causa de las evidentes diferencias entre los cir­ 561)¡(J\ cuitos donde aparecen el ee y e2 • Además, el hecho de que el cátodo quede 1001<4.. a un potencial de co­ ez rriente continua alto con +.500V respecto al calefactor, suele traer problemas de FIG. 52. - Inversor de fase de carga partida o zumbido. En general, catodino con valores prácticos. conviene suprimir el ca­ pacitar de paso que apa­ rece en paralelo con la sección polarizada (12000 ohms) de la resisten­ cia de cátodo. La Fig. 53 muestra otro circuito, con dos válvulas 68J7. La vál­ vula superior se caracteriza por tener una resistencia R en el cátodo dividida en dos secciones, sin derivar con capacitares, y que es común

r"

válvula inferior es positivo con respecto a masa y, desde luego, con res­ pecto a la reja; esta reja es, pues, negativa con respecto al cátodo cuando la reja de la válvula superior es positiva con respecto a su cátodo. Las dos válvulas 6SJ7 quedan así excitadas en oposición de fase y así estarán sus respectivas salidas. La válvula inferior impone también corriente en la resistencia R, la que estará en oposición de fase con la que por la misma resistencia hace pasar la primera. Se comprende que para que la segunda válvula esté excitada con la fase debida, la corriente de la primera válvula tiene que ser algo mayor que la otra. El sistema es esencialmente desequilibrado, por esta razón, pero el desequilibrio es independiente, prácticamente, del estado de las válvulas y es tanto menor cuanto mayor sea la ganancia de cada vál­ vula y mayor sea la parte de R que en la figura se da como de 12 000 ohms. Para independizar más aún el funcionamiento con respecto a los cambios de válvulas y su envejecimiento, las dos pantallas se alimen­ tan con una resistencia común a ambas, sin derivar con capa­ 500 K citar. En principio, el capacitar es aquí innecesario. Si las dos válvulas fueran exactamente li­ Seña/de mlCThófono ~p R neales, al estar excitadas en opo­ 2M sición de fase, las corrientes al­

ternas de pantallas serian igua­ les en magnitud y opuestas en 5f/iDldeFono

fase, de modo que se cancelarían

una con otra. Supongamos que 5001< ·la válvula superior tenga más

transconductancia que la segun­

da. La corriente de su pantalla, FIG. 54. - El inversor de fase con aco­

para ee positivo, tiende, como la plamiento catódico usado como mezclador.

de placa, a aumentar más de 10 que disminuye la de la válvula inferior. En consecuencia, aparecería a través de la resistencia de caída un aumento de corriente de derecha a izquierda; la caída de tensión aumenta y hace menos positivas a las dos pantallas. Por 10 tanto, el aumento de corriente de placa de la pri­ mera válvula tiende a frenarse, a la vez que tiende a hacerse más pro­ nunciada la disminución de la segunda. Nótese, además, que el circuito es perfectamente simétrico, excepto por la conexión a masa de la reja de la válvula inferior. Si se pone la reja de la otra a masa y se libra ésta, el circuito sigue funcionando tal cual. Esta posibilidad puede ser de interés en algunas aplicaciones. Además, si las dos rejas están desconectadas de masa, el inversor se transforma en un amplificador push-pull con sus cualidades de equi­ librio mejoradas por el uso de resistencias comunes en cátodo y en pantalla. Si a las rejas, en estas condiciones, se aplican señales dife­ rentes, las dos son simultáneamente invertidas. El circuito funciona ~

+

I e,

220M I

1_

;r -(l+

JOOV

~

~

0,03

FIG. 53. -

L ez .t

Inversor de fase con acoplamiento catódi~o. Valores prácticos con pentodos GSJ7 Ó 6J7.

a la otra válvula. Cuando la válvula superior amplifica, la corriente alterna de placa circula por la resistencia R y desarrolla en ella una caída de tensión de cátodo a masa que está en fase con e.. por estarlo la corriente. La reja de la válvula inferior está a masa, para las ten­ siones alternadas, por vía del capacitar de 0,01. En consecuencia, la. tensión desarrollada en la resistencia R queda aplicada entre cátodo y reja de la segunda válvula. Cuando ee es positiva, el cátodo de la.

1

127

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AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENGIAS

entonces como mezclador (ver Capítulo V) a la vez que como ínversor. Una modificación del circuito adecuada para esta función se muestra en la Fig. 54. Se dispone un potenciómetro de 2 megohms entre las dos rejas, cuyo punto medio (cursor) va a masa. Cuando el cursor está abajo, el circuito es equivalente al de la Fig. 53, de modo que la "señal de micrófono" es invertida y amplificada. Cuando el cursor está arriba, es la "señal de fono" la que pasa. Pero si se (leja el cursor a medio camino, ambas pasan y su nivel relativo viene a depender de la posición del cursor a causa del efecto divisor de tensión que pro­ ducen las resistencias de 500000 ohms dispuestas en serie con la en­ trada. Por último, damos en la Fig. 55 otro interesante circuito. Deriva del inversor "clásico" de la Fig. 50, pero en éste se aplica a la válvula inferior toda la tensión de salida de la superior. La ganancia de la válvula inferior tiene que ser 1 para que la inversión sea perfecta. Esto se consigue gracias a la realimentación negativa (¡otra vez! Ya nos ocuparemos de ella) obtenida + por la resistencia de 50000 ohms en el cátodo. La carga ~ de placa de la válvula infe­ ~ rior se ajustará experimen­ ~ i ~ talmente hasta obtener el 150011 equilibrio perfecto a 1000 - e/s. El circuito es muy bue­ + SOlln no. No hay inconveniente en ~ '1'1n usar se a un dohle tríodo, sea ~ un pentodo 6SJ7 en la posi­ 150011 ~ e2 ción superior y un triodo u ~ I otro pentodo en la inferior. Disponemos así (le una variedad de circuitos inver­ 0,03 11 ± sores. Cuál se utilice, depen­ '1 de del gusto de cada uno..Lo FIG. 5.5. -. Inverspr de fase modern~. La va - mejor es probarlos y quedar­ vula mferlOr esta fuertemente reahmentada . se con el que da mayor sabs­ para que la ganancia sea igual a 1. facción, pero hay que tener presente que lo que se husca en el inversor es tener a la salida tensiones de igual magnitud y de fase opuesta para cualquier frecuencia. Las tensiones de salida se pue­ den medir con un voltímetro de válvula; cambiando la frecuencia (le excitación, se verificará la gama de frecuencias dentro de la cual esas tensiones no se diferencian en más de 5 Ó 10 por ciento, diferencia perfectamente tolerable para un push-pull clase A y aún clase AB¡. Si las tensiones son iguales, es casi seguro que la condición de fase opuesta se cumple razonablemente. La medición de fases puede hacerse con un oscilógrafo de rayos catódicos.

129

AMPLIFICADORES DE TENSIÓN

Los inversores de fase de estos tipos no sirven para excitar direc­ tamente el push-pull clase AB 2 o clase B 2 , a causa de que su impe­ dancia interna es muy alta y no admiten que se tome corriente de su salida sin ocasionar una distorsión inadmísible. Ya hemos dicho que en esos casos se requiere, en principio, un transformador de entrada para la etapa de potencia. Pero, eso sí, el inversor de fase puede uti­ lizarse para excitar un push-pull clase A, que, acoplado a transfor­ mador, se use, a su vez, para excitar la etapa de potencia (véase, por ejemplo, la Fig. 35 de la página 93). 3-9. Acoplamiento por transformador. - El transformador se usa en los amplificadores de tensión con uno de los tres propósitos si­ guientes:

a) Entre etapas, en substitución del acoplamiento RC (transforma­ dor interetapa). b) Para acoplar la fuente de señal (micrófono, fonocaptor, línea, preamplificador, etc.) a la primera etapa del amplificador de tensión (transformador de entrada). c) Para acoplar la última etapa del amplificador de tensión a una carga de utilización (línea, otro amplificador, etc.). Se trata en este caso del transformado?' de salida. En cualquiera de los tres casos, uno o ambos arrollamientos del transformador puede tener punto medio, sea para acoplar una etapa

r,

g

J

""..,.

•

.. .

T;

I

~

~

., .

1110 Carga de

uhl/zacu)n

;

Fra. 56. - Aplicaciones del transformador: como transformador de entrada (Te), como acoplador entre etapas (T2) y como transformador de salida (T.). simple a una push-pull, la salida de una etapa push-pull a una carga no balanceada o dos circuitos push-pull o balanceados. La Fig. 56 ilustra estas aplicaciones. El análisis de los acoplamientos para transformador se hace recu­ rriendo a los circuitos equivalentes del transformador, los que ya he­ mos estudiado en el Capítulo n. En particular, el transformador de salida T 2 del circuito de la Fig. 56 equivale al transformador de salida del amplificador de potencia, aunque en el caso del amplificador de tensión las potencias puestas en juego difícilmente exceden de algunos

131

AMPLIFICADORES DE TENSIÓN

130

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

miliwatts. En muchos casos, sin embargo, la última etapa de un amo plificador de tensión maneja potencias del orden de una fracción de watt; entonces lo conveniente es considerarla como un pequeña etapa de potencia. Transformador interetapa. Consideramos ahora el transf(Jrmador de acoplamiento entre etapas T 2' de la figura. La única diferencia for­ mal con el transformador de salida está en que en el caso del trans­ formador de tensión la resistencia de carga, representada casi siempre

e

el

o

J'E 9

b

Q

[2

~ 1Cz

1

n2 nI

P,

~-1+( 2:;L

Y [31]

2rrLp

".

1

Inf

(A) med

=

~

rp

el

,)'E9

[32]

+e~r

1

Es ésta la misma fórmula que la [12] de la pág. lOO, Y la única diferencia es el distinto valor que aquí toma f l' El atraso de fase de la tensión de salida con respecto a la de en­

L EL, H'z

trada, es

n.

El.!!!.

e -

1-

180 0 -

[33]

'fl

donde

(d)

(e)

p

rp

fl =

(A)

Z"z

[30]

o introduciendo la frecuencia de corte inferior,

!!!

.J..E.&

!J'E~

FIG. 57. -

=

In!

d

(a)

e,

(A)

y tomando (A)med = p,(n2/n l) como frecuencia, resulta

t ~

La vista b de la Fig. 57 corresponde a las frecuencias inferiores. Se demuestra aquí con facilidad que la ganancia resulta ser

Circuitos equivalentes del transformador entre etapas.

tg'fl =

fl -f

[34] 0

por la componente resistiva de la impedancia de entrada de una válvula que no toma corriente de reja, es prácticamente infinita. Los circuitos equivalentes de las Figs, 15b, c y d, toman las formas que muestra la Fig. 57. La vista (]J corresponde a las frecuencias medias. Se tiene aquí evidentemente

E2nI­ n2

E2

p,E-

¡¡El;

n;n..

_

2 E E g

Ejemplo. Sea un tríodo 6J5 con p, = 20 Y r p = 7700 ohms. Si se quiere tener una frecuencil\ de corte de 30 c/s, ¿cuál debe ser la inductancia de magnetización L p ?; ¿cuál es la ganancia de la etapa si el secundario tiene 5700 vueltas y el primario 1900? De la ecuación [31], resulta rp

[35]

L p = -2rrfl

de donde la ganancia viene a ser (A)med -

Nótese, sin embargo, que la fase puede cambiarse 180 con sólo in­ vertir las conexiones en uno de los arrollamientos.

=

po

n2 nI

y reemplazando valores,

[29]

=

L p

es decir, igual al factor de amplificaci6n del tubo, multiplicado por la relaci6n de vueltas del secúndario al primario. Aparentemente, podría decirse que el circuito permite obtener ganancias much(J mayores que el acoplamiento Re, pero veremos a C(Jntinuación que hay severas limi­ taciones de orden práctico.

7700 6,28 X 30

=

41 henrys

La ganancia a las frecuencias medias se calcula ción [29], donde ~/nl = 5700/1900 = 3. Se tiene (A)

roed

= 20 X 3 ==' 60

con la ecua-

132

AMPLIFICADORES DE TENSIÓN

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

Para otra frecuencia f cualquiera de la porción inferior del espectro, se tiene, por la ecuación [32],

(A)¡nr =

60

~

1

1+ (~Or

los 1000 J.L¡.tF en los casos prácticos, tal como se verá en el próximo ejemplo. El circuito equivalente a considerar es, de acuerdo con lo ex­ puesto, el de la Fig. 57 (d), en el que se reconocerá un circuito reso­ nante serie ordinario. La frecuencia de resonancia de este circuito es 1

f

=

L p

-

3700 henrys

11.1

[37]

¡.tEgQr

=

11. 2

donde

En la práctica es casi imposible construir transformadores con una inductancia de magnetización de más de unos 50 ó 100 henrys, sobre • todo si se quiere conservar la relación 1i.:!/nl mayor que la unidad. Los ejemplos demuestran que el acoplamiento por transformador es posible, en lo que a las frecuencias inferiores se refiere, mientras se trate de válvulas de baja resistencia de placa, es decir, triados de bajo o me­ diano ¡.t, tal como el 6J5, el 6C5, etc. Los resultados son ya pobres con los tríodos de alto J-L, tal como el 6SF5 ó el 6SC7, con resistencias de placa de 50000 a 70000 ohms. En consecuencia, y dado que aun con triados de 10000 ohms de resistencia es muy difícil alcanzar relaciones n 2 /n l superiores a 3, la ganancia máxima que puede obtenerse con transformador es del ol'den de 60, es decir, inferior a laque se logra con un pentodo con acopla­ miento RC. No obstante, el acoplamiento a transformador ofrece una ventaja importante, y es la que se refiere a la tensión de salida E'1.' En efecto, un tríada 6J5, con 250 volts en placa 1 y -8 volts en reja, puede ma­ nejar señales de 7 volts de pico, o 5 volts eficaces, sin excesiva distor­ sión. Con una ganancia de 60, l{l tensión eficaz de salida resulta ser de 300 volts. Obtener tensiones de este orden con acoplamiento RC supone fuentes de alimentación de 1500 volts y, casi inevitablemente, el uso de pentodos o tetrodos de transmisión. Para las frecuencias superiores, el circuito equivalente es el de la Fig. 57c, pero en la práctica la capacitancia del primario C l tiene efec­ tos despreciables. No así C' 2' porque, según se recordará, esta capaci­ tancia es igual a la del secundario, más la de entrada del tubo siguien­ te, todo multiplicado por el cuadrado de la relación 11.:/11.1 ; y, puesto que esta relación es mayor que la unidad, el valor de C'2 puede superar

1 Nótese que, con el transformador, E.o sión en el primario es despreciable.

Para ese valor de frecuencia, la tensión de salida, que es la des­ arrollada sobre el capacitar C'2' tiene como valor, de acuerdo con la teo­ ría de los circuitos resonantes serie, el que da la expresión

E2

700000 6,28 X 30

[36]

---=--= 271" VLC''1.

--

r

Ejemplo. Un pentodo 6SJ7 se hace funcionar con 100 vo]ts en placa y en pantalla y -3 volts en reja. En estas condiciones, la resistencia de placa es r p = 700 000 ohms. ¿ Cuál debería ser la in­ ductancia L p de un transformador de acoplamiento para que la fre­ cuencia de corte inferior sea de 30 c/s 1

133

~

E bb , porque la caída de ten­

Qr

271"frL

1

rp

271"f rC' 2 r p

[38]

La ganancia es entonces __ _ E.o (A)r=rr

E

g

r:n'l

¡.t

(A)me<\Q,

1

Qr [39]

Obsérvese que, con Qr > 1, la ganancia en la frecuencia de reso­ nancia es mayor que a las frecuencias medias. Para frecuencias altas, pero diferentes de f ro la ganancia depende de Qr y de la relación f /f r de modo bastante complicado. En los manuales se encuentran curvas normalizadas que dan el modo de variación de la ganancia con diferentes valores de Qro pero son de poco interés, puesto que la medición de L y C2 requiere prácticamente la determinación experimental de la curva de respuesta para cada caso particular. Una idea del comportamiento del transformador la da el valor de la frecuencia de resonancia fr y el de Qr' Para que la sobretensión que da la ecuación [39] no resulte excesiva y la curva de respuesta sea plana, el valor de Qr deberá estar comprendido entre 0,8 y 1; pero las fórmulas [36] y [38] demuestran que el comportamiento del transformador depende no sólo de sus pro­ pias características, sino de la resistencia interna del tubo y de las ca­ pacitancias totales derivadas en el secundario. El transformador nece­ sita calcularse para ,la aplicación particular a que está destinado. En la práctica, es frecuente encontrar transformadores que exhi­ ben un pico de resonancia exagerado, es decir, transformadores que, utilizados con las válvulas para las cuales están previstos, resultan con un valor Qr mayor que 1. Para mejorar la curva de respuesta en estos casos, conviene conectar en derivación sobre el secundario una resis­ tencia de carga, tal como la que se designa con R c2 en la Fig. 56. El valor óptimo de esta resistencia se determina mejor experimental­

134

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

mente, pero se lo encontrará casi siempre entre Rc~ = 2(n~/nlFrp y R c2 = 5 (n2/ni)2rp. Se observará que de este modo se modifican tam­ bién los circuitos equivalentes que corresponden a las frecuencias me­ dias y a las frecuencias inferiores, los cuales vuelven a ser, respectiva­ mente, los de las vistas b y c de la Fig. 15, con R L = Rc~(n.Jn2)~' La ganancia en las frecuencias medias se reduce a (A)med

rp

Respue3ta a las frecuencias bajas. La frecuencia de corte in­ ferior f l resulta, fórmula [31J, fl

con

+ RL

RL

R c2 (n i /n 2 )2

=

Para las frecuencias inferiores sigue siendo válida la ecuación [14J, pero ahora con Rpar 271'L p

=

rpR¡.

Rpar

RL

rl'+ -R L

R c2 (n 1 /n2) 2

[42J

En las frecuencias superiores, la respuesta será más o menos pla­ na hasta la frecuencia de resonancia f rl si se da el valor adecuado a R c2 • Después de fro la r~spuesta cae rápidamente. La Fig. 58 muestra en (a) la respuesta típica de un transforma­ dor de mala calidad; en (b) la respuesta óptima, conseguida en este caso con R c2 = 2(n2/n i )2rp y en (e) el resultado de llevar R c2 a un valor demasiado bajo. 70

I

60

Q'=115}

~IJ

5(l

...

i!

4(J

-T_///

SO f--10,

lO

FIG. 58. -

-

11='00~ R,"'"

1/

,

(a)

R,=~

.,/"

\ (b)

RL

.0

•

eoooon

I (el

I?l=

I

I~OOOn

[\

1'-..\

N'

~l

lO

~

77 e/s

1

80 100

1000

alOO

=

271' y'0,35

X

1140 X 10-12

8000 c/s

Factor Qr' Puesto que la resistencia del secundario es aprecia­ ble, conviene conservar R 2 al pasar del circuito equivalente de la Fig. 15a al de la Fig. 57d, incorporándola a r p' También se puede tomar en cuenta la resistencia del primario, aunque su valor es muy bajo. Se tiene R. = (7!:1In i ) 2 R 2 = (2/1)2 X 550 = 2200 ohms, y co­ mo valor total de r p en la Fig. 57 (d) rp

=

7700

+ 2200 + 100 =

10000 ohms

El factor Qr resulta, entonces, con la fórmula [38J

Qr

=

6,28

X

8000 X 0,35 10000

= 1,75

La ganancia a 8000 c/s es 1,75 veces mayor que en las frecuencias medias. Por otra parte, (A) med = ¡.t (n2/n i ) = 20 X 2 = 40. Por lo tan­ to, la forma general de la curva es la que se muestra en la Fig. 58, curva (a). La curva (b) es la que resulta con R c2 = 80 000 ohms, y la curva Cc), la que corresponde a R c2 = 15000 ohms.

/

f'''~OOO(~t)

R,

Y

20

7700 6,28 X 16

[40) fr

f,

=

Frecuencia de resonancia. Fórmula [36J:

RL

n2 ni

=

135

AMPLIFICADORES DE TENSIÓN

i'OlW

Respuesta típica de un transformador dll calidad mediana y su corrección mediante carga adiciona] del secundario.

Ejemplo. Determinar la forma general de la curva de res­ puesta de un transformador que tiene las siguientes constantes: Lp = 16 H, L = 0,35 H, G'2 = (1l 2 /n i ) 2 X (capacitancia del sécun­ dario + capacidad de entrada de la válvula siguiente + capacidad de las conexiones = 1140 p.p.F, R 2 = resistencia del secundario = = 550 obms, y R i = resistencia del primario = 100 ohms, si se lo usa con un tríodo 6J5 con ¡Jo = 20, r p = 7700 ohms.

Transformador de entrooa. El transformador de entrada se utiliza cuando la fuente de la que proviene la señal es de baja impedancia in­ terna. En tal caso, el transformador provee una ganancia de tensión igual a n 2/n i , que puede ser del orden de 10 y aún más, es decir, del mismo orden que la que ofrece una etapa con tríodo de bajo p. y aco­ plamiento RG. El transformador de entrada se halla en condiciones de funciona­ miento similares a 'las del transformador de interetapas. En los circui­ tos equivalentes de la Fig. 57 habrá que reemplazar la fuerza electro­ motriz p.Eg por la de la fuente de señal, y la resistencia de placa r p por la resistencia interna de la misma. Cuando el secundario no está cargado, la forma general de la curva de respuesta es parecida al del transformador entre etapas sin carga y exhibe el característico pico de resonancia cuando el factor Qr del circuito es mayor que la unidad.

136

En la mayoría de los casos exígese de este transformador presen­ tar a la fuente una impedancia de carga igual a la de ésta. En tales casos, deberá cargarse el secundario con una resistencia

R el

=

(

::

rRg

La relación de transformación es

~ = 1200 000

'\J

ni

[43J

donde R g es la impedancia interna de la fuente,

=-­

47T L p

~ ni

=

1 R el

L. = (

L =

'\J

Rg

[45]

Ejemplo. Se desea acoplar un micrófono de 40 ohms de resis­ tencia interna a un amplificador de tensión. Admitiendo que la impedancia en el secundario puede ser de 200 O()O ohms, ¿cuál es la relación de transformación óptima? i Cuáles deben ser la ind uc­ tancia del primario, la inductancia de dispersión y la capacitancia equivalente del secundario si se quiere una respuesta desde 3() a 15000 c/s y la primera válvula ofrece una capacitancia de entrada de 7 p.p.F?

=

70 7 '

0,114 H

-­

La del secundario es, en cambio,

[44J

expresión que proviene de poner R par = R g/2 en la ecuación [58J. El proyecto de los transformadores de entrada encuentra como prin­ cipal inconveniente el que representa el bajo nivel de la señal y la reducida inducción magné¡ica en el núcleo. La permeabilidad de los materiales magnéticos es en general muy pequeña cuando la magneti­ zación es escasa; requiérese en este caso el uso de materiales de altCL permeabilidad inicial, tales como las aleaciones denominadas hiperni'c o mumetal. La ganancia de tensión, es decir, la relación de vueltas de secun­ dario a primario que puede lograrse con un transformador de entra­ da depende de la resistencia de la fuente. En general, esa relación está limitada por la resistencia R el = (n2/nl) 2Rg que se mide en el secundario cuando el primario se carga con la resistencia R g de la fuente, y que es igual a la resistencia con que debe cargarse el secun­ dario. Con muy buenos hierros es posible construir transformadores para R el del orden de 200000 ohms. Con hierros silicios ordinarios es difícil pasar de 10 000 ó 20 000. Dada la resistencia de carga del se­ cundario y la resistencia interna de la fuente, la relación de vueltas viene a ser

=,/5000 v

Rg 40 4-7T ti = -- -n2 )2 ---n;-

Tomando Qr

ti

40

La inductancia del primario resulta de la ecuación [44J: Lp =

La frecuencia de resonancia, calculada con la fórmula [36), debe ser igual, más o menos, a la frecuencia superior de corte deseada, y el factor Qr' calculado con la fórmula [38J, poniendo rp = R g, debe Que­ dar comprendido preferiblemente entre 0,67 y 1,5. La frecuencia de corte inferior resulta ser

Rg

137

AMPLIFICADORES DE TENSIÓN

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

=

L p = 5000 X 0,114 = 570 H

1, la fórmula [38J da (r p

QrRg ---r¡:;¡;

= 6,28

40

X 15 000

=

Rg)

'l'h

= 0,42 mi

I

:

enrys

que es la inductancia de dispersión referida al primario. En el se­ cundario, esta inductancia aparece (n 2 /n l )2 veces mayor, es decir, 5000 X 0,42 X 10-13 = 2,1 henrys. La capacitancia total referida al primario C'2 se puede calcu­ lar con la segunda parte de la ecuación [38J: C'2

1 1 0,16 27TtrQrRg = 6,28 X 15000 X 40 - 600000

= 0,265 X 10-0 farad = 0,265 p.F = 265 000 p.p.F

La capacitancia de entrada del tubo contribuye a este valor con 7 X (~nl)2 = 7 X 5000 = 35000 p.p.F. Quedan, por lo tanto, 265000 - 35000 = 230 000 p.p.F. Y con este valor es (n 2 /n l ) 2 veces la capacitancia del secundario, C2 , se tiene C2

=

-

230 000 5000

=

46

fJ.f1-F

No es difícil satisfacer el valor de L que resulta necesario, el que representa casi el 4 por mil de la inductancia del primario, mucho mayor de lo que puede obtenerse en la práctica (cerca del 1 por mil). Pero C2 resulta demasiado pequeño, pues no será difí­ cil .encontrar un valor 2 ó 3 veces mayor en los transformadores de este tipo. Las condiciones supuestas en el ejemplo son difícil­ mente realizables. No obstante, será posible cumplir con la condi­ ción de respuesta si se obtiene, por ejemplo, L = 0,12 mH y G2 = 90 p.p.F. La frecuencia de resonancia resulta ser de unos 21 000 c/s y Qr = 0,4 aproximadamente. El cálculo detallado de la respuesta demuestra que en esas condiciones la caída a 15000 c/s estará por los dos decibeles.

(

139

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

AMPLIFICADORES DE TENSIÓN

3-10. Ruidos en los amplificadores. - Al parecer, la ganancia que puede obtenerse de un amplificador es ilimitada, puesto que bas­ taría con agregar sucesivas etapas en cascada para llevarla a valores tan altos como se quieran. Hay, sin embargo, una importante limitación no tanto en cuanto al valor de la ganancia, sino más bien en el mínimo valor de la tensión de señal que es posible amplificar. Tal limitación se debe al ruido propio de los amplificadores, es decir, la tensión de salida (o si se quiere, la potencia) que suministra el amplificador con excitación nula y que se manifiesta acústicamente con diferentes carac­ teres en un altavoz. Varias son las causas del ruido, y las más importantes y reacias a los remedios se pueden rastrear hasta la reja de la primera válvula amplificadora y expresar como una tensirm de ruido aquí inevitable­ mente presente: son los ruidos de origen electrónico, debidos a la na­ turaleza corpuscular de la electricidad.

Pero esto no es todo. En el interior del tubo aparecen ruidos de­ bidos también a los electrones. Estos ruidos se computan calculando la resistencia que conectada entre reja y cátodo produciría a la salida de la válvula el mismo efecto que el ruido interior. Para el tríodo esa 1'esistencia equivalente del ruido es

138

Ruidos electrónicos. Se demuestra que entre los extremos de una resistencia cualquiera aparece siempre una tensión de ruido eficaz, que puede calcularse con la fórmula, aproximada para los casos prácticos, Eruido

~

0,130 yR (J.

-

fl) X

10- 0 volts

[46]

donde R es el valor de la rel\istencia en megohms y J. y h en c/s, las frecuencias de corte del sistema (amplificador) con que se mide Eruldo' Así, por ejemplo, en una resistencia de 1 megohm, en la banda de audio (f. - f i ~ 10000), resulta Erllido

~

13 X 10. 0 volts -

13 microvolts

En el secundario del transformador de entrada del párrafo ante­ rior, la resistencia entre los extremos del secundario se fijó en 200 000 ohms. En ausencia de Rolo esta resistencia queda conectada entre la reja y el cátodo. Calculando con la fórmula anterior, resulta que entre estos electrodos hay aplicada una tensión de ruido de cerca de 6 micro­ volts. Es evidente que si la fuente de señal sólo proveyera una tensión (en la reja) de 1 micro­ volt, a la salida del amplificador tendr[amoB más c: ruido que señal por este solo efecto. :le la Este ruido de agitación térmica. (así se lo R " llama) impone, pues, un limite inferior a las ten­ ~ siones que pueden amplificarse de modo razona­ blemente libre de ruido. En la práctica se suele hablar de la relación de señal a. ruido, que J)ara FIG. 59. - Circuito sencillo para el cálcu­ nosotros será la relación que existe entre la ten­ lo del ruido térmico. sión eficaz de la señal y la tensión eficaz de ruido (de cualquier origen) que se hallen presen­ tes en una etapa determinada del amplificador. Se la expresa a me­ nudo en decibeles.

2,5 (h) gll1 m os

Rrllirlo (ohms) =

[47]

En un tríodo 6J5, por ejemplo, se tendría Rrllirlo = 2,5--;­ --;- (2600 X 10- 0 ) = 960 ohms.

Ejemplo. Calcular la tensión eficaz de ruido que aparecerá so­ bre la resistencia R L de la Fig. 59, con R = O Y con R = 50000 ohms. La banda pasante f. - f i se estimará en 10 kc/s. Con R igual a O, la única fuente de ruido es la de la válvula, que hemos calculado en 960 ohms. El ruido presente en la reja será, con la fórmula [46] Erui.lo = 0,130 yO,000960 X 10000 X 10-" = 0,4 vV

Este ruido es amplificado por la válvula, la que en esta ins­ talación tiene una ganancia igual a A

=

gll1R"ar

=

rpR L g"'--'~R~~r p -,- L

=

.

2600 X 10-0

7700 X 20000 _ __

=

14,4

Luego, la tensión de ruido sobre R L es 14,4 X 0,4 = 5,8 vV. También en R L se genera un ruido térmico, pero, calculado con la fórmula [46] resultará despreciable comparado con los 5,8 V V debidos a la válvula. Cuando R = 50000 ohms, se añade otra fuente de ruido. La teoría demuestra (y la práctica también) que el ruido total en este caso es el que se calcula con la fórmula [46], pero agregando a R la resistencia de ruido de la válvula, como si ambas resisten­ cias estuvieran conectadas en serie. Por lo tanto, en la reja de la válvula tenemos E g ruido

=

0,13 yO,050960 X 10000 X 10-" = 2,9 VV

y sobre R L , 2,9 X 14,4 = 42 p.V

En los pentodos, la resistencia de ruido se calcula con la fórmula Rruido

/""ooJ

h (2,5 -gm -+ h + I c2

C2) oms h

201 2 9 m

donde lb = corriente continua de placa en amperes, I c2 = corriente con­ tinua de pantalla en amperes, y gm = conductancia mutua en mhos. .,;

140

En la Fig. 61 se muestra otra manifestación del mismo fenómeno. Se trata de un amplificador con transformador de alimentación, el cual tiene una capacidad Cp entre el extremo del primario conectado al polo vivo de la red, y el núcleo, es decir, el chasis. Se supone, además, que el chasis no está coneétado a tierra, pero que entre ambos existe una capacitancia distribuída Ct. Los dos capacitares Cp y C t forman un divisor de tensión capacitivo, y el chasis toma, con respecto a tierra, una tensión

EjempLo. Calcular la resistencia de ruido de un pentod() GSJ1 que funciona con lb = 3 mA, I c2 = 0,8 mA, gm = 1650 micromhos. Se tiene 3

Rrllido

~ :f+0,8 =

(2,5 1650 X lO-u

0,19 (1500

20 X 3,8 X 1()-3 (1650 X 10-U)~

+

+ 5850) =

)

=

5800 ohms

es decir, 6 veces mayor que la del tríodo 6J5.

V

Ruidos micro/ónicos. Causa de ruido que puede llegar a ser im­ portante es el que se origina por el "microf()nismo" de las válvulas. La transconductancia de una válvula depende de la posición y dimeR­ siones de la reja de c()ntrol. Si ésta no es mecánicamente rigida, podría vibrar a con­ a e secuencia de acciones mecánicas. La vibra­ It -­ ción produce la variación de la tnmsconduc­ ~ ~ V=220Vc.a. tancia, y por lo tanto, una variación de la lO SatIs 11 tensión anódica que se superlxme a la que o:: causa la señal. Cuando la vibración es de frecuencia audible, se manifestará como rui­ FIG. 60. - Ilustración de do en el altavoz. Un efecto notable de zum­ la in d u c ció n eléctrica de bido prodúcese cuando las vibraciones del zumbido de alterna. transformador de alimentación se transmiten mecánicamente a la primera válvula de un amplificador de alta ga­ nancia.

E g = IR =

I

=

~ R2 +( 27r~C Y= ~ (5 = 0,7

X

X

10 )2

+(6,28

..

1()-"3

10- 8 amperes

En la resistencia R se produce una caída de tensión de 50 e/s

E g = I X R = 0,7 X 10-8 X 5 X 10- 8 = 0,035 volt = 35 milívolts

•

27r /RCCp V Cp +C t

q~R

Adviértase, a d e m á s I 'C que esta causa de ruido se ~ Chas/5 ve favorecida por la eleva- I da resistencia interpuesta ~ .L_ . .,. entre reja y chasis. FIG. 61. Otro caso de inducción eléctrica Cuando se usa trans­ de zumbido.

formador de entrada, en su núcleo puede establecerse parte del flujo de dispersión del transformador de alimentación. Se

producirá así una tensión de la misma frecuencia que la de la red en

el secundario del transformador de entrada, que se manifestará como

zumbido. Para reducirla al mínimo es necesario separ:u lo más posible

ambos transformadores, orientar sus núcleos el uno con respecto al otro

para que la inducción sea mínima, evitar el uso de chasis de hierro,

que puede conducir el flujo de dispersión muy lejos, y sobre todo, pro­

veer de un adecuado blindaje magnético al transformador de entrada.

V, r-CI

)2

que, comparado con los valores obtenidos en los ejemplo3 anteriores, representa una cifra muy superior a la del ruido electrónico. De hecho es superior a la tensión de salida de muchos micrófonos, y se muestra, con el ejemplo, la necesidad de reducir al mínimo este género de in­ ducción eléctrica de ruido.

2 7r/VCCp Cp + C t

que queda aplicada entre cátodo y reja y puede ser comparable a la que previamente calculamos. El remedio obvio para ambas situaciones consiste en evitar la ca­ pacitancia C, para lo cual es necesario blindar electrostáticamente la reja y sus conexiones, uniendo el blindaje al cha­ sis. En el segundo caso, la V=ZZUYoIb SOtls unión eléctrica a tierra del -
220 1 X 50 X

VC p Cp + C t

mientras que en R se desarrolla una caída de tensión

Inducción eLéctrica e inducción magnética. Considérese]a Fig. 60, donde a representa un conductor de alimentación que lleva, digamos, 220 volts alternados, 50 c/s. Entre este conductor y el terminal de reja de un amplificador próximo existirá cierta capacitancia eléctrica, en general muy pequeña, por ejemplo, 0,1 p.J'oF. Del conductor a. se esta­ blece un circuito a masa a través de elita capacitancia Y' la resistencia de reja R = 5 megohms. La corriente por este circuito es

8

=

I = 2 7r/CV t =

_

V

t

Tenga ahora la reja del tubo una capacitancia C, muy pequeña con res­ pecto a tierra. Por R y C circula una corriente que será aproximada­ mente igual a

r-

L

141

AMPLIFrCADORES DE TENsrÓN

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCrAS

¡

l'

I

Ir

142

AMPLIFICADORES DE AUDlOFRECUENCIAS

AMPLIFICADORES DE TENSIÓN

En los preamplificadores de micrófono, cuando funcionan con muy ba­ jo nivel de entrada, es preferible construir la fuente de alimentación en chasis separado y hasta alimentar los filamentos y los calefactores con corriente continua para que ningún con­ . ductor entre al amplificador con corriente alterna.

placa -muy rara vez la pantalla- de las válvulas amplificadoras de las primeras etapas y producir zumbido. El remedio es sencillo: mejo­ rar los filtros. Este asunto se trata en el capítulo destinado a las fuen­ tes de alimentación.

143

( (

I (

3-11. Necesidad del transformador de entrada. - Excepto los ruidos electrónicos, el efecto de las demás causas de ruido se puede re­ ducir por medio de la adecuada y prolija construcción del amplificador, al equivalente de una tensión de unos 5 a 10 microvolts entre la reja y el cátodo de la primera válvula del amplificador cuando se usa co­ rriente alterna para calefacción. Es éste un valor importante que debe tenerse presente, porque equivale, aproximadamente, al ruido producido por una resistencia de 0,25 a 1 megohm en el circuito de reja, valor muy superior al de la resistencia de ruido de los pontodos. En los amplificadores de public-address, o para uso doméstico, se exigen relaciones de señal a ruido por lo menos de 100 veces (40 dB) y preferiblemente 300 veces (50 dB). Tomando como de 10 microvolts la tensión de zumbido, esto significa que la fuente de señal debe entre­ gar por lo menos 1 y mejor 3 milivolts, si ella misma está libre de ruido. Éstos son, pues, los valores mínimos de señal que pueden apli­ carse a la reja del tubo amplificador. En la práctica, será bueno pen­ sar en valores de 3 a 10 milivolts, porque difícilmente se alcanzará tan baja cifra de ruido por zumbido y el circuito de entrada introducirá cierto ruido adicional de agitación térmica.

( (

eH

(

F/H

:t 20tefS

~mQSQj

(

r:l C,I/.

(

( ( ( ( (

(

( ( (

FIG. 62.-Elevando el poten­ cial del calefactor con res­ pecto a chasis puede redu­ cirse el zumbido producido por la alimentación del cale­ factor con corriente alterna.

Zumbido por cátodo. La alimentación de los filamentos de calefacción directa con corriente alterna trae serios problemas de zumbido a causa de la diferencia de po­ tencial alternado que existe entonces entre uno o ambos extremos del filamento y la reja. Pero aun con cátodo de calefacción indirecta este modo de alimentación trae problemas de zumbido por varias razones no muy bien establecidas. No hay mucho que hacer para reducirlo. Se aconseja' unir el calefactor a masa a través del punto me­ dio de un resistor de unos 50 ohms conec­ tado en paralelo con el calefactor, y aun lle­ potencial, negativo o positivo, el que mejor con respecto a

var el punto dicho a un resulte, de 10 ó 20 volts chasis (Fig. 62). Es siempre conveniente reducir al mínimo la impedancia a la frecuencia de i zumbido entre cátodo y masa. Lo ideal S! 11 sería suprimir la resistencia catódica de ~ polarización y unir el cátodo directamen­ te a masa. Algunas válvulas pueden ha­ FIG. 63. - Polarización por cerse trabajar en esta forma, con la con­ escape de reja. Permite po­ dición de utilizar una resistencia de reja ner a masa el cátodo, Re, Fig. 63, de unos 10 megohms l. El

uso de capacitores de paso de muy alta capacidad (50 ó 100 p.F) en pa­

ralelo con la resistencia de polarización por cátodo favorece la reduc­

ción del zumbido. Otro remedio que.a veces se intenta con éxito consiste en tratar de balancear el zumbido producido por una causa cualquiera, por la inyec­ ción de un zumbido equivalente pero de fase opuesta. Pero ésta es una técnica muy particular que no podríamos tratar aquí. Zumbido por la alimentación de placa y pantalla. Cuando las ten­ siones de placa y de pantalla se toman de fuentes con rectificación, algunos de los componentes alternos de la tensión pueden alcanzar la

t-

1 Esta forma de conexión es común en los equipos alimentados a pilas y baterías con válvulas de calefacción directa. El manual técnico de Sylvania Electric Products, Inc, versión castel1ana de Arbó Editores, da con­ diciones de trabajo con este tipo de polarización para las siguientes válvulas de calefacción índirecta: 7B4, 7B6, 7C6 y 7F7.

, '6.5

,.

I

(o)

FrG. 64. -

(b)

El uso del transformador de entrada permite mejorar la relación de señal a ruido.

Consideremos un micrófono de cristal. La mayoría de éstos exigen una resistencia de carga entre 0,5 y 5 megohms para funcionar correc­ tamente, y entregan una tensión de salida que varía mucho según los tipos. El circuito de entrada comúnmente utilizado es el de la Fig. 64a. El micrófono en sí mismo tiene muy alta impedancia, de modo que la resistencia total entre reja y masa es de 1 megohm, como se ve en la figura. Según dijimos, el ruido de zumbido puede equivaler al que pro­ duce una resistencia también de 1 megohJ¡l. Por lo tanto, la resisten­ cia total de ruido es de 2 megohms, y la tensión de ruido, calculada con la fórmula (46], de unos 18 ¡.LV. Compruébese que el micrófono debe suministrar, por lo menos, 1,8 mV para tener 40 dB de relación

144

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

de señal a ruido, y de 5 a 10 mV como valor práctico. La mayoría de los micrófonos a cristal entregan tensiones muy superiores a ésta y no hay, por lo tanto, otro problema que el de construir "bien" el ampli­ ficador. Consideremos, en cambio, un micrófono de los tipos denominados "dinámicos" o de "velocidad". A menudo su impedancia interna es de 50 ohms y la tensión de salida que entregan en circuito abierto es de 1 milivolt o menos. Si se aplicara este micrófono directamente en­ tre reja Y masa, el único ruido importante sería el de zumbido, pero con 10 p.V de zumbido, la relación de señal a ruido sería de 100 veces (40 dE) sin ningún margen de protección. Pero gracias a su baja re­ sistencia interna, el micrófono permite la intercalación de un transfor­ mador a la entrada del amplificador, el cual puede cargarse con una resistencia de hasta 200 000 ohms en el secundario, Fig. 64b. La rela­ ción de transformación posible es de 1: 63, y la tensión disponible en el secundario, de 31,5 mV. Las fuentes de ruido son ahora el zumbido (1 megohm) y el paralelo formado por Re = 200 000, y la impedancia reflejada en el secundario del transformador, también de 200 000 ohms; los 100 000 que dan como resultado las dos últimas son despreciables comparados con el megohm de zumbido. Por lo tanto, la relación de señal a ruido es ahora de 31,5 mVilO p. V = 3150, lo que equivale a 70 dE. Se ha obtenido así una mejora de 30 dE por la adición del trans­ formador, precisamente la ganancia de tensión de éste. El transformador de entrada viene a mejorar considerablemente la relación de señal a ruido y es, por lo tanto, conveniente, si no indis­ pensable, siempre que pueda usarse, es decir, cuando la fuente de señal es de baja impedancia, y que se tengan las precauciones debidas contra los ruidos de inducción magnética. En la práctica, el cable que une la fuente de señal con el amplifi­ cador capta ruidos por inducción eléctrica y magnética. Es fácil demos­ trar que para un determinado agente inductor, las tensiones de ruido que por esta causa aparecen en la reja del tubo son mayores cuando las impedancias entre las cuales está conectado el cable son grandes. Por consiguiente, conviene que el circuito del cable sea de baja impe­ dancia, y para ello conviene que la fuente sea de baja impedancia y utilizar transformador de entrada en el amplificador. Por supuesto, no será el remedio peor que la enfermedad sólo si se usa un buen transformador, adecuadamente blindado eléctrica y mag­ néticamente, para evitar que sea él mismo un colector de zumbidos y otras interferencias.

CAPÍTULO

IV

REALIMENTACIóN NEGATIVA En los capítulos precedentes se han puesto de relieve algunas de­ ficiencias de los amplificadores, en particular la que se refiere a la distorsión, siempre presente. Por otra parte, la ganancia depende de la transconductancia de las válvulas y ésta, a su vez, del ejemplar del tubo que se utilice y del punto de funcionamiento, el que, a su vez tam­ bién, varía con las tensiones de alimentación. En consecuencia, podríase esperar que las características del amplificador están sujetas a varia­ ciones debidas al cambio o al envejecimiento de las válvulas y a las modificaciones eventuales de las tensiones de alimentación. La reali­ mentación negativa, disposición que consiste esencialmente en reinyec­ tar a la entrada del amplificador parte de la salida en oposición de fase con la señal excitadora, constituye un método eficaz para dismi­ nuir la importancia de estos defectos. Nos ocuparemos de ella con al­ guna detención en el presente capítulo; la realimentación negativa, in­ corporada al proyecto de todo sistema amplificador, es realmente eficaz cuando se la aplica a conciencia y con conocimiento de causa. El cono­ cimiento de. sus propiedades y de sus exigencias es de fundamental im­ portancia para el proyecto de amplificadores. 4-1. Ideas fundamentales. - Consideremos la un tanto extraña conexión de la Fig. 65a. Se la puede ver como una válvula amplifica­ dora que toma una parte de su tensión alterna de salida y la usa como tensión de excitación l. Hacemos caso omiso, por ahora, de las compo­ nentes continuas de tensiones y corrientes y supongamos que no hay ruidos térmicos en la resistencia R 2 • En todo amplificador de una vál­ vula debe cumplirse forzosamente la relación

e. = -

rp

p.R b

+

R--;: e, = -Ae,

[1]

que es la expresión de la cualidad amplificadora del tubo. Pero en la Fig. 65a se tiene, además, por el efecto de divisor de tensión de R 1 y R 2,

eg

R2 R 1 + R2

e.

Be.

[2]

1 Las resistencias R, y R. se considerarán muy grandes comparadas con R., de modo que ésta venga a constituir la única carga del tubo.

145

146

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

donde B =

R2 Rl

+ R2

[3]

será llamado, por las razones que luego veremos, coeficiente de reali­ mentoxión negativa. Introduzcamos ahora el valor de eg que da la eco [2J en la [lJ. Obtenemos

es Puesto que A = ,Jlb/(rp

-ABe.

+Rb) y B

t :v J

.

recerá en la reja, de modo que por la acción amplificadora aparecerá una jtensión es a la salida, lo que se superpondrá a vp dando una tensión total entre placa y cátodo igual a vp + es. Ahora la parte eg = B (v p + e.) se aplica a la reja como excitación, luego la tensión es que por causa de la reja aparece en placa debe cumplir la condición

e.

-Ae g

=

-AB(v p

=

+ e.)

y también

-ABv p

e.

[4J

R 2/ (R l + R 2 ) son números po­ sitivos diferentes de cero, la ecuación ~ [4J sólo tiene sentido si e. = O. Por + R, consiguiente, en el circuito de la fi­ gura 65a no pueden existir compo­ nentes alternas de tensión ni, claro RE. es está, de corriente. Rz Esta observación parece una pe­ rogrullada, puesto que no hay excita­ ción alguna aplicada, pero es de fun­ damental importancia. En el capítulo (a) anterior vimos que el microfonismo es una causa de ruido; supongamos, + entonces, que la válvula esté sujeta a vibración y que la variación alter­ R, es nativa de la transconductancia que J e ésta produce tienda a crear una com­ s P ponente alterna en la corriente de RZ placa. Durante un semiciclo de la vi­ + vp ('V bración, la corriente alterna i p será positiva. Entonces e. = -ipRb , será 8 =li,/CR,+R2) n e g a t i va; como consecuencia inme­ (b) diata eg se hace negativa. Al hacerse negativa eg , tiende a hacer disminuir la corriente de placa, y, dado que i ,) R, positiva significa un aumento de la corriente de placa, la conexión tiende a cancelar la corriente i p • La cancela­ RlI ción no puede ser total, porque de ser Rz así, eg sería constantemente nula y no podría ejercer su acción moderadora. ( Pero, de todos modos, el efecto del i~~ microfonismo se verá l' e d u ci d o en (e) :cierta medida porque él mismo desata F~G. 65. - Ill:lstració~, del priI.lci- .una acción moderadora. De igual mo­ plO de la realImentaclOn negatIva. do podríamos razonar suponiendo que la fuente de alimentación de placa tiene una componente alterna de zumbido vp, Fig. 65b, Se comprende que una parte de esta tensión apa=

147

REALIMENTACIÓN NEGATIVA

ABe.

-

de donde

e.

-ABv p +AB

=1

La tensión total de placa v p vp

+

es

vp

=

+ e.

resulta ser

-A'Bv

+ _

p

y efectuando la operación vp

+ e.

=

vp

+

ABv p - ABv p 1 +AB

vp

1

+

AB

La tensión de zumbido que en realidad aparece entre placa y cátodo es, pues, (1 + AB) veces menor que la que existiría por la misma cau­ sa en un amplificador convencional. Tenemos así un circuito que no amplifica, por lo menos hasta aho­ ra, pero que es menos susceptible a los "agentes zumbadores". Es cu­ rioso cómo el circuito genera una acción contraria a cualquiera que tiende a molestar su estado de reposo en placa. ¿ Y en reja? ¿ Qué pasará si introducímos en el circuito de reja un agente perturbador, por ejemplo una señal? Diríamos que debe aparecer también la reac­ ción correspondiente. Veamos. Introduzcamos el generador ee del mo­ do que muestra la Fig, 65c. Es lógico admitir que una tensión e. debe aparecer en el circuito de placa; por lo tanto sobre R 2 se desarrolla una tensión Be•. La tensión total aplicada entre reja y cátodo resulta ser, ¡vea la figura!, [5J eg = ee + Bes

Pero entre e. y eg debe existir la relación irremediable

e.

=

[6J

-Ac g

Por lo tanto, la eco [5J toma la forma eg = ee -

ABe g

[6aJ

de donde resulta

eg

ee 1 +AB

[7J

148

AMPLIFICADORES DE AUDIO FRECUENCIAS

REALIMENTACIÓN NEGATIVA

Compruébase que también en el circuito de reja opera ]a reacción moderadora, puesto que, con el generador de tensión e. aplicado; sólQ se consigue tener entre reja y cátodo una tensión (1 + AB) veces menol'. Si llevamos este valorl d~ eg a la [6] podemos calcular la tensión e. desarrollada en la carga. Es

e.

A

=

1

+ AB e.

También aquí aparece una tensión (1 que existiría en un amplificador normal.

[8J

+ A'B)

veces menor que la

4-2. Ganancia efectiva. - Al comparar ]a ecuación [8J con la [1] se advierte que es lícito admitir que el circuito de ]a ~ig. 65c am­ plificC1J la tensión e. y proporciona una ganancia efectiva. A

A. =

[9]

+ l4.B

1

La ganancia A que proporcionaría el mismo amplificador en cone. xión normal la llamaremos, para distinguirla, ganancia nomina~. Ejemplo. ¿ Cuál es la ganancia efectiva del amplificador de la Fig. 65c suponiendo que utiliza un pwtodo GSJ7 con Om = 1000 ¡.tmhos, R b = 250000 ohms, R 1 = 4 megohms y R 2 = 1 megohm '? En un pentodo se tiene A

En este caso A Por otra parte

=

=

1000 X 10- 0 X 250000

B

R2 R1

+

250.

=

1

+

Ejemplo. En un amplificador se pretende obtener una tensión de salida de 10 volts eficaces. Infortunadamente, la fuente de ali­ mentación de que disponemos tiene una componente alterna de 1 volt y el zumbido resulta intolerable. La relación entre señal y zumbido es de 10, pero se estima que se necesita llevarla, por lo menos, a 100. ¿ Puede resolverse el problema aplicando realimen­ tación negativa? Sí. El zumbido de la fuente es independiente de que exista o no e., y la acción moderadora que estudiamos anteriormente se ejerce igualmente sobre el zumbido, con prescindencia de la exci­ tación. Podemos al menos admitirlo sin mucha repugnancia, pues nos ahorrará el excesivo trabajo que significaría demostrarlo rigu­ rosamente. Sentado esto, recordemos que con realimentación negativa, el zumbido introducido en placa se reduce (1 + AB) veces. Para te­ ner la relación de señal a ruido buscada, es preciso reducir el zum­ bido 10 veces. Luego,

1

1

R2

=4""+1

250 250 X 0,2

=

9

+

AB

10

=

9

B =

----:::t

Suponiendo que se trata de la misma válvula que en el ejem­ plo anterior, A = 250 y, por lo tanto, B = 9/250 = 0,036. Debe hacerse ahora 0,2 B

Por lo tanto,

A.=

efecto moderador que esta realimentación causa, o porque la tensión alimentada Be. es negativa (recuerde: la fase de e.) con respecto a la tensión de señal e•. Vea la fórmula [8]. ¿ Por qué aplicar realimentación negativa a los amplificadores? Veamos el siguiente ejemplo.

AB

grnRb

149

250 1 + 50

~

4,9

4-3. Realimentación negativa. - El circuito de ]a figura 65c puédese considerar como un amplificador en el Que una parte de la ten­ sión de salida Be. se reinyecta a la entrada, de tal modo que esta tensión resulte opuesta en fase a ]a tensión de señal e.. En]a figura la oposición de fase se obtiene produciendo ]a tensión Be. de modo que esté en fase con la tensión de salida, pero corno e. está en oposici6n de fase con la de entrada, la tensión Be. viene a cumplir por ello la con­ dición antedicha. Parece complicado, pero no ]0 es; mastíquelo un poco. Por la reinyección, el amplificador se dice Que está realimentado o Que tiene realimentación, pues, en cierto modo, es como ]a vibora que se muerde la cola: se "alimenta" a si mismo. Negativa se dice por el

=

R2 R 1 + R2

=

0036 '

Tomando R 1 + R 2 = 2 megohms, se tiene R 2 = 0,036 X 2 = 0,072 megohm = 72000 ohms. Y R1 = (R 2 + R 1 ) - R 2 = = 2 0,072 = 1,928 megohms. Claro que la ganancia se reduce ahora a 250/10 = 25, y para tener· la misma tensión de salida habrá que aumentar la tensión de señal 10 veces. Se pone así de manifiesto una importante ventaja del método. Los ruidos microfónicos también se reducen. Y es fácil concluir que cual­ quier tensión extraña 'que se halle presente en el circuito de placa será atenuada en la misma forma. ¿ Y la distorsión? Claro, la distorsión consiste en la aparición en el circuito de placa, de componentes que no están contenidas en la señal. Por lo tanto, la realimentación negativa las reduce (1 + AB) veces. Si un amplificador tiene 5 % de distor­ sión con 3 watts de salida, si se aplica realimentación y se hace

150

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

+ AB) =

50, la distorsión se reduce a i 0,1 %! ¡Estupendo! ... Perc> no tanto. Después veremos por qué. Más aún. Supongamos que nuestra 6SJ7 empiece a decaer de puro vieja; que su conductancia mutua se reduzca a sólo 500 micromhos. En un amplificador ordinario, la ganancia disminuirá de 250 a 125, la mi­ tad. En el amplificador realimentado, el cambio de la ganancia nomi­ nal de 250 a 125 hace que la ganancia efectiva que antes era -según el ejemplo del párrafo 2-- de 4,9, pase al nuevo valor. (1

Ae =

125 125 1 + 0,2 X 125 =~

=

•

! 1 t

sistencia de carga. La válvula realimentada tiende asi a dar una ten­ sión de salida independiente de la impedancia de carga, es decir, a fun­ cionar como generador de tensión constante. Hagamos un poco de matemáticas. En la expresión [9] de la ganancia efectiva, introduzcamos la expresión completa de la ganancia nominal A. 'Se tiene IlR b r

A. 4,8

es decir, j sólo 2 % menor que antes! Claro, el inconveniente es que para obtener la ganancia de 250 que nos da la etapa sin realimentación necesitaremos cuatro etapas reali­ mentadas, pero lo que se gana en estabilidad es formidable. Nótese que aun reduciendo a 20 veces la ganancia nominal, la ganancia efec­ tiva sería todavía de 4, con una disminución de sólo 20 %' Por su­ puesto, que las variaciones de ganancia producidas por cambios de tubos (aunque sean de diferente tipo) o por variaciones de las tensionea de alimentación pasarían completamente inadvertidas en un amplifica­ dor tal. La estabilidad llevada al punto que se quiera, la protección cc>ntra los ruidos introducidos en el circuito de placa y la reducción (con algu­ nas limitaciones) de la distorsión, son ventajas salientes de la reali· mentación negativa. El único inconveniente hasta ahora es la disminu­ ción de la ganancia.

1

+

+·R b -­

p

pRb _ B

+ Rb

rp

Multipliquemos numerador y denominador por (rp

A = UmRb

es decir, es función directa de la resistencia de carga, y a toda varia­ ción de ésta corresponde una variación de A. Cuando hay realimentación, la ganancia efectiva viene a depender, como se ha visto, de la ganancia nominal A y del coeficiente de reali­ mentación B. Pero en la Fig. 65, B depende exclusivamente de R 1 y R 2 y no de la ganancia nominal. Las variaciones de la ganancia efectiva Al (1 + AB) causadas por la variación de A son así suavizadas por la realimentación, tal como se' ha demostrado más arriba, pues para el caso es indiferente que la ganancia nominal se modifique ya sea por altera­ ciones de las caracteristicas de la válvula, sea por alteración de la re-

+ R b ).

Se tiene

IlR b

=

IlR b

A. =

r p + Rt,+IlBR b r p +'(1 + IlB)R p Dividamos ahora arriba y abajo por (1 + ¡JJ) : Il

1

Ae

+ IlB

_:p

Rb

[10]

~

+R

1

+ ¡JJ

b

La tensión de salida es e.

="

-Aee e

Il

Rbe b

r _ ~+ p

4·4. Efectos sobre la impedancia de salida. - Recordaremos que una de las desventajas del tetrodo de haces electrónicos es su tendencia a funcionar como un generador de corriente constante, es decir, a au­ ministrar una corriente independiente de la impedancia de carga Y. por lo tanto, una teJlsión proporcional a ésta. Veamos qué ocurre con el tubo realimentado. Supongamos que la válvula de la Fig. 65 sea un tubo de alta resis­ tencia interna. Sabemos que la ganancia nominal de tensión está en tal caso dada muy aproximadamente por la expresión

151

REALIMENTACIÓN NEGATIVA

Rb

Fácil es darse cuenta que esta ecuación corresponde al circuito equi­ valente de la Fig. 66 (a), p~ p mientras que el de la vista (b) de la misma figura pertenece al amplificador ,:1B es sin realimentación. El ge­ nerador equivalente, con rE'­ alimentación, tiene una re­ sistencia interna (1 + ¡JJ) veces menor que sin reali­ 1< (a) .. (b) mentación. En un pentodo FlG. 66. - El circuito equivalente del ampli­ 6SJ7 con r p = 1 megohm ficador realimentado en comparación con el del amplificador convencional. y Il = 1600, se tiene, ha­ ciendo B = 0,1, 1000000 1000000 rp 6200 ohms 161 1 + 1600 X 0,1 1 + IlB

..

}Jo

1+ IlB

1600 ~ 10 161 -

..

REALIMENTACIÓN NEGATIVA

AMPLIFICADORES DE AUDlOFRECUENCIAS

152

disminuye A pero aumenta B. Pero B aumenta proporcionalmente más que A. En efecto, se tiene

Obsérvese que la impedancia interna efectiva se ha reducido a un valor comparable al del tríodo 6J5, pero al mismo tiempo se ha re­ ducido enormemente el factor de amplificación. El pentodo queda asi transformado en un triado relativamente pebre.

A =

(

Analizando matemáticamente el problema, se tiene

p.R" 1

A

Pero ahora es B

=

A

[11]

Obsérvese que la fórmula [5] con­ tinúa siendo válida y, por consiguiente, i" lo sigue siendo la expresión de la ganan­ cia relativa [9] que desciende de aquélla. Hay, pues, realimentación negativa, R¡ y el circuito de la Fig. 67 parece tener las mismas propiedades que el de la Fig. 65 (c). Pero no es así. Una diferencia fundamental es la que se refiere al efecto sobre la impe­ FIG. 67. - Realimentación por dancia interna del tubo. En efecto, su­ corriente obtenida por la supre­ sión del capacitar de paso de pongamos que se reduzca R t ; la ganan­ cia nominal disminuye y el coeficiente cátodo. de realimentación a.umentCL según la f(¡r­ mula [11]. En la expresión de la ganancia efectiva AB

1'p

.B

+ R" + I-'R"B

Rk/R h • Por lo tanto, ¡iR"

= "

+

p.R" + R"

I-'R b

= "

resulta

1

R"

Y, como en el párrafo anterior,

es = -ipR b

A

+ Tp

Y corno

A.

+

rp

Ao

-ipRk

B _ Rk Rb

1+~ R"

4-5. Realimentación por corriente. - Un método frecuentemente empleado para obtener realimentación negativa consiste en suprimir el capacitar de paso en las etapas que emplean polarización automática por resistencia en el cátodo, Fig. 67. La corriente i p al circular por la re­ sistencia R k , produce una caída de tensión ipRk • El potencial Be. que por esta causa toma la rej a con respecto al cátodo, es (i cuidado con los signos!)

=

+R"

Cuando R b disminuye a la mitad, A toma un valor superior a la mitad del primitivo. Por ejemplo, con 1-' = 20, r p = 10000 ohms, y R b = 20 000, A es igual a 13,3. Si se reduce R" a 10 000, A sólo dis­ minuye a 10. Como B se ha duplicado, según la [11], el producto AB ha aumentado en realidad. Por consiguiente, A" disminuye más que A y el negocio empeora en lugar de mejorar.

fines.

Bes

IL

I-'R"

rl'

En conclusión, la realimentación negativa sirve para reducir la im­ pedancia interna de los tubos Y hace comparables a los pentodos reali­ mentados con los triados sin realimentar. Desde luego, no es negocio aplicar realimentación negativa con este sólo objeto a los pentodos, pero es un beneficio gratuito que logramos al aplicarla persiguiendo otros

(

153

1'p

+ I-'R + k

R"

Esta ecuación demuestra que el tubo equivale ahora a otro que tiene el mismo valor de 1-" pero cuya resistencia de placa ha au­ mentado a r p + I-'R1,.

i., I

f

i II

El efecto sobre la impedancia interna es, pues, contrario al del primer circuito. Y es claro, en el circuito de la Fig. 65 (c) la ten­ sión realimentada es proporcional a la tensión de salida; una dismi­ nución de ésta halla una reacción compensadora, de modo que la ten­ sión tiende a mantenerse constante. En cambio, en la Fig. 67, la tensión realimentada es proporcional CL la corriente de salida y lo que se compensa es la variación de ésta. El circuito tiende a hacer a la corriente independiente de las modificaciones de la impedancia de car­

ga, es decir, a acercar el circuito a un generador de corriente cons­

tante. Con respecto a la distorsión es, por 10 tanto, evidente que se dis­ minuirán las armónicas de la corriente de salida. De este modo, la distorsión magnética que se origina en los transformadores de salida se exagera y puede alcanzar proporciones muy serias.

154

AMPLIFICADORES DE AUDlOt'RECUENCIAS

Esta forma de realimentación nunca debe usarse, ni en los tubos de potencia ni en cualquier otro con acoplamiento por transformador. Otra diferencia importante es la que se refiere a la atenuación del zumbido por presencia de tensiones alternas en la fuente. Puede demostrarse que con este método de realimentación ese zumbido no se reduce sino que, por el contrario, aumenta con respecto al que se pre­ sentaría en la misma etapa sin realimentación alguna 1. El aumento a que nos referirnos es consecuencia del aumento de la resistencia inter­ na de la válvula y puede, en consecuencia, achacarse a la realimenta­ ción negativa en sí misma. Pero, además, desde el punto de vista es­ tructural, el circuito de la Fig. 67 obliga a mantener entre el cátodo y masa una impedancia elevada, la cual favorece la introducción de nue­ vos ruidos cuando el calefactor emplea corriente alterna (véase Capí­ tulo III, párrafo 10, pági­ na 138). '(2) I A pesar de estos incon­ I venientes, la realimenta­ ción obtenida por este mé­ todo tiene aplicaciones fl= :~R prácticas en los amplifica­ 1 e dores ordinarios, pero la RHS (5) experiencia enseña a mirar­ la con cierta suspicacia. Re

(a)

4-6. Circuitos prácti­ cos. - La Fig. 68 muestra cómo aplicar realimenta­ ción negativa en etapas acopladas por Re o por transformador. En las va­ riantes (1) el capacitar e B:.!!.L no tiene otro objeto que el R,+Rz de bloquear la tensión con­ tinua de la fuente de placa a fin de evitar que pase a (b) la reja. Las variantes (2) FIG. 68. - TIealimentación en el amplifica­ no necesitan tal capacitar. dor de una etapa. Con respecto a las resis­ tencias R l • R 2, Re' nada hay que decir sino que R l + Re, Ó R l + R 2 , debieran ser varias veces mayores que la resistencia de carga del tubo, por las razones ya expli­ cadas. En (3) se señala el modo de aplicar realimentación por corriente. De este modo, empero, el valor de NI" y por lo tanto de R, queda limita­ do al que corresponde a R k como resistencia de polarización. En las Figs. 52, 53 y 55 se ve cómo puede obviarse tal inconveniente.

;]1

La Fig. 69 muestra un modo de aplicar la realimentación negativa a una etapa amplificadora de poder, el que trataremos en el siguiente

RQ .,

~ ~

Rd

~

Véase nota al pie de la pág. 163.

III[

Ebb ."l

;

j

, ••

.~

FIG. 69. -

Ejemplo. A una etapa amplificadora de potencia con válvula 6L6 se quiere aplicar realimentación negativa para disminuir la distorsión y la impedancia interna. Se estima que 1 + AB = 3 dará el resultado apetecido. Determinar los valores de las resis­ tencias en el circuito de la Fig. 69.

Necesitarnos hacer 1

J

+ AB =

3, es decir, AB

,1

.\ :';~

i !

Z50 V +

Sistema poco convincente de aplicar realimentación negativa a una etapa amplificadora de potencia.

y

=

2

2

B

A

El primer paso será, pues, determinar la ganancia A de la etapa de potencia. Según el manual, la potencia de salida es W = 6,5 watts sobre una impedancia de carga R de 2500 ohms. La tensión de salida eficaz, Es, se calcula teniendo presente que

I

.

E2

W

~

R

de donde Es = y'W

X

R = y'6,5

X

2500 = 127 volts

Esta tensión necesita un pico de excitación y'2E~ es decir, un valor eficaz E g = 10 volts. Luego, A = Es/E g = 127/10 = 12,7 y 2

1

155

REALIMENTACIÓN NEGATIVA

B =

----:4

2

12,7

0,157

=

14 volts,

156

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCrAS

En la figura se observa que B se logra mediante un doble di­ visor de tensión. a fin de poder utilizar a Rb como carga de la amplificadora de tensión y elegir libremente BU valor. Uno de los divisores está formado por R b y por Re en paralelo con la resis­ tencia de placa de la 6SJ7. Suponiendo Tp = 1 megohm y eligien­ do Re = 0,5 megohm. se tiene R par y

si R b

=

=

1 X 0.5

0,25 megohm. la primera división de tensión es

Rb Rb

0.25 0,25 + 0,33 = 0,44

+ R par

La segunda división está provista por Ra> Rol Y vale

o en

Rol

S.

+ Rol

Ra

=

_

Rd

• + Rd

de donde

~ = 0,157 = 03G

R a + Rd

0,44

y

7200 = 12800 ohms

La ganancia efectiva de la etapa se reduce 3 veces por efecto de la realimentación. Por lo tanto, la excitadora de tensión debe dar ahora 3 veces más tensión de salida que antes, es decir, 42 voUs de pico en lugar de 14. Es muy probable que el remedio re­ sulte por eso peor que la enfermedad. porque si bien se reduce la distorsión en la 6L6, se la aumenta en la GSJ'l, la que, con 250 voUs de alimentación y 42 vo1ts de salida, andará muy cerca del 5 % de distorsión. Veremos después que el inconveniente se salva realimentando, preferiblemente, a la rej a de la GSJ'l. 4-7. Expresión de la realimentación en decibeles. - El grado de realimentación negativa se mide por el factor de reducción 1 + AB. Es frecuente darlo en decibeles, por la facilidad que éstos permiten en el cómputo de la ganancia total de un sistema. Se tiene Realimentación en dB

=

20 log(l

-

\".

Al

A.= VI + (A lB) 2 +

'

Haciendo R a + R d = 20 000 ohms, resultan R d = 20 000 X 0,36 = 7200 ohms

R a = 20 000 -

180 0

La tensión realimentada Be. no está en exacta oposición de fase con eg ni con e•• y ello reclama una revisión de la fórmula. No pode­ mos hacerlo aquí para no abusar de las matemáticas. Nos contenta­ remos con dar el resultado final. La expresión exacta de la ganancia efectiva es

0,44 = 0,157

X

=

donde. como se recordará, \". es siempre negativo.

El producto de las dos divisiones debe da.' B. Luego, B

Ganancia efectiva en dB = Ganancia nominal en dB ­ ~ Realimentación en dB [13] Esta última fórmula proviene de aplicar logaritmos a la expresión [9] de la ganancia efectiva. 4-8. Realimentación en función de la frecuencia. - Influencia del ángulo de fase. El análisis que hemos hecho se ha basado en el circuito de la Fig. 65 (c), donde se ha despreciado toda rotación de fase. excepto el atraso básico de 180 0 • Las consideraciones hechas son. pues. válidas estrictamente sólo en el caso de las frecuencias compren­ didas en la banda que hemos llamado de frecuencias medias. Para las frecuencias inferiores y las superiores. e. atrasa con respecto a eg no en 180 0 sino en Si 180 0 - \"i

= 0,33 megohm

1 +0.5

157

REALIMENTACIÓN NEGATIVA

+

AB)

[12]

2A[B cos

[14] \"1

donde B tiene el mismo significado que antes. \"[ es el adelanto rela­ tivo de fase y Al la ganancia, totales, tomados ambos a la frecuencia que se considere 1. La fórmula [14] supone que la división de tensión se hace sin rotación de fase y que es independiente de la frecuencia. No siempre es así; en tal caso en la ecuación [14] debe tomarse el valor de B que corresponde a la frecuencia que se considere y agregarse a \"1 el valor de la rotación introducida por el circuito divisor. Los cálculos exactos se hacen entonces bastante complicados, pero el procedimiento de hacer B variable con la frecuencia se utiliza mu­ cho en la práctica para obtener efectos determinados, tal como veremos en el capítulo siguiente. Ejemplo. En el amplificador de la Fig. 70. la ganancia nomi­ nal es de 100. y las frecuencias de corte (sin realimentación y des­ preciando el efecto de Ck ) son fl = 60 Y f. = 20000 c/s. Calcular la ganancia efectiva en las frecuencias medias y en las frecuencias

1 Nótese que la ecuación (14) se reduce a la (9) cuando puesto que cos 0° = 1 Y VI + (AB)2 + 2AB 1 + AB.

=

'1',

= O°.

158

f. y f. cuando se emplean 10 dE de realimentación en las frecuen­

y en el circuito de entrada seria

cias medias. 10 dE de realimentación corresponden a 1 + AB ~ 3, es decir, a AB = 2. Como en las fre­ cuencias medias A = lOO, R, resulta B = 0,02, el que es­ tá fijado por R 1 y R 2 , in­ dependientemente de la fre­ cuencia. es En las frecuencias me· dias, la ganancia efectiva es de 100/3 = 33,3. En las fre­ cuencias de corte Al vale FIG. 70. - Etapa realimentada por 0,707 X 100 ~ 70 Y 9'1 = 45° tensión. Y 'P. = -45°; además, cos ± 45° = 0,707. L u e g o, las ganancias efectivas a 60 y a 20 000 c/s resultan ambas iguales a

eg = Be.

+

ee

ABe.

+

ee

de donde

eg

=

ee 1-AB

0,02) 2

+2X

<

es 70

X

70

70

VI + 2 +2

=

[16]

Compárese con la ecuación [7] y se verá que eg resulta o aumen­ tada, (AB 1) o, al menos aparentemente, invertida en fase (AB> 1), en contra de lo que reclama la realimentación negativa.

70

Vi + (70 X

159

REALIMENTACIÓN NEGATIVA

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

V5

0,02

X

0,707 I , o +Ebb

71. - Realimentación por tensión en el amplificador de dos etapas. El

sistema oscila por cuanto la tensión realimentada está en fase con la tensión

de entrada.

31,1

FIG.

Se observa que la curva de respuesta se ha aplanado por efecto de la realimentación, puesto que 31,1 es sólo 6 % menor que 33,3. Éste es otro de los beneficios del sistema. 4-9. Realimentación negativa en los amplificadores de dos o más etapas. - La aplicación de la realimentación negativa no queda limi­ tada a la etapa de amplificación tomada aisladamente que hemos es­ tado considerando. Por el contrario, las ventajas de la realimentación negativa se consiguen con mayor plenitud cuando el lazo de realimen­ tación abraza dos o más etapas. El modo de aplicarla .es esencialmente el mismo: una porción B de la tensión de salida (o en su caso, una tensión proporcional a la corriente de salida) debe inyectarse a la en­ trada en oposición de fase con la tensión de excitación. Tendráse pre­ sente que la oposición de fase exacta sólo será posible en la banda de las frecuencias medias. Consideremos las dos etapas representadas en la Fig. 71. A pri­ mera vista parecería que se pudiera aplicar la realimentación por el método de la Fig. 65 (c). Pero no es así, como es fácil verlo, pues e. está ahora en fase con la tensión de entrada porque hay dos retrasos de 180°, uno en cada etapa. Es decir, ahora es

e. = Aeg

[15]

Para obtener una expresión similar a la [7], ya que no puede cambiarse el signo de A, será necesario conseguir que la tensión Be. sea negativa medida desde la reja al cátodo cuando eg es positiva. La Fig. 72 muestra la solución. Ahora se tiene

eg

= -Be. + ee = -ABe. + ee

de donde ~:

eg :;

•

que es similar

1

=

ee 1

+ AB

[17]

a la eco [7], con

B=~ R1 + R2

[18]

Conviene observar, además, que en este circuito la primera válvula queda realimentada por corriente, con un coeficiente de realimentación B' = R 2 /R blt y que esta realimentación se superpone a la primera. Con 1 Nótese que, para nosotros, A y B son números esencialmente positivos. En otros textos se les atribuye signo (+) o (-), según que los voltajes cuyas relaciones representan coincidan o estén opuestos en la fase.

160

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

REALIMENTACIÓN NEGATIVA

( ( ( (

( (

( ( (

los valores usuales del circuito, si se llama A' a la ganancia de la pri­ mera etapa, resulta 1 + A'B' mucho menor que 1 + AB, porque A es mucho mayor que A', y B es, por lo menos, del mismo orden que B'. En consecuencia, dominarán en el circuito total los efectos de la reali­ mentación por tensi6n 1. Con tres etapas, la rotaci6n total de fase de la señal de salida con respecto a la de entrada es de tres veces 180 0 • Pero como una rotaci6n de 360 0 equivale a la coincidencia de fase, resulta que a las frecuencias medias es e. = -Aeg porque la rotación neta viene a ser de 180 0 • Por consiguiente, la ten­ sión Be. debe reinyectarse volviendo al método original, es decir, tal como muestra la Fig. 73. Aplicar la realimentación enlazando más de tres etapas es posible, pero pueden esperarse dificultades por las razones que luego se verán. En general, no es aconsejable hacerlo si no se domina a fondo ]a téc­

ganancia de la 6J5 es de 14. Calcular R¡ para obtener una reali­ AB = 10). ¿ Cuál debe ser mentación por tensi6n de 20 dB (1 la tensi6n excitadora e. para tener 60 volts de pico en la salida? ¿ Cuánto será la distorsión si sin realimentación es de 5 %? ¿ Qué relación de señal a ruido habrá a la salida si la fuente, de 300 volts c. c., tiene 1 volt de componente alterna?

+

•• C,

r- -

.!t" - --,

,

Jl<

R?

""'~--+

(

I

es

¡

Rk Rb

+

1

I

el

que R bl y su influencia puede despreciar.se sin gran error.

0,00364

+

=

0,67

A'B' = 1,67 =

185

~

'- 110

Como se ve, la corrección es importante '. Antes de aplicar la realimentación por tensión, la ganancia del amplificador es A = 110 X 14

y como se quiere

1 + AB

. realidad, igual a R./ RRblR; . Pero Rel es en general varias veces mayor

910' 250000

Ganancia de la 6SJ7

Ejemplo. En el amplificador de la Fig. 72 se utiliza una vál­ vula 6SJ7 en la primera posición, y una válvula 6J5 en ]a segunda. Según la tabla de acoplamientos Re del manual, la 68J7 se utiliza. con una resistencia de cátodo R k = R 2 = 910 ohms y con R b1 = 0,25 megohm en placa. La ganancia en estas condiciones es de 185. La 1 En realidad, la carga de placa de la H válvula está formada, Jlara las componentes de señal, por el paralelo de R. , con Re" El factor E' es, en

=

A'B' = 185 X 0,00364

nica. Lo que sí puede hacerse, en cambio, en un amplificador de cuatro o cinco etapas es aplicar dos lazos de realimentación: uno que toma las dos primeras etapas (o las dos últimas) y otra que toma las dos o tres restantes. Aún la realimentación de tres etapas requiere precauciones que luego se explicarán.

+

+

Primeramente se calculará la ganancia nominal total del am­ plificador. Para ser rigurosos, habrá que tener en cuenta que la primera etapa está realimentada por corriente y que, por consi­ guiente, su ganancia será menor que 185. Veamos si vale la pena tomar en cuenta esta corrección. Se tiene:

Forma correcta de aplicar realimentación negativa a un amplificador de dos etapas.

bl

I

Amplificador de tres etapas con realimentación negativa.

B' = FIG. 72. -

j

1

il
R;!

(

(

¿

¡

•

(

(

I

j

,Cp

(

1\2' ~

-

R,

FIG. 73. -

8es

161

=

10

AB

resulta

B

i

9

9

---y - 1540

~

~

I

1540

1

Véase nota al pie de la pág. 160.

0,0057

9

( ( (

162

REALIMENTACIÓN NEGATIVA

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

demuestra que las tensiones de ruido introducidas en las primeras eta­ pas de un amplificador son más importantes como contribución al ruido total que las que se introducen en las últimas etapas. La realimenta­ ción negativa reduce las tensiones de ruido tomándolas en la última etapa y con el valor que aquí tienen. Si una tensión de ruido Erllido se aplica en un punto entre el cual y el punto donde se toma la realimen­ tación hay una ganancia de a, la tensión de ruido en la salida sin reali­ mentación es aErllldo' y con realimentación

Por lo tanto

Rz R z + R1

B=

0,0057

=

Como B es muy chico, es evidente que R 1 será mucho mayor que R z• Podemos escribir entonces

R

-----¡¡;z

B =

0,0057

Er

y como R z = 910 ohms, R1 =

Rz

910 0,0057

0,0057

=

1540 = -----¡o­

154

Er

La tensión de excitación para 60 volts pico de salida será

ee

60X 0,707 154

~

Conviene calcular la tensión realimentada Be,. Es ~

0,243 volts eficaces.

La eg que queda aplicada a la reja es 0,27 - 0,243 cir, diez veces menor que e., como era de esperar. La distorsión será 5 1 +AB

5

-10

=

=

0,027, es de­

0,5 %

Para calcular el ruido a la salida, observemos que el volt de componente alterna queda aplicado a la placa de la GSJ7 y, por lo tanto, a la reja de la 6J5. ~ta la amplifica y aparecen así 1 X 14 = 14 volts de ruido a la salida. La realimentación reduce este valor 10 veces, con lo cual quedan 1,4 volts. (La tensión de ruido de 1 volt se inyecta también en la placa de la &J5, pero como los 14 volts amplificados han sufrido una rotación de fase de 180°, ambas componentes están en oposición de fase, de modo que se ten­ drá en definitiva algo menos de 1,4 volts.)

.' ¡, [

11

4-10. Reducción del ruido y de la distorsión en los amplificado­ res de varias etapas. - El ejemplo resuelto en el párrafo anterior

[18]

+--.-AH

A 1

+ AB

Eruldo

[19]

Las tensiones de ruido así introducidas resultan amplificadas exac­ tamente como la señal y, por lo tanto, la relación de señal a ruido no se mejora con la realimentación negativa. Ésta es totalmente ineficaz para el objeto. E, infortunadamente, sabemos ya que las fuentes de ruido más difíciles de combatir por los métodos convencionales son las de origen electrónico, presentes tanto en la primera válvula como en todas las otras. Más aún, al aplicar realimentación negativa puede ocu­ rrir, como en la Fig. 72, que nos veamos obligados a mantener el cá­ todo de la primera válvula con alta impedancia respecto de masa. La conexión aumenta el nivel de ruido de la válvula (cuando se alimenta el calefactor con corriente alterna) y de hecho el amplificador con reali­ mentación i resulta a veces más ruidoso que el ordinario! 1. Con respecto a la distorsión ocurre algo similar. Las componentes de distorsión de la última válvula son realimentadas tal cual, pero las que se generan en las válvulas anteriores sólo se realimentan después de amplificadas, y la capacidad de la realimentación negativa para ate­ nuar la distorsión resulta tanto menor cuanto más prematuramente aparezca en la serie de válvulas. Los cálculos resultan algo complica­ dos, pero la conclusión es sencilla: debe procurarse que la única distor­

0,27 volts eficaces.

Be. = 0,0057 X 60 X 0,707

aErllldo

1

fórmula que no es sino la expresión matemática del procedimiento que hemos seguido en el ejemplo anterior para calcular el ruido en la sa­ lida. Es evidente que si el ruido se inyecta en el circuito de placa de la última etapa, a = 1 Y la eficacia de la realimentación es máxima para atenuarlo. En cambio, si el ruido se introduce en el circuito de reja o de cátodo de la primera válvula, a resulta igual a la ganancia nominal A del amplificador y el ruido a la salida es

1GO 000 ohms.

=

Esta resistencia es comparable a R c2 Y deberá tenerse presente al proyectar la etapa. La ganancia efectiva es ahora:

A.

163

~

I

I

1 Esto es particularmente cierto, también por otra razón, si en la pri­ mera etapa se emplea un tríodo de baja ro. En efecto, Rbl y la resistencia interna de la válvula forman un divisor de tensión para el zumbido que pro­ viene de la fuente de alimentación, de modo que a la reja de la segunda válvula queda aplicada sólo una fracción de aquél. Cuando la válvula queda realimentada por corriente, su resistencia interna aumenta y, con ella, la ten­ sión de zumbido aplicada a la segunda válvula.

164

165

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

REALIMENTACIÓN NEGATIVA

Slón importante se genere en la última etapa. En los amplificadores de potencia, hemos visto que la distorsión del excitador puede ser im­ portante. Si la salida del amplificador de potencia se realimenta a la reja del excitador, las componentes de distorsión del excitador se ate­ núan en la proporción que da la ecuación [18], tornando corno a la ganancia de tensión del amplificador de potencia y corno A la total. Conviene, pues, que a sea pequeño comparado con A, es decir, conviene usar como excitador un tubo de alta ganancia, ¡ un pentodo ! Véase el siguiente Ejemplo. Un tríodo 2A3 con 2500 ohms de carga da una ten­ sión de salida de 90 voIts eficaces (Pu = 90 2/2500 = 3,2 watts) y requiere 30 voIts eficaces de excitación. Una 6J5 o una 6SJ7 dan esta tensión con 5 % de distorsión y ganancias de 14 y 140, res­ pectivamente. ¿ Cuál de las dos excitadoras conviene usar si se quiere que el amplificador rinda plena potencia con 3 volts efica­ ces de excitación? La tensión de distorsión del excitador es de 0,05 X 30 = 1,5 volts. Puesto que la ganancia de la etapa de salida es de 90/30 = = 3, las ganancias nominales son de 3 X 14 = 42, en el caso de la 6J5, y de 3 X 140 = 420, en el caso de la 6SJ7. Para tener una sensibilidad de 3 volts eficaces, la ganancia nominal debe ser de 10 en los dos casos. Por consiguiente, el fac­ tor de reducción (l + AB) será de 4,2 en el caso de la 6J5 y de 42 en el caso de la 6SJ7. De acuerdo con la fórmula [18], la tensión de distorsión que, debida al excitador, queda presente a la salida, es

el resultado de la realimentación podría ser aún peor con la 6J5 corno excitadora. Conviene examinar en primer lugar el comportamiento del ampli­ ficador realimentado en las zonas de las frecuencias inferiores y de las superiores. La ecuación [14] que introdujimos para el amplificador de una etapa, es igualmente válida para el caso de varias etapas con la condición de tornar como A e la ganancia nominal, y como 'fe la suma de los adelantos relativos de fase de todo el amplificador. En un caso más general, B puede depender de la frecuencia, e introducirse además una diferencia de fase 'fB entre la tensión B ce. y la tensión e.. Esta diferencia de fase deberá agregarse a 'fe en la ecuación [14], tomán­ dola con signo positivo si es que B ce. está adelantada con respecto a e., y con signo negativo en caso contrario. Se tiene así la expresión general

3

1,5 4,2

X

A.

'l'r

3 X 1,5 ~

0,107 volts

con la 6SJ7. Si se empleara un mayor factor de realimentación en el caso de la 6J5, la mejora sería más aparente que real, puesto que en­ tonces, siendo mayor la tensión de excitación requerida, aumenta­ ría la distorsión de la etapa previa. 4.11. ¿Y la variación de frecuencia? - El camino de la reali­ mentación negativa está pavimentado de buenas intenciones, pero ofre­ ce algunos baches sumamente peligrosos. En el párrafo anterior nos encontramos, por ejemplo, que es prácticamente ilusorio aplicax reali­ mentación negativa entre un tríodo 2A3 y un tríodo 6J5 para reducir la distorsión, porque la mayor tensión de excitación que la última re­ quiere va, a su vez, acompañada de un porcentaje elevado de distor­ sión. Y si en el ejemplo se considerara una 6L6 en lugar de la 2A3,

[20]

2A eB e COS('I'1 ± 'l'B)

Al . A z • A 3 = 24 X 24 X 10 5760 X 0,00104 = 6

0

'l'e = -40° - 40° - 10° = _90 'l'B = -90° + 30° = -60°

AIB I

1,07 volts

con la 6J5, y

VI + (A eB r )2 +

Ejemplo. En un amplificador de tres etapas las ganancias y los adelantos relativos de fase de cada una de ellas a 8000 c/s son: Al = 24, 'fl = -40°; A 2 = 24, '1'2 = -40°; A 3 = 10, '1'3 = -10°. En el circuito de realimentación Be vale 0,00104 e introduce un adelanto de fase de 30 grados. Calcular la ganancia efectiva a la frecuencia dicha. Se tiene Ae

=

Ae =

+

= =

5760

(El adelanto de fase de 30° se toma con signo positivo.)

Pero cos (--60°) = cos 60° = 0,5.

Introduciendo estos valores en la ecuación [20], se tiene

A.=

5760

VI + 36 +

2 X ' 6 X 0,5

5760 V43

= 885

Hasta aquí nada de particular. Pero observemos un poco la ecua­ ción [20]. Es fácil ver que para que A. sea menor que Al, el denomi­ nador de esta expresión debe ser mayor que la unidad. Hasta este punto puede decirse que hay realimentación negativa porque la ganan­ cia disminuye. Esta condición puede escribirse así, suprimiendo los subíndices para simplificar la notación y poniendo q, = 'l'e + 'l'B:

Condición para que la realimentación sea negativa:

VI + (,4,.8)2 + 2AB cos q, >

1

166

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

REALIMENTACIÓN NEGATIVA

de donde, elevando al cuadrado

+

1

(AB)

2

+

2AB

CoS

tf>

>

La distorsión, lejos de reducirse, ha aumentado más de cuatro ve­ ces y sería, al menos aparentemente, i de más del 20 %! Si de algún consuelo sirve, notemos que la ganancia a 12 000 c/s ha aumentado en la misma proporción que la distorsión y es ahora igual a 112,5 X 4,5 = 510, mientras que en las frecuencias medias es de 900/10 = 90 ... Es difícil encontrar amplificadores tan mal proyectados, pero pueden ocurrir casos no tan extremos con relativa facilidad.

1

y, evidentemente, restando 1 a ambos miembros

(AB)2

+

2AB cos '"

>

[21]

O

y dividiendo por AB (número siemploe positivo para nosotros)

AB

+

2 cos tf>

>

[22]

O

Un caso particular de gran importancia es aquel en que cos 4> = es decir, 4> = 180° positivo o negativo ('" = ± 1800). Éste es un caso que se necesita tratar con mayor detención. Haga­ mos cos cfJ = -1 en el denominador de la ecuación [20]. Se tiene, po­ niendo d por denominador,

De aquí se deduce inmediatamente que la condición de rea1imen­ tación negativa está asegurada cuando cos 4> es positivo. EL CO.'l 4> es positivo para cualquier ángulo comprendido entre 0° y 90° o entre 0° y -90°. Por lo tanto, podemos asegurar q\le la realimentación será ciertamente negativa cuando el adelanto re1ativo total de fase es nu­ méricamente inferior a 90° o Si el ángulo 4>, en cambio, es numéricamente mayor que 90°, cos tf> es negativo y la condición [21] sólo se cumple si AH > I 2 cos rJl ]. No siendo así, el denominador de la [20] será menor que 1a \lni­ dad y la ganancia con realimentación será mayor que sin ella. La reali­ mentación será ---se dice--- positiva. Como el factor de reducción de 1a distorsión y del ruido introducidos en la última etapa es el mismo que el que afecta la ganancia, tanto la distorsión como el ruido aumenta­ rán cuando la realimentación es positiva. Para el cómp\lto de la red\lc­ ción de las tensiones de distorsión y de ruido deberán tomarse los va­ lores de A, B Y 4> que correspondan a sus frecuencias componentes.

= -1,

d = Vl+(AB)2-2AB

Si aquí coincidiera con la condición cos", = -1, la condición AB = 1 se ve que resulta d = O. La ganancia efectiva Ar/d quedaría expresada por AriO. Pero cualquier número dividido por cero da un cociente infinitamente grande; la ganancia del amplificador realimen­ tado es entonces infinitamente grande, es decir, i puede dar salida sin excitación! Los amplificadores que dan tensiones de salida sin excita­ ción externa se llaman osciladores. En realidad están tomando la exci­ tación de su propia salida. No nos interesan ahora los amplificadores oscilantes, de manera que hay que evitar de todos modos que AB sea igual a la unidad para las frecuencias en que 4> vale ±180 0 • y si con 4> = ±1800, fuera AH > 1, la ecuación [22] nos dice que la realimen­ tación sería negativa en este caso si AB > 2 y positiva si AB estu­ viera comprendido entre O y 2. El único punto crítico sería AB = 1. Pero no es así. Cuando", = ±1800, el amplificador oscila, cualquiera que sea el valor mayor que 1 que adopte AB. Se puede demostrar, pero no vale la pena: si el amplificador oscila con AB = 1, con mayor ra­ zón oscilará con AB > l. Entonces, la regla de oro de la realimentación negativa es la si­ guiente:

Ejemplo. Un amplificador de tres etapas tiene una distorsión por 3l!o armónica del 5 % cuando la frecuencia de la señal es de 4000 c/s. A 12000 c/s, la frecuencia de la 3~ armónica, 'l'r vale -170°, y Ah 112,5, mientras que 1a ganancia para las frecuencias medias es de 900. Se quiere reducir la. distorsión aplicando 20 dB (1 +AB = 10) de realimentación. ¿Cuál será. el resultado? Desastroso. Veamos. Para hacer AH = 9 en las frecuencias media8 hay que hacer B = 0,01. Admitamos que este valor se con­ serve a los doce mil ciclos y que no se introduzca atraso de fase en el circuito de realimentación. Se tiene entonces ArB r = 112,5 X O,Ol = 1,125 (ArB r) 2 = 1,265

cos '" = cos -170° = --coa 10° = ---0,985 2A rB r cos 4> = -2 X 1,125 X 0,985 = -2,215 Se observa que AB es menor que 12 cos tf> I = 2 X 0,985 Habrá, por lo tanto, realimentación positiva. El factor de reducci6n de la distorsión será.: 1

VI + 1,265 -

1

2,215 -

y'(J,05 =

1 0,222

j4,5l

167

1

= 1,97(J.

1

Cuando para alguna frecuencia el adelanto relativo de fase es de ±1800, para ese mismo valor de la frecuencia el producto AB debe ser menor que la unidad. La realimentación resultará positiva, pero no ha­ brá oscilación. Como las variaciones de los factores de las válvulas, las de las ten­ siones de alimentación y la modificación eventual de resistores y capa­ citares pueden. alterar tanto el producto AB como el adelanto de fase relativo, conviene tomar cierto margen de seguridad y cambiar la regla anterior por la siguiente: Para las frecuencias en las cuales el adelanto relativo de fase está comprendido entre 165° y 180°, Ó entre -165° y -180 0 , el producto AB debe ser inferior a 0,5.

169

AMPLIFICADORES DE AUDlOFREGUENCJAS

REALIMENTACIÓN NEGATIVA

De este modo se podrá permitir un aumento del 10(J % de la ga­ nancia nominal y una variación de ±15° en la fase, ún peligrü de oscilación. Ejemplo. ¿ Cuál es la realimentación máxima que puede intro­ ducirse en un amplificador de tres etapas idénticas acopladas a re­ sistencias, sin peligro de oscilación? Se supondrán despreciables las rotaciones de fase introducidas por los capacitores de paso de pantalla y de cátodo y por el divisor de realimentación. Para que el adelanto total de fase llegue a ser de 18(Jo, cada etapa debe dar un adelanto de 6(Jo. Según las curvas normaliza­ 0 das de las figuras 43 Y 45, el adelanto, positivo o negativo, de 60 corresponde a f/f l o f/f. iguales a 0,577 y 1,73, respectivamente. Para esos valores de las frecuencias, las ganancias relativas son de 0,5 por etapa, según las Figs. 16 y 11. Por lo tanto, para cada etapa se tiene

(A')60. = 0,5 (A) ...e<..

El cálculo se hace etapa por etapa. La medición se practica des­ conectando la realimentación negativa y reconstruyendo el circuito di­ visor de modo que se pueda medir en magnitud y en fase la tensión BE. que normalmente sería realimentada, aplicando al amplificador una tensión E g conocida y constante, pero de frecuencia variable. La rela­ ción BE./Eg resulta igual a AB, puesto que estando el amplificador sin realimentación, E./E g es la ganancia nominal A '. La relación de fase se mide por alguno de los métodos conocidos (por ejemplo, un osciló­ grafo). Debe observarse que así se medirá en realidad el ángulo + 180 0 +.p, puesto que debe haber una diferencia de fase básica de 180 0 en las frecuencias medias, pero no tiene importancia. Es conveniente representar gráficamente los valores obtenidos. Para eso se construye un diagrama polar (diagrama de Nyquist) del siguien­ te modo: A partir de un punto O, Fig. 74, se traza una recta horizon­

168

'C (f-~

e.<'o

5000

y para las tres etapas (A)lS0.

= 0,125

(A)med

4000

En esas condiciones Y según la regla práctica del párrafo an­ terior debe ser (AB)18o.

=

B= porque (A) lBO.

V./100

y (1

4

=

5

que equivale a una realimentación de 14 dB. La realimentación máxima aplicable es, pues, de 140 dB a las frecuencias medias. 4-12. Diagrama de Nyquist. - Durante el proyecto de un am­ plificador conviene analizar las posibilidades de üscilación. Asimismo, en el amplificador ya construído es necesario asegurarse de que la regla de estabilidad se cumple satisfactoriamente. Será, por lo tanto. necesario calcular (o medir) A, B Y .p para una cantidad suHciente de frecuencias.

rea!lmentacidn es positiva

Diagrama de Nyquist para la investigación de las condiciones de estabilidad del amplificador realimentado. Nótese la "zona prohibida".

Por lo tanto

+ BA)med

70~is--~;entro de este cirOllo la

FIG. 74. -

0,5 (A)lBO. = (J,125 (A)mod

=

a \..Ill

...~

0,5

B(A)lBO·

B(A)med

\

?'A.t<-,ti('o;9lfi

3000

0,5

= 0,125 (A) medo

\

2000

1000

Y puesto que por no introducir adelanto de fase el circuito de reali­ mentación puede escribirse (AB) 180.

dd /., .,v~-JO'I

.~;

t>

i~

I

"

tal que será nuestro eje de referencia. A la derecha de O, sobre la recta, se marca un punto, digamos a 1 cm, y se lo designa con 1. Supongamos ahora que a 8000 c/s se haya medido AB = 2 y 180 + + .p = 40°. Desde el punto O se traza una recta que forme un ángulo de 40° hacia arriba con Ox. Sobre esta recta se marca el punto a a 2 cm de O. El punto a, por su distancia a O mide el valor de AB, y por el ángulo que Oa forma con Ox, la fase relativa. Anotemos 8000 c/s al lado del punto a. Si se repite el mismo procedimiento para todas las frecuencias, se tendrá una serie de puntos como los b, c, d, etc. Por todos esos puntos se hace pasar una curva, como se hace en la figura. El criterio de estabilidad de Nyquist dice que el amplificador será estable si esa curva no encierra al punto 1. 1 Deberán emplearse tensiones E. tales que las tensiones de salida que produzcan sean más o menos iguales a las normales en el amplificador de . que se trate.

170

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENClAS

En efecto, para el punto 1 es 180 0 + q, ó igual a cero, Ó a 350 0 , es decir, q, = -180 0 Ó 180 0 • Además, el punto 1 corresponde a AB = 1. Si la curva pasa por la derecha de ese punto, significa que hay alguna frecuencia para la cual es a la vez q, = ±180 0 y AH > 1. Además, si con centro en 1 y radio igual a 1 cm se traza una cir­ cunferencia, las frecuencias cuyos puntos representativos caen dentro de esa circunferencia, son frecuencias para las cuales la realimentación es positiva. En el caso de la figura hay realimentación positiva para las frecuencias superiores a 9000 c/s y las inferiores a 70 c/s. Sobre el mismo diagrama se ha delimitado una "z
REALIMENTACIÓN NEGATIVA

171

El criterio general ya lo conocemos: cuidar que el producto AH no exceda de 0,5 cuando la rotación de fase relativa tiene un valor numé­ rico próximo a 180 0 • En una etapa con acoplamiento RC, el valor máximo de q, es de 90 0 , como puede verse en las Figs. 43 y 45. Por lo tanto, si el circuito divisor no introduce rotaciones de fase exageradas, no hay límite al­ guno para la realimentación, aun cuando los efectos de los capacito­ res de paso no sean despreciables. Si se trata de dos etapas con acoplamiento RC, las rotaciones máxi­ mas, 90 0 por etapa, son de 180 0 , pero la rotación de fase de 90 0 por etapa se produce en las frecuencias para las cuales la ganancia es nula. Pueden cobrar cierta importancia las rotaciones producidas por Ck y Cc2 en las frecuencias bajas, pero, en general, no habrá mayor difi­ cultad en aplicar grandes realimentaciones si se cuida que el circuito divisor no introduzca rotaciones adicionales. Por lo común, las dificul­ tades se presentan más bien en el extremo alto de las frecuencias que en el bajo. Con tres etapas acopladas con RC, hemos visto en el ejemplo del párrafo 11 que la realimentación máxima que puede aplicarse es de 14 dB si las curvas de respuesta son idénticas. Pero no hay por qué hacerlas así. Realimentaciones muy superiores pueden conseguirse si la frecuencia de corte superior de una de las etapas se hace mucho más alta o, preferiblemente, mucho más baja que la de las otras. Por ejemplo, si se quiere construir un amplificador de tres etapas con 30 dB de realimentación (1 + AS ~ 31) y con respuesta "plana" hasta 15 000 ciclos, conviene diseñar una de las etapas con frecuencia de corte superior igual a 500 c/s, y las otras con frecuencia de corte igual a 50000 c/s. Es decir, la frecuencia de corte de una etapa se hace alrededor de 30 veces menor que la frecuencia máxima propuesta, y la frecuencia de corte de las otras etapas unas 3 veces mayor que la misma. Si sólo se aplican 20 dB de realimentación, aquella frecuen­ cia de 500 e/s debería elevarse a unos 2 ó 3000 c/s para llegar a 15 000 e/s sin variación de la respuesta total. Se comprende por qué. La etapa de menor frecuencia de corte dis­ minuye la ganancia a un valor muy bajo cuando aún la rotación de fase introducida por las otras es muy pequeña y q" por consiguiente, menor que 180 0 • Los resultados son menos buenos cuando la frecuencia de corte de una de las etapas se hace mucho mayor que la de las otras. Aunque puede llegarse también a aplicar buena realimentación, la curva de res­ puesta no resultará, en general, satisfactoria, por los picos que se pre­ sentarán en las frecuencias superiores, causados por el carácter positivo que a tales frecuencias adopta la realimentación. En el extremo de las frecuencias bajas puédese recurrir a un pro­ cedimiento semejante. Aquí podrá hacerse una de las frecuencias de corte inferior mucho más baja o mucho más alta que las otras. Por ejemplo, se puede fijar la frecuencia de corte inferior de dos etapas en 20 e/s y la de otra en 2000 e/s. Con 30 dB de realimentación se

172

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

REALIMENTACIÓN NEGATIVA

obtendrá respuesta plana hasta 50 c/s, sin peligro alguno de oscilación. Las respuestas individuales de cada etapa de un amplificador de tres, en el que se pretende respuesta plana de 50 a 15000 c/s con SO dB de realimentación, serían entonces las siguientes (Fig. 73) : Etapa 1: 11 = 20 c/s; l. = 500 c/s. Utilizando aquí un pentodo se puede proyectar para ganancia muy elevada. Para llevar la frecuencia de corte inferior a 20 c/s habrá que utilizar capacitancias de paso convenientemente grandes, o compensar por ecualización, como se explica en el capítulo siguiente. Las frecuencias de corte su­ perior se bajan agregando capacitores en paralelo con

la escasa capacitancia del secundario y a la relación de vueltas descen­ dente. El circuito de la Fig. 75 es muy empleado en este caso si uno de los extremos del secundario puede llevarse a masa '. Aún tres eta­ pas se realimentan así sin mayores inconvenientes. Algunos discuten las ventajas de tomar en este caso la realimentación del secundario o del primario. En realidad, aparte de la pequeña caída de tensión que produce la inductancia de dispersión y, naturalmente, el efecto de re­ ducción de la relación de vueltas, es prácticamente indiferente tomar la tensión de uno u otro arrollamiento. Tomarla del secundario tiene la ventaja de permitir utilizar valores de R l menores, a causa de la me­ nor tensión que allí exis­ te. Pero la disposición de

Rf la Fig. 69, extendida a • y.

tres etapas, es también

interesante. En algunos

casos se dota al trans­

formador de un arrolla­

miento terciario, expre­

Re samente para tomar de

RZ él la tensión de realimen­

tación. No ofrece venta­

ja particular alguna este

+ ó+ método. FIG. 75. - Realimentación negativa en un ampli­ En los amplificadoficador con transformador de salida. res usuales, para public­ address o uso familiar, lo usual es aplicar el lazo de realimentación desde el secundario del transformador de salida y abrazar con él dos o tres etapas, por excepción cuatro. 10 ó 20 dB se consideran valores convenientes. Las disposiciones prácticas se verán en el Capítulo VII. Si se atiende a las recomendaciones que hemos hecho no habrá in­ conveniente en aplicar 20 dB de realimentación con tres etapas. En realidad, cualquier amplificador bien proyectado deberá permitir una realimentación de este orden sin tendencia a la oscilación. Si no es así, el proyecto puede considerarse como deficiente y las correcciones se buscarán dando a cada etapa valores de corte adecuados, vigilando los efectos de las capacitancias de paso en las etapas que deben tener baja frecuencia de corte inferior y cuidando que el circuito de realimenta­ ción no introduzca rotaciones adicionales importantes. Deberá tomarse un margen de seguridad, de acuerdo con las reglas del párrafo 11. Al­ canzada la realimentación proyectada, tendrá que ser posible aumen­ tarla en 6 dB, es decir, aumentar B al doble, sin que se presente ten­ dencia a oscilar. Nunca debe dejarse la realimentación justamente al borde de la oscilación.

.....

R el ·

Etapa II: li = 2000 c/s; l. = 50 000 e/s. La reducción a valores convenientes de las capacitancias de los capacitores de paso y del de acoplamiento permitirá llevar tI a 2000 c/s sin dificultad. Etapa III: li = 20 e/s; l. = 50 OOOc/s.

(

Deberá evitarse que el circuito divisor introduzca rotación de fase. Esta rotación puede ser importante en alta frecuencia a causa de ]a capacitancia G. de la entrada del amplificador. Para evitarla se deriva­ rá la resistencia R l con una capacitancia el tal que G1R1 resulte igual a R 2 G., tomando como R 2 la resistencia total de entrada. También es conveniente reducir en lo posible R l , para lo cual conviene tomar la tensión de realimentación no del extremo superior de Re sin() de una derivación a l/lO ó algo así, contado desde su extremo de masa. Con ell() se aplicará al divisor R lo R 2 sólo una fracción de la tensión de .sa­ lida, y R l podrá disminuirse mucho. Cuando se trata de acoplamientos p()r transformador de interetapa, la realimentación tropieza con serios inconvenientes si se incluye el transformador en el lazo. Ello se debe a que la resonancia coincide c()n una rotación de fase de 9{)O y a que esta rotación sigue aumentando en las frecuencias superiores a la de resonancia, llegando c()mo límite a 180°. Así, tratándose de un amplificador con una etapa con Re y otra c'on transformador (Fig. 75) no será, en general, posible aplicar realimentación razonable desde el secundari() del transformador, a me­ nos que la frecuencia de resonancia del transformador quede muy por encima (100 veces) de la frecuencia de corte superi()r de la etapa con RG. Puede, eso sí, aplicarse realimentación desde el primari() (líneas de puntos en la figura). Cuando se toma la realimentación desde el secundario, se tendrá presente que la inversión de las conexiones del se­ cundario o del primario representa una rotación de fase de 180°, por lo que es fácil equivocarse. Para una c()nexión dada del secundario con respecto al primario, podrá ser necesario llevar la tensión de realimen­ tación o a la resistencia de cátodo o a la reja de la primera válvula. En cambio, no hay, en general, mayores inc()nvenientes en incluir un transformador de salida en el lazo de realimentación, pues aquí la resonancia no se manifiesta u ocurre a muy alta frecuencia debido a

173

I

, Debe tenerse en cuenta, sin embargo, que al poner uno de los extre­ mos del secundario a masa, puédese introducir un desequilibrio en los ampli­ ficadores push-pull. Convendría, si es }losible, poner el punto medio a masa en lugar del extremo.

174

AMPLIFICADORES DE AUDlOFRECUENCIAS

REALIMENTACIÓN NEGATIVA

Es mala práctica usar el lazo principal de realimentación para in­ tercalar en él dispositivos de "control de tono" variables. Puédeselo aprovechar para corregir de modo definitivo la respuesta, sea limitando o exagerando la realimentación en las frecuencias bajas, sea haciendo lo propio en las altas. El efecto en la respuesta del ampUficador será justamente el inverso: Si se realimenta 6 dB menos en 100 c/s que en 1000, intercalando, por ejemplo, un capacitor de valor adecuad
175

entre reja y cátodo, la ganancia nominal sería, como en un amplificador común, A ~_--,-pR_k_ r p + Rk

Por lo tanto, la ganancia efectiva es, con B

A.

A 1+ AB

rp

+

=

1,

pRk + Rk pRk r p +Rk

y multiplicando arriba y abajo por

4·15. Seguidores catódicos. - En los amplificadores que hemos considerado hasta el momento ha sido norma unir el cát
ee

=

e. -

A. ­

pRk rp

[25]

+ (l + p.)Rk

20 X 50000 7700 + 21 X 50 000

A. =

Para Rk

=

A. =

1000 7,7 X 1050

~

0,95

200 7,7 + 210

~

0,92

10 000 ohms

20 X 10000

7700 + 21 X 10000

A. =

y para Rk

=

=

1000

20 X 1000 7700 + 21 X 1000

Aeg

=-

20

7,7

rp 1+p.

Si calculamos todavía A. para Rk donde A = e./e g es la ganancia nominal de la etapa. Comparando con la ecuación [6a] se deduce que en este caso es B = 1. La ganancia nominal es, evidentemente, la relación entre los valores eficaces E. de la tensión de salida y E g de la tensi6n aplicada entre reja y cátodo. Si el generador de excitación estuviera aplicado

Rk ),

Ejemplo. Un tríodo 6J5 se conecta como seguidor catódico con R k = 50 000 ohms. ¿ Cuál será la ganancia efectiva? ¿Cuál si Rk se reduce a 10000 ohms? ¿Cuál si R k se reduce a 1000 ohms? En la 6J5 se tiene p. = 20, r p = 7700. Luego, aplicando la fórmula [25] para Rk = 50 000 ohms

ek

e. = e. -

+

Es aqui evidente que el denominador resulta mayor que el nume­ rador y que, en consecuencia, la ganancia es mejor que la unidad.

Llamando ahora e. o tensión de salida a la componente alterna de ek , Y eg a la componente alterna de ee' se tiene eg = e. -

(r p

+ 21

7700 ~

se tiene

I

A.

20 X 357 7700 + 21 X 357

20 =

42

'" 0,69

0,487

357 ohms,

Dejemos las fórmulas de lado y tratemos de establecer práctica­ mente la relación que vincula ek con e. en la Fig. 77. El problema pué­ dese encarar suponiendo aplicada una tensión e. entre reja y masa y determinando después so­ K bre un juego de características la corriente de + placa y la tensión e k • Alguna dificultad se en­

RK cuentra al proceder de este modo, porque ec

es depende simultáneamente de eo y de ek Y es quien en definitiva fija el valor de la corrien­ P te. El método es aplicable, pero engorroso. Preferimos seguir un camino opuesto: dar a el¡ Fre. 78.-Circuito equi­ d' d valente del seguidor .. d va1ores preÍlJa os Y etermmar el valor e e. catódico. necesario para conseguirlos.

Supongamos, por ejemplo, que se trate de una válvula 6J5, cuyas características de placa se dan en la Fig. 79, que R k sea de 5000 ohms y E bb = 250 volts. Empecemos por averiguar qué valor debe tener e. para que ek sea nula. Para que ek sea nula, la corriente de placa debe serlo. Con e k = O es además e b = E bb - e k = 250 volts.

Si, por el contrario, R k se hiciera muy grande, por ejemplo 1(J megohms, r p podría despreciarse en el denominador de la ecuación (25] y se tendría

A. =

p,

,Jlk

1+

(1 + p,)R k

p,

20 = ~

=

(J,974

Se observa, pues, que la ganancia se reduce a la mitad pasan­ do de un valor infinitamente grande de la resistencia de carga a 357 ohms. Fácil es darse cuenta que ello significa que la impedan­ cia interna del generador equivalente es de sólo 357 ohms. El valor de la impedancia de salida calculado en el ejemplo, se con­ firma si en la ecuación (25] se divide arriba y abajo por (1 + J1-) : p,-

1 + p.

A.

Rk

(26]

rp

--+R..

1 + p,

(

(

,

\

)

CARACTERIST/CAS

donde se ve que el seguidor catódico equivale a un amplificador ordi­ nario con el factor de amplificación igual a p. -;-- (1 + JI) y resistencia de placa igual a r p ...¡-(1 + p.). El circuito equivalente resulta ser el de la Fig. 78. Nótese que la tensión de salida está en fase con la de ex­ citación. . Tratándose de pentodos, p. es muy grande y, por lo tanto, la uni­ dad será despreciable comparada con él. El factor de amplificación del tubo equivalente se hace entonces igual a la unidad y la resistencia in­

TIPo 6J5 Ef= 6,., VOll'S

. ,. o

~

•2

,.

. •

~

i : •

. ;¡

p.

~

4-16. Funcionamiento y limi­ taciones del seguidor catódico. ­ Existe, sin duda, alguna confusión con respecto a lo que puede espe­ rarse del seguidor catódico, Y mu­ FIG. 77. - Circuito básico del chos intentos de aplicación han fra­ seguidor catódico. casado por no comprenderse cabal­ mente cómo funciona y cuáles son brevemente sobre esta cuestión. sus limitaciones. Nos detendremos

o

-

tr-_ ~'

~

~.

I •

~

~

~

'r.

~

...~,.0

~

I~;lf.... LA'

.­

2.... ~ - - _

.~

r

.­

.00

400

VO\.TS Pl./tCA

Características de placa del triodo 6J5.

Según las características, para e b = 250 volts, la corriente es nula con unos 15,0 volts negativos de reja. Por lo tanto, debe ser e. = ec + + e.. = -15,0· + ,O = -15,0 volts. Tenernos entonces

e. = -15,0 volts ::.

I

iI::

Fre. 79. <:

~

§5

•

es igual a la recíproca de la transconductancia. Los bajos valores de la resistencia interna que así se logran, constituyen la principal ventaja del seguidor catódico, porque la ten­ sión de salida (o la ganancia) va­ riará muy poco con la impedancia + de carga. =Ebb

1-1"

~

¡;

gm

....,.

~ 11.'

~

[27]

HEDlAS DE PLACA

,

..

~

terna

í=_l_

177

REALIMENTACIÓN NEGATIVA

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

176

ib

=

O

ek

= O

Veamos ahora qué tensión e. necesitarnos para tener ek = 5 volts. La corriente de placa debe ser de 1 mA, y la tensión eb se hace igual a 245 volts. Las características reclaman para eb = 245 volts e i b '= 1 mA, ec = ~12,8 volts. Luego, e. = ec +, ek = -12,8 + 5 = -7,8 volts.

178

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

REALIMENTACIÓN NEGATIVA

Siguiendo el mismo procedimiento, podemos formar la tabla si­ guiente:

e.=

e. O 5 10 15 20 40 100 200 250

E •• -ex

I

250 245 24.0 235 230 210 150 50 O

Rx

ib =­ ex (mA)

O

1 2 11 4 8 20 1 40 1 50 2

~

Es muy importante establecer correctamente estas limitaciones. Se observa que los valores negativos de e. están limitados por el que de­ termina el corte de la corriente de placa, en este caso -15 volts, puesto que la corriente no puede invertirse en el tubo. Por el lado de los va~ lores positivos, es evidente que el límite lo establece la circulación de corriente de reja. Cuando ek llega a ser igual a E b ., toda la corriente debe ser suministrada por la reja. Si este electrodo y el generador que lo excita admiten esa corriente, todo va bien, pero no es ése el caso ge­ neral y la limitación práctica estará dada por la aparición de corriente de reja, es decir, de ec li'Iz 6SN7 geramente positivo. En 'I26SN7 nuestro caso, el límite se fija en unos 100 volts, tan­ S OOKll to para e. como para el(.

Claro que si e. es una

sao 1<. tensión alterna simétrica, t ) I su mayor amplitud posi­ ble es la de 15 volts. Como regla práctica, puede to­ marse como la mayor am­ ~ + '0O. plitud que puede manejar FIG. 81. - Forma de polarizar positivamente reja en un seguidor catódico. un tubo en el circuito de

la Fig. 77, la siguiente:

e.=

'.=

ee

e, + ex

-15 -12,8 -11,2 -10 -9,3 -6,1 +0,5 +9,0 '" 18 : ....­

-15 -7,8 -1,2 +5 +10,7 +33,9 +110,5 +209,4 +258

179

eK-eR~

(')

-11 -5 -1 4 9 29 89

I~.

I

1 La reja es positiva y toma una corriente que se ha agregado a la de placa al computar i •. 2 No hay corriente de placa. Toda la corriente es proporcionada por la reja. 3 exo = tensión catódica de reposo (para e, O) = componente conti­ nua de reposo de ex (según la Fig. 80 es de 11 voUs).

=

Los valores de ek pueden representarse gráficamente en función de tal como se hace en la Fig. 80. El gráfico resulta prácticamente una recta, excepto para valores muy bajos de e., que, -a su vez, corres­

e.,

Amplitud de excitación máXIma de un tubo como seguidor catódico

re "5

FIG. 80. -

-«1

-200

15 ­ .!OG

Caracteristica de transferencia del seguidor catódico.

ponden a muy débiles corrientes de placa y gran curvatura de las ca­ racteristicas. Por lo tanto, si se aplica una tensión de excitación alter­ nada e. la tensión de cátodo presentará una compcmente alterna cuya forma de onda seguirá fielmente la de e.. La distorsión es asi muy pe­ queña, mientras no se pase de los límites de la parte recta de la curva.

,­

1

I

Tensión de la fuente de placa Factor de amplificación

Para nuestro caso, tendríamos 250/20 = 12,5 volts. Debe tenerse muy en cuenta esta limitación. Asimismo, la amplitud máxima de la corriente alterna de salida es igual a la corriente de reposo, o bien a la amplitud máxima de la ten­ sión dividida por la resistencia de carga. .se comprende que la potencia que así puede obtenerse de un segui­ dor catódico es escasa, puesto que no podría pasar de la que una ten­ sión de entrada de amplitud igual a la tensión de corte podría desarro­ llar aplicada directamente a la carga utilizada. El rendimiento, además, es muy bajo en estas condiciones, puesto que la mayor parte de la ten­ sión de la batería se insume como caída de tensión eb en el tubo. Por lo tanto, la aplicación de un circuito semejante al de la Fig. 77, constituído por un solo tubo, queda limitada a los casos en que sólo interesa aprovechar la baja impedancia interna, ofrecida por el segui­ dor y su excelente fidelidad. Otra cualidad interesante consiste en la elevada impedancia que en el circuito se ofrece al generador de exci­ tación, la cual, como podría demostrarse, es l/(l-A.) veces mayor que la que el tubo ofrecería con el cátodo a masa.

180

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

REALIMENTACIÓN NEGATIVA

La capacidad para manejar tensiones puédese aumentar aplicando a la reja una polarización básica positiva con respecto a masa, la que tiene como valor óptimo algo menos que la mitad de la tensión de placa. De este modo, la amplitud de señal que puede manejarse sin distorsión resultará algo mayor que la tensión de polarización. Esta solución es sólo posible cuando el sistema se emplea como amplificador de .tensión. pues la resistencia R k debe hacerse entonces relativamente grande para que en reposo no se exceda el valor máximo de corriente admitido por el tubo. La Fig. 81 muestra una interesante aplicación de este principio en una versión modificada del inversor de fase de la Fig. 52. La polari­ .--------Q+ zación positiva de la reja se obtiene acoplán­ dola directamente a la placa del amplificador e previo. La solución más frecuente es, sin embar­ go, la que ilustra la Fig. 82, donde la tensión positiva de polarización de la reja con respecto e. a masa se toma desde el extremo superior de la resistencia de carga catódica. La combina­ e. ción RC 1 sirve para dar a la reja la polariza­ ción negativa con respecto al cátodo. Muchas FIG. 82. - Método más general de polarización veces, R es mucho menor que R k y la tensión de reja en el seguidor que sobre ella se desarrolla en ausencia del ca­ catódico. pacitor C resulta despreciable. Por esa razón es usual suprimir ese capacitor de paso. Se ob­ servará que este circuito es el que se ha utilizado en el inversor de fase de la Fig. 52.

intervenido la resistencia de la carga R". es evidente que la impedancia interna es muy baja, ya que la tensión de salida no depende de R • Por b supuesto, el sentido común nos dice que r---fl I~ no hay que ir a los extremos, ya que también hemos admitido que la ganancia no­ tRI ~

minal de la etapa es muy alta y esa ganancia llega a anularse si R b se acerca"

I Rb a cero. .¡

e,

El seguidor anódico es muy intere­ R2 sante por cuanto está libre de algunas de las limitaciones del seguidor c'atódico + ee y admite mayor flexibilidad del diseño, pues la ganancia puede variarse modifi­ cando la relación de valores de los resis­ >: (a) tores R 1 y R2 • La Fig. 83b ilustra su aplicación al caso de un inversor de fa­ se. Obsérvase que la válvula VI hace las veces de generador de excitación en el diagrama de principio. Los valores dados en el esquema son adecuados para triodos de baja resistencia interna (por ejemplo, los de la 68N7), pero no es dificil deter­ minar los valores convenientes para otros casos. En realidad, la única condición ee .'"12 critica es la que se refiere a la relación de las dos resistencia que en el diagrama ~ tienen como valores 270 y 330 kiloohms. Los demás valores son los normales de cada tipo de válvula para funcionar co­ mo amplificadora de tensión l.

r,

4-17. Seguidor anódico. - El seguidor anódico, menos conocido que el seguidor catódico, tiene propiedades análogas. Su forma más simple es la que ilustra la Fig. 83 Y su funcionamiento se entiende sin dificultad razonando en la forma simplificada que sigue. Suponga­ mos que la ganancia de la válvula (relación entre la tensión oe salida ep y la tensión en reja eg) es muy grande, oe modo que con valores normales de la tensión oe salida, eg pueda considerarse oespreciable con respecto a ep , y como veremos, con respecto a la tensión de excita­ ción ee' En otros términos, el punto A está a un potencial alternado con respecto a masa muy pequeño. Consideremos ahora que R) es igual a R 2 • Como a los extremos de la. serie de estas dos resistencias están aplicadas las tensiones (relativamente grandes) de excitación y de sa­ lida, y el punto de unión está prácticamente a. potencial de masa, es evidente que esta condición exige que ee y ep sean constantemente iguales y opuestas. Por lo tanto, la tensión de salida. es igual en mag­ nitud y tiene fase opuesta a la tensión de entrada. La. tensión alterna de placa sigue, entonces, las variaciones oe la tensión de excitación con toda fidelidad. Por otra parte, ya que en nuestro razonamiento no ha

181

ep

..

~

..

>:

s:

'"

~

i!

I

t

4·18. Seguidores catódicos en push.

0,01 >: pulI. - Cuando han de obtenerse poten­

o fOOI< S! cias considerables, el seguidor catódico

se utiliza' en conexión push-puJl. tal co­ 0+ (b) mo lo muestra la Fig. 83. En principio, este circuito deriva del fundamental, del FIG 83. _ (a) Esquema de prin­ mismo modo que el a m p l i f icad o r push- cipio. del se~i~or anódic~. (b) 11 d ,' 1 SegUIdor anodlco comosonmver­ a TI. o, c1ase A o case AB, de- sor de fase' los valores ade­ pu o r In riva del amplificador clase A con cátodo cuados pa~a el doble triodo a masa. La distorsión que en el circuito 6SN7. de la Fig. 77 aparece cuando la tensión de excitación excede en amplitud del valor que corresponde a corriente de placa nula, es muy semejante a la que ocurre en un amplificador 1 Nótese circuito de fase flotantequede este la Fig. 51. no difiere gran cosa del circuito del inversor

182

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS REALIMENTACIÓN NEGATIVA

ordinario de una válvula polarizada como para funcionar en clase AB. Como en este caso, en el seguidor catódico la distorsión se elimina por el funcionamiento en push-pull. No podemos hacer aquí un análisis completo de este amplificador, a pesar del interés que tiene. Pero algunas observaciones serán suficientes. Supongamos que la impedancia de carga, medida de cátodo a cá­ todo, sea R KK • La tensión desarrollada sobre esta impedancia será igual a la tensión de excitación aplicada de reja a reja, multiplicada por la ganancia efectiva.

J

I

Una disposición semejante podría utilizarse con mejores resultados con dos válvulas 807, también conectadas como tríodos, con 450 volts en placa y RJI.K = 3000 ohms, con las cuales Podrían obtenerse unos 15 watts de salida con la misma excitación.

Se tiene, pues En = 2EgA. p ..c =

l

E2 xX

R

-f!

~

= 4E 2g A2. R

E I=~= +

FIG. 84. -

t

Seguidor catódico en "push-pull".

El punto crítico es el transformador de acoplamiento y la distor­

sión etapa. en la excitadora. Convendría aplicar realimentación negativa en

esta La Fig. 86 muestra un seguidor catódico utilizado como de dos 807 (o dos 6L6, o cuatro 6L6 en push-pu)) paralelo) AB2. Sus cualidades de baja impedanciá interna hacen del catódico la disposición ideal para esta aplicación. Como se ve

Y la corriente a través de la carga

.s:

183 para obtener unos 8 watts de salida. Como excitador se Usa una 6Jts, o cualquier tríada adecuado, acoplado con transformador, ya que, como sabemos, no puede exigirse de las válvulas de recepción acopladas por Re, más de unos 50 volts de pico sin excesiva distorsión. Deberá uti­ lizarse un transformador de relación de vueltas de primario a mitad del secundario del orden de 1 a 3.

2EgA.

excitador en clase seguidor en la fi­

6J5

Rx

6L6

Y su valor de pico

-y21 =

2 -y2Eg A. RK

El valor de pico de la corriente constituye una de las limitaciones de la potencia que puede entregar el tubo, puesto que esa corriente debe ser entregada por la válvula con ec = O, si quiere evitarse corriente de reja y, en todo caso, está limitada por la corriente de emisión del cátodo. Por otra parte, el valor de pico de la tensión de cada cátodo res­ pecto a mllsa, -y2Ex JI./2, no podría exceder, teóricamente, de la tensión de la fuente de placa, y, en la práctica, deberá mantenerse bastante por debajo de ésta para que la válvula pueda suministrar la corriente re­ clamada sin hacer positiva la tensión eco El funcionamiento no es muy crítico con respecto a R u : en gene­ ral, pero, como regla práctica, si la carga es constante, pueden utili­ zarse valores del mismo orden que los que se usarían con las mismas válvulas trabajando en push-pull clase A o AB. La Fig. B5 muestra el circuito de un amplificador para uso general con dos válvulas 6L6 en .estas condiciones. Las 6L6 pueden reemplazarse por otras muy di­ ferentes en sus características, pero adecuadas para los mismos valo­ res de corriente y de tensión (6A5G, por ejemplo), sin alterar prácti­ camente el funcionamiento. Las válvulas 6L6 se usan como tríodos con 350 volts en placa y pantalla, que se reducen a 325 con lapolarización. Con 5000 ohms de carga de cátodo a cátodo, se necesitan unos 300 volti de pico, de reja a reja, es decir, 150 voIts por reja, como e~citación,

íIl

i

/OH

'0.000.11 .350~

FIG. 85. -

Amplificador de potencia como seguidor catódico con valores prácticos.

gura, no se usa transformador de acoplamiento, sino que las rejas de las válvulas de salida van unidas directamente a los cátodos de las ex­ citadoras. El inductor de 10 H sirve para cerrar el circuito de corriente continua de las excitadoras y de las rejas de las finales. Las válvulas 6J5 (se las puede reemplazar por los dobles tríodos 6F8-G o 6SN7) se polarizan automáticamente con las resistencias de 2000 ohms, las cua­ les corriente están derivadas la alterna. por capacitares de 50 p.F, para permitir el paso de ~

t

Finalmente, diremos que pueden utilizarse tetrodos o pentodos co­ mo seguidores catódicos, pero se presenta el problema de la pantalla, la cual debe mantenerse al mismo potencial alternado que el cátodo, como en su aplicación ordinaria. En la práctica esto introduce complicacio_

REALIMENTACIÓN NEGATIVA

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

184

y el valor de pico

nes de proyecto tales que aconsejan evitar estas válvulas como seguido­ ras catódicas en la técnica común.

1,41 X 565

Elllnln = E bb

....o

RbJ,=4240n

~

P/J=75.,.,

~

(

.s

Ya E9=45

800

400 volts

-

y2-Ep = 500 -

400

=

100 volts

"\

Ecz =.300v Ecc= -2911

~

X

Con 100 volts en placa y 14 volts en reja, las características de reja de la Fig. 87 dan un valor de corriente de unos 12 mA. Esta corriente debe pasar por la 6J5, lo que significa 70 que su corriente de placa Ea:2=300 V ~ debe pasar de su valor de reposo a un valor 12 mA 60 , 1; mayor. Con 2000 ohms de polarización y 300 volts en \ 50 placa, la corriente de repo­ so de la 6J5 (véase Fig. 79) será de 'unos 6 mA, es decir, q ao tendrá una tensión de pola- .§. \';1) rización de unos -12 volts. . ~ \~ "' L Se tiene en estas condiciones ,f .30 "¡,.o/;<,s

Ebb= 500 11

...'"

800 volts

Pero

2)(6()7·~ABf -l'?

Yz

y2Ep

.. (

=

Por cada placa se tiene una amplitud de la componente alterna de tensión igual a la mitad de la que hay de placa a placa. Por tanto,

Ejemplo. Analicemos el circuito de la Fig. 85. para tener una idea acerca de la distorsión que puede esperarse por insuficiencia de la excitación. Según el Manual RCA de válvulas transmisoras, las 8<J7 re­ quieren una tensión de excitación de pico y2E g = 43 volts para dar la potencia de salida anotada en la figura, en clase AB 2 . De­

(

185

\

t

\ -\

'" '\ '\\

+ 500 \kJlts FIG. 86. -

12 volts ce - -12 volts Ce = 12 12 i" = 6 mA

bemos calcular la corriente de pico de reja para ver en qué conoi­

ciones pueden suministrarla las 6J5. La corriente máxima de reja

se produce cuando la tensión de reja es máxima. Como la polari­

zación de reja es de -29 voUs, la tensión máxima de reja es

E emax = 43 - 29 = 14 volts. En el mismo instante, la tensión oe

placa es mínima y necesitamos saber cuánto es para averiguar la

corriente de reja. Dado que la impedancia de carga oe placa a

placa es de 4240 ohms. la tensión alterna que debe desarrollarse

sobre ella para dar los 75 watts de salida es, en valor eficaz,

ee Ell

~

i'

Reemplazando valores, se tiene

E pp = y75

X

4240 = 565 volts

O volts

10

1\.

,

~

L.--

+2.5 L-

Jeo

>-1,10 >-1!l

+5_ L...-

O La corriente debe subir a 50 100 ISO 200 18 mA a la vez que el{ debe Tensión de placa aumentar a 12 + 43 = 55 FIG. 87. - Características de reja del volts, con lo que eb baja a tctrodo 807. 300 - 55 = 245 volts. Para tener 18 mA con 245 volts en placa, se necesita ee = -4 volts, aproximadamente. como resulta de la Fig. 79 al prolongar idealmente la curva ee = -4. Por lo tanto, ee debe ser

puesto que -

\.1\.

. . ~M~O l

E p = YP.Rbb

Pu

20

el(

Seguidor catódico empleado como excitador de una etapa clase AB,.

"' \ \ \ "\

J f

=

el'

+

ee

=

55 -

4

=

51 volts

en lugar de los 43 que se necesitarían si el comportamiento del ex­ citador fuera ideal. Necesitamos, pues, aplicar a la reja de la 6J5 una tensión de excitación de 51 volts de pico, pero este pico se "achata" a 43 volts a la salida del seguidor catódico, una diferen'­ cia de 16 %, que es el orden de la distorsión que puede esperarse. Las 6J5 aparecen así como insuficientes para excitar debidamente

...

186

AMPLIFICADORES DE AUDlOFltECUENCIAS

a las 807; una mejor solución consistirá en utilizar un doble tríodo tipo 6SN7 con las dos secciones en paralelo, tal como se ha. hecho en el amplificador cuyo circuito se da en la Fig. 61; en este caso la distorsión se verá considerablemente reducida, pues con dos vál­ vulas en paralelo la misma variación de tensión oe reja. produce doble variación de la corriente total de placa. Por otra. parte, aun en el caso de la Fig. 86, considerando que la 6J5 está lejos oe la saturación, es posible reducir mucho la distorsión apllc3uoo reali­ mentación negativa desde las placas de las 807 a las rejas oe las 6J5.

CAPÍTULO

V

MEZCLADORES, ECUALIZADORES y CONTROLES DE

VOLUMEN Y DE TONO

En los amplificadores de audiofrecuencias se requiere casi siempre la posibilidad de variar a voluntad el volumen o la potencia de salida del sistema, "mezclar" señales provenientes de diferentes fuentes, y va­ riar la forma de la curva de respuesta, atenuando o reforzando los tonos agudos y los graves, junta o separadamente. Éstas son, en su or­ den, las funciones de los controles de volumen, los mezcladores y los controles de tono. En muchos casos se requiere corregir separadamente y de modo en general permanente, la respuesta de las diferentes fuentes de señal an­ tes de entrar al amplificador propiamente dicho, para que los ajustes de éste no necesiten retocarse al pasar, por ejemplo, de una señal de pick-up o fonocaptor a otra de micrófono. Ésta es la función de los ecualizadores de respuesta. En el presente capítulo nos ocuparemos de algunas de las disposiciones más comunes que se emplean para llenar estas necesidades. 5-1. Controles de volumen. - En la amplificación para public­ address o para uso familiar, el control de volumen se reduce de ordina­ rio a un simple potenciómetro dispuesto de modo que permita regular desde cero hasta el máximo disponible o conveniente la señal aplicada a una de las etapas de la cadena amplificadora. Por lo común, es el resistor de reja de una etapa donde la señal tiene un nivel del orden de 1 volt, el que se subs­ tituye con el potenciómetro, tal como muestra la Fig. 88. La resistencia total del potencióme­ tro será igual a la calculada & para la Re que reemplaza, de or­ o ~i) + dinario, de 0,5 a 1 megohm. Al deslizarse el cursor del FIG. 88. _ Control de volumen elemental. potenciómetro sobre el elemento de resistencia propio, se producen tensiones de ruido por imperfeccio­ nes del contacto, que pueden llegar a ser del orden del milivolt. Por eso, debe procurarse introducirlo donde el nivel de señal sea, como se ha dicho, del orden del volt. Estos ruidos son mayores cuando el poten­

~~--et~~x. el

~~

187

~

188

(

(

(

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

señal ,

,HA +

( ( (

189 La tensión que recibe así la reja es, a

lo sumo, la mitad de la que recibiría -f

si la conexión fuera directa, y en la

R Pf ~ práctica aún menor. Hay así una pér­ q,s lIf.Q ~ '0,.5;(4' ¿ , ­ dida de ganancia de 2 veces, por lo

R menos, es decir, de 6 dH. Deberán te­

nerse en cuenta las pérdidas de esta

..,.

naturaleza al computar la ganancia to­ FIG. 91. - Circuito equivalente

tal del amplificador.

ciómetro soporta una componente de corriente continua, tal como ocu­ rriria, por ejemplo, si se intercalara en el circuito de placa de una válvula, lo cual deberá evitarse siempre que sea posible. Es también evidente que el control no debe quedar intercalado en el lazo de realimentación negativa, puesto que su acción se vería com­ pensada al menos parcialmente, a la vez que la modificación de la ga­ nancia nominal modificaría el grado de realimentación del sistema.

(

(

MEZCLADORES, ECUALIZADORES y CONTROLES

-9 +

FlG. 89. -

o' fotIx.

;1

t

P2

fMIl.

":"

Mezclador elemental canales.

del de la Fig. 90, donde se ilus­

La Fig. 92 muestra un circuito tra el efecto clivisor de tensión.

para dos entradas de micrófonos y un fonocaptor, de cristal los tres.

5-2. Mezcladores. - En su forma más sencilla, el mezclador consiste en la agrupación de dos o más con­ troles de volumen que dan • entrada a una misma reja, tal como se muestra en ]a Fig. 89. Esta disposición tie­ ne, sin embargo, un gravlil inconveniente, el que se ma­ nifiesta por la interacción de ambos controles. Por e j e m­ de dos plo, cuando el control de la señal N9 1 está en cero, ]a reja del tubo que sigue al de modo que la señal NQ 2 también se

_­ 4

mezclador está puesta a masa, verá anulada. Para salvar en parte esta inconveniencia, se re­ , : curre a menudo a la dispo­ PI ! sición que ilustra la Fig. , "'l"" 90, donde en serie con cada ,,:eL cursor se intercala una re­ ,, + o' sistencia cuya función se ). ( • comprende fácilmente. Es­ ta solución, muy usada en la práctica, tiene el incon­ veniente de aumentar la atenuación de las frecuen­ cias superiores pOt el efec­

to divisor que producen las

+ ~ resistencias R con la capa­ FIG. 90.-Mezclador de dos canales mdoraclo. citancia de entrada el del tubo siguiente, aunque en general no hay por qué preocuparse por ello, salvo en casos especiales. Pero se advierte también que hay una pér­ dida de tensión que puede ser bastante importante. En efecto, cuan­ do el cursor del potenciómetro P2 está en O, las dos resistencias R forman el divisor de tensión que se .muestra aclarado en la Fig. 91.

ª~

6SL7

0.03

~~

lQ

SOOI<.n

""""'" +,aov

FIG. 92. -

Mezclador para dos

canales de micrófono y uno de fonocaptor.

•..

~P'hm;! I ---. ~ ~~

,

,

AA

l·

P.u

l·

IMn

O.SMn

.,. FIG. 93. -

SOOI
Otro mezclador de tres canales.

Emplea un doble tríodo 6SL7 con una ganancia de 32 dB (40 veces) para los micrófo­ nos, la cual se reduce a 20 dB a causa de la pérdida del mez­ clador. Usando dos pentodos 6SJ7 (con R K = 500 ohms y con una resistencia para am­ bas pantallas de 1 megohm) el mismo circuito dará unos 8 dB más de ganancia. La Fig. 93 muestra una variante interesante del siste. ma, la que consiste en conec­ tar los potenciómetros "al re­ vés". Debe usársela preferen­ temente con válvulas de alta resistencia de placa (pento­

(

MEZCLADORES, ECUALIZADORES y CONTROLES

dos) 1. Se la puede usar con triodos a condición de conectar resisten­ cias separadoras en serie con el cursor del potenciómetro, y en este caso su comportamiento no difiere mayormente del anterior.

Estos circuitos son de muy simples análisis y cálculo, pues como puede apreciarse en las figuras, no son sino los circuitos equivalentes del amplificador con acoplamiento RC. Consideremos el circuito pasabajo de la Fig. 95. El generador G y la resistencia Ro representan la etapa amplificadora. La tensión de salida E. se calcula muy fácilmente con la fórmula

2xS5N7 2 X 6FBG ( (

191

AMPLIFICADOREb DE AUDIOFRECUENCIAS

190

:J1---'-" 5OOfCl1$

~

f

(

..,

Eo

Es

SOI<J1

1

FIG. 96. - Cireui to básico de control de graves.

lB

=

1 27rCR T

[3]

Introduciendo este valor en la ecuación [1], se tiene

E.

1

[4]

~= ~ l+(-:.-r

I i ~

Los valores de los componentes que se dan en los circuitos sirven sólo en carácter de ejemplo. Tipos de válvulas, valores de resistores y capacitares podrán ser alterados ateniéndose a los métodos de proyecto que se' dan en este texto. 1

[2]

es decir, a la frecuencia para la cual la reactancia del capacitor es igual a la resistencia serie del circuito. Se define a esta frecuencia como la frecuencia de corte de la célula:

e

FIG. 96. - Circuito elemental de control de tono (agudos).

RT

27r /C

+

b

[1]

/CR T ) 2

o sea para

R,

e

7f

27r/CRT = 1

5.3. Controles de tono .5llO/I'l15---C--f­ y ecualizadores. - Los con­ troles de tono obtienen la modificación de la curva de respuesta del amplificador fCJO.pF 080.4 introduciendo aten u a ci o D e s

T en la zona conveniente del

FIG. 94. _ Mezclador electrónico de cuatro espectro de frecuencia. En canales. la mayoría de los casos con­ sisten en circuitos RC de los tipos pasabajos o pasaaltos, según Figs. 95 y 96. ~G

VI + (2

donde RT = R G + R 1 es la resistencia serie total del circuito.

Obsérvese que E. = E o para f = 0, y que E. va disminuyendo a

medida que aumenta l. En particular, Es = E G/V2 = 0,707 E G para

1

lOf

.,.

5OOKl1$.

La Fig. 94 muestra la disposición adoptada en 10& casos en que se requiere ma­ yor independencia en la ac­ ción de los controles. Cada señal se aplica a un tubo amplificador indepen die n t e.

Las salidas de todos los tu­ bos mezcladores se reúnen sobre una resistencia de car­ ga común. La lleparación en­ tre los canales resulta casi perfecta si se usan tríodos de bajo /L (6J5, 6F8-G, 6SN7) y se agregan las resisten­ cias separadoras de 50000 ohms que se ven en la fi­ gura.

.

". •¡

~f

¡~

}

expreSIón ya obtenida para el acoplamiento RC y que está represen­ tada por la Fig. 17 Y por la curva R z = O de la Fig. 100. La reducción de la tensión de salida de 0,707 de E o significa una caída de 3 dB. Se comprueba también que para 1= 2/s hay una caída adicional de unos 4 dB y que a partir de este valor de la frecuencia, cada vez que ésta se duplica, la caída aumenta 6 dB, aproximada­ mente. La tensión de salida se anula para las frecuencias infinitamen­ te alt~s.

,

Ejemplo. Calcular la capacitancia C en la Fig. 97 para que la

respuesta caiga 3 dB en 3000 e/s. ¿ Cuál es la respuesta a 6000 y cuál a 12000 c/s?

192

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

MEZCLADORES, ECUALIZADORES y CONTROLES

Reemplazando la válvula por el generador equivalente, se tiene el circuito de la Fig. 98. Comparado éste con el de la Fig. 95 se observa que R 1 es nula y que Ro está representada por las dos resistencias de 0,5 megohm y T p , todas en paralelo. Admitiendo que por tratarse de un pentodo, . c:l T p es muy grande y sus efectos por ello despreciables, se tiene R = 0,25 megohm, y de la ecua­ FIG. 97. - Atenuación de agudos . ~ con capacitancia en paralelo. Clon [3)

inferiores a 1000 c/s (f = %/.) sólo sufren una pérdida máxima de 1 dB (para R2 = O), mientras que las frecuencias superiores a 1000 e/s sufren una pérdida que crece al disminuir R z• En cambio, con l. = 50 c/s, nótase que, por ejemplo, con R z = R T todas las frecuencias superiores a 200 c/s (f = 4/.) son atenuadas uniformemente en 6 dB, DI

~

I

~

~ ~=~

1--­

~...........

(JI:; -5

R=2SR

~

"-"

~

(H~J(. 3dS{

'\.'

'\~

¡;¡

~

R2 =R r ~'6~

'" -fO ~

C =

6,28

1

X

3000 X 0,25

X

10'

=

~

e

-25

es

Fw. 100. -

~

EoR2 +R 2

[6]

RT

.>

, - \,~;,

y la pérdida en dB queda dada por Pérdida máxima = 20 log

~ Es

20 lag R T

+ R2 R2

I "-,

I

I

2fs

4 f.

I

fs

I "Fa 8f

5

}., 16f5

RZ= q7 Rr (Ma•. IBdB)

RZ= %,Rr I(HU .?4db)

52f

5

Curvas universales de respuesta del circuito de atenuación de agudos o compensación de graves.

Ejemplo. Para el circuito de la Fig. 97, calcular una combi­ nación RzC para tener un refuerzo de 10 dB en 50 c/s. En la Fig. 100 se observa que la curva R z = !RT , cumple aproximadamente las condiciones del problema si se hace l. = 100 c/s, porque ella da una pérdida de 11 dB a 1= 8/. = 800 c/s, y de 0,5 dB a I = Y2/. = 50 c/s. Además, a 400 c/s la atenuación es sólo 1,5 dB menor que a 800 c/s. Con R T = 0,25 megohm y l. = 100 c/s, se tiene por la eco [3]

[7]

La Fig. 100 representa las curvas de respuesta que se obtienen con diferentes valores de la relación R z/ R T • Según la posición de l. en el espectro, el circuito puede ser con­ siderado como un atenuador de agudos o como un compensador de ba­ jos. En efecto, si se hace l. = 2000 c/s se observa que las frecuencias

I Y.t.

Rzd'Rr

de modo que, por contraste, las frecuencias inferiores resultan refor­ zadas. Para fijar los valores convenientes de un compensador de graves conviene tomar como norma que la respuesta no debe variar más de 1 ó 2 dB entre 400 y 800 c/s. Conocida la corrección que se pretende aproximar, será posible elegir el valor de l. más conveniente.

Limitación de la atenuación de agudos y compensación de graves. ~ B /t, La Fig. 99 muestra una forma modificada del ~. dreuito d, la Fig. 95. La mod;¡¡,adón wno'" RT te en el agregado de una resistencia R z en se­ d, ,on ,1 uapadto,. El poindp,1 uf.do d. la b 2 modificación consiste en limitar la pérdida máxima introducida por el circuito. En efecto, FIG. 99. - Variante del para las frecuencias suficientemente altas co­ circuito de la Fig. 95. mo para despreciar la reactancia capacitiva comparada con R z, la tensión de salida es

E.

I

'J. '-

11---+/--+-1-+1-'.,-\-""'<'1d-----1·I

frecuencIa

FIG. 98. - Circuito equi­ valente al de la Fig. 97.

!

(Ma•. f2d8)

L.H

-20

I

'"o'

,

~

~ "'5

~

Obsérvese que si se tratara de un

tríodo, T p vendría a tener la principal re­

presentación en R T y que el mismo efec­

to requeriria una capacitancia mucho mayor que la calculada, o bien habria que disponer una resistencia R z en serie, como en el circuito básico.

-

RT

~

A 6000 c/s = 2/., la caída total será de unos 7 dB; a 12000 e/s, 13 dB, etc. (Véase la Fig. lOO, curva R 2 = O).

~

\.'

~

[5]

0,000210 )J.F

193

C

=

1

. --

- -5

lO.

X

=

0,0064 )J.F

y además

R j = !RT = ;-,

~ ,.

t

X

0,25

X

10" = 83000 ohms

Deberá tenerse presente que en el cálculo no se toma en cuen­ ta la influencia del capacitor de acoplamiento Ce, que puede ser

MEZCLADORES, ECUALIZADORES y

AMPLIFICADORES DE AUDlOFRECUENCIAS

194

En esas condiciones la atenuación a 10000 c/s (~8f.) es de 18 dE Y sigue aumentando para las frecuencias mayores. Usando pentodos, se tiene como inconveniente la necesidad de uti­ lizar valores de R 1 muy altos para lograr un control eficaz. Con ello se corre el peligro de introducir una resistencia de corriente continua excesivamente elevada entre la reja del tubo siguiente y masa. Cuando el circuito básico de la Fig. 99 se usa como compensador de graves, el control variable no es conveniente, porque al variarlo se modifica no la salida en graves sino la salida en las frecuencias me­ dias, que son las que dan la sensación de volumen. El "control de ba­ jos" interfiriría así con el control de volumen, lo que es muy molesto. El control se hace variable, en tal caso, como lo demuestra la Fig. 103,

importante a la frecuencia de 50 c/s, y que de todos modos limi­

tará la respuesta a las frecuencias más bajas.

Controles variables. Cuando el sistema de la Fig. 96 se utiliza

como control de agudos, se puede hacerlo variable por el simple ex­ pediente de hacer variable el resistor R 2 • Se tiene así el circuito más convencional de "control de tono", tal como se lo usa en la mayoría de los receptores y de los ampli­ ficadores de tipo económico, Fig. 101. La disposición tie­ ne cemo inconveniente el he­ cho de que la atenuación, sal­ FIG. 101. - Uso del circuito de la Fig. 99 como control variable de agudos. La dis­ vo para R 2 = O, deja de au­ posición es poco conveniente. mentar para frecuencias aún relativamente bajas, donde las componentes de ruido y de distorsión que precisamente se quieren eliminar al "cortar agudos", son aún importantes. El método más cen­ veniente para regular la respuesta de agudos consiste en dejar nulo a R 2 Y variar. en cambio, f.. Se­ gún la fórmula [3], esto se puede ... hacer, sea modificando C, sea mo­ ~ Re ~~Rb o dificando R T en el circuito de la U) O,5MA e ~~ Fig. 95. El primer método tiene como inconveniente el hecho de no ser práctico el uso de capacitores FLG. 102. Un control de agudos variables para este fin; débese re­ más eficaz quc el convencional. Ac­ currir entonces a la selección de ca­ túa variando la frecuencia de corte. pacitores fijos de diferentes capa­

citancias por medio de una llave

selectora. El segundo método puede aplicarse como lo ilustra la Fig. 102,

a condición de que la válvula precedente sea un triodo de baja resis­

tencia interna, como el 6J5.

Rr:fOO /in =/Ia+R,

eh:

FIG. 103. - El circuito básico de la Fig. 99 usado como compensador variable de graves.

=

1 = 21rfR.p

1 6,28 X 12000 X 7700

~

JIF

=

20 log

R T +R2 R2

[8]

Para frecuencias más bajas, la reactancia de e crece y se hace como limite muy grande comparado con el valor eventual de R s• Se tiene. entonces, _ 1 R T +:R2 + R a [9] - 20 og R + Ra 2 La compensación no es sino la diferencia entre ambas pérdidas. Pérdida a las frecuencias más bajas

" CompensaCIon = 20 1 total

'

:.

f, 1 Del valor de e que aquí se calcula, habrá que deducir el de la capa­ citación de entrada de la etapa siguiente.

R.5= 0,25 HA 0,05

FIG. 104. - El circuito de la fi­ gura 103 aplicado a una etapa am­ ?Iificadora con tríodo de bajo muo

Pérdida a las frecuencias medias

= o ()0172

Cuando R¡ se lleva a 70 000 ohms, R T = 77 700 ohms y la frecuen­ cia de corte baja a un valor 10 veces menor, es decir, a 1200 c/s.

Ra=7000n.

es decir, disponiendo una resistencia variable en paralelo con el capa­ citor C. Se comprende fácilmente que siendo la reactancia de e des­ preciable para las frecuencias medias, la pérdida para estas frecuencias será como antes

Ejemplo. Con r p = 7700 ohms y R 1 anulada, la capacitancia e se puede fijar de modo que la frecuencia de corte sea, digamos, de 12000 c/s. Para ello debe ser, ecuación [3] \ C

195

CONTROLES

t

f

• f

og

R+R T 2 R2

_

20 1 og

R+R+R .. 2 a R 2 + Ra

[10]

La modificación de R a afecta, por lo tanto, sólo a la respuesta en baja frecuencia, sin alterar la pérdida introducida en las frecuencias medias. La compensación es nula con R a = O, según la ecuación [10]. y aumenta al aumentar R a• El circuito se calcula prefijando la atenua­ ción a las frecuencias medias y eligiendo el valor de R a que dé la com­ pensación deseada. Conviene que la resistencia máxima de R a sea sólo moderadamente grande a fin de que el control no resulte demasiado brusco.

197

MEZCLADORES, ECUALIZADORES y CONTROLES AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENC[AS

196

El primer término es independiente de la frecuencia. La Fig. 106 representa el segundo término en función de la frecuencia f (curva R z = 00). En esta forma, la disposición es útil para la atenuación variable de graves, pues la parte de las curvas donde la ganancia es aproximadamente independiente de la frecuencia, debe corresponder siempre a las frecuencias medias para no interferir con el control de

La Fig. 104 da valores convenientes para los elementos del circuito cuando sigue a un triodo. Como R 2 ~ 1/15 R T , la atenuación de las. frecuencias medias es de 24 dE. La frecuencia f s es 1 2-rrCR

f. =

T

=

1

1

6,28 X 0,05 X 10- 0 X 107000

;

= 30 c/s

mientras que la atenuación a las frecuencias más bajas es

RT

20 log

+ .R 2 + R a R 2 + Ra

=

o

II

-5

I

100 + 7 +250 1 + 250

20 log

I

20 log 1,39 = 2,8 dE La Fig. 105 muestra las. o I I I I I I I 9t I I \ 1 curvas de corrección obtenidas con diversas posiciones del con­ trol R a. Téngase presente que -101 I ..l..nn\ 1"l: no se ha tomado en cuenta para trazarlas el efecto de la capaci­ tancia de acoplamiento Ce de la '20L-=t:~'~=V"P=+~rt+M etapa. o

7,5

15

30

60

·10

-15

R,

-20)

li=2~C'T

Compensación de agudos 1/ atenuación de graves. La dis­ posición básica para lograr es· tos efectos es la que muestra la que la tensión de salida está dada

,20 240 460 960 1920 F...cuenca

Is

FIG. 105. - Acción del compensa­ dor variable de graves. Fig. 96. Se demuestra fácilmente aquí por la expresión Es Rl

1

'(641i

[111

2rrfCE T

( (

donde R = Re + R I es la resistencia serie total del circuito. Obsérvese T que para las frecuencias infinitamente grandes, resulta Es/Ee = RtlR'F Y que la relación E./E o disminuye al disminuir la frecuencia hasta el límite O para f = O. Introduciendo la frecuencia de referencia 1

ti ­

[12}

2-rrCR T

resulta

El

E.

1

[131

~=If; ~1 + ( + y La pérdida introducida por el circuito es Pérdida

=

E 020 log __ E.

=

E 20 log_T_ R l

+

20log ~.1 +

~~

(¡Iti )~ f

[14]

rJzli

%61i

\181,

V. fi

'121,

1,

i!/,

4h

Bh

/61,

3i!I,

FIG. 106. - Curvas universales de respuesta del circuito de la Fig. 96 como control variable de graves, o como compensador de agudos.

E;. =. -R; ~1,..-­ '( 1 )~

(

Rr:R,"tRG

-25

i ~

volumen. El grado de atenuación puede regularse disponiendo, como. lo muestra la Fig. 107, un resistor variable, R 2 , en paralelo con C. La Fig. 106 da las curvas de respuesta para diferentes posiciones de R 2 , aunque debe advertirse que estas curvas han sido trazadas suponiendo que la resistencia del generador es despreciable frente a R I ; este caso se da cuando la válvula que precede al control es un tríodo de baja resistencia interna, como el 6J5. Las curvas tienen el mismo defecto­ que las de control de agudos de la Fig. 100:

al disminuirse la frecuencia, la atenuación

se estabiliza en un valor fijo para cada

valor de R 2 • Sería deseable, en cambio, que

la atenuación creciera indefinidamente, pa­

R, ra que así el control resultara más eficaz

para la eliminación de ruidos de muy baja

b frecuencia, tales como los producidos por

FIG. 107. - El circuito de defectos de los motores de arrastre en la la Fig. 96 como control va­ reproducción fonográfica. Por eso consi­ riable de graves. deramos más eficaz la disposición de con­ trol que ilustra la Fig. 108: al modificarse la resistencia de control R l , produce el corrimiento de la frecuencia f , en la Fig. 106, sin al­ terar la forma de la curva, que es la que corresponde a R 2 = oo,

( ( (

(

(

198

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

Pero este recurso sólo es aplicable cuando la válvula precedente es un tríodo de baja resistencia interna, pues de lo contrario, al modificar R 1 se variaría la ganancia en fre­ cuencias medias de modo simultá­ neo. Con los valores anotados en la 50 KA figura, la frecuencia de corte es de 300 c/s cuando R 1 está al m!nimo, y de 30 c/s cuando esta resistencia es­ tá al máximo. Las curvas de la Fig. 106 mues­ + tran también que la disposición de FIG. 108. - Disposición preferible la Fig. 107 es buena para compen­ para el control de graves. Es útil sar la respuesta en agudos si se eli­ cuando el amplificador precedente ge /1 convenientemente elevada. Pero es un tríodo de bajo muo la variación de R 2 no sirve para re- . guIar esta compensación, puesto que con /1 elevada, actuaría sobre las frecuencias medias. El control de la compensación de agudos resulta adecuado cuando el circuito se modifica en la forma que muestra la Fig. 109, esto es, disponiendo una resistencia R a en serie con el capacitor C. El máximo de agudos se obtiene cuando R a está en cero. Entonces la curva de respuesta es una de las de la Fig. 106, las cuales pueden servir de base para calcular R 1 , R 2 Y C. Basta después con elegir para R a un resistor variable cuya resistencia máxima sea una decena de veces mayor que R 2 • Valores recomendables para una etapa con tríodo de baja resistencia son R2 = 100000 ohms, R 1 = 7000 ohms, C = 300 p.p.F Y R a = 1 megohm. La curva máxima corresponde, aproximada­ mente, a la R 2 = 15 R T de la Fig. lOO, con /1 en 30000 c/s, más o menos.

Controles combi1'UUJ,os. Los circuitos básicos que hemos estudiado pueden combinarse de modo de redu­ cir el número de controles necesarios para modificar la respuesta a volun­ tad. La Fig. 110 muestra un sistema completo de control de tono que permite pasar de la atenuación al ret'w). ~ R, fuerzo de graves por una parte, y de la atenuación al refuerzo de agudos por la otra. El circuito está proyecFIG. 109. - Circuito adecuado tado para introducir una pérdida de para la compensación de agudos. unos 20 dB en las frecuencias medias cuando se lo usa como carga de un triodo de baja resistencia. Su fun­ cionamiento es el siguiente: a) Control de graves en la posición "Min". Puesto que el capacitor de 500 p.p.F en serie con el control de agudos ofrece una impedan­ cia muy grande a las bajas frecuencias, esta rama del circuito no

MEZCLADORES, ECUALIZADORES y

l.

CONTROLES

199

afecta la respuesta en esta zona del espectro. El circuito es enton­ ces equivalente al de la Fig. 107, con Ro 100000 ohms, C = 0,005 p.p.F, R 2 = 1 megohm y R 1 = 5000 ohms. Hay atenuación de graves

debido al capacitor de 0,005 p.p.F, que presenta una reactancia con­

siderable a las frecuencias inferiores a 1000 c/s.

b) Control de graves en la posición "Máx". El circuito pasa al de la Fig. 103, con R 1 = 100 000 ohms, R 2 = 5000 ohms, C = 0,05 p.F y R a = 1 megohm. Resultan así elevados los graves por efecto del capacitor de 0,05 p.F. c) Control de graves en posiciones intermedias. Se obtienen respues­ tas intermedias entre la de "Máx" y la de "Mín".

=

f.

ro

500

/rla..

Control

C~ (lgudos

~ MIn

, Mil

'V'

10011'

J

I 0,005

SO l1'il

+

FIG. 110. -

4

51<

Control de tono combinado que permite atenuar o reforzar independientemente los graves y los agudos.

d)

: •

Control de agudos en la posición "Máx". El circuito se asemeja al de la Fig. 107 nuevamente, porque las reactancias de los capacitores de control de graves son ahora despreciables. Pero ahora el circuito citado tiene proporciones adecuadas para el refuerzo de agudos. e) Control de agudos en la 0,001 ~ I/>In posición "Min". El ca­ pacitor de 0,005 de la derecha queda en para­ lelo con la salida y pro­ duce atenuación de los Graves 0,003 agudos.

+ ,0,006 f) Control de agudos en

las posiciones in ter m e­ + 47K.l1 dias. Se obtienen curvas de respuesta interme­ FIG. 111. - Una variante del circuito de • dia entre las que co­ '1. rresponden a "Máx" y control de tono combinado de la Fig. 110 con valores correctos para seguir a un 1 a "Mín"; tríodo de alto factor de amplificación. Tanto en éste como en los demás circuitos que damos, los valores de las capacitancias y resistencias se pueden cambiar dentro de am­ plios márgenes para adaptarlos a casos particulares y aún al gusto in­ dividual de cada uno.

200

AMPLIFICADORES DE AUDlOFRECUENCIAS

Cuando se usa, por ejemplo, el excelente circuito de la Fig. 110 después de un pentodo, las resistencias deberán multiplicarse por 5 o por 10, y las capacitancias dividirse por la misma cifra, pues de lo contrario la alta resistencia interna del pentodo ocasionaría una pér­ dida excesiva en todo el espectro. Con tríodos de alta resistencia in­ terna se utilizan valores intermedios. La Fig. 111 muestra valores adecuados para un tríada tipo 68F5 ó 7B4, en un circuito muy similar al anterior.

(

5-4. Controles de tono por realimentación negativa. - La ganan­ cia efectiva de un amplificador con realimentación negativa está dada, corno sabernos, pOr la expresión Ae

j)f

FIG. 112. - Control de agudos sencillo (refuerzo y atenuación).

~

O"

r

SlIprimsse cuando

se use pentodo

100Kn.

Tnodo de bajO rp

SOO

=

A ...

~

Adviértese que el valor numérico de A e viene a depender de A y de B, de modo que si cualquiera de éstos depende de la frecuencia, A e de­ pende también de la frecuencia. Es evidente que para obtener modos de variación determinados de A e con respecto a la frecuencia, será po­ sible aprovechar la posibilidad de hacer que B varíe según una ley conveniente. Conllideremos, por ejemplo, el circuito con realimentación de co­ rriente de la Fig. 116, en el que se ha dispuesto una capacitancia re­

Otros circuitos. Son innumerables las combinaciones que pueden hacerse para obtener el control de tono en los amplificadores. Darnos a continuación algunos de ellos:

ZMn

201

MEZCLADORES, ECUALIZADORES y CONTROLES

Fig. 112. Control de agudos (Refuerzo y atenuación). Fig. 113. Control de graves y agudos (Refuerzo y atenuación). Fig. 114. Control de graves y agudos (Refuerzo y atenuación). Fig. 115. Control de agudos (Refuerzo y atenuación).

-11, I

,1' (

~

a"

~

rrlodo

.,. SOOKA

~~

270Kn.

0.05 +

Graves

I

SOOKa

qoos (

'SKn.

FIG. 114. - Una variante del circuito de la Fig. 113 que no requiere el potenció­ metro con punto medio.

PIG. 117. - Compensación de graves basada en la realimen­ tación negativa por corriente. El inductor debe estar prote­ gido contra los campos mag­ néticos externos.

+8

Agudos

FIG. 113. - Con un mínimo' de elementos se consigue en este circuito la acción de con­ trol combinado de graves y agudos.

t

{ Muy conveniente es el control de agudos y graves utilizado en la sección pre­ amplificadora del amplifica­ dor descripto en la página 250 y siguientes.

1

I

FIG. 116. - Compensación de agudos basada en la realimenta­ ción negativa, en este caso co­ rriente.

lativamente pequeña, Ck , en paralelo con la resistencia de realimenta­ ción R k • A 100 e/s, la reactancia de un capacitar de 0,005 p.F es de 300 000 ohms. Por lo tanto, la resistencia R k determina por sí misma la realimentación, y como es igual a R b , resulta B = 1 y la ganancia de la etapa, con A = R b / (rp + R b ) = 20 X 50 000; (7700 + 50 000) ~ 18, es

I

A

e

=

1

18

+ 18

'" 0,95

A 10 000 c/s, en cambio, la reactancia de Ck es de sólo 3000 ohms y es la que determina por sí la magnitud de la realimentación. La realimentación resulta prácticamente nula, porque, además de ser la reaetancia de Ck pequeña, la tensión realimentada está en cuadratura de fase con la tensión de entrada. La ganancia a 10 000 c/s es por lo tanto, prácticamente igual a la ganancia nominal A = 18. La respuesta se ve asi favorecida a las frecuencias bajas.

202

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

MEZCLADORES, ECUALIZADORES y

Exactamente lo contrario ocurriría si en lugar de Ck se derivara sobre R k una inductancia de valor conveniente, Fig. 117. Con L k = 5H, por ejemplo, la realimentación es prácticamente nula a 400 e/s, mien­ tras que queda determinada por R k para las frecuencias altas. El cir­ cuito favorece así la respuesta en las frecuencias bajas. Los controles pueden hacerse variables reemplazando la resistencia Rk con un potenciómetro, a cuyo cursor se unirá sea Ck sea L k • La Fig. 118 muestra una realización más elaborada que aplica el principio descripto y lo combina, además, con la atenuación de graves y de agu­ 0,1 dos. El modo cómo se consiguen ¡ I estos efectos de atenuación se com­ prende sin dificultad en la figura. •• Tanto el capacitar de control corno ~ el inductor, quedan derivados so­ ~ '" bre la resistencia de realimenta­ l\I 2 l\I l\I ción o sobre la reja de la. etapa si­ guiente, según sea la. posición del cursor del respectivo potencióme­ 0,00, tro. Debe observarse que el capa­ citar 0,5 p.F que está en serie con 0+ el lazo de realimentación juega Agudos cierto papel cuando el control de Max graves está en la posición "Máx", porque entra en resonancia serie con el inductor a una frecuencia Graves (120 c/s' con los valores de la fi­ .5.5H gura) para la cual la realimenta­ FIC. 118. En est.e circuito, los con­ ción resulta mínima y la ganancia, troles básicos por realimentación com­ bínanse con la atenuación de graves máxima. Otro circuito similar se da en 1{ de agudos para lograr el efecto de control total combinado. la Fig. 119.

En la Fig. 120 el lazo

6J5 de realimentación formado

por las resistencias de 33 Ka

y 47 Ka se deriva a masa

180 ~ para las altas fre c ue nc ias

fill :x: o por medio del capacitar de

..,

,11,

'"

FIG. 119. - Variante del circui­

to de la Fig. 118 adaptado para

el caso en la 6J6 de alimenta­

ción con una tensión muy alta.

Hay, además, una atenuación

pronunciada en las frecuencias

graves en la posición de míni­

mo y un refuerzo en 1.Ia posición de má x i mo, sobre frecuencias

que pueden alterarse cambiando

los valores de los capacitores

que aparecen como de 0,25 y de

0,1 ,uF.

200

100 1<11

+400'0

O,lyF

--, 0,25

l7K/l

49H

CONTROLES

203

0,01 p.F Y el potenciómetro de 500 KO. Cuando el cursor está hacia la derecha, se suprimen los agudos de la realimentación y se refuerza, por lo tanto, la respuesta a estas frecuencias. El mismo potenciómetro sir­ ve para atenuar los agudos si su otro extremo se conecta como se mues­ tra con líneas de puntos. La disposición equivalente para el control de graves se da en la Fig. 121. Un control por realimentación que se reputa excelente es el des­ cripto por R. J. Baxandall (Wireless World, octubre 1952). 'Se basa en el seguidor anódico descripto en el capítulo anterior, según lo ilustra el circuito de la Fig. 122. La función de las resistencias R I y R 2 de la Fig. 83a está desempeñada por R 2 , R I Y el potenciómetro PI' el que permite variar la relacÍón de aquellas resistencias, y por lo tanto, la ganancia del amplificador. Pero, debido a que el potenciómetro está derivado por los capacitares CI y C2 , su acción es sólo válida para las frecuencias bajas, pues para las frecuencias medias la reactancia de estos capacitares es despreciable. El potenciómetro, PI constituye en­ tonces un control de graves. El control de agudos está constituído por el potenciómetro Po en combinación con el capacitar Ca, el que al correr el cursor del pri~ero, derívase sea sobre R 2 , sea sobre R I . Puesto que su reactancia es muy grande a las frecuencias medias, la acción de este capacitar es para ellas despreciable. La ganancia de la etapa a las frecuencias medias es igual a la uni­ dad. La impedancia de salida es baja, de acuerdo con las propiedades del seguidor anódico, de modo que el circuito es adecuado para contro­ les que se disponen a alguna distancia del amplificador principal. La impedancia de salida de la etapa anterior debe ser inferior a 10 000 ohms, es decir, convendrá usar en ella un tríada 6J5 ó similar. La vál­ vula del seguidor anódico no es crítica. Puede usarse una sección de un doble tríada 6SN7, aun­ Que es preferible un pentodo de alto p. con la salida de ¡'eja arriba, como la 6J7 6 la EF37A. y así podría continuar­ se con una lista intermina­ ble. Posiblemente usted, lec­ ~ tor, tendrá algunos circuitos 8 ltl de su propia cosecha y en­ tre ellos sus favoritos. Pero conviene señalar que los cir­ +.300 V cuitos de las Figs. 110 y 111

son realmente recomendables FIG. 120. - Control de agudos por reali­

mentación negativa de tensión. por su excelencia. La reali­ zación definitiva de un con­ trol de tono tiene mucho de personal; por eso es oportuno ensayar va­ lores diversos de las capacitancias y las resistencias.

204

205

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

MEZCLADORES, ECUALIZADORES y CONTROLES

Conviene señalar también que cualquiera de los circuitos "refor­ zadores" de graves o de agudos se basan siempre en la introducción de />Ii" •• ". ~IO" una pérdida por lo me­ --rv'!YVV--¡' I nos igual al refuerzo que se pretende, en las frecuencias medias. Di­ cha pérdida deberá te­ nerse presente al com­ 5001<11 putar la ganancia to­ tal del amplifieador, pues este cálculo se FlG. 121. - Control de graves por realimentación practica siempre en la negativa de tensión. zona de las frecuencias medias.

cuito resonante serie se caracteriza porque su impedancia es mínima a la frecuencia de resonancia 1

5-5. Uso de circuitos resonantes en los controles de tono. - Los circuitos de control basados en las combinaciones de una resistencia y una capacitancia o de una resistencia y una inductancia producen CUI"­ vas de respuesta que son en general satisfactorias para las necesida­ des de los sistemas amplificadores. A veces, sin embargo, la atenua­ ción, o el refuerzo, que así se consigue, varía demasiado lentamente con la frecuencia para los fines que se persiguen. Graves 0,25

R,

Mar. ___

MI'" -...-

R2

~

O,2~

,>

'001(11

4.lIr

fe

~

~ob

Mal( _ _

T

1

- - . M/n

... ...

]

V)

Pz -5001
1

~9udos

FIG.

122. -

Control combinado por realimentación basado en el seguidor anódico.

Para obtener correcciones más rápidas puédese recurrir al uso de células correctoras dobles o triples, tal como las que ilustra la Fig. 123. Ellas tienen, sin embargo, el inconveniente de requerir potenciómetros de control montados en tándem para la variación de la respuesta, po­ tenciómetros que no se encuentran fácilmente en el comercio. Son, POI" lo tanto, más adecuados para las correcciones fijas. Otro recurso consiste en el empleo de circuitos resonantes series o paralelos en reemplazo de los capacitores o de los inductores. Un cir-

Ir

2,. yLC

Según se lo disponga en el circuito producirá por consiguiente, un má­ ximo de atenuación o de refuerzo a esa frecuencia. El circuito reso­

~

-1

(a) FIG.

-1lli

r

L

123. -

Controles escalonados.

(b)

nante paralelo, en cambio, presenta impedancia máxima a la frecuencia de resonancia y produce efectos opuestos al circuito serie. En general, el uso de inductores trae problemas de zumbido por las razones que fueron expuestas en el Capítulo III. Deberán utilizarse unidades perfectamente protegidas por blindajes electromagnéticos para salvar ese inconveniente. Conviene evitarlos. Utilizados para obtener correcciones fijas, los circuitos resonantes ~mcuentran aplicaciones para compensar deficiencias de conjunto en los "combinados", donde las deficiencias acústicas del conjunto gabinete­ altavoces suelen salvarse por este mé­ todo. Por ejemplo, el pico de resonan­ cia en frecuencias bajas que suele ha­ llarse presente en estos casos se corri­ ge con la disposición de la Fig. 124. La frecuencia de resonancia del circuito LC se ajusta al valor de la del pico que quiere corregirse, tomando para R2 L valores del orden de una fracción + e de henry y para C el valor requerido R,+R2=RC = valor normal de /a resIstenCia para satisfacer la condición de reso­ de escape de r".Ja nancia. Los valores de R 1 y R 2 deben determinarse experimentalmente, te­ FlG. 124. - Circuito resonante em­ pleado para corregir la respuesta niendo presente que el efecto de la co­ en una zona localizada del espec­ rrección será tanto más pronunciado tro. También pueden usarse cir­ cuitos resonantes paralelos. cuanto menor sea R 1 comparado con

R 1 + R 2• 5-&.

Controles de volumen compensados. - El oído tiene una que depende no sólo de la frecuencia del sonido que lo ex­ dta, sino también de la intensidad del mismo. Para sonidos intensos, la "respuesta" del oído es plana, esto es, la sensación de volumen es independiente de la frecuencia. Para sonidos débiles, en cambio, la sensibilidad es mucho menor para las frecuencias graves que para las ~ensibilidad

206

MEZCLADORES, ECUALIZADORES y

AMPLIFICADORES DE AUDlOFRECUENCIAS

medias. Así, cuando se reduce la potencia aplicada al altavoz, las fre­ cuencias bajas se atenúan subjetivamente más que las medias. El re­ sultado es que si el balanceo entre graves y agudos es satisfactorio con niveles altos de potencia, se notará la falta de graves al reducír el vo­ lumen y con ello la necesidad de modificar la posición del control de graves para recuperar el equilibrio. Esta compensación se logra automáticamente con la disposición del control de volumen compensado, cuya forma tfpica se ilustra en la Fig. 125. Se utiliza como control de volumen un potenciómetro con punto medio, derivándose desde éste el sistema RaC, semejante a un compensador de graves común. Cuando el cursor
~~ I , -;. ! de sensibilidad del oído para esta porción

del espectro. -8 I" r61 Un control compensado más elaboraR, do es el que se ilustra en la Fig. 126 . .E

(lRC tipo LC!). Consiste en realidad en

un control de volumen (potenciómetro R 1),

un control de agudos (potenciómetro R z) FIG. 126. - Control de vo)u­ y un control de graves (potenciómetro men compensado tipo IRC. R s ) acoplados en tándem y proporciona­ R t =O,5 M!l, lineal; R.=l Ma, )og.; R. = '0,1 M!l, )og. dos de modo de efectuar una compensa­ ción adecuada, en concordancia con las curvas de sensibilidad del oido.· Es muy importante que los potenció­ metros tengan el valor y la ley de variación conveniente a los fines que se persiguen. Este control, que se halla de venta en su forma completa, pued~ también armarse con partes sueltas. Para que el control com-

n

g

177l '

CONTROLES

207

pensado sea realmente efectivo, la ganancia del amplificador debe so­ brepasar cierto minimo. Se recomienda que, teniendo el amplificador un control de volumen común, su ganancia sea tal que con el cursor del control de volumen común en una posición en que la resistencia desde el extremo de masa hasta el terminal del cursor sea igual a 0,011 de la resistencia total, el volumen obtenido en los altavoces en el local donde ha de funcionar el sistema sea el adecuado para la audición có­ moda. En otros términos, la ganancia total del amplificador debe ser 40 dB mayor que la necesaria para obtener un nivel de audición con­ fortable. 5-7. Cómo ajustar experímentalmente los valores de los contro­ les de tono. - Como se ha dicho, los valores definitivos de los com­ ponentes del control de tono dependen mucho del gusto personal y de­ berán establecerse experimentalmente. Para llevar cierto plan en la experimentación se puede proceder del siguiente modo: a) Una vez elegido el circuito, se arma con los valores dados en el presente texto o en la publicación de donde se tome, o, si se atreve, los que usted haya calculado previamente. Se estu­ diará el circuito para comprender cómo funciona. Se tendrá presente que los controles reforzadores obran siempre introdu­ ciendo una pérdida fija en la zona de las frecuencias medias. La corrección que el sistema puede introducir es a lo sumo igual a esta pérdida, la que, en general, no es difícil de calcular o de estimar. b) Se llevan los controles a la posición M1NIMO, sean de graves o de agudos. Se toma una curva de respuesta y, si no es sa­ tisfactoria, se alteran los valores de las capacitancias o de las inductancias que gobiernan la respuesta en la zona correspon­ diente, hasta dar con los más satisfactorios desde su punto de vista. c) Se llevan los controles a la posición MÁXIMO y, del mismo modo experimental, se prueban diferentes valores para los ele­ mentos correspondientes. Dado que es posible que haya alguna interacción entre ambos controles, o que la corrección de míni­ mo se vea afectada por la de máximo, y viceversa, se verifi­ cará otra vez la respuesta en la posición de M1NIMO. d) Los controles pueden resultar demasiado bruscos, es decir, que al apartarse de las posiciones extremas, el control modifica vio­ lentamente la respuesta como efecto de una pequeña rotación de la perilla, para resultar ineficaz durante la mayor parte de la rotación hasta acercarse a la otra posición extrema. Esto es, por lo común, indicio de que el potenciómetro empleado como control tiene un valor de resistencia demasiado grande. Cám­ bielo por uno de menor resistencia. La acción progresiva del control tiene mucho que ver con la "curva de resistencia" del potenciómetro, esto es, de la forma cómo las resistencias entre

208

cada extremo y el cursor varían con los grados de rotación. Cuando se trata de fabricación en serie puede introducirse la ley de variación más conveniente y hacer construir potencióme­ tros especiales. Pero esto no está al alcance del armador o del fabricante en pequeña escala, y será necesario utili¡;ar los po­ tenciómetros comunes del tipo denominado logarítmico o del lla­ mado lineal. Los primeros son preferibles cuando se trata de controles de acción simple, es decir, de los que sólo atenúan o sólo refuer¡;an graves o agudos. En los controles de acción do­ ble, que pasan de la atenuación al refuerzo, se preferirán los potenciómetros lineales, los que, en general, darán una mejor característica de control. 5-8. Ecualizadores para fonocaptores. - Cuando los amplifica­ dores están destinados a trabajar con señales que provienen de dife­ rentes fuentes, se presenta el problema de la corrección individual o ecualización de los canales correspondientes, a fin de que la calidad to­ nal de salida no dependa de la fuente en uso. La ecualización es parti­ cularmente necesaria para los dispositivos de captación utilizados para la reproducción de grabaciones, sean mecánicas (discos), magnéticas (cinta o alambre) u óptica (película sonora). Se basa siempre en la utili¡;ación de circuitos RG, LR ó LGR independientes o en combinación con etapas amplificadoras especiales. La ecualización correcta es una tarea dificil a causa de que no existen normas universales para la grabación misma ni para la construcción de los captores. Los fabti­ cantes de aparatos de calidad, pick-up o cabe¡;as magnéticas u ópticas, suministran con sus productos la información necesaria para la cons­ trucción del ecuali¡;ador, o proveen éste como accesorio de la unidad que fabrican. No siendo así, la ecualización se determinará experimen­ talmente, para lo cual será necesario disponer de grabaciones patro­ nes de frecuencias (discos, cintas o películas de frecuencias). Ajusta­ dos los controles del amplificador propiamente dicho de modo que su respuesta, con excitación constante, sea plana, se obtendrá una curva de respuesta a partir de la grabación patrón e incluyendo el captor que quiere ecualizarse. De este modo podrá decidirse las zonas de fre­ cuencias que deben reforzarse y las que deben atenuarse, y con ello el tipo general de ecuali¡;ador que será necesario emplear. Los casos más comunes son los siguientes: Ecualización de fonocaptores (pick-ups) de cristal. Un fonocaptor de cristal perfecto, utili¡;ado con los discos corrientes de 78 r.p.m., de­ bería dar una respuesta plana desde la frecuencia más baja registrada hasta una "frecuencia de transición" comprendida entre 200 y 50~ ci­ clos, a partir de la cual la respuesta caería 6 dB por octava hasta la frecuencia máxima registrada. En la práctica, la curva exhibe impor­ tantes irregularidades a causa de las imperfecciones del sistema, prin­ cipalmente las diversas resonancias mecánicas de la cabeza y el brazo del fonocaptor. Además, la respuesta en las frecuencias bajas depende

209

MEZCLADORES, ECUALIZADORES y CONTROLES

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

de la resistencia con que se carga la unidad. Ello se debe a que el fo­

nocaptor de cristal posee una impedancia in­

terna equivalente a la de un capacitor de

muy baja capacitancia; el circuito equivalen­

R

te adopta, en consecuencia, la forma que Carga muestra la Fig. 127, donde se comprende que si la tensión de circuito abierto E es inde­ pendiente de la frecuencia, como ocurriría FIG. 127.-Circuito equi­ en el caso ideal, la tensión de salida viene a valente de un pick-up de cristal. depender de la frecuencia por el efecto divi­ sor de e y R. Por lo común, se utiliza co­ mo carga una resistencia de 0,25 a 1 megohm, representada en la prác­ tica sea por el control de volumen del canal, sea por la resistencia de escape de reja de la primera válvula. La Fig. 128 muestra el efecto de variar R sobre la curva de respuesta de una unidad comercial co­ +10

o -10

-20 ~

FIG. 128. -

~

~

~

~

~

~

~

~

Efectos del resistor de carga sobre la respuesta del "pick-up" de cristal.

rriente. El valor más conveniente se determina con toda facilidad por el método experimental. La caída de agudos se compensa por medio de un circuito reforza­ dor de agudos del tipo de la Fig. 96. La Fig. 129 muestra el efecto de variar la capacitancia en derivación sobre una unidad comercial. Deberá

d~ l-==I==.",..----1I111!!¡¡;:::::::"F=~~:f<:~"'\I -20 -Ji) 50

FIG. 129. -

IDO

200

400

800

1600

3200

6400

Ecualización de la respuesta de agudos de un "pick-up" de cristal.

tenerse presente que la ecualización se consigue a costa de la atenua­ ción de las frecuencias bajas producida por el divisor constituído por R 2 y R a, de modo que dando al ecualizador los valores que se muestran en la figura, la tensión de salida de 400 c/s se reduce a casi la décima parte del valor de circuito abierto, pérdida que debe tenerse en cuenta al proyectar el amplificador. Los valores más convenientes de las resis­ tencias y la capacitancia se establecerán también experimentalmente.

211

MEZCLADORES, ECUALIZADORES y CONTROLES

210

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

General Electric. La baja salida de este fonocaptor (unos 10 mV a 1000 c/s) exige la amplificación previa de unos 40 dB para llevarla al nivel de la salida de un pick-up de cristal. El ecualizador se intercala en el circuito amplificador. Otro circuito que actúa por realimentación, es el,o·de la Fig. 132.

Para satisfacer gustos individuales, y en particular cuando el am­ plificador no tiene controles de refuerzo de graves y de aguoos, la ecua­ lización puede hacerse variable dando la posibilidad de conmutar resis­ tores de diferentes valores en R 1 por medio de una llave, y capacitares también diferentes en C con otra.

Ecualización de fonocaptores magnéticos. Los fonocaptores mag­ néticos dan una respuesta en cierto modo inversa de la de los de cris­ tal: la respuesta es plana, teóricam~mte, por arriba de la frecuencia oe transición y cae 6 dB por octava por debajo de la misma '.

I

-11- - - -,

Las cabezas magnéticas : C2 t 'de distintas procedencias se I 1800.11 1800.11 construyen con caractenstL­ ~cas muy diferentes en lo t 200.11 ~ .. ::': 2000.0 : que respecta a tenslOn de 50/(.11 '~salidal impedancia interna cla 2)', .y respuest I 'es­ ,, a, y en o que ~ta es. afect~a .por las res 0­ : FlG. 130. - Ecualizador para "pick-up" mag- [nanclas mecamcas (y a ve· nético. Para otros val~res d~ la imped~~cia ¡',ces también eléctricas) de d;l fonocapt.or, las reslstenclas se mO~lflca-la unidad, Por eso no pue­ ran proporcLOnalmente y e en forma lnver- .íd d . 'to d samente proporcional. . en arse ClrCUI s e ecua­ lización de uso general. El ecualizador tiene, sin embargo, el tipo de -reforzador de graves de la Fig. 99. Los valores anotados en la Fig. 130 son satisfactorios para. unidades de 1000 ohms de impedancia; para otros valores Z de la im­ pedancia, los valores de las resistencias deben multiplicarse por Z/1000, y los de la capacitancia C, dividirse por el mismo número. Los capacitores CI y C2 permiten controlar la respuesta de las frecuencias altas. r- - • -

O/J'

~

§

!

,l.

fc,

.... I

CDn este éapacitor ~e controla

la rvspuesta en agudos •

FIG. 132. -

-----., ;;¡OOKJ1 I

,

o +300 v

Otro preamplificador para "pick-up" de reluctancia variable.

.'~.

La Fig. 133 da el circuito de lo que podria llamarse el "Cadillac" de los preamplificadores ecualizados, aptos para usarse con los fonocap­ tores modernos, tales como el General Electric de reluctancia variable, el Pickering, etc. Ha sido descripto por P. W. sto George y B. B. Drisko (Audio Engineering, marzo 1949). Comprende un sistema de +300'

PI,no

.---o

~

EcualizadO#'

I

'"

~

~

ffrr

:::

~

::o

Salida

27/lAí

J3/(1l

,'­ I

SSH'1l

FlG. 131. -

+

Preamplificador para "pick-up" de reluctancia variable "General Electric".

La Fig. 131 muestra el circuito de un preamplíficador ecualizado, que se recomienda para usar con el fonocaptor de reluctancia variable , Nos referimos a ias grabaciones comunee de 78 r. p. m. Las grabacio­ nes L. P. Y las modernas de 78 r. p. m. se registran con énfasis de agudos.

20 50

t·

~I

FIG. 133. - Para los más exigentes: Un preamplificador adecuado para "pick­

up" General Electric, Pickering, etc., dotado de corrección variable en graves

y en agudos. Los calefactoree de las válvulas se mantienen a un potencial

positivo con respecto a chasis. Nótese que se emplea una válvula 6J7 en la

primera etapa. Este tipo tiene mejor protección contra ruido que la en otros

conceptos similar 68J7. Úsense válvulas metálicas.

212

AMPLIFICADORES DE AUDIO FRECUENCIAS

compensación de la respuesta a las frecuencias graves de cuatro puntos, diseñado para distintas curvas de grabacic5n, y un sistema de compen­ sación de agudos de cinco puntos. La versatilidad de esta unidad es extremada, por lo cual es altamente recomendable para equipos de la más fina calidad, entendidos para el uso de los conocedores. (

Ecualizadores para grabación magnética. Los equipos comerciales de grabación magnética sobre cinta o sobre alambre necesitari ecuali­ zadores para corregir la respuesta de la cabeza. La disposición reque­ rida depende integralmente de la cabeza grabadora-reproducblra utili­ zada, y en general es necesario atenerse a las recomendaciones de su fabricante.

CAPÍTULO

VI

FUENTES DE ALIMENTACIÓN \1 !

Las fuentes de alimentación constituyen un complemento impor­ tantísimo del amplificador y muchas de las buenas características de éste pueden verse malogradas por la inadecuada elección de las fuentes. En general, no constituyen las fuentes un problema particular­ mente reacio a las buenas soluciones si se comprende cómo funcionan y se conocen cuáles son las exigencias del amplificador a este respecto. Los pequeños amplificadores de hasta unos 30 watts de potencia, con la etapa de salida en clase A o AB¡ se satisfacen en general con una única fuente de alimentación, de la cual se derivan todas las tensiones de alimentación necesarias. En cambio, cuando el amplificador funcio­ na en clase AB 2 o B (salvo que se usen válvulas de polarización nula) se requerirá casi siempre una fuente adicional para proveer la tensión de polarización de reja y, muchas veces, aún una más para suministrar la tensión de pantalla para las válvulas finales del tipo con reja de pan­ talla; esta última fuente suele aprovecharse para alimentar también las etapas de tensión del amplificador. En el presente capítulo nos ocuparemos de los aspectos más im­ portantes de las fuentes de alimentación, teniendo a la vista las limi­ taciones, en extensión y profundidad, que imponen el carácter de este texto. 6-1. Características de las fuentes. - Las características prin­ cipales de las fuentes de alimentación contemplan los siguientes as­ pectos:

~.

•

a) Fuente vrimaria de energía. Puede ser: red de canalización de corriente alternada (110 ó 220 volts, 50 ó 60 c/s); red de cana­ lización de corriente continua (110, 220 ó 440 volls); acumulado­ res (de 6, 12, 24 ó 32 volls). Pequeños amplificadores suelen cons­ truirse para funcionar sea con corriente continua, sea con corriente alterna, indiferentemente. En ocasiones, resultan de gran interés amplificadores capaces de funcionar o con la red de 220 volts c. a. o con acumulador de 6 ó de 12 volls (equipos móviles y de ur­ gencia) . b) c)

Tensiones continuas de salida.

Corriente de salida en cada toma de tensión.

213

214

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

¡"VENTES DE ALIME~TACIÓN

d) Regulación. La regulación es la diferencia porcentual que resulta entre la tensión de salida de cada toma sin carga y la tensión de salida con carga: Regulación %

=

Tensión de salida sin carga ­ ídem con carga 100 X - - - - - - - - - - _ Tensión de salida con carga

e) Zumbido. El zumbido de una fuente es la componente a.lterna de

tensión que acompaña o se superpone a la tensión continua de sa­ lida. Se lo expresa como porcentaje:

Zumbido %

=

100 X

Valor eficaz de las componentes alternas de tensión Tensión continua de salida

o en decibeles:

Zumbido (dB) = -20 log

Tensión continua de salida. Valor eficaz de las componentes alternas de tensión

f) Sobreelevaci6n de temperatura de los transformacW1'es y de las

in­

ductancias de filtro. Es el aumento de temperatura que sufren es­ tos elementos después de algunas horas de funcionamiento. Algu­ nos clientes tienen exigencias particulares a este respecto, En la mayoria de los casos será satisfactorio que pueda apoyarse y mante­ nerse la mano sin mayor molestia sobre el transformador o el in­ ductor de 'que se trate, después de 3 ó 4 horas de funcionamiento.

Con respecto a los ítems b) y c) bastará decir que las tensiones y las corrientes estarán determinadas por las necesidades del ampli­ ficador y que pueden calcularse fácilmente durante el proyecto del amplificador. La parte más importante del consumo está siempre re­ presentada por el de la etapa de salida. Las etapas amplificadoras de tensión se alimentan con tensiones de 200 a 400 volts, con un con­ sumo que andará casi siempre entre 1 y 5 mA por válvula: Con aco­ plamiento por resistencia y capacitancia, los triodos de bajo ¡;. consu­ mirán unos 2 ó 3 mA, los tríodos de alto ¡.t. menos de 1 mA, y los pentodos, incluido el consumo de pantalla, entre 0,5 y 2 mA. Pero un tríodo de bajo ¡.t con acoplamiento por transformador puede tomar has­ ta 10 mA. Las exigencias de regulación dependen del modo de funcionamiento de las diferentes etapas: son nulas para las etapas amplificadoras de tensión y para los amplificadores de potencia en clase A; tienen alguna importancia en los amplificadores clase AB 1 con triodos y son muy importantes en los amplificadores clase AB 2 y B. En estos tipos de amplificadores las regulaciones de las tensiones de placa, de pantalla y de polarización, no deben exceder de 5 %. 5 %, y 3 %, respectiva­ mente, y debieran ser aún menores.

215

No espere nada bueno de su amplificador clase AB 2 , o B, si sus fuentes no cumplen estas exigencias. En los amplificadores AB 1 con tubos con reja de pantalla son preferibles regulaciones del mismo or­ den que las citadas más arriba, en particular para la tensión de pan­ talla. El zumbido admisible en la fuente depende mucho del proyecto del amplificador. En las etapas de salida en push-pull, con o sin realimentación, se toleran sin dificultad tensiones de zumbido del or­ den de 10 % (-20 dB) gracias al balanceo característico de esta conexión. Ésta es una ventaja importante de la conexión push-pull, por la economía que representa en la construcción del filtro. Cuando la etapa de salida no es push-pull pero emplea realimentación nega­ tiva (10 dB como mínimo) la tensión de zumbido no debiera exceder de 1 % (--40 dB) para tener a la salida una relación de máxima se­ ñal a ruido de unos 50 dB. En las etapas amplificadoras de tensión, la tensión admisible de zumbido puede estimarse fácilmente a partir de la relación de señal a ruido deseada. Se calcula la tensión de señal presente en la placa de la etapa considerada y se divide por la rela­ ción de señal a ruido deseada: el cociente es la tensión de zumbido admisible; el efecto de la realimentación negativa y de otras causas de reducción de zumbido con respecto a la cifra así calculada, puede tornarse como margen de seguridad. Se comprende sin dificultad que las exigencias van siendo mayores a medida que se aproxima al ex­ tremo de entrada del amplificador, pues allí las tensiones de señal son menores. La tensión de cada pantalla, en las etapas amplificadoras de ten­ sión, se derivan de la de placa, tal como se ha visto en otra parte. No hay aquí exigencia particular, puesto que la combinación Re que de todos modos se requiere. disminuye aún la tensión de zumbido apli­ cada al electrodo y que este zumbido contribuye a compensar el que se introduce por placa. Ejemplo. Calcular los consumos del amplificador representado esquemáticamente en la Fig. 134. La etapa de salida funciona en clase AB 1 , con polarización automática (250 ohms) y 360 volts en placa. Empezando por la etapa de salida, una consulta al Manual nos muestra que las 61.6 toman 88 mA en placa y 17 mA en pan­ talla a plena excitación. La caída de tensión en la resistencia de polarización es, entonces, 250 X 0,105 = 26 volts. La tensión en el punto a deberá ser En = 360 + 26 = 386 volts, con un consumo la = 88 mA. En el punto b, se tendrá E b = 270 + 26 = 296 volts, e lb = 17 mA. La tensión del punto c se tomará, como veremos en su oportunidad, del punto b, pero intercalando una célula del filtro RC, que producirá una caida de unos 30 volts (estimados). Ten­ dremos, pues, E c ro 270 volts. El consumo no podrá ser mayor que 2,7 mA, puesto que la corriente debe pasar por las dos resistencias de 50 k'n del inversor de fase catodino. La estimaremos en 2 mA; luego, le = 2 mA.

216

FUENTES DE ALIMENTACIÓN

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

El punto d se alimentará directamente desde e o bien se in­ tercalará una nueva célula. Se estima E d = 250 volts e Id = 1 roA. Del mismo modo, se pasará al punto e con una tercera célula de filtro, con 50 volts de caída; E. se estima así en 200 volts ele (dos válvulas) en 2 mA. Suponiendo así que hay una sola fuente de alimentación, ésta deberá proporcionar 386 volts a 88 + 17 + + 2 + 1 + 2 = 110 mA. Ejemplo. Calcular las tensiones de zumbido admisibles en cada punto de alimentación del amplificador de la Fig. 134, suponiendo que se pretende tener una relación de señal a ruido de 50 dB a la salida. .40

2x6J7

- - - -... : -

1-:

;

~

x roo

•I

cada parte de la carga del inversor de fase. Por lo tanto, la ten­ sión de zumbido en cada resistor de 50 ka podrá ser de 19/316 = = 0,06 volt. Nótese que, para la alimentación los dos resistores de 50 ka están en serie; en consecuencia, puesto que en cada uno de ellos puede haber 0,06 volt de zumbido, en el punto c podrá admi­ tirse sin dificultad el doble, es decir, 0,12 volt. En realidad, como en serie con los resistores de carga se halla la resistencia de placa de la válvula inversora, aun podría admitirse aquí un valor algo mayor que los 0,12 volt calculados, pero ello carece de importancia. El inversor catódico tiene una ganancia de 0,9 aproximada­ mente. Por lo tanto, en la placa de la 6J7 precedente hay prácti­ camente la misma señal que en la reja de las 6L6. La tensión de ruido en el punto d será, por lo tanto, de 0,06 volt. La etapa que consideramos gana 100 veces; en las placas de las 6J7 mezclado­ ras se admitirá, entonces, una tensión de l!!umbido 100 veces menor que 0,06 volt, es decir, 0,0006 volt, porque la tensión de señal es también 100 veces menor. Ya hemos dicho, por otra parte, que no hay que preocuparse mucho por la tensión de zumbido en la ali­ mentación de la etapa push-pull J.

~ ,, 1

,

------1

• 12

6J7

2x6L6

:

,-----,-

5CJX

(

2COt< ~

-"~ -"~ ~ 1

-+-:::: J 8:3

I

\V

)

m~

5CJ" (,

d

FIG. 134. -

Esquema de un amplificador completo para el cálculo deL nivel de zumbido.

]

Q+

E

Una relación de señal a ruido de 50 dE significa que 20 log

tensión de señal tensión de ruido

50 Rectificador básico de

onda completa.

FIG. 135. -

de donde log

217

tensión de señal tensión de ruido

50

20

=

2,5

De una tabla de logaritmos, se oOliene: tensión de señal tensión de ruido

316

Como el amplificador no tiene realimentación, La tensión de zum­ bido debe ser, por lo menos, 316 veces menor que la de señal en cualquiera de las etapas del amplificador, excepto en la de salida porque ésta es push-pull. Calculemos la tensión de señal en cada etapa. ¡Según hemos visto, la etapa de salida funciona con 26 volts de polarización en reja; Lo que significa que en las rejas de Las 6L6 hay una tensión de señal también de 26 vo1ts de pico, es decir, 26 X 0,707 ~ 19 volts eficaces, la que debe desarrollarse en

gura, sea con un diodo, tal como los tipos 80, 5Y3-GT, 5Y4-G, 5U4-G, 5Z3, 6X5­ GT, 5V4-G, 83, etc. Salvo el tipo 83, todos los men­ cionados son de alto vuCÍo, con cátodo de calentamien­ to directo o cátodo de

6-2. Rectificadores y f i 1­ tros. El tipo de rectificador utilizado en las fuentes para am­ plificadores destinados a traba­ jar alimentados por la red de co­ rriente alterna, casi siempre es el denominado monofásico de on­ da completa, cuyo circuito básico se da en la Fig. 135. Se lo em­ plea sea con dos rectificadores separados, corno muestra la fi-

]~,

, R

FIG. 136. -

Filtro con entrada por induclor.

1 En realidad, los zumbidos introducidos en cada etapa combínanse para dar a la salida una resultante muy difícil de prever. Además no debe olví­ darse la importancia del zumbido que aparece en la primera etapa por las causas ya estudiadas en el Cap. III.

218

(

AMPLIFICADOItES DE AUDIOFHECUENCIAS

calentamiento indirecto. Son aptos para proporcionar hmsiones de sa­ lida de hasta 500 volts y co­ 1 • rrientes de hasta 225 mA. Ma­ ,CBpacdor I I de filtro I Carga yores valores de tensión requie­ I I ren válvulas especiales (por ejem­ plo, el díodo de vapor de mercurio 866/866 A). Los valores de co­ rriente pueden duplicarse emplean­ J do dos díodos de cada lado del rec­ (a) I tificador. Fil/ro I Carg~ El comportamiento y las posi­ bilidades del rectificador dependen 1 R' 1 I I R " del sistema de filtro que le sigue. (b) : e e I Éste tiene por objeto atenuar las componentes alternas de tensión, 1 I y para nuestro objeto puede ser: I Filtro Id I Carga a) de entrada por inductor (Fig. 136) Y b) de entrada por capaci­ :1 t I tar (Fig. 137). Es el primer ele­ (C)~R mento del filtro, sea un inductor, I I sea un capacitor, el que ejerce in­ FlG. 137. - Varias posibilídadcs fluencia más importante en el fun­ del filtro con. entrada por capacitor. cionamiento del conjunto.

]1t "

CLJD rJOOL00'i:, ~

6·3. Proyecto del rectificador con válvulas de alto vacío. - El proyecto práctico del rectificador monofásico de onda completa, es muy sencillo gracias a las características de funcionamiento que los fabri­ cantes suministran con sus válvulas. En su aspecto esencial, se reduce a la determinación de la tensión de corriente alterna necesaria por cada rama del transformador, para obtener una tensión continua pre­ determinada a la entrada del filtro. Esta tensión no es la que se pre­ sentará a través de la carga, porque el filtro causa alguna caida de tensión, pero en una primera aproximación se la puede tomar igual, para después corregir los resultados del modo que se verá oportuna­ mente. La Fig. 138 representa las características de funcionamiento del doble díodo rectificador 5Z3 (equivalente al 5X4-G y al 5U4-G). Con­ sisten en una serie de curvas que dan la tensión continua de entrada al filtro en función de la corriente continua que toma la carga: son en realidad curvas de regulación del rectificador. Las curvas de línea llena corresponden al caso del filtro de entrada por capacitor (4 ,aF en este caso); las de trazo interrumpido, al filtro con entrada por induc­ tor (3 henrys como mínimo en este caso). Cada curva está designada con el valor eficaz de la tensión alterna E ae (Figs. 136 y 137) por rama del transformador. Las curvas toman en cuenta, además, la im­ pedancia propia del transformador, la cual está representada por la resistencia óhmica de ambos arrollamientos y por la inductancia de

219

FUENTES DE ALIMENTACIÓN

dispersión; se admite, en el caso, que ambos efectos equivalen a la conexión de un resistor de 75 ohms en serie con cada placa. La primera observación, al contemplar la figura, es la de que el filtro por entrada a capacitar da tensiones de salida más altas que el que tiene entrada por induc­ El; 5,0 VCLT5 'V tor, pero que en cambio la V> - - - filTRO CD.~ ENTRADA POR lNOUCTC-Fl: L =3 HfNRtE5 (11IN.) regulación es en este caso ~ - - fiLTRO caN ENTRAIlA POR CAPACITaR. muy superior a la del prime- ~ 600 e =4 yF IMPEDANCIA EFEC' TlVA TeTAL EII CADA PLACA = ro. Las regulaciones mejoran ¡;: = 7S0HM5 algo, pero no mucho, aumen- g tando, respectivamente, la ca- ~ 500 pacitancia y la inductancia ~ de entrada. Duplicando am- :3 bos valores con respecto a .E 400 los adoptados en la figura, se ob ti e n e prácticamente toda ;>i§" la mejoría posible en este as­ '-'éi pecto. Posteriores aumentos '" 300 ~ ~o no reportan otro beneficio '" ~ que el de la atenuación del 200 zumbido, pues carece de efec­ O so 100 150 200 CORRIENTE 1 De (mAl to apreciable sobre la regu­ lación. I<'lG. 138. - Características de tensión de salida y regulación de los rectificadores de Para ilustrar el uso de onda completa con válvulas 5Z3, 5X4-G y estas curvas, veam os el si­ 5V4-G. guiente Ejemplo. Proyectar un rectificador capaz de proporcionar 400 volts a 200 mA, con ulla regulación tal que reduciendo la carga a 100 mA la tensión no exceda de 440 volts. En todas las válvulas rectificadoras hay limitaciones en cuan­ to a los valores de tensión alterna que pueden aplicarse y a los de la corriente continua de salida. Es necesario atenerse a ellas, pero en general los valores comprendidos en las curvas características son admisibles, de modo que es ésta una cuestión que no debe preocuparnos si se sigue el presente método de proyecto. En la Fig. 138 se observa que el punto E,¡,. = 400 volts, I de = = 200 mA, está bien dentro del campo cubierto por las curvas. La 5Z3 es, pues, adecuada para la finalidad que se persigue. Se ob­ serva también que la curva llena designada con ERe = 400 volts, pasa casi precisamente por el punto de funcionamiento deseado, de modo que con 405 ó 410 volts de alterna por cada rama del trans­ formador, y filtro con 4 p.F de entrada, tendremos cumplida la pri­ mera condición. Pero se observa que con 100 mA de carga, la tensión subiría a unos 460 volts, excediendo el límite de regulación fijado. No conviene, pues, esta combinación. Puede recurrirse al aumento de la capacitancia de entrada a 8 ó 16 p.F para mejorar la regulación. pero habrá que tener en cuenta que la tensión continua que en­ "t

-

- -- -- --

-- -

220

tonces tendremos con 410 volts de alterna será algo may()r Que la pedida. El cálculo exacto es muy difícil, casi imposible, y habrá que recurrir a la experimentación. Puede estimarse, sin embargo, que a 200 mA de carga habrá unos 40 volts de aumento de tensión al pasar de 4 a 16 p.F Y que, en consecuencia, el valor correcto de E. e será de unos 370 volts eficaces. El método experimental es simple si se dispone de uno de esos transformadores de relación variable ("Variac" y similares). Basta disponer las cosas como lo muestra la Fig. 139, utilizando como trans­ formador del rectificador uno capaz de dar una tensión alterna por

6·4. a)

Proyecto del filtro.

Filtro con entrada por inductor. Cuando por razones de regula­ ción se opta por este tipo de filtro, se lo determina muy fácilmen­ te con las curvas de la Fig. 140, trazadas para 1, 2 ó 3 secciones LC iguales: Estas curvas dan el producto L (henrys) X C (mi­ crofarads) necesario para obtener un zumbido determinado a lfl salida del filtro, expresado sea como porcentaje, sea en dB, refe­ rido a la tensión de salida de corriente continua. Son válidas para rectificadores monofásicos de onda completa, para la red de 50 c/s. 1llnsión de zumbido en dB

-80 -74 10000 8000

2~m~ c'~I/1

FIG. 139. - Instalación sencilla para determinar la tensión alterna necesaria en el secundario del transformador para obtener una tensión de salida dada.

-60 -54

-48

-

-40

-34 -28

-20 'OOODO 80000 40000

20Xl

20000

1000 800

eooo

:flGl

4000

mento,

=ZOOOn

-68

4000

Tranofw_ indo".",.,. te pala alitne'lfill' /os fil.­

R' 400\1011$ ;: ·CJ,200Am....

221

FUENTES DE ALIMENTACIÓN

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

l!!

i -~

><

~

10000

2000

200 lOl

1000

eoo

al

~ 4D

Con requisitos de regulación más severos habrá que optar por el filtro de entrada por inductor. Se observa en la Fig. 138 que se reque­ rirá una tensión alterna algo mayor que 500 voltB eficaces, unos 515 volts, para obtener 400 volts de continua con 200 mA de carga. La regulación resultará satisfactoria porque al disminuir la carga a 100 mA, la tensión continua sube sólo unos 22 volts (curva Ea. = 500 volts eficaces) .

~

~

e\1

E

4aO

"

E

.c o

], '­

~

rama algo mayor que la que se espera necesitar y de construcción si­ milar a la que se piensa adoptar para el definitivo. La carga se simula con una resistencia de 400/0,200 = 2000 ohms. Modificando la tensión de salida del transformador variable, se lo lleva a la posición para la cual el voltímetro de corriente continua marque los 400 volts requeridos y se lee la tensión alterna de rama necesaria. Éste es el dato que ne­ cesitamos. La regulación resultante se puede verificar sustituyendo el resistor R por uno variable y modificando su valor hasta alcanzar los 100 mA, sin alterar la tensión de rama anteriormente obtenida. Se leerá así la tensión continua correspondiente a la carga de 100 mA. Es importante observar que los instrumentos de corriente continua deben ser insensibles a las componentes alternas: los ordinarios de b()bina móvil son los adecuados para el caso.

{f .:"

u

200

20

cr

100

40

20 ~

u

ID

MI Z 4 8W Tensiá'l eficaz de zumbfdo en porcltnl'os ole la ter/t/dn eoMinUlJ salida ~

~

~~

U

'*'

FIG. 140. -

Curvas para el cálculo de filtros sencillos y múltiples para rec­ tificadores de onda completa.

Por ejemplo, para lograr un zumbido de 1 % (-40 dB), puede utilizarse célula única con LC r-..J 130 henrys X microfarad, dos células iguales con LC = 20 o tres células iguales con LC = 10. Cuál es la disposición más conveniente, depende exclusivamente de los costos de los inductores y de los capacitores y de su disponibilidad en el mercado como artículo corriente. Hay otra cuestión importante que necesita te­ nerse en cuenta al fijar los valores de L y de C y es que el funciona­

222

223

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

FUENTES DE ALIMENTACIÓN

miento del filtro LC supone que el inductor tiene una inductancia mí­ nima que puede calcularse con la fórmula aproximada

El cálculo se hace a partir de la célula fundamental de la figura 137 (a). El resistor R reemplaza a la carga que se aplica al rectifi­ cador y es, por lo tanto, igual a

L

E de (volts)

= m1n

I de (mínima roA)

henrys

[1]

es decir, la inductancia será por lo menos igual a la tensión continua de salida (volts) dividida por la corriente continua inínima (miliam­ peres) que se tomará del filtro en las condiciones normales de fun­ cionamiento. Por ejemplo, en un amplificador clase E, la corriente que se toma de la fuente tiene un valor máximo cuando la etapa está plenamente excitada, y un valor mínimo cuando no hay excitación (co­ rriente de reposo). Este último valor de corriente es el que debe emplearse para calcular la L m1n en la ecuación [1], si se quiere que la regulación de la fuente no se aparte de lo previsto. Esta regla debe respetarse escrupulosamente cuando se emplean díodos de vapor de mer­ curio en el rectificador; utilizándose díodos de alto vacío, las exigen­ cias son menos severas a causa de la resistencia de placa relativamente alta de éstos, la que en cierto modo viene a formar parte del circuito de filtro. A menudo, para evitar la necesidad de los inductores demasiado grandes que resultan cuando la corriente mínima es muy pequeña, se recurre al aumento artificial de ésta disponiendo un resistor de drenaje a través de los terminales de salida del filtro.

R = 1000

-

R=

Filtros con entrada por capacitor. El filtro con entrada por capa­ citor adopta generalmente una de las formas que muestra la Fig. 137. En ocasiones, se agregan células similares a la R'C' o a. la LG' de la misma figura.

ohms

[2]

kiloohms

[3]

.,

E de (volts)

I de (mA)

La curva correspondiente de la Fig. 140 da la tensión de zumbido resultante en función del producto R (megohm) X C (microfarads). Su uso se ilustra con el siguiente

Ejemplo. Para la alimentación de un amplificador push-pull (400 volts, 200 mA) se estima tolerable una componente de zum­ bido de 10 %' ¿ Cuál es el valor de la capacitancia necesaria en un circuito de filtro como el de la Fig. 137 (a) ? Según la curva correspondiente de la Fig. 140 se tiene

{

RC

=

20 kiloohms X microfarads

y según la ecuación [3]

R=

400 200

=

2 kiloohms

Se requiere, por lo tanto, C = RCIR = 20/2 = 10 microfarads. El zumbido que resulta con el filtro de la Fig. 137 (b) es igual en decibeles, al que da la curva de la Fig. 140, tomado como R la suma R' + R", menos Atenuación adicional de la célula R'C' = 20 log R'C' -

400 = 8 henrys ~

que es un valor práctico usuaL Con un capacitor de 8 ,u.F se tiene LC = 64, casi justamente el necesario. Usando una resistencia de drenaje de 8000 ohms, se tomaría una corriente adicional de 50 mA, con lo que la corriente mínima seria de 100 mA y la induc­ tancia se reduciría a 4 henrys, la que podría compleUirse con un capacitor de 16 p.F. Pero debe tenerse presente que la corriente máxima sube ahora a 250 mA, la que podría exceder la capacidad del tubo rectificador.

_

o bien

Ejemplo. En un amplificador clase B la corriente de reposo es de 50 mA y la de plena carga, 200 mA a 400 volts. Calcular la célula del filtro LC necesaria para que la componente de zum­ bido a la salida del filtro sea de -34 dE. Según la Fig. 140, el producto LC deberá ser de alrededor de 60 henrys X microfarads. Según la ecuación [lJ L m1n

E de (volts)

4 (dB)

[4]

con R' en kiloohms y C' en microfarads. O también, en porcentaje el valor dado por la Fig. 140 dividido por

l'

Reducción adicional de zumbido por la = 0,6 R'C' (veces) célula R'C'

[5]

con R' en kiloohms y C' en microfarads. El proyecto de un filtro de esta clase se hace fácilmente por ten­ tativas, como se ilustra en el siguiente

Ejemplo. Para alimentar un amplificador de tensión se requie­ re una corriente de 50 mA a 300 volts con un zumbido de -80 dE (0,01 %). Proyectar el filtro necesario según la Fig. 137 (b). En

224

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

la figura, la resistencia R" representa la carga impuesta por el amplificador. Se tiene, pues, k' R" = -300 - - = 6 Iloohms 50

Supongamos que por razones prácticas se precise usar capacitores electrolíticos de 16 ¡LF en el filtro. Despreciando R' para calcular la R total, se tiene CR = 16 X 6 = 95 kiloohms X microfarads. De acuerdo con la Fig. 140, el zumbido con el circuito básico sería de 2 %' Para llevarlo a 0,01 %, se necesita una reducción adicio­ nal de 2/0,01 = 200 veces. Con la fórmula [5] se tendría

(

200 200 = 0,6 R'C' .'. R'C' = - - = 330 kn X ,.F 0,6 Con un capacitor de 16 }LF, se R' R' requeriría un resistor R ' = 20 kn = 20000 ohms. Este va lo r C C' es excesivo, porque de b i eno o '~F/I circular R' los 50 roA, prl)du­ (a) ciría en ella una caída de 20 000 X 0,050 = 1000. Lo que puede hacerse es usar dos célu­ R' R'. R' o---i"""';VI/IN'-_-MNV'-i--.lW\iV'-_- ., las como la R'C', con una re­ .ll< 1I ducción de 15 veces cada una, >., pues así la reducción total será ~T 15' X 15 = 225 veces. R'=60011; C'=C= I6yF Para cada célula se tendría

oJ'-

_

~.

cI cI cLjg (b)

R'C'

30Hy

~ 1iliuF

.,~ ). 11

", 'll

f6uFT":-

e'

~'j~ (e)

15 0,6

=

25

y

R'

25 = 16-

El filtro con capacitores e inductor de la Fig. 137 (c) es uno de los preferidos en el proyecto de amplificadores. El zumbido en la sa­ lida es igual al que da la Fig. 140 para la combinación RC básica, en decibeles menos Atenuación adicional de la célula LC'

=

20 log LC' -

8 (dE)

[6]

Con L en henrys y C' en microfarads, o, en porcentaje, igual a la cifra que da la Fig. 140 dividida por Reducción adicional de zumbido de la célula LC'

=

0,4 LC'

[7]

con L en henrys y C en microfarads. Ejemplo. Calcular el filtro del ejemplo anterior adoptando el circuito de la Fig. 137 (c) . Según la ecuación [7], la reducción adicional de 200 veces re­ querida exige una célula LC' tal que 200 = 0,4 LC' de donde LC'

=

200 0,4

=

500

Con C' igual a 16 ¡LF, se necesita una inductancia algo mayor que 30 henrys, capaz de soportar la corriente de 50 mA, Esta induc­ tancia será mucho más costosa que los dos resistores de 1500 ohms y el capacitor adicional que se requeriría en un filtro RC de dos células, razón por la cual no siempre se justifica el uso de filtros con inductores y entrada por capacitor. El filtro con inductor no da mejor regulación que el filtro con resistores, porque con entrada por capacitor, la regulación depende principalmente del capacitor de entrada. La Fig. 141 ilustra las diferentes posibilidades para construir el filtro tratado en los ejemplos anteriores.

1,5 kiloohms

Este valor es mucho más razo­ nable, porque la resistencia to­ tal sería de 3 kn y la caída total de 150 volts, bastante aceptable. Menor caída se tendrá sea utilizando capacitancias mayores (por ejemplo, 40 ¡.¡.F), sea usando tres secciones con una reducción de 6 veces cada una (6 X 6 X 6 = = 216), para las cuales resultaría R'C' = 6 + 0,6 = 10 Y R'''''''' ~ 0,6 kiloohms = 600 ohms (con C = 16 ¡¡'F). El zumbido resultará algo menor que el previsto, porque el valor de R con que debe entrarse a la figura 135 es R" + R', R" + 2R' o R" + 3R', según se use una, dos o tres secciones adi­ cionales,

FIG. 141. -

Varias soluciones para un mi5mo problema.

=

225

FUENTES DE ALIMENTACIÓN

6-5. Filtros escalonados. - En la práctica, el proyecto del filtro se complica un poco, porque por lo común el amplificador requiere diferentes tensiones de alimentación con diferentes tensiones de zum­ bido admisibles. Para ver cómo se conduce el cálculo, resolvamos el siguiente Ejemplo. Un amplificador requiere las siguientes tensiones y corrientes de alimentación: Etapa de salida (placas): El = 400 volts, 1 1 = 200 mA, zumbido 40 volts.

Etapa de salida (pantalla): E 2 = 300 volts, 12 = 15 mA, zumbido

20 volts.

Inversor (catodino): E 3 = 250 volts, 13 = 2 mA, zumbido 0,02 volts.

226

Amplificador de tensión E 4 = ?, 14 ' " 1 mA, zumbido 0,0002 volts. Amplificador de tensión E G = ?, l G ~ 1 mA, zumbido 0,001 volts. Las tensiones E 4 y E G quedan indeterminadas porque no son críticas en sí, mientras que lo son las tensiones de zumbido admi­ sibles. Proyectar el sistema del filtro con células RC. Comenzamos por adoptar un circuito, suponiendo que cada ten­ sión se obtiene después de agregar una célula RC. Resulta el dia­ grama de la Fig. 142, donde se han anotado las tensiones y las corrientes en cada derivación. Se han calculado, además, las co­ rrientes totales de las diferentes secciones.

(

(

E,=40ClV

.•

I,=200mA

.

.......­

Zumb.=40v Rt

219mA

1

--1'

I9mA

(

­

ls=lmA

Zumbo = .=0I:xJ09 v

-¡;A

1

1

2mA

1

'mA

14

}J

2

..!­

~

Ejemplo de filtro escalonado.

FIG. 142. (

Es= '>

51

1

En el punto 1 tenemos una corriente total de 219 roA y 400 volts. En consecuencia, todo el sistema conectado en paralelo con Cl equivale a una resistencia R

=

400 '2TIl

=

. h 1,8 kIloo ms

Según la Fig. 140, para tener aquí 40 volts de zumbido, es decir, ellO % de la tensión continua, se requiere un producto RC l = 20ka X ¡.tF

de donde Cl =

20 1,8

11 ¡.tF

Se adoptará el valor práctico de 16 ¡.tF. Resulta entonces RC l = 1,8 X 16 = 29

Según la Fig. 140, el zumbido se puede estimar en algo menos del 8 %, es decir, unos 30 volts. En el punto 2 necesitaremos 300 volts, sin mayor exigencia en cuanto al zumbido. El resistor R l debe proveer una caída de tensión igual a 400 - 300 = 100 volts, con una corriente de 19 mA. Luego, deberá ser

Rl

100 0,019

5250 ohms

227

FUENTES DE ALD~:-:NTAc¡6N

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

Haciendo

C~ =

16 ¡.tF para que sea igual a C¡, se tiene R¡C 2

= 5,25

X

16 = 84 ka

X

¡.tF

Suponemos que es válida la fórmula [5], como es razonable; por lo tanto, tenemos una reducción de zumbido igual a 0,6 X 88 = 53 veces, y la tensión de zumbido en el punto 2 será 53 veces menor que en 1, es decir, de 30 53

"- 0,6 volts

Para tener 250 volts en el punto 3, el resistor R 2 debe provocar una caída de tensión de 50 volts con 4 mA. Su resistencia deberá ser 50 Ro = - - = 12500 ohms 0,004 Si se opta por hacer Cs también de 16 ¡.tF, se tiene R 2C S = 12,5 X 16 = 200 ka X ¡.tF y esta nueva célula proporcionaría una reducción adicional de 125 veces. Por lo tanto, la tensión de zumbido en el punto 3 sería 0,6

~

"" 0,005 volts

menor que la admisíble. Para las otras células no hay problema, pues los consumos re­ ducidos permiten usar resistores bastante elevados sin inconvenien­ tes. Muchas veces se prefiere la va­ R3 4 riante que muestra la Fig. 143, aunque ¡;;;¡ no hay mayor objeto en ello. Admitien­ (4: ¡: :~ do una caída de 50 volts en Rs y en R4 , Fig. 143, estos resistores pueden ser de 50 000 ohms = 50 ka. Como en el pun­ R4 5 to 5 se exige a lo sumo 0,0001 volt de !mA zumbido, la reducción adicional es de e5:~ 0,005/0,0001 = 50 ve.:es, lo que reclama un producto RC de 80 ka X ¡.tF, el que podría satisfacerse con un capacitor de FIG. 143. - Variante para 1,6 ¡.tF. Más práctico es seguir utili­ el filtro de la Fig. 142. Véa­ se el texto. zando capacitores de 16 ¡.tF. Una solu­ ción más conveniente resultará, insis­ tiendo en el circuito de la Fig. 142, con C4 = 16 ¡.tF y R s = 12500 ohms. Con esto, la tensión de zumbido en el punto 4 será 125 veces menor que en el punto 3, es decir, de 0,00004 volt. La última célula podría eliminarse, con lo que el sistema de filtro tendrá en total 4 capacitores de 16 ¡.tF, un resis­ tor (R l ) de 5500 ohms y uos (R 2 Y R s ) de 12500 ohms.

( (

FUENTES DE ALIMENTACIÓN

6-6. Regulación total de la fuente. - Las curvas de regulación de la Fig. 138 Y similares toman en cuenta solamente los efectos de la resistencia interna de las válvulas rectificadoras y, en ocasiones, la impedancia equivalente de cada rama del transformador. En la prác­ tica, la regulación queda empeorada por la caída de tensión continua en los elementos del filtro por los cuales pasa la corriente de salida. Esta caída, que debe tomarse en cuenta también al calcular la tensión necesaria a la entrada del filtro para tener una tensión de salida deter­ minada, se calcula muy fácilmente una vez establecidos o calculados los elementos del filtro. En el filtro de la Fig. 137 (c), por ejemplo, se tiene

lo: para ello basta poner en cortocircuito la salida del filtro, con la punta de un destornillalor con mango aislante, por ejemplo.

E ele

(

!el"RI.

=

+

Es

donde R L es la resistencia a la corriente continua del inductor del fil­ tro; lele, la corriente; E., la tensión deseada en la carga, y E",., la ten­ sión de entrada en el filtro.

Ejemplo. ¿ Qué tensión de entrada se requiere en el filtro de la Fig. 132(c) si se necesitan 360 volts, 100 mA en la carga y el inductor de filtro tiene una resistencia de 180 ohms? ¿ En cuánto empeora la regulación por efecto de esta resistencia? Se tiene E de

(

229

AMPLIFICADORES DE AUDIOFJ(ECUENCIAS

228

= 0,100

X

180

+

360 = 378 volts

El empeoramiento de la regulación es de 18 volts, pues con carga nula desaparece la caída de tensión en el inductor. En el caso de los filtros con resistencia, el cálculo se lleva en la misma forma, tomando en lugar de R L la resistencia total por la cual debe pasar cada una de las corrientes de salida. 6-7. Resistores de drenaje. - Hemos visto que para mejorar la regulación de los filtros con entl'ada por inductor conviene limitar el valor mínimo posible de la corriente de salida, disponiendo un reRistor de drenaje en paralelo con el capacitor del filtro. Este resistor llena, además, otra función, por la cual conviene uti-. lizarlo con todos los tipos de filtro. En efecto, en muchas ocasiones el único camino posible para la corriente de la fuente es aquel que pasa por las válvulas del equipo alimentado. Este camino se interrum­ pe al apagar las válvulas y enfriarse sus cátodos. Los capacitares del filtro quedan entonces cargados, condición que representa cierto pe­ ligro cuando a continuación es necesario revisar el amplificador por cualquier causa, pues el operario puede'"tocar inadvertidamente las co­ nexiones que llevan alta tensión y recibir la descarga de los capaci­ tores. La inclusión de un resistor de drenaje asegura un camino perma­ nente de descarga a los capacitores, eliminando así el peligro. No obs­ tante, es prudente cerciorarse de que los capacitares están efectiva­ mente descargados antes de echar mano al amplificador para revisar-

LAS TENSIONES UTILIZADAS EN LOS AMPLIFICADORES SON PELIGROSAS PARA LA VIDA. SEA PRUDENTE. ANTES DE PO­ NERLE MANO, DESCONECTE EL AMPLIFICADOR DE LA RED, DESENCHUFANDOLO; NO SE FÍE DE LOS INTERRUPTORES COMUNES. CERCIóRESE DE QUE LOS CAPACITORES DE FIL­ TRO ESTAN DESCARGADOS.

6-8. Rectificadores de media onda. - Un tipo de rectificador que se utiliza especialmente en los aparatos alimentados por "ambas 25lS-25Y5 corrientes", es el denominado de tnedia 25l6' 50Y6 onda, el cual se caracteriza por emplear un solo díodo rectificador y limitar, en Q>--....'---IP--¡

·Rt

R, consecuencia, la conducción a sólo un 100 '00

semiciclo de la onda alterna en cada pe­ ríodo. La Fig. 144 muestra el circuito ?20V típico empleado comúnmente con válvu­ ea las doble-díodos con cátodo de calenta­ 1l1iento indirecto y calefactor de 150 ó R 300 mA. Los dos díodos se utilizan en f6yF 11" paralelo para a u me n ta r la corriente, FIG. 144. _ Rectificador de pero se los puede usar independiente­ mente. Los resistores R 1 cumplen una media onda. doble función: la primera consiste en llevar la impedancia de la fuente de corriente alterna al valor mínimo aconsejable en cada caso, la segun­ da, en repartir la corriente más o menos igualmente entre los dos díodos conectados en paralelo. Deberá dárseles el valor mínimo recomendado en el Manual. A su vez, el resistor R permite alimentar el filamento di­ rectamente desde la red de c. a.; se lo debe calcular de modo que produzca una caída de tensión igual a la I diferencia que existe entre la tensión de la red y la de calefacción a la corriente de régimen del calefactor. R Es frecuente alimentar los demás calefactores del equipo en serie con el del rectificador. El resistor R FIG. 145. _ Otro rectificador de media onda. deberá en tal caso reducir­ se al valor adecuado. La Fig. 145 muestra otro circuito, utilizable con rectificadoras es­ peciales, cuyo calefactor tiene una derivación para permitir alimentar en paralelo lamparillas de iluminación del panel de 6 volts, 60 mA. El resistor R. se emplea con los valores indicados en el Manual cuando la

230

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

FUENTES DE ALIMENTACIÓN

corriente que se toma de la fuente excede los 60 mA. Las mismas vál­ vulas pueden utilizarse en el circuito más convencional de la Fig. 144. En los rectificadores de media onda, la regulación y la comllonente de zumbido son prácticamente el doble que en los de onda completa, cir­ cunstancia que debe tenerse en cuenta al llroyectar la fuente,

Otra disposición usual para los dobladores es la que se muestra, en principio y como circuito práctico, en la Fig. 150. Su funcionamien­ to se comprende sin dificultad a poco que se observe la figura. Algunos autores llaman doblador de onda completa al de la Fig. 150. El nombre no se justifica, sin embargo, puesto que se advierte fácil­ mente que sólo se trata de dos rectificadores de media onda dispuestos de modo tal que las tensiones de salida puedan sumarse con la polari­ dad adecuada 1.

6-9. Multiplicadores de tensión. - Se llaman así a los circuitos rectificadores dispuestos de modo tal que permiten obtener tensiones de salida dos o más veces mayores que las que se obtienen en el rec­ tificador convencional de onda completa o de media onda. Se conocen varios circuitos multiplicadores que defieren en detalles de menor cuan­ tía, El de la Fig. 146 puede considerarse como básico entre los doblado­ res. Su funcionamiento es muy simple: Suponiendo que la carga está ~i

'1

~I

D

..

~,

f(c.a)~dl: Z

FIG. 146. - Circuito doblador de ten­ sión. La frecuencia fundamental de la tensión de zumbido es en este caso igual a la de la red. El producto LC del filtro debe triplicarse con respec­ to a los valores que da la Fig. 140 para tener a la salida niveles compa­ rables de zumbido.

(

c.a

!lOA

~

+

FIG. 148. -

e '6.1'F~~ R

FIG. 147, - Circuito práctico de un doblador de tensión.

desconectada, cuando el terminal de entrada 2 es positivo con res­ pecto a 1, el capacitor C1 se car­ ga a través del díodo DI con la polaridad indicada y con la tensión de pico del voltaje de entrada E.c • En el semiciclo siguiente, el terminal 1 se hace positivo con respecto al 2. Entonces el punto 3 toma con respecto al 2 un potencial igual al del punto 1 respecto de 2, más la 'tensión de carga de C1 • Cuando la ten­ sión de entrada pasa por el valor de pico, el potencial de 3 es, pues, dos veces el del valor de pico. El capacitar C2 se carga entonces a este mismo potencial, porque el díada D 2 se halla en condiciones de conducir. Con la carga conectada, ambos callacitores van descargándo­ se paulatinamente a través de la carga, de modo que resulta una ten­ sión media menor que dos veces la de pico, acompañada por una com­ ponente de' zumbido considerable. La Fig. 147 muestra un circuito prác­ tico que emplea un dobla díodo de alto vacío, eon cátodo indirecto. El circuito se extiende fácilmente para multiplicaciones mayores que dos. En la Fig. 148 se ven un triplicador y un cuadruplieador de tensión, y a partir de ellos es fácil darse euenta eómo puede extender­ se el principio a cualquier factor de multiplieación. Ilástrase en la Fig. 149 .una variante en la forma de conexión de los capacitores, los que se hallan ahora unidos en dos series, de modo tal que ninguno de ellos soporte tensión mayor que 2E.

231

00

Extensión del principio del doblador al triplicador y al cuadruplicador de tensión

Un verdadero doblador de onda completa se deriva, no obstante, del anterior, tal como se muestra en la Fig. 151 (a). 'Se supone, aunque se verá en seguida que no es necesario, que la fuente de alterna es el secundario con punto medio de un transformador. En el semiciclo que hace positivo el punto 1 con respecto al 2, el capacitar Cl se carga con la polaridad indicada a través del díada D 2 , cerrándose el circuito por el punto O. Al mismo tiempo, el capacitar C2 se carga por el ca­ mino 00'C2 D 4 2. Durante el siguiente semiciclo, el capacitar Cl se carga a través del díada Da y 'el C2 a través del DI' Se observa entonces que

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2E

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.t FIG. 149. - Circuito cuadruplicador que permite utilizar capacitores con me­ nor tensión de régimen y obtener al mismo tiempo una tensión igual a la mitad de la máxima. ambos capacitares se cargan dos veces en el transcurso de un periodo, 10 que justifica la denominación de onda completa. Pero también se nota que por el conductor 00' no hay corriente neta alguna, razón su­ ficiente para que se lo suprima y también para reunir C l y C2 en un 1 La única justificación de esta denominación se halla en que en este doblador la frecuencia de zumbido es doble de la de la red, como ocurre en los rectificadores de onda completa comunes.

232

2........

FUENTES DE ALIMENTACIÓN

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

solo elemento. El circuito adopta entonces la forma que damos en la Fig. 151(b). Obsérvese que en realidad la tensión de salida E dc es sólo igual al valor de pico de la entrada E ac (sin carga), pero como en tales condiciones un rectificador de onda completa ordinario daría sólo la mitad del valor de pico de la tensión disponible, se trata de un ver­ 25'1'5

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Este circuito se conoce más comúnmente con el nombre de Cil'cuito l'ectificador en puente. Se lo puede usar también con filtro con entra­ da por inductor, sin dificultades, a fin de mejorar la regulación. Em­ pléaselo también con válvulas de calefacción directa, pero entonces los filamentos deben ser alimentados con arrollamientos separadamente ai~­ lados en el tranüíormador común, o bien por medio de transformadores independientes.

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150. - Diagrama de principio y circuito práctico de otro doblador de tensión. En este caso, la frecuencia fundamenta.l de la tensión de zumbido es la misma que un rectificador de onda completa. Por esta razón se lo suele llamar doblador de onda completa. FIG.

dadero doblador de onda completa. El circuito se emplea mucho cuando interesa obtener tensiones altas con corrientes moderadas aún cuando la fuente contenga transformador. Con el mismo transformador e idén­ ticas válvulas, la tensión de salida máxima que puede obtenerse es el doble de la que sería posible en el rectificador ordinario de onda com­ pleta, conservándose las ventajas propias de éste en cuanto a regula­ ción y zumbido. En realidad, es posible demostrar que el mismo tamaño de transformador permite obtener cerca del 25 % mas de potencia que con el rectificador ordinario. La supresión del punto medio representa una ventaja interesante, porque simplifica la construcción del transfor­ mador. A veces, sin embargo, se lo conserva, porque empleando el cir­ cuito completo de la Fig. 151 (a) puede disponerse a la salida de la tensión E y de la tensión doble 2E. La primera podría usarse, por ejemplo, para alimentar las etapas amplificadoras de tensión de la uni­ dad, y la segunda para la alimentación de la etapa de salida.

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FIG. 151. - Doblador de onda completa o en puente. Con un régimen de ten­ sión dado para los rectificadores, este doblador permite obtener doble tensión de salida que el rectificador monofásico de onda completa. común.

6-10. Fuentes de tensión reguladas. - En ocasiones, la regula­ ción de las fuentes ordinarias es insuficien te para algunos propósitos. Por ejemplo, el funcionamiento de los tetrodos de haces electrónicos se ve desmejorado por la mala regulación de la tensión de pantalla. Se hace necesario recurrir en tales casos a la regulación artificial de las fuentes de tensión. Regulación con tubos VR o regulad01'es de tensión. Los tubos re­ guladores de tensión 1 se caracterizan por producir una caída de ten­ sión independiente de la corriente que los atraviesa. Dispuestos en pa­ raleló con la carga, mantendrán, pues, constante la tensión a través de

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FIG.

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Regulación de tensión con válvula tipo VR.

ésta dentro de los límites propios de funcionamiento. La tensión de ré· gimen de los tubos reguladores depende de su construcción; se los encuentra en el mercado para 75, 90, 105 Y 150 volts. Los límites de corriente son generalmente de 5 mA, mínimo, a 40 mA, máximo. Los tubos reguladores se usan como lo muestra la Fig. 152, es de­ cir, en paralelo con la carga y alimentados desde el filtro a través de una resistencia en serie, R, la cual tiene por objeto absorber la dife. rencia entre las tensiones E, de entrada, y E r de salida. Conviene que la tensión E sea bastante mayor que E r y, por lo menos, ella debe ser igual que la tensi6n de arranque del tubo regulador. El valor óptimo de la resistencia R se determina con facilidad. Supongamos que la co­ rriente en la carga Ir varíe con el funcionamiento normal, desde el va­ lor mínimo 11 al valor máximo 12 , La diferencia 12 - 1 1 tendri que ser menor que la diferencia entre los límites de corriente del tubo. La resistencia R debe ajustarse de modo que el tubo tome la corriente máxima cuando la carga toma la corriente mínima. La corriente 1 a través de R es entonces 1 - I[ + I,rlllax 1 Véase "Válvulas electrónicas" de la Colección Telecomunicaciones, Arbó Editores, Buenos Aires (1951).

234

fijo de 105 volts con respecto al punto O, por medio del tubo regula­ dor VR 105. La diferencia E c1 = E,,-E, determina la corriente que circula por la amplificadora 6SJ7 y, por lo tanto, la caída de tensión E c2 en el resistor R I • Esta caída, a su vez, g¡ l . , " \>+---. polariza la reja de la 2A3. I El c i rc u it o alcanza una 500<" I R, I condición de equ i li b ri o so lO.a t, "ll inmediatamente de conec­ '. -
y el valor necesario para R

R

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donde l vrmax es la corriente máxima admitida por el tubo VR.

Ejemplo. Supongamos que la pantalla de un tubo amplifica­ dor, con una tensión de 300 volts, requiere una corriente variable de 5 a 18 mA. La tensión a regular exige el uso de dos tubos de 150 volts (OD3/VR 150) en serie. El manual de válvulas recomienda que la tensión E (Fig. 152) para una válvula no sea menor que 185 volts para asegurar el "arranque". Tomemos, para los dos tubos, E = 400 volts. El rango de variación de la carga es menor que el rango del tubo, que va de 5 a 30 mA para 2 volts de variación de la tensión. Conviene hacer funcionar el tubo más o menos en el centro de su rango, en este caso de 11 a 24 mA. Entonces se tiene 11 = 5 mA, l vrmax = 24 mA, E = 400 volts, E, = 300 volts. Aplicando la fórmula [8]:

R=

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=

100 0,029

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235

FUENTES DE ALIMENTACIÓN

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

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3300 ohms

Una precaución importante: No se conecte ningún capacitor direc­ tamente en paralelo con el tubo regulador, pues pueden originarse osci­ laciones del tipo llamado de relajación. La presencia de estas oscilacio­ nes se manifiesta por la titilación de la luz emitida por el tubo. Las ordinarias lámparas de neón utilizadas en los veladores sirven bastante bien como reguladoras de tensión. Hay que quitarles el resis­ tor que llevan en su base y determinar con una pequeña experimenta­ ción sus condiciones óptimas de funcionamiento. Fuentes con regulación electrónica. En las fuentes reguladas elec­ trónicamente utilízase como elemento de regulación un tríodo conectado en serie con la carga, de modo de formar con ésta un divisor de ten­ sión, Fig. 153. La caída de tensión que se produce en el tríodo depende del potencial de su reja respecto del cátodo. Este potencial se obtiene como diferencia -por lo común amplificada- entre una parte conve­ niente de la tensión de salida y una tensión de referencia, obtenida esta última sea de una batería, sea, como cosa más práctica, por medio de una válvula VR. Esta diferencia se aplica de modo tal que la varia­ ción de caída que se produce en el tríodo tienda a variar en sentido opuesto al de la tensión de salida. El funcionamiento de un regulador de esta clase se comprende sin dificultad en la Fig. 153, la que representa un circuito práctico usual. Una parte El'. de la tensión de salida (alrededor de 100 volts en este caso) obtenida por medio de un divisor auxiliar se aplica a la válvula amplificadora 6SJ7, cuyo cátodo se mantiene a un potencial

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A la tendencia de aumentar de tensión de salida corresponde una aeción correctora que se opone al aumento. La acción contraria se desata frente a la disminución de la tensión de salida. El valor de equilibrio de esta última puede variarse dentro de ciertos límites por medio del potenciómetro P. Cuando el cursor está arriba, Es es la mi­ tad, aproximadamente, de E" por lo que ésta estará por los 200 volts. En cambio, cuando el cursor está abajo, Es es igual a la quinta parte de E. y ésta sería de unos 500 volts, siempre, claro está, que la ten­ sión de entrada sea lo suficientemente elevada. Una válvula 2A3, o sus semejantes 6A3, 6B4-G y 6A5-G, permite regular una corriente media de unos 70 mA, siempre que la caída de tensión que debe producir no exceda de unos 200 volts, pues debe te­ nerse en cuenta que el producto de esta caída por la corriente se disipa como calor en la placa. Mayores corrientes o mayores caídas con igual corriente, se pueden obtener conectando en paralelo tantas válvulas 2A3 como sean necesarias. La estabilización que puede lograrse con un sistema de esta clase, dentro de límites razonables de variaciones de la carga o de la tensión de entrada, depende de la estabilidad de la tensión de referencia y de la ganancia del amplificador. Con válvulas VR o las ordinarias de neón, que también pueden utilizarse, el primer factor es decisivo y no

236

AMPLIFICADORES DE AUDLOFI(ECUENCIAS

general, maYal" objeto de aumentar la amplificación. Pero se válvulas más estables que las VR (por ejemplo, la llamada de referencia, Philips 85Al), con las cuales se justifica la del sistema por el empleo de amplificadores más complicados. Con las válvulas VR comunes y más 2A3 + aún con las de referencia, llega a ser im­ portante la variación de la temperatura del cátodo de la válvula amplificadora, corno consecuencia de la variación de la tensión de la red. En rigor, si bien se mira, el regulado!' de tensión electrónico no es sino un ampli­ ficador realimentado negativamente para la frecuencia cero (corriente continua). Para comprenderlo así, basta pensar un poco en lo que ocurriría interponiendo un generador de corriente alterna en la reja de la 6SJ7. como se muestra en la Fig. 154, donde, ade­ FIG. 154. El regulador electrónico como amplifi­ más, se ha reemplazado la VR por una ba­ cador con realimentación tería y reducido el circuito a lo esencial. A negativa. este circuito pueden aplicarse los mismos razonamientos que hemos desarrollado al tratar la realimentación negativa. Vna conclusión importante es que el zumbido de la fuente resulta muy bajo (véase párrafo 4-1 del Capí­ tulo IV). Por esta razón las fuentes reguladas 'se usan mucho para ali­ mentar las primeras etapas de los amplificadores de alta ganancia y los preamplificadores de micrófono. hay, en conocen válvula mejoría o

FUENTES DE ALIMENTACIÓN

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La Fig. 155 muestra un regulador de tensión muy simple, que ]10 es más que un seguidor catódico. Sabemos que en un circuito tato la tensión de salida se mantendrá 6V5E 6 2A3 algo mayor que la de reja e in­ ",:400vc~ , L. dependiente de la carga. El cir­ cuito no compensa las variacio­ ~ ~ nes de la tensión primaria, pero {!1 (Mil ~F es suficiente y casi diríamos ! ideal para estabilizar las tensio­ f300vce: <5 -O ~ nes de pantalla de los amplifica­ f¿ SalidlJ ... dores clase AB y B. El resistor lójF I6)JF de 1 megohm y el capacitar de = 16 JlF filtran la tensión aplica­ FIG. 155. _ Sencillo regulador de tellda a la reja de modo que la sión apto para alimentar las pantallas t enSlOn .. d e sa l"d de los tetrodos tencia. amplificadores de po­ 1 a se ve razona­ bleniente libre de zumbido sin necesidad de recurrir a filtros costosos y que empeorarían la regulación. 6-11. Rectificadores con tubos de vapor de mercurio. _ Los diodos con atmósfera de vapor de mercurio empleados como rectifica­

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237

dores ofrecen la ventaja de producir una caída de tensión (unos 15 volts) independiente de la carga. Mejoran, por lo tanto, la regulación de la fuente y su uso es casi indispensable para la alimentación de los amplificadores clases AJB y B. Como se sabe, la corriente en estos tubos está limitada sólo por el circuito externo. En consecuencia, el transformador de alta tensión y el filtro deben proyectarse cuidadosamente para proteger el tubo y obtener la mejor regulación posible. Los mejores resultados se obtie­ nen siempre con un filtro con entrada por inductor, caso en el cual el transformador puede ser de baja dispersión y resistencia. Cuando se emplea filtro con entrada por capacitar se atenderá muy especialmente a la recomendación de la mínima impedancia por rama del transforma­ dor; pero se malogra así la regulación del tubo y puede decirse que no hay objeto en usarlos en estas condiciones. Con inductor de entrada, la tensión alterna por rama del trans­ formador deberá ser en valor 1,11 veces mayor que la tensión continua de entrada al filtro. Vn tipo de válvula común en esta clase, es el doble-díada 83, que permite obtener hasta 500 volts de corriente continua, 225 mA. Para tensiones mayores se recurre al tipo 866/866 A. 6-12. Rectificadores secos. - Los rectificadores secos de óxido de cobre y de selenio, del tipo miniatura, hallan uso cada vez más co­ mún como reemplazantes de las válvulas en los amplificadores. Ofre­ cen la especial ventaja de su reducido tamaño y de evitar la necesidad de calentar el cátodo. Los circuitos básicos son los mismos que para los tubos, y los fabricantes suministran la información necesaria para fijar las condiciones de uso. Son especialmente recomendables para los mul­ tiplicadores de tensión de factor elevado l. 6·13. Fuentes de vibradores. - En los equipos móviles o portá­ tilei, la fuente primaria de alimentación es casi siempre un acumula­ dor de bajo voltaje. Para obtener las tensiones altas se utiliza a me­ nudo un dispositivo de vibrador para transformar la corriente conti­ nua provista por el acumulador en corriente alterna, la que después se aplica a un transformador y rectificador convencional. El vibrador consiste en una lengüeta y contacto móvil 1 que se apoya sobre un con­ tacto fijo 3 por acción del resorte R, Fig. 156. Cuando se conecta la tensión primaria, aparece una corriente que se cierra a masa a través del primario del transformador (mitad inferior) y el contacto 3-1. Pero también hay una corriente, mucho más pequeña, a través de la mitad superior del primario y el electroimán M. Excitado así éste, atrae la lengüeta móvil, rompe el contacto 3-1 y establece el 2-1, de modo que toda la corriente pasa ahora por la mitad superior del primario. Al mismo tiempo, sin embargo, el contacto 2-1 pone en cortocircuito al ~ últimamente han aparecido en el mercado rectificadores secos de ger­ manio, de cualidades muy interesantes.

239

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

FUENTES DE ALIMENTACIÓN

electroimán, éste se desexcita, la lengüeta vuelve a la posición pnml­ tiva y el ciclo se repite indefinidamente. El flujo magnético en el

enchufando la ficha correspondiente a la alimentación de 6 volts, el arrollamiento de 220 volts suministra la tensión necesaria para accio­ nar el motor fonográfico, el que conviene que sea del tipo con colector (ambas corrientes) para que su velocidad no dependa de la frecuencia propia del vibrador. Al revés, cuando se alimenta con corriente alterna, el otro primario suministra la baja tensión necesaria para los fila­ mentos. Con vibradores de suficiente capacidad, esta fuente puede cons­ truirse para alimentar cómodamente un amplificador de 20 ó 30 watts, suficiente para la mayor parte de los servicios de "public-address". Si se quiere, puede agregarse una segunda ficha en el chasis y un recti­ ficador seco, de modo que, funcionando con corriente alterna, se puede cargar la bateria. El circuito admite las variaciones que sean necesa­ rias para adaptarlo a las condiciones particulares de uso.

238

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Diagrama de principio de las fuentes con vibrador.

núcleo del transformador se invierte as! periódicamente induciendo en el secundario una f. e. ro. alternada que es rectificada del modo usual. En algunos casos el vibrador tiene un juego adicional de contactos (vibradores sincrónicos) que se emplean para rectificar la corriente secundaria, en substitución de la válvula. Tales vibradores han dejado de usarse en la práctica común. Los equipos móviles llevan a veces un alimentador para 6 Ó 12 volts y otro para corriente alterna, con el objeto este último de evitar des­ cargar la batería cuando hay disponible una red de canalización. La

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Fuente con vibrador combinada con fuente de 220 V c. a.

Fig. 157 ilustra cómo pueden combinarse ambos alimentadores en uno El transformador de alimentación lleva un arrollamiento primario para el vibrador y otro para 220 volts c. a. Cuando se usa el vibrador,

8010.

241

AMPLIFICADORES COMPLETOS

CAPÍTULO

150 mA se tiene como válvulas de salida los tetrodos 50L6-GT, cuyas condiciones de funcionamiento en clase Al pueden consultarse en el ma­ nual de válvulas. En éste no se dan las condiciones para la conexión push-pull, pero las aquí adoptadas son plenamente satisfactorias para obtener unos 10 watts cuando se alimenta con corriente alterna, y unos 8 watts cuando se conecta el amplificador a la red de continua. Estas condiciones son las siguientes:

VII

AMPLIFICADORES COMPLETOS En los capítulos precedentes hemos estudiado las funciones y el proyecto de cada una de las etapas y partes del amplificador. N os Queda por dar unos pocos ejemplos para mostrar cómo se combinan los di­ ferentes circuitos para lograr un equipo completo. La tarea de proyec­ tar un amplificador completo no es nada difícil y está al alcance de cualquiera que nos haya seguido en los capítulos anteriores y se haya esforzado por comprenderlos cabalmente. Los amplificadores que se describen a continuación han sido elegi­ dos como los más representativos y los que mayores aplicaciones en­ cuentran en los servicios de "public-address" o en los "combinados" de alta calidad. Muchas modificaciones pueden introducírseles para adap­ tarlos a las necesidades particulares que puedan presentarse en cada oportunidad. Por ejemplo, podrá aumentarse el número de canales de entrada, modificar las fuentes de alimentación para hacerlos funcionar con vibrador y acumulador, alterar algunas de las etapas a fin de apro­ vechar algún tipo de válvula disponible, etc. Se ha dicho muchas veces en el presente texto que el proyecto comprende cierto trabajo de expe­ rimentación; es necesario esforzarse por adquirir cierta práctica ex­ perimental, en 10 posible con la dirección de quien domine los pequeños secretos del arte. Pero la experiencia sólo rendirá frutos valiosos cuan­ do se apoya en sólidos conocimientos teóricos, del mismo modo que la buena teoría alcanza pleno valor cuando se afirma con una práctica sana.

Tetrodos 50L6 en conexión ]Jush-]Jull clase Al

Tensión de placa 200 volts Tensión de pantalla 110 " 80 ohms Resistencia de cátodo Tensión de excitación de pico 9 volts Corriente de placa en reposo 100 mA Corriente de placa con plena excitación. 110 " (aprox.) Corriente de pantalla en reposo.. . . . . . . 4 (apl'ox.) Corriente de pant. con plena excitación. 14 " Resistencia de carga de placa a placa .. 5000 ohms Potencia de salida ............... 10 watts (aprox.) Distorsión 5 % (aprox.) Dado que la tensión de señal requerida en la reja es pequeña, no hay problema de excitación y se opta por preceder la etapa de salida '\

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7-1. Amplificador 8-10 watts, ambas corrientes. - Comenzare­ mos por describir este pequeño amplificador fonográfico, el que puede alimentarse desde las redes de canalización de 220 volts, corriente al­ terna y 220 volts corriente continua, Fig. 158. Las posibilidades del proyecto de amplificadores de ambas corrien­ tes están limitadas por la tensión de red disponible. En nuestro país. la tensión nominal es de 220 volts c. a. Ó c. c., de modo que descon­ tando cierta caída en los filtros, se podría contar con unos 200 voUs en placa. Además, está el problema de la alimentación de los filamen­ tos o calefactores. Al no poderse utilizar transformador para este ser­ vicio, los calefactores deben alimentarse en conexión serie. Las válvu­ las de la serie de 150 mA son las indicadas por estas razones, porque alimentadas en serie impondrán sobre la red un consumo de sólo 0,150 X 220 = 33 watts. Si el consumo no le interesa, conviene optar por las de 300 mA, que muchos estiman más seguras. En la serie de 240

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FIG. 158. - Amplificador fonográfico para ambas corrientes. Este amplifi­ cador puede proporcionar 8 Ó 10 watts de salida, con un buen tranllformador. La potencia puede duplicarse usando cuatro válvulas en la salida, en conexión "push-pull-paralelo". Pero deberá usarse también dos rectificadores en para­ lelo, lo que no es muy conveniente.

242

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

AMPLIFICADORES COMPLETOS

con un inversor de fase constituido por un doble tríodo de alto /', 12SL7, a fin de tener buena ganancia. El circuito usado es el de la Fig. 55. Se incluye un lazo de realimentación negativa de unos 10 dB (3 veces aprox.). Para calcular ahora la tensión de señal requerida en la reja de la 12SL7, se consultará la tabla de amplificadores acoplados por resisten­ cia y capacitancia del Manual, de donde han sido tomadas las constan­ tes usadas en el circuito del primer tríodo del inversor. Se encuentra que la ganancia de la etapa es de 34 veces, de modo que, sin realimen­ tación, la tensión necesaria sería 9/34 = 0,27 volt de pico ~ 0,2 volt eficaz. Con 10 dB de realimentación, se necesitará 3 veces más, o sea

En los equipos de ambas corrientes es necesario evitar la conexión del negativo de la fuente al chasis, puesto qUe de otro modo éste ven­ dría a conectarse a uno de los polos de la red, circunstancia que es peligrosa, sobre todo cuando se usa chasis metálico sin caja de madera. Todos los retornos al polo negativo de la fuente se llevan a una barra "ómnibus" aislada del chasis y unida a éste sólo por el capacitar de 0,05 p.F. Se blindarán las conexiones de entrada a reja y la malla de blindaje se llevará a chasis. Cuando se usa con corriente alterna, el zumbido suele ser menor para una de las posiciones de la ficha de to­ macorriente que para la otra. Por lo común no conviene unir el chasis a tierra.

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Para agregar una entrada de micrófonl> al amplificador de Fig. 168.

0,2 X 3 = 0,6 volt. Esto quiere decir que el amplificador podría ser ex­ citado por un pick-up de cristal, directamente en este punto, pero se ha preferido agregar una etapa más para poder aplicar un control de tono con refuerzo de agudos. La pérdida así introducida (unos 20 dB) se compensa con el amplificador con válvula 12J5-GT. Si se quiere agregar un canal de micrófono, se puede reemplazar el control de vo­ lumen por .unmezclador y agregar una etapa preamplificadora con válvula 12SJ7, tal como se muestra en la Fig. 159. Sobre la fuente hay poco que decir, pues es muy sencilla. Se usa una rectificadora 50Y6-GT porque tiene calefactor de 150 mA y es capaz de dar hasta 150 mA de corriente rectificada. Se la puede reem­ plazar por la 50Z7G o la 50X6. En la serie de 300 mA se tiene la 25Y5 y la 25Z6.

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7-2. Amplificador de 20·25 watts con válvulas 6L6·G en clase AB 1 • - La Fig. 160 muestra el circuito de un excelente amplificador para servicios generales de public-address, el cual, con un buen trans­ formador de salida, rendirá algo más de 20 watts con muy bajo por­ centaje de distorsión y respuesta plana dentro de la banda de audio. Se caracteriza por utilizar regulación en la tensión de pantalla por el expediente de obtenerla de un seguidor catódico con válvula 6L6-G. El uso de una válvula adicional para este servicio encarece, es cierto, el equipo, pero lo que se gana en calidad y en potencia de salida lo com­ pensa con creces. Se ha elegido una 6L6-G para tener el mismo tipo que en la etapa de potencia, pero no hay inconveniente en reemplazarla con una 6V6 ó una 6F6, para las cuales sirve el mismo zócalo, sin necesidad de cambiar el conexionado. Más aún, dado que la corriente a través de esta válvula no pasa de unos 20 mA, se puede usar válvulas algo agotadas, insuficientes para la función amplificadora. Discutire­ mos con algún detalle el proyecto de este amplificador. Etapa de potencia. Las válvulas 6L6-G se consideran ideales para un amplificador de este tipo. Una realimentación considerable neutra­ liza en gran parte los defectos característicos del tubo con pantalla, y usando un buen transformador de salida, con abundante inductancia en el primario y baja distorsión, pueden esperarse resultados muy buenos. Se opta por las condiciones típicas de funcionamiento dadas en el Ma­ nual, que se transcriben a continuación: 6L6 , 6L6-G Amplificador push-pull clase AH! con polarización en cátodo Tensión de placa 360 volts

Tensión de pantalla .. . . . . . . . . . . . . . . . . 270

Resistor de cátodo 250 ohms Pico de excitación por reja 28,5 volts Corriente de placa en reposo 88 mA Corriente de placa con máx. excitación. 100 Corriente de pantalla en reposo.. . . . . . . 5 " Corriente de pantalla con máxima señal. 17 " Carga de placa a placa . . . . . . . . . .. 9000 ohms Potencia de salida 24,5 watts Distorsíón total.. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4 %

244

AMPLIFICADORES DE AUDlOFRECUENCIA~

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Según lo discutido en el párrafo 10 del Capítulo n, la inductancia de dispersión, referida al primario, debiera estar por debajo de los 50 milihenrys, valor razonable y bien fácil de conseguir con las construc­ ciones recomendadas en el mismo capítulo citado. En la Fig. 160 se ha representado un secundario con varias deri~ vaciones (4; 8; 16 ohms para bobina móvil y 500 ohms para línea); desde luego, esto no es muy importante y puede modificarse a volun­ tad. Pero deberá tenerse en cuenta que si se elimina la salida de 500 ohms, será necesario modificar la resistencia R del lazo de realimen­ tación, dándole el valor

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En realidad, con el uso de realimentación negativa, es posible ele­ var algo la potencia de salida disminuyendo ligeramente la impedancia de carga y la resistencia de polarización. También es permisible en general elevar algo las tensiones de placa y de pantalla, pues los valo­ res del Manual son "valores centrales de proyecto", con un margen de protección del 10 %' Si la red de alimentación es buena, puede lle­ varse la tensión de placa a, 390 volts y la de pantalla a 295, con un considerable aumento de la potencia de salida. Ello es perjudicial para la vida de las válvulas, pero en muchos amplificadores "comerciales" la tensión de placa llega a 400 y más volts. Nosotros, más conservativos, nos atenemos estrictamente a los límites fijados por el manual de vál­ vulas.

La impedancia de carga es de 9000 ohms. Aceptando que la induc­ tancia de magnetización de todo el primario resulte igual a la impedan­ cia de carga a 30 c/s, se tiene para la inductancia

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Al aumentar la impedancia, aumenta la tensión y será necesario au­ mentar R en la misma proporción para que la tensión realimentada sea la misma. Excitador -Inversor de fase. Se utili2;a un doble tríodo 6SL7-GT como excitador inversor, alimentado también por el seguidor catódico.

246

AMPLIFICADORES DE AUDlOFRECUENCIAS

La carga del triodo inversor se realiza parcialmente con un resistor va­ riable, el que permite ajustar la ganancia de modo de obtener el mejor equilibrio posible. La ganancia de la etapa, según la tabla de acoplamientos, es de alrededor de 40. Como se necesitan 2S volts de pico, es decir, 20 volts eficaces para la 6L6-G, entre reja y cátodo de la 6SL7 se necesita una tensión de señal de 20 -+- 40 '" 0,5 volt. Calculemos ahora el lazo de realimentación para 10 dE. Debe ser, según se sabe,

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AMPLIFICADORES COMPLETOS

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Fuente de alimentación. La fuente de alimentación se caracteriza por la estabilización degenerativa de la tensión de pantalla, explicada en el párrafo G-10. Como rectificador se utiliza un doble-diodo 5V4-G. Se ha elegido esta válvula porque es la que mejor regulación provee entre las de alto vacio, a callsa de la construcción adoptada para su cátodo, que puede clasificarse como de calentamiento indirecto, a pesar E = yRLP = y500 X 20 = 100 volts de que el elemento emisor está unido internamente al calefactor: la dis­ tancia entre la placa y el cátodo es muy pequeña, y con ella lo es tam­ de modo que bién la caída interna. El filtro cal'ece de inductancia y la resistencia 100 de 100 ohms que en él se ve no tiene otro objeto que llevar la impe­ A = - - = 200 0,5 dancia de la fuente al mínimo valor recomendado. En general, se la puede suprimir sin mayor inconveniente, relegando su función a la im­ 2 1 , B=--=-­ Y como AB = 2 pedancia del transformador. Aunque no es indispensable, se logrará 200 100 alguna ventaja, por mejor regulación, utilizando un filtro con entrada por inductor, para lo cual el resistor de 100 ohms se ha de reemplazar 100 1 100 Pero B= Entonces por un inductor de 4 ó más henrys; pero la tensión por rama del trans­ = 100 R + 100 R +100 formador deberá aumentarse a linos 450 volts eficaces. de donde se deduce sin dificultad donde A es la ganancia nominal entre los puntos entre los cuales se establece la realimentación. Para calcularla, observemos que con la po­ tencia nominal de 20 watts, la tensión a través del arrollamiento de 500 ohms del transformador de salida es

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La tensión requerida a la entrada del inversor será, entonces, tres veces 0,5 volt, es decir, 1,5 volts.

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Etapas amplificadoras de tensi6n, Para la entrada de fonocaptor (de cristal) la tensión de señal deberá ser del orden de 0,5 volts. Por lo tanto, se necesitará una ganancia neta mínima de 3 veces entre la entrada de fonocaptor y la reja de la 6SL7-GT. Como se supone querer incluir un control de tono con refuerzo de graves y agudos, con una pérdida estimada de 20 dB (10 veces) en las frecuencias medias, a causa de la división debida a los resistores de 470 ka y de 47 ka del circuito adoptado, y unos 6 dB (2'veces) en el mezclador, la ganancia que debe proveer el tubo intercalado entre los puntos dichos, debe ser de 60 como mínimo. Por eso se usa un pentodo 6SJ7. Aunque para alimentar esta etapa se emplea una célula de filtro RC (10000 X lO ohms - microfarads), la tensión de alimentación es apenas inferior a 300 volts. Eligiendo las resistencias según la tabla de acoplamientos,

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7-3. Amplificador de 75 watts con válvulas 807, clase AB 2 • ­ La Fig. 161 muestra el circuito de lIn amplificador capaz de rendir de GO a 70 watts de salida, con excelente calidad, si se emplea en él lIn buen transformador de salida, El circuito representado se limita a la etapa inversora, el excitador, la etapa de salida y la fuente. El exci­ tador es del tipo de seguidor catódico en push-pull, discutido en el párrafo 8, Capitulo IV, y emplea un inductor como elemento de acopla­ miento. Este elemento no es crítico y puede estar constituido por el primario de un pequeño transformador de· salida de al menos mediana calidad. Para asegurar la excitación libre de distorsión se usan en el excitador dos doble-triados 6SN7, cada uno con sus dos secciones en paralelo. La fuente está constituida pOI' dos unidades, una que suministra GOO volts para las placas de las S07 y otra que entrega 300 volts para las pantallas de las S07 y etapas menores, y además de 27 a 30 volts de tensión negativa para la polarización de las etapas finales. La pri­ mera fuente emplea válvulas con vapor de mercurio, tipo 816. Estas

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248

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

AMPLIFICADORES COMPLETOS

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válvulas resultan algo "supermedidas" para este trabajo, pero son las más adecuadas y su costo es muy bajo. Se notará en la figura que los filamentos de las rectificadoras se alimentan con transformador separado. Esto tiene por objeto (j muy

Como refinamiento podría emplearse aquí un relevador de retardo a fin de cerrar el circuito de tensión alta después de transcurrido el in­ tervalo de seguridad, pero estos relevadores cuando son baratos no ofre­ cen seguridad, y cuando son seguros resultan excesivamente caros. Una solución más sencilla consiste en reunir los dos interruptores en una llave rotativa del tipo utilizado para cambio de ondas, disponiendo los contactos de modo que los dos circuitos se cierren en el orden debido. La tensión de excitación requerida por esta unidad será del or­ den de 3 volts eficaces, la que deberá entregarse desde un amplifica­ dor de tensión previo, que bien puede ser el formado por las dos eta­ pas con 6SJ7 de ·Ia Fig. 160. Las tensiones de alimentación para estas etapas pueden tomarse de la fuente de 300 volts del amplificador prin­ cipal.

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FIG. 161. -'- Amplificador de mediana potencia y excelente calidad, adecuado para public-address, salas cinematográficas, instalaciones centralizadas, etc.

importante!) permitir calentar el cátodo de las 816 antes de aplicar­ les tensión. alta. A tal efecto, intercálanse dos interruptores en la alimentación, uno para· filamentos y otro para tensión alta. El pri­ mero debe cerrarse al menos unos treinta segundos antes que el otro.

Un buen transformador de sa:lida, construído según las recomen­ daciones que se dan en el párrafo 10, Capítulo 11, es esencial en este caso; con transformadores mediocres, los resultados serán pobres, con considerable aumento de la distorsión y disminución de la potencia de salida. Recuerde que ningún amplificador es mejor que su tnnl,sfor­ mador de salida. No siempre se consiguen las válvulas del tipo 816. En este caso, lo más seguro es reemplazarlas por las del tipo 866/866 A, aunque ciel'tamente son excesivas y tienen el inconveniente de requerir 5 A a 2,5 volts en el filamento cada una. También es posible usar una vál­ vula del tipo 83, aunque ésta se verá excedida en su capacidad de ten­ sión cuando se conservan los 600 volts para la alimentación de placa de las 807. Sin embargo, es posible hacer trabajar éstas con sólo 500 volts, reduciendo la impedancia de carga a 4240 ohms y llevando la corriente de reposo a unos 78 mA y la de máxima excitación a 240 (ver Fig. 86). La potencia de salida será algo menor y se verá aumentada la distor­ sión por la mayor carga impuesta al excitador. Otra solución consiste en emplear una fuente del típo puente con válvulas 83. Como éstas son doble-diodos, la fuente podría aparentemente realizarse con sólo dos válvulas. Pero ello no es así porque los cátodos no son independientes. Habiendo en el circuito dos cátodos unidos, se necesitan tres válvulas 83 para construir la fuente. El transformador de alimentación debe tener una tensión de placa a placa de 700 volts. O.tra solución consiste en descomponer la fuente principal en dos, cada una de 300 volts, con válvula 83 y filtro separado, uniéndolas después en serie (el negativo de una, en lugar de conectado a masa, va al positivo de la otra). ~n este caso se tiene una tensión de 300 volts y otra de 600. Las pantallas y etapas chicas podrían alimentarse de la primera. Queda el problema de la tensión negativa, la que recla­ ma la fuente auxiliar con 6X5 y que podría diseñarse en este caso sólo para ella. ~·l

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AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

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Condiciones de trabajo de las S07. Las condiciones de trabajo adop­ tadas para las 807 son las siguientes:

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Amplificador de alta calidad de 15 watts. - En la Fig. 162 dase el circuito de un amplificador de alta calidad, el que es una adaptación del conocido amplificadol' "Williamson". El amplificador "Williamson" ha alcanzado mucha fama entre los aficionados a la bue­ na música grabada y por cierto que la merece. En realidad, según se advierte en la figura, el circuito no tiene nada de extraordinario ni revolucionario y el buen éxito que alcanzó la versión original se debe seguramente al hecho de que el autor expresó claramente la necesidad de emplear en él un transformador de salida de correcto diseño, dando las indicaciones necesarias para construirlo. En la actualidad no es difícil obtener transformadores comerciales que satisfacen las exigen­ cias del caso. 7·4.

La etapa de salida emplea dos válvulas tipo 807 conectadas, como tríodos (1a pantalla unida a la placa), las que funcionan con 400 volts en placa. El sistema de polarización por cátodo (1a etapa trabaja en clase A estricta) incorpora un potenciómetro P, mediante el cual es pa_ sible equilibrar exactamente las corrientes de reposo. Este equilibrio es importante, pues de no conseguírselo, queda una corriente de mag­ netización residual en el primario, la que es suficiente para malograr en parte las cualidades perseguidas con el diseño especial del transfor­ mador. Los pequeños resistores R~o Y R 21 permiten medil' e igualar estas corrientes por medio de un voltímetro común. Al construir este amplificador se procurará mantener la más es­ tricta simetría a la salida del inversor de fase y de la etapa excitadora. Los resistores de placa y de reja se elegirán de a pares lo más iguales posibles o se usarán resistores con la tolerancia de valor recomendada al pie de la figura. La combinación R 2 C2 dispuesta en derivación con la placa del primer amplificador de tensión tiene por objeto favorecer la aplicación de una gran proporción de realimentación negativa, al cortar la respuesta en agudos de la etapa, de acuerdo con la doctrina expuesta en el capítulo sobre realimentación negativa. La realimenta­ ción negativa cubre las tres etapas del amplificador, desde el secun­

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252

AMPLIFICADORES DE AUDlOFRECUENCIAS

AMPLIFICADORES COMPLETOS

dario del transformador de salida hasta el circuito de reja de la prime­ ra etapa. El porcentaje de realimentación puede ajustarse mediante el resistor variable R~{. Para ajustar este potenciómetro puede procederse del siguiente modo: Con la entrada del amplificador desconectada, re­ dúzcase la resistencia de R u hasta que el amplificador entre en osci­

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FIG. 163. - Preamplificador sencillo para el amplificador tipo "Williamson", con llave de conmutación para combinado radiofonográfico y televisión.

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lación. Gírese entonces el resistor en sentido contrll)·io"..!J.asta. que la oscilación desaparezca. Conéctese ahora un voltímetro sobre la bobina móvil del altavoz y aplíquese una señal cualquiera a la entrada con el nivel necesario para obtener la décima parte de la potencia normal de salida. Sin modificar ya el nivel de la señal aplicada, auméntese R 24 hasta que la tensión de salida registrada por el voltímetro se du­ plique. De este modo, la realimentación se habrá ajustado al máximo con un margen de seguridad de 6 decibeles. Si el transformador y el amplificador mismo están bien construidos, la realimentación final debe ser del orden de los 30 dB (unas 30 veces) más bien más que menos. Puede ocurrir que con este ajuste la sensibilidad sea escasa. Si asi

253

ocurriera (la normal es de 0,7 volts). redúzcase la realimentación ne­ gativa hasta el grado adecuado. El amplificador puede usarse con un preamplificador adecuado. La Fig. 163 da el esquema de circuito de uno muy satisfactorio, el que incluye un control de ¡:espuesta de doble acción y una llave de conmu­ tación. El diagrama incorpora también un conmutador que permite controlar la entrada y la alimentación en un combinado que incluye televisión. Este preamplificador se construirá preferentemente en cha­ sis separado, tomando las tensiones de alimentación de la ficha E 4 de la Fig. 162. El conjunto presenta una ganancia elevada, por lo cual conviene tomar precauciones contra la captación de zumbido, blindando en el preamplificador las conexiones que llevan audiofrecuencia y tam­ bién las de filamento y de 220 volts c. a. Por supuesto, se blindará la conexión que une el preamplificador con la unidad principal. La llave de control tiene cuatro posiciones, las que corresponden respectivamente a televisión, radio y fono (dos). La segunda posición de fono tiene por objeto aprovechar el dispositivo de parada automática de que están dotados los cambiadiscos modernos para cortar la alimen­ tación de todo el equipo. La llave tiene en total tres pisos. Se procu­ rará que el piso que conmuta la entrada quede alejado en lo posible de los que llevan corriente alterna, interponiendo en cualquier caso una chapa separadora de blindaje entre aquél y los demás. Por último, ob­ sérvese que el control de alimentacióp. del televisor se hace por medio de una llave del tipo "microswitch" acoplada al eje de la llave conmu­ tadora. Esto es necesario o por lo menos conveniente ya que la corriente que debe controlarse (un ampere o más) podria ser excesiva para los contactos de la conmutadora. De más está decir que los resultados que este equipo puede propor­ cionar sólo se obtendrán en plenitud si se lo combina con un fonocaptor y un juego de altavoces de superior calidad.

MEDICIÓN EN LOS AMPLIFICADORES

El puente de .impedancias sirve para medir con cierta precisión resistencia, capacitancia e inductancia. Los hay en el comercio a pre­ cio acomodado. No es un instrumento indispensable; la resistencia se mide con razonable precisión con el "tester", y la capacitancia y la inductancia, por aplicación de los métodos que describiremos. El osciloscopio ofrece la ventaja de permitir observar visualmente las formas de onda y notar así las distorsiones que exceden de cierto limite, el que depende de la habilidad del observador. Posee multitud de usos adicionales, algunos de los cuales mencionaremos más adelante. Un agregado muy útil al oscilador de audiofrecuencias es el CW1r drador de ondas, el que permite obtener una onda cuadrada de frecuen­ cia dada. La prueba con onda cuadrada es posiblemente la más con­ cluyente entre las que sirven para juzgar la calidad de reproducción de un amplificador, tal como tendremos oportunidad de discutir.

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CAPíTULO

VIII

MEDICIONES EN LOS AMPLIFICADORES Nos ocuparemos en el presente capítulo de describir las mediciones de mayor importancia en la técnica de audiofrecuencia. Supondremo! en el lector un conocimiento siquiera elemental de los instrumentos más comunes, pues de otro modo el capítulo alcanzarla una extensión ex­ cesiva. Las mediciones audiofrecuentes pueden agruparse en tres clases: a)

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Medición de la resistencia, la inductancia, la capacitancia y otras magnitudes características de cada uno de los elementos utilizados en el equipo. Medición de tensiones y corrientes de cada elEich'odo de las válvulas. Mediciones globales o por etapa de la ganancia, la potencia de salida, la distorsión y la sensibilidad.

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El instrumental requerido puede adquirirse en los comercios del ramo o construirse en el taller. Con un poco de ingenio es posible pro­ veerse de un conjunto de instrumentos muy completo a costo de sólo pequeñas inversiones. Un instrumento realmente importante es el volt­ ohm-miliamperímetro, probador o "tester", y es necesario que sea de buena calidad para que sus indicaciones merezcan suficiente confianza. El oscilador de audiofrecuencias, el puente de impedancias y el oscilos­ copio de rayos catódicos, son instrumentos que resultan de suma utili­ dad y que deben merecer un lugar preferente en el programa de adqui­ siciones futuras si no se dispone ya de ellos. Será indispensable dispo­ ner, por lo menos, de un oscilador audiofrecuente de frecuencia fija, ajustado preferentemente a 800 c/s (más exactamente a 796 c/s, w = = 5000). El que se describe en las últimas ediciones de cThe Radio ~mateur's Handboob 1 se presta a nuestros propósitos. En el mismo texto se describe otro oscilador de frecuencia variable y los procedi­ mientos para calibra'r ambos en frecuencia. 1 Véase alguna de las últimas ediciones castellanas de Arbó Editores, S. R. L.

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8-1. Medición de impedancias. - Como hemos dicho, la resis­ tencia, la capacitancia y la inductancia se miden con el puente de im­ pedancias. Éste, aparte de ser un instrumento costoso, tiene un incon­ veniente de principio en la medición de la inductancia de los inductores con' núcleo de hierro; en efecto, el valor de la induc­ tancia depende de la amplitud de la tensión, aplicada al reactor, y la generalidad de los puentes utilizan una tensión del orden de un volt. La inductancia de magnetización de un transformador de salida puede asi re­ suitar algo muy diferente de lo que mide el puente. Las resistencias se miden cómodamente con la sección "ohm" del "tester". La pre­ 2 cisión no es mucha (alrededor de 5 ó 10 %), pero .es suficiente. para la mayor parte de las necesidades prácticas. Oscilador de 800 c/s Resuelto el problema de medir resisten­ (con ampllf,cac,ón adICional cia, cualquier clase de impedancia se puede si es necesario) medir con la simple instalación de la Fig. FIG. 164. - Instalación bá­ sica para la medición de 164. Consiste, simplemente, en la conexión

toda clase de impedancias. del elemento cuya impedancia quiere me­

dirse (capacitor, inductor o transformador

cargado) en serie con un resistor variable de valor conveniente, con­

junto que se alimenta con la salida (amplificada si es necesario) de un

oscilador de 800 c/s (", = 5000). El voltímetro de corriente alterna V

(puede usarse el "tester", pero es preferible un voltímetro a válvula),

permite medir las caídas de tensión que se producen en el elemento

bajo medición y en el resistor R: El procedimiento consiste en obte­

ner, por variación de R, la igualdad de las caídas de tensión. Conse­

guida ésta, y ya que se trata de un circuito serie, el valor de la impe­

256

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS MEDICIÓN EN LOS AMPLIFICADORES

dancia desconocida será igual a la resistencia de R. Se mide después el valor de la resistencia con el testero Tratándose de un capacitor, el valor de la capacitancia se calcula fácilmente. En efecto, se tiene 1

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..C

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8-2. Mediciones en ]os transformadores. - La instalación de la Fig. 164 se presta muy bien para la medición de las características de los transformadores. En éstos se necesita medir:

R

de donde C =

1 - - farads

..R

1

5000 R

f

d

ara s

y también (

n C =

a) b) c) d)

Relación de transformación. Inductancia de magnetización. Inductancia de dispersión. Capacitancia distribuída.

e)

Resistencia de los arrollamientos.

La relación de transformación se mide determinando la relación que existe entre la tensión aplicada al primario y la que aparece en el secundario sin carga:

y habiéndose elegido .. = 5000 C --

257

. 200 -----r microfarads

Número de espiras del primario Número de espiras del secundario

Tensión a través del primario Tensión a través del secundario

(

(

Para la inductancia se tiene, en la condición de ajuste,

La medición debe realizarse, preferentemente, a 300 ó 400 c/s. La inductancia de magnetización no es sino la inductancia del pri­ mario con el secundario abierto. Se mide con la instalación que nos ocupa, según lo explicado en el párrafo anterior. A su vez, la induc­ tancia de dispersión es la que 8e mide a través de los terminales del primario cuando el secundario se pone en cortocircuito. La misma ins­ talación sirve para esta medición. También puede usarse un puente de impedancias.

..L = R (

de donde ( (

L

R 5000 henrys

R mITh -5I enrys

( ( ( (

( (

( (

(

Para formar R de modo que la instalación se preste para medicio­ nes dentro de una gama amplia de valores, se pueden conectar en serie varios resistores variables, por ejemplo de los valores siguientes: 10; 100; 1000; 10000; 100000; 1000000 ohms. Las cuatro primeras con­ viene que sean de alambre; las otras, de carbón de buena calidad. De este modo se podrán medir capacitancias comprendidas entre 200 micro­ microfarads y 200 microfarads, e inductancias comprendidas entre 1 milihenry y 200 henrys. Cuando se miden inductancias conviene que una vez alcanzada una primera condición de equilibrio se regule la tensión aplicada al sistema de modo que la calda de tensión en el inductor medido sea comparable a las tensiones a que se verá sometido en la aplicación a que se des­ tina. Desde luego, pueden usarse otros valores de frecuencia ai se cree conveniente. Por ejemplo, la impedancia reflejada por un transforma­ dor de salida cargado puede medirse sobre todo el espectro de audio a fin de vaticinar su comportamiento en el amplificador y sus condi­ ciones de adecuación al uso previsto.

Para medir la capacitancia distribuida se necesita un oscilador de frecuencia variable, cuya salida se aplica al primario. Sobre el secun­ dario se conecta un voltímetro de corriente alternada, de alta resisten­ cia interna, preferiblemente un voltímetro de válvula. La indicación de este instrumento viene a depender de la frecuencia de la salida del osci­ lador a causa del conocido fenómeno de resonancia que se asienta entre la inductancia de dispersión y la capacitancia distribuída. Cuando la frecuencia pasa por el valor de resonancia, la indicación del instrumento es máxima. Registrada la frecuencia de resonancia, la capacitancia dis­ tribuída se calcula con bastante aproximación mediante la fórmula j -~

c.

1

4 rr2 /r 2L•

farads

25000

I r2L.

microfarads

;j

I

donde Ir es la frecuencia de resonancia en c/s y L. la inductancia de dispersión en henrys, previamente determinada. Las resistencias de los arrollamientos se miden con el testero

258

(

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

8-3. Potencia de salida. - La potencia de salida se mide car­ gando el amplificador con un resistor de resistencia igual a la resis­ tencia de carga nominal del amp~ificador. Se mide con voltímetro la tensión alterna des­ Salida arrollada sobre el resistor de carga (Fig. R L del Btnp/i' l6S) y se calcula la potencia de salida con la ficador fórmula FlG. 165. - Medición de la potencia de salida.

(

(

(

P

V2

= -RL

Ájustar CL, .Medir L~

40ICA

~'OO%

5KJ1

( 60011

( (

(

"'1

Entrada

l~RI 'fl ~

• JOYo

11/34

~

-5%

flficro

empeñme#ro

o-roo

1M.

¡4Iambre)

FIG. 166. -

Sencillo y eficaz medidor de distorsión.

( ( ( (

=

1

--_

2.;n! LC/2

8-4. Distorsión. - La distorsión puede ser revelada mediante un osciloscopio de rayos catódicos conectado a través de la carga del am­ plificador, cuando éste está excitado por una carga senoidal. Para medir la distorsión (en tanto por ciento) se utilizan los apa­ ratos llamados distorsímetros. Los hay de diversos tipos, y los que se encuentran en el comercio son muy costosos. Sin embargo, es fácil construir un instrumento de excelentes resultados, tal como el que se describe a continuación 1.

(

Se observa en la Fig. 166 que cuando la llave S1 está en la posi­ ción "ajustar", el aparato no es sino un voltímetro de corriente alterna con rectificador, en este caso un cristal de germanio. Para eliminar la fundamental se utiliza el circuito puente formado por el inductor L, los capacitares C y el resistor ajustable R 2 • Este circuito ofrece una impedancia prácticamente infinita a la frecuencia

f

watts

donde V es la tensión leída en volts y R L la resistencia. La medición se hace por lo común a 800 ó 1000 c/s y es necesario que el voltimetro responda a esa frecuencia sin excesivo error. Existen instrumentos especiales para medir la potencia de salida de audiofrecuencia, los cuales indican la potencia directamente en watts y ofrecen la posibilidad de cargar el amplificador con la impedancia adecuada, dentro de amplios márgenes de valores.

(

259

MEDICIÓN EN LOS AMPLIFICADORES

El principio del aparato, cuyo circuito se da en la Fig. 16&, con­ siste en tomar una parte de la tensión de salida del amplifieador, me­ dirla, suprimir después la componente fundamental mediante un eircuito puente, medir las componentes de distorsión residuales y expresar éstas como porcentaje de la fundamental. 1 Adaptado de "40 Uses fol' Germanium Diodes", de Sylvania Electric Products Inc.

siempre que el resistor R 2 se ajuste al valor más favorable. Para cons­ truirlo se puede aprovechar cualquier inductor de regular calidad que se tenga a mano. Medida su inductancia, el valor de las capacitancias necesarias se calcula aproximadamente con la fórmula

so 000

C= ~ microfarads donde f se expresará en c/s y L en henrys. L = 8 henrys.

C

50000 640000 X 8

Para f

=

800 c/s Y

'""" 0,01 flF

Si se dispone de un oscilador de frecuencia variable, no interesa el ajuste exacto de la frecuencia de resonancia del puente. Si, en cam­ bio, usted ha construido su propio oscilador de 800 c/s, deberá ajustar sea éste, sea el puente, de modo que la frecuencia del oscilador sea lo más exactamente posible igual a la frecuencia de resonancia del puente. Por lo común será más sencillo hacer que la frecuencia del oscilador se pueda variar algunas decenas de c/s alrededor de su frecuencia no­ minal. Para calibrar el instrumento se procede así: Con la llave S1 en la posición "ajustar" y S2 en la posición "100 %" y el potenciómetro R 1 al máximo, aplíquese una tensión alterna (por ejemplo, los SO ciclos de la red) de 10 volts eficaces a la entrada. El instrumento debe marcar entonces 100 divisiones (plena escala). Si no es así, cám­ biese la resistencia de 40 kn por otra de valor adecuado. Logrado este ajuste, la escala del microamperímetro medirá después de modo directo el porcentaje de distorsión. Redúzcase ahora la tensión apli­ cada a 1 volt y pásese la llave S2 a la posición "lO %". El instru­ mento debe marcar otra vez 100 divisiones; en su defecto, se cam­ biará el resistor de 3000 ohms. En esta posición de S2 las 100 divisio­ nes de la escala equivalen a 10 % de distorsión, pero las lecturas in­ termedias 'no serán en general proporcionales a los valores menores de distorsión y se necesitará marcar sob~e la esfera del microamperimetro una nueva escala. Para ello, redúzcase la tensión de entrada de décimo en décimo de volt y váyanse marcando las posiciones que adopta la

261

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

MEDICIÓN EN LOS AMPLIFICADORES

aguja con los valores de tanto por ciento de distorsión 9. 8, 7, ... , 2, 1­ Una tercera escala se marcará en forma similar llevando la llave S2 a la posición "5 ro", comenzando con 0,5 volt aplicado a la entrada y reajustando, si es necesario, la resistencia de 600 ohms. Para ajustar el puente: a) Conéctese la entrada del medidor de distorsión a la salida del oscilador. b) Con la llave SI en la posición "ajustar" y S2 en la posición "lO %", ajústese R I para tener plena deflexión en el instrumento del distorsímetro. c) Llévese SI a la po­ sición "medir". Si la frecuencia del oscilador está:próxima a la de resonancia del puente, debe notarse una caída en la lectura; reajús­ tese la frecuencia del oscilador hasta hacer mínima la lectura. d) Ajús­ tese R 2 para mejorar este mínimo. Si el oscilador tuviera una salida absolutamente libre de distorsión, la indicación del instrumento debería ser nula, pues en realidad se está midiendo la distorsión de aquél. Si el oscilador fuera capaz de dar 10 volts de salida, conviene poner la llave S2 inicialmente en la posición "lOO ro" para pasar a "lO ro" ó "5 ro" cuando se va mejorando el mínimo. La distorsión de un oscila­ dor aceptable debe estar por debajo del 1 ro. Para usar el distorsímetro, conéctese el oscilador a la entrada del amplificador en ensayo y el distorsímetro en paralelo con la carga del amplificador, Ajústense los controles de ganancia del oscilador y del amplificador para obtener la potencia de salida deseada. Llévese SI a "ajustar" y S2 a "lOO ro". Ajústese R I hasta tener plena deflexión. Pásese SI a "medir" y léase el porcentaje de distorsión. Si la lectura es inferior al 10 %, pásese 8 2 a "10 ro" ó a "5 ro" y léase en una u otra escala. Si el oscilador permite variar la frecuencia, reajústese ésta para obtener la mínima lectura. El instrumento descripto es muy sencillo y económico, no obstante lo cual resulta muy útil. Se lo puede perfeccionar en diversos sentidos, pero no es necesario complicarlo para sacar provecho de él. Nótese que con la llave SI en la posición "ajustar" y R I almáxi­ mo, el aparato puede usarse como voltímetro, pero su resistencia interna resulta excesivamente baja para tal aplicación.

generador de señales por una resistencia de valor igual a la impedan­ cia interna del micrófono, fonocaptor o línea con que trabaje normal­ mente la unidad. La potencia de salida que en estas condiciones queda es la debida al zumbido y a los ruidos electrónicos. Se la expresa por lo común en decibeles referidos a la potencia de salida nominal. Los medidores de salida poseen en general una escala de decibeles, de modo que la potencia total de ruido es simplemente la diferencia entre la indicación en dB con excitación y la indicación correspondiente a la con­ dición de excitaCión nula. Cuando la medición se hace con voltímetro, el nivel de ruido y zumbido en dB está dado por

260 (

( (

(

(

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( ( ( (

8-5. Zumbido y ruido. - El zumbido, juntamente con el ruido electrónico, puede medirse con el medidor de salida, un voltímetro de válvula o el medidor de distorsión descripto en el párrafo anterior. El procedimiento es sencillo: Se conecta a la entrada del amplificador el generador de 800 c/s; la salida se conecta sea al medidor de salida, sea a una carga artificial igual, en resistencia, a la impedancia nominal de carga. En este último caso se conecta el voltímetro de válvula o el distorsímetro (usado con el conmutador SI en la posición "ajustar") sobre la carga. Se ajusta la señal en entrada y la ganancia del ampli­ ficador de modo de obtener la potencia de salida nominal, en las con­ diciones estipuladas para la medición. En el caso de distorsímetro, el control de ganancia de éste se ajustará de modo que el instrumento deflexione al máximo. Hechos estos ajustes se reemplaza en la entrada el

. ' tensión con excitación . .. '. "' Nivel de rUido y zumbido = -20 log Con el medidor de distorsión, que está graduado en tanto por ciento, se tendrá Nivel de ruido y zumbido

=

1?~..

-20 log Iec t ura SID . excI aClOn ( en '}o ,/ )

Tanto el voltímetro como el distorsímetro pueden estar dotados de una escala en dB para evitar la necesidad de calcular. Cuando se quiere separar el ruido electrónico del zumbido, para la medición, se necesita recurrir a un analizador de onda. Este instru­ mento no es otra cosa que un voltímetro que está precedido por un cir­ cuito altamente selectivo, de modo que permite medir separadamente cada componente de una onda compleja. Con este instrumento se miden las componentes de zumbido, las que tendrán como frecuencias las de las armónicas de la frecuencia de alimentación. El instrumento mide valores eficaces de tensión. La tensión eficaz total de zumbido re­ sulta ser V.

=

y'V~+ V~ +V.~+ ...

donde VI' V 2, Va, etc., son las tensiones medidas sobre cada una de las componentes. Llamando Vrz a la tensión total de ruido y zumbido, la tensión de ruido electrónico.vr es, entonces, V r = y'V2rz - V2. 8-6. Ganancia. - La ganancia de tensión de un amplificador o de una etapa del mismo se expresa por la relación que existe entre la tensión de salida y la tensión de entrada. Una forma de medirla utiliza una instalación semejante a la de la Fig. 167, donde por medio de un voltímetro de válvula se miden sucesivamente la tensión de salida y la de entrada. Por lo común, la medición se hace a 800 c/s, con los con­ troles de ganancia al máximo y la potencia de salida ajustada al valor nominal por medio del control de ganancia del oscilador. Este método tiene como inconveniente la dificultad que ordinaria­ mente se halla al tratar de medir directamente la tensión de entrada,

\

262

(

(

( (

MEDICIÓN EN LOS AMPLIFICADORES

que puede alcanzar a sólo algunos milivolts en los canales del micró~ fono. Muchos generadores de prueba tienen ya calibrada su salida, de modo que hacen innecesaria esta medición. Cuando no se AmplifiClldar cuenta con un instrumento I Oscilador R de esta clase, la dificultad rc?ria puede salvarse recurriendo a nominal) la modificación que muestra

la Fig. 168: el amplificador

se excita a través de un di­ visor de tensión de relación

N, obtenida por medio del re. . . 1 . t (N 1) FIG. 167. - Metodo senCIllo para medIr la . t R' SIS or y e reSlS or ganancia. Es poco práctico. R, donde R es la resistencia combinada de R' y la resistencia de entrada del amplificador. Se tiene entonces

la 2l?o etapa de un amplificador. se mide la ganancia total desde la en­ trada de la tercera etapa hasta la salida. Para ello, puede retirarse la válvula de la segunda etapa o ponerse su reja a masa; se conecta la salida del atenuador variable a la reja de la tercera válvula y se mide la ganancia como en el caso anterior. Luego se repone la válvula de la

M

(

( (

(

(

V.

(

~

tl

ganancia

Vo

=

(

_ ~ N - Vo

V. V.

Se elegirá N con el valor adecuado para que V o resulte más o menos igual a V. b del mismo orden de grandor. Otra variante es la que ilustra la Fig. 169, donde en lugar del simple divisor de tensión de la Fig. 168 se utiliza un atenuador varia­

(

(

(N-')_ R

(

(

-R

Oscilador

RL

( ( (

( (

( (

( (

( ( (

(

FIG. 168. -

Método práctico para medir la ganancia.

ble directamente calibrado sea en dB, sea en relaciones de tensión. El atenuador se ajusta de modo que, con la potencia nominal de salida, la indicación del voltímetro sea la misma en cualquiera de las dos posicio­ nes de la llave. La lectura del atenuador variable. da directamente la ganancia del amplificador. Este último método sirve también para medir cómodamente la ga­ nancia de una etapa cualquiera. Para medir, digamos, la ganancia de

Atenuador varIable

- - --

Amp¡,licador

k

1

-- - -

~

R,

.

FIG. 169. -

H'

(

~

~

Oso/aaor

= N

Y

(

263

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

,..

Método refinado para medir la ganancia.

2~ etapa y se mide la ganancia desde su reja en la misma forma. La relación entre los valores numéricos de las dos ganancias así medidas o la diferencia entre sus expresiones en dB, es la ganancia de la etapa 2n cuestión.

8·7. Ensayos con onda cuadrada. - Dijimos en otra parte que la teoría del amplificador desarrollada sobre la base del comportamien­ to de tubos y circuitos frente a la excitación senoidal resulta insufi­ ciente por cuanto normalmente el amplificador manejará señales que distan mucho de la senoide por su forma. Las ondas de sonido, cuyo equivalente eléctrico sirve de excitación al amplificador de audiofre­ cuencias, son extraordinariamente complicadas como resultantes que son de un gran número de componentes senoidales de diferentes fre­ cuencias y amplitudes. Pero no existe un método práctico para analizar el funcionamiento con esta clase de onda que no sea el que consiste en apreciar "a oído" la calidad de la reproducción. Desde luego, el juicio es así enteramente subjetivo e imposible de expresar en cifras capaces de interpretación universal. La onda cuadrada ofrece una posibilidad interesante, pues con ser una onda de gran complejidad por la cantidad de componentes que contiene, su forma y la distorsión que sufre al pasar por el am­ plificador pueden describirse fácilmente y permiten sacar conclusiones importantes y útiles acerca de los defectos y las cualidades del equipo. Puede demostrarse tanto teórica como experimentalmente que la onda cuadrada es la resultante de una onda senoidal fundamental y de un número infinitamente grande de armónicas que guardan con la primera relaciones de amplitud y de fase perfectamente definidas. Por lo tanto, para que el amplificador reproduzca exactamente la onda cuadrada, debe ser capaz de reproducir exactamente todas sus componentes conservando sus amplitudes y posiciones de fase relativas. Asi, si se aplica una onda cuadrada de 50 c/s a la entrada del am­

( (

( (

MEDICIÓN EN LOS AMPLIFICADORES

plificador, la onda de salida será perfectamente cuadrada cuando el amplificador amplifique en la misma proporción la frecuencia de 50 c/s y todas sus armónicas sin alterar, además, sus posiciones re­ lativas: el amplificador debe estar libre de distorsión de frecuencia y de distorsión de fase. En realidad, parecería que el límite superior de la respuesta del amplificador debiera así extenderse hasta el infinito, pero en la práctica es difícil advertir deformación en la reproducción oscilográfica de la onda de salida cuando son (a) Onda cuadrada correctamente ampli ficadas las armónicas de orden 50, aunque aún puede apreciar­ se la falta de las armónicas comprendidas entre la 50~ y la 100!!o cuando se está habi­ (úJ Falta de respuesta en graves y romm¡ento de fllsé tuado al método. La Fig. 170 muestra en a) la onda cuadrada origi­ nal. En b) se ve el efecto de (c)F-JIta. de n!spuesta en agudos la insuficiente amplificación de la componente furrdamen­ tal juntamente con el de su corrimiento de fase con res­ pecto a las demás. La vista c) muestra el efecto de la (dJ ExceslV/' respuesta en agudOi5. Distorsión atenuación de los agudos. En d) se ilustra el resultado de una exacerbación de los agu­ dos. o de la distorsión de las componentes superiores. A (f) Resonanaa (pICO pro­ su vez, en e) puede apre­ (t)Osalaoon de altB f~. nunciado en la respues· ta) Distorsión. Zumbido ciarse la presencia de una FIG. 170. - Formas típicas de las ondas oscilación extraña, de fre­ cuadradas a la salida del amplificador. cuencia muy alta, que se su­ perpone a la señal original. Finalmente, f) muestra el resultado de alguna resonancia o de un pico en la curva de respuesta, pero la ondulación que aquí se ve puede ser también causada por la distor­ sión de la componente fundamental o por tensiones de zumbido im­ portantes. Para hacer el ensayo con onda cuadrada, excitase el amplificador con un generador de ondas cuadradas y su salida se examina con un oscilógrafo de rayos catódicos. Muchos generadores de audiofrecuen­ cias comerciales' contienen un cuadrador de ondas, lo que en realidad resulta útil. Sin embargo, un cuadrador útil para entrar en los cana­ les de alta impedancia' se improvisa muy fácilmente con el circuito de la Fig. 171, en el que se utilizan dos cristales de germánio tipo 1NM

polarizados por pilas de linterna que pueden ser del tipo miniatura.

El funcionamiento es muy sencillo: Cuando el terminal a se va ha­

ciendo positivo con respecto a b por efectos de la tensión senoidal apli­

cada, el díodo NI? 2 no puede conducir porque su cátodo es positivo;

a su vez el díodo Ne;> 1 no

conduce hasta el momento d '1=IOOooon e

en que el punto e alcanza Cátodos

un potencial suficienteIN34 ) ' .... IN34 Soooon • ." SOy (alambre) mente POSItiVO para comOnda #1 #2 -+----<> pensar el efecto de la poseno,dal + Salida larizac~ón fija disp?esta o--~ en serIe con el crIstal;

una vez comenzada la conb . Pilas."/zV

tipo mtntatura ducción, el potencial del FIG. 171. - Cuadrador de ondas muy sencillo y económico. punto e no varía ya gran cosa :l causa de la caída de tensión que se produce en R. Durante el otro semiciclo de la tensión de entrada, el potencial negativo del punto e queda limitado de idéntico modo por la conducción en el díodo NI? 2. Se comprende que la ten­ sión de salida varía como el potencial del punto e respecto de b, es de­ cir, del mismo modo que muestra la Fig. 172. La forma de onda obtenida ,,.......,, ' ..-,,, no es exactamente cuadrada, pero se l' ,', acercará a la ideal cuanto mayor sea la \ amplitud de la onda senoidal aplicada, ~~ ;---\ porque mayor resultará entonces la in­ ~ " clinación de los flancos de la senoide. \ / . Como tensión de entrada puede usarse la de la red de 50 c/s, interpo­

FIG. 172. - Cómo trabaja el niendo un transformador separador,

cuadrador de ondas. que puede ser un transformador de ali­ mentación chico, con el arrollamiento de más vueltas del lado de la red. Se tendrá así un generador de ondas cuadradas de 50 c/s, al que podrá sacársele mucho provecho cuando se adquiera alguna experiencia en la interpretación de las imágenes osci­ lográficas.

-~PcflFlR-

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265

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

264

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8-8. Mediciones para el "service". - El "service" de los ampli­ ficadores de audiofrecuencias no ofrece en general mayores dificulta­ des cuando se dispone del circuito, las diferentes partes están debida­ mente identificadas y se conocen algunas pocas mediciones de "service" como información adicional. Las mediciones de "service" se reducen generalmente a las de las tensiones y de las resistencias que existen en cada patita de válvula y masa. Terminado el amplificador, conviene confeccionar una tabla con los valores que estas mediciones arrojen en las condiciones normales. Las mediciones pueden variar con la tensión de la red, con la posición

0.\

265

(

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(

( (

AMPLIFICADORES DE AUDIOFRECUENCIAS

de los controles de volumen y de tono, con las características de los ins­ trumentos utilizados y con la excitación. Deberán, pues, especificarse: a) Tensión de la red con que se hacen las mediciones de tensión. b) Re­ sistencia interna de los voltímetros de corriente continua y de corriente alterna utilizados. c) Posición de los controles. Por lo común, en las posiciones de "mínimo". d) Condicíón de excitación. Casi siempre se· harán las mediciones en la condición de excitación nula. Cuandó la unidad pertenezca a una serie, habrá de tenerse present!! que entre uno y otro ejemplar deberán considerarse como normales di­ ferencias de tensión y de resistencia del orden del 15 % (excepto, po­ siblemente, en la etapa de salida y en los inversores de fase), a causa de la tolerancia admitida en los valores de los diferentes componentes. Al medir las resistencias es necesario asegurarse de que los capa­ citores de todas clases se hallen descargados. La presencia de un capa" citor cargado se delata por sí misma, porque la indicación del óhmetro no se estabiliza inmediatamente sino que varía regularmente en uno u otro sentido a causa de que tal capacitor se descarga a través del ins­ trumento. También es dato importante para el "service" el de la ganancia por etapa. En general, la búsqueda de las causas del mal funcionamiento de un amplificador que ya ha funcionado correctamente no es difícil. La mayoría de los defectos aparecerán como alteraciones de los valores de tensión y de resistencia aludidos más arriba. Las válvulas pueden pro­ barse con los instrumentos adecuados (preferentemente los medidores dinámicos de transconductancia). A falta de tales instrumentos, lo mejor será ir reemplazando una por una las válvulas del equipo por otras nuevas o de cuyo buen estado se esté seguro.

tNDlCE ALFABÉTICO

t -(

( ( ( ( (

(

(

1

( ( ( ( ( (

.

Compensación de agudos, 196 A de graves, 192 Acoplamiento con resistencia y capa­ Condiciones típicas de funcionamien­ to de los amplificadores clase A, 61 citancia, 96 de los amplificadores push-pull, Consideraciones sobre el proyecto, 84, 87 111 Controles de tono, 190, 200 Proyecto del, 117 combinados, 198 Acoplamiento con transformador, variables, 194, 200 129 por ralimentación negativa, 200 Acoplamiento de la carga, 20 de volumen, 187 Amplificadores, Clasificación de compensados, 205 los, 3 completos, 240 D 8-10 watts, ambas corrientes, 240 Decibeles, 107 20-25 watts con válvulas 6L6, Diagrama de Nyquist, 168 243 75 watts, con válvulas 807, 247 Distorsión, Análisis gráfico, 11, 12 Cálculo, 13 de alta calidad, 15 watts, 250 en los amplificadores con tetrodos, Amplificadores de tensión, 5, 95 32 Acoplamiento RC, 96 en los amplificadores clase AB Y de varias etapas, Proyecto de B, 81 los, 120 en los amplificadores de tensión, Ganancia de los, 98, 99, 1;)2 123 Ampl.ificadores de potencia, en los amplificadores push-pull, 73 con tetrodos, 30 magnética, 57 con tríodos, 23 Clase A, Circuitos prácticos, 58 Dobladores de tensión, 230 Clase A, Polarización de reja, E 59 Distorsión en los, 6 Ecualizadores, 190 en push-pull, Clase A, 62 para fonocaptores, 208 Clase AB1, 74 Excitadores, 92, 183 Clase AB2 y B2, 79 Clase A y AB, con tetrodos, 82 F Clase B1, 77 Distorsión por 3l!- armónica, 73 Factor de mérito del tubo como am­ Potencia de salida, 69 plificador de tensión, 114 Rendimiento, 72 Filtros de alimentación, 217, 221 Análisis Gráfico, 7 escalonados, 225 Fuentes de alimentación, 213 C de tensión reguladas, 233 de vibrador, 237 Caracteristica dinámica de transfe­ rencia, 8 G Características compuestas en el am­ plificador push-pull, 65, '70 de potencia, 107 Circuito equivalente del acoplamiento Ganancia de tensión, 6, 15, 16, 98, 99, 102 RC,97 Cálculo de la, 104 Círcuitos prácticos del amplificador en decibeles, 1'07 clase A, 58

267

v

268

íNDICE ALFABÉTICO

(

1

(

Inversor de fase, 123, 180, 181

autoequilibrado, 125

básico, 125, 128

catodino o de carga partida, 126

con acoplamiento catódico, 126

Impedancia de carga, Efectos de la

variación de la, 52

( (

( (

M

(

Mediciones en los amplificadores, 254

en los transformadores, 257

Medición de impedancias, 255

de la distorsión, 258

de la ganancia, 261

de la potencia de salida, 258

de ruido y zumbido, 260

Mediciones para el "service", 265

( ( (

(

o

(

Ondas cuadradas, 263

(

p

(

(

Polarización de reja del amplificador cIa·se A, 59

del amplificador clase AB y cla­

se B, 84

Potencia de excitación, 81, 93

disipada en el tubo, 18

Relaciones de, 16

útil de salida, 16

Proyecto de amplificadores con re­

alimentación neg-ativa, 170

clases AB y B, 88

de potencia, con tríodo, 23, 61

con tetrodos, 30, 61

de tensión, 117, 120

del acoplamiento RC, 111, 117

de fuentes de alimentación, 218

de filtros, 221

(

R

(

Realimentación negativa, 89, 145

Circuitos prácticos, 154

Efectos de la variación de fre­

cuencia, 164

en función de la frecuencia, 157

( (

( ( ( (

(

( ( ( (

( ( ( ( (

en los amplificadores de dos o más etapas, 158

Estabilización de la ganancia, 150

Expresión en decibeles, 156

por corriente, 152

Reducción de la distorsión, 149,

162, 170

Reducción del zumbido, 149, 162

Rectificadores de media onda, 229

con tubos de vapor de mercurio,

236

secos, 237

y filtros, 217

Regulación de las fuentes, 84, 91, 228

Rendimiento, 20

del amplificador push-pull, clase

A,73 clase Al, 75

clase B1, 78

Resistores de drenaje, 228

Respuesta del acoplamiento RC, 99

con transformador, 131

del amplificador de potencia, 45

Ruidos en los amplificadores, 138

electrónicos, 138

inducidos, 140

microfónicos, 140

por cátodo, 142

por alimentación de placa y panta­ Ila, 142

SE TERMINÓ

DE IMPRIMIR EN LOS

TALLERES GRÁFICOS CESAR!

CALLE GU.ALECUA y 1289

BUENOS AIRES

REPÚBLICA ARGENTINA

1

s Seguidor anódico, 180

Seguidor catódico, 174­

en "push-puIl", 181

T

Ten·sión de salida del amplificador,

15

Transformador de entrada, 135

de salida, 20, 36, 91

interetapas, 130

Tubo E'quivalente del amplificador

"push-puIl", 65

z Zumbido en los amplificadores (véa­ se Ruido).

1

EN EL M&'l DE

JULIO DE MIL NOVECIENTOS

CINCUENTA Y SEIS