Ekstrakcja informacji z sygnału radiometrycznego

2

BG H

AG

Kazimierz Korbel

BG

AG

H

Ekstrakcja informacji z sygnału radiometrycznego

Wydział Fizyki i Informatyki Stosowanej Akademia Górniczo-Hutnicza Kraków 2006

H AG BG Wydawca: Wydział Fizyki i Informatyki Stosowanej Akademia Górniczo-Hutnicza al. Mickiewicza 30, 30-059 Kraków Druk wykonano z oryginałów dostarczonych przez Autora ISBN 83-921064-6-6 2

Spis treści 1. Wprowadzenie................................................................................................................

5

2. Kondycjonowanie sygnału radiometrycznego................................................................ 2.1. Parametry i charakterystyki – Glosariusz.................................................................... 2.2. Metody i układy kondycjonowania sygnału................................................................ 2.2.1. Wzmacniacze........................................................................................................... 2.2.2. Układy przemiany kształtu impulsów...................................................................... 2.2.3. Układy przywracania poziomu zerowego [BLR]..................................................... 2.2.4. Układy wykrywania i odrzucania spiętrzeń.............................................................

7 7 16 16 34 39 56

BG

AG

H

3. Metody i układy ekstrakcji informacji........................................................................... 65 3.1. Ekstrakcja informacji o intensywności promieniowania jonizującego....................... 65 3.1.1. Przeliczniki impulsów.............................................................................................. 66 3.1.2. Układy pomiaru szybkości zliczeń – integratory impulsów.................................... 76 3.1.2.1. Liniowe integratory analogowe............................................................................. 76 3.1.2.2. Analogowe integratory logarytmiczne.................................................................. 86 3.1.2.3. Integratory cyfrowe.............................................................................................. 96 3.2. Ekstrakcja informacji o energii promieniowania....................................................... 99 3.2.1. Układy dyskryminatorów całkowych..................................................................... 102 3.2.2. Dyskryminatory różnicowe.................................................................................... 111 3.2.3. Wielokanałowe analizatory amplitudy impulsów.................................................. 121 3.3. Ekstrakcja informacji czasowej................................................................................. 133 3.3.1. Ekstrakcja informacji o czasie zdarzenia – metody i układy................................. 134 3.3.1.1. Metoda dyskryminacji na czole impulsu............................................................ 135 3.3.1.2. Metody stałofrakcyjne........................................................................................ 137 3.3.1.3. Metoda konwencjonalnego przejścia przez zero................................................ 145 3.3.1.4. Metoda szybkiego przejścia przez zero.............................................................. 147 3.3.1.5. Metoda dyskryminacji stałofrakcyjnej na tylnej krawędzi impulsu................... 150 3.3.2. Układy ekstrakcji informacji o odległości zdarzeń............................................... 151 3.3.2.1. Techniki chronotronowe..................................................................................... 153 3.3.2.2. Układy z konwersją sygnału czasowego............................................................ 162 3.4. Ekstrakcja informacji przez selekcję czasową........................................................ 181 3.4.1. Układy koincydencyjne.................................................................................... 181 3.4.1.1. Koincydencyjne układy typu „overlap”............................................................ 184 3.4.1.2. Regeneracyjne układy koincydencyjne............................................................. 204 3.4.2. Układy bramkujące.............................................................................................. 210 3.4.2.1. Liniowe bramki monopolarne........................................................................... 211 3.4.2.2. Liniowe bramki bipolarne................................................................................. 217 3.5. Ekstrakcja informacji o rodzaju promieniowania................................................... 228 3.5.1. Układy dyskryminatorów według kształtu.......................................................... 228 3.5.2. Identyfikatory cząstek naładowanych.................................................................. 249 4. Bibliografia................................................................................................................... 257 3

4

BG H

AG

1. Wprowadzenie

H

Mianem sygnału radiometrycznego nazywać będziemy strumień promieniowania jonizującego (jądrowego) opisany zespołem (uwarunkowanych procesem generacji promieniowania) jego inherentnych parametrów deskryptywnych, modyfikowanych efektami oddziaływania (absorpcja, rozpraszanie, konwersja i i.) z medium transmisyjnym. Sygnał radiometryczny jest w tym kontekście nośnikiem szeregu informacji dotyczących źródła promieniowania jak również własności interaktywnego ośrodka. Zadaniem radiometrycznego systemu pomiarowego jest wydobycie (ekstrakcja) z sygnału zawartej w nim pożądanej informacji z możliwie jak najwyższą dokładnością estymacji.

AG

Stochastyczny charakter sygnału radiometrycznego implikuje wykorzystanie w tym procesie statystycznych metod estymacji wyznaczanych wielkości [1],[2]. Metody te stanowią zresztą podstawę współczesnych teorii systemów pomiarowo-informacyjnych [3], spośród których za szczególnie bliską zagadnieniom transportu sygnału radiometrycznego [4] należy uznać statystyczną teorię komunikacji [5].

BG

Skonstruowany w konwencji pojęć tej teorii uogólniony schemat pojedynczego toru pomiarowego systemu radiometrycznego daje się przedstawić w postaci pokazanej na rysunku 1. ŹRÓDŁO SYGNAŁU

MEDIUM

INTERAKCJA

TRANSMISJA

DETEKTOR TRYGER

RECEPTOR DETEKTOR

[T/N ] [K ]

AKCEPT / WZBR

[E]

[ INF ]

KONDYCJONER EKSTRAKTOR ESTYMATOR

Rys. 1. Uogólniony schemat blokowy radiometrycznego toru pomiarowego [Kursywą podano oznaczenia wg terminologii radiometrycznej ]

Wobec niezgodności terminologicznej oznaczeń poszczególnych bloków funkcjonalnych stosowanych w dziedzinie radiometrii oraz w technice transmisji i przetwarzania sygnałów, na powyższym schemacie podano również kilka oznaczeń alternatywnych. Szczególna rozbieżność znaczeniowa dotyczy terminu DETEKTOR, który w sferze definicyjnych określeń statystycznej teorii komunikacji nadano układowi stwierdzającemu istnienie lub brak sygnału (względnie określonych jego cech) na tle towarzyszących zakłóceń szumowych. W dziedzinie fizyki jądrowej tego rodzaju układ zwany jest ogólnie 5

TRYGER’em przybierającym, stosownie do realizowanych funkcji, bardziej uszczegółowione nazwy. I vice versa, ugruntowana w domenie fizyki jądrowej nazwa DETEKTOR (czujnik promieniowania) w alternatywnej terminologii objęta jest terminem o szerszym zakresie znaczeniowym - RECEPTOR (odbiornik sygnału). Termin ten pojęciowo odpowiada bardziej określeniu BLOK ELEKTRONIKI FRONT-END [6], którym to mianem przyjęto zwać tandem konstrukcyjnie związanych jednostek funkcjonalnych: czujnika promieniowania, konwertującego nieelektryczny sygnał radiometryczny w proporcjonalny sygnał elektryczny i preprocesora analogowego, dokonującego wstępnego wzmocnienia i formowania sygnału elektrycznego.

H

Obydwa procesy przetwarzania sygnału obciążone są różnej natury zaburzeniami zarówno wewnętrznymi (szumy, interferencje) jak i zewnętrznymi (zakłócenia indukowane). Wynika stąd konieczność uzdatniania sygnału (tj. odpowiedniego przystosowania do dalszego procesowania) przed przekazaniem go do gałęzi DETEKTORA i EKSTRAKTORA. Operacje takiego uzdatniania noszą nazwę kondycjonowania sygnału, a służące temu celowi układy elektroniczne zwane są ogólnie KONDYCJONERAMI1 [7]. Pojęciem tym obejmowane są w zasadzie również układy preprocessingu sygnału; w obszarze systemów pomiarowych elektroniki jądrowej zostały one jednak wyodrębnione pod ugruntowaną już w praktyce nazwą układów ELEKTRONIKI FRONT-END.

AG

W wyniku konwersji sygnału radiometrycznego (w bloku ELEKTRONIKI FRONT-END) zawarte w nim informacje są przejmowane przez wtórny sygnał elektryczny wyrażając się odpowiednio w jego parametrach deskryptywnych. Tak na przykład w najprostszym przypadku pomiaru radiometrycznego, tj. monitorowania natężenia promieniowania, odnośną informację stanowi średnia częstotliwość impulsów wyjściowych RECEPTORA. Przy braku dodatkowych uwarunkowań metrologicznych funkcja EKSTRAKTORA sprowadza się wówczas praktycznie do detekcji binarnej sygnału elektrycznego, czyniąc zbytecznym stosowanie osobnego bloku funkcjonalnego.

BG

Bardziej rozbudowane układy ekstrakcji informacji wymagane są w dziedzinie pomiarów spektrometrycznych i identyfikacyjnych, a zwłaszcza w systemach wieloparametrowej i wielopoziomowej selekcji zdarzeń. Rodzaj ekstrahowanej z sygnału informacji decyduje zarazem o charakterze niezbędnego kondycjonowania. Z tego powodu zasadniczy wykład dotyczący ściśle problematyki ekstrakcji informacji poprzedzono zwięzłym omówieniem najważniejszych układów kondycjonujących stosowanych w spektrometrycznych systemach pomiarowych. Specyfika pomiarów radiometrycznych, a spektrometrycznych w szczególności, skłania jednak do poszerzenia zakresu znaczeniowego terminu KONDYCJONOWANIE o działania blokujące (wstrzymujące) procesowanie sygnału w określonych przypadkach ekstremalnych.

1

6

Termin ten funkcjonuje od wielu już lat w dziedzinie elektroniki i automatyki przemysłowej, nie upowszechnił się jednak – jak dotąd – w obszarze elektroniki jądrowej.

2. Kondycjonowanie sygnału radiometrycznego Podstawowymi operacjami kondycjonującymi sygnał radiometryczny, wobec jego obciążenia szumowego i relatywnie niskiego poziomu, są operacje wzmacniania i filtracji. W torze spektrometrycznym obie te operacje dokonywane są w układzie wzmacniacza formującego (ang. shaping amplifier). zawierającego obok aktywnych stopni wzmacniających zespół filtrów górno- i dolno-przepustowych. Problematyce filtracji sygnału poświęcono osobną, opracowaną w formie skryptu uczelnianego AGH [8] monografię; do tej pozycji odsyłamy więc zainteresowanego czytelnika.

AG

H

Rodzaj i zakres kondycjonowania w strukturze wzmacniacza spektrometrycznego wynika z ogólnych, nakładanych nań wymagań. Dotyczą one podstawowych własności wzmacniacza opisywanych przez jego charakterystyki i parametry znamionowe. Pożytecznym będzie więc przypomnieć w skrócie najważniejsze.

2.1. Parametry i charakterystyki – Glosariusz

BG

Podstawowym żądaniem stawianym generalnie torom pomiarowym jest wysoka liniowość ich przenoszenia. Za miarę tej własności wzmacniaczy przyjęto parametry określające odpowiednio globalne i lokalne odstępstwo charakterystyki przenoszenia od przebiegu idealnie liniowego. Parametrem globalnym opisującym nieliniowość wzmacniacza jest tzw. współczynnik nieliniowości całkowej εi . W terminach relacji napięciowej z mocy definicji wyraża się on zależnością : def

εi =

∆V o V p MAX

(1)

gdzie ∆Vo.max oznacza maksymalne odchylenie charakterystyki przejściowej od idealizowanego przebiegu liniowego, zaś Vo max maksymalną wartość nominalną odpowiedzi. W praktyce metrologicznej stosowane są trzy sposoby określania odchyłki ∆Vo. Zilustrowano je na rysunku 2. Najbardziej upowszechnił się sposób, w którym ∆Vo stanowi naturalną, maksymalną odległość punktów charakterystyki rzeczywistej i idealnej (∆VoA) leżących na wspólnej rzędnej, przy czym referencyjną charakterystykę idealną reprezentuje prosta (A) przechodząca przez skrajne punkty charakterystyki rzeczywistej. Drugi sposób przyjmuje za odniesienie prostą (B) równoległą do (A), stanowiącą symetralną punktów charakterystyki 7

rzeczywistej (∆VoB). Według tego sposobu wyznaczana jest nieliniowość całkowa urządzeń systemu aparaturowego „STANDARD”. Najrzadziej stosowany, trzeci sposób, za reprezentatywną odchyłkę (∆VoC) przyjmuje odległość między punktem przecięcia stycznej do charakterystyki rzeczywistej w „zerze” (C) z poziomem Vo max, a leżącym na wspólnej rzędnej punktem charakterystyki rzeczywistej. Ze względu na niezgodność wartości εi wyznaczanych różnymi sposobami dane katalogowe odnośnych urządzeń zawierają z reguły informację jakim sposobem w danym przypadku się posłużono. Vo Vo max

∆VoC

C

∆VoB

∆VoA

B

H

A

α

Vi

AG

Vi max

Rys. 2. Sposoby określania nieliniowości całkowej wzmacniacza

BG

Nieliniowość różniczkowa εd stanowi z kolei parametr lokalny, określający odstępstwo nachylenia rzeczywistej charakterystyki przejściowej (dVo/dVi)rzecz od nachylenia charakterystyki idealnej (dVo/dVi)ideal w punkcie aktualnej wartości wymuszenia Vi,m. Określa ona poziom zniekształcenia małych różnic amplitud sygnałów Z mocy definicji wielkość tę opisuje wyrażenie

def

ε d (Vi ) =

⎛ dVo ⎜ ⎜ dV ⎝ i

⎞ ⎛ dV ⎟ − ⎜⎜ o ⎟ ⎠ ideal ⎝ dVi ⎛ dVo ⎞ ⎜ ⎟ ⎜ dV ⎟ ⎝ i ⎠ ideal

⎞ ⎟ ⎟ ⎠ rzecz

=

tgα − tgβ tgα

(2)

gdzie tg α i tg β reprezentują odpowiednio nachylenia charakterystyki idealnej (ściśle liniowej) oraz stycznej do charakterystyki rzeczywistej w punkcie Vi,m., będące - jak to pokazano na rysunku 3 - geometrycznym odwzorowaniem wzmocnienia małosygnałowego. Nieliniowość różniczkowa jest funkcją punktu pracy (poziomu względem którego kształtują się zmiany napięcia wejściowego). Dla jej oceny wymagana jest zatem znajomość funkcji (2) w całym obszarze dynamicznym wzmacniacza. Nie mniej jednak katalogi firmowe zamiast pełnej charakterystyki podają czasem maksymalną wartość nieliniowości różniczkowej. Nieliniowość wzmacniacza jest jednym z czynników powodujących dystorsję widma amplitudowego w systemach spektrometrii amplitudowej W domenie czasu natomiast 8

równie ważnymi parametrami są czas opóźnienia top oraz czas narastania tn wzmacniacza. Wielkości te definiowane są na zasadzie różnych konwencji, podstawę których stanowią dwa rodzaje wymuszeń: skokowego (heaviside’owskiego) i impulsowego (dirakowskiego).

Vo max β

Vo,m charakterystyka rzeczywista

charakterystyka idealna

α

Vi Vi max

H

Vi,m

AG

Rys. 3. Ilustracja definicji nieliniowości różniczkowej

BG

Według ogólnie przyjętej umowy pod pojęciami czasu opóźnienia wzmacniacza jak i czasu narastania wzmacniacza należy rozumieć odpowiednie parametry sygnału wyjściowego wzmacniacza przy pobudzeniu skokowym lub impulsowym. Tak więc zdefiniowany na gruncie wymuszenia skokowego czas opóźnienia wzmacniacza określa współrzędna czasowa punktu czoła odpowiedzi znajdującego się na połowie jego amplitudy t50% , co można zapiać jako t op

def

=

t 50%

(3)

W tej samej konwencji czas narastania wzmacniacza tn definiowany jest na dwa sposoby. Aktualnie powszechnie stosowany jest sposób przypisujący atrybut czasu narastania interwałowi zawartemu między współrzędnymi czasowymi punktów odpowiedzi na poziomie dziesięciu (t10) i dziewięćdziesięciu (t90) procent jej wartości ustalonej. Definicja czasu narastania wzmacniacza według tego kryterium przybiera postać tn

def

=

t 90 − t10

(4)

W praktyce pomiarowej funkcjonuje wywodząca się z powyższej postaci formuła wyznaczona dla przypadku prostego układu inercyjnego pierwszego rzędu o wartości górnej pulsacji granicznej ω3dB, wiążąca w konsekwencji czas narastania z szerokością pasma przenoszenia ∆f. tn =

2.2 0.35 ≡ ω 3 dB ∆f

(5)

9

Na zasadzie zadowalającego przybliżenia stosowana jest ona również do układów pasmowo-przepustowych pod warunkiem dostatecznie dużej odległości ich częstotliwości granicznych. Druga definicja, oparta na założeniu wymuszenia skokowego, w terminologii anglosaskiej określana mianem „slope definition” (obecnie o raczej historycznym znaczeniu) aproksymuje czoło impulsu prostoliniowym odcinkiem stycznej do niego na poziomie połowy amplitudy (tzn. dla t = t50). Opisuje ją wyrażenie t n*

Vo max

def

=

(6)

dVo dt t50

oraz

H1 Ho

AG

t śr =

2 t dysp ≡ σ t2 =

def ∞

∫t

BG gdzie

H

Konwencja przyjmująca za standardowy sygnał wymuszający impuls dirakowski definiuje obie wielkości metodą momentów funkcji odpowiedzi impulsowej h(t) wzmacniacza [9,10]. Metoda ta, korzystająca z formalizmu matematyki statystycznej, pozwala w prosty sposób wyznaczyć charakterystyczne parametry, określające własności dynamiczne dowolnego typu obiektu dynamicznego, zwane potocznie uśrednionymi wskaźnikami dynamicznymi. W ogólnym przypadku są nimi: średni czas przejścia „zaburzenia” tśr i jego dyspersja czasowa tdysp. w obiekcie, określone zależnościami.

Hk =

n

H 2 ⎛ H1 −⎜ H 0 ⎜⎝ H 0

⎞ ⎟ ⎟ ⎠

(7)

2

h(t ) dt

(8)

(9)

0

jest momentem k-tego rzędu funkcji odpowiedzi impulsowej h(t). Oparty na wymuszeniu impulsowym sposób definiowania top i tn wzmacniacza wyraża te wielkości przy pomocy uśrednionych wskaźników dynamicznych, utożsamiając czas opóźnienia ze średnim czasem przejścia impulsu top ≡ tśr

(10)

a czas narastania wiąże z dyspersją czasową impulsu według relacji tn

≡

2π t dysp

(11)

Współczynnik skalujący 2π w zależności (11) wprowadzono w celu uzgodnienia wyników obliczeń otrzymywanych różnymi sposobami [9]. Zauważmy, że obydwie wielkości (top i tn) są oczywistymi funkcjami transmitancji F(s) wzmacniacza, można je zatem jednoznacznie opisać zespołem parametrów biernych transmitancję tę determinujących. Skorzystajmy w tym celu z podstawowej zależności 10

F (s ) ≡ h( s )

def

=

∫ h(t ) e

− st

dt

(12)

Zastępując w niej człon wykładniczy jego rozwinięciem w szereg potęgowy e − st

= 1 − st +

s 2 t 2 s 3t 3 − + ......... 2! 3!

(13)

oraz uwzględniając związek (8) otrzymujemy wyrażenie F (s ) = H 0 − H 1 s + H 2

s2 s3 − H3 + ...... 2! 3!

(14)

a 0 + a1 s + a 2 s 2 + ............. b0 + b1 s + b2 s 2 + .............

AG

F (s) =

H

ukazujące explicite powiązanie parametrów top i tn z transmitancją wzmacniacza. W prostej konsekwencji prowadzi ono do wyznaczenia zależności czasu opóźnienia i czasu narastania od struktury wzmacniacza i wartości jego elementów pasywnych. Takie uzależnienie tkwi inherentnie w obwodowym równaniu opisującym przepustowość operatorową F(s), które w ogólnym przypadku daje się przedstawić jako iloraz dwu wielomianów (15)

Na drodze elementarnych działań algebraicznych łatwo sprowadzić powyższe równanie do postaci o strukturze równania (14). Zadowalające przybliżenie zapewnia ograniczenie szeregu do jego trzech pierwszych składników : ⎡⎛ ⎛ a0 a b ⎞ s a b + ⎢⎜⎜ a 2 − 0 2 + ⎜⎜ a1 − 0 1 ⎟⎟ b0 b0 ⎠ b 0 b0 ⎢⎣⎝ ⎝

BG

F (s) =

⎞ ⎛ a b ⎞ b ⎤ s2 ⎟ − ⎜ a1 − 0 1 ⎟ 1 ⎥ ⎟ ⎜ b0 ⎟⎠ b0 ⎥⎦ b0 ⎠ ⎝

(16)

Porównanie współczynników przy takich samych potęgach zmiennej „s” w obu równaniach (14 i 16) prowadzi wprost do wyznaczenia szukanych zależności momentów charakterystyki impulsowej h(t) od wartości parametrów obwodowych H0 =

a0 b0

(17)

⎛a b a ⎞ H 1 = ⎜⎜ 0 2 1 − 1 ⎟⎟ b0 ⎠ ⎝ b0 ⎡⎛ ab H 2 = 2 ⎢⎜⎜ a 2 − 0 2 b0 ⎢⎣⎝

(18)

⎞ ⎛ ab ⎞ b ⎤ 1 ⎟ − ⎜ a1 − 0 1 ⎟ 1 ⎥ ⎟ ⎜ b0 ⎟⎠ b0 ⎥⎦ b0 ⎠ ⎝

(19)

Na gruncie przyjętej konwencji (6), (7), (10), (11) otrzymujemy ostatecznie 11

t op =

b1 a − 1 b0 a0

(20)

oraz ⎡ ⎧⎛ b ⎪ t n = ⎢2π ⎨⎜⎜ 1 ⎢ ⎪⎝ b0 ⎣ ⎩

1

2

⎞ ⎛a ⎟ − ⎜ 1 ⎟ ⎜a ⎠ ⎝ 0

2

⎞ ⎛a ⎟ + 2⎜ 2 ⎟ ⎜a ⎠ ⎝ 0

2 b2 ⎞⎫⎪⎤⎥ ⎟ − ⎬ b0 ⎟⎠⎪⎥ ⎭⎦

(21)

Praktyczna przydatność tych prostych relatywnie formuł jest jednak ograniczona do układów dolnoprzepustowych charakteryzujących się monotoniczną charakterystyką skokową. Współczynniki a0 i b0 transmitancji tej klasy układów (wzmacniaczy) są równe jedności, wobec czego równania od (15) do (21) ulegają znacznym uproszczeniom. W szczególności t op = b1 − a1

(22)

{ [

]}

1 2

H

t n = 2 π b12 − a12 + 2 (a 2 − b2 )

(23)

Vo

AG

Rysunek 4 ilustruje podane wyżej definicje na przykładzie odpowiedzi kaskady czterech identycznych obwodów całkujących. Vo

1.0 0.9

top

top

∼0.63

BG

0.5

0.1

t*n

tn (10-90)

tn t

a)

t

b)

Rys. 4. Ilustracja różnych sposobów definiowania czasu opóźnienia i czasu narastania wzmacniacza metodą wymuszenia skokowego (a) i impulsowego (b)

Zarówno czas opóźnienia jak i czas narastania należą do kategorii parametrów małosygnałowych wzmacniacza. Zalicza się do nich również, bardzo użyteczny w praktyce pomiarów spektrometrycznych, czas osiągnięcia wartości szczytowej impulsu wyjściowego formowanego w układzie filtru pasmowo-przepustowego wzmacniacza (ang. peaking time). Jak nietrudno wykazać [8], w ogólnym przypadku filtru typu (CR)-(RC)n (z jednym obwodem różniczkującym i n obwodami całkującymi) o identycznych stałych czasowych τi=τd=τ, współrzędna czasowa szczytu impulsu tmax pozostaje w prostej relacji do stałej czasowej filtru 12

= nτ

t max

(24)

Na kanwie przeglądu definicji podstawowych parametrów czasowych wzmacniacza wspomnieć wypada o jeszcze jednej - stanowiącej katalogowy parametr znamionowy scalonych wzmacniaczy operacyjnych - wielkości charakteryzującej szybkość reakcji wzmacniacza. Jest nią mianowicie szybkość narastania odpowiedzi SR (ang. slew-rate) zdefiniowana relacją SR

def

=

⎛ dVo ⎞ ⎜⎜ dt ⎟⎟ ⎠ max ⎝

(25)

W obszarze małosygnałowym wartość jej wyznaczają wartości elementów biernych układu oraz poziom wymuszenia, natomiast w warunkach pracy wielkosygnałowej jest ona podyktowana wydajnością prądową (prądem nasycenia Inas) dominującego elementu aktywnego (najczęściej stopnia wyjściowego struktury scalonej) i obciążającej go pojemności układowej Co zgodnie z zależnością ⎛ dV = ⎜⎜ o ⎝ dt

I ⎞ ⎟⎟ = nas Co ⎠ max

H

SR

(26)

AG

Parametr ten podawany jest w katalogach dla zadanych umownie warunków granicznych; przy wzmocnieniu jednostkowym (tj. w reżymie wtórnikowym) i poziomie wymuszenia równym maksymalnemu napięciu wyjściowemu (output voltage swing).

BG

Do zespołu ograniczeń wnoszonych przez inherentne własności wzmacniacza, powodujących różnego rodzaju dystorsje przenoszonego sygnału i pociągające w konsekwencji konieczność wprowadzenia odpowiedniego kondycjonowania, zaliczają się nadto - żeby wymienić tylko najważniejsze - przeciążalność amplitudowa (overloading), efekt spiętrzania impulsów (pile-up effect) oraz przesunięcie linii zerowej (base-line shift). Mianem przeciążalności amplitudowej określane są efekty przesterowania wzmacniacza sygnałem (impulsem) o amplitudzie przekraczającej znacznie zakres przenoszenia liniowego. Pierwotnym skutkiem przeciążenia amplitudowego jest głęboka dystorsja wywołującego go impulsu. Z przekroczeniem poziomu nasycenia wiąże się w pierwszym rzędzie ograniczenie poziomu odpowiedzi, po wtóre zaś poszerzenie impulsu uwarunkowane procesami akumulacji i wyciągania nadmiarowych nośników ładunku z bazy tranzystora. Nadto wobec pojemnościowego sprzężenia stopnia wzmacniającego ze źródłem wymuszenia oraz silnej zależności jego impedancji wejściowej od poziomu sygnału pojawia się bardzo głęboki i rozległy przerzut ujemny (undershoot) wprowadzający ten stopień w stan odcięcia. Powoduje to skutek wtórny, jakim jest przejściowa blokada (paraliż) toru transmisyjnego dla następnych w kolejności nie przeciążających impulsów ciągu. Wydłuża go dodatkowo ewentualny przerzut dodatni (overshoot) formowany w przypadku podwójnego różniczkowania sygnału. Te szkodliwe efekty ilustruje poglądowo rysunek 5, na którym obok odpowiedzi na impuls przeciążający (1) uwidoczniono również przebieg odpowiedzi na impuls mieszczący się w zakresie przenoszenia liniowego (2). Symbolem Trec oznaczono interwał niedrożności toru dla kolejnych (nieprzeciążających) impulsów. Po jego upływie układ wraca do normalnego stanu aktywnego, co dało asumpt do nazwania go czasem powrotu (ang. recovery time). 13

Jako parametr znamionowy wzmacniacza, czas powrotu określany jest dla założonej krotności przeciążenia; zwykle 100-krotnego, względnie rzadziej 500-krotnego. (1) (2)

Trec

Rys. 5. Diagramy odpowiedzi na impuls przeciążający (1) i nieprzeciążający (2)

BG

AG

H

Ze stochastycznego charakteru ciągu impulsów formowanych na wyjściu detektora wynika, że mogą się one losowo zbliżać na odległość, przy której zachodzić będzie ich wzajemne nakładanie (przekrywanie). Zjawisko takie nosi nazwę efektu spiętrzania impulsów. W zależności od średniej częstości impulsów ciągu i ich rozciągłości czasowej spiętrzenia obejmować mogą bądź tylko pary bezpośrednio sąsiednich impulsów bądź też ich liczniejsze „paczki”. W spektrometrycznym torze pomiarowym, stosownie do „procesowania” sygnału, spiętrzenia przybierają różną formę; zawsze jednak prowadzą do poszerzenia linii spektralnej czyli pogorszenia zdolności rozdzielczej systemu. Nieco odmienny jest również mechanizm degradacji rozdzielczości energetycznej w dwu podstawowych blokach wzmacniających: przedwzmacniaczu i sprzężonym z nim pojemnościowo wzmacniaczu głównym. Wynika on z charakteru nakładania się impulsów. W przedwzmacniaczu zachodzi ono na opadającej krawędzi impulsu podstawowego („na ogonie”), natomiast we wzmacniaczu głównym – w przeważającej mierze na jego ujemnym przerzucie. Obydwa przypadki ilustruje rysunek 6.

(a)

(b)

Rys. 6. Ilustracja spiętrzeń: (a) - „na ogonie”, (b) – na przerzucie

W pierwszym przypadku wysokość kolejnego impulsu nachodzącego na impuls poprzedzający (mierzona względem stałego potencjału „masy”) - wzrasta, w drugim natomiast maleje. Wielkość dewiacji amplitudy zależy w sposób oczywisty od głębokości pokrywania się impulsów, ta zaś ma charakter zupełnie przypadkowy. Stąd też wynika określony rozkład dystorsji amplitud podlegającego pomiarowi ciągu impulsów. Bezpośrednim skutkiem spiętrzenia impulsów monopolarnych w przedwzmacniaczu jest losowe ich przemieszczanie w obszary charakterystyki przejściowej o różnej nieliniowości różniczkowej. Sprawia to, że przy różnych częstościach impulsów doznają 14

one różnej dystorsji amplitudy powodując w ostatecznym efekcie odpowiednie zróżnicowanie poszerzenia linii widmowej spektrogramu. Zauważmy, że sygnał VS(t), stanowiący nieskończony ciąg identycznych impulsów Vimp(t) o losowych wzajemnych odległościach t i V S (t ) =

∑ V (t − t ) imp

(27)

i

i

można przedstawić jako superpozycję składowej stałej oraz fluktuacyjnej składowej zmiennej o dyspersji σ. Wielkości te opisane są odpowiednio przez I i II twierdzenie Campbella-Francisa [11],[6]. W przypadku typowego impulsu Vimp(t) =Vmax exp (-t/τ) przyjmują one postać < VS >

= Vmax τ < f >

(28)

oraz τ< f > 2

H

= V max

(29)

AG

σ

BG

Ukazują one w sposób jawny zależność obu tych wielkości od średniej częstotliwości repetycji , silniejszą - jak widać - w odniesieniu do średniego poziomu. Opisaną równaniem (28) wartość średnią sygnału można traktować jako obciążony fluktuacjami (29) bieżący poziom bazowy (ang. base-line). Jego przebiegi ilustruje rysunek 7 przedstawiający na tle charakterystyki przenoszenia stopnia wzmacniającego dwa diagramy spiętrzonych ciągów identycznych impulsów o różnych wartościach średniej częstości repetycji. Bieżąca wartość średniego poziomu oraz jego dyspersja σ wyznaczają (z różną wagą) „strefę roboczą” charakterystyki przejściowej, a w konsekwencji wielkość związanych z nią zniekształceń nieliniowych. Tak na przykład górny przebieg z rysunku 7 zdominowany jest wpływem średniego poziomu, wkraczającego w tym krańcowym przypadku w obszar nasycenia charakterystyki Vi - Vo.

Vo

< Vo >

< Vo >

Vi

f1

f2

f1 >> f2 t

Rys. 7. Efekty spiętrzenia ciągów identycznych impulsów o różnych średnich częstotliwościach repetycji

15

Wzmacniacz główny sprzężony jest z przedwzmacniaczem za pośrednictwem obwodu różniczkującego skracającego impuls wejściowy do wartości, przy której prawdopodobieństwo spiętrzania na ogonie zostaje drastycznie zredukowane. Dominującym jest wówczas efekt alternatywny - nachodzenie kolejnych impulsów na ujemny przerzut impulsów poprzedzających. Jego bezpośrednim skutkiem jest depresja poziomu bazowego impulsów. Oznacza to, że pomiar amplitudy impulsów dokonywany względem ustalonego poziomu referencyjnego (w większości analizatorów amplitudy niemal z reguły względem potencjału masy) obarczony jest błędem wynikającym z fluktuacji linii bazowej. W dalszej konsekwencji efekt ten powoduje określone rozmycie (dyspersję) linii spektralnej. Można ją obliczyć korzystając, podobnie jak poprzednio, z II prawa Campbella-Francisa. Dla uproszczenia obliczeń przyjmiemy za Fairsteinem [13] uproszczoną postać wyodrębnionego przebiegu przerzutu V − (t )

V (t ) = V

− max

e

−

t τ

t

= V

+ max

⎛ τd ⎞ − τ ⎜⎜ τ ⎟⎟ e ⎝ ⎠

(30)

H

−

AG

gdzie τd jest stałą czasową obwodu różniczkującego, τ - stałą czasową zaniku impulsu + pierwotnego, a Vmax - amplitudą lobu dodatniego. Wyznaczona w ten sposób zależność 1

σ

=

τ ⎛ < f >τ ⎞2 ⎟ ⎜ τd ⎝ 2 ⎠

(31)

BG

funkcjonuje z dokładnością ok. 5% przy założeniu, że stała czasowa obwodu różniczkującego τd jest co najmniej dziesięciokrotnie niższa od stałej czasowej τ.

2.2. Metody i układy kondycjonowania sygnału 2.2.1.

Wzmacniacze

Ze względu na bardzo niski poziom sygnału generowanego w detektorach promieniowania jonizującego, podstawową operacją w procesie jego kondycjonowania jest wzmacnianie. Służące temu celowi układy kojarzone są w spektrometrycznym torze pomiarowym w kaskady zespołu sekcji wzmacniających i formujących zmontowane w dwu konstrukcyjnie rozdzielonych blokach funkcjonalnych: przedwzmacniaczu i wzmacniaczu głównym. Ich uzupełnieniem (w systemach wysokiej rozdzielczości) jest autonomiczny wzmacniacz o regulowanej strefie aktywnej umożliwiający wybiorczy pomiar części pełnego widma promieniowania, zwany potocznie wzmacniaczem okienkowym lub ekspanderem. 16

Problematyka przedwzmacniaczy została dostatecznie szeroko naświetlona w bliźniaczej monografii dotyczącej układów elektroniki Front-End [6]; w niniejszej ograniczymy się zatem tylko do zagadnień związanych z własnościami i realizacją wzmacniaczy głównych oraz okienkowych. Podstawowe wymagania stawiane tego rodzaju wzmacniaczom wynikają ze stawianych im zadań, stosownie do ich wykorzystania w spektrometrii amplitudowej, czasowej bądź w układach selekcji impulsów według kształtu. Niezależnie od przeznaczenia każdy wzmacniacz powinien charakteryzować się niskim poziomem szumów własnych oraz indukowanych zakłóceń wewnętrznych, dużą odpornością na indukowane zakłócenia zewnętrzne, oraz wysoką stabilnością termiczną i długoterminową. Tego rodzaju własności są wspólne dla wszelkiego rodzaju wzmacniaczy pomiarowych, toteż stosowane tam środki techniczne dla ich uzyskania znajdują również zastosowanie we wzmacniaczach spektrometrycznych.

BG

AG

H

W obszarze spektrometrii amplitudowej żąda się nadto bardzo dobrej liniowości przenoszenia wzmacniacza oraz odporności na przeciążenia amplitudowe i efekt spiętrzania impulsów. Spektrometria czasowa nakłada z kolei wymagania na pasmo przenoszenia wzmacniacza warunkujące osiągnięcie wysokiej rozdzielczości czasowej. W systemach selekcji impulsów według kształtu niezbędne jest wreszcie zachowanie nieskażonej formy impulsu pierwotnego (pełnego impulsu prądowego względnie czoła impulsu napięciowego). Inherentna nieliniowość charakterystyki przenoszenia prostej sekcji wzmacniającej podyktowana jest wyłącznie nieliniowością jej elementów układowych, w szczególności zaś elementów aktywnych. Można ją wydatnie zredukować bądź to ingerując w mechanizm zniekształceń nieliniowych w konkretnych elementach układowych bądź o wiele skuteczniej - przez objęcie układu pętlą (pętlami) ujemnego sprzężenia zwrotnego. Pierwszy sposób znalazł praktyczny wyraz w odniesieniu do nieliniowości powodowanej zależnością transkonduktancji gm tranzystora od (zależnego od poziomu sygnału wejściowego) prądu kolektorowego IK.. Naturalnym niejako w tym aspekcie środkiem zaradczym jest stabilizacja prądu kolektora zrealizowana w dwóch wersjach: jako stopień z obciążeniem wysoką impedancją dynamiczną (tzw. układ bootstrap) względnie źródłem prądowym [12]. Na rysunku 8 (a i b) zamieszczono - dla przypomnienia - obydwie te konfiguracje. W obu konfiguracjach zastosowano kaskadę OE-OC zrealizowaną odpowiednio na tranzystorach T1 i T2. W układzie pierwszym dodatnie sprzężenie zwrotne z wyjścia wtórnika T2 via CF do węzła „Y” gałęzi rezystorowej RK1 i RK2 obwodu obciążenia T1 powtarza w tym węźle przebieg napięciowy pojawiający się w węźle „X” zapobiegając zmianom prądu kolektora tranzystora T1. Nietrudno wykazać [6], że efektywne obciążenie tego tranzystora stanowi impedancja dynamiczna określona formułą Z DYN ≅ R DYN ≅

RK1 1− KV 2

(32)

gdzie KV2 oznacza wzmocnienie napięciowe wtórnika wyjściowego (T2). Zważywszy, że wzmocnienie napięciowe wtórnika jest bardzo bliskie jedności uzyskuje się odpowiednio silne zwielokrotnienie oporności obciążenia przeciwdziałające zmianom prądu w tym obwodzie podczas trwania impulsu. 17

RK2

V+zas

CF

Rb1

Y

T3

CB

RK1

V+zas

RK

Rb2

X

T2

T2 Vi

T1

RE

Vo

V

RE

T1

b)

a) Rys. 8.

Vo

Schematy stopni wzmacniających o podwyższonej liniowości a) Układ typu „bootstrap” b) Układ z obciążeniem źródłem prądowym

AG

H

Zastąpienie w obwodzie kolektora stopnia OE rzeczywistej rezystancji obciążenia źródłem prądowym w oczywisty sposób czyni zadość wymaganiu stałości prądu kolektorowego T1. Tę własność wykorzystano właśnie w alternatywnej wersji stopnia wzmacniającego przedstawionej na rysunku 8b), w którym funkcję źródła prądowego pełni komplementarny tranzystor T3. W układach wielostopniowych poprawę liniowości sekcji wzmacniającej uzyskuje się dzięki stosowanemu w niej w reguły ujemnemu sprzężeniu zwrotnemu. Dla ilościowego określenia stopnia polepszenia liniowości sekcji wzmacniającej skorzystamy z ogólnej definicji nieliniowości względnej ε (wiążącej odpowiedzi na wymuszenie Vi według charakterystyki rzeczywistej Vo.rzecz i charakterystyki idealnej Vo.ideal )

BG

def ⎛ ∆V ε (Vi ) = ⎜⎜ o ⎝ Vo

⎛V − Vo ideal ⎞ ⎟ = ⎜ o rzecz ⎟ ⎜ Vo rzecz ⎠Vi ⎝

⎞ ⎟ ⎟ ⎠Vi

(33)

rozumianej jako parametr „lokalny”, będący funkcją napięcia wejściowego Vi. Zauważmy, że na gruncie tej definicji wprowadzono podany uprzednio parametr „globalny” εi. Uwzględniając w równaniu (33) oczywiste zależności def

K ideal =

Vo ideal Vi

,

def

K rzecz =

Vo rzecz Vi

(34)

jak również Vo rzecz = Vo ideal + ∆Vo

(35)

w wyniku prostych przekształceń otrzymamy formułę ukazującą zależność rzeczywistego współczynnika wzmocnienia Krzecz od napięcia wejściowego Vi. K rzecz (Vi ) =

18

K ideal ≅ K [1 + ε(Vi )] [1 − ε(Vi )] ε<< 1 ideal

(36)

W rezultacie wprowadzenia do układu wzmacniacza obwodu ujemnego sprzężenia zwrotnego o transmitancji β efektywne jego wzmocnienie ulega redukcji do poziomu K F rzecz =

K rzecz 1+ β K rzecz

(37)

Kojarząc zatem wyrażenia (36) i (37) dochodzimy do związku o strukturze formuły (36) K F rzecz (Vi ) =

⎫ K ideal ⎧ ε (Vi ) ⎨1 + ⎬ 1 + β K ideal [1 + ε (Vi )]⎭ 1 + β K ideal ⎩

(38)

AG

H

Drugi składnik sumy w dużym nawiasie powyższej zależności reprezentuje ekwiwalentny współczynnik nieliniowości εeff . Jak łatwo zauważyć, skutek działania ujemnego sprzężenia zwrotnego manifestuje się ponad [1+βKideal] - krotnym zmniejszeniem „naturalnej” nieliniowości ε wzmacniacza. Podlegają mu oczywiście również nieliniowość całkowa εi i różniczkowa εd. Minimalizacja nieliniowości tą metodą jest szczególnie efektywna w przypadku użycia jako sekcji wzmacniających wzmacniaczy operacyjnych o bardzo wysokim wzmocnieniu i szerokim paśmie przenoszenia, stosowanych w większości współczesnych impulsowych wzmacniaczy spektrometrycznych. Wzmacniacze te niemal z reguły wykonywane są w konfiguracji z wejściem symetrycznym (differential input) i asymetrycznym wyjściem (single ended output).

BG

Okazują się one wielce korzystne ze względu na dużą odporność na przeciążenie amplitudowe. W technice tranzystorowej zapewnia ją wejściowy stopień różnicowy o sprzężeniu emiterowym na dużej rezystancji obciążenia (tzw. Long Tailed Pair - LTP); najczęściej z obciążeniem źródłem prądowym. W technice lampowej odpowiada mu podobny strukturalnie stopień o sprzężeniu katodowym. Warto przypomnieć, że taki właśnie układ został praktycznie wykorzystany w konstrukcji nieprzeciążalnych wzmacniaczy spektrometrycznych już przed 50-laty [13], a dopiero kilkanaście lat później pojawiły się jego implementacje półprzewodnikowe. Na rysunku 9 przedstawiono schemat ideowy opracowanej w tych latach tranzystorowej wersji sekcji wzmacniającej według projektu B.Collinge’a [14]. Jest to dwustopniowy układ z czysto rezystywnym obwodem ujemnego sprzężenia zwrotnego. W stopniu wejściowym zawiera on dwójkę symetryczną o sprzężeniu emiterowym (LTP) na selekcjonowanych tranzystorach typu 2N911 zmontowanych fabrycznie we wspólnej obudowie, oznaczonej symbolem SP8303. W drugim stopniu pracującym w układzie WE zastosowano komplementarny tranzystor 2N726. Sam układ wykazuje odporność na 100-krotne przeciążenie amplitudowe. Struktura jego stopnia wyjściowego zapobiega nadto przeciążeniom kolejnych sekcji wzmacniacza, ograniczając poziom jego odpowiedzi wskutek blokowania stopnia WE - dla impulsów dodatnich, oraz obcinającym działaniem, kotwiczonej na potencjale masy, diody SX11 − dla impulsów ujemnych. Sekcje wzmacniające współczesnych wzmacniaczy spektrometrycznych stanowią w istocie rozwinięcie powyższej konfiguracji. Przykładowymi rozwiązaniami w kategorii układów na elementach dyskretnych są sekcje wzmacniające popularnych wzmacniaczy: Mod. WL-41 (produkcji krajowej) [15] oraz Mod. TC-220 BLR (f-my TENNELEC) [16]. 19

Pierwszy z wymienionych, wzorowany jest na układzie wzmacniacza ORTEC - Model 716 [17]. Schemat ideowy jego sekcji wejściowej ukazuje rysunek 10.

3k

SX68 15k

20µ 0.1µ

+25V

0.1µ 2N726 5÷25

15k SP 8303

0.1µ

WY

2k1

WE

SX11

22k

10k 22k

270

H

100µ

47

20µ 0.1µ

AG

-25V

Rys. 9.

Stopień „nieprzeciążalny” wg. Collinge’a [14]

BG

RF 2k

2k2

-24V 2N2907A T4

22

2x BZYP11 C5V6 D1,2 D3 -24V BAYP95 2N2907 2N2907 T2 24k T1

301

1k

+24V

T3 BFYP19

WY 5k6

698 698

301

47n 20µ

3k6

100

WE

100

2k

11k

100 +24V 47n 20µ

Rys. 10. Sekcja wejściowa wzmacniacza WL-41

20

W pierwszym stopniu zastosowano tu konwencjonalny układ LTP z rezystorową gałęzią emiterową, wykorzystując do sterowania drugiego stopnia sygnały z obu wyjść pary różnicowej. W konfiguracji tej tranzystor wyjściowy T4 sterowany jest równocześnie w obwodzie bazy (sygnałem z T2) jak i emitera (sygnałem z T1 via wtórnik T3).

H

Dla sygnału odbieranego z obwodu kolektora T1 pracuje on zatem w układzie WB, natomiast dla sygnału odbieranego z obwodu kolektora T2 - w układzie WE. Wypadkowe wzmocnienie sekcji jest więc równe sumie wzmocnień obu gałęzi sygnałowych: (T1÷T3÷T4) oraz (T2÷D1,2÷T4). Różnicowy stopień wejściowy zapewnia dużą odporność sekcji na przeciążenie amplitudowe. Jest ono nadto wspomagane działaniem diod D1,2 i D3, zabezpieczających tranzystory T3 i T4 przed wejściem w stan nasycenia. Dane znamionowe wzmacniacza WL-41 określają jego nieprzeciążalność amplitudową podając wartość czasu powrotu TREC po 30-krotnym przeciążeniu. Jest ona równa 2,5 krotnej szerokości maksymalnego, nieprzeciążającego impulsu wyjściowego na poziomie 2% jego amplitudy (t2%). Sekcja objęta jest stałoprądowym, ujemnym sprzężeniem zwrotnym stabilizującym pracę sekcji i determinującej wartość jej wzmocnienia. W obu gałęziach wejściowych tej sekcji zastosowano ograniczniki diodowe zabezpieczające układ przed skutkami ewentualnego przekroczenia poziomu dopuszczalnego napięcia wejściowego.

93.1 2k

AG

Rysunek 11 przedstawia z kolei pełny schemat ideowy wejściowej sekcji wzmacniającej impulsowego wzmacniacza liniowego TC-220 BLR [16]. Podobnie jak poprzednie, zawiera ona na wejściu stopień różnicowy (T1,T2 ) o sprzężeniu emiterowym, jednak w tym przypadku zamiast rzeczywistego rezystora we wspólnym obwodzie 93.1

1N415

10n

T3 T4

2N3905

47

47

2k7

BG

2N3905

51 200

1N4154

WE

47µ

1N4154

1N4154

1N4154

470

56

47

1k87

2N3905

7.5 909

22

4.7

47

2N3905

1k

47 T8 1N 4154

10

1k 1N27 2N3903 T5

909 7.5

D1 D2

1k

47µ

2N3905

WY

4k3

18

T7 15µ

15 4.7

1N4154

WE

D7

47

T9

22 47.5

47

1N270

470

2N3905 47

15µ 4k3 T1 Co

47 10n

47

T1 T2

2k

2k

18 2N3903

2N3905

D3÷D6

20 „ZERO”

51

+14V 15µ

2N3903

51

51

99.1 T6

10n

-14V

1k

Σ RS CS

Rys. 11. Sekcja wejściowa wzmacniacza TENNELEC Mod. TC 220 BLR-20

21

H

emiterów zastosowano źródło prądowe (T3,T4). Jego wysoka impedancja dynamiczna podnosi w efekcie odporność przeciążeniową stopnia LTP. Kolejne stopnie sekcji warunkują osiągnięcie wymaganego wzmocnienia (w otwartej pętli), szerokiego pasma przenoszenia, minimalnych zniekształceń nieliniowych oraz niskiej impedancji wyjściowej. Zrealizowano je w kaskadzie subukładów: stopień WB (T5) (tworzący n.b. wespół z poprzedzającym go tranzystorem dwójki LTP układ kaskodowy) obciążony źródłem prądowym (T6) oraz niekonwencjonalna kaskada komplementarnych wtórników wyjściowych (T7), (T10). Należy podkreślić, że istotną funkcję w kaskadzie wtórnikowej pełni diodowo-pojemnościowa (D7÷Co) gałąź łącząca emitery końcowej pary. Poprawia ona własności układu przy przenoszeniu słabych sygnałów zachowując jego odporność na przeciążenie częstotliwościowe [16]. Cała sekcja objęta jest stałoprądową pętlą ujemnego sprzężenia zwrotnego. Ważną rolę w układzie pełni zapięta w punkcie masy pozornej (oznaczonym na schemacie symbolem Σ) gałąź dwu przeciwstawnie połączonych diod D1 i D2. Zapobiegają one wzrostowi impedancji wejściowej sekcji w przypadku silnego przeciążenia amplitudowego blokującego działanie obwodu sprzężenia zwrotnego, skracając w rezultacie czas powrotu TREC sekcji ze stanu przeciążenia. W analogicznej, choć nieco uproszczonej konfiguracji wykonano pozostałe sekcje wzmacniające, wykorzystywane zresztą również w strukturach filtrów aktywnych tego wzmacniacza.

BG

AG

Najnowsze realizacje impulsowych wzmacniaczy spektrometrycznych coraz częściej sięgają do techniki układów scalonych. Stosują one bądź to układy scalone ogólnego przeznaczenia [18] bądź też wykonywane specjalnie dla potrzeb pomiarów spektrometrycznych monolityczne lub hybrydowe układy scalone (np. [19]), zaliczane do kategorii mikroukładów „ASIC” – (Application Specified Integrated Circuits). Rysunek 12 przedstawia przykładowy schemat aplikacyjny wykorzystania scalonego wzmacniacza operacyjnego µA715 w charakterze sekcji wzmacniającej wzmacniacza liniowego systemu CAMAC typu 1101. Jak łatwo zauważyć, również w tym przypadku dla poprawy własności przeciążeniowych sekcji zastosowano diodę bocznikująca wejście odwracające wzmacniacza. +12V 10

BAYP95A

5k

10µ

3

33k2 68

1k

WE

3 1WY 9 µA715 4 7 10

910

110

86 5

WY

10 10µ

75 -12V

Rys. 12. Sekcja wzmacniacza „CAMAC” 1101

22

Wzmacniacz 1101 zawiera dwie tego rodzaju sekcje wzmacniające o wzmocnieniach napięciowych KV2=16 i KV4=18, uzupełnione trzema stopniami tranzystorowymi: wejściowym, separującym i wyjściowym o wzmocnieniach wynoszących odpowiednio KV1=2, KV3=1 oraz KV5=7. Jego własności przeciążeniowe determinują krotność przeciążenia dla czasu powrotu TREC (wyznaczanego według kryterium 2,5 t2%) na poziomie 200 dla impulsów monopolarnych oraz 1000 dla impulsów bipolarnych. Techniczne warunki stabilności pracy sekcji objętych pętlą ujemnego sprzężenia zwrotnego narzucają ograniczenie ich wzmocnienia (na ogół poniżej 25 dB). Dla uzyskania pożądanego wzmocnienia wzmacniacza niezbędne jest zatem użycie kilku sekcji wzmacniających. W ich kaskadę w strukturze wzmacniacza spektrometrycznego włączone są nadto układy filtrów determinujących pasmo jego przenoszenia. Dla przykładu na rysunku 13 przedstawiono schematycznie wzajemne usytuowanie sekcji wzmacniających i filtrów w strukturze wzmacniacza typu 1101. 1-2-4-8

1-2-4-8 T

x16

x1

P

x18

FA

x7

AG

PZC

T

H

x2

x 0.75

Rys. 13. Schemat blokowy struktury wzmacniacza CAMAC 1101

BG

Z punktu widzenia kształtowania pasma przenoszenia lokalizacja jak i kolejność filtrów może być zupełnie dowolna. Umiejscowienie górno-przepustowego filtru skracającego (PZC) na wejściu wzmacniacza tuż za jego stopniem buforowym zmniejsza wydatnie prawdopodobieństwo spiętrzania impulsów (pile-up effect) w kolejnych sekcjach wzmacniających. W tym również celu filtr dolnoprzepustowy FA (w danym przypadku zrealizowany w formie filtru aktywnego Sallena Key’a [20]) przesunięto jak najbliżej wyjścia. Poprzedzająca go partia sekcji wzmacniających zwana jest potocznie „szybką” podczas gdy część zawierająca sam całkujący filtr aktywny (integrator) oraz kolejne subukłady (obwód drugiego różniczkowania i wzmacniacz wyjściowy) określane są mianem części „wolnej”. W większości nowszych konstrukcji wzmacniaczy spektrometrycznych w skład sekcji „wolnych” wchodzi również układ przywracania linii zerowej BLR – (ang. base-line restorer). Impuls uzyskiwany na wyjściu sekcji „szybkich” wykorzystywany jest często w stowarzyszonych pomiarach czasowych. Zadaniem sekcji wejściowej i wyjściowej jest dopasowanie wzmacniacza odpowiednio do źródła sygnału (przedwzmacniacza) oraz odbiornika sygnału wzmocnionego (układu ekstrakcji informacji). Regulacja wzmocnienia wzmacniacza dokonywana jest skokowo przy pomocy kalibrowanych tłumików „T” oraz płynnie potencjometrem „P”. Taki sam sposób regulacji wzmocnienia zastosowano we wzmacniaczu typu WL-41. Alternatywą dla tej metody jest przełączanie rezystancji w obwodzie ujemnego sprzężenia zwrotnego [16,17,19 ]. Globalnym parametrem opisującym jakość systemu spektrometrycznego jest jego zdolność rozdzielcza. W obszarze spektrometrii amplitudowej określa ją jednoznacznie stosunek amplitudy impulsu wyjściowego do wartości średniej kwadratowej napięcia

23

szumów wyjściowych zwany potocznie stosunkiem sygnału do szumu SNR (ang. Signalto-Noise Ratio), natomiast w dziedzinie spektrometrii czasowej - stosunek nachylenia czoła impulsu wyjściowego do średniej kwadratowej wartości napięcia szumów wyjściowych, zwany krótko stosunkiem nachylenia do szumu SLNR (ang. Slope-to-Noise Ratio). Formalnie na wielkość tę możemy wpływać zarówno poprzez minimalizację szumów jak też przez zwiększanie stromości czoła impulsu. Dominujące znaczenie ma jednak stromość czoła. Dla spełnienia tego podstawowego wymagania wzmacniacz główny winien odznaczać się dużą szybkością reakcji, a jego własny czas narastania tn winien być znacząco krótszy od czasu narastania impulsu wejściowego. Stosownie do takich wymagań opracowano nową klasę wzmacniaczy dedykowanych specjalnie do pomiarów czasowych, określanych w terminologii anglosaskiej nazwami timing amplifiers względnie timing filter amplifiers [21].

top D = LDCD

+VD

Z0D

CD

top G = LG CG Z 0G =

LG CG

CD

LD/2

LD

BG

L Z0D = D CD

AG

H

Ogólny podział szybkich wzmacniaczy impulsowych klasyfikuje je według techniki kojarzenia stopni wzmacniających wyróżniając wzmacniacze addytywne, których wzmocnienie całkowite jest sumą wzmocnień poszczególnych stopni, oraz wzmacniacze multyplikatywne, o wzmocnieniu globalnym równym iloczynowi wzmocnień stopni składowych. Koncepcja wzmacniacza addytywnego [22] zrodziła się na gruncie ograniczeń techniki lampowej (niedostateczne pole wzmocnienia (GB) indywidualnego stopnia i degradacja wypadkowego pola wzmocnienia w konwencjonalnej kaskadzie wielostopniowej). Konfiguracja lampowa została transponowana do techniki półprzewodnikowej; z raczej mizernym skutkiem w realizacjach na tranzystorach bipolarnych i w miarę efektywnie w strukturach MOS’owskich. Dla przypomnienia zasady pracy wzmacniacza addytywnego na rysunku 14 przedstawiono schemat ideowy realizacji na tranzystorach polowych.

WE

LG/2

CS

T1

CG

LD

T2

LG

LG CG

CS

CD

WY

LD/2 Tn

Z0

LG/2 CG

-VG Z0S

CB

Rys. 14. Schemat wzmacniacza o wzmocnieniu rozłożonym

Dwa łańcuchy linii opóźniających sprzęgają odpowiednio bramki i dreny zespołu tranzystorów tworzących sekcję wzmacniającą. Poprzez pierwszy (LG-CG) propaguje sygnał wejściowy, przez drugi natomiast (LD-CD) odpowiedzi stopni (sygnał wzmocniony). Przy zachowaniu identycznych wartości opóźnień transmisyjnych (topD = topG) obu linii odpowiedź każdego kolejnego stopnia sumuje się z odpowiedzią wszystkich stopni poprzedzających. W tym kontekście można mówić o rozłożeniu wzmocnienia wzmacniacza na składniki addytywne. Fakt ten dał asumpt do określania wzmacniacza addytywnego również mianem wzmacniacza o wzmocnieniu rozłożonym. W praktyce przyjęła się nadto nazwa wzmacniacz łańcuchowy znajdująca uzasadnienie w jego specyficznej strukturze. Wzmacniacz łańcuchowy pozwala osiągnąć wymagane wzmocnienie przy częstotliwości przewyższającej wartość pola wzmocnienia poszczególnych stopni. Stanowi to jego niezaprzeczalną 24

wyższość nad konwencjonalnymi układami kaskadowymi typu multyplikatywnego. W przypadku zespołu n identycznych stopni globalne wzmocnienie wzmacniacza KVΣ wyniesie Z ⎞ 1 ⎛ K VΣ = n K Vi = n ⎜⎜ g m 0 D ⎟⎟ = n g m 2 ⎠ 2 ⎝

LD CD

(39)

przy czym: KVi oznacza wzmocnienie indywidualnego stopnia, gm – transkonduktancję tranzystora polowego, zaś Z0D – impedancję charakterystyczną linii w obwodzie drenów.

AG

H

Istotną wadą wzmacniaczy łańcuchowych jest niezadowalająca stabilność ich wzmocnienia, co praktycznie wyeliminowało je z zastosowań w systemach spektrometrycznych. Nowe możliwości aplikacyjne otwarły się natomiast przed wzmacniaczami multyplikatywnymi wobec pojawienia się nowych półprzewodnikowych elementów aktywnych o częstotliwościach granicznych sięgających zakresu gigahercowego. Istotną rolę w rozwoju szybkich wzmacniaczy impulsowych odegrały nowe koncepcje w zakresie ich projektowania. Szczególnie użyteczną i po dziś dzień powszechnie wykorzystywaną okazała się - zaproponowana przez L.Scotta - „technika projektowania integralnego” [23]. Polega ona na traktowaniu wielostopniowego w zasadzie układu jako jednej, integralnej jednostki funkcjonalnej. Realizacja założeń projektowych dokonywana jest w tej technice w oparciu o ogólną postać transmitancji tej jednostki. Dla zilustrowania procedur projektowych posłużymy się podręcznikowymi wręcz przykładami rozwiązań układowych. Tak więc rysunek 15 przedstawia konfigurację wzmacniacza napięciowego i jego uproszczony schemat zastępczy według projektu Williamsa i Neilera [24].

BG

Schemat zastępczy zaproponowanej konfiguracji jak również dokonana przez projektodawców analiza układu obciążone są szeregiem - dopuszczalnych wszakże - założeń upraszczających. Szczegółowe dane dotyczące tych uproszczeń znajdzie Czytelnik w powołanej wyżej pracy [24]; w niniejszym omówieniu ograniczymy się tylko do zacytowania wyprowadzonych tam zależności opisujących rezystancję wejściową Ri i transmitancję F(s) układu Ri ≅ β (rbb ' + Re + β re )

F (s ) = −

gdzie:

rbb '

β RL 1 + rb 'e + β R e ⎛ 1 1 ⎞⎛ ⎜⎜1 + s ⎟⎟ ⎜⎜1 + s ω2 ω1 ⎠ ⎝ ⎝

(40) ⎞⎛ 1 ⎟⎟ ⎜1 + s ⎜ ω3 ⎠⎝

⎞ ⎟ ⎟ ⎠

(41)

ω1 ≅

1 Cb 'e rb 'e [ rbb ' / (rbb ' + rb 'e + β Re )]

(42)

ω2 ≅

1 Cb 'e re

(43)

ω3 ≅

1 RL Co

(44)

25

L 0.5µH

750 20n

15k

-12V RL 300

T3

27k

Vo

20n

Vi 2n

2N779 10k

T1

2N779

2N779

20n

10k 220

T2

Re 10

5k1 200

1µF

a)

Rg + rbb' + Z b' e

H

β

rbb'

re

C'

Vi

~

AG

rb' e

Vb' e2

Vb' e3

g mVb' e

3

ZL

rbb'

Re

WK

Cb' e

g mVb' e2

WE

WB

b)

BG

Rys. 15. Szybki wzmacniacz napięciowy wg. Williamsa i Neilera [24] (a) schemat ideowy, (b) uproszczony schemat zastępczy

Na gruncie zależności (41÷44) łatwo zauważyć, że przy raz przyjętym typie tranzystorów, procedury projektowania wzmacniacza sprowadzają się zasadniczo do doboru wartości Re oraz RL (ZL) zapewniających osiągnięcie optymalnych własności impulsowych wzmacniacza. Dla wartości elementów układu podanych na jego schemacie ideowym (przy prądach emiterowych IE =7 mA) wzmocnienie napięciowe wzmacniacza wyniosło KV = 25.8dB, a czas narastania tn = 2.8 ns. Analiza układu pominęła obwód kompensacji dwójnikowej (shunt peaking) z indukcyjnością L [25],[26], której wartość dobrano eksperymentalnie. Zaniedbano w niej również pojemność sprzęgającą wtórnik emiterowy (WK) z kaskodą (WE-WB). W udoskonalonej wersji (tn<2ns) tej konfiguracji [27], zaadaptowanej z kolei do „szybkiego wzmacniacza” Typ 1501 produkcji krajowej [28], zamiast sprzężenia pojemnościowego wprowadzono bezpośrednie połączenie galwaniczne. Na rysunku 16 przedstawiono schemat jednej z sekcji wzmacniających tego wzmacniacza, wyposażonej nadto w układ skokowej regulacji wzmocnienia. W miarę rozwoju technologii tranzystorów i uzyskiwania coraz większych wartości pola wzmocnienia (GB), w zespole czynników ograniczających szybkość wzmacniacza 26

odpowiednio większego znaczenia nabiera inercyjność stowarzyszonej sieci elementów biernych. Efekt ten ujawnia się szczególnie silnie we wzmacniaczach napięciowych. Stąd też zrodziła się koncepcja alternatywnego układu z tranzystorami pracującymi jako wzmacniacze prądowe [29], gdy skrajnie niskie rezystancje wejściowe stopni składowych (w idealizowanym przybliżeniu przyjmowane za równe zeru) redukują stałe czasowe obwodów międzystopniowych do pomijalnie małych wartości. +24V 300

15µ

270 BFY90

1µ

+12V 300

1µ

1k

WY 2k

1µ WE 2k

3k

28

BSXP93

20

1k1 68

20

82

160

AG

-12 V

H

BFY90

2k2

15µ

-24V

Rys. 16. Schemat ideowy pierwszej sekcji wzmacniającej szybkiego wzmacniacza CAMAC 1501

BG

Schemat takiego rozwiązania przedstawiono na rysunku 17. Stanowi go tandem dwu bloków funkcjonalnych: dwutranzystorowej jednostki integralnej (T1-T2) oraz jednotranzystorowego stopnia separującego (T3). Blok pierwszy wykonano w formie niekonwencjonalnej „dwójki” z ujemnym sprzężeniem zwrotnym, w której transmisja sygnału zachodzi w układzie WB-WK natomiast sprzężenie zwrotne w układzie WB-WE. Funkcję stopnia separującego pełni konwencjonalny układ o wspólnej bazie, zapewniający wymaganą niską wartość rezystancji obciążenia poprzedzającej go „dwójki”. Wzmocnienie prądowe jednostki integralnej G1-2 (s) w ogólnym zapisie operatorowym przybiera postać G1− 2 ( s ) =

G1WB (s ) G 2WK (s )

(45)

1 + G1WB (s ) G 2WE (s ) b(s )

gdzie: G1WB (s ) =

α 01 1+ s

α 01 ωT 1

, G 2WK (s ) = 1 +

β 02 1+ s

β 02 ωT 2

,

G 2WE (s ) =

β 02 β

1 + s ωT022

,

(46)

oraz 27

b(s ) =

Z 1 (s ) R1 1 = = Z 1 (s ) + Z 2 (s ) R1C1 = R2C 2 R1 + R 2 G 0

+28V

-28V

180

680

3n 20µ

4k3 47k Iin

→

2N709

+28V

Ri →0

3k9

2N709

20µ 3n

T1

(47)

T2

1n

→

T3

Iout

DRUGA SEKCJA

2N976 R2 330 R1 91

C2 0.5÷5pF

20µ

15k 3n

H

C1

AG

8k2

5k6

3n 20µ

-28V

-28V

Rys. 17. Schemat sekcji szybkiego wzmacniacza prądowego wg. Rusha [29]

BG

Przy założeniu, że αo1=αo2= 1 oraz β01 >>1 i uwzględnieniu związków (46) i (47), funkcję operatorową wzmocnienia prądowego (45) można sprowadzić do postaci uproszczonej G1− 2 (s ) = G 0

1 + s ω1T 2 G

s 2 (ωT 1 0ωT 2 ) + p

G0 ωT 2

+1

(48)

Funkcja powyższa reprezentuje zarazem prądową odpowiedź impulsową układu. Jej przebieg czasowy, zależnie od charakteru i położenia biegunów tej funkcji na płaszczyźnie zmiennej zespolonej, może wykazywać bądź to „wyskoki” czy oscylacje, względnie nadmierne „rozciągnięcie” inercyjne. Optymalny, wolny od wymienionych dystorsji przebieg uzyskuje się w przypadku tłumienia krytycznego, gdy funkcję operatorową odpowiedzi charakteryzuje para identycznych biegunów rzeczywistych. W rozważanym przypadku warunkiem tłumienia krytycznego jest wymaganie, aby ωT 2 = G0

ωT 1 4

Uwzględniając ten warunek w mianowniku równania (48) otrzymujemy 28

(49)

G1− 2 ( s ) = G 0

1 + s ωT1 2

(50)

(1 + s )

2 2 ωT 1

Postać ta okazuje się korzystną dla dokonania formalnych uproszczeń funkcji operatorowej globalnego wzmocnienia prądowego Gtot(s) całego układu. Posłużymy się w tym celu znaną metodą kompensacji biegun-zero (PZC). Załóżmy dalej, że pole wzmocnienia ωT3 tranzystora T3 będzie równe ωT2 przyjmując zarazem, że jego zwarciowy współczynnik wzmocnienia prądowego α03 = 1. Wzmocnienie prądowe tego stopnia wyniesie zatem G3 (s ) =

1 1 ≡ 1 + s ω1T 3 1 + s ωT1 2

(51)

W konsekwencji całkowite wzmocnienie prądowe sekcji wzmacniającej przyjmie postać 1 + s ωT1 2

(1 + s )

2 2 ωT 1

1 = G0 1 + s ωT1 2

[ 1+ (

1

4 ωT 1

)s + ( )

H

G tot (s ) = G1− 2 (s ) G 3 (s ) = G o

2 2 ωT 1

s2

]

(52)

AG

Skorzystamy z niej w celu wyznaczenia czasu narastania posługując się omówioną w rozdziale 2.1 metodą momentów. Zestawmy zatem współczynniki determinujące czas narastania według formuły (23). a1 = 0

⎛ 4 ⎞ ⎟ b1 = ⎜⎜ ⎟ ⎝ ωT 1 ⎠

a2 = 0

⎛ 2 ⎞ ⎟ b2 = ⎜⎜ ⎟ ⎝ ωT 1 ⎠

2

BG

aby ostatecznie otrzymać

1

2 ⎧ ⎡ ⎛ 4 ⎞2 ⎛ 2 ⎞⎤ ⎫⎪ ⎪ ⎟ − 2 ⎜⎜ ⎟⎟⎥ ⎬ = tn = ⎨ 2 π ⎢ ⎜⎜ ⎢ ⎝ ωT 1 ⎟⎠ ⎝ ωT 1 ⎠⎥⎦ ⎪⎭ ⎪⎩ ⎣

2 2 fT 1

=

1.12 fT 1

(53)

Dodajmy, że wartość czasu narastania wyznaczona przez projektanta wzmacniacza metodą opartą na wymuszeniu skokowym wyniosła tn* =

0.99 fT 1

(54)

Obie metody dają więc wartości bardzo bliskie odwrotności częstotliwości fT1. Dla zastosowanych w układzie typów tranzystorów uzyskano tn na poziomie 1.25 ns. W procesie kondycjonowania analogowego sygnału radiometrycznego specyficzną funkcję pełnią wzmacniacze okienkowe (ang. biased amplifier, expander, window amplifier). Zadaniem ich jest wzmacnianie wyłącznie takich impulsów, których amplituda mieści się w dokładnie określonym przedziale. W ten sposób można wyeksponować 29

szczególnie interesujący fragment widma energetycznego, rozciągając go następnie przez odpowiednie wzmocnienie, na pełny zakres układu ekstrakcji informacji, w danym przypadku wielokanałowego analizatora amplitudy.

Vi

AG

H

Pod względem strukturalnym wzmacniacz okienkowy tworzą trzy subukłady funkcjonalne: obcinacz, wzmacniacz liniowy i ogranicznik. Dla przypomnienia odwołajmy się do definicji wprowadzonych tu nowych pojęć. Tak więc mianem obcinacza określany jest układ, w którym odpowiedź (napięcie wyjściowe) jest liniową funkcją wymuszenia (napięcia wejściowego) poczynając od pewnego, założonego poziomu zwanego poziomem odcięcia, zachowując niezmienną wartość stałą (na ogół zerową) dla napięć wejściowych niższych od tego poziomu. Ogranicznikiem natomiast zwany jest układ o liniowej charakterystyce przenoszenia sięgającej jedynie pewnego poziomu granicznego, powyżej którego odpowiedź utrzymuje wartość stałą [30]. Operację ograniczania poziomu powierza się często sekcji wzmacniającej, wykorzystując w tym celu jej naturalną charakterystykę przenoszenia (nasycenie). Funkcję obcinacza pełni zwykle układ dyskryminatora diodowego. Rysunek 18 podaje schematycznie taką konfigurację, a zamieszczone na nim przebiegi impulsów: wejściowego i wyjściowego, ilustrują działanie układu - obcinanie impulsu u jego podstawy.

CS

D

RP

Cr

-VW

Vo

RL

↓I Vi

RD RL

a)

Vo

b)

BG

Rys. 18. Schemat ideowy konfiguracji sterowanego obcinacza diodowego (a) oraz wyodrębnionego jego fragmentu (b).

Właściwy układ obcinający tworzy czwórnik diodowo-rezystorowy D-RL .Pozostałe elementy pasywne pełnią funkcje pomocnicze względnie mają charakter parazytowy. W szczególności kondensator o dużej pojemności CS, służy do separacji stałoprądowej obwodu źródła sygnału od obwodu źródła napięcia polaryzacji (RP - Vw) diody. Z kolei pojemność Cr jest rozproszoną pojemnością montażową. Dla przeanalizowania własności układu posłużmy się schematem jego istotnego fragmentu (b), przyjmując dla uproszczenia Vw=0. Zapiszmy oczywiste związki: Vi = I ( R D + R L ) RD =

kT 1 I + I So ln q I I So I=

Vo RL

(55) (56) (57)

Pozwalają one napisać równanie odwrotne charakterystyki przejściowej układu Vi = f (Vo) 30

Vi = V o +

V kT ⎛ ln ⎜⎜1 + o q ⎝ I So R L

⎞ ⎟ ⎟ ⎠

(58)

Niestety uzyskana postać uchyla się od ponownego jej odwrócenia na drodze analitycznej. Wyznaczenia charakterystyki przejściowej można dokonać ma drodze obliczeń numerycznych bądź też geometrycznych manipulacji (ćwierć-obrót + przewrót) diagramami charakterystyk odwrotnych (58). Tym drugim sposobem sporządzono wykresy przedstawione na rysunku 19. Stanowią one rodzinę charakterystyk przejściowych układu przy różnych wartościach iloczynu ISoRL 0.20

Vo [V] (6) (1) (2)

0.15

(3)

0.10

(4)

H

(5)

0.00

AG

0.05

0.00

0.20

0.40

Vi [V]

0.60

Rys. 19. Rodzina charakterystyk przejściowych obcinacza diodowego dla różnych wartości RLISo : (1) RLISo = 10-6; (2) RLISo = 10-7; (3) RLISo = 10-8; (4) RLISo = 10-9; (5) RLISo = 10-10; (6) wspólna charakterystyka w przypadku objęcia diody ujemnym sprzężeniem zwrotnym przy WSZ = 104

BG

Dla zadanej (z oczywistych względów ekstremalnie niskiej) wartości prądu wstecznego ISo wyłącznym parametrem rodziny charakterystyk jest rezystancja obciążenia RL. Patrząc pod tym kątem na powyższe charakterystyki łatwo zauważyć efekt zwężania ich kolana w miarę wzrostu rezystancji RL. W opisie teoretycznym (58) znajduje on uzasadnienie postępującą redukcją drugiego składnika sumy „pod logarytmem”. Na gruncie zależności (56) można go formalnie traktować jako zmniejszenie rezystancji diody RD. Podobny skutek można osiągnąć poprzez włączenie diody obcinającej w pętlę ujemnego sprzężenia zwrotnego pomocniczego wzmacniacza operacyjnego. Dla założonych wartości wzmocnienia w otwartej pętli KV oraz transmitancji pętli b rezystancja RD redukuje się do wartości RD* RD* =

kT 1 ⎛ I + I So 1 ln ⎜ (1 + bKV ) q I ⎜⎝ I So

⎞ 1 ⎟ ⎟I+I S0 ⎠

(59)

sprowadzając w rezultacie równanie odwrotne charakterystyki przejściowej do postaci Vi = V o +

Vo ⎞ 1 kT ⎛ ⎟ ln ⎜⎜1 + (1 + bK V ) q ⎝ I So R L ⎟⎠

(60)

31

Wyznaczoną na jej podstawie (w analogicznych jak poprzednio procedurach) charakterystykę przejściową przedstawiono również na rysunku 19, gdzie oznaczono ją liczbą (6). Jej relacja w stosunku do rodziny j charakterystyk konwencjonalnych nie wymaga komentarza. W analizie powyższej przyjęto zerową wartość napięcia polaryzacji spoczynkowej (Vw=0), stąd też punkt załamania charakterystyki sprowadzony został do tego poziomu. Przewidziana w układzie możliwość regulacji polaryzującego napięcia zaporowego pozwala w konsekwencji podnosić odpowiednio poziom odcięcia (Vodc =Vw). Rysunek 20 przedstawia z kolei schemat konfiguracji układu obcinającego wykorzystującego technikę ujemnego sprzężenia zwrotnego. W układzie tym obok podstawowej pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego, zawierającej diodę obcinającą D1, wprowadzono drugą pętlę równoległą z przeciwstawnie włączoną diodą D2, której zadaniem jest tłumienie pojawiających się ewentualnie impulsów wejściowych przeciwnej polarności. R2

R1 WE

WY

H

- KV

D1

RL

AG

D2

Rys. 20. Ogólny schemat struktury wzmacniacza okienkowego

BG

Dla uproszczenia, na schemacie pominięto obwód ustalający spoczynkowy punkt pracy układu decydujący o poziomie odcięcia. O ile w układzie podstawowym z rysunku 18 stanowi go obwód regulacji napięciowej (Rp-Vw), to w wersji ze wzmacniaczem operacyjnym funkcję tę pełni obwód regulacji prądowej ze sterowanym (regulowanym) źródłem prądowym Iw. Zastosowanie wzmacniacza operacyjnego ewidentnie usprawnia operację obcinania, uzupełniając ją nadto działaniem ograniczającym, wynikającym - jak już wspomniano - z nasycenia inherentnej charakterystyki przejściowej wzmacniacza. Innymi słowy zmodyfikowany układ pełni w istocie funkcję wzmacniacza okienkowego. Idealizując jego własności można przedstawić jego pełną charakterystykę linią łamaną, jak to ukazano na rysunku 21. Vo KV3=0

Vo nas KV2>0

Vi

KV1=0 Vodc

Vogr

Rys. 21. Charakterystyka przenoszenia idealnego wzmacniacza okienkowego

32

Punkty załamania wydzielają trzy obszary pracy układu. W szczególności dla sygnałów o amplitudach Vi Vogr zachowuje natomiast wartość stałą, właściwą dla Vi =Vgr.

H

Na rysunku 22 przedstawiono dla przykładu schemat ideowy zaawansowanego rozwiązania fabrycznego wzmacniacza okienkowego. Stanowi on podstawową jednostkę funkcjonalną bramkowanego wzmacniacza okienkowego (Gated Biased Amplifier) ORTEC Model 444 [31]. Sterowane źródło prądowe typu 908-5 dostarcza w tym układzie prądu wstępnej polaryzacji ustalającego poziom napięcia progowego wzmacniacza Vw. Wartości rezystancji w obu gałęziach sprzężenia zwrotnego (RF1, RF2) oraz wejściowej rezystancji szeregowej (Rw) determinują wartość współczynnika wzmocnienia wzmacniacza, który dla warunku Ii-Iw >0, tj. dla stanu przewodzenia diody D1 równa się KF1 = 1, zaś w przypadku przewodzenia diody D2, gdy Ii-Iw < 0, wynosi KF2 = 0.02. Funkcję ogranicznika pełni w tym układzie sam wzmacniacz operacyjny typu 908-4, wykorzystując w tym celu uwarunkowane efektem nasycenia górne zakrzywienie charakterystyki przenoszenia. +24V

AG

100 µH

6.8µ

4k02 RW WE

→ Ii

+12V

7

2

100 µH

6

11

8

10

908-4

100

12

BG

5 4

1k47

6.8µ

-24V

Iw →

22µ

1

13

HP2800 D2

HP2800 D1

9 100 µH 100 µH

-12V

22µ WY 51.1 RF2

4k02 RF1

908-5

ZASILANIE OGÓLNE REGULOWANE ŹRÓDŁO PRĄDOWE

Rys. 22. Schemat wzmacniacza okienkowego ORTEC Model 444

Z zasady działania wzmacniacza okienkowego wynika, że wzmocnieniu podlega tylko ta część przenoszonego impulsu nie przekraczającego poziomu ograniczenia Vogr, która przewyższa poziom progowy Vodc. Powoduje to w rezultacie skrócenie podstawy części przenoszonego impulsu istotnie zmieniając jego widmo częstotliwościowe i przesuwając go w stronę wyższych częstotliwości. Efekt zwężania impulsów ilustruje rysunek 23. 33

Vi1 Vi2 Vob Vo2

Vo1

t

Rys. 23. Ilustracja efektu zwężania impulsów na wyjściu wzmacniacza okienkowego

H

Dla liniowego przeniesienia uformowanych w ten sposób impulsów wyjściowych niezbędne jest zatem odpowiednie poszerzenie pasma przenoszenia następnych stopni wzmacniających. Alternatywą dla tego wymogu jest zastosowanie dodatkowych układów kondycjonujących, powodujących ponowne wydłużenie impulsów. Układy tego rodzaju zostaną przedstawione w następnym rozdziale monografii.

AG

2.2.2. Układy przemiany kształtu impulsów

BG

Każdy czwórnik utworzony z elementów konserwatywnych i dyssypatywnych powoduje odpowiednią modyfikację kształtu przekazywanego za jego pośrednictwem sygnału. Jej charakter zależy od konfiguracji czwórnika; w konsekwencji więc od jego transmitancji. Efekt modyfikacji kształtu związany jest nierozdzielnie w procesem filtracji sygnału, przy czym uzyskiwany kształt odpowiedzi (impulsu wyjściowego) nie uwzględnia innych wymogów poza maksymalizacją wartości SNR czy SLNR. Dodatkowe uwarunkowania dotyczą rozciągłości impulsów oraz szybkości zmian (narastania lub opadania) w obrębie wyróżnionych jego fragmentów. W pomiarach spektrometrycznych intensywnych strumieni promieniowania wymaganiem takim jest żądanie możliwie jak najwydatniejszego skrócenia impulsów „licznikowych” (typu A e-t/τ) w celu ograniczenia możliwości ich wzajemnego nakładania (spiętrzania). Proces „zwężania” impulsów nie może jednak naruszać pierwotnego ich charakteru (monopolarności) ani liniowości przekazu. Przemiana kształtu sprowadza się więc w istocie do zredukowania stałej czasowej zaniku impulsu τi do pożądanej wartości τo. Dokonać jej można przy pomocy układów, zarówno pasywnych [32] jak aktywnych, o transmitancji typu (p+a)/(p+b) o celowo dobranych wartościach jej zera i bieguna, umożliwiających skasowanie swym zerem bieguna funkcji operatorowej impulsu wejściowego i wprowadzenie w jego miejsce własnego bieguna. Sposób ten nazwano techniką wymiany biegunów względnie równoważenia par biegun-zero (ang. Pole-Zero-Cancellation), zaś układ realizujący operację wymiany biegunów oznaczany jest wywodzącym się z terminologii angielskiej symbolem PZC. Na rysunku 24 przedstawiono schemat udoskonalonego układu pasywnego. Zasadniczymi jego elementami są rezystancje R1 i R2 oraz pojemność C. Potencjometr

34

(POT ) jest tu elementem „dostrojczym” umożliwiającym płynne dopasowanie układu do aktualnej I1

→ Vi

Vo

C

I2

→

kVi

R2

k

R1

POT.

Rys. 24. Schemat obwodu „skracającego” PZC z ciągłą regulacją τo

H

wartości stałej czasowej τi zaniku wymuszenia (impulsu wejściowego). Uwidoczniony na schemacie parametr k ≤ 1 oznacza stopień attenuacji sygnału przekazywanego do gałęzi R2. Podstawę dla wyznaczenia transmitacji czwórnika stanowią równania Kirchhoffa w zapisie operatorowym: 1 pC

AG

Vi (s ) − V o (s ) = I 1 (s )

(61)

k Vi (s ) − Vo (s ) = I 2 (s ) R1

(62)

V o (s ) = [I 1 (s ) + I 2 (s )] R 2

(63)

W rezultacie prostych podstawień otrzymujemy

BG

⎛ R + R2 ⎞ k ⎞⎛ ⎟⎟ ⎜⎜ s + 1 ⎟ F (s ) = ⎜⎜ s + R C R1 R 2 C ⎟⎠ 1 ⎝ ⎠⎝

−1

(64)

Odpowiedź operatorowa czwórnika na wymuszenie impulsem Vi = A exp[-(t /τi)] będzie więc wynosić V o (s ) =

A s+

1 τi

k R1C R1 + R 2 s+ R1 R 2 C s+

(65)

Nietrudno zauważyć, że przez odpowiedni dobór wartości determinujących zero powyższej funkcji, tak aby była równa wartości bieguna funkcji wymuszającej, czyli dla warunku τi =

R1 C k

(66)

35

funkcja operatorowa odpowiedzi Vo(p) mieć będzie jeden tylko pojedynczy biegun. Oznacza to, że w dziedzinie czasu odpowiedź ma postać impulsu o zaniku eksponencjalnym ze stałą czasową τo równą τo =

R1 R 2 C R1 + R 2

<

zawsze

τi

(67)

Pasywne układy PZC są powszechnie stosowane we wzmacniaczach spektrometrycznych pełniąc w nich zarazem funkcję filtru górnoprzepustowego. Alternatywą czwórnika pasywnego jest układ aktywny, oparty na wykorzystaniu wzmacniacza operacyjnego z ujemnym sprzężeniem zwrotnym w konfiguracji podanej na rysunku 25. C2

R1

AG

-KV

H

C1

R2

Rys. 25. Schemat aktywnego układu wymiany par biegun-zero

Przy założeniu, że wzmocnienia wzmacniacza w otwartej pętli jest dostatecznie duże (Kv>>1) jego transmitancję określa stosunek impedancji obu gałęzi zewnętrznych Z1 (p) oraz Z2 (p).

BG

F (s ) = −

1 Z 2 (s ) R ( s + R1C1 ) = − 2 Z 1 (s ) R1 ( s + R21C 2 )

(68)

Jak łatwo zauważyć układ aktywny daje więcej swobody w doborze wartości elementów biernych, a dzięki temu pozwala nawet uzyskać dodatkowe wzmocnienie sygnału. W porównaniu z układem czysto pasywnym wnosi on w tor sygnału znacznie większe zaburzenia szumowe, z tego też względu wykorzystywany jest w stopniach o wyższym poziomie sygnału. Jeśli stałą czasową τ2 =R2 C2 uczynić większą od stałej czasowej zaniku wymuszenia τ1 wówczas impuls ulegnie odpowiedniemu wydłużeniu. Układ o tego rodzaju własności daje się również zrealizować w wersji czwórnika pasywnego [32]. Ukazano ją schematycznie na rysunku 26. R1

C

Vi

Vo R2

Rys. 26. Schemat wydłużającego czwórnika pasywnego

36

Proste procedury obliczeniowe prowadzą do wyrażenia opisującego transmitancję tej konfiguracji. R2 F (s ) = R1 + R 2

1 R2 C 1 s+ (R1 + R2 ) C s+

(69)

Jak ukazuje powyższa formuła, pasywny czwórnik wydłużający wprowadza tłumienie sygnału [katt = R2/(R1+Rz)], tym większe im większe jest założone wydłużenie odpowiedzi. Dodajmy, że terminologia tego rodzaju układów preferuje przed określeniem układ wydłużający nazwę: układ rozciągający (ang. pulse stretcher).

D

D

R

BG

C

AG

H

Poza wymienionymi wyżej rodzajami układów zwiększających rozpiętość czasową impulsów dużą popularność zyskały układy z pojemnością akumulującą. Zasada działania tych układów polega na ładowaniu kondensatora akumulującego za pośrednictwem elementu nieliniowego o bardzo małej stałej czasowej do pełnej amplitudy impulsu wejściowego i kolejnym rozładowaniu tegoż kondensatora w sposób narzucony przez stowarzyszony obwód. Charakter obwodów rozładowujących dał podstawę klasyfikacji układów wyróżniającej trzy główne ich konfiguracje. (Przedstawiono je w uproszczeniu schematycznym na rysunku 27). a) układ z rozładowaniem wykładniczym b) układ w rozładowaniem liniowym, oraz c) układ ze czasowym „zamrożeniem” amplitudy sygnału.

a)

C

D

CS

↓I

b)

C

K

∆t

∆t GSR

c)

Rys. 27. Różne konfiguracje stretcher’ów z kondensatorem akumulującym (objaśnienia w tekście)

W każdej konfiguracji funkcję elementu nieliniowego, poprzez który zachodzi ładowanie pojemności akumulującej, pełni dioda względnie złącze baza-emiter tranzystora. Podstawowym warunkiem poprawnej pracy układu, szczególnie w przypadku rozciągania impulsów o bardzo „ostrym” wierzchołku, jest utrzymanie wartości stałej czasowej τŁAD ładowania kondensatora CA na skrajnie niskim poziomie. Pociąga to za sobą konieczność stosowania diod o znikomej wartości rezystancji w kierunku przewodzenia rD oraz buforu o podobnie niskiej impedancji wyjściowej. Wersja układowa a) jest niewątpliwie najprostszą realizacją stretchera, czasem stosowaną nawet bez wspomnianego wyżej buforu. Bardziej złożoną jest już konfiguracja b), w której dla rozładowania pojemności akumulującej wykorzystano źródło prądowe. W obu tych przypadkach osiągnięcie pożądanego rozszerzenia impulsu na założonym poziomie okupione jest nadmiernym jego rozciągnięciem u podstawy. 37

Konfiguracja c) z założenia ogranicza rozciągnięcie impulsu do jego grzbietu. Przystosowuje w ten sposób impuls do specyficznych wymagań stawianych przez niektóre układy ekstrakcji informacji. Tak na przykład układy regeneracyjne wymagają aby impuls wyzwalający charakteryzował się stromym czołem i bardzo łagodnym spadkiem w okresie procesu regeneracyjnego. Z kolei układy konwerterów cyfrowo-analogowych żądają, aby konwertowany impuls po szybkim osiągnięciu poziomu bliskiego maksimum jego końcowy fragment narastał znacznie wolniej [33], [34]. Zupełnie płaski przebieg grzbietu impulsu czyni zadość obu wymaganiom. W wersji c) jest on uzyskiwany dzięki opóźnionemu (o ∆t) rozładowaniu pojemności akumulującej CA. Operację opóźnionego rozładowania zapewnia, zaznaczony symbolicznie na rysunku 27c, równoległy tor zawierający generator opóźnionego sygnału rozładowującego GSR i klucz zwierny k. Wobec znacznego rozbudowania układu wykonywany jest on na ogół w formie autonomicznego modułu funkcjonalnego [21]. Rysunek 28 przedstawia uproszczony schemat ideowy takiej właśnie realizacji [35]. +24V T3 BCY-71

WE

CS-2 ~5mA

0.1µ

T2 2N 3823

CS-3 ~2mA

1k2

T4 BCY-71

AG

T1 2N 3823 10n 110

H

CS-1 ~2mA

T5 2N 2219

68n

BZP 611C10 56

WY

CA 400p

BZP 611C8V2

CS-4 ~3µA

∆t

BG

15k

SN 72710N

-12V

2 x SN 74121

-24V

20k 24k

10k

-24V

-12V

Rys. 28. Uproszczony schemat układu rozciągającego Typ 1106

W układzie tym ładowanie pojemności akumulującej CA dokonywane jest za pośrednictwem kaskady dwóch sekcji wzmacniających. Pierwszą stanowi „dwójka symetryczna” na tranzystorach polowych (T1-T2) ze źródłami prądowymi (CS-2) i (CS-1) odpowiednio w obwodzie źródeł oraz w obwodzie drenu tranzystora wejściowego. Sekcja druga (T3-T4) to wzmacniacz prądowy ładujący swym prądem wyjściowym pojemność kondensatora akumulującego CA. „Gorący” zacisk tego kondensatora połączony jest z drugim (odejmującym) wejściem dwójki różnicowej, zamykając w ten sposób pętlę ujemnego sprzężenia zwrotnego. Skutkiem jej działania proces ładowania trwa do momentu zrównania napięć: wejściowego i formowanego na kondensatorze CA, czyli gdy VCA osiągnie poziom równy wartości maksymalnej Vi MAX. Stan ten pozostaje niezmieniony dopóki nie zadziała klucz tranzystorowy (T5) zwierający obwód kondensatora CA. Tym 38

samym sygnał przekazywany na wyjście (za pośrednictwem wtórnika o skrajnie wysokiej impedancji wejściowej) utrzymuje w tym przedziale czasu stały poziom. Długotrwałością tego impulsu steruje, uruchamiany impulsem wejściowym, pomocniczy układ Generatora Sygnału Rozładowującego. Składa się on z wykonanego na komparatorze SN 74710N dyskryminatora progowego i dwóch uniwibratorów typu SN 74121. Zadaniem pierwszego subukładu jest „normalizacja” impulsów wyzwalających, drugi z kolei determinuje czas opóźnienia (∆t), a ostatni generuje właściwy impuls rozładowujący, wprowadzający tranzystor T5 (klucz) w krótkotrwały stan nasycenia.

H

Opisany skrótowo układ zalicza się do kategorii stretcher’ów zwanych układami z pomocniczym uniwibratorem gaszącym. Obok licznych rozwiązań tego rodzaju opracowano szereg konfiguracji alternatywnych, nie wymagających stosowania dodatkowego generatora rozładowującego. Ten rodzaj - przestarzałych zresztą - układów rozciągających określono z kolei mianem układów samogaszących. Przegląd wybranych rozwiązań obu wymienionych kategorii, zarówno lampowych jak i ich odpowiedników tranzystorowych, znaleźć można w opracowaniu książkowym E. Kowalskiego [36], pominiemy zatem ich omawianie.

2.2.3. Układy przywracania poziomu zerowego (BLR)

BG

AG

Podstawową jednostkową informacją ekstrahowaną z sygnału w systemie spektrometrii amplitudowej jest właśnie amplituda impulsu. Technicznie jest ona pozyskiwana w pomiarze „wysokości” impulsu względem zadanego poziomu referencyjnego; który z reguły stanowi, przyjmowany za zerowy, potencjał wspólnej „masy”. Tego rodzaju technika pomiaru narzuca w konsekwencji ostry wymóg zachowania nienaruszonej podstawy wzmacnianego impulsu monopolarnego. W przypadku możliwości zaistnienia efektów przesuwających jego poziom „bazowy” niezbędne jest zastosowanie odpowiednich środków kondycjonujących, przywracających na wyjściu wzmacniacza pierwotny stan spoczynkowy. Układy elektroniczne spełniające takie zadanie zwane są układami przywracania poziomu zerowego i oznaczane skrótem literowym BLR (ang. Base Line Restorer). Główną przyczyną przesunięcia linii zerowej są przerzuty ujemne (undershoots) impulsów powstające w obwodach sprzężenia pojemnościowego (wejściowym, międzystopniowych lub wyjściowym), a szkodliwy ich efekt wzrasta wraz ze wzrostem średniej częstotliwości impulsów. Współczesne wzmacniacze wykonywane są wprawdzie jako układy (d.c.) o bezpośrednich sprzężeniach międzystopniowych nie mniej jednak zachodzi często konieczność separacji pojemnościowej (zwłaszcza na wyjściu). Drugorzędnymi powodami przesunięcia linii zerowej są różnego pochodzenia przebiegi wolnozmienne (zakłócenia indukowane, dryf, długie - nie podlegające kompensacji PZC- przerzuty ujemne, skrajnie niskoczęstotliwościowe szumy, oraz fluktuacje statystyczne linii zerowej). Nabierają one dominującego znaczenia w przypadku dobrze zbalansowanego wzmacniacza o sprzężeniach (d.c.) z układem PZC w stopniu różniczkującym. Za skuteczny z pozoru środek zapobiegawczy uznać by można prosty obcinacz diodowy dołączony do gorącego punktu układu, stanowiący zworę dla ujemnych przerzutów przenoszonego impulsu. Zasadę działania takiego układu, zwanego też 39

potocznie restorerem jednodiodowym [36],[37] oraz jego ograniczenia ilustruje rysunek 29. C Vi

Vo R

b) a)

d)

C Vo

Vi R

D

c)

e)

Rys. 29. Ilustracja zasady działania prostego restorera diodowego a) b) c) d)

H

e)

para impulsów wejściowych (monopolarny + bipolarny) obwód sprzężenia pojemnościowego układ restorera z diodą obcinającą impulsy na wyjściu układu ze sprzężeniem C-R impulsy na wyjściu restorera

BG

AG

Schemat struktury restorera poprzedzono tu schematem zwykłego obwodu sprzęgającego C-R. Podano również (dla porównania) diagramy przebiegów impulsów wejściowych i wyjściowych obu obwodów. Układ z diodą obcinającą (clipping diode) z natury swej może zwierać tor transmisyjny tylko dla impulsów określonej polarności. Stanowi to główne ograniczenie stosowalności układu, narzucające ostry wymóg doskonałej kompensacji obwodu PZC dla zapobieżenia skażenia impulsów ujemnymi przerzutami. Skutki ewentualnego niedopełnienia tego rygoru objawiają się w postaci dodatniego impulsu satelitarnego, jako łącznego efektu procesu przełączania diody i formowania drugiego przerzutu (overshoot) [37]. Efekt ten uwidoczniono na diagramie odpowiedzi restorera. Silna nieliniowość charakterystyki diody w jej początkowym zakresie nakłada kolejny warunek na poziom impulsów wejściowych. Wyraża się on wymaganiem, aby amplituda impulsów wejściowych Vi MAX była wielokrotnie większa od potencjału elektrokinetycznego diody tj. Vi MAX >>

kT q

(70)

Warunek powyższy wyrażany jest często dla założonego a’priori stopnia nierówności (~10) przy uwzględnieniu temperatury pracy (T=300K). Przyjmuje on wówczas postać Vi MAX ≥ 200 mV

(71)

Wykorzystywane w układzie prostujące działanie diody może czasem być źródłem powstawania piedestału o polarności zgodnej z polarnością impulsów wejściowych. Jest to wynikiem prostowania różnego rodzaju „pasożytniczych” sygnałów przemiennych jak szumy elementów układowych, indukowane napięcia okresowo-zmienne czy tętnienia napięć zasilających. W szczególnie niekorzystnych sytuacjach można zatem uzyskać efekt odwrotny od zamierzonego Omówiony wyżej restorer należy do kategorii układów pasywnych. Zalicza się do niej również bardziej zaawansowany układ dwudiodowy L. Robinsona [38]. Jego podstawową 40

zaletą jest brak uzależnienia działania od polarności impulsów. Jest on również wolny od wspomnianego wyżej efektu tworzenia piedestału. Konfigurację Robinsona przedstawiono w uproszczeniu na rysunku 30. Zaznaczają się w niej wyraźnie dwie, krzyżujące się w punkcie węzłowym „x”, gałęzie: transmisyjna (pozioma) i restytucyjna (pionowa). Gałąź transmisyjna zawiera pojemność sprzęgającą C i stopień wyjściowy d.c., natomiast gałąź restytucyjną tworzy układ przeciwstawnie połączonych diod (D1,D2) oraz dwa źródła prądowe (CS-1 i CS-2). I1

CS-1

WE

D1 C

Rys. 30.

D2 WY

„x”

D.C.

I2

↓

H

CS-2

↓

Schemat restorera dwudiodowego wg. Robinsona

AG

(po obu stronach struktury układu podano przykładowe przebiegi wymuszeń i odpowiedzi)

BG

Spoczynkowy stan restorera ustalają wydajności prądowe I1 i I2 źródeł prądowych. W podstawowej, tzw. symetrycznej wersji układowej prąd I1 jest dwukrotnie większy od prądu I2. W rezultacie przez obydwie diody przepływa jednakowy prąd równy I2. Węzłowy punkt układu „x” jest wówczas zwierany do masy poprzez bardzo małe rezystancje rD obu przewodzących diod. Z chwilą pojawienia się na wejściu impulsu napięciowego dowolnej polarności, poprzez pojemność C iniekowany jest do układu prąd o natężeniu IIN zależnym od szybkości zmian poziomu (stromości krawędzi impulsu wejściowego). Mając na uwadze bardzo małą wartość rezystancji rD zależność tę można wyrazić w przybliżeniu I IN ≅ C

dVi (t ) dt

(72)

Prąd IIN kompensuje przeciwnej polarności spoczynkowy prąd odpowiedniej diody, powodując w granicznym przypadku, gdy IIN ≥ ⎢I1⎢, odcięcie tej diody. W szczególności odcięcie diody D1 sprawia, że prąd źródła CS-2 (-I1) skierowany zostaje do pojemności sprzęgającej powodując jej liniowe ładowanie. I analogicznie, odcięcie diody D2 prowadzi do ładowania pojemności C różnicą prądów I2-I1 równą +I1. Na impedancji źródła CS-2 formowany jest wtedy impuls wyjściowy Vo(t) opisany z dobrym przybliżeniem zależnością Vo (t ) ≅ Vi (t ) − VC (t ) = Vi (t ) −

ID t C

(73)

gdzie VC (t) jest napięciem na zaciskach pojemności C. Praktycznie proces ten trwa do chwili, gdy napięcie wyjściowe spadnie do poziomu poniżej napięcia załamania charak41

terystyk diodowych. Odcięta uprzednio dioda zostaje wówczas wprowadzona ponownie w stan przewodzenia, natomiast druga dioda - z pewnym opóźnieniem zależnym od stromości krawędzi opadającej impulsu wejściowego oraz kształtu charakterystyki prądowo-napięciowej diody - ulega odcięciu, stwarzając warunki dla powstania ujemnego przerzutu w analogicznym jak uprzednio mechanizmie. Po kolejnym osiągnięciu przez impuls wyjściowy poziomu załamania charakterystyki diody, dalszy jego przebieg jest efektem różniczkowania impulsu wejściowego przez czwórnik C÷2rD , trwający aż do zupełnego zaniku wymuszenia tj. impulsu wejściowego. Rysunek 31 ilustruje efekt działania restorera Robinsona na przykładzie typowych impulsów „licznikowych”; monopolarnego impulsu z „długim ogonem” bez przerzutu (a) oraz impulsu obarczonego przerzutem (b). 6V

6V 4V

4V

Vi (t)

Vi (t) 2V

H

2V

0

0

Vo (t)

0

20µs

40µs

AG

Vo (t) {VoA, VoB, VoC}

-2 V

60µs

-2 V

80µs

100µs

0

20µs 40µs 60µs 80µs 100µs

(a)

(b)

Rys. 31. Ilustracja działania restorera dwudiodowego Robinsona (a) – impuls monoplarny (b) – impuls z przerzutem

BG

Symbolem Vi(t) na obu diagramach oznaczono impuls wejściowy. Dla impulsu monopolarnego wykreślono trzy odpowiedzi restorera VoA, Vo B. i VoC , przy różnych wartościach stosunku ID /C (wynoszących odpowiednio 1.4×105, 105 oraz 6.6×105 V/s) dla ukazania zależności czasu restytucji linii bazowej od tego parametru. Łatwo zauważyć, że w zakresie dużych intensywności zliczeń pożądana jest duża wartość stosunku ID /C, co przy założonej stałej wartości prądu diody ID sprowadza się do włączenia odpowiednio małej pojemności C. Uzyskany korzystny efekt w sferze relacji czasowych okupiony jest jednak wzrostem szumów wyjściowych, degradujących rozdzielczość amplitudową. W obszarze niskich i średnich częstości zliczeń, gdy dopuszczalny jest relatywnie dłuższy czas restytucji, stosuje się więc odpowiednio większe wartości pojemności C. Z tego też powodu układy restorerów wyposażone są w układ przełączanych pojemności; w większości rozwiązań fabrycznych ograniczony tylko do dwóch pojemności przełączanych specjalnym przełącznikiem o pozycjach oznaczonych odpowiednio symbolami HIGH i LOW. Znaczące skrócenie czasu restytucji zapewnia układ restorera asymetrycznego. Charakteryzuje się on różnymi wartościami prądów polaryzacji spoczynkowej diod uzyskiwanymi w warunkach nierówności I1 ≠ 2I2. Rysunek 32 przedstawia na tle wymuszenia monopolarnego Vi odpowiedź VoS układu symetrycznego oraz przebieg odpowiedzi układu asymetrycznego VoAS w którym przy identycznym wymuszeniu Vi(t) 42

i wartości pojemności C przyjęto I1 = 200µA oraz I2 = 50 µA. Ogólnie sformułowany 6V 4V Vi (t) 2V Vo S

0

VoAS

-2 V 0

20µs 40µs 60µs 80µs 100µs

Rys. 32. Porównanie odpowiedzi restorera symetrycznego i asymetrycznego

AG

H

warunek asymetryczności restorera (I1 ≠ 2I2) dopuszcza dwa alternatywne przypadki: I1 > 2I2 oraz I1 < 2I2 . Zależnie od polarności impulsu wejściowego prowadzą one bądź to do skrócenia względnie do wydłużenia czasu restytucji w stosunku do czasu restytucji układu symetrycznego. W przypadku impulsu dodatniego dla pożądanej redukcji czasu restytucji wymagane jest dopełnienie warunku I1 > 2I2. Fizycznie oznacza to, że prąd rozładowania pojemności jest większy od prądu jej ładowania. Takiej też sytuacji dotyczy właśnie rysunek 32. W kontekście powyższej dyskusji widać, że restorer asymetryczny może być stosowany wyłącznie dla impulsów ściśle monopolarnych (bez przerzutu). Nie dopełnienie tego rygoru prowadzi do pojawienia się dużych i rozciągłych impulsów „fałszywych”. Efekt ten pokażemy dalej na przykładzie impulsów prostokątnych.

BG

Impulsy prostokątne, a raczej ich periodyczne ciągi, są stosowane w standardowej procedurze testowania restorerów. Na rysunku 33 przedstawiono diagramy tego typu impulsów wejściowych (bez przerzutu i z przerzutem) oraz odpowiadających im odpowiedzi w symetrycznym i asymetrycznym reżymie pracy restorera dwudiodowego.

Vi(t)

Vi(t)SYM

Vi(t)ASYM

Rys. 33. Ilustracja zależności odpowiedzi restorera dwudiodowego od reżymu jego pracy dla impulsów prostokątnych bez przerzutu i z przerzutem

43

Przebiegi prostokątne uwidaczniają wyraźnie procesy liniowego ładowania i rozładowania akumulującej pojemności szeregowej C. Na powyższych diagramach odzwierciedlają je „zwisy” poszczególnych fragmentów impulsów wyjściowych. Ostatni z przebiegów ilustruje poglądowo sygnalizowany wyżej efekt powstawania „fałszywych” impulsów, stanowiących odpowiedzi restorera asymetrycznego na ujemne (względem członu wiodącego) składowe impulsów bipolarnych.

I1

CS-1

↓

D1

H

Na kanwie struktury pasywnego restorera Robinsona opracowana została przez R. Chase i L. Poulo [39] wersja restorera aktywnego. Uproszczony schemat tej konfiguracji przedstawiono na rysunku 34. Istota modyfikacji polega na zastosowaniu dodatkowego wzmacniacza operacyjnego i włączeniu w jego pętlę ujemnego sprzężenia zwrotnego zespołu diod. Bezpośrednim jej celem było zredukowanie oporności dynamicznej diod, prowadzące w konsekwencji do zminimalizowania nieliniowości diod i zawężenia strefy aktywnego stanu restorera. Efekty te można zaobserwować porównując „wzierne” charakterystyki prądowo-napięciowe obu rodzajów restorerów w punktach węzłowych „x” tych układów. Dodajmy, że nieliniowość charakterystyki I-V diod jest źródłem dystorsji niskoenergetycznej części widma analizowanego promieniowania.

AG

D2

C

„x”

WE

D.C.

↓

BG

CS-2

WY

I2

Rys. 34. Uproszczony schemat restorera aktywnego wg Chase i Poulo [39]

Przypomnijmy też, że charakterystyka wzierna restorera reprezentuje zależność prądu infekowanego do układu diod od napięcia na ich szeregowej kaskadzie. Przybliżone przebiegi tego rodzaju charakterystyk podano na rysunku 35. Linią ciągłą wykreślono na nim charakterystykę restorera aktywnego Chase-Poulo, a linią przerywaną - dla porównania - charakterystykę restorera pasywnego Robinsona. Nachylenia charakterystyk w obszarach ograniczonych wartościami prądów nasycenia określają sumaryczną efektywną rezystancję dynamiczną diod oraz szerokość strefy aktywnej pracy. IIN + INAS V X

A B

44

- INAS

Rys. 35. Wzierne charakterystyki prądowo-napięciowe restorerów: A - Robinsona , B - Chase-Poulo

WE

33k

2x33µ

T-2

T-3

S-2a

15k

T-4

51k

51k

BG

S-1c

10µ

4n7

µA 715

100

1k6

D-4

S-3c

1k

S-3b

D-5 D-6

T-6

43k

22k

T-5

S3-a

130k

10µ

1n

1k

15p

T-7

1k

D-7 S-2b

51

10µ

H

AG

200

1M

3n9

D-3

Tranzystory: T-1, T-2, T-3, T-4, T-7, T-8, T-9 typ BF 519,

T-5 typ BSXP93

oraz

T-6 typ BSYP07

10µ

2k2

51k

10n

-24V

51 WY

T-9

+24V

10n

10µH

10µH

10µ

4k7

51 T-8

7k5

2k2

D-9

D-8

Rys. 36. Schemat ideowy układu odtwarzania składowej stałej typ 1102 [40].

2x33µ

51

75k

S-1b

10µ

1k6

Diody: D-1,D-2 typ BZP611 C5V6, D-3,D-4 typ BZP630 C15, C-5,C-6,C-7 typ BAYP95A, C-8,C-9 typ BZP630 C11

10µ

1k2

620

D-2

D-1

10k

1k T-1

S-1a

1k2 620

12k

C: 1n, 3n3,10n, 33n, 0.1µ, 1µ,,1µ,

Nowoczesne wzmacniacze spektrometryczne niemal z reguły mają wbudowane układy restorerów. W laboratoriach fizyki jądrowej można jednak spotkać jeszcze autonomiczne jednostki układów przywracania poziomu wchodzące w skład systemów modułowych aparatury jądrowej jak NIM względnie CAMAC. Typowym przykładem takiej konstrukcji jest krajowej produkcji Układ odtwarzania składowej stałej Mod. 1102 [40]. Pełny jego schemat ideowy przedstawiono na rysunku 36.

45

Nietrudno znaleźć na nim elementy i podzespoły oznaczone symbolicznie na schematach uproszczonych (rys. 30 i 34). Układ wyposażono w zespół przełączników oraz pojemności sprzęgających umożliwiający pracę w wybiórczo nastawianym systemie pracy. Celowi temu służą dwa przełączniki suwakowe S-2 i S-3; pierwszy do przełączania konfiguracji układu [pasywny/aktywny], drugi natomiast do przełączania trybu pracy [symetryczny/asymetryczny]. Przełącznik obrotowy S-1 umożliwia z kolei dobór odpowiedniej wartości pojemności sprzęgającej C. Wygodnym w praktyce uzupełnieniem restorera jest regulowane źródło (generator) napięcia odniesienia (T-1,T-2,T-3 i T-4) pozwalające uzgodnić spoczynkowy potencjał wyjściowy restorera ze spoczynkowym potencjałem wejściowym analizatora amplitudy.

5k1

T-1 MPS 6534

0.1µ

3k83 DC

+12 V

D-5

AG

90k9

H

W rozwoju restorerów znaczącą pozycję zyskał układ aktywny C. Williamsa [41]. W swej pierwotnej wersji stanowił on kombinację nowej koncepcji układowej z konwencjonalnym układem pasywnym. W takiej też konfiguracji został wdrożony do produkcji fabrycznej firmy ORTEC zarówno jako jednostka autonomiczna (Model 438) jak i w formie subukładu wzmacniacza okienkowego (Model 444). Na rysunku 37 przedstawiono schemat ideowy tej wersji. Jej osnową jest znana nam już struktura Robinsona, obejmująca elementy T-1, T-2, D-1, D-2 oraz CS.

LOW

1N4009 A 2673

HIGH

MSD6100

T-3 T-4

5k1

+24 V

D-3

D-4

510

BG

MSD6100

CS

WE

3k83

-24 V

DC

0.01µ LOW

WY 100

MSD6100

HIGH

D-2 D-1 0.1µ

T-2

MPS 6531 56k2

5k1

5k1 -24 V

Rys. 37. Schemat ideowy restorera aktywnego wg Williamsa.

Jest ona wykorzystywana w pomiarach przy małych częstościach zliczeń, a właściwy temu zakresowi reżym pracy ustala pozycja LOW przełącznika S-1 odłączając od gałęzi pasywnej pętlę zwrotną ze wzmacniaczem T-3,T-4. W pozycji HIGH przełącznika S-1 warunki pracy tranzystorów T-1 i T-2 uzależniane są (działaniem wzmacniacza T-3,T-4) od 46

3 0 00.0 0

AG

4 0 00.0 0

H

przenoszonego sygnału. I tak, w stanie spoczynkowym (tj. przy braku sygnału) tranzystor T-1 pracuje w układzie źródła prądowego o zwiększonej wydajności (I1*=3mA), natomiast tranzystor T-2 stanowi jego obciążenie aktywne. Zwiększenie wydajności źródła prądowego (T-1) uzyskano w rezultacie odcięcia tranzystora T-3 w stanie spoczynkowym układu i związanego z nim zmniejszenia (wskutek dołączenia opornika bocznikującego 3k83) rezystancji w obwodzie emitera T-1. W punkcie węzłowym „x” układu restorera ustala się wówczas potencjał zerowy. Podanie na wejście impulsu o polarności dodatniej wprowadza T-3 w stan przewodzenia wywołując spadek potencjału na jego kolektorze do poziomu „kotwiczenia” +12 V (przez diodę D-5) i powodując w konsekwencji odcięcie tranzystora T-1. W tych warunkach następuje ładowanie pojemności C prądem źródła prądowego T-2. Zanik impulsu wejściowego przywraca stan początkowy i pojemność C zostaje raptownie rozładowana przez niską rezystancję, przewodzącego duży prąd, tranzystora T-1. Założony przez konstruktora stosunek prądów ładowania i rozładowania wynosi 1:30. Tryb pomiaru „HIGH” z natury swej wnosi ograniczenie na charakter przenoszonych impulsów dopuszczając wyłącznie impulsy monopolarne. Dla zilustrowania efektywności działania restorera aktywnego na rysunku 38 przedstawiono przykładowe widma promieniowania gamma źródła kobaltowego ( 57Co) uzyskane w warunkach dużego natężenia (5.6x104 s-1) w spektrometrze półprzewodnikowym przy pomiarze bez restorera, z restorerem pasywnym i restorerem aktywnym [41].

a

2 0 00.0 0

BG

b

c

1 0 00.0 0

0.0 0

0 .00

500.00

1000.00

1500.00

2000.00

2500.00

Rys. 38. Przykładowe widma promieniowania uzyskane w warunkach: a) bez restorera b) z restorerem pasywnym c) z restorerem aktywnym (wg.[41])

Współczesne wzmacniacze spektrometryczne z reguły są wyposażone w układ restytucji stanu zerowego. Wykorzystano w tym celu również opisany wyżej restorer Williamsa w nieco zmodyfikowanej jednak wersji, pomijającej – wobec istnienia w torze sygnału układu PZC - część pasywną układu pierwotnego (np. ORTEC: Mod. 450 [42] oraz Mod.716A [17]). Oryginalnością koncepcji odznacza się restorer aktywny opracowany przez E.A.Gerego i G.L.Millera [43]. Na rysunku 39 przedstawiono jego uproszczony schemat strukturalny. 47

D x WE

+

CS

kv

↓ IG max 0

GATE

WY

Rys. 39. Restorer aktywny według Gere-Millera (schemat strukturalny)

rDstat 1 + kV

(74)

AG

rDdyn =

H

Łatwo zauważyć, że dioda D stanowi element zwierający do sztywnej masy węzłowy punkt układu „x”. W stanie przewodzenia diody, wymuszonego prądem IG, jej rezystancja dynamiczna, rDdyn przybiera znikomo małą wartość zgodnie z relacją

BG

gdzie rDstat jest rezystancją statyczną (stałoprądową) diody, zaś kV wzmocnieniem napięciowym wzmacniacza w otwartej pętli. Punkt „x” zwarty jest wówczas praktycznie do masy przyjmując jej zerowy potencjał. W przypadku alternatywnym, dla IG = 0, układ działa jak prosty restorer diodowy. Zauważmy, że zwarcie toru transmisyjnego może być podtrzymane po wyłączeniu prądu bramkującego IG działaniem prądu wymuszonego wiodącym zboczem impulsu wejściowego. W zadanej według rysunku 39 konfiguracji stan zwarcia toru transmisyjnego wymuszany jest prądem IG polarności ujemnej. Taką samą polarność musi mieć również prąd Ii wywołany krawędzią wiodącą impulsu wejściowego Ii = CS

dVi dt

(75)

Wynika stąd oczywiste wymaganie nakładane na polarność impulsu wejściowego; w przypadku impulsu bipolarnego odnosi się ono do jego lobu wiodącego. Działanie układu ilustruje rysunek 40 przedstawiający przebiegi sygnałów: wejściowego - Vi (I), wyjściowego - Vo (IV), bramkującego - IG (II), oraz zmianę modułu przepustowości układu - G (III) w trakcie przenoszenia sygnału. W stanie spoczynkowym prąd IG o założonej wartości wzbrania transmisję sygnału wejściowego; moduł przepustowości w tych warunkach praktycznie jest równy zero. Z chwilą pojawienia się impulsu wejściowego Vi, jego krawędź czołowa wyłącza generator prądu IG natomiast uzależniony od jej stromości prąd wejściowy Ii podtrzymuje stan wzbronienia transmisji aż do momentu osiągnięcia przez Vi dolnego minimum i zmiany kierunku narastania. Z tą chwilą ulega zmianie polarność prądu wejściowego powodując w efekcie odcięcie diody i otwarcie toru transmisji sygnału. Stan taki utrzymywany jest w ciągu zaprogramowanego (w nieuwidocznionym na schemacie bloku sterowania źródłem prądowym IG) interwału ∆t, zapewniającego przeniesienie 48

pożądanego fragmentu impulsu wejściowego. Po tym okresie źródło prądu IG zostaje ponownie włączone przywracając stan spoczynkowy układu. Vi

Vi I.

IV.

IG

∆t

G1 0

G1 0

Vo

Vo

t1

t2

t3

t4

∆t

H

III.

IG

a)

t1 t2

AG

II.

t3

b)

Rys. 40. Diagramy ilustrujące zasadę działania restorera Gere-Millera. (a) – impuls bipolarny (b) – impuls monopolarny

BG

Wyróżniającą cechą układu Gere-Millera jest przenoszenie na wyjście (niezależnie od położenia linii bazowej) fragmentu impulsu niosącego informację o jego wartości międzyszczytowej (peak-to-peak) względnie o jego amplitudzie. Ciekawą konfigurację restorera aktywnego, nazwaną przez autorów korektorem linii bazowej, opracowano w laboratorium LRL Uniwersytetu Kalifornijskiego [44]. Rysunek 41 przedstawia schemat ideowy tego układu. Z założenia układ przeznaczony jest do pracy z impulsami monopolarnymi o polarności ujemnej. Jego strukturę tworzą dwa podukłady funkcjonalne: wtórnik złożony na komplementarnej parze tranzystorów (T1-T2) oraz, spełniająca funkcję klucza zwierającego, dwójka o sprzężeniu emiterowym (T3-T4) sterowana poziomem punktu węzłowego „x”. W stanie spoczynkowym oraz w zakresie ujemnych wartości wymuszenia wtórnik pracuje w konwencjonalnym układzie White’a z efektywną rezystancją emiterową (R7) równą praktycznie 100Ω. Wskutek narzuconej przez diodę D asymetrii polaryzacji baz tranzystorów T3 i T4 wymuszona jest wówczas odpowiednia asymetria ich prądów kolektorowych (IT3 < IT4). W procesie przenoszenia przez układ impulsu ujemnego kondensator C1 ładowany jest stałym prądem (250µA) przekazywanym przez R1, a akumulowany w nim ładunek daje po zaniku impulsu wejściowego niepożądany przerzut odwrotnej polarności. Ten dodatni wyskok napięcia jest wykorzystywany w układzie korektora do autoprzełączenia stanu przewodzenia klucza. Zachodzi ono w rezultacie chwilowego zmniejszenia prądu kolektorowego tranzystora T1 powodującego w efekcie wzrost ujemnego potencjału punktu węzłowego „x” i odcięcie tranzystora T4. Całkowity prąd dwójki (2mA) przejmuje w tej sytuacji tranzystor T3 . Prąd ten, wielokrotnie większy 49

od prądu ładowania, rozładowuje kondensator szeregowy z odpowiednio zwiększoną szybkością przywracając spoczynkowy stan układu. +24V

+24V R3

R1 250 µA↓

↓ 500µA

T1

WY T2

WE

R6 1k

C1 0.1µF T3

T4

R4 R2 2mA↓ -24V

R5

↓100µA ↓ 400µA

R7 100 -12V

H

-12V

D1

x

-24V

-24V

AG

Rys. 41. Schemat ideowy korektora linii bazowej wg koncepcji LRL [44].

BG

Wszystkie opisane wyżej układy z zasady swego działania zawierają w torze sygnału kondensator pamiętający Cs. Tej klasie restorerów E.Fairstein [45] nadał miano restorerów szeregowych. Ich alternatywę, zyskującą ostatnio coraz większą popularność stanowią układy, w których elementem pamiętającym jest pojemność równoległa Cp. Strukturalnie wywodzą się one z układów stabilizacji poziomu zerowego [46] z nieliniowym ujemnym sprzężeniem zwrotnym. Pętlą sprzężenia zwrotnego objęta jest wówczas wyjściowa kaskada galwanicznie sprzężonych dolnoprzepustowych (d.c.) sekcji wzmacniających wzmacniacza impulsowego. Główną cechą odróżniającą organizowane w takiej konfiguracji restorery od stabilizatorów jest inercyjność ich pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego, decydująca o szybkości reakcji układu autoregulacji i poziomie jego odpowiedzi na zaburzenie poziomu zerowego. Wyznacza je wartość pojemności równoległej; bardzo duża w przypadku stabilizatorów, oraz odpowiednio mała w restorerach. W konsekwencji reakcja stabilizatora na „samotny” impuls jest praktycznie zerowa, podczas gdy restorer dokonuje korekcji linii zerowej natychmiast po każdym przenoszonym impulsie. Stabilizatory poziomu zerowego z założenia kompensują wszelkie naruszenia linii zerowej wywoływane bardzo różnymi czynnikami, w tym również przenoszonym sygnałem informacyjnym. W zakresie bardzo małych częstości zliczeń i odpowiednio dużej inercyjności gałęzi ujemnego sprzężenia zwrotnego, wpływ przenoszonego sygnału jest praktycznie zaniedbywalny. Nabiera on jednak znaczenia ze wzrostem częstości impulsów (współczynnika wypełnienia sygnału). Wymagane jest wówczas wprowadzenie do układu dodatkowych subukładów wspomagających, minimalizujących bądź eliminujących w pełni ten wpływ. Skutecznym środkiem jego zredukowania w systemach o umiarkowanej wartości współczynnika wypełnienia jest silne (do wartości poniżej paru miliwoltów) ograniczenie poziomu sygnału w gałęzi sprzężenia zwrotnego. Dobrym przykładem takiego rozwią50

zania zrealizowanego w konwencjonalnej technice bipolarnej (na elementach dyskretnych) jest układ zaproponowany przez R.Pazelta [46]. WE + _

+ _

WY

+ _

KOŃCOWE SEKCJE WZMACNIACZA

+25V

3k3

4k7

DZ12 2N1711 T3

100

R 4k7

27k

D3-4 1N914

FILTR 1k

2N2905

D1-2 1N914

100

3k3 -25V

33

5µ

5µ

2k2

WTÓRNIK

T1

T2

WEREG

2N2905

D5-6 1N914

H

C 100µ

4k7

4k7

18k

4k7

AG

WYREG

270

27

OGRANICZNIK

WZMACNIACZ

Rys. 42. Schemat układu autoregulacji linii zerowej (wg.Patzelta [46])

BG

Rysunek 42 przedstawia jego schemat ideowy uwidaczniając zarazem sekcje wzmacniacza impulsowego objęte jego działaniem. Strukturę układu tworzą cztery bloki funkcjonalne: wzmacniacz różnicowy (T1,T2) z diodowymi obwodami antyprzeciążeniowymi (D1,D2,D3,D4) , symetryczny ogranicznik diodowy (D5,D6) , filtr całkujący (R-C) oraz wtórnik wyjściowy (T3) . Wzmocnienie stopnia różnicowego (kv ≈ 1000) determinuje wartość współczynnika stabilizacji dla dewiacji poziomu wyjściowego wzmacniacza impulsowego mieszczących się w granicach ± 10 mV. Do tych wartości granicznych redukowany jest również w pętli poziom impulsów wyjściowych stabilizowanego wzmacniacza. Inny rodzaj ogranicznika zastosowano w układzie opracowanym w Brookhaven National Laboratory wykonanym w formie układu scalonego ASIC w technologii CMOS [47]. Funkcję jego spełnia celowo zdymensjonowany, zasilany prądowo wtórnik źródłowy z obciążeniem pojemnościowym. Pożądane własności uzyskuje się przy małej wartości prądu zasilania wtórnika i dostatecznie dużej wartości pojemności, ustalających szybkość zmian jego odpowiedzi (slew rate) na odpowiednio niskim poziomie. Zadana w ten sposób maksymalna szybkość zmian odpowiedzi ogranicza poziom odpowiedzi na wymuszenia o większej szybkości zmian, co w przypadku impulsów o stałej rozpiętości czasowej jest równoważne ograniczeniu amplitudowemu. Małe, wolnozmienne sygnały przenoszone są przez taki stopień liniowo, duże natomiast - charakteryzujące się odpowiednio dużą szybkością zmian poziomu - podlegają ograniczeniu amplitudy. Na rysunku 43 przedstawiono w uproszczeniu schemat obwodów całej pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego (nazwanej 51

przez autorów mianem Base Line Holder - BLH) zawierającej tego rodzaju stopień ograniczający poziom sygnału w pętli. Vdd T3

T2 Vg1

do WE IKOR

↓

T5

T4

VO WZM.GŁ.

T1

+ Vg2

C2 ST.WYJ. WŹ

FILTR

C1

OGRANICZNIK

_

VREF

WZMACNIACZ

Rys. 43. Uproszczony schemat pętli sprzężenia zwrotnego układu BLH wg. [47]

BG

AG

H

W układzie tym poziom wyjściowy wzmacniacza głównego VOWZM.GŁ. oraz poziom referencyjny VREF tworzą w pomocniczym wzmacniaczu różnicowym sygnał niezrównoważenia VBŁ przekazywany zwrotnie poprzez kaskadę: człon nieliniowy (ogranicznik), filtr dolnoprzepustowy oraz stopień wyjściowy WŹ na wejście podlegających stabilizacji sekcji wzmacniacza głównego. Zarówno ogranicznik jak i filtr dolnoprzepustowy wykonano w takiej samej konfiguracji, przy czym pierwszy (T1) zrealizowano na tranzystorach MOSFET z kanałem p natomiast drugi (T3) na tranzystorach MOSFET z kanałem n. Prądy stowarzyszonych źródeł prądowych (T2 i T4) ustawiane są w układzie odpowiednio napięciami Vg1 i Vg2. Strukturalnie analogiczne stopnie różnią się jednak charakterem realizowanej operacji wynikającym z różnic zakresu ich sygnałów wejściowych, nietrudno bowiem zauważyć, że drugi w porządku topologicznym stopień wtórnikowy pracuje wyłącznie w zakresie liniowym wobec małości jego sygnałów wejściowych dostarczanych przez ogranicznik. O jego własnościach transmisyjnych decyduje obciążenie, które w danym przypadku stanowi duża pojemność C2 . W konsekwencji stopień ten nabiera własności filtru dolnoprzepustowego. Ostatni w pętli sprzężenia zwrotnego stopień w konfiguracji o wspólnym źródle (T5) stanowi konwerter napięciowo-prądowy, dostosowujący wyjście pętli do wymagań wzmacniacza głównego. Zauważmy, że konwencjonalne stabilizatory poziomu z liniową pętlą ujemnego sprzężenia zwrotnego nie są sensu stricte kondycjonerami sygnału. Do tej kategorii układów można natomiast zaliczyć stabilizatory z pętlą nieliniową, zapobiegające dystorsji odpowiedzi przez przenoszony sygnał informacyjny. Radykalnym sposobem eliminacji wpływu przenoszonego sygnału na proces stabilizacji linii zerowej jest blokowanie toru sprzężenia zwrotnego dla impulsów sygnału informacyjnego. Na tę możliwość zwracał już uwagę R.Patzelt [46] nie doprowadził jednak do jej praktycznego wykorzystania. Sugestia jego znalazła natomiast wyraz w wielu oryginalnych rozwiązaniach innych autorów. Bardzo interesującą realizację restorera bramkowanego z równoległym kondensatorem pamiętającym reprezentuje układ opracowany przez E.Fairsteina [45]. Uproszczony schemat tego układu z uwidocznieniem sposobu jego przyłączenia do systemu spektrometrycznego przedstawiono na rysunku 44. 52

1k

SEKCJA WYJŚCIOWA

K KOMPARATOR

2N3646 + 12V

710

D6

+ 12V

43k

2N4126

2N4126 D2 D3

T3

10k R

T2

10k 2k2 T1(A,B)

470

4k7 22M

MPSA65

2k2 1µ

Hi

47µ

0.22µ D4

Lo

CA3018

D1

- 6V

BLR

OUT

D5 2N4124 100k 43k

x1

16k

4k7

AG

CZĘSTOŚĆ ZLICZEŃ

1.3mA ↓ 2N4124

T4

T5

H

T6

VPROG

TRYGER BRAMKUJĄCY

4k7

1k

WZMACNIACZA GŁ.

x 10

-6V

- 12V

- 12V

x3 ASYMETRIA

Rys. 44. Uproszczony schemat równoległego restorera bramkowanego wg Fairsteina [45]

BG

Osnowę konfiguracji stanowi układ restorera równoległego (z równoległą pojemnością pamiętającą). Omówimy go w pierwszej kolejności jako pionierskie rozwiązanie w tej kategorii restorerów. Strukturę układu tworzy wzmacniacz trzechstopniowy (T1,T2,T3) z ogranicznikami diodowymi (D1,D2,D3,D4,D5), zespół kondensatorów pamiętających (C1,C2,C3) oraz wtórnik wyjściowy (T6). W stanie ustalonym prądy kolektorowe tranzystorów T2 i T5 (IK1=-Ik2=60µA) wzajemnie się kompensują nie zmieniając stanu naładowania pojemności pamiętających. W zakresie bardzo małych fluktuacji na wyjściu wzmacniacza głównego układ pracuje jak konwencjonalny stabilizator linii zerowej. Inna jest reakcja układu na (dodatnie) impulsy informacyjne. Gdy poziom ich przekroczy określoną wartość progową2 (VPROG=0.4mV) zostają zablokowane tranzystory T3 i T5 w wyniku czego zwiększony odpowiednio prąd tranzystora T2 ładuje dodatnio pojemności pamiętające. Zgromadzony w nich ładunek jest przyczyną drobnego przerzutu powstającego bezpośrednio po zakończeniu impulsu. Ten z kolei powoduje efekt odwrotny, blokując T2 i przełączając T5 w układ źródła prądowego rozładowującego pojemności akumulujące o nas tawianej przełącznikiem (ASYMETRIA) wartości prądu. Przy ustawieniu tego przełącznika w pozycji x1 czas powrotu do linii bazy, podobnie jak w restorerach szeregowych, jest 2

tzw. „wewnętrzny poziom przełączania prądu” (ang. intrinsic current switching level).

53

równy szerokości przenoszonego impulsu. Pracę w omówionym reżymie umożliwia ustalenie potencjału wyjściowego trygera bramkującego na poziomie blokującym przewodzenie diody D6. Na uproszczonym schemacie subukład trygera przedstawiono w formie blokowej. Wyróżniono na nim komparator i stopień wzmacniający, oraz zaznaczono symbolicznie możliwość przerwania transmisji na wyjście stopnia wzmacniającego zmian poziomu komparatora (klucz K). Dla warunku przerwania zdolności transmisyjnej układu trygera bramkującego ustalona została wartość spoczynkowa jego potencjału wyjściowego. W alternatywnym stanie potencjał na wyjściu trygera przyjmuje różne wartości zależnie od stanu logicznego komparatora, utrzymujące diodę D6 w stanie odcięcia względnie przewodzenia. Stan komparatora uzależniony jest z kolei od przekroczenia jego poziomu progowego przez pojawiający się na wyjściu wzmacniacza głównego impuls informacyjny. Praktycznie oznacza to, że w czasie trwania impulsu informacyjnego dioda D6 przewodzi powodując w rezultacie odcięcie zarówno tranzystora T2 jak i T5. Ładunek na pojemnościach pamiętających pozostaje zatem niezmieniony, a poziom bazowy nienaruszony.

AG

H

Autor opisanego wyżej układu, ulegając zapewne wpływom pewnej maniery w sferze tworzenia nazw nowych układów elektronicznych, zaproponował również oryginalną nazwę dla opracowanego przezeń restorera określając go mianem „wrap-around” Base Line Restorer. Inspiracją do nadania układowi takiej nazwy było (widoczne na rysunku 44) swego rodzaju „owinięcie” stabilizowanej sekcji wzmacniającej siecią elementów gałęzi sprzężenia zwrotnego.

BG

Obok stabilizatorów opartych na technice sprzężenia zwrotnego, zwanych również układami z kompensacją „wstecz”, istnieje również ich wersja alternatywną - z kompensacją „wprzód” [47],[48]. W terminologii anglosaskiej są one oznaczane symbolem FFBLR (Feed-Forward Base-Line Restorer). Układy te nie doczekały się szerszego upowszechnienia ograniczymy się zatem tylko do ich zasygnalizowania. Na rysunku 45 przedstawiono, dla porównania, schematy strukturalne systemów stosujących wymienione typy stabilizatorów bramkowanych. R

R

Vi

R

K C R

Vi K RON

Vo R

a) R

Vo

b) C

Rys. 45. Schematy strukturalne systemów z bramkowanymi stabilizatorami linii zerowej: a) z kompensacją „wstecz” b) z kompensacją „wprzód”

54

Współczesne wzmacniacze spektrometryczne wyposażone są z reguły w układy bramkowanych restorerów równoległych. Schemat standardowego niemal rozwiązania fabrycznego tego rodzaju układu przedstawiono w uproszczeniu na rysunku 46. Zaczerpnięto go z opisu technicznego wzmacniacza spektrometrycznego produkcji firmy ORTEC (Model 673) [19]. 8

WE

HOA 0301

SEKCJA WYJŚCIOWA WZMACNIACZA SPEKTROMETRYCZNEGO 5

12

WY

-12V UKŁAD FORMOWANIA IMPULSU BRAMKOWANIA

PU-D

→

12k

CA3080

T-2

DP

1N4153 3 + 2 _IC-2

T-3 MPS 4534 100k

5

MPS 4534

+12V TIS 59 C -12V

10k

10k 0.47µ +12V

1k

1N4153

-24V

+12V

1N4153

H

+24V

T-1

CA 3100T

IC-1

+ _

3 2

VREF

AG

-12V

Rys. 46. Uproszczony schemat bramkowanego restorera równoległego wzmacniacza spektrometrycznego ORTEC Mod. 673 [19]

BG

Niewielkie, wolnozmienne fluktuacje linii zerowej są kompensowane w układzie konwencjonalnego stabilizatora stałoprądowego, którego pętlę sprzężenia zwrotnego tworzy kaskada dwóch monolitycznych wzmacniaczy operacyjnych: wzmacniacz szerokopasmowy (IC-1) typu CA 3100T i wzmacniacz programowany (IC-2) typu CA 3080; kondensator pamiętający C, oraz stopień wyjściowy na tranzystorze polowym (T-1) typu TIS 59. Wzmacniacz (IC-2) pracuje wówczas z maksymalnym wzmocnieniem, ustalonym potencjałem spoczynkowym kolektora tranzystora T-3. Dla impulsów informacyjnych pętla ta zostaje przerwana wskutek zablokowania wzmacniacza programowanego (IC-2) sygnałem bramkującym bistabilnego dyskryminatora niskoprogowego (DP) wyzwalanego poziomem impulsu informacyjnego. Generowany w nim sygnał przekazywany jest na wejście bramkujące wzmacniacza (IC-2) za pośrednictwem (nie uwidocznionej na schemacie) bramki logicznej NOR oraz dodatkowego stopnia wzmacniającego (T-2,T-3). Włączona w obwód transmisji sygnału blokującego bramka służy do identyfikacji impulsu wyzwalającego przez porównanie czasowe z przedłużoną (w bloku układu wykrywania spiętrzeń PU-D) odpowiedzią dyskryminatora szybkiego kontrolującego sygnał na wyjściu stopnia pierwszego różniczkowania. Na schemacie z rysunku 46 symbolem (PU-D) oznaczono wejście sygnału odniesienia do bloku formowania sygnału bramkowania pętli. Zasadniczy układ restorera uzupełniany bywa konwencjonalną stabilizacją poziomu poprzednich, galwanicznie sprzężonych „szybkich” sekcji wzmacniacza spektrometrycznego. Z możliwości tej skorzystano na przykład w Modelu 672, jednym z nowszych rozwiązań układowych firmy ORTEC [50].

55

2.2.4. Układy wykrywania i odrzucania spiętrzeń (PUI – PUR) Uogólniona definicja układów kondycjonujących zalicza do tej kategorii również układy nie dopuszczające do ekstrakcji informacji impulsów obarczonych skażeniami nie dającymi się usunąć innymi metodami instrumentalnymi. Zadanie kondycjonerów tego rodzaju sprowadza się praktycznie do eliminacji (odrzucania) impulsów skażonych. Decyzję o odrzuceniu musi poprzedzić procedura identyfikacji (wykrywania) impulsów skażonych realizowana przez odpowiednie układy rozpoznające. W spektrometrii amplitudowej przyczyną skażeń impulsów uzasadniających konieczność ich odrzucenia jest - omówiony już wcześniej - efekt spiętrzania impulsów.

BG

AG

H

Układy wykrywania spiętrzeń, zwane są popularnie detektorami lub inspektorami spiętrzeń (ang. pile-up inspector - PUI). Głównym ich zadaniem jest wygenerowanie impulsu identyfikującego w odpowiedzi na impuls informacyjny pojawiający się na tle trwającego jeszcze jego poprzednika. Układ wykrywania spiętrzeń stanowi osnowę dla nieco bardziej rozbudowanej struktury, o poszerzonym zakresie działania. Stanowi ją mianowicie układ odrzucania impulsów spiętrzonych (ang. pile-up rejector - PUR) zawierający, prócz detektora spiętrzeń, liniową bramkę transmisyjną włączoną w tor spektrometrycznego systemu pomiarowego. Impuls identyfikujący wykorzystywany jest wtedy wprost, bądź też pośrednio jako sygnał bramkujący. W pierwszym przypadku jego szerokość musi być dostateczna dla zapewnienia zupełnego przesłonięcia skażonego efektem spiętrzenia impulsu informacyjnego, w drugim natomiast warunek ten dotyczy impulsu bramkującego formowanego stosownie do przyjętej metody w odpowiednio różnych subukładach rejectora. Dla identyfikacji spiętrzenia stosowane są w zasadzie dwie metody: metoda koincydencyjna oparta na formowaniu tzw. impulsu interwału detekcji, oraz metoda korzystająca z techniki dyskryminacji według kształtu. Pierwsza polega na porównaniu czasu nadejścia (time of arrival) kolejnego impulsu ciągu z dopuszczalnym dystansem czasowym (spacing time) od jego bezpośredniego poprzednika [51],[53-56],[58],[60],[63]. Metoda druga wymaga uprzedniego przekształcenia impulsu do postaci bipolarnej lub „dwugarbnej”; detekcja spiętrzenia sprowadza się wówczas do monitorowania, zależnego od kształtu impulsu, czasu jego przejścia przez zero [52],[57] lub poziomu lokalnego minimum [59]. Typowym przedstawicielem starszej generacji detektorów spiętrzeń pracujących według metody koincydencyjnej jest układ H.Weisberga [55]. Rysunek 47 przedstawia schemat blokowy tego układu uzupełniony fragmentem głównego toru pomiarowego. WE

WY

WOLNE

CZŁON OPÓŹN. BRAMKA LINIOWA

WE SZYBKIE

1

2 MW

WZMACNIACZ GŁ.

3 INT

4 DISCR

5 STR

Rys. 47. Schemat blokowy detektora spiętrzeń wg. Weisberga [55]

56

Tworzy go kaskada czterech bloków funkcjonalnych: standaryzator impulsów wejściowych, stopień formowania impulsów o zaniku eksponencjalnym, dyskryminator, oraz układ wydłużający, oznaczonych na schemacie odpowiednio symbolami MW (monowibrator), INT (integrator), DISCR (dyskryminator) oraz STR (stretcher).

H

Proces generacji sygnału bramkowania ilustrują przedstawione na rysunku 48 diagramy przebiegów sygnałów w wyróżnionych węzłach układu. Jest on inicjowany impulsami odbieranymi z „szybkiej” sekcji wzmacniacza spektrometrycznego. Impulsy te (1) wyzwalają uniwibrator (MW) dając w efekcie bardzo krótkie (rzędu ns) impulsy o ustalonej amplitudzie (2). W następnym bloku funkcjonalnym (INT) następuje ich przekształcenie w znormalizowane impulsy eksponencjalne zanikające z założoną stałą czasową (3). Kolejny blok (DISCR) stanowi dyskryminator progowy o progu nieznacznie przewyższającym amplitudę impulsu eksponencjalnego. Wyzwolenie dyskryminatora powodują w rezultacie wyłącznie impulsy spiętrzone. Generowany wówczas impuls (4), o szerokości uwarunkowanej interwałem przekroczenia progu dyskryminacji, nie spełnia warunku pełnego przesłonięcia impulsu informacyjnego i wymaga odpowiedniego poszerzenia (5). Celowi temu służy ostatni blok funkcjonalny (STR) - układ wydłużający (stretcher).

2

AG

1

PRÓG DYSKRYMNACJI

3

τi

BG

4

τi

5

Rys. 48. Diagramy przebiegów sygnału w wyróżnionych punktach węzłowych układu detektora spiętrzeń wg Weisberga [55]

Zauważmy jeszcze, że skażony efektem spiętrzenia impuls informacyjny nie może wyprzedzać przynależnego mu impulsu bramkującego. Stąd też dla skompensowania nieuniknionych opóźnień transmisyjnych w układzie detektora spiętrzeń, w torze pomiarowym spektrometru konieczne jest wprowadzenie odpowiedniego członu opóźniającego. Na rysunku 49 przedstawiono schemat ideowy omawianego detektora spiętrzeń z pominięciem ostatniego bloku funkcjonalnego. Blok standaryzatora (MW) zawiera wejściowy stopień separujący (T1) w układzie wspólnej bazy oraz monowibrator na diodzie tunelowej (DT) z linią opóźniającą (DL). Formowanie standardowych impulsów eksponencjalnych zrealizowano w układzie integratora aktywnego (INT) z diodą wstrzykującą (T2,T3 -D1). Funkcję dyskryminatora (DISCR) pełni głęboko nasycony tranzystor T5 sterowany za pośrednictwem wtórnika (T4). 57

10 - 6V + 4.5V 10

1k

10µ 2n

WE

120

5.1

39

2N2400

DT 22k

1k5 3k3

10µ + 4.5V

T4

5k

2N2400

470

1k

10µ

D1

1N3149

- 6V

2N2400 T2

HD5000

220

2n

T3

1k

DL

10n

T1 2N1143

10µ

500

470

T5

10µ

10

WY

150 470k

1k

2N2400

1k

10

H

Rys. 49. Schemat ideowy układu detektora spiętrzeń wg Weisberga [55]

WE

STAND

X

AG

Bardziej rozbudowaną, o większych możliwościach funkcjonalnych, wersję detektora spiętrzeń typu koincydencyjnego pokazano schematycznie na rysunku 50 [53]. Cechą szczególną tego rozwiązania jest możliwość identyfikacji spiętrzeń zarówno „na ogonie” jak i „na czole” impulsów. RAMP

Y

KOMP

V I

BG

POT

REG.CZASU MARTW.

P II I II

MWB-1

WY-1

TD=5µs DL

SYGNAŁ BRAKU SPIĘTRZ

WY

MW∆ti

Z

MWB-2

SYGNAŁ SPIĘTRZENI

∆t =5µs

Rys. 50. Schemat blokowy detektora spiętrzeń wg Bertolini’ego i i. [53]

W normalnym trybie pracy, ustalonym położeniem przełącznika P w pozycji I, wykrywane są tylko spiętrzenia „na ogonie”. Spiętrzenia skrajnie bliskich impulsów, nie mieszczące się w zakresie wykrywalności układu (w szczególności więc spiętrzenia „na czole”), traktowane są wówczas jako jeden impuls o zdeformowanym kształcie i podwyższonej amplitudzie. Impulsy takie w omawianym układzie są eliminowane w efekcie działania dodatkowej pętli identyfikacji spiętrzeń „na czole” włączanej przez ustawienie przełącznika P w pozycji II. Dla większej przejrzystości fenomenologicznego opisu układu posłużymy się diagramami przebiegów sygnałów w wybranych jego węzłach. Diagramy te przedstawia rysunek 51. 58

A

B

C

D E

WE X Poziom referencyjny

Y

tM

tM

V Wzbroniony impuls zezwolenia

WY-1 Z WY-2

H

Rys. 51. Diagramy przebiegów napięć w wybranych punktach układu detektora spiętrzeń Bertolini’ego [53]

BG

AG

Pierwszy blok funkcjonalny układu (STAND) pełni funkcję standaryzatora impulsów; zawiera on stopień formujący na linii opóźniającej oraz niskoprogowy dyskryminator Schmitta. Podawany na jego wejście ciąg impulsów informacyjnych (WE) ulega w tym stopniu normalizacji do postaci krótkich impulsów o ustalonej amplitudzie (X). Tak uformowany ciąg „wtórny” kierowany jest z kolei do dwóch gałęzi układu: podstawowej służącej do identyfikacji „na ogonie”, oraz uzupełniającej, dokonującej identyfikacji „na czole”. Wiodącą krawędzią tych impulsów aktywizowany jest generator (RAMP) sygnału liniowo malejącego (Y) powodując równocześnie przeskok (V) stanu komparatora (KOMP), a w konsekwencji pobudzenie monowibratora bramkowanego (MWB-1). Monowibrator ten generuje impuls zwany sygnałem zezwolenia (ang. enable signal) otwierający bramkę w torze pomiarowym stowarzyszonego analizatora amplitudy. Stąd też jego szerokość podyktowana jest czasem niezbędnym do przejęcia przez analizator informacji o amplitudzie impulsu informacyjnego - dostatecznie przewyższającym czas jego narastania. Do momentu zrównania poziomu sygnału piłoząbkowego (Y) z poziomem referencyjnym układ jest nieczuły na działanie kolejnych impulsów, tak więc nastawiany potencjometrem P poziom referencyjny komparatora - przy założonej stromości przebiegu piłoząbkowego - determinuje czas martwy detektora spiętrzeń tM. Pojawienie się w tym interwale kolejnego impulsu na wejściu układu skutkuje jedynie przedłużeniem czasu martwego. Przypadek taki odwzorowują na rysunku 51 przebiegi związane z parą superponujących impulsów (B-C). Jak już wspomniano, w trybie detekcji spiętrzeń „na ogonie” analogicznie akceptowany będzie impuls podwójny, powstały wskutek nałożenia zbyt bliskich impulsów (D-E). Wyeliminowanie tak uformowanych impulsów fałszywych umożliwia drugi tryb pracy układu przy przestawieniu przełącznika P w pozycję II. W gałąź podstawową zostaje wówczas włączona linia opóźniająca (DL) a w obwód bramkowania monowibratora (MWB-1) gałąź identyfikacji spiętrzeń „na czole”. Gałąź ta zawierająca monowibrator (MW∆t) oraz

59

monowibrator bramkowany (MWB-2) uaktywniana jest opadającym zboczem impulsu (X). Wyzwalany nim monowibrator (MW∆t) generuje w odpowiedzi standardowy impuls (Z) o założonym czasie trwania, determinującym dopuszczalną odległość między impulsami. W oryginalnym układzie przyjęto jego wartość równą ∆ t =5 µs. Taką samą wartość, z założenia metody, ma również czas opóźnienia linii opóźniającej (DL). Jeśli w interwale ∆t pojawi się kolejny impuls, spowoduje on pobudzenie monowibratora (MWB-2) zaś jego odpowiedź (WY-2) zostaje wykorzystana dla wzbronienia generacji impulsu zezwolenia w gałęzi podstawowej oraz, jako sygnał zaistnienia spiętrzenia, do sterowania pracą analizatora amplitudy. Praca układu w trybie identyfikacji spiętrzeń „na czole” wymaga wprowadzenia analogicznego opóźnienia w torze pomiarowym analizatora amplitudy. Znaczącym postępem w rozwoju detektorów spiętrzeń było wykorzystanie układów scalonych. Przedstawiony na rysunku 52 schemat blokowy takiego układu [60], w swej podstawowej (centralnej) części reprezentuje zarazem jego schemat ideowy.

+ 12V 100k

MW WE

SN 7404

13

+ 5V

F-F

14 12 11 10

AG

1 2

H

INW

SZYBKI WZMACNIACZ WEJŚCIOWY

11

7

+ 5V

15k 1n

2 3

5

WZMACNIACZ WYJŚCIOWY

8

SN 74122

SN 7470

WY

BG

Rys. 52. Uproszczony schemat ideowy detektora spiętrzeń wg Danielsa [60]

Tworzy ją zespół trzech monolitycznych, układów scalonych: monowibrator z podtrzymywanym wyzwalaniem (ang. retriggerable one-shot) SN 74122 [61], [62], synchroniczny przerzutnik jednozboczowy J-K (ang. edge triggered bistable) SN 7470, oraz inwertor SN 7404. Układ pracuje na takiej samej zasadzie jak uprzednio opisane. Monowibrator (MW) pełni w nim funkcję generatora interwału detekcji; jest on pobudzany krótkimi impulsami startowymi przywiązanymi do czoła impulsów informacyjnych. Jego odpowiedź o czasie trwania TD , zapewniającym przekrycie impulsu informacyjnego, przenoszona jest na wejście informacyjne J przerzutnika bistabilnego (F-F) przygotowując go z określonym opóźnieniem transmisyjnym do zmiany stanu przewodzenia. Każdy kolejny impuls startowy pojawiający się w czasie trwania procesu regeneracyjnego monowibratora (MW) powoduje przedłużenie tego procesu o taką samą wartość TD, zwiększając odpowiednio interwał detekcji spiętrzeń. Za pośrednictwem inwertera (INW) impuls startowy przekazywany jest równocześnie na wejście zegarowe przerzutnika (F-F). Wobec skończonej szybkości reakcji monowibratora, czoło generowanego w nim impulsu interwału detekcji jest opóźnione w stosunku do impulsu zegarowego; stan przerzutnika (F-F) nie ulega więc zmianie. Może ona natomiast nastąpić dopiero pod działaniem kolejnego impulsu startowego (B) mieszczącego się w obrębie „zastanego” interwału detekcji. W tym alternatywnym stanie przerzutnik (F-F) utrzymywany jest aż do momentu 60

zmiany poziomu na jego wejściu informacyjnym (J) - to jest do zakończenia impulsu interwału detekcji - formując w ten sposób impuls, który może być wprost wykorzystany do bramkowania toru pomiarowego spektrometru. Przedstawiony wyżej opis fenomenologiczny zilustrowano na rysunku 53 poglądowymi diagramami przebiegu sygnałów. A

B

D

C

t

a) A

B

C

D t

b)

TDB t

c) TDA

t

d) TD C

D

H

A

t

AG

e)

Rys. 53. Diagramy przebiegu sygnałów w układzie detektora spiętrzeń Danielsa [60] a) ciąg impulsów informacyjnych, b) ciąg impulsów startowych, c) impulsy wyjściowe monowibratora (MW), d) impuls wyjściowy przerzutnika bistabilnego (F-F), e) ciąg impulsów informacyjnych na wyjściu bramki sterowanej impulsami (d)

BG

Konfiguracja Danielsa zyskała bardzo dużą popularność. W nieznacznie zmodyfikowanej wersji została ona zaimplementowana do wzmacniacza spektrometrycznego produkcji f-my ORTEC - Model 673 [19]. Rysunek 54 przedstawia ideowy schemat tej realizacji. W stopniu generatora interwału detekcji zastosowano tu również monowibrator z podtrzymywanym wyzwalaniem, wykorzystując w tym celu połowę scalonej struktury 74LS123. Przerzutnik JK zastąpiono natomiast przerzutnikiem typu D (½ 74LS74). Impulsy startowe monowibratora formowane są w układzie dyskryminatora na wyjściu sekcji szybkiej wzmacniacza. Są one również wykorzystane jako impulsy zegarowe (Cl) przerzutnika D. Fenomenologia procesu generacji wyjściowego sygnału wzbronienia jest niemal identyczna jak w przypadku układu Danielsa; dla pełności jej opisu należy jeszcze uwzględnić kaskadę bramek NOR (74LS02) korygujących opóźnienia transmisyjne w układzie oraz wspomagających identyfikację impulsów poprzez porównanie czasowe odpowiedzi monowibratora i dyskryminatora wyjściowego „wolnej” sekcji wzmacniacza. Literatura przedmiotu podaje bardzo wiele rozwiązań układowych detektorów spiętrzeń typu koincydencyjnego. W przedstawionym wyżej przeglądzie uwzględniono zaledwie kilka najbardziej znaczących, ukazujących zarazem drogę rozwojową tej kategorii układów. Uzupełnimy go jednym tylko, godnym uwagi przykładem detektora spiętrzeń drugiego typu. Jest nim opracowany przez Bassa, Kessela i Majoni’ego [52] układ przeznaczony do selekcji impulsów według kształtu względnie do wykrywania impulsów 61

HRN0607 +5V

0.25µs

+ 5V

NC 0.5µs 1µs 2µs 4µs

11n 7

6

1k8

½ 74LS123

Q 5

10 9 VCC

_ Q 12

10 11

15µ

- 12V

WY

9

1N4153

1k

Q 8

13

10n 15k

WE

15k

74LS02

AG

SYGN. ZAJĘTOSCI

R

MPS 2349

10

_

12 D

16

+ 5V

Cl S Q

½ 74LS74

+

47

10n

H

WE IMP. START.

10

Rys. 54. Schemat układu detektora spiętrzeń wzmacniacza ORTEC Mod. 673 [19]

skażonych spiętrzeniem. Schemat blokowy tego rozwiązania oraz diagramy przebiegów sygnałów w wybranych węzłach układu przedstawiono na rysunku 55.

BG

Zasada działania układu korzysta ze znanych własności impulsów bipolarnych uformowanych na drodze „zróżniczkowania ” ich pierwotnej postaci monopolarnej: niezależności momentu przejścia przez zero tZ od amplitudy i silnej jego zależności od kształtu impulsu monopolarnego. Wynika stąd konieczność uprzedniego przekształcenia monopolarnego impulsu informacyjnego, dokonywanego bądź to przy pomocy prostego czwórnika C-R bądź też obwodu formującego na liniach opóźniających. Układ rozpoznaje czy moment przejścia przez zero tz wejściowego impulsu bipolarnego następuje z założonym a’priori opóźnieniem referencyjnym TREF, przy czym wartość tego opóźnienia odpowiada ściśle momentowi przejścia przez zero impulsu nie obarczonego spiętrzeniem. W przypadku zgodności aktualnej wartości tZ oraz interwału referencyjnego TREF układ generuje impuls akceptacji (enable pulse) otwierający tor pomiarowy dla danego impulsu informacyjnego. W tym kontekście omawiany układ ma charakter komplementarny w stosunku do konwencjonalnego układu wykrywania spiętrzeń. Zadane ogólną koncepcją układu operacje realizowane są w dwóch równoległych gałęziach, oznaczonych na schemacie odpowiednio jako tor górny i tor dolny, a uformowane w nich impulsy identyfikacyjne (F,F’) są porównywane w wyjściowym stopniu koincydencyjnym. Ich krawędzie czołowe niosą informacje o wzorcowym TREF i rzeczywistym czasie przejścia przez zero tZ. 62

B

C

D

E

F MONOWIBRATOR WY

A DYSKR. 1

WE

WY-1

MONOWIBR INTERWAŁU TREF

OGRANICZNIKI WZMACNIACZE DYSKR. 2

B’

WY-2

C’

UKŁ.KOINC.

F’

a) A

C

B

E

D

F TOR GÓRNY

C’

t0

tZ

t

tZ

t

TOR DOLNY

t0

t0

t

tZ

b)

AG

t0

F’

H

B’

Rys. 55. Układ detektora spiętrzeń wg. Bassa i współpracowników [52] a) uproszczony schemat blokowy układu b) przebiegi sygnałów w wyróżnionych węzłach układu przy braku spiętrzenia

BG

Pierwsze trzy stopnie obu torów wykonano w odpowiednio identycznych konfiguracjach na wzajemnie komplementarnych tranzystorach germanowych. W szczególności ich stopnie wejściowe, których schematy pokazano na rysunku 56, stanowią wtórniki obciążone parą przeciwstawnie połączonych diod: germanowej i krzemowej, pełniące funkcje dwustronnych, asymetrycznych ograniczników poziomu sygnału. Z przebiegu bipolarnego + 10V

150n

- 10V

OC 141

150n

2k2 WY

WE 4k3

AF 118 2k WY

WE

4k3 6k8

6k8

1G56

1G56

a)

- 10V

S570G

b)

+ 10V

S570G

Rys. 56. Schematy ideowe stopni wejściowych w torze górnym (a) i w torze dolnym (b) układu detektora spiętrzeń wg. Bassa i i. [52].

63

wyodrębniają one jego dodatni (w torze górnym) i ujemny (w torze dolnym) „lob” składowy. Po wzmocnieniu w drugim bloku funkcjonalnym, ich krawędzie wiodące wyzwalają przynależne dyskryminatory, generujące impulsy standardowe przywiązane odpowiednio do początków pierwszego i drugiego „lobu” wejściowego impulsu bipolarnego. Czoło impulsu dyskryminatora (1) w torze górnym pobudza monowibrator interwału referencyjnego dający w odpowiedzi impuls (E) o założonej szerokości TREF. Jego końcowa krawędź determinuje wzorcowe położenie punktu przejścia przez zero bipolarnego impulsu wejściowego nie obarczonego spiętrzeniem. W torze dolnym natomiast czołowa flanka impulsu generowanego w dyskryminatorze (2) wyznacza współrzędną czasową rzeczywistego przejścia przez zero tZ. Informacje te przejmują z kolei szpilkowe impulsy identyfikacyjne (F,F’) uformowane w obwodach różniczkujących obu torów. Są one przekazywane na wejście układu koincydencyjnego wykonanego w konfiguracji Garwina [63] i w przypadku ich współczesności (to jest zgodności TREF i tZ) powodują wygenerowanie sygnału akceptacji ukazującego się na zaciskach wyjściowych w formie pary impulsów przeciwnej polarności

BG

AG

H

Z zasady działania układu wynika jego istotny niedostatek; zaistnienie spiętrzenia eliminuje bowiem obydwa impulsy, pogarszając tym samym statystykę rejestrowanej liczby zdarzeń.

64

3. Metody i układy ekstrakcji informacji

BG

AG

H

Odpowiedzią układu detekcji na wymuszenie radiacyjne (sygnał radiometryczny) jest ciąg impulsów prądowych. Odwzorowuje on zarówno samo wymuszenie jak również procesy odpowiedzialne za jego konwersję (w wielu aspektach stochastyczne). Innymi słowy, uformowany w ten sposób sygnał elektryczny przejmuje funkcję wtórnego nośnika informacji [64]. Informacje te zawarte są w indywidualnych i uśrednionych parametrach deskryptywnych ciągu impulsów, jak amplituda, rozciągłość czasowa i kształt poszczególnych impulsów oraz średnia częstotliwość ich repetycji. Wymienione przykładowo wielkości elektryczne pozostają w dobrze określonych związkach z pierwotnymi parametrami strumienia fotonów czy cząstek jonizujących. Na tej podstawie rozwinęły się trzy podstawowe metody pomiarowe: spektrometria amplitudowa, spektrometria czasowa oraz metoda identyfikacji rodzaju promieniowania oparta na selekcji według kształtu. Rodzaj ekstrahowanej z sygnału informacji decyduje oczywiście o charakterze niezbędnego kondycjonowania. Dodajmy jeszcze, że w każdym radiometrycznym eksperymencie badawczym lub pomiarze technicznym realizowanym w obszarze wymienionych technik pomiarem objęta jest z reguły średnia częstotliwość impulsów (szybkość zliczeń - ang. count rate) generowanych w detektorach promieniowania (całkowita lub mieszcząca się w zadanym przedziale energii względnie pochodząca od wyróżnionego jego rodzaju), stanowiąca miarę jego intensywności (natężenia).

3.1. Ekstrakcja informacji o intensywności promieniowania jonizującego Terminem natężenie lub intensywność promieniowania jonizującego zwana jest potocznie prędkość fluencji (ang. fluence rate) cząstek lub fotonów. W przypadku jednorodnego pola radiacyjnego wyraża ją formuła definicyjna Φ (76) t gdzie Φ oznacza fluencję3 danego typu promieniowania tj. stosunek liczby fotonów lub cząstek jonizujących n, które przeniknęły powierzchnię S do wielkości tej powierzchni. Formułę (76) można zatem sprowadzić do postaci uwidaczniającej związek intensywności promieniowania (prędkości fluencji) ze średnią częstotliwością wymuszeń radiacyjnych def

Ψ =

3

W dawniej stosowanej terminologii fluencję zwano strumieniem, natomiast prędkość fluencji odpowiednio gęstością strumienia promieniowania [65],[66].

65

Ψ=

〈 fR〉 S

(77)

Wobec skończonej wydajności detektorów nie każde wymuszenie elementarne (foton/ cząstka) daje impulsową odpowiedź prądową. Ogólnie więc można napisać relację wiążącą średnią częstotliwość impulsów prądowych z intensywnością promieniowania: 〈 f imp 〉 = k Ψ = k1 〈 f R 〉

(78)

gdzie k stanowi (mniejszy od jedności) współczynnik zależny od rodzaju detektora, rodzaju promieniowania oraz geometrii pomiaru, zaś k1 = k/S.

AG

H

Intensywność promieniowania daje się więc określić na drodze pomiaru średniej częstotliwości impulsów odbieranych z detektora danego rodzaju promieniowania. Dokonać tego można na dwa sposoby: - w sposób pośredni poprzez pomiar liczby impulsów N zarejestrowanych w założonym interwale zliczania T w układach zliczających (przelicznikach). Wyznaczenia średniej częstotliwości dokonuje się wówczas według oczywistego związku: = N/T, - w sposób bezpośredni przy pomocy mierników szybkości zliczania (ang. count rate meter) zwanych potocznie integratorami impulsów na drodze pomiaru średniej częstotliwości impulsów detektora. Kondycjonowanie impulsów licznikowych w obu przypadkach sprowadza się do ich standaryzacji czasowo-amplitudowej. Celowi temu służy monowibrator (najczęściej w monostabilnej wersji Schmitta) [67] o możliwie małym czasie martwym.

3.1.1. Przeliczniki impulsów

BG

Przelicznikiem impulsów nazywamy urządzenie, które w odpowiedzi na ciąg lub paczkę impulsów wejściowych daje wtórny ciąg lub paczkę impulsów o zredukowanej ich częstości lub liczbie w stosunku określonym przez tak zwany stopień względnie współczynnik redukcji p nazywany również skalą układu. Współczynnik redukcji może więc przybierać tylko wartości całkowite. Według definicji podaje on jaka liczba impulsów wejściowych musi zostać przez układ przyjęta aby wygenerował on jeden impuls wyjściowy. Układ tego rodzaju musi przeto zapamiętywać liczbę przyjętych impulsów wejściowych w pełnym cyklu jego pracy. Wynika stąd warunek, aby posiadał on p wyodrębnionych stanów stabilnych, następujących według ściśle określonego schematu logicznego, co implikuje w konsekwencji możliwość odczytu (indykacji) liczby przyjętych impulsów. Najprostszym z możliwych układem redukcji liczby impulsów jest układ o współczynniku redukcji p =2. Koncepcje oraz praktyczną realizację takiego układu na lampach elektronowych zawdzięczamy W.H. Ecclesowi i F.W. Jordanowi [68]. Powszechnie znany jest on (również w technice półprzewodnikowej) pod nazwą przerzutnika Ecclesa Jordana, a także komórki binarnej lub trygera (ang. bistable, Flip-Flop). Opracowanie elementarnej komórki binarnej stworzyło formalne podstawy syntezy bardziej złożonych układów przeliczających o dowolnym w zasadzie współczynniku redukcji. Te potencjalne możliwości wykorzystano dopiero z dwudziestoletnim opóźnieniem spowodowanym 66

głównie trudnościami w opracowaniu skutecznego i niezawodnego sposobu sprzężenia międzykomórkowego. Zauważmy, że nazwa przelicznik impulsów wywodzi się z lat, gdy jedynym trwałym nośnikiem informacji o liczbie przejętych impulsów był numerator mechaniczny. Duża bezwładność jego ustroju mechanicznego ograniczała szybkość periodycznego zliczania do poziomu poniżej 100 Hz. W przypadku ciągu impulsów o rozkładzie przypadkowym poziom ten ulegał jeszcze dalszemu obniżeniu. Dla zaradzenia temu ograniczeniu podjęto wiele prób skonstruowania swego rodzaju interface’ów obniżających liczbę impulsów, opartych głównie na zastosowaniu tyratronów. Skrócenie czasu martwego takich realizacji było jednak daleko niewystarczające. Przełom w rozwoju tej techniki pomiarowej stanowił dopiero opracowany przez Forsmana [69] układ redukcji częstotliwości impulsów licznikowych wykorzystujący znane już podówczas przerzutniki lampowe [68].

AG

H

Systematycznie udoskonalanym układom nadano nazwę: przelicznik impulsów lub reduktor częstotliwości (ang. scaler). W swej pierwotnej postaci funkcjonalne zadanie przelicznika sprowadzało się wyłącznie do wygenerowania odpowiedzi impulsowej po przyjęciu określonej liczby impulsów wejściowych (to jest z chwilą jego przepełnienia) bez możliwości odczytu stanu pośredniego. Wyposażenie przelicznika w układ indykacji (odczytu) jego stanu na-dało mu charakter licznika impulsów, tym nie mniej zachowano wcześniej ugruntowaną nazwę. Przetrwała również ogólna filozofia układu.

BG

Problematyka liczników (rejestrów) elektronicznych ma bardzo obszerną literaturę przedmiotu wykraczającą znacznie poza obszar naszych zainteresowań. W niniejszej monografii ograniczymy się wyłącznie do przeliczników stosowanych w radiometrii konwencjonalnej i specjalistycznej. Podlegają one ogólnej klasyfikacji układów liczących segregującej je według kodu (dwójkowe i dziesiętne), kierunku liczenia (następnikowe - w przód, poprzednikowe - wstecz, rewersyjne - różnicowe) oraz sposobu sterowania (synchroniczne, asynchroniczne i mieszane) . Na rysunku 57 przedstawiono schematycznie możliwości realizacji liczników w wersjach objętych podaną wyżej systematyką. W porządku rozwojowym przeliczników pierwsze pojawiły się następnikowe przeliczniki dwójkowe. Organizacja układu liczącego w systemie dwójkowym znalazła odbicie w ich nazewnictwie. Z tego okresu pochodzą właśnie nazwy ukazujące explicite stopień redukcji przelicznika, jak na przykład; przelicznik ósemkowy, szesnastkowy...itd. (ang. scale-of-8-counter, scale-of-16-counter....). Przypomnijmy, że współczynnik redukcji pk kaskady k elementarnych komórek binarnych wyraża się ogólnie znaną relacją p k = 2k

(79)

Nk = (pk -1)

(80)

a jej pojemność Nk wynosi Nawet relatywnie duża liczba komórek binarnych daje stosunkowo niską wartość współczynnika redukcji, a w konsekwencji równie małą pojemność całej kaskady. W wielu przypadkach okazuje się ona niewystarczająca, stąd też układ elektroniczny jest uzupełniany (wolnoliczącym) licznikiem elektromechanicznym o wielokrotnie większej pojemności własnej Nel-m.

67

PRZELICZNIKI

SYNCHRONICZNE

1

2

ASYNCHRONICZNE

3

1

1 JEDNOKIERUNKOWE

2

2

MIESZANE

3

REWERSYJNE

1 3

2

3

SPECJALNE

WPRZÓD DWÓJKOWE

DZIESIĘTNE

H

WSTECZ

AG

Rys. 57. Schemat klasyfikacji liczników według sposobu sterowania, kierunku liczenia oraz wybranych rodzajów kodowania

Pojemność przelicznika Nk (ang. count capacity) oraz współczynnik redukcji p (ang. scale factor) stanowią podstawowe jego parametry znamionowe. Zaliczają się do nich również czas rozdzielczy dla pary impulsów τr (ang. pulse pair resolution) oraz maksymalna częstotliwość zliczania fmax (ang. maximum counting rate). Definiowane są one następująco:

BG

- Rozdzielczość czasowa dla pary impulsów τr określa najmniejszy odstęp czasowy dwu bezpośrednio sąsiadujących impulsów zapewniający ich oddzielne policzenie. Parametr ten ma istotne znaczenie w przypadku zliczania impulsów o stochastycznym rozkładzie czasowym. - Częstotliwość maksymalna fmax odniesiona jest do ciągu impulsów o równomiernym rozkładzie czasowym. Jest to wartość częstotliwości impulsów wejściowych, przy której nie zachodzi jeszcze zjawisko gubienia impulsów, naruszające liniowość charakterystyki przejściowej przelicznika (fWY vs fWE). Zauważmy, że komórki binarne należą do kategorii układów o niewydłużalnym (stałym) czasie martwym τM. W przypadku gdy ich czas martwy jest dominującym w całym torze pomiarowym, a rozkład czasowy impulsów wejściowych ma charakter poissonowski, pewna część impulsów nie zostaje policzona. Ten niepożądany efekt nazywamy gubieniem impulsów, zaś ilościową relację między rzeczywistą liczbą no przejętych w jednostce czasu impulsów wejściowych a ich liczbą n zarejestrowaną w tym czasie przez układ określa zależność nieliniowa [70] n=

68

n0 1 + n0 τ M

(81)

wykazująca nasycenie w warunkach gdy noτM >> 1. Pierwsze konstrukcje przeliczników prócz zasadniczych bloków zliczających zawierały odpowiednie stopnie kondycjonujące. Pozbawione były natomiast prostego nawet układu zegarowego służącego do pomiaru czasu T zliczania impulsów wejściowych, nie mówiąc o bardziej rozbudowanych układach przedwyboru liczby impulsów czy też czasu ich akumulacji. Prócz tej niedogodności kłopotliwy był również odczyt wyniku pomiaru NT wymagający odnotowywania stanu licznika elektromechanicznego oraz zespołu (k) komórek binarnych przelicznika i dokonywania odręcznego obliczenia według formuły i=k

N T = x 2 k + ∑ y i 2 i −1

(82)

i =1

gdzie x oznacza wskazania licznika elektromechanicznego, i – indeks kolejnych komórek zaś yi przyjmuje wartości 0 lub 1, zależnie od indykowanego stanu i-tej komórki.

BG

AG

H

Powszechnie stosowanym wówczas wskaźnikiem stanu komórki była lampka gazowana (neonówka) włączona w obwód trygera w taki sposób iż „zapalała” się po przyjęciu każdego nieparzystego w kolejności impulsu, a była „gaszona” bezpośrednio następującym impulsem parzystym. Uciążliwości eksploatacyjnych przelicznika dwójkowego przysparzała nadto konieczność dokonywania równoległego pomiaru czasu zliczania T (akumulacji) impulsów. Niedoskonałości układów dwójkowych okazały się zarazem silnym bodźcem do poszukiwania nowych rozwiązań, umożliwiających między innymi prezentację zawartości przeliczników w znacznie wygodniejszym w praktyce pomiarowej kodzie dziesiętnym. Zaowocowały one znaczącym postępem zarówno w rozwoju komórek bistabilnych jak i syntezy układów zliczających. Dokumentuje go bogata literatura przedmiotu, obejmująca oryginalne i przeglądowe artykuły poświęcone tej tematyce – np. [ 68-87], a także liczne opracowania monograficzne i podręcznikowe [88-95]. Zasygnalizowane odsyłaczami literaturowymi przykładowe rozwiązania przerzutników stanowiły realizacje jednostkowe dla potrzeb badań własnych autorów. Wiele z nich można by uznać za swego rodzaju „kamienie milowe” na drodze rozwoju - trwającej do połowy ubiegłego stulecia - „ery techniki lampowej”. Na pewnym jej etapie dużą popularność zyskały przeliczniki oparte na wykorzystaniu lamp liczących [94],[96]; zarówno gazowanych [97-99] jak próżniowych [100-102]. Tego rodzaju przeliczniki były również produkowane w Polsce. W szczególności, wykonany w systemie „cegiełkowym”, typ PER1 [103] zawiera dwie dekady dwójkowo-dziesiętne w zmodyfikowanej konfiguracji Pottera [76] (cegiełka P-2) oraz układ dekatronowy z czterocyfrowym licznikiem elektromechanicznym (cegiełka P-1), natomiast model LL-1 [104] - trzy wkładki dekad zliczających na lampach elektrono-promieniowych oraz wkładkę z licznikiem elektromechanicznym. Obydwa przeliczniki wyposażono w odpowiednie wejściowe układy kondycjonujące oraz pomocnicze układy do sterowania ich cyklem pracy. W zasadzie są one przewidziane do pracy w systemie sterowania ręcznego. Dodatkowa przystawka sterująca (PS-1) umożliwia jednak sterowanie automatyczne drugiego przelicznika (LL-1). Znacznie lepszymi parametrami odznacza się przelicznik typu PEL-5A [105] wchodzący w skład „Znormalizowanego systemu elektronicznej aparatury laboratoryjnej techniki 69

PRZEŁĄCZNIK RODZAJU PRACY

PRZEŁĄCZNIK ELEKTRONICZNY

AG

WEJŚCIE IMPULSÓW

H

jądrowej” [106]. Jego układ przeliczający obejmuje sześć dekad w konfiguracji Grosdoffa [80] o racjonalnie zróżnicowanych czasach rozdzielczych. Wykonano je w formie wymiennych wkładek wyposażonych w autonomiczne neonówkowe indykatory stanu dekady. Przelicznik zawiera własny układ czasosteru, służący do pomiaru czasu zliczania impulsów oraz umożliwiający automatyczny pomiar z przedwyborem czasu pomiaru lub liczby zliczeń. W wejściowym stopniu kondycjonowania sygnału zastosowano tu konwencjonalny dyskryminator Schmitta. Podstawowe konfiguracje przeliczników lampowych oraz ich komórek elementarnych zostały praktycznie zreplikowane w technice półprzewodnikowej stanowiąc podstawę ich dalszego rozwoju i udoskonaleń. Dokonał się on jednak głównie w obszarze techniki cyfrowej wspomaganej i stymulowanej osiągnięciami technologii półprzewodnikowej [107-115]. Stąd też początkowe realizacje tranzystorowe (na elementach dyskretnych) zostały rychło wyparte przez rozwiązania wykorzystujące monolityczne układy scalone małej skali integracji (SSI). Tak, na przykład, w przeliczniku typu P-44 [116] produkcji krajowej, wchodzącego w skład systemu laboratoryjnej aparatury techniki jądrowej „STANDARD-70” [117], jako komórki binarne dekady liczącej wykorzystano scalone przerzutniki JK typu SN7472N. Schemat blokowy tego przelicznika przedstawiono na rysunku 58.

GENERATOR 100 Hz

WSKAŹNIKI CYFR.

LICZNIK CZASOSTERU

BG

WYJŚCIE ZNACZNIKA

LICZNIK GŁÓWNY

SYNCHRON STARTU

KAS.RĘCZNE

UKŁAD KASOWANIA

IMPULS KAS

START IMPULS

UKŁAD START-STOP

UKŁAD ZNACZNIKÓW

STOP IMPULS

START/STOP RĘCZNY

Rys. 58. Schemat blokowy przelicznika typu P-44

Podstawowym blokiem funkcjonalnym przelicznika jest LICZNIK GŁÓWNY zawierający sześć dekad liczących uzupełnionych dodatkowym reduktorem binarnym, wyznaczającym najbardziej znaczącą cyfrę zarejestrowanej liczby impulsów. Blok ten „obsługiwany” jest przez zespół bloków pomocniczych: LICZNIK CZASOSTERU, GENERATOR WZORCOWY, PRZEŁĄCZNIK ELEKTRONICZNY, UKŁAD „START-STOP”, UKŁAD SYNCHRONIZACJI „STARTU”, UKŁAD KASOWANIA oraz UKŁAD ZNACZNIKÓW, determinujących zakres możliwości eksploatacyjnych przelicznika. Obejmuje on pomiar liczby impulsów z przedwyborem czasu, pomiar czasu zliczania 70

zadanej liczby impulsów, pomiar odstępu czasowego między dwoma impulsami, pomiar ich średniej częstotliwości oraz szerokości, a nadto generację impulsów o zadanych odstępach czasowych. Z założenia podstawowym sposobem sterowania pracą przelicznika jest sterowanie ręczne, nie mniej jednak przewidziano również możliwość sterowania standardowymi impulsami elektrycznymi.

Vcc K C J

WE

KAS

Q _ Q

KASOWANIE

K C J

K C J

Q _ Q

5k1

BG

8 x 68k

5k1

Q _ Q

4 x SN7472 WY

BAY55

BAY55

BAY55

BAY55

AG

BAY55

Q _ Q

5k1

5k1

BAY55

K C J

5k1

H

+5.2V

5 x BFYP519

5 BFYP519

+60V

0 1 2 3 4

+250V

LC 531

5

6 7

8 9

KROPKA

47k

Rys. 59. Schemat ideowy dekady liczącej przelicznika P-44

Rysunek 59 przedstawia schemat ideowy dekady liczącej przelicznika P-44. Jak łatwo zauważyć pracuje ona, podobnie jak dekady przelicznika lampowego PEL-5A, w systemie sprzężeń „w przód” i „wstecz” zaproponowanym przez Grosdoffa. Maksymalna częstotliwość zliczania tej dekady sięga wartości 10 MHz. Na schemacie uwidoczniono również obwody układu indykacji stanu dekady. Obejmują one matrycę dekodera diodoworezystorowego, stowarzyszony zespół tranzystorów sterujących oraz jarzeniowy wskaźnik cyfrowy typu NIXIE. Sześć takich dekad wraz z dodatkowym (zbudowanym na bramkach

71

SN7400N) przerzutnikiem RS, tworzy układ zliczający impulsy wejściowe (LICZNIK GŁÓWNY).

Mnogość rozwiązań układowych i konstrukcyjnych elektronicznej aparatury pomiarowej oraz dążność do łatwej reprodukcji warunków pomiarowych w eksperymentach fizyki jądrowej skłoniła jej projektantów i użytkowników do podjęcia w tej dziedzinie działań unifikacyjnych. Ich efektem było opracowanie szeregu systemów aparaturowych, z których trwale upowszechniły się dwa systemy modułowe: amerykański system NIM (Nuclear Instruments Modules) [118 ] oraz system europejski CAMAC (Computer Application for Measurement and Control) [119],[120]. Drugi z wymienionych został również wdrożony do produkcji krajowej [121]. W ramach tego systemu opracowano między innymi laboratoryjny przelicznik nowej generacji typu 1403, spełniający jednak tylko częściowo4 - określone normą - wymagania techniczne. Na rysunku 60 przedstawiono ogólny schemat blokowy tego przelicznika.

WY-1

WY-2

UKŁAD DEKODUJĄCO WYŚWIETLAJĄCY

MEMORY OFF ON SING. AUTO

LICZNIK IMPULSÓW WEJŚCIOWYCH

AG

UKŁAD WEJŚCIOWY

H

WEJŚCIE

K1

START

STOP

RESET

K1

PRZEDWYBÓR

K2

T

N

UKŁAD PORÓWNYWANIA

BG

UKŁAD STERUJĄCY

LICZNIK IMPULSÓW CZASU

LICZBY IMPULSÓW N CZASU T

TIME

K2

s min

DZIELNIK CZĘSTOTLIWOŚCI

GENERATOR ZEGAR – 10 MHz

Rys. 60. Schemat blokowy przelicznika typu 1403 „CAMAC”

Zasadniczym blokiem funkcjonalnym jest LICZNIK GŁÓWNY zliczający impulsy wejściowe przekazywane przez kondycjonujący je UKŁAD WEJŚCIOWY. Cykl pomiarowy przebiega według procedur zadanych nastawami pomocniczych bloków: UKŁADU STEROWANIA oraz zespołu bloków CZASOSTERU, obejmującego GENERATOR IMPULSÓW ZEGAROWYCH, DZIELNIK CZĘSTOTLIWOŚCI, UKŁAD PORÓWNYWANIA oraz LICZNIK IMPULSÓW CZASU. Uwidoczniony na schemacie, jako wspólny, BLOK DEKODUJĄCO-WYŚWIETLAJĄCY zawiera w istocie dwa oddzielne 4

Magistrala wykorzystana jest tylko do zasilania przelicznika; inne połączenia realizowane są kablami zewnętrznymi.

72

subukłady związane bezpośrednio z przynależnymi licznikami. Organa nastawcze umożliwiają: - „pomiar prosty” (liczby impulsów i czasu pomiaru) w interwale określonym momentami uruchomienia (przyciskiem „start”) i zakończenia zliczania (przyciskiem„stop”), - pomiar liczby impulsów z zadanym przedwyborem czasu zliczania, - pomiar czasu zliczania z zadanym przedwyborem liczby zliczeń w pojedynczym lub automatycznym (w reżymie tzw. uproszczonego integratora) cyklu pracy. Wyniki pomiaru są wyświetlane przez zespół półprzewodnikowych wskaźników cyfrowych oraz wyprowadzone na zaciski wyjściowe łączące przelicznik z drukarką zewnętrzną. Obydwa liczniki wykonano w podobnym układzie, jako kaskady dekad liczących wyposażonych w indywidualne bloki wizualizacji stanu dekady, przy czym licznik główny zawiera ich siedem, a licznik czasu - cztery. Strukturę takiej dekady przedstawiono schematycznie na rysunku 61. +5V

6

1

WSKAŹNIK CYFROWY

10

8

5

4

13 12 11

10

9 15 14

5

9

2

3

WY. DO DRUKARKI

AG

7x270

H

CQYP 74

UCY 7447

DEKODER 0

2

1

4

7

UCY 7400

9 10

1 2

11 10 14

15

1 16

6

5

13 12

PAMIĘĆ BUFOROWA

BG 3

11

8

DEKADA LICZĄCA

2

9

14

IMP. ZAPISU

7 12 14

UCY 7490

7

8

3

4 4K7

UCY 7475

0

+5V 9

13

2

WE

1

KASOWANIE / RESET

Rys. 61. Schemat dekady przelicznika typu 1403 – CAMAC

Podstawowym jej członem funkcjonalnym jest dekada scalona typu UCY 7490 N. Za pośrednictwem pamięci buforowej (UCY 7475 N) jest ona sprzężona z układami odczytu: scalonym dekoderem (UCY 7447) współpracującym z siedmiosegmentowym wskaźnikiem cyfrowym (CQYP 74), oraz zespołem bramek (UCY 7400) przekazującymi dane do drukarki peryferyjnej (typu ERD 102). W warunkach pracy automatycznej przepisywanie danych z dekady liczącej do pamięci peryferyjnej następuje z chwilą zakończenia każdego cyklu 73

pomiarowego. Maksymalna szybkość zliczania (10 MHz) podyktowana jest własnościami dekady scalonej [111].

POŁĄCZENIA Z BLOKIEM DEKODOWANIA I STEROWANIA

10

11

2

3

12

4

13

5

4

10

1

SZYNY R

4

AG

1

+5V

H

Przeliczniki pracujące w sterowanym komputerowo systemie akwizycji i obróbki danych nie wymagają wyposażenia ich w autonomiczne wskaźniki stanu, zaś informacja o ich zawartości przekazywana jest do innych jednostek systemu za pośrednictwem magistrali. Przykładem takiego rozwiązania jest, przeznaczony do pracy w systemie CAMAC, przelicznik produkcji krajowej typu 401 [124]. We wspólnym module zawiera on cztery szesnastobitowe sekcje liczące (liczniki binarne). Uproszczony schemat jednej takiej sekcji ukazuje rysunek 62. Stanowi ona kaskadę, wykonanych na przerzutnikach J-K, czterech czterobitowych scalonych liczników asynchronicznych typu UCY 7493N. W pierwszym z nich wykorzystano tylko trzy bity uzupełniając jego pojemność do czterech bitów dodatkowym, przełączonym do konfiguracji „T”, przerzutnikiem typu UCY 7474N. Taki sposób organizacji pierwszego licznika pozwolił włączyć w tor zliczanych impulsów rozbudowany układ bramkowania, umożliwiający blokadę zarówno sygnałami wewnętrznego sterowania systemu jak i sygnałem zewnętrznym podawanym na gniazdo oznaczone nazwą INHIBIT. Wyjścia poszczególnych komórek binarnych połączone są trwale z szynami „R” magistrali za pośrednictwem bramek z otwartym kolektorem typu UCY 7403N (w tak zwanej technice sumowania na drucie) oraz wzmacniaczy buforowych UCY 7407N. 8

UCY 7407 N

9

13

3 2

6 5 8 9 11 12

9

1

2

UCY 7493 A

5

6

4,5

2

INPUT

3

4

10

13

12

L.2

1

4 x 4k2

1

L.3

9 8

11

1,2

2

5

UCY 7402N

UCY 7400N 1 4

4, 6

*

5

UCY74 107N

6

8,9

UCY 7493 A

14

11 2

.

UCY 7404N

8

9

UCY 7400N 12

6

13

6

11

12

2 4

5 1

UCY 7453N 13 1, 2

4 5 9 10 9,10 1,13 2,3

**

3,5

4

UCY 7420N

POŁĄCZENIA Z BLOKIEM DEKODOWANIA I STEROWANIA

Rys. 62. Uproszczony schemat pierwszej sekcji zliczającej przelicznika typu 401

74

LAM

LAM

10

UCY 7410N

3

3

D1 D2

9

3 2 6 5 8 9 11 12

UCY 7486N 1,2

4

+5V

13

3

UCY 7440N

UCY 7437

1

Vcc

4,5

6

INHIBIT

16

4

2 3

UCY 7404

1

8

11

1

UCY 3 7474 N 4

8

0

12

1

UCY 7403 N

BG

2k4

13

2

Rozpoczęcie (START) i zakończenie (STOP) zliczania impulsów wymuszane są sygnałami ogólnego sterowania. Podobnie realizowane jest kasowanie (RESET) liczników; przewidziano jednak również kasowanie ręczne przy pomocy przycisku zamontowanego na płycie czołowej. Odczyt licznika, czyli przekazanie jego stanu na szyny „R” magistrali następuje na rozkaz podawany z bloku sterowania na bramki UCY 7403 N za pośrednictwem bramek UCY 7402 N i UCY 7440 N (nand buffer). Do wyjścia komórki najbardziej znaczącego bitu (MSB) dołączony jest jeszcze jeden przerzutnik typu UCY 74107 N pracujący w konfiguracji „D”, zadaniem którego jest sygnalizowanie przepełnienia (overflow) licznika. Do niedawna licznik ten zaliczany był do kategorii liczników szybkich (jego maksymalna częstość zliczania wynosi 15 MHz). Aktualnie granica klasyfikacji według szybkości zliczania uległa przesunięciu do poziomu 100 MHz [21], [125].

H

Licznik binarny 401 może pracować w systemie czterech niezależnych liczników 16-bitowych, względnie - po przelutowaniu odpowiednich zworników - w układzie szeregowym, jako jeden licznik 64-bitowy. Możliwość tę uwidoczniono na rysunku 63 przedstawiającym, zaczerpnięty z instrukcji obsługi [124], schemat logiczny omawianego przelicznika.

0 INHIBIT

1

INPUT

1 INHIBIT

** 1

NF(2) A(2)

INPUT

0

NF(24) A(0) zwora zwora

zwora

NF(26) A(1)

LAM 1

1

LICZNIK 2

0

NF(24) A(1)

BG

0

zwora

NF(26) A(0)

zwora zwora

2

INHIBIT

1

1

LICZNIK 3 zwora

NF(26) A(2)

0

LAM 2

NF(24) A(2)

0

NF(2) A(3)

zwora

INPUT

zwora

3

INHIBIT

NF(26) A(3) 1

1

LICZNIK 4 zwora

0

P (1=24)

LAM 0

1

LICZNIK 1

0 NF(2) A(1)

*

LAM 3

R (0-16) A (0-8)

Q X L

”CAMAC”

NF(2) A(0) INPUT

MAGISTRALA

DEKODER ROZKAZÓW UKŁAD GEN. SYGNAŁÓW STANU I STERUJĄCYCH

QUAD SCALER 401

AG

CZOŁÓWKA

N Z C J

NF(24) A(3)

0

J

Rys. 63. Schemat logiczny przelicznika binarnego typu 401 (CAMAC)

Przedstawiony wyżej opis ograniczono jedynie do układu zliczającego pomijając bardzo rozbudowane obwody dekodowania sygnałów odbieranych z magistrali „CAMAC” oraz obwody generacji sygnałów sterujących i sygnałów stanu licznika. Dla większej przejrzystości na obu schematach ograniczono do minimum oznaczenia fabryczne. Z tego też względu opatrzono gwiazdkami [*-**] te same elementy układowe oznaczone na obu schematach odmiennymi symbolami graficznymi. 75

3.1.2. Układy pomiaru szybkości zliczeń – integratory impulsów Jak już wspomniano szybkość zliczeń, to jest średnią częstotliwość rejestrowanych impulsów, można wykorzystać jako miarę intensywności promieniowania jądrowego. W warunkach stałego, ustalonego poziomu radiacji, najefektywniejszym sposobem jej pomiaru jest metoda przelicznikowa zapewniająca uzyskanie dowolnej w zasadzie dokładności pomiaru. Posłużyć się nią również można przy stosunkowo niewielkiej dynamice zmienności natężenia promieniowania, korzystając z możliwości pracy przelicznika w automatycznie powtarzalnych cyklach pomiarowych, w tak zwanym reżymie uproszczonego integratora. Sposób ten okazuje się jednak praktycznie nieprzydatny do ciągłego pomiaru - włącznie z rejestracją wyników - szybkozmiennego natężenia promieniowania. Konkurencyjną alternatywą dla cyfrowej metody przelicznikowej jest w takich warunkach integrator analogowy.

BG

AG

H

Stanowi on w istocie swego rodzaju konwerter częstotliwość – amplituda, obciążony dodatkowym uwarunkowaniem wynikającym ze stochastycznego rozkładu czasowego impulsów. Odpowiedzią integratora analogowego na wymuszenie stacjonarnym ciągiem impulsów przypadkowych jest wyjściowy sygnał napięciowy lub prądowy o poziomie zależnym od średniej częstotliwości impulsów. W ogólnym przypadku ciągu niestacjonarnego poziom sygnału wyjściowego związany jest z „częstotliwością chwilową” impulsów wejściowych rozumianą jako średnia ich częstotliwość w interwale wyznaczonym przez stałą czasową obwodu inercyjnego integratora. Kształt zależności Vo () może być formowany na drodze odpowiedniego doboru struktury wewnętrznej konwertera oraz jego elementów składowych. W praktyce miernictwa radiometrycznego korzysta się niemal wyłącznie z zależności liniowej oraz logarytmicznej, a integratory o tego rodzaju charakterystykach wyjściowych zwane są odpowiednio integratorami liniowymi względnie integratorami logarytmicznymi.

3.1.2.1. Liniowe integratory analogowe Najprostszą formą integratora analogowego jest integrator liniowy prosty, znamienny jednym tylko torem pomiarowym. Zasadę jego działania wyjaśnia poglądowo rysunek 64 przedstawiający blokowy schemat funkcjonalny integratora. Stochastyczny ciąg impulsów wejściowych o określonym rozkładzie amplitudowym i średniej częstotliwości podawany jest na wejście pierwszego bloku funkcjonalnego (STANDARYZATORA), w któ-

WE (Vi )

STANDARYZATOR

Q



→

(VN ) Q

AKUMULATOR

CA

WY ↓

ODPŁYW

R0

Rys. 64. Zasada działania integratora impulsów

76



rym każdy impuls podlega normalizacji kształtu, amplitudy i rozciągłości czasowej. Unormowane w ten sposób impulsy napięciowe (VN) niosą ściśle określony ładunek Q przekazując go z kolei do drugiego bloku funkcjonalnego, zwanego AKUMULATOREM z ODPŁYWEM 5. Gałąź „odpływowa” ma zapewniać ciągłą redukcję zawartości akumulatora z intensywnością proporcjonalną do chwilowego jej poziomu. W realizacji technicznej celowi temu służy upust rezystorowy Ro, natomiast funkcję akumulatora pełni kondensator CA. W stanie ustalonym następuje zrównanie wydajności dopływu i odpływu ładunku. Stan ten można opisać równaniem bilansu wyrażonym w terminach średnich wartości prądów akumulatora: dopływającego (wejściowego) oraz odpływającego (wyjściowego) . 〈 Ii 〉 = 〈 Io 〉

(83)

Obie wielkości związane są bezpośrednio z odpowiednimi parametrami technicznymi integratora; prąd wejściowy ze średnią częstotliwością impulsów = Q 〈 fi 〉

zaś prąd wyjściowy z odpowiedzią napięciową

〈Vo 〉 Ro

=

AG

〈Io 〉

H

〈Ii 〉

(84)

(85)

Kojarząc wyrażenia (83), (84) i (85) otrzymujemy podstawowy związek 〈Vo 〉

=

Ro Q 〈 f o 〉

(86)

BG

opisujący charakterystykę wyjściową integratora. Warunkiem jej liniowości jest stałość iloczynu RoQ stanowiącego z definicji współczynnik konwersji integratora. Wymóg ten sprowadza się w istocie do żądania niezależności iniekowanych do akumulatora porcji ładunku Q od wartości napięcia wyjściowego . Prostym sposobem dopełnienia tego warunku jest użycie w wyjściowym stopniu STANDARYZATORA źródła prądowego6 kluczowanego unormowanymi impulsami napięciowymi. Sposób ten zilustrowano schematycznie na rysunku 65. ↓

→ VK



CS

CA

RO



Rys. 65. Schemat zastępczy końcowego fragmentu integratora liniowego

5 6

Na zasadzie analogii hydrodynamicznej można by go nazwać „dziurawym zbiornikiem”. W technice lampowej stosowano początkowo zwykły stopień pentodowy.

77

Ciąg impulsów kluczujących formowanych w wejściowych stopniach standaryzatora jak również wymuszany nim ciąg impulsów prądowych zachowuje rozkład czasowy ciągu impulsów podlegającego pomiarowi sygnału radiometrycznego. Każdy impuls prądowy niesie ładunek określony długotrwałością ti tego impulsu oraz jego amplitudą Imax. Parametry te są zadane odpowiednio szerokością impulsów kluczujących oraz wydajnością źródła prądowego. Dla uproszczenia analizy załóżmy dirakowski charakter impulsów prądowych pisząc I i (t ) = I max δ(t )

(87)

Impuls taki na impedancji równoległego obwodu inercyjnego pierwszego rzędu RoCA daje pochodny impuls napięciowy Vo(t). W zapisie operatorowym wyraża go zależność Vo (s) =

I max

1 1 C A s + Ro1C A

(88)

⎛ I max t exp ⎜⎜ − CA R o CA ⎝

⎞ ⎟ ⎟ ⎠

AG

Vo (t ) =

H

a jej oryginał ma postać (89)

Stochastyczny ciąg impulsów opisanych powyższą zależnością daje w rezultacie spiętrzania sygnał o wartości średniej i wariancji określonych odpowiednio pierwszym i drugim twierdzeniem Campbella-Francisa [126], [6] 〈Vo 〉 = I max R o 〈 f 〉 =

I max

BG

σ Vo

(90)

〈 f 〉 Ro 2CA

(91)

Stałość określonego równaniem (90) współczynnika konwersji zachowana jest w ograniczonym, choć na ogół zadowalającym, zakresie określonym charakterystyką wyjściową źródła prądowego. Liniowość zależności (90) daje z kolei podstawę do utożsamienia względnego błędu pomiaru wartości średniej napięcia wyjściowego (względnego odchylenia standardowego) δw z analogicznym błędem wyznaczenia średniej częstotliwości zliczeń. δ w (〈 f 〉 ) ≡ δ w (〈Vo 〉 )

def

=

σ Vo 〈Vo 〉

=

1 2 〈 f 〉 Ro C A

(92)

Pierwsze rozwiązania układowe integratorów pracujących według opisanej wyżej metody wykonano na tyratronach, późniejsze wykorzystywały lampy elektronowe. Sięgnięto do niej również w konstrukcji współczesnych układów na elementach półprzewodnikowych. Rysunek 66 przedstawia schemat takiej właśnie realizacji [127]. Jest to kanał liniowy, produkowanego w Kraju, uniwersalnego integratora liniowo-logarytmicznego typu ILL-41. Właściwy układ STANDARYZATORA, składający się z monowibratora typu 78

SN 74121N oraz sterowanego źródła prądowego na tranzystorach BFP 519 (T3A,T3B) poprzedzono dwustopniowym układem kondycjonującym (T1,T2) wyposażonym w diodowo-rezystorowy obwód zabezpieczenia przed przesterowaniem. +24V 0.1µ

+24V

100 2k5

3k9 1k

BZYP20 WE

BFYP19 51

1k

T1

+24V

1k

8

1k

SN 74121N 1

2

T2 BSY52

3

4

5

6

Ci 10µ

7

Ri 3M3

CX

2N382 3

30k S

T4

T3B

T5

200

D1A 10k

20k

BAY55 R7A

27

-24V

6k98

T6

10k 1k DO K-202

+24V

AG

⇒

BZYP11

BC527

1k

DO WZMACN. WYJŚC.

140 40.2 40.2 274

H RxA

-24V

7k5

BZYP11 2N2905A

D

BFP519

BFP519 T3A

1k2

BAY55

+24V

10µ

C’X

14 13 12 11 10 9

511

BAY55

1k

+24V +6V

+5V +5V

UKŁAD PODTRZYMYWANIA ŁADUNKU

[CX ]

Rys. 66. Uproszczony schemat ideowy liniowego kanału integratora typu ILL-41

BG

Zespół przełączanych (nie uwidocznionych na schemacie) pojemności CX’ umożliwia nastawienia pożądanej szerokości impulsów kluczujących źródło prądowe. Analogiczny zespół rezystorów RXA służy do ustalania wydajności prądowej tego źródła. AKUMULATOR z ODPŁYWEM stanowi obwód obciążenia źródła prądowego (T2A) złożony z rezystancji Ri = 3M3, pojemności Ci = 10µ, oraz zespołu dołączanych (również nie pokazanych na schemacie) pojemności CX. Tranzystory T4 i T5 pełnią funkcję stałoprądowego wzmacniacza buforowego o wysokiej rezystancji wejściowej, przekazującego zmiany napięcia na obwodzie całkującym (Ri,Ci,Cx) do wzmacniacza wyjściowego. Tor pomiarowy zakończony jest obwodem analogowego wskaźnika wychyłowego zamontowanego na płycie czołowej integratora. Przyrząd wychyłowy z natury swej konstrukcji narażony jest na uszkodzenia mechaniczne w przypadku zbyt raptownych zmian mierzonego napięcia (prądu). Zmiany takie mogą zaistnieć w obwodzie akumulatora w chwili przełączania pojemności akumulujących (stałej czasowej całkowania). Dla zapobieżenia im zastosowano wspomagający układ podtrzymywania ładunku. Stanowi go obwód z wtórnikiem emiterowym (T6) sterowany napięciem wyjściowym wzmacniacza buforowego. Zadaniem jego jest replikowanie napięcia panującego na obwodzie całkującym na aktualnie odłączonych od niego kondensatorach (Cx). Oprócz ochrony przyrządu wskazówkowego układ podtrzymywania ładunku skraca efektywnie czas ustalania się wskazań po przełączeniu stałej czasowej. Drugi, powszechnie stosowany sposób, umożliwiający uzyskanie dobrej liniowości przemiany integratora analogowego, opiera się na wykorzystaniu układu dozującego 79

w konfiguracji z pompą diodową7 wespół z całkującym wzmacniaczem operacyjnym. Podstawę takiego rozwiązania stanowi zaprojektowany przez Sandsa [128] prosty układ z pompą diodową. Omówimy go zatem w pierwszej kolejności w oparciu o schemat przedstawiony na rysunku 67. Cd

Vi

D1

D2

Ro

CA





Rys. 67. Schemat konfiguracji integratora z pompą diodową

Dla uproszczenia analizy postawmy następujące założenia:

H

- Standardowe impulsy wejściowe pobierane są z idealnego źródła napięciowego (Rw =0) - Oporność diod w kierunku przewodzenia Rp = 0, a w kierunku zaporowym Rz → ∞, - Pojemność akumulatora CA jest wielokroć większa od pojemności szeregowej Cd.

AG

Niech w chwili tj napięcie na zaciskach wyjściowych obwodu całkującego (akumulatora) wynosi Voj. Podany wówczas na wejście układu krótkotrwały impuls napięciowy Vij wymusi doładowanie pojemności CA porcją ładunku qij określoną oczywistą zależnością

(

qi = C d Vi − Vot

)

(93)

Dla stanu ustalonego Vo ust ≡ , wobec czego zależność (93) sprowadza się do postaci

BG

qi = C d ( Vi − 〈Vo 〉 )

(94)

W dalszej konsekwencji możemy więc napisać wyrażenia określające średnią wartość prądu wejściowego

(

)

〈 I i 〉 = q I 〈 f 〉 = C d Vi − 〈Vot 〉 〈 f 〉

(95)

〈Vo 〉 (96) Ro Proste manipulacje arytmetyczne dokonane przy uwzględnieniu bilansu prądów prowadzą ostatecznie do zależności

i wyjściowego

〈I o 〉 =

〈 Vo 〉 = Vi

7

C d Ro 〈 f 〉 1 + C d Ro 〈 f 〉

(97)

Układ „pompy diodowej” zapożyczono z techniki radarowej i telewizyjnej, gdzie był stosowany jako dzielnik częstotliwości[129]. Znalazł on również zastosowanie w przelicznikach specjalnego typu zwanych potocznie przelicznikami z kumulowaniem ładunku [130].

80

Przebieg jej we współrzędnych znormalizowanych /Vi vs. CdRo wykreślono na rysunku 68. Wykazuje ona monotonicznie wzrastające odchylenie od liniowości, tym nie mniej można wyznaczyć roboczy zakres pomiarowy, w obrębie którego odchyłka od liniowości nie przekroczy założonej a’priori wartości. Górną granicę tak wybranego zakresu określa formuła 〈Voj 〉

1.0

Vi

0.8 0.6 0.4 0.2

Cd Ro 〈 f 〉

0 2

4

6

8

10

H

0

Rys. 68. Charakterystyka przemiany prostego integratora z pompą diodową

AG

1 ⎛ ∆ ⎞ 〈 f〉g = ⎜ ⎟ ⎝ 1 − ∆ ⎠ C d Ro

(98)

w której symbolem ∆ oznaczono maksymalne względne odchylenie od liniowości. Dodajmy, że napięcie wyjściowe integratora g odpowiadające częstotliwości g stanowi wtedy zaledwie drobny (∆ ) ułamek amplitudy impulsów wejściowych

BG

g = ∆ Vi

(99)

W prostym układzie z pompą diodową zrealizowano między innymi liniowy kanał integratora liniowo-logarytmicznego typu ILL21 [131], którego skrócony schemat przedstawiono na rysunku 69. +24V

+6V

10k

BZP611C3V3 0.1µ

D3

10µ

BAYP95 IC1 D5 UCY 7400 N

200

14

1,2

120 WE

750

BC177

9 10

1n 390

10÷60

6

Cd 200

12,13 8

390

1k2

4,5 3

D1 D2

BAYP95 T1

+24V

BC527 100 T3

T2 D4

11

BC211

DO WZMACN. WYJŚCIOWEGO

BAYP95

CA 2.2µ

WY

RoX

Rys. 69. Schemat podstawowego fragmentu kanału liniowego integratora ILL-21

81

H

Ukazane na nim bloki wstępnego formowania (kondycjonowania) impulsów wejściowych (T1) oraz standaryzatora (IC1, T2) i pompy diodowej (D1,T3) obsługują zarówno omawiany kanał liniowy jak i komplementarny kanał logarytmiczny. Funkcję standaryzatora szerokości impulsu pełni monowibrator wykonany na bramkach UCY7400N, a standaryzatora amplitud - tranzystor BC211, przełączany impulsami monowibratora od stanu odcięcia do stanu nasycenia. W układzie pompy diodowej w charakterze diody szeregowej zastosowano tranzystor w połączeniu diodowym. Decydującym o przebiegu charakterystyki przemiany integratora elementem jest dwójnik rezystorowy RX. Doborem jego wartości ustala się równocześnie zakres pomiaru częstotliwości oraz stałą czasową obwodu całkującego. Wobec niskiej wartości napięcia wyjściowego w liniowym obszarze charakterystyki niezbędne jest jego odpowiednie wzmocnienie. Celowi temu służą - nie pokazane na schemacie - symetryczny wtórnik źródłowy na tranzystorach 2N 3922 oraz wzmacniacz operacyjny ULY 7741. Napięcie wyjściowe tej kaskady przekazywane jest na analogowy miernik wychyłowy. Ta część układu integratora jest wspólną dla jego obu kanałów, liniowego i logarytmicznego. Do zagadnienia formowania charakterystyki logarytmicznej powrócimy w dalszej części monografii.

AG

Radykalną poprawę liniowości integratora z pompą diodową osiągnął CookeYarborough [132] włączając obwód całkujący R-C w pętlę ujemnego sprzężenia zwrotnego stowarzyszonego z nim wzmacniacza, jak to pokazano na rysunku 70. Formalnie cały układ można traktować jako tandem impulsowego źródła prądowego i wzmacniacza ładunkowego. CA

Ro

Cd

BG

D1

Vi



D2

→ ii

IF ↓

VF

-k v VX

Vo



Rys. 70. Konfiguracja integratora liniowego według Cooke’a-Yarborough.

Relację między odpowiedzią napięciową wzmacniacza Vo a przyjętym z założenia quasidirakowskim wymuszeniem ładunkowym qi określa, dla powyższej konfiguracji równanie operatorowe [6] V o (s ) = −

82

qi ⎛ 1 C A ⎜⎜ s + τ o ⎝

⎞⎛ 1 ⎟ ⎜1 + ⎟⎜ k v ⎠⎝

⎞ ⎟ ⎟ ⎠

(100)

gdzie τo= RoCA jest stałą czasową obwodu inercyjnego Ro-CA , zaś kv wzmocnieniem napięciowym wzmacniacza w otwartej pętli. Rozwijając powyższe równanie przez uwzględnienie w nim związków qi = ( Vi − V X )C d

(101)

Vo = − k v V X

(102)

oraz kładąc nadto warunek k v >> 1

(103)

otrzymujemy k v >> 1

− Vi

Cd

(104)

1⎞ ⎛ CA ⎜s + ⎟ τ⎠ ⎝

H

V o (s ) =

W dziedzinie czasu odpowiedź układu na pojedynczy impuls ładunkowy qi przyjmuje więc postać ⎛ Cd t exp ⎜⎜ − CA R oC A ⎝

⎞ ⎟ ⎟ ⎠

AG

Vo (t ) = − Vi

(105)

Odpowiedzią układu na stochastyczny ciąg takich impulsów o średniej częstotliwości jest natomiast fluktuujące napięcie o wartości średniej określonej pierwszym twierdzeniem Campbella-Francisa (o wartości średniej), a mianowicie

(

∞

)

BG

〈 Vo 〉 = 〈 f 〉 ∫ Vo ( t ) dt = − Vi C d Ro 〈 f 〉 0

(106)

Wyprowadzona zależność określa charakterystykę przemiany integratora uwidaczniając zarazem jej szeroki zakres liniowy [ kp = ViCDRo = const]. Drugie twierdzenie CampbellaFrancisa (o wariancji) ∞

var(Vo ) = σV2 = 〈 f 〉 [Vi (t )] 2 dt

∫

(107)

0

pozwala z kolei obliczyć wartość średniego odchylenia standardowego σv pomiaru. Wynosi ono σ V = Vi C d

Ro 〈 f 〉 2CA

(108)

Względny błąd pomiaru częstotliwości daje się w konsekwencji opisać formułą (92). Komercyjnie dostępne integratory impulsów wyposażone są na ogół w pomocnicze bloki funkcjonalne, jak układ przekroczenia zadanego poziomu (ALARM) oraz układ odej-

83

mowania tła. Druga z wymienionych opcji ma na celu ułatwienie ciągłej kontroli natężenia promieniowania emitowanego przez źródło znajdujące się w stałym polu radiacyjnym innych emiterów. W takim przypadku właściwy pomiar poprzedzony jest pomiarem natężenia samego promieniowania tła, a wynik tego pomiaru replikowany jest na wejściu bloku odejmowania tła jego organami nastawczymi. Procedury pomiarowe znacznie się komplikują jeśli natężenie promieniowania tła nie jest stałe. W celu ich uproszczenia opracowano specjalną wersję układową, zawierającą dwa komplementarne kanały pomiarowe podłączone do wspólnego obwodu całkującego, przy czym jeden z kanałów dokonuje pomiaru sumarycznego promieniowania, a drugi - promieniowania samego tła. Nadano jej miano integratora różnicowego. Alternatywna konfiguracja integratora tego rodzaju wykorzystuje parę prostych integratorów liniowych (z niezależnymi obwodami całkującymi) uzupełnioną wyjściowym wzmacniaczem różnicowym. Schematy strukturalne obu wersji przedstawiono na rysunku 71. WE-1

D1I

Cd

D1II

D2I Ro

Cd

+

D2’

Vi

BG

WE-2

D2”

Cd

D1’

Ro Ro

D1”

R

CA

WE-2



D2II

CA

AG Vi

ViI

Cd

+

WE-1

WY

kv

H

Vi

+Vzap

R f

-kv +

WY

CA

R

Rys. 71. Typowe konfiguracje liniowych integratorów różnicowych

Integrator różnicowy nakłada na systemy detekcji w obu kanałach ostry wymóg identycznej wydajności detekcji oraz równości współczynników konwersji składowych integratorów prostych. Przy tych założeniach dokonamy zwięzłej analizy funkcjonalnej pierwszej konfiguracji. Łatwo zauważyć, że dla ich dopełnienia niezbędne jest w tym przypadku przyjęcie identycznych wartości czynnika ViCd. W praktyce wymaganie to przenosi się równocześnie na amplitudy impulsów wejściowych Vi oraz pojemności dozujące Cd. Różnicowy reżym pracy układu uzyskano dzięki użyciu wzajemnie komplementarnych pomp diodowych. W ukazanych na schemacie warunkach pomiaru, gdy na wejście WE-1 podawane są łącznie ciągi impulsów „pomiarowy” i „zakłócający” o średnich czestotliwościach wynoszących odpowiednio i a na wejście WE-2 tylko ciąg impulsów tła, konieczne jest wprowadzenie zabezpieczenia przed spływem ładunku z pojemności akumulującej CA przez diodę D2 II. Pożądany skutek zapewnia kotwiczenie jej katody na potencjale nieco wyższym od dopuszczalnej wartości maksymalnej napięcia na obwodzie całkującym. Obydwie konfiguracje wykorzystują układy prostych integratorów liniowych 84

o bardzo ograniczonym, jak wiemy, zakresie liniowości. Oczekiwać więc należy analogicznego ograniczenia układu różnicowego. Często warunek liniowej pracy prostego integratora liniowego określa się ogólnie na gruncie formuły (97), żądając aby współczynnik konwersji (kp = ViCdRo) był znacznie mniejszy od jedności. Wykażemy obecnie iż w przypadku analizowanego układu żądanie to ulega zaostrzeniu. Aplikując powołaną formułę odpowiednio do obu kanałów integratora różnicowego otrzymujemy wyrażenia opisujące cząstkowe odpowiedzi i 〈Vo1 〉 = Vi

(〈 f1 〉 + 〈 f 2 〉 )C d Ro 1 + (〈 f 1 〉 + 〈 f 2 〉 ) C d Ro

〈Vo 2 〉 = − Vi

〈 f 2 〉 C d Ro 1 + 〈 f 2 〉 C d R0

(109) (110)

〈 f 1 〉 C d Ro 1 + 〈 f 1 〉 C d Ro + 2 〈 f 2 〉 C d Ro

AG

〈VoΣ 〉 = 〈Vo1 〉 + 〈Vo 2 〉 Vi

H

a korzystając z kolei z zasady niezależności działań, sumaryczną wartość napięcia wyjściowego (111)

Zgodnie z oczekiwaniami jest to zależność ogólnie nieliniowa. Akceptowalną technicznie liniowość można osiągnąć w początkowym zakresie częstotliwości czyniącym równocześnie zadość dwu warunkom: 〈 f 1 〉 <<

1 C d Ro

oraz

〈 f 2 〉 <<

1 2 C d Ro

(112)

BG

Dokładną relację ilościową między górną granicą zakresu liniowego a parametrami układowymi (Rd, Cd) można łatwo wyznaczyć dla zadanej, dopuszczalnej nieliniowości względnej. Przedstawione uprzednio procedury (str. 82) pozwalają określić błąd względny pomiaru napięcia wyjściowego δ(), a tym samym częstotliwości impulsów sygnału radiometrycznego (bez tła). Opisuje go formuła δ(〈V1 〉 ) =

1 2 〈 f 1 〉 C A Ro

1+

2 γ

(113)

w której γ = /. Interesującą propozycję układu integratora różnicowego zaprezentowali w swej książce [134] Gorn i Hazanow. Schemat tej konfiguracji przedstawia rysunek 72. Układ zaprojektowano specjalnie dla pomiarów prowadzonych w obecności silnego tła. Para komplementarnych tranzystorów pełni w nim podwójną funkcję: diody szeregowej (złącze emiter baza) pompy diodowej oraz wzmacniacza prądu, izolującego obwód całkujący od obwodu dozującego. Ten sposób separacji obwodów zapewnia uzyskanie dobrej liniowości przemiany. 85

-Vcc

Cd WE-2

Vi

T2

α2 Cd WE-1

WY

α1

Vi

Ro

CA

T1

+

+Vcc

Rys. 72. Schemat konfiguracji integratora różnicowego wg Gorna i Hazanowa

H

Napiszmy wyrażenia cząstkowe opisujące odpowiedź prądową na ciągi impulsów w obu kanałach (114)

〈 I o 2 〉 = − Vi C d α 2 〈 f 2 〉

(115)

AG

〈 I o1 〉 = Vi C d α1 (〈 f1 〉 + 〈 f 2 〉 )

Sumaryczna odpowiedź przyjmuje więc postać

〈 I Σ 〉 = Vi C d α 1 〈 f1 〉 + Vi C d (α 1 − α 2 ) 〈 f 2 〉

(116)

BG

Staranny dobór tranzystorów ze względu na współczynnik wzmocnienia prądowego α pozwala wyeliminować drugi składnik sumy, a tym samym uzyskać niezależność od intensywności promieniowa tła i pożądaną liniowość konwersji sygnału mierzonego. Poważną wadę tej konfiguracji stanowią natomiast niestabilności uwarunkowane zależnościami termicznymi współczynnika α oraz prądu IKo tranzystorów.

3.1.2.2. Analogowe integratory logarytmiczne Znamienną cechą liniowych urządzeń pomiarowych jest stałość wartości bezwzględnego uchybu pomiaru δb w całym zakresie pomiarowym. Właściwość ta sprawia, że względny błąd pomiaru δw , niosący bardziej miarodajną informację o niepewności pomiaru, gwałtownie wzrasta w miarę zmniejszania wartości wielkości mierzonej. Z tego też powodu zakres pomiarowy takich urządzeń dobierany jest każdorazowo stosownie do aktualnego poziomu wielkości mierzonej w taki sposób aby rezultat pomiaru był możliwie bliski jego wartości znamionowej. Przedstawione uwagi dotyczą oczywiście również integratorów liniowych. O ile jednak w pomiarach promieniowania o ustalonym względnie wolnozmiennym natężeniu przełączanie zakresu nie sprawia istotnego utrudnienia, to w przypadku silnej zmienności pola radiacyjnego jest ono wręcz niemożliwe. Wolnym od powyższej niedogodności jest układ integratora impulsów o logarytmicznej charakterystyce konwersji, którą w postaci ogólnej opisuje zależność wiążąca średnią wartość

86

odpowiedzi na wymuszenie stochastycznym ciągiem impulsów o średniej częstotliwości . 〈Vo 〉 = A ln 〈 f 〉

(117)

Integratory tego rodzaju określane są skrótowo mianem integratorów logarytmicznych. Zauważmy, że napięcie wyjściowe w tej wersji również jest mierzone przy pomocy analogowego (wychyłowego) miernika o skali liniowej determinującej stałą wartość uchybu bezwzględnego δb. Traktując średnie bieżące oraz jako zmienne, zróżniczkujmy obustronnie równanie (117) i zastąpmy pochodne obu zmiennych ich skończonymi przyrostami. W wyniku tej prostej procedury otrzymamy ⎡∆〈 f 〉 ⎤ ∆ 〈Vo 〉 = A ⎢ ⎥ ⎣ 〈f〉 ⎦

(118)

H

Wyraz lewej strony równania można utożsamić z uchybem bezwzględnym δb pomiaru napięcia wyjściowego, natomiast wyrażenie w nawiasie kwadratowym prawej strony - ze względnym błędem pomiaru średniej częstotliwości impulsów δw. Związek (118) można więc zapisać w równoważnej postaci alternatywnej δ w 〈 f 〉 = A −1 δ b 〈V 0 〉

AG

(119)

BG

Kształt charakterystyki konwersji integratora podyktowany jest zasadniczo charakterystyką elementu warunkującego odpływ ładunku z akumulatora. W integratorze liniowym decydował o jej przebiegu dyssypatywny element LSS - rezystor Ro. W technice lampowej dla formowania charakterystyki logarytmicznej wykorzystywano spolaryzowane zaporowo diody próżniowe [93]. Współczesne rozwiązania układowe korzystają również z tej techniki, miejsce diod próżniowych zajęły jednak ich odpowiedniki półprzewodnikowe. Wspólnym niedostatkiem obu realizacji jest niestabilność temperaturowa, wymagająca zastosowania specjalnych subukładów wspomagających. Przypadek taki zilustrujemy dalej przykładem kanału logarytmicznego integratora typu ILL-21a [131]. Funkcję nieliniowego elementu logarytmującego pełni w nim złącze emiter-baza planarnego tranzystora krzemowego typu BC 527. Wykazuje on zależność logarytmiczną prądu kolektora od napięcia baza-emiter w szerokim zakresie prądu kolektorowego, rozciągającym się na ponad 6 dekad. Jego umiejscowienie we wspólnej dla obu kanałów (liniowego i logarytmicznego) strukturze integratora ukazuje uproszczony schemat blokowy przedstawiony na rysunku 73. UKŁ. KOMP. TERM. POMPA DIODOWA

vBE WTÓRNIK FET

WE

WY NORMALIZATOR

vBE

CA

WZM. WYJŚCIOWY

ZŁĄCZE LOG.

Rys. 73. Schemat blokowy kanału logarytmicznego integratora ILL-21a.

87

W stanie ustalonym, przy zadowalającym dopełnieniu warunku stałości iniekowanych do akumulatora porcji ładunku, równanie bilansu prądów można z dobrym przybliżeniem zapisać w postaci ⎛ q 〈Vo 〉 ⎞ ⎟⎟ 〈 f 〉 Vi C d = I 1C exp ⎜⎜ ⎝ kT ⎠

(120)

Przekształcając go względem otrzymamy 〈Vo 〉 =

kT kT kT ln 〈 f 〉 − ln I 1C + ln (Vi C d ) q q q

(121)

AG

H

Wszystkie składniki sumy obarczone są termiczną zależnością potencjału kinetycznego kT/q złącza baza-emiter. Stanowi on zresztą współczynnik skalujący podstawowej zależności wiążącej wartości średnie napięcia wyjściowego i częstotliwości impulsów . Dodatkowy wkład w uzależnienie termiczne odpowiedzi integratora wnosi drugi składnik sumy poprzez zależność I1C(T). Kształt zależności (121) implikuje możliwość kompensacji poszczególnych składników dryfu termicznego. Możliwość tę wykorzystano w układzie kanału logarytmicznego omawianego typu integratora. Rysunek 74 przedstawia schemat ideowy zastosowanego w tym integratorze układu kompensacji termicznej. UKŁ. KOMP. TERM. VBE

47n

3k BC527

100k

BC527

VBE

D0

T4

BG ZŁĄCZE LOG

BZP611 C3V3

⇒

64k9

+0.3 V

T7

z pompy diodowej

+6.1V

BC527

BC527

T6

0.47µ

-5.1V

160k 20

+24V

4k3

+0.6V

T5

12k

2k8

22k

3k9

D5

BZP611 C5V1

3k9

-24V

SENSOR TEMP.

do wtórnika źródłowego

⇒

Rys. 74. Schemat ideowy układu kompensacyjnego kanału logarytmicznego integratora liniowo-logarytmicznego typu ILL 21a.

Uwidoczniono go uprzednio symbolicznie również na schemacie blokowym. Stanowi go kaskada trzech galwanicznie sprzężonych stopni wzmacniających (T4,T5,T6) zamknięta pętlą stałoprądowego, ujemnego sprzężenia zwrotnego. Przekazuje ona na bazę tranzystora logarytmującego (T7) sygnał kompensujący, którego źródłem jest, włączona w obwód emitera tranzystora T5 dioda stabilizacyjna (D5) typu BZP611 C5V1 o ujemnym temperaturowym współczynniku napięcia stabilizacji.

88

Alternatywnym sposobem wykorzystania dwójnika kształtującego do formowania charakterystyki logarytmicznej integratora impulsów jest włączenie go wraz z pojemnością akumulacyjną w obwód ujemnego sprzężenia zwrotnego wzmacniacza operacyjnego. Tego rodzaju konfiguracja pod względem funkcjonalnym reprezentuje tandem złożony z pompy diodowej oraz prądowo-napięciowego konwertera logarytmującego. Stwarza ona dogodne warunki dla wprowadzenia pełnej kompensacji termicznej. Ukażemy je na przykładzie dwóch wersji układowych przedstawionych schematycznie na rysunku 75 CA WE Vi

Cd

D1

_ + R4

D2

R1(T)

DLOG

R2 _

R3

kV

+

WY kV



DKOMP

VPOL

a) CA

Vi

Cd

D1

_ DLOG +

D2

kV

_

+

WY

kV

AG

WE

R2

H

R1(T)

DKOMP



CS

b)

Rys. 75. Konfiguracje integratorów logarytmicznych z pełną kompensacją termiczną

BG

W obu wersjach elementem kształtującym charakterystykę jest dioda półprzewodnikowa oznaczona symbolem DLOG. Zmiany termiczne jej prądu nasycenia IS0 kompensowane są takimi samymi zmianami zachodzącymi w identycznej (sparowanej) diodzie DKOMP. Punkty pracy diod kompensacyjnych ustalają odpowiednie obwody polaryzacji: w wersji a) ze źródłem napięciowym (VPOL) i w wersji b) ze źródłem prądowym (CS). Dodatkowy wzmacniacz operacyjny z odpowiednio uzależnioną termicznie pętlą sprzężenia zwrotnego koryguje natomiast temperaturowy dryf czynnika skalującego kT/q. Ogólny kształt równania (121) pozostaje niezmieniony; oznaczenie I1C należy jednak zastąpić właściwym dla diod symbolem IS0, oraz skorygować podstawowe równanie jej charakterystyki do postaci ⎞ ⎛ q VBE I = I S 0 ⎜ e m kT − 1⎟ ⎟ ⎜ ⎠ ⎝

(122)

uwzględniającej w sposób globalny (wprowadzonym do wykładnika eksponenty indywidualnym parametrem „m”) wpływ prądu upływu powierzchniowego oraz prądu generacyjno-rekombinacyjnego w strefie przejściowej złącza.

89

Pomijając ostatni składnik tak zmodyfikowanego równania, nota bene eliminowany działaniem (nie pokazanego na schematach) obwodu regulacji zrównoważenia (offsetu), przypomnijmy jego często używaną formę skróconą 〈Vo 〉 = a(T ) ln 〈 f 〉 + b(T )

(123)

Czynnik skalujący oznaczono tu symbolem a (T ) , a symbolem b (T ) - skorygowany drugi składnik prawej strony równania (121). Zapiszmy explicite znaczenia wprowadzonych oznaczeń a (T ) =

kT , q

b (T ) =

kT ln I S 0 (T ) q

(124)

dodając dla kompletności opisu empiryczną formułę opisującą termiczną zależność prądu nasycenia diody IS0(T) [135] ⎛ 12000 ⎞ I S 0 (T ) = I 0 exp ⎜ − ⎟ T ⎠ ⎝

H

(125)

BG

AG

Charakterystyka rzeczywistej diody półprzewodnikowej na obu jej krańcach istotnie odbiega od przebiegu (122). W obszarze dużych prądów znaczącym okazuje się wpływ oporności własnej półprzewodnika, natomiast w przedziale bardzo małych natężeń prądu za „deformację” jej przebiegu odpowiedzialny jest prąd nasycenia IS0 oraz składowa prądu generacji i rekombinacji powierzchniowej. Szkodliwym rezultatem wymienionych efektów jest silne ograniczenie zakresu ścisłej zależności logarytmicznej złącza. Pożądane poszerzenie charakterystyki logarytmicznej, na obszar obejmujący ponad 10 dekad, daje się osiągnąć przez zastąpienie diod ich odpowiednikami tranzystorowymi, to jest tranzystorami w połączeniu diodowym [136], [137]. Eliminuje się wówczas wpływ deformujących chaakterystykę logarytmiczną składników prądu kolektorowego. Uzyskany efekt łatwo uzasadnić w oparciu o pełne równanie prądu kolektorowego tranzystora [136]8 . ⎞ ⎛ q VBC ⎞ ⎛ q VBE iC = i SC (V BC ) + iTC (V BC ) + I 1C ⎜ e k T − 1⎟ + I 2C ⎜ e k T − 1⎟ ⎟ ⎜ ⎟ ⎜ ⎠ ⎝ ⎠ ⎝

(126)

Poszczególne składniki sumy prawej strony równania oznaczają kolejno: prąd upływu powierzchniowego, prąd generacji i rekombinacji w strefie przejściowej, prąd iniekcji oraz prąd transportu. Dwa pierwsze, jako zależne od napięcia panującego między bazą a kolektorem (VBC), znikają w przypadku wzajemnego zwarcia obu tych elektrod. Sprowadzenie do zera wartości napięcia VBC powoduje w konsekwencji „wyzerowanie” ostatniego składnika w wyniku czego równanie (126) redukuje się do postaci ⎡ ⎛ qV ⎞ ⎤ iC = I 1C ⎢ exp ⎜⎜ BE ⎟⎟ − 1⎥ ⎝ kT ⎠ ⎦ ⎣

8

=

4 kT VBE > q

⎛ qV ⎞ I 1C exp ⎜⎜ BE ⎟⎟ ⎝ kT ⎠

Jest to uproszczony zapis zmodyfikowanego równania modelu Ebersa-Mola.

90

(127)

uwolnionej od wpływu czynników reprezentowanych globalnie przez parametr „m”. Na rysunku 76 przedstawiono schemat alternatywnej w stosunku do układu z rysunku 75b realizacji logarytmicznego konwertera prądowo-napięciowego [138], w której dla osiągnięcia szerszego zakresu konwersji logarytmicznej obie diody zastąpiono parą identycznych tranzystorów (2N3680) w połączeniu diodowym. Dla kompensacji zależności temperaturowej czynnika skalującego „a(T)” również w tym przypadku wprowadzono wzmacniacz operacyjny z uzależnioną termicznie pętlą ujemnego sprzężenia zwrotnego. W rekomendacjach aplikacyjnych układu przewidziano nadto dodatkowy stopień wzmocnienia wstępnego dostosowujący konwerter do bezpośredniej współpracy z detektorami promieniowania jonizującego. Opcję tę zasygnalizowano na rysunku 76. +10V IREF -15V

20k RREF

-15V 5k

2N3680

5k

+

i’IN

Ra

I IN =

+

Io

RIN HA-5180

_

Rb

5k

(

I RIN 1+ ' IN

Ra Rb

HA-5180

2N3680

1k

18k8

RT 500

AG

_

WY

_

H

IIN

Ro

+

WE

HA-5180

VOUT

-15V

)

⎛ I VOUT = − ln ⎜⎜ IN ⎝ I REF

Ro

⎞ ⎟ ⎟ ⎠

Rys. 76. Schemat ideowy logarytmicznego konwertera prądowo-napięciowego wg [138]

BG

Atrakcyjny sposób kształtowania charakterystyki logarytmicznej integratora, oparty na zasadzie superpozycji elementarnych przebiegów nieliniowych, zaproponowali CookeYarborough i Pulsford [133]. Integratorom tego rodzaju można nadać ogólne miano integratory pseudologarytmiczne przez analogię do działających na podobnej zasadzie wzmacniaczy pseudologarytmicznych [139]. Skuteczność tego rodzaju aproksymacji w oczywisty sposób zależy od kształtu, tworzących charakterystykę globalną, przebiegów składowych uwarunkowanych z kolei strukturą odnośnych subukładów (komórek) elementarnych. W omawianym układzie Cooke’a-Yarborough i Pulsforda taką elementarną komórkę stanowi znana nam już struktura prostego integratora z pompą diodową. Jej charakterystykę przenoszenia według zależności (97) wyraża formuła kp =

C d Ro 〈 f 〉 1 + C d Ro 〈 f 〉

(128)

Zespół komórek elementarnych pracuje w konfiguracji równoległej ze wspólnym źródłem sygnału wejściowego (Vi , ) i sumowaniem prądów we wspólnym obwodzie obciążenia. Schemat tej konfiguracji pokazano na rysunku 77.

91

Ro Cd1 CA1

Ro Ro

WE

Cd2 CA2

Ro -kV

WY

Cd3 CA3

Ro

Cd4 CA4

Rys. 77. Konfiguracja integratora logarytmicznego wg. Cooke’a-Yarborough i Pulsforda.

AG

H

Istota koncepcji polega na doborze wartości stałych czasowych Tr = (Cd Ro)r obwodów dozujących dostatecznie licznego zespołu komórek według postępu geometrycznego. Przyjmując zatem stałą czasową obwodu dozującego centralnej komórki za referencyjną i oznaczając ją symbolem T0 , powołaną prawidłowość zapiszemy w postaci Tr = 10 r T0

(129)

Nieskończenie liczny zespół komórek spełniających powyższy warunek wykazuje tę szczególną właściwość, że a-krotna zmiana częstotliwości impulsów wejściowych powoduje zmianę poziomu napięcia wyjściowego proporcjonalną do logarytmu dziesiętnego tej krotności, tj.

∆〈Vo 〉 ∝ log a

(130)

BG

Słuszność powyższej relacji uzasadnia podany przez autorów opis fenomenologiczny opracowanego przez nich układu. Załóżmy więc za nimi, że układ ten zawiera na tyle dużą liczbę komórek elementarnych iż można ją traktować formalnie jako nieskończoną. Przyjmijmy nadto, że przy częstotliwości impulsów równej centralna (środkowa) komórka układu wnosi do wypadkowego napięcia wyjściowego wkład równy połowie amplitudy standardowych impulsów wejściowych , tj. 0 = 0.5 Vi 9. Komórki o wartościach stałych czasowych Tr zarówno mniejszych jak i większych od T0 wnoszą odpowiednio mniejsze lub większe udziały do sumarycznego napięcia wyjściowego. W szczególności napięcia wyjściowe komórek o stałych czasowych Tr znacznie odbiegających od T0 (tj. dla Tr>>To oraz dla Tr<
Nietrudno zauważyć, że tak postawione założenia są równoważne warunkowi T0 = 1.

92

wnoszących napięcie maksymalne, dając przyrost napięcia wyjściowego o wartość równą Vi. Tak więc każdorazowy dziesięciokrotny wzrost częstotliwości impulsów wejściowych powoduje identyczny przyrost napięcia wyjściowego, co oznacza że ∆Vo i związane są

zależnością logarytmiczną. Proces formowania charakterystyki logarytmicznej ilustruje rysunek 78 przedstawiający przebiegi indywidualnych charakterystyk kilku sąsiednich komórek składowych oraz charakterystykę wypadkową, utworzoną w rezultacie ich super Vi

4.0

3.0

2.0 10T

1.0

T

0.1T 0.01T

0.01

0.1

1.0

10

100

1000

Hz

AG

0.001

H



0

Rys. 78. Rodzina charakterystyk przenoszenia komórek składowych i pełnej konfiguracji integratora logarytmicznego według rysunku 77

BG

pozycji. Dla ukazania stopnia przybliżenia oraz odchyłek na krańcach zadowalającej logarytmiki zamieszczono na nim również (wykreślony linią przerywaną) przebieg ściśle logarytmiczny. Na gruncie podanego wyżej opisu, oraz przebiegu charakterystyki wypadkowej można sformułować przybliżoną zależność ilościową między przyrostem odpowiedzi ∆Vo a wywołującą go zmianą częstotliwości ∆ log (f). Wynika ona wprost z równości wyrażeń opisujących nachylenie charakterystyki globalnej (tgα) w obrębie pełnej dekady, gdy dziesięciokrotny wzrost częstotliwości daje przyrost napięcia wyjściowego równy Vi , oraz w dowolnym interwale przyrostu częstotliwości o krotności „a” z przynależnym mu przyrostem napięcia wyjściowego ∆Vo . tgα =

Vi ∆Vo = log 10 log a

(131)

∆Vo = Vi log a

(132)

skąd

Ścisłą analizę teoretyczną układu Cooke’a-Yarborough i Pulsforda podał J.Howlett [140]. Dopuścił on bardziej ogólny kształt szeregu potęgowego odwzorowującego stałe czasowe Tr obwodów dozujących nieskończonego zbioru pomp diodowych, kładąc T r = κ r T0

(133) 93

gdzie podstawę potęgi κ stanowi dowolna, dodatnia liczba całkowita, zaś wykładnik potęgowy r , jak w podejściu fenomenologicznym, oznacza numer (indeks) komórki elementarnej. Zmianę napięcia wyjściowego ∆Vo wymuszoną a-krotną zmianą częstotliwości f determinuje suma cząstkowych zmian wnoszonych przez wszystkie komórki ∆Vo = Vi

⎛ afκ RT0 fκ rT0 ⎞ ⎟ ⎜ − r ⎜ 1+ fκ rT0 ⎟⎠ r = −∞ ⎝ 1 + afκ T0 ∞

∑

(134)

Obliczenie powyższej sumy stanowiło istotny problem matematyczny, rozwiązany właśnie przez Howletta. Odsyłając czytelnika do jego oryginalnej pracy [141] ograniczymy się tylko do przytoczenia ostatecznego rezultatu obliczeń. W przypadku ogólnym (dla dowolnego κ) wyraża go zależność

która dla κ=10 przybiera postać

(135)

H

2π 2 ⎧ ⎞⎫⎪ ⎛ 2π 4π − ln κ ⎪ 1 ln a − sin ⎜⎜ ∆Vo = Vi ⎨ e ln a ⎟⎟⎬ ln κ ⎠⎪⎭ ⎝ ln κ ⎪⎩ ln κ

AG

4π − 8.5725 ⎫ ⎧ e sin (2π log a )⎬ = ∆Vo = Vi ⎨log a − 2.303 ⎭ ⎩ = Vi { log a − 0.00103 sin (2π log a )}

(136)

Pierwszy składnik prawej strony równania reprezentuje ścisłą zależność logarytmiczną, drugi natomiast, periodycznie zmienną (z okresem κ względem ln a ) wartość odchyłki funkcji ∆Vo (log a) od przebiegu logarytmicznego.

BG

Przykładem praktycznej realizacji integratora logarytmicznego w układzie Cooke’a Yarborouh i Pulsforda jest kanał logarytmiczny integratora liniowo-logarytmicznego typu ILL-41 [127]. Rysunek 79 przedstawia schemat jego zasadniczego fragmentu. Obejmuje on zespół sześciu komórek konwertujących o stałych czasowych ich obwodów dozujących ustalonych (według wymogu postępu geometrycznego o podstawie κ=10) odpowiednim doborem wartości pojemności dozujących. Napięcia wyjściowe poszczególnych komórek, sumowane są w konwencjonalnym układzie sumatora aktywnego wykorzystującego wzmacniacz operacyjny typu SN72709 poprzedzony buforem na tranzystorach polowych 2N3823 (T3 i T4). Na schemacie tym pominięto, uwidocznioną na rysunku 66, część wspólną dla obu kanałów integratora (liniowego i logarytmicznego), jak również wyzwalany impulsami wspólnego monowibratora, a obsługujący wyłącznie tor logarytmiczny, przerzutnik bistabilny (SN7472N). Jego sygnał wyjściowy podlega dodatkowej standaryzacji amplitudy w stopniu wzmacniającym (T1) dając na odczepach jego rezystancji obciążenia (850Ω + 150Ω) dwa współbieżne ciągi impulsów o różnych poziomach (100% i 85%). Ciąg impulsów o mniejszej amplitudzie (85%) kierowany jest do komórek „wewnętrznych” układu natomiast analogiczny ciąg o amplitudzie większej (100%) jest podawany na komórki skrajne („zewnętrzne”). Takie zróżnicowanie amplitud ma na celu poszerzenie zakresu 94

„dobrej logarytmiki” integratora. Obejmuje on 5 dekad w zakresie częstotliwości od 102 do 106 imp/min. Stosownie do czynnego zakresu pomiarowego poszczególnych komórek dobrano również wartości ich pojemności akumulujących, kierując się intencją zachowania takiego samego błędu statystycznego na krańcach wszystkich podzakresów. Stąd więc w miarę wzrostu częstotliwości impulsów maleje odpowiednio efektywna stała czasowa integratora. 1M

BFY34

0.1µ 0.1µ

3V9

10n 30k

T1

1µ 1M

850 85%

150

1µ

1n

100

0.5µ

0.1µ

315k

2M

500k

T3

332k

100%

WE

+24V 1M 332k

T2

VREF

1µ

1M

+15V _

+15V 33k2

200

+

T4

1M

-24V

72709N

-15V

10k

WY 1µ

200 10k

-24V

1M

AG

15

22k 22k

2x2N38

BFP519 20n

+15V

H

+24V

10n

Rys. 79. Uproszczony schemat kanału logarytmicznego integratora typu ILL-41

BG

Integratory logarytmiczne o podstawie dziesiętnej zwane są popularnie integratorami wielodekadowymi. Do tej kategorii zalicza się również integrator o liniowo-logarytmicznej charakterystyce przenoszenia [141]. Jest ona formowana w efekcie superpozycji ograniczonych od góry przebiegów liniowych o odpowiednio zróżnicowanych nachyleniach. Zasadę pracy takiego układu wyjaśnimy w oparciu o jej schemat ideowy przedstawiony na rysunku 80. Ri1

Cd1

WE

Cd2

Cd3

CA1

Ri2

CA2

Ri3

CA3

Ri4

DK1 DK2 B

Ro2 DK3

C

Cd4

+ VPOL

A Ro1

M

Ro3 DK4

D

Ro4

CA4

Rys. 80. Schemat struktury integratora liniowo-logarytmicznego

95

Jego osnowę stanowi znana nam już konfiguracja złożona z zespołu prostych integratorów liniowych. Została ona uzupełniona obwodami kotwiczenia napięcia wyjściowego poszczególnych komórek na poziomie mieszczącym się na zadowalająco liniowych częściach ich indywidualnych charakterystyk. Powstrzymują one wzrost napięcia wyjściowego komórki ponad ten poziom powodując w efekcie nieciągłość charakterystyki globalnej. Częstotliwość impulsów, przy której poziom ten zostaje osiągnięty, zależy liniowo od współczynnika konwersji danej komórki. Przy raz ustalonej wartości amplitudy impulsów wejściowych Vi oraz rezystancji obciążenia Ro zależność ta przenosi się wyłącznie na wartości pojemności dozujących Cd pomp diodowych. Dla uzyskania równomiernego, w dzieiętnej skali logarytmicznej, rozłożenia punktów załamania charakterystyki globalnej, wartości pojemności dozujących kolejnych komórek dobiera się względem pojemności najniższego zakresu liniowego Cd w następującej sekwencji Cd ÷ 9Cd ÷ 90Cd ÷ ...... itd..

(137)

H

Dla przykładu, na rysunku 81 przedstawiono zespół charakterystyk przenoszenia integratora liniowo-logarytmicznego zawierającego cztery komórki pracujące w zakresie linio-wym z kotwiczeniem na poziomie VKOT = 0.5 Vi. Zauważmy, nawiązując do schematu z rysunku 80, że poziom kotwiczenia związany jest z napięciem polaryzacji VPOL oczywistą relacją

3.0

Vi

Ri + Ro Ro

AG VKOT = VPOL

(138)

BG

2.0

1.0

T

0.1T

0

0.01T 0.001T

0.01

0.1

1

10

100

1000 10000 Hz

Rys. 81. Charakterystyki przenoszenia integratora liniowo-logarytmicznego

3.1.2.3. Integratory cyfrowe W rozdziale traktującym o przelicznikach impulsów zasygnalizowano możliwość cyfrowego pomiaru szybkości zliczania impulsów przy pomocy przelicznika pracującego w tak zwanym trybie uproszczonego integratora. Dokonywany tą techniką pomiar polega na okresowym powtarzaniu operacji zliczania impulsów w założonych a’priori , stałych 96

interwałach akwizycji, przy czym każda z tych operacji jednostkowych poprzedzona jest skasowaniem stanu przelicznika i przeniesieniem zarejestrowanej wartości do dodatkowego rejestru pełniącego funkcję pamięci buforowej. (Dalszą drogę przekazu informacji do wyświetlacza cyfrowego oraz drukarki ukazano na schemacie dekady przelicznika typu 1403 przedstawionym na rysunku 61). Każdy kolejny cykl zliczania rozpoczyna się zatem od stanu zerowego. Stanowi to zasadniczy niedostatek układu. Podobną ułomnością byłby obarczony integrator analogowy, w którym rezystor (odpływ) obwodu całkującego zastąpiono okresowo zwieranym kluczem. Z takiego punktu widzenia układ uproszczonego integratora należy traktować jako cyfrowy odpowiednik integratora analogowego z nieciągłym (impulsowym) odpływem.

H

Mianem integratora cyfrowego określana jest natomiast pełna replika cyfrowa konwencjonalnego układu integratora analogowego. Ogólną koncepcję tego rodzaju układu sformułowali Vincent i Rowless [142] doprowadzając do pierwszej realizacji praktycznej w systemie binarnym. Na rysunku 82 przedstawiono schemat blokowy integratora cyfrowego w udoskonalonej konfiguracji zaproponowanej przez Wernera [143]. WSKAŹNIK CYFROWY



MW

Fz

_

AG

WE



ZEGAR

F

+

LICZNIK REWERSYJNY

MULTYPLIKATOR

BG

Rys. 82. Ogólny schemat blokowy integratora cyfrowego

Funkcję STANDARYZATORA (z układem dozującym) pełni tutaj monowibrator wejściowy MW, kondycjonujący impulsy wejściowe stosownie do wymagań techniki cyfrowej. AKUMULATOR z ODPŁYWEM zrealizowano natomiast w złożonym układzie funkcjonalnym obejmującym następujące subukłady: licznik rewersyjny, multyplikator oraz generator impulsów zegarowych. Podlegający pomiarowi ciąg impulsów wejściowych o średniej częstotliwości podawany jest na wejście dodające licznika rewersyjnego; na drugie (odejmujące) jego wejście doprowadzony jest natomiast formowany w multiplikatorze ciąg impulsów zliczania wstecznego. Częstotliwość impulsów tego ciągu uzależniona jest od częstotliwości zegara F oraz chwilowego stanu licznika rewersyjnego, a mówiąc ściślej, od stanu jego najbardziej znaczących stopni, sterujących (z założenia metody) pracą multyplikatora. Takie uzależnienie narzuca konieczność opisu stanu licznika rewersyjnego w odwróconej sekwencji, poczynając od MSB. Stan z licznika binarnego o liczbie komórek k będzie więc określony wyrażeniem

97

k

z = ∑ zi 2 − i

(139)

i =1

przy czym zi = 0 lub 1. Do indykacji stanu licznika rewersyjnego jak również do sterowania multyplikatora wykorzystuje się sygnały logiczne najbardziej znaczących jego komórek binarnych. Ich liczebności (w,s) uwarunkowane są założoną dokładnością pomiaru. Z kolei od strony wejściowej licznika rewersyjnego pewną część jego komórek jest wyposażona w odczepy dla regulacji stopni redukcji zliczania „wprzód” (r) i „wstecz” (m). Możliwości te uwidacznia, przedstawiony na rysunku 83, rozwinięty schemat blokowy integratora ukazujący zarazem strukturę multiplikatora binarnego. LICZNIK BINARNY

F 1

2 F 2-1

WŚKAŹNIK CYFROWY

z1

n F 2-2

F 2-n

H

ZEGAR

z1 F 2-1

G1

z2

z2 F 2-2

AG

G2

Go

zj

Fz

zj F 2-i

zw

zw F 2-i

zs

GN

zs F 2-n

PRESCALER REW.

m

BG

r

WE

r*

m*

SYNCHRONIZATOR

Rys. 83. Schemat konfiguracji binarnego integratora cyfrowego

Licznik binarny w odpowiedzi na wejściowy ciąg impulsów zegarowych o częstotliwości F daje na wyjściach swoich komórek nieinterferujące wzajemnie ciągi cząstkowe o zredukowanych odpowiednio częstotliwościach Fi = F 2−i

(140)

Ciągi te za pośrednictwem zespołu bramek AND (Gi) są bramkowane sygnałami logicznymi przynależnych komórek licznika rewersyjnego, wskutek czego ich częstotliwości zostają sprowadzone do poziomu Foi 98

Foi = zi F 2−i

(141)

Średnia częstotliwość Fo formowanego na wyjściu bramki OR (Go) wypadkowego (sumarycznego) ciągu impulsów wyniesie więc k

Fo = ∑ Foi = ∑ zi F 2 −1 = F z

(142)

i =1

Ciąg ten przekazywany jest zwrotnie na odejmujące wejście licznika rewersyjnego. Każdy jego impuls pomniejsza zawartość licznika rewersyjnego o 2-r , podczas gdy każdy impuls ciągu wejściowego powoduje jego wzrost o 2-m. Wypadkowy efekt działania obu ciągów w interwale akumulacji ∆ t wyraża się zmianą stanu licznika rewersyjnego ∆ z, równą ∆ z = 2− r 〈 f 〉 ∆ t − 2− m F z ∆ t

(143)

∆z + 2− m F z ∆t

H

Zależność powyższą można sprowadzić do postaci równania różnicowego =

2− r 〈 f 〉

(144)

AG

Jego rozwiązanie z uwzględnieniem warunku początkowego z (0) = 0 opisuje w domenie czasu odpowiedź integratora na podany (skokowo) na jego wejście ciąg impulsów o średniej częstotliwości 〈 f 〉 przy zadanych wartościach F, r i m 〈 f 〉 m−r z (t ) = 2 F

F ⎛ − t⎞ ⎜ 1− e 2m ⎟ ⎜ ⎟ ⎝ ⎠

(145)

BG

Łatwo zauważyć podobieństwo kształtu otrzymanej zależności do przebiegu odpowiedzi skokowej obwodu inercyjnego pierwszego stopnia, jaki w istocie stanowił AKUMULATOR z ODPŁYWEM w strukturze integratora analogowego. Równanie powyższe determinuje więc wprost wartość stałej czasowej integratora T=

2m F

(146)

wiążąc ją z częstotliwością F zegara oraz przedwyborem stopnia redukcji m w torze zliczania wstecznego. Relację między wymuszeniem 〈 f 〉 a odpowiedzią z w stanie ustalonym wyznacza z kolei równanie (143). Kładąc w nim ∆ z = 0 otrzymujemy 〈 f 〉 = F z 2r − m

(147)

Granicznemu stanowi licznika rewersyjnego (z = 1) odpowiada maksymalna, mierzalna wartość częstotliwości impulsów wejściowych. Innymi słowy równanie (147) z warunkiem z = 1 determinuje zakres pomiarowy integratora 99

〈 f 〉 MAX = 2 r − m F

(148)

Jak wskazują formuły (146) i (149) doborem wartości r, m i F dokonywać można regulacji zakresu pomiarowego i stałej czasowej integratora, stanowiących jego podstawowe parametry znamionowe.

3.2. Ekstrakcja informacji o energii promieniowania

BG

Vo

AG

H

Sygnał elektryczny generowany w akcie detekcji promieniowania jonizującego jest w istocie wynikiem konwersji energii, przebiegającej - zależnie od rodzaju detektora w mniej lub bardziej złożony sposób. Jest on w efekcie nośnikiem informacji o energii pierwotnego wymuszenia, jakie stanowi właśnie rejestrowane promieniowanie. Informacja ta obciążona jest pewną nieoznaczonością uwarunkowaną szeregiem czynników (jak na przykład stochastycznym charakterem procesów fizycznych oraz zakłóceniami szumowymi) sprawiających, że odpowiedzi na identyczne wymuszenia promieniowania monoenergeycznego przyjmują wartości losowe o rozkładzie amplitudowym bardzo zbliżonym do gaussowskiego [144]. Na oscylogramie, dzięki poświacie ekranu lampy oscyloskopowej, efekt ten objawia się w postaci charakterystycznego „rozmycia” amplitud losowego fragmentu ciągu rejestrowanych impulsów. Zilustrowano go przesadnie na rysunku 84.

t

Rys. 84 Oscyloskopowy obraz losowego fragmentu ciągu impulsów wyjściowych toru pomiarowego stanowiących odpowiedzi na promieniowanie monoenergetyczne.

Stopień zagęszczenia obserwowanych impulsów odzwierciedla w pewnej mierze ich rozkład amplitudowy. W naturalnej reprezentacji rozkład amplitudowy przedstawiany jest jako zależność funkcyjna

d〈N〉 = F (V ) dV t akum

(149)

w której: dV – infinitezymalny przedział amplitud zliczanych impulsów d − zarejestrowana liczba impulsów o amplitudach zawartych w przedziale dV na poziomie V (tzw. różniczkowa liczba zliczeń) 100

V − średnia (bieżąca) wartość amplitudy rejestrowanych takum − interwał akumulacji (zliczania) impulsów. Tego rodzaju rozkład zwany jest rozkładem różniczkowym, określanym również mianem amplitudowego widma różniczkowego. Stanowi on graniczną postać mierzalnego praktycznie amplitudowego widma różnicowego (zdefiniowanego jako zależność średniej częstotliwości impulsów o amplitudach mieszczących się w skończonym przedziale ∆V od średniej wartości amplitudy V tego przedziału) przy ∆V → 0. Zauważmy, że przy raz ustalonym interwale akumulacji takum średnią częstotliwość zliczeń jednoznacznie określa liczba zarejestrowanych impulsów ∆N (różnicowej liczby zliczeń). Alternatywnym sposobem opisu rozkładu amplitudowego impulsów jest rozkład całkowy (amplitudowe widmo całkowe) podający zależność średniej częstości impulsów o amplitudzie przewyższającej poziom V od bieżącej wartości tego poziomu. Przy założonym, stałym interwale zliczania takum zależność ta przyjmuje postać N = F (V )

H

(150)

gdzie N stanowi liczbę impulsów o amplitudzie przewyższającej poziom V.

N

BG

dN dV

AG

Na rysunku 85 przedstawiono hipotetyczne diagramy obu rodzajów widm amplitudowych

a)

Vd

V

V

b)

Vp

Vd

Vp

Rys. 85. Rozkłady (widma) amplitudowe impulsów a) różniczkowy b) całkowy

Obydwa rozkłady niosą wprawdzie taką samą informację, o wiele dogodniejszym w praktyce i zapewniającym wyższą dokładność estymacji wyznaczanego parametru jest jednak rozkład różniczkowy. Własność tę łatwo zauważyć na przedstawionych diagramach, na których w tym właśnie celu zaznaczono położenia charakterystycznych punktów rozkładu: Vd – (doliny) oraz Vp – (piku). Prostszą technicznie okazuje się natomiast realizacja układu do pomiaru rozkładu całkowego. Urządzenia elektroniczne służące do pomiaru widm amplitudowych impulsów (selektorów według amplitudy), zależnie od techniki selekcji, można podzielić ogólnie na dwie grupy: • selektory działające na zasadzie porównania analogowego • selektory z cyfrowym kodowaniem amplitudy impulsu. 101

W pierwszej grupie mieszczą się dyskryminatory całkowe oraz ich złożone struktury, tworzące dyskryminatory różniczkowe. Pomiar w obu przypadkach dokonywany jest techniką „krok po kroku” dla założonego z góry zbioru wartości amplitud impulsów, w tym również „poskoku” ich amplitudy. W obu rodzajach selektorów tej kategorii podstawową jednostką funkcjonalną jest komparator, względnie pełniący jego funkcję regeneracyjny dyskryminator progowy. Zadaniem jej jest wygenerowanie impulsu o standardowej amplitudzie w odpowiedzi na każdy impuls wejściowy przewyższający zadany poziom referencyjny. Brak odpowiedzi na impulsy wejściowe o niższych amplitudach wyklucza tę ich część z dalszego procesowania (zliczania). W przypadku selektorów drugiej grupy wszystkie impulsy wejściowe podlegają procesowi konwersji analogowo-cyfrowej i rejestracji w bloku pamięci cyfrowej, zaś ewentualne odcięcia ich części (zarówno dolnej jak i górnej) dokonywane są techniką dyskryminacji analogowej.

H

3.2.1. Układy dyskryminatorów całkowych

WE

P

R1

C2

T1

Rd2

a)

VE1

VCC

WY

Rbz’ C3

Re

T2

BG

Vi

C1

Rd1

Rg RII

Rk2

Rk1

RI

AG

Prawzorem współczesnych układów typu regeneracyjnego wykonanych na dyskretnych elementach półprzewodnikowych jest układ lampowy Schmitta [67]. Na rysunku 86 przedstawiono schematy ideowe dwu konfiguracji tego układu: bistabilną i monostabilną, przystosowane do pracy w trybie detekcji poziomu.

RE

R2

VE2

WE

RI

RII Rd2

VBB

Rk1

C2

Rk2

VCC

C1

Rd1

Rbz ’

RB

C3 T1

C4 WY T2

RE

b)

VBB

Rys. 86. Układy progowych dyskryminatorów regeneracyjnych a) bistabilny tryger Schmitta b) uniwibrator

Osnowę obu struktur stanowi konwencjonalna dwójka ze sprzężeniem emiterowym. Pożądane własności funkcjonalne nadają im pętle dodatniego sprzężenia zwrotnego oraz obwody polaryzacji spoczynkowej obu tranzystorów. W szczególności dodatnie sprzężenie zwrotne warunkuje wzbudzenie procesu relaksacyjnego po wprowadzeniu obu tranzystorów w stan aktywny, natomiast polaryzacja spoczynkowa wymusza stan odcięcia pierwszego (w porządku topologicznym) tranzystora - T1, oraz nasycenie drugiego - T2. Fenomenologia pracy obu wersji jest podobna. Pod działaniem impulsu wejściowego (dodatniego w przypadku tranzystorów typu n-p-n) o amplitudzie przewyższającej określony poziom progowy VA , tranzystor T1, a w następstwie przyczynowo-skutkowym 102

również T2, zostają wprowadzone w stan aktywny. W takich warunkach, w efekcie działania dodatniego sprzężenia zwrotnego, wzbudzony zostaje proces regeneracyjny. W przypadku a) prowadzi on do przełączenia tranzystorów T1 i T2 w alternatywne stany przewodzenia, w których są utrzymywane do chwili gdy poziom impulsu pobudzającego spadnie do wartości progowej przerzutu zwrotnego VB c VA. (Znakiem „c” wyróżniono tu umownie możliwe przypadki „=” lub „<” uwarunkowane ilościowymi relacjami parametrów układu, decydującymi o kształcie charakterystyki trygera). Odpowiedź trygera przybiera zatem formę impulsu prostokątnego o czasie trwania równym interwałowi dzielącemu momenty osiągnięcia przez impuls wejściowy granicznych poziomów VA i VB. W przypadku b) zainicjowany proces regeneracyjny rozwija się w sposób niezależny od dalszego przebiegu wejściowego impulsu wyzwalającego, a rozciągłość czasowa wygenerowanego (również prostokątnego) impulsu wyjściowego podyktowana jest wyłącznie przez wartości parametrów obwodu dodatniego sprzężenia zwrotnego.

AG

H

Dopełnienie podstawowego warunku odcięcia tranzystora wejściowego (T1) w stanie spoczynkowym (wyczekującym) i zapewnienie założonej stabilności tego stanu wymaga ustawienia wstępnej polaryzacji jego bazy na dobrze określonym poziomie poniżej wartości progowej VA. Poziom ten wyznacza w konsekwencji dolną granicę zakresu pomiarowego dyskryminatora całkowego stanowiącą zazwyczaj 1% jego szerokości. W strukturze układu determinuje go dzielnik wejściowy (RI,RII ), a wchodzący w jego skład potencjometr P umożliwia skanowanie nominalnego zakresu pomiarowego. Przedstawiony skrótowo opis fenomenologiczny trygera Schmitta ilustruje przedstawiona na rysunku 87 jego (idealizowana) charakterystyka przejściowa. Vo

BG

VCC

Vo

VE

Vi VB

VH

VA

Rys. 87. Idealizowany przebieg charakterystyki przejściowej trygera Schmitta

Przypomnijmy w skrócie ważniejsze zależności warunkujące pracę trygera Schmitta. Wyjściowymi w tym aspekcie są ogólne równania determinujące stan odcięcia i nasycenia tranzystorów, oraz warunek wzbudzenia procesu relaksacyjnego układu w ich stanie aktywnym. W stosowanej powszechnie notacji przyjmują one postać V BE ≤ 0 (151) • Warunek odcięcia • • gdzie: VBE

Warunek nasycenia

βIB > IK

(152)

Warunek wzbudzenia

b kV ≥ 1

(153)

– napięcie baza-emiter, β – współczynnik wzmocnienia prądowego tranzystorów, 103

IB – prąd bazy, IK – prąd kolektora, kV – wzmocnienie „w otwartej pętli”.

b – transmitancja pętli sprzężenia zwrotnego,

RE RE + RK 2

AG

V A ≈ VCC

H

Szczegółową analizę tranzystorowej wersji trygera Schmitta znaleźć można w ogólnie dostępnych opracowaniach podręcznikowych, jak np. [145], [146], [147] oraz w publikacjach naukowo-technicznych [148], [149], [150]. Na jej gruncie sformułowano formuły opisujące podstawowe parametry techniczne trygera, oraz zależności determinujące ilościowe relacje wartości elementów układowych, stosownie do wymogów kryterialnych (151÷153). Do grupy parametrów technicznych (użytkowych) zaliczają się poziomy napięć progowych pierwszego przerzutu VA i przerzutu zwrotnego VB, napięcie wyjściowe odpowiedzi V0 oraz wielkość histerezy VH ; określają one zarazem punkty załamania charakterystyki przejściowej trygera (rys. 87). Uwzględniając uprawnione założenia upraszczające wynikające z rodzaju zastosowanych tranzystorów (jak np.: β >> 1, zaniedbywalne wartości prądu zerowego IK0 i napięcia nasycenia złącza kolektor-emiter VKE(nas)) tudzież z racjonalnego doboru (zakładanych w procedurze obliczeniowej) wartości elementów biernych układu formuły te przybierają postać uproszczoną:

V B ≈ VCC

RE

RK1 +

RE b

BG

⎡ ⎤ RE Vo ≈ VCC ⎢ 1 − ⎥ + R R K2 E ⎦ ⎣

VH = V A − VB

gdzie b =

⎡ ⎤ ⎢ ⎥ 1 1 ≈ VCC R E ⎢ − ⎥ ⎢ ( RK 2 + RE ) ( R + RE ) ⎥ K1 b ⎦⎥ ⎣⎢

(154) (155)

(156)

(157)

R2 R1 + R2

Warunki zapewnienia założonego stanu spoczynkowego (nasycenia tranzystora T2) oraz wzbudzenia procesu regeneracji determinują natomiast odpowiednio równania (158) i (159) R2 ≥ b kV =

104

β 2 min R E R1 β 2 min R K 2 − R1

[

(158)

]

β RK 1 ( R1 + R2 ) R2 > 1 ( R1 + R2 ) Re β + RG + (R1 ( R2 + R K 1 ) )

(159)

Sygnał wejściowy dyskryminatora jest z reguły obciążony w mniejszym lub większym stopniu szumami. Mogą one powodować (zwłaszcza przy relatywnie powolnym narastaniu impulsu) wielokrotne przekroczenia zadanego poziomu dyskryminacji, skutkując mnożeniem impulsów odpowiedzi. Zjawisku temu skutecznie zapobiega istnienie histerezy dyskryminatora, której rozciągłość winna przewyższać nieco amplitudę spodziewanych szumów. W konwencjonalnym układzie Schmitta regulacji szerokości histerezy dokonuje się najczęściej przez odpowiedni dobór wartości rezystancji kolektorowych RK1 i RK2. Schemat z rysunku 86a sygnalizuje alternatywny sposób regulacji histerezy dodatkowym rezystorem Re włączonym w obwód emitera tranzystora T2. Podane wyżej formuły dopuszczają w zasadzie dowolną wartość transmitancji gałęzi dodatniego sprzężenia zwrotnego b. W skrajnym przypadku można ją przyjąć równą jedności. Prowadzi do zmodyfikowanej konfiguracji [151], w której kolektor tranzystora T1 łączy się bezpośrednio z bazą tranzystora T2, jak to ukazano na rysunku 88. VCC RK1

CS T1

WY

T2

Vo

AG

WE

H

RI

RK2

RII

RE

VE

BG

Rys. 88. Zmodyfikowana konfiguracja dyskryminatora Schmitta

Warunek wzbudzenia (153) wyraża wówczas nierówność kV > 1

(160)

zaś wyrażenia opisujące napięcia progowe przerzutów VA i VB, oraz potencjał emiterów VE (przy zaniedbaniu napięć nasycenia VBE(nas) i VCE(nas)) sprowadzają się odpowiednio do postaci uproszczonej VA =

RE VCC + V BE ( on ) RE + ( RK1 RK 2 )

(161)

VB =

RE VCC + V BE ( on ) R E + RK1

(162)

VE =

RE VCC RE + ( RK1 RK 2 )

(163)

Na miarę przyjętych przybliżeń pozwalają one określić szerokość histerezy VH oraz amplitudę impulsu wyjściowego Vo max. 105

Konfigurację tę, ze względu na jej prostotę, wykorzystano w monolitycznym układzie scalonym bramki TTL-owskiej (S/NAND) typu SN74132 [152]. Przy znamionowych wartościach rezystancji: RK1 = 2 kΩ, RK2 = 1,2 kΩ, RE = 460 Ω i napięciu zasilania VCC = 5 V, jej progowe napięcia przerzutów wynoszą odpowiednio VA = 1,65 V oraz VB = 0,82 V. Realizacja w technice bipolarnej ma strukturalnie identyczny odpowiednik na przyrządach unipolarnych. Dla przykładu, na rysunku 89 przedstawiono schemat pierwszej takiej realizacji MOS-owskiej [153]. - 10 V 56 k

FN 1034

10 k

25 k

WY

WE 4.7 µ 18 k

FN 1034 VPROG = - 1 V

H

1k

AG

Rys. 89. Schemat ideowy zmodyfikowanej wersji dyskryminatora Schmitta na tranzystorach polowych MOS.

Miano trygera Schmitta, przez wzgląd na podobieństwo charakterystyki przejściowej, nadano również układowi logicznemu zrealizowanemu w technice CMOS-owskiej na osnowie inwertera komplementarnego (T1 -T2) [151]. Schemat tej konfiguracji pokazano na rysunku 90. VDD

BG

T2

WE

T1

T3 X

WY

T4

Rys. 90. Schemat CMOS-owskiej konfiguracji dyskryminatora Schmitta

W celu zróżnicowania poziomów napięć przełączających przy narastaniu (VA) i zaniku (VB) impulsu, inwerter ten uzupełniono drugą, bocznikującą go parą komplementarną (T3 - T4) oraz - sterującym ją zwrotnie - konwencjonalnym stopniem inwertującym. Dla wyjaśnienia zasady działania układu przypomnijmy, że napięcie przełączania zwykłego inwertera komplementarnego zależy od tzw. ilorazu beta (ang. β-ratio) tj. stosunku parametrów materiałowo-konstrukcyjnych βn i βp obu tranzystorów składowych [154]. Zauważmy nadto, że do momentu przełączenia, stan na wejściu układu przenoszony jest na 106

wejścia pary bocznikującej. W rezultacie tranzystor T3 zostaje odcięty a pozostałe tranzystory tworzą efektywną strukturę inwertera złożoną z równolegle połączonych tranzystorów T2 i T4 typu „p” oraz tranzystora T1 typu „n”. Jej iloraz beta ulega wówczas odpowiedniej redukcji do wartości β1/(β2+β4), powodując w efekcie podniesienie poziomu przełączenia VA. Z chwilą wymuszenia przełączenia zostaje odcięty tranzystor T3 przy równoczesnym wprowadzeniu tranzystora T4 w stan aktywny. W konsekwencji iloraz beta wzrasta do wartości β1/β2, co skutkuje obniżeniem progu przełączenia zwrotnego VB. Przewodzący w tych warunkach tranzystor T4 przyspiesza powrót układu do stanu spoczynkowego. Przypomnijmy wreszcie, że globalny parametr β (w terminologii anglosaskiej określany mianem gain factor) określony jest wyłącznie przez materiałowe i geometryczne parametry tranzystora polowego, a mianowicie β ( n, p ) =

µ *( n, p ) Z C ox

(164)

L

AG

H

gdzie: µ* − efektywna ruchliwość powierzchniowa nośników ładunku (n,p) Cox – pojemność warstwy tlenku na jednostkę powierzchni Z − metalurgiczna szerokość kanału L – metalurgiczna długość kanału. Ustalenie poziomów progowych przełączania układu VA i VB, a tym samym szerokości histerezy VH, musi być zatem dokonane na etapie projektowania technologicznego i nie można ich później korygować elementami zewnętrznymi. Z tego też powodu omawiana konfiguracja znajduje zastosowanie głównie w specjalizowanych strukturach scalonych typu ASIC (Application Specific Integrated Circuits).

BG

W spektrometrycznej aparaturze pomiarowej drugiej i trzeciej generacji, opartej na szerokim wykorzystaniu układów scalonych średniej skali integracji (MSI), w konstrukcji dyskryminatora całkowego wykorzystano szybkie, monolityczne komparatory napięcia [155],[156]. Ich podstawowa (wewnętrzna) struktura jest uzupełniona (zewnętrzną) rezystywną pętlą dodatniego sprzężenia zwrotnego, dzięki czemu zwiększa się szybkość ich przełączania, oraz modyfikuje ich charakterystyki przejściowe do postaci właściwej trygerowi Schmitta. Schemat takiej realizacji oraz jej charakterystykę przejściową pokazano na rysunku 91. Vo

VH

V+ R1

Vi VREF

VG

-

k −( V ) 1 − bkV

Vo

+ *

V-

V REF

Vi

helipot R2

R3

a)

VD VB

VA

b)

Rys. 91. Schemat układu dyskryminatora Schmitta na komparatorze napięcia (a) i jego charakterystyka przejściowa (b)

107

Inherentne własności komparatora określone są między innymi wzmocnieniem napięciowym w otwartej pętli kV,, oraz poziomami napięcia wyjściowego: górnego VG i dolnego VD (n.b. dobranymi według wymagań techniki TTL). Wielkości te wespół z transmitancją pętli sprzężenia zwrotnego b determinują rozpiętość histerezy VH. Na podstawie odwzorowania graficznego charakterystyki przejściowej z rysunku 86 b możemy więc napisać VG − V D kV =− 1 − bkV VH

(165)

skąd przy uwzględnieniu z reguły dobrze spełnianego warunku bkV >> 1, oraz struktury pętli sprzężenia zwrotnego, dla której b=

R2 ( R2 + R3 )

(166)

VG − V D R2 = (V G − V D ) R 2 + R3 b

AG

VH =

H

otrzymujemy (167)

Wprowadzenie na wejście porównawcze napięcia referencyjnego VREF, mieszczącego się w zakresie dopuszczalnych napięć wejściowych, przesuwa odpowiednio poziomy przełączania do wartości

BG

V A = V REF + ( VG − V REF ) V B = V REF + (V D − V REF )

R2 R 2 + R3

R2 R 2 + R3

(168)

(169)

Drugie człony sum w obu wyrażeniach reprezentują spadki napięcia VR2 na rezystancji R2 spowodowane przepływem prądu wymuszonego różnicą potencjałów (Vo-VREF) w strefach poza-histerezowych. Dla zapewnienia ścisłej odpowiedniości zadawanego helipotem * i napięcia progowego VA niezbędne jest zatem odpowiednie napięcia referencyjnego V REF podwyższenie wartości napięcia źródłowego VREF oraz skompensowania składowej stałej VG b. Wymogi te unaocznia przekształcona forma zależności (168) V A = V REF ( 1 − b ) + VG b

(170)

Typowym przykładem profesjonalnej realizacji dyskryminatora całkowego opartego na wykorzystaniu monolitycznego komparatora napięcia jest krajowej produkcji dyskryminator progowy typu DP-21 [157]. Na rysunku 92 przedstawiono jego schemat blokowy. Rysunek 93 ukazuje natomiast pełny schemat ideowy tego dyskryminatora. Wzajemne porównanie obu schematów pozwala łatwo zidentyfikować poszczególne bloki funkcjonalne dyskryminatora. 108

.

UKŁAD REGULACJI PROGU DYSKRYM BFYP 19 D818E

UKŁAD FORMUJĄCY

WTÓRNIK WYJŚCIOWY

WY WE

WTÓRNIK WEJŚCIOWY BFYP 19

SN 72710N

SN 7400N

BFYP 19

BFYP 19

2X

KOMPARATOR

UNIWIBRATOR

Rys. 92. Schemat blokowy dyskryminatora progowego typu DP-21

BG

AG

H

I tak, blok regulacji progu dyskryminatora zawiera parametryczny stabilizator na diodzie zenerowskiej D818E (stanowiący źródło napięcia wzorcowego), obwód regulacyjny z precyzyjnym potencjometrem 10-obrotowym (helipot) oraz wtórnik o niskiej impedancji wyjściowej, przekazujący napięcie referencyjne na wejście porównujące komparatora. Identyczny stopień wtórnikowy (wtórnik wejściowy) wyposażony w obwody zabezpieczające przed przeciążeniem amplitudowym zastosowano w torze sygnałowym, zapewniając wymaganą symetrię obwodów wejściowych komparatora. W stopniu komparatora wykorzystano scalony mikroukład monolityczny typu SN 72710N w konfiguracji z dodatnim sprzężeniem zwrotnym. Impulsy wyjściowe komparatora w konfiguracji Schmitta cechuje stałość amplitudy oraz zróżnicowanie ich długotrwałości i czasów narastania. Parametry te są przeto korygowane w dwu kolejnych blokach funkcjonalnych dyskryminatora: bloku formującym i uniwibratorze. Pierwszy z wymienionych, zbudowany na bramkach obwodu scalonego SN 7400N, nadaje impulsowi wyjściowemu komparatora większą stromość krawędzi, drugi natomiast zrealizowany na elementach dyskretnych (BFYP 19) dokonuje standaryzacji amplitudowoczasowej impulsu wyjściowego. Tak uformowany impuls o amplitudzie ok. 3,5 V i czasie trwania 60 ns przekazywany jest za pośrednictwem konwencjonalnego wtórnika emiterowego do gniazda wyjściowego dyskryminatora. Nominalna czułość (rozdzielczość) dyskryminatora DP-21 osiąga poziom 50 mV, a zakres dyskryminacji obejmuje przedział od 100 mV do 10 V. Przypomnijmy na marginesie, że rozdzielczość amplitudowa jest podstawowym parametrem decydującym o przydatności dyskryminatora do pomiarów spektrometrycznych. Stąd też w różnych technikach (lampowej oraz półprzewodnikowej) podejmowano wiele prób zmierzających do realizacji układów dyskryminatorów progowych o istotnie wyższej rozdzielczości. Literatura przedmiotu eksponuje w tym aspekcie dwa rozwiązania układowe zaproponowane przez Kandiaha; wysokoczuły dyskryminator napięciowy na lampach elektronowych [158] oraz dyskryminator impulsów prądowych na tranzystorach [159]. Wspólną ich cechą jest przewodzenie obu elementów aktywnych podstawowej struktury trygera w jego stanie spoczynkowym w warunkach równoczesnej, sterowanej redukcji wzmocnienia pętlowego do poziomu wzbraniającego wzbudzenie procesu regeneracji (bkV<1). W obu przypadkach zadanie funktora sterującego wzmocnieniem pętlowym (bkV) pełni element nieliniowy (odpowiednio dioda próżniowa lub półprzewodnikowa). Znaczenie tych układów, uznawanych niegdyś za kamienie milowe rozwoju instrumentarium spektrometrii wysokiej rozdzielczości, dawno już przebrzmiało, stąd też

109

110

WE

+ 24V

3k9

10n

619

D818E

0.1µ

- 24V

1k2

1k2

+ 24V

4V3

10n

4V3

RDOB

BAY 55

BAY 55

3n3

402

10

-

12V

6V2

7k5

- 24V

1k6

0.1µ

- 6.2V

0.1µ

+6V

82

BAY55

3n3

H 1k5

SN 7400 N

AG

0.1µ

+ 12V

1k1

30

- 24V

330

10k2

30

787

51

1k2

- 24V

1k1

6n8

620

3n3

10

+ 6V

3n3

12k1

2k

51 5k9

3n3

+ 24V

DIODY ZENERA SERII BZYP 11

WSZYSTKIE TRANZYSTORY TYPU BFYP 19

0.1µ

BAY 55

Rys. 93. Schemat ideowy dyskryminatora progowego DP-21

6k2

10

12k

SN 7210

+ 24V

12k

- 24V

3k9

0.1µ

6k2

+ 24V

BG

HELIPOT

51

3n3

+ 24V

+

10n

BAY 55

BAY 55

4V3

91

30

+ 6V

WY

0.1µ

ograniczymy się tylko do powyższych paru słów przypomnienia odsyłając czytelnika do prac oryginalnych oraz starszych opracowań podręcznikowych [36], [160], [161]. Przykładem podobnych usiłowań na gruncie układów opartych na wykorzystaniu rozporządzalnych struktur scalonych jest zaproponowany przez Bayera dyskryminator dwukomparatorowy [162], [163]. Na rysunku 94 przedstawiono schematy dwu konfiguracji tego typu. W obu wersjach zastosowano popularny mikroukład scalony typu SN 71711. Zawiera on dwa identyczne komparatory ze sprzężonymi wyjściami. Jeden z nich (górny) stanowi zasadniczy układ porównujący, drugi natomiast (dolny) pełni funkcję pomocniczą, której finalnym efektem jest znaczące przyspieszenie narastania odpowiedzi całej struktury. Jak łatwo zauważyć komparator wspomagający pracuje w reżymie uniwibratora pobudzanego wzmocnionym przez komparator główny różnicowym sygnałem wejściowym. Generowany przezeń impuls superponuje z rozbudowującą się jeszcze odpowiedzią komparatora głównego w wyniku czego przełączenie jego stanu następuje przy odpowiednio niższym poziomie wymuszenia wejściowego. 47k

216

1k2 +12V + _

WE

+

2k

WY

VREF

10k

VPOL

100 p

BAY 55

b)

+12V

216

2k

SN 72711

+ _ _

-6V 10k

WY

+

36 p

BG

a)

SN 72711 -6V

_

WE

AG

VREF

24k

H

+24 V

Rys. 94. Schematy ideowe dwukomparatorowych dyskryminatorów progowych

Uzyskany efekt jest równoznaczny z redukcją napięcia niezrównoważenia oraz istotnym zwiększeniem rozdzielczości. Według danych autora układu [164] zapewniał on rozdzielczość napięciową rzędu 0.1 mV. Różnice przedstawionych na rysunku 94 wersji układowych dotyczą tylko komparatora głównego, skonfigurowanego w przypadku a) w reżymie bez histerezy, a w przypadku b) - z histerezą.

3.2.2. Dyskryminatory różnicowe Nazwa tej kategorii dyskryminatorów określa ich podstawową funkcję. Zadaniem ich jest mianowicie generacja wyjściowego impulsu standardowego w odpowiedzi na wymuszające impulsy wejściowe o amplitudach mieszczących się w zadanym przedziale (oknie), zawartym między wyróżnionymi, skrajnie bliskimi poziomami progowymi (górnym i dolnym). Rejestrowana w tak zdefiniowanym oknie amplitudowym liczba impulsów NW 111

stanowi więc różnicę ilości zliczeń impulsów ND i NG o amplitudach przewyższających odpowiednio górny i dolny próg dyskryminacji. Dodajmy, że okno dyskryminatora określane jest powszechnie równoważnym pojęciem kanału pomiarowego. Stąd też w praktyce funkcjonuje alternatywna nazwa dyskryminatora różnicowego - jednokanałowy analizator amplitudy.

VGP WE

ULD

FWP

AK

WY

LLD

BG

VDP

AG

H

Ogólna struktura dyskryminatora różnicowego wynika z jego zadań funkcjonalnych. Ukazuje ją schematycznie rysunek 95. W stopniu wejściowym zawiera ona równoległą parę czujników (monitorów) przekroczenia poziomów progowych. Z reguły funkcje ich pełnią dyskryminatory progowe: poziomu górnego (ULD - Upper Level Discriminator) i poziomu dolnego (LLD - Lower Level Discriminator). Generowane w nich sygnały podlegają z kolei przetworzeniu logicznemu w bloku formowania wzajemnego przekrycia (FWP), tworząc odpowiednio w torze czujnika poziomu dolnego sygnał informacyjny i w torze czujnika poziomu górnego sygnał wzbraniający dla układu antykoincydencyjnego (AK), stanowiącego, zwany również potocznie inhibitorem, trzeci blok funkcjonalny dyskryminatora różnicowego. Impulsy wejściowe o amplitudzie mieszczącej się w oknie pomiarowym układu różnicowego (VGP>Vi>VDP) pobudzają tylko dyskryminator dolnego poziomu, a generowany w nim sygnał informacyjny przekazywany jest przez stopień antykoincydencyjny (AK) do nie uwidocznionego na rysunku układu zliczającego (rejestru). W przypadku amplitud przewyższających górny poziom (Vi >VGP) uaktywniane są obydwa dyskryminatory progowe. Sygnał wzbraniający odbierany z czujnika górnego poziomu blokuje wówczas w układzie inhibitora (AK) przekaz sygnału informacyjnego do rejestru; zdarzenia takie są zatem przez układ ignorowane.

Rys. 95. Schemat blokowy dyskryminatora różnicowego

Zauważmy, że wobec skończonej szybkości narastania analizowanych impulsów wejściowych odpowiedź dyskryminatora dolnego poziomu wyprzedza odpowiednio odpowiedź dyskryminatora poziomu górnego. Na to wszakże, aby odpowiedź górnego dyskryminatora, t.j. generowany w nim impuls standardowy, spełniała funkcję sygnału wzbraniającego, musi on przekrywać w całości stowarzyszony z nim impuls dyskryminatora dolnego poziomu (sygnał informacyjny); niezbędne jest zatem odwrócenie wzajemnych relacji czasowych (następstwa czasowego) obu tych impulsów. Nieuwzględnienie tego warunku prowadzi w rezultacie do rejestrowania zdarzeń fałszywych. W przypadku użycia w układzie bistabilnych trygerów Schmitta, zachodzi nadto podwajanie liczby impulsów wyjściowych układu. Efekt ten zilustrowano na rysunku 96. Zwiększenie inercyjności układu antykoincydencyjnego pozwala praktycznie zaniedbać wymagania odnośnie sekwencji sygnału wzbraniającego i informacyjnego, wiąże się jednak z koniecznością odpowiedniego wydłużenia tych sygnałów a tym samym drastycznego ograniczenia maksymalnej szybkości zliczania. Możliwość tego rodzaju 112

VGP VDP Vi(t)

a)

t

b)

t

c) d)

t t

Rys. 96. Ilustracja efektu podwajania liczby fałszywych zliczeń.

H

(a) Przebieg analizowanego impulsu (b) Odpowiedź dyskryminatora dolnego poziomu (c) Odpowiedź dyskryminatora górnego poziomu (d) Sygnał wyjściowy układu

AG

wykorzystano w pierwszej, bardzo prymitywnej, realizacji dyskryminatora różnicowego [165], w której funkcję układu antykoincydencyjnego pełnił transformator z dwoma przeciwsobnie załączonymi uzwojeniami pierwotnymi zapiętymi odpowiednio na wyjścia obu dyskryminatorów progowych. Zasygnalizowany sposób można by nazwać metodą bezpośredniej kompensacji. Ze względu na jego inherentne ograniczenia został rychło zarzucony.

BG

Powszechne zastosowanie znalazła natomiast wspomniana już wyżej metoda przemiany relacji czasowych sygnałów wyjściowych dyskryminatorów progowych. Operacji tej dokonuje subukład funkcjonalny nazwany umownie blokiem formowania wzajemnego przekrycia (FWP). Jego szczegółowa konfiguracja zależy od rodzaju zastosowanych czujników poziomu. Dla przykładu omówimy skrótowo trzy podstawowe struktury [36] wykorzystujące różnego rodzaju czujniki przekroczenia po ziomu. Rysunek 97 przedstawia uproszczony schemat układu z bistabilnymi trygerami Schmitta (TSDP,TSGP) w stopniach wejściowych. Ukazano na nim również przebiegi sygnałów na wejściu analizowanych impulsów przewyższającej górny próg dyskryminacji. Elementy składowe bloku (FWP) pomieszczono w zacienionym polu schematowym. W szczególności w torze sygnału wzbraniającego zastosowano prosty układ wydłużający (stretcher) z diodą D1 i pojemnością pamiętającą CAK, zapewniający przekrycie impulsu informacyjnego po jego stronie opadającej. Gałąź sygnału informacyjnego tworzy natomiast obwód różniczkujący CD-RD oraz dioda D2. Przekazywany tą drogą dodatni impuls informacyjny ulega silnemu zróżniczkowaniu, dając w efekcie parę komplementarnych impulsów „szpilkowych” przywiązanych odpowiednio do jego krawędzi narastającej i opadającej. Dioda D2 przepuszcza tylko drugi w kolejności impuls tej pary, zlokalizowany w czasie w obrębie wydłużonego impulsu wzbraniającego. Impuls ten uruchamia również subukład rozładowania pojemności akumulującej CAK z niewielką zwłoką czasową tD wnoszoną przez zawarty w nim człon opóźniający (DEL), przywracając stan spoczynkowy układu. Funkcję tę symbolizuje na schemacie klucz (K). 113

TSGP D1

WE

K CAK

TSDP CD

AK

WY

DEL

RD D2 FWP

t0

t0

Rys. 97. Konfiguracja dyskryminatora różnicowego z trygerami Schmitta

H

Rysunek 98 ukazuje z kolei konfigurację wykorzystującą w stopniu wejściowym parę trygerów monostabilnych (uniwibratorów) MWDP i MWGP. Przez racjonalny dobór długotrwałości generowanych impulsów (TDP, TGP) można wówczas łatwo, bez potrzeby użycia stretchera, zapewnić właściwe przekrycie sygnału informacyjnego po jego stronie końcowej.

AG

TGP

MWGP WE

INV

td

AK

WY

MWDP

BG

DEL

FWP

t0

TDP

td

Rys. 98. Konfiguracja dyskryminatora różnicowego z uniwibratorami

Analogiczne przekrycie krawędzi czołowej sygnału informacyjnego zapewnia w tym przypadku włączony do jego gałęzi człon opóźniający (DEL). Strukturę bloku (FWP) uzupełnia wreszcie prosty stopień inwertujący (INV) dostosowujący polarność polarność sygnału wzbraniającego do wymogów inhibitora. Alternatywą pierwszej konfiguracji z zapamiętywaniem poziomu sygnału wzbraniającego na pojemności akumulującej jest układ wykorzystujący w tym celu, wyzwalany regulowanym poziomem, przerzutnik bistabilny (Flip-Flop). Logika bloku formowania wzajemnego przekrycia tego układu pokrywa się więc wiernie z logiką jego prawzoru i nie wymaga szczegółowego opisu funkcjonalnego. Rysunek 99 podaje w uproszczeniu schemat blokowy takiego rozwiązania.

114

TFF

FFGP

td

WE

CD

TSDP

AK

DEL

RD

D

WY

FWP

t0 TTS

H

Rys. 99. Konfiguracja dyskryminatora różnicowego z przerzutnikiem

AG

Funkcjonalnie sprawniejszym okazuje się układ stosujący w torze formowania sygnału wzbraniającego, zamiast przerzutnika wyzwalanego poziomem, tandem: tryger bistabilny - dwuzboczowy przerzutnik JK, a w gałęzi sygnału informacyjnego - subukład formujący impuls standardowy przywiązany do tylnej krawędzi odpowiedzi dyskryminatora dolnego poziomu. Ukazano go schematycznie na rysunku 100.

TSGP

FFG

BG

WE

AK

CD

TSDP

t0

RD

WY

FWP

t0

Rys. 100. Zmodyfikowana konfiguracja z przerzutnikiem JK

Powyższa koncepcja zdominowała współczesne rozwiązania układowe, znajdując zastosowanie w wielu opracowaniach fabrycznych. Dobrym przykładem w tym przedmiocie jest dyskryminator różnicowy krajowej produkcji - analizator typ A-21 - wchodzący w skład systemu aparaturowego „STANDARD 70” [166]. W jego konstrukcji wykorzystano szeroko aktualne możliwości scalonej techniki analogowej i cyfrowej. Na rysunku 101 przedstawiono schemat zasadniczych bloków funkcjonalnych dyskryminatora różnicowego tego typu. W jego stopniach wejściowych pracuje para komparatorów (KDP i KGP) typu SN72710N w układzie bistabilnych trygerów Schmitta z histerezą, polaryzowanych odpowiednio napięciami VDP i VGP, dostarczanymi z odrębnego 115

(nie uwidocznionego na schemacie) bloku funkcjonalnego. Ich odpowiedzi podlegają pożądanym przekształceniom w przynależnych gałęziach układu FWP. W szczególności, tor formowania sygnału informacyjnego zawiera kaskadę trzech bramek logicznych A,B,C z wtrąconym obwodem różniczkującym utworzonym przez pojemność szeregową Cd1 oraz wypadkową równoległą rezystancję obciążenia. W tak skonfigurowanej gałęzi na wyjściu trzeciej bramki (C),w odpowiedzi na impuls wejściowy przewyższający dolny próg dyskryminacji, pojawia się krótkotrwały impuls informacyjny przywiązany w czasie do tylnej krawędzi impulsu wyjściowego komparatora KDP. W warunkach otwartej bramki inhibitora (G) przekazywany jest on na wyjście za pośrednictwem dodatkowej bramki logicznej (H). TOR INHIB D12

E4

E6

F8

a)

SN 72710N 12

KGP

Cd2 12

D

13

11

4 5

16k

10

+6V

SN 7400N

J

10n

9,10,11

200

SN 7472N

2

3,4,5,13,14

C5V1

432

8

F

CLR

AG

619

9 10

200 WE

6

E

H

VGP

FFG

K

Cl

Q

12 8

SN 7400N

SN 7400N 1

VDP

KDP

2

Cd1 22

A

B

5

BAY55

SN 72710N

BG

4

C

6

13 12

G

11

H 10 WY 0

10n 100

+6V

680

150 G 13

WY

c)

WY

b)

TOR INFOR

A1,2

C5

G12

G11

Rys. 101. Schemat fragmentu układu analizatora typu A-21 a) przebiegi impulsów w kaskadzie bramek toru formowania sygnału wzbronienia b) przebiegi impulsów w kaskadzie bramek toru formowania sygnału informacyjnego oraz bramek inhibitora dla przypadku VDP < Vi < VGP c) przebiegi impulsów w układzie bramek inhibitora dla przypadku Vi > VGP

Warunki takie są spełnione dla impulsów o amplitudzie niższej od górnego progu dyskryminatora, gdy tor formowania sygnału wzbronienia utrzymywany jest w stanie spoczynkowym, a w konsekwencji poziom logiczny na wyjściu Q przerzutnika FFG − wysoki. W nieco zmienionej kolejności ustawione są analogiczne elementy gałęzi formowania sygnału wzbronienia. Dzięki temu na wyjściu ostatniej w kaskadzie bramki 116

uformowany zostaje impuls dodatniej polarności przywiązany do wiodącej krawędzi odpowiedzi komparatora KGP. Impuls ten przestawia stan przerzutnika na alternatywny, sprowadzając w efekcie poziom na blokującym wejściu bramki inhibitora do stanu niskiego. Tym samym zablokowany zostaje tor sygnału (impulsu) informacyjnego, którego krawędź tylna przywraca ponownie stan spoczynkowy przerzutnika. Przedstawiony skrótowo opis fenomenologiczny uzupełniono na rysunku diagramami przebiegów sygnałów w wyróżnionych punktach węzłowych układu.

AG

H

Przykładem tendencji rozwojowych lat 70-tych tej kategorii spektrometrycznej aparatury jądrowej jest analizator jednokanałowy typ 1202 produkowany seryjnie przez ZZUJ POLON w formie potrójnego bloku systemu „CAMAC” [167]. Schemat ideowy jego zasadniczej części ukazuje w uproszczeniu rysunek 102. W porównaniu z analizatorem A-21 układ powyższy wykazuje szereg różnic zarówno konfiguracyjnych jak i koncepcyjnych. Pierwsze dotyczą toru formowania sygnału wzbronienia oraz, w podobnym zakresie, toru formowania sygnału informacyjnego. Drugie natomiast odnoszą się wyłącznie do systemu formowania sygnału informacyjnego. Gałąź formowania sygnału wzbronienia tworzą trzy subukłady funkcjonalne: kaskada inwerterów (G,H), układ różniczkujący (I, J) oraz przerzutnik (FFGP) typu RS; wszystkie wykonane na bramkach logicznych NAND typu SN 7400N. Szerokość dodatniego impulsu wyzwalającego przerzutnik determinują tu wartości obwodu całkującego (100Ω, 68pF). W stanie spoczynkowym wyjście Q tego przerzutnika utrzymywane jest na poziomie niskim. Taką samą strukturę ma część gałęzi formowania sygnału informacyjnego (A, B, C, D, FFDP). Uzupełnia ją obwód dyskryminatora wspomagającego (arming discriminator) obejmujący konwencjonalny stopień różniczkujący, komparator blokowany (KDZ) oraz inwerter (E). W pierwszym stopniu tego obwodu, w efekcie różniczkowania impulsu

BG

wejściowego, formowany jest impuls bipolarny Stopień drugi pełni funkcję detektora przejścia przez zero (zero crossing detector), reagujący (w stanie aktywnym) zmianą poziomu logicznego na swoim wyjściu z chwilą zmiany polarności impulsu bipolarnego. Jest to jednak możliwe dopiero po przekroczeniu przez impuls wejściowy dolnego poziomu dyskryminacji, gdy wyjście Q przerzutnika FFDP osiąga stan wysoki uaktywniając zablokowany uprzednio komparator KDZ. Zmiana poziomu na wyjściu komparatora poprzez inwertor (E) przenosi się na wejście kasujące (R) przerzutnika FFDP przywracając stan blokady dyskryminatora wspomagającego z opóźnieniem tinf uwarunkowanym własnościami elementów zawartych w (wyróżnionej na schemacie grubszą linią) pętli sprzężenia zwrotnego. Efektem tej sekwencji przełączeń jest - formowany na wyjściu inwertera (E) - standardowy impuls o czasie trwania tinf i poziomie logiki TTL, niosący informację o przekroczeniu przez impuls wejściowy dolnego progu dyskryminacji. Jest on przekazywany za pośrednictwem inwertera (F) na wejście informacyjne inhibitora (bramka K). Drugie jego wejście łączy się z wyjściem Q przerzutnika FFGP. W przypadku amplitudy impulsu wejściowego mieszczącej się w zadanym oknie analizatora sygnał informacyjny przkazywany jest do jego subukładów wyjściowych. Jeśli Vi > VGP, pojawiający się wówczas na wyjściu Q przerzutnika FFGP , sygnał wzbronienia blokuje transmisję sygnału informacyjnego. 117

SN 72710 VGP

KGP

FFGP G

SN 7400N

H

SN 7400N J

Q

R

_ INHIBIT Q

I WE

20k

100

68

1 20k

RESET

+6V 3k

VDP

2k

A

KDP

D C 100

220

+6V

S

Q

R

_ Q

tinf 2k

13

KDZ

E

F

I NFORM

SN 7400N

AG

SN 72711

H

3k

τd = 2µs

WY

SN 7400N

SN 7400N

B

SN 72711

K

FFDP

47

1

SN 7400N

S

Rys. 102. Schemat podstawowego fragmentu analizatora jednokanałowego 1202

BG

W opisie funkcjonalnym obu analizatorów amplitudy pominięto układy źródeł i regulacji napięć progowych. Umożliwiają one wykorzystanie analizatora w trzech wyróżnionych reżymach pracy: jako dyskryminator całkowy, analizator jednokanałowy (różnicowy dyskryminator okienkowy) względnie dyskryminator różnicowy z niezależnie nastawianymi progami. Warto tu wspomnieć, że w analizatorze A-21 zastosowano (po raz pierwszy na skalę produkcji seryjnej) system regulacji ustawiający „okno” pomiarowe symetrycznie wokół nastawianej wartości progowej [168]. Jako swego rodzaju ciekawostkę układową odnotujmy również zaproponowany przez Gattiego i Pivę [169] układ dyskryminatora różnicowego wykorzystującego jeden tylko dyskryminator progowy. Identyfikacja wysokości impulsu wejściowego jest w nim dokonywana tzw. techniką dodawania schodka napięciowego (Pulse-Increment Technique)10. Filozofię tej techniki ilustruje rysunek 103 ukazujący schemat blokowy podstawowej wersji układu. Strukturę jego tworzą dwie równoległe gałęzie formowania sygnału informacyjnego i sygnału akceptacji oraz zamykający je układ koincydencyjny - UK. W skład pierwszej gałęzi wchodzi układ wydłużający - STR (stretcher), układ sumujący (+) oraz konwencjonalny dyskryminator progowy - DP. Gałąź druga zawiera tylko generator schodka napięciowego - GSN . Analizowany impuls wejściowy o amplitudzie Vi ulega rozciągnięciu w stopniu wydłużającym wyzwalając zarazem swym czołem generator schodka napięciowego, z celowo dobranym opóźnieniem ∆t. 10

Technika ta zwana jest również metodą dodatkowego impulsu

118

tSTR

WE

STR tGSN

VPR

+

DP WY

GSN

UK

∆V ∆t

Rys. 103. Schemat blokowy dyskryminatora różnicowego w układzie z jednym progiem dyskryminacji

BG

AG

H

Wytwarzany tu impuls o założonej, amplitudzie ∆V i długości tGSN (równej dopełnieniu ∆t do rozciągłości czasowej wydłużonego impulsu wejściowego tSTR), dodawany jest do rozciągniętego (w subukładzie stretchera) impulsu wejściowego. Uformowany w ten sposób impuls wypadkowy przekazywany jest z kolei na wejście informacyjne układu koincydencyjnego. Podawany równocześnie na jego drugie wejście schodek napięciowy pełni funkcję sygnału akceptacji. Na powyższym rysunku zamieszczono również diagramy przebiegów czasowych sygnałów wzdłuż torów obu wyróżnionych gałęzi układu. Nie trudno na ich podstawie zauważyć, że przy zadanym progu dyskryminacji VPR subukładu DP, układ akceptuje wyłącznie impulsy wejściowe o amplitudach mieszczących się w przedziale . Wysokość schodka napięciowego ∆V determinuje w tej wersji układowej bezwzględną (stałą) rozdzielczość amplitudową układu. Alternatywna wersja zakłada natomiast stałość względnej rozdzielczości amplitudowej: (∆V/Vi) = const. Zapewnia ją przyjęty tu sposób formowania schodka w układzie przedstawionym schematycznie na rysunku 104. R0 = Z0

WE

Vi

WY

DL

∆t

TD = ∆t / 2 Vi /2

R0

∆V

∆R

Rys. 104. Prosta realizacja układu dodawania schodka (o wysokości proporcjonalnej do Vi)

Stanowi go prosty pasywny czwórnik kształtujący z lekko niedopasowaną linią opóźniającą DL obciążoną rezystancją o wartości przewyższającej nieco jej oporność 119

charakterystyczną Ro. (Oznaczmy dla wygody tę nadwyżkę rezystancji obciążenia symbolem ∆R). W takim trybie pracy decydujące o wysokości formowanego schodka współczynniki odbicia m oraz attenuacji k wyrażają odpowiednio związki: m =

( R0 + ∆R ) − Z 0 ∆R = ( R0 + ∆R) + Z 0 ∆R + 2 R0 k ≅

=

∆R << R0

∆R 2 R0

Zo 1 = 2 Z 0 + R0

(171) (172)

Wysokość schodka okazuje się więc liniową funkcją amplitudy impulsu wejściowego opisaną relacją ∆V ≅ Vi

∆R 2∆R + 4 R0

(173)

∆V jest wielkością stałą. Vi Dla usadowienia schodka na grzbiecie k-krotnie osłabionego impulsu wejściowego musi być nadto spełniony warunek

AG

H

co oznacza , że względna rozdzielczość amplitudowa

t i > 2TD ≡ ∆t

(174)

ti 4 Układ formowania schodka z linią opóźniającą spełnia funkcję dwu subukładów poprzednio omówionej wersji: generatora GSN i sumatora (+). Osiągnięta prostota okupiona została jednak znacznym rozbudowaniem subukładów w (nie uwidocznionej na schemacie) gałęzi kształtowania sygnału akceptacji.

BG

sprowadzający się ze względów praktycznych do wymagania, aby T D =

Dla wyznaczenia rozkładu amplitudowego impulsów za pomocą analizatora jednokanałowego konieczne jest przeprowadzenie dostatecznie licznej serii pomiarów jednostkowych przy różnych progach dyskryminacji. Liczebność tych pomiarów zależy głównie od rozdzielczości energetycznej toru spektrometrycznego oraz od szerokości zakresu pomiarowego. Procedura konstrukcji widma przy wykorzystaniu tak pozyskanych danych jest żmudna i uciążliwa. Znaczącym zatem usprawnieniem było wprowadzenie przez Fairsteina [170] tak zwanej „małej automatyzacji” - w bardziej jednak rozbudowanym układzie pomiarowym. Poza analizatorem zawierał on bowiem integrator liniowy z rejestratorem oraz blok elektrycznego napędu potencjometru regulacji progu. Zestaw taki umożliwiał sprzężenie obrotu potencjometru regulacji progu z przesuwem taśmy rejestratora techniką wału elektrycznego realizowanego za pośrednictwem zespołu selsynów. Dzięki temu powiązano współrzędne przesuwu taśmy rejestratora z wartościami napięcia dyskryminacji VPR uzyskując w efekcie bezpośrednio wykresy rozkładu amplitudowego impulsów wejściowych. Analizatory amplitudy wyposażone w tego rodzaju układ automatycznego przesuwu kanału zwane są potocznie układami z wędrującym kanałem (Sweep-Type Analyzer). Upowszechniły się one zasadniczo tylko w technice lampowej [106]. Ich alternatywę, stosowaną po dziś dzień w technice półprzewodnikowej, 120

stanowi elektryczne sterowanie poziomem progowym analizatora napięciem pobieranym z potencjometru sprzężonego mechanicznie z układem przesuwu taśmy [117], [166].

3.2.3. Wielokanałowe analizatory amplitudy impulsów Analizatory amplitudy z wędrującym kanałem znacznie usprawniły proces akwizycji informacji o różniczkowym rozkładzie amplitudowym impulsów. Stanowiąca podstawę tej metody technika sekwencyjnego zliczania impulsów w kolejnych kanałach (oknach) pomiarowych z ciągłym przesuwem względnie skokowym przełączaniem kanału obciążona jest jednak efektem gubienia impulsów spowodowanym „wyczekiwaniem” układu selekcji na pojawienie się w ciągu analizowanych impulsów wejściowych impulsu mieszczącego się w aktualnym oknie pomiarowym. W zakresie małych intensywności promieniowania efekt ten wymusza odpowiednie przedłużenie czasu pomiaru bardzo niekorzystne w przypadku niestałości poziomu mierzonego promieniowania, a zwłaszcza w pomiarach promieniowania emiterów krótkożyciowych.

AG

H

Na gruncie przykładowo wymienionych niedostatków eksploatacyjnych tego rodzaju analizatorów zrodziła się koncepcja systemu wielokanałowego, złożonego z odpowiednio licznego zespołu dyskryminatorów całkowych [171], [172], [173], o poziomach dyskryminacji ustalonych stosownie do założonej rozdzielczości i szerokości zakresu pomiarowego. Przez wzgląd na ich konfigurację zwano je również konwerterami multidyskryminatorowymi.

BG

Dla realizacji układu wielokanałowego o założonej liczbie N przylegających do siebie kanałów, układ wymagał użycia (N + 1) dyskryminatorów progowych. Każda para sąsiadujących dyskryminatorów, o progach dyskryminacji odległych o wartość równą szerokości kanału, wyposażona była w autonomiczny układ antykoincydencyjny oraz przelicznik. Wobec istotnych trudności z zapewnieniem wymaganej w takiej strukturze bardzo wysokiej stabilności progów, jak również wysokich kosztów realizacji, analizatory tego rodzaju zawierały zazwyczaj od 20 do 30 kanałów. Rychło zresztą zostały wyparte przez układy z cyfrowym kodowaniem amplitudy analizowanych impulsów. Cezurę tej nowej jakości w instrumentarium spektrometrii amplitudowej wyznaczają prace Wilkinsona [174] oraz Hutchinsona i Scarrota [175]. Naturalny jej rozwój przebiegał stosownie do postępu w dziedzinie elektroniki, zarówno fizycznej jak i układowej, na osnowie ogólnej koncepcji wyróżniającej trzy zasadnicze podzespoły funkcjonalne: układ przemiany analogowo-cyfrowej, układ zliczającopamięciowy, oraz układ odczytu. Uwidoczniono je schematycznie na rysunku 105 ilustrującym w uproszczeniu typową strukturę analizatora wielokanałowego. Podawane na wejście (WE) analizatora impulsy kierowane są do jego dwóch gałęzi równoległych zawierających odpowiednio blok przemiany analogowo-cyfrowej (ADC) oraz blok sterowania logicznego (UKŁ. LOGIKI). W pierwszym dokonywana jest podstawowa operacja cyfrowego kodowania amplitudy analizowanego impulsu, finalnym efektem której jest otwarcie - za pośrednictwem stowarzyszonego rejestru (REJ. ADRESU) - dostępu do odpowiedniej kolumny matrycy pamięci. Wyznaczony w tej operacji numer kolumny, stanowi w istocie cyfrowe odwzorowanie amplitudy mierzonego impulsu i jest równoznaczny z numerem kanału pomiarowego. 121

PAMIĘĆ

WE

ADC

REJ. DANYCH

DCA - Y

REJ. ADRESU

UKŁ. LOGIKI

DCA - X

+1

H

Rys. 105. Schemat blokowy wielokanałowego analizatora amplitudy impulsów

AG

Równocześnie, pobudzony impulsem wejściowym, blok logiki uruchamia w układzie zliczająco-pamięciowym ciąg mikrooperacji, polegających na wczytaniu do rejestru danych (REJ.DANYCH) aktualnej zawartości wybranego przez rejestr adresowy kanału, dodaniu do niej jedynki (+1), oraz wprowadzeniu uzupełnionych w ten sposób danych ponownie do pamięci. Wzbogacenie stanu rejestru danych (a w konsekwencji zawartości stowarzyszonego kanału pamięci) o jednostkę dokumentuje fakt zarejestrowania kolejnego impulsu o amplitudzie właściwej danemu kanałowi.

BG

W rezultacie, w pełnym cyklu pomiarowym wobec również cyfrowej formy zawartości każdego kanału, do matrycy pamięci zostaje wprowadzony cyfrowy zapis (histogram) wyznaczanego rozkładu amplitudowego. Z tego też względu w terminologii angielskiej nadano jej miano „histogramming memory”. Dla przejrzystości układu na jego uproszczonym schemacie blokowym zaznaczono tylko jedną ścieżkę rozkazów bloku logiki symbolizującą opisaną wyżej procedurę „dodawania jedynki”. Blok logiki, za pośrednictwem nie uwidocznionych na schemacie ścieżek, steruje nadto szeregiem innych operacji. Jedną z nich stanowi operacja bieżącej wizualizacji rezultatów pomiaru. Prezentowane są one z reguły na ekranie oscyloskopu w postaci analogowej odwzorowującej rozkład amplitudowy (widmo) podlegającego pomiarowi ciągu impulsów. Rysunek 105 ukazuje schematycznie fragment bloku odczytu (para konwerterów cyfrowo-analogowych DAC-X , DAC-Y oraz oscyloskop) realizujący takie zadanie. Pominięto dla prostoty inne konwencjonalne sposoby odczytu jak wydruk cyfrowy oraz/lub analogowy czy też ewentualny zapis magnetyczny. Nie wnikając w szczegóły rozwiązania technicznego układu logiki dodajmy, że jej organizacja zapewnia przeplataną współbieżność procesów akumulacji danych i wizualizacji oscyloskopowej bieżącego stanu matrycy pamięciowej. Ukazane na schemacie blokowym analizatora wielokanałowego subukłady funkcjonalne determinują w oczywisty sposób parametry techniczne skonstruowanego na jego osnowie spektrometru. Zwróćmy uwagę na jego dwa podstawowe parametry eksploatacyjne: zdolność rozdzielczą oraz obciążalność. O ile pierwszy z wymienionych zależy 122

wyłącznie od rodzaju i własności konwertera analogowo-cyfrowego, to na drugi, określany alternatywnie przez czas martwy spektrometru, składają się czasy trwania poszczególnych mikrooperacji cyklu pomiarowego spektrometru: - czas formowania impulsów wejściowych - czas próbkowania - czas przemiany (konwersji) - czas transferu informacji między pamięcią a rejestrami (tzw. czas cyklu pamięci).

H

Czas formowania impulsów zależy od własności systemu filtracji toru spektrometrycznego. Z dobrym przybliżeniem można go utożsamiać z czasem narastania kształtowanego przezeń impulsu. Podobnie też drugi składnik czasu martwego uzależniony jest od rodzaju układu próbkującego. W przypadku cyfrowego kodowania amplitudy impulsów napięciowych próbka sygnału powinna być pobierana dokładnie w momencie osiągania przez nie wartości szczytowych. Pozorną trudność realizacji układu spełniającego takie wymaganie omija się w praktyce przez odpowiednie przedłużenie grzbietu impulsu. Umożliwiają je stosunkowo proste układy wydłużające11 (stretcher’y) pełniące w istocie funkcję pamięci analogowych.

AG

Rysunek 106 przedstawia w uproszczeniu „uogólniony” schemat blokowy tego rodzaju układu. Stanowi on w istocie tandem detektora szczytowego (D-CMEM) oraz upustu (UR). r

Vi

WE

D

CMEM

WY

Vo2 Vo3

BG

Ster..UR

UR

Vo1

Rys. 106. Uogólniony schemat blokowy układu wydłużającego

Elementem zapamiętującym jest tu kondensator CMEM ładowany za pośrednictwem diody D do wartości szczytowej (amplitudy) impulsu wejściowego. O charakterze wydłużenia impulsu decyduje z kolei rodzaj upustu (subukładu rozładowującego) (UR). Zastosowanie w nim klucza zwierającego obwód z zadanym opóźnieniem pozwala „zamrozić” amplitudę impulsu na dowolny w zasadzie przeciąg czasu. Możliwość tę symbolizuje na schemacie hipotetyczny przebieg Vo1 odpowiedzi układu na impuls wejściowy Vi. Pozostałe dwa przebiegi Vo2 i Vo3 sygnalizują odpowiednio możliwość liniowego rozładowania obwodu za pośrednictwem źródła prądowego oraz rozładowania wykładniczego (poprzez rezystor) ze zwiększoną stałą czasową. Czas próbkowania, a ściślej mówiąc czas śledzenia (tracking time) sygnału wejściowego, w przypadku detektorów szczytowych niemal wiernie pokrywa się z czasem narastania analizowanego impulsu wobec znikomego wpływu układu próbkującego na globalną transmitancję spektrometrycznego toru pomiarowego. 11

Wykorzystano je również w dyskryminatorach różnicowych (vide: rozdz. 3.2.2.)

123

Czas przemiany (conversion time) zależy również od metody i techniki przetwarzania, a więc od rodzaju zastosowanego konwertera. Mechanizm tego uzależnienia ukaże nam przegląd najbardziej upowszechnionych układów. Zaliczają się do nich: - konwertery typu Wilkinsona - konwertery z kompensacją wagową - konwertery typu „flash”. D.H. Wilkinson w opracowanych przezeń konwerterach analogowo-cyfrowych [174], wykorzystał techniki czasowego zamrożenia amplitudy impulsu oraz liniowego rozładowania pojemności pamiętającej. Na rysunku 107 przedstawiono uproszczony schemat blokowy konwertera korzystającego z pierwszej techniki. BLOK STERUJĄCY BS

± S2 ± S1

S4

S3

± S1 rD

W1

K

B1

D2

± S3

CA

AG ±S 2

R

B2

„i

FF

Z

STR

VREF

R

H

WE

S

D1

B3

WY

CL

WZ

GZ

GL

GENERATOR NAPIĘCIA LINIOWO NARASTAJĄCEGO

BG

Rys. 107. Schemat blokowy impulsowego konwertera ADC z wydłużaniem impulsu.

W zwięzłym omówieniu zasady jego działania skorzystamy również z podanych na rysunku 108 diagramów, ilustrujących przebiegi sygnałów w newralgicznych węzłach układu. Podlegający pomiarowi impuls wejściowy (Vi) przekazywany jest bezpośrednio do bloku sterującego (BS) oraz - za pośrednictwem bramki liniowej (B1) i bufora (W1) - do układu wydłużającego (STR), gdzie przybrawszy formę (VW) ustala poziom referencyjny komparatora (K). Zasygnalizujmy, że drugie wejście tego komparatora połączone jest z kluczowanym generatorem (GL) napięcia liniowo narastającego (VL). Pobudzony impulsem wejściowym (Vi) blok sterujący (BS), n.b. zwany zazwyczaj układem logiki generuje sekwencję rozkazów według założonego a’priori algorytmu. I tak kolejno, po stwierdzeniu, że analizowany impuls osiągnął maksimum, rozkazem niewielkim opóźnieniem niezbędnym dla uruchamia (w chwili tp) generator napięcia (S3) ustawia przerzutnik (FF) w pozycji rezultacie impulsy zegarowe z generatora fZ przekazywane są na wyjście układu (do rejestru adresowego bloku pamięci). (-S1) blokuje bramkę liniową (B1) i z ustabilizowania poziomu, rozkazem (+S2) liniowo narastającego (GL), a rozkazem aktywizującej bramkę logiczną (B2). W wzorcowego (GZ) o zadanej częstotliwości

124

VW (t )

Vj Vi (t )

VL (t ) t

VB

tp

tk t

VO

tp

T

tk

t N=fT

Rys. 108. Diagramy przebiegów sygnałów w układzie z rys. 107

AG

H

Z chwilą zrównania poziomów sygnału (VW) i (VL) odpowiedź komparatora sprowadza stan przerzutnika (FF) do początkowego, powodując w efekcie zablokowanie bramki logicznej (B2) dla impulsów zegarowych. (oznaczmy ten moment symbolem tk ). Informacja o zmianie stanu przewodzenia przerzutnika przekazywana jest zwrotnie (S4) do bloku sterującego, który w odpowiedzi, rozkazem (-S2) wyłącza działanie generatora (GL), a następnie rozkazem (S3) przez krótkotrwałe zwarcie pojemności pamiętającej CA, wymusza jej rozładowanie i rozkazem (+S1) przywraca przewodzenie bramki liniowej (B1). Jak łatwo zauważyć, interwał T zawarty między tk i tp jest liniową funkcją amplitudy mierzonego impulsu . Zważywszy, że wyznacza on zarazem czas otwarcia bramki logicznej (B2), otrzymywana na jej wyjściu paczka impulsów zegarowych (N) stanowi cyfrowe odwzorowanie amplitudy analizowanego impulsu.

BG

Oczywistym wymogiem, warunkującym pożądaną wysoką dokładność konwersji, jest utrzymanie niezmiennego poziomu wydłużonego impulsu VM w okresie jego porównywania z sygnałem VL. Związane z tym trudności ograniczają w konsekwencji przydatność tej wersji układowej do zakresu relatywnie niewielkich amplitud (tj. odpowiednio krótkich czasów przemiany). Z tego punktu widzenia korzystniejsza okazuje się wersja z liniowym rozładowaniem pojemności CA. Ona też znalazła powszechne zastosowanie w wielu fabrycznych rozwiązaniach analizatorów amplitudy. Rysunek 109 przedstawia jej uproszczony schemat blokowy. BLOK STERUJĄCY BS S1

S1 S2

S4

S3

D1

S K

WE

B1

D2

CA

STR

R

S2 IR

GZ

„i” B2

WY

Osnowę konfiguracji jakkonwertera uprzednio,ADC dwie równoległe gałęzie: Rys. 109. tej Schemat blokowy stanowią, impulsowego z rozładowaniem liniowymsterująca (BS) oraz wykonawcza (B1, STR, K, FF) W opisie funkcjonalnym tego układu skorzystamy 125

również - jak poprzednio - z ukazanych na rysunku 110 diagramów przebiegów czasowych sygnałów. Vj

VL (t ) Vi (t )

t

VB t T

VO

t N

Rys. 110. Diagramy przebiegów sygnałów w układzie z rys. 109

BG

AG

H

Impuls wejściowy (Vi) również w tym przypadku przekazywany jest do dwóch gałęzi; bezpośrednio do bloku sterującego (BS) oraz pośrednio, poprzez bramkę liniową (B1) i bufor (W1), do układu wydłużającego (STR). Blok sterujący pobudzony impulsem wejściowym (Vi) generuje w odpowiedzi sygnały wykonawcze, z których S1 blokuje bramkę B1, S2 - aktywizuje źródło prądowe IR natomiast S3 - przełącza stan przewodzenia przerzutnika R-S. W konsekwencji zostaje otwarta bramka logiczna (B2) dla impulsów taktujących z generatora (GZ), kierowanych - jak uprzednio - do rejestru adresowego analizatora. Zainicjowany sygnałem S2 proces liniowego rozładowywania pojemności akumulującej CA trwa do momentu zrównania poziomów na obu wejściach komparatora, to jest do chwili pełnego jej rozładowania. Komparator zmienia wówczas skokowo swój poziom na wyjściu powodując w efekcie przełączenie zwrotne (reset) przerzutnika, a w dalszej konsekwencji - blokadę bramki (B2). Stałość prądu rozładowującego zapewnia liniową relację między czasem otwarcia bramki (B2), a amplitudą impulsu wejściowego (Vi) W konsekwencji liczba impulsów zegarowych przekazanych do rejestru adresowego jest cyfrową miarą amplitudy impulsu wejściowego. Dla kompletności opisu funkcjonalnego dodajmy, że sygnał (S4) odbierany z komplementarnego wyjścia przerzutnika przywraca stan wyczekiwania konwertera. Za trzecią wersję konwertera Wilkinsona uważa się obiegowo pochodny układ zaproponowany przez H. Guillona [176]. Funkcjonalnie jest on podobny do omówionego wyżej układu z rozładowaniem liniowym, z tą różnicą jednak, że zamiast rozładowania ciągłego zastosowano rozładowanie schodkowe. Liczba elementarnych schodków (o zadanej stałej wysokości) niezbędna do pełnego rozładowania pojemności CA stanowi w tej metodzie cyfrową reprezentację amplitudy analizowanego impulsu (Vi). Konfigurację układu przedstawiono schematycznie na rysunku 111. Analizowany impuls wejściowy wykorzystywany jest tu również jako sygnał startowy dla układu sterującego (BS), który w odpowiedzi na takie wymuszenie generuje sekwencję sygnałów S1 i S2. Pierwszy otwiera bramkę (B) w efekcie czego impuls wejściowy poprzez UKŁAD STERUJĄCY BS

S1 S2

S1

126

S3 K

D1 „X” W

WE

Vi

B

D2

S2

START STOP

CS GZ

VX

CA

WY

D3 WI D4

Rys. 111. Schemat konfiguracji konwertera ADC z rozładowaniem schodkowym

wtórnik (W) ładuje pojemność stretchera CA do poziomu swej amplitudy, drugi natomiast uruchamia generator impulsów zegarowych (GZ) o przeciwnej niż Vi polarności. Impulsy te są przekazywane do subukładu z pompą diodową (CS, D3, D4 WI) iniekującego (w odpowiedzi na każdy z nich) do pojemności CA ładunek ∆q równy

H

∆q = − VZ CS .

(175)

Powoduje on skokowe obniżenie napięcia na pojemności CA o stałą zawsze wartość ∆V : = − VZ

CS CA

AG

∆V X

C S << C A

(176)

W rezultacie działania periodycznego ciągu impulsów zegarowych następuje schodkowa redukcja poziomu napięcia na pojemności CA aż do całkowitego jej rozładowania. Proces ten ilustruje rysunek 112. VX(t)

BG

Vi, VX

∆VX

Vi(t) t

tD

Rys. 112. Przebiegi sygnałów w przetworniku ADC z rozładowaniem schodkowym

Z chwilą spadku napięcia na pojemności CA do zera, komparator powraca do swego stanu spoczynkowego, a zmiana poziomu na jego wyjściu, jako sygnał (S3) pobudza blok sterowania do przywrócenia spoczynkowego stanu generatora impulsów zegarowych (GZ) i liniowej bramki wejściowej (B). Zawarty w interwale procesu rozładowania schodkowy sygnał wyjściowy (VX), po odpowiednim uformowaniu (zróżniczkowaniu), jako cyfrowy nośnik informacji o amplitudzie impulsu wejściowego, przekazywany jest z kolei do rejestru adresowego analizatora.

127

Omówione wyżej konwertery analogowo-cyfrowe zaliczane są do kategorii przetworników z przemianą pośrednią, zachodzącą w sekwencji: amplituda → czas → liczba (impulsów). Drugą, powszechnie stosowaną w wielokanałowych analizatorach amplitudy impulsów grupę stanowią konwertery, działanie których oparte jest na tzw. metodzie kompensacji wagowej12 (ang. successive approximation). Przemiana wielkości analogowej w cyfrową dokonywana jest w nich w procesie szeregu kolejnych, bezpośrednich porównań z wartościami wzorcowymi, zadawanymi sekwencyjnie według założonej logiki. Z tego względu zaliczane są do kategorii przetworników z przemianą bezpośrednią. Pierwszą próbę zaadaptowania tej metody (wykorzystywanej w układach elektronicznych maszyn cyfrowych [177]), do wielokanałowych analizatorów amplitudy impulsów przypisuje się [178] Mac Mahonowi [179]. Dla wyjaśnienia zasady działania opartego na tej metodzie konwertera posłużymy się ogólnym schematem blokowym przedstawionym na rysunku 113. ADC z KOMP. WAG. START

H

S1

UL

S2

T&H S1

1 B VI

S3

S5

REJ

AG

WE

K

PRZES

CA

REJ

DAC

WYJSC

MSB

LSB

BG

LD

S4

WYN DO REJESTRU ADRESOWEGO

Rys. 113. Schemat blokowy impulsowego konwertera ADC z kompensacją wagową

Ukazuje on, zawarte w zacienionym polu schematowym, podstawowe bloki funkcjonalne konwertera (UKŁAD LOGIKI, REJESTR PRZESUWNY, REJESTR WYJŚCIOWY, KONWERTER c/a, DRAJWERY LINII), oraz wejściową gałąź kondycjonującą (STRETCHER). Analizowany impuls wejściowy Vi , jak w każdej wersji konwertera, pełni funkcję sygnału startowego (START), uaktywniając blok sterowania konwertera (układ logiki - UL). Blok ten - dla prostoty prezentacji - przedstawiono w sposób globalny z pominięciem jego wewnętrznej konfiguracji. W odpowiedzi na sygnał START układ logiki monitoruje przebieg sygnału wejściowego i generuje sekwencję rozkazów według założonego algorytmu. W pierwszym jego kroku rozkazem (S1) powoduje wyzerowanie rejestrów (przesuwnego i wyjściowego). Z niewielką zwłoką, niezbędną dla ustalenia poziomu wyjściowego 12

Czasem nazywana również metodą ważonego sumowania

128

H

stretchera, rozkazem (S2) blokuje bramkę liniową (B), po czym rozpoczyna się właściwy proces konwersji. W jego trakcie impulsy taktujące z wewnętrznego zegara przemiatają kolejne pozycje rejestru przesuwnego poczynając od najstarszego bitu (MSB). W każdej jego pozycji sygnał (S3) wpisuje „jedynkę” do stowarzyszonej komórki rejestru wyjściowego, wzbogacając jego stan z przynależną danej komórce wagą, a odpowiadająca mu informacja cyfrowa po przemianie (w konwerterze DAC) do postaci analogowej VK zostaje przekazana na wejście referencyjne komparatora (K). W przypadku gdy VK < Vi , wymuszony stan danej komórki zostaje zachowany, zaś następny impuls zegarowy przełącza rejestr przesuwny w kolejną pozycję, powtarzając w niej uprzednio opisaną operację. W przypadku alternatywnym, gdy VK > Vi , komparator kasuje wpisaną do danej komórki rejestru wyjściowego „jedynkę” i sprowadza jej stan do „zera”. W ten sposób przebiega proces porównywania „zamrożonego” poziomu wejściowego Vi z bieżącym poziomem wyjściowym konwertera c/a, w każdej pozycji rejestru przesuwnego aż do jego najmniej znaczącego bitu (LSB). Z chwilą zakończenia ostatniej operacji, sygnał S4 (STROBE) otwiera odbiór informacji cyfrowej z rejestru wyjściowego za pośrednictwem zespołu „drajwerów” linii (LD), a rozkaz S5 przygotowuje układ logiki do następnego cyklu pomiarowego.

AG

Dla kompletności opisu funkcjonalnego wypada przypomnieć, że wkład wnoszony do bieżącego poziomu referencyjnego przez poszczególne komórki rejestru wyjściowego podyktowany jest przez przyjętą strukturę sieci rezystorowej konwertera c/a oraz wartość napięcia VR jego źródła wzorcowego. Dodajmy, że w praktyce najczęściej stosowana jest sieć rezystorowa typu „R−2R”, w której współczynniki wagi, licząc od najwyższego bitu (n=1), przyjmują wartości wn = 2-n, a więc odpowiednio: ½, ¼, ⅛, ..... itd.

BG

Grupę trzecią, rekomendowaną do analizatorów o bardzo wysokiej obciążalności stanowią konwertery z bezpośrednim kodowaniem równoległym, upowszechnione w świecie pod angielską nazwą FLASH (FADC). Rysunek 114 przedstawia uproszczony schemat blokowy tego rodzaju konwertera. VR

R1

K2n-1

+

K2n-2

+

R

t STROBE

R K2 R K1

-

+

+

-

R2

KONWERTER KODU TRMOMETROWY → DWÓJKOWY

VI

MSB

WYJŚCIE CYFROWE

LSB

n bitów

STROBE

Rys. 114. Uproszczony schemat blokowy konwertera typu FADC

129

Stanowi on w istocie unowocześnioną emulację znanego nam już układu konwertera multidyskryminatorowego [171], w którym miejsce zespołu indywidualnych rejestrów zajął konwerter kodu (z termometrowego na dwójkowy) ze stowarzyszonym systemem pamięci histogramującej. Jego osnową jest „stos” komparatorów. Na ich równolegle połączone wejścia informacyjne podany jest analizowany impuls wejściowy. Podlega on równoczesnemu porównywaniu z poziomami wejść referencyjnych, zadanymi przez rezystorowy dzielnik napięcia (R1,R2,R), zasilany ze źródła napięcia wzorcowego VR.

H

Przypomnijmy, że różnica napięć sąsiadujących poziomów jest analogowym odpowiednikiem przedziału kwantowania (LSB), zaś liczba tych przedziałów (n.b. równa liczbie komparatorów), zawartych między 2n poziomami kwantowania, wynosi 2n-1, przy czym n oznacza liczbę bitów wyjściowego słowa cyfrowego. Dodajmy nadto, że według najczęściej stosowanej definicji, tej właśnie liczbie bitów przydaje się atrybut rozdzielczości konwertera FADC [180]. W świetle powyższych uwag jawią się techniczne trudności praktycznej realizacji konwertera wysokiej rozdzielczości, tym bardziej iż mnogość (2n-1) niezbędnych komparatorów zwielokrotnia odpowiednio liczebność elementów konwertera kodu. Zostały one wprawdzie przezwyciężone w technologii scalonych struktur wielkiej skali integracji [181], wszelako wobec niezadowalającej nieliniowości różniczkowej (DNL), konwertery takie nie znalazły zastosowania w spektrometrii wysokiej (wielobitowej) rozdzielczości.

BG

AG

Równoczesność porównania amplitudy konwertowanego impulsu ze wszystkimi poziomami referencyjnymi skraca proces kodowania do jednego zaledwie kroku. Stąd też całkowity czas konwersji jest bardzo krótki (rzędu ns), na który składają się czas reakcji jednego komparatora oraz opóźnienia bramek dekodera. Odpowiedniej redukcji ulega w konsekwencji „wydłużenie” impulsu w wejściowym stopniu pamięci analogowej. Na rysunku 170 ukazano również często stosowany w szybkich konwerterach FADC sposób przekazu sygnału informacyjnego do „stosu” komparatorów wyposażonych w dodatkowe wejście strobujące. Podawany na nie, uformowany w stowarzyszonym układzie detektora szczytu, impuls strobujący uaktywnia jednocześnie wszystkie komparatory w obrębie maksimum konwertowanego impulsu wejściowego i zatrzymuje ich stan na czas niezbędny do zapisu rezultatu konwersji w rejestrze adresowym analizatora. Większą, zdeterminowaną hardware’owo liczbę porównań, w akcie przemiany analogowo-cyfrowej, wykonuje konwerter z kompensacją wagową. Procedura pojedynczego kroku porównywania obejmuje tutaj kilka mikrooperacji o określonych czasach trwania. Liczba kroków zależy z kolei od założonej rozdzielczości konwertera. Tak więc w sumie czas pełnego cyklu kodowania dostępnych komercyjnie przetworników z kompensacją wagową (zależnie od rozdzielczości i stopnia zaawansowania technologicznego), mieści się w przedziale od ułamka µs do kilkudziesięciu µs [179], [21], [182]. Czas konwersji w przypadku konwerterów typu Wilkinsona określa się na trzy sposoby; jako całkowity czas przetwarzania dla konkretnego zakresu pomiaru, bądź też jako względny czas przetwarzania odniesiony do 1 bitu konwertera względnie do 1 kanału analizatora. W praktyce pomiarów spektrometrycznych korzysta się zwyczajowo z ostatniego sposobu. Wartości czasu konwersji tego rodzaju przetworników ADC wyrażanego w takiej konwencji mieszczą się w przedziale od 50 do 500 ns/kanał. 130

Bardzo ważnym parametrem technicznym konwerterów ADC, obok wyżej omówionych, jest nieliniowość ich charakterystyki przemiany. W zakresie zastosowań w spektrometrii amplitudowej, gdzie szczególnego znaczenia nabiera nieliniowość różniczkowa DNL, inherentne własności konwerterów nie spełniają stawianych im wymagań. Z tego też względu są one uzupełniane dodatkowymi układami linearyzującymi, dokonującymi odpowiednich korekcji bądź to w trakcie procesu przemiany (on line) [183],[184] względnie po jego zakończeniu (off-line) [185].

VI

ANALOG PLUS

BLOK WEJSCIOWY

DCA

AG

WE

H

Największą popularność zyskała technika linearyzacji oparta na opracowanej przez E. Gatti’ego i współpracowników metodzie przesuwanej podziałki (Sliding scale technique) [183]. Wykorzystuje ona znany sposób zwiększania dokładności pomiaru długości przy pomocy podziałki liniowej obarczonej błędem skalowania. Polega on na wykonaniu dostatecznie licznej serii pomiarów, w których posługiwano się losowo dobieranym jej fragmentem, oraz wyznaczeniu średniej wartości uzyskanych w tej procedurze wyników. Układową adaptację tego sposobu do wyrównywania charakterystyki przemiany (dowolnego w zasadzie) konwertera ADC ilustruje przedstawiony na rysunku 115 skrajnie uproszczony schemat blokowy.

ADC

GEN „S”

BG

DIGITAL MINUS

DO REJESTRU ADRESOWEGO

Rys. 115. Uproszczony schemat blokowy układu linearyzacji charakterystyki przemiany analizatora wielokanałowego

Odpowiednikiem niedokładnej podziałki jest generator kodu („S”) o przypadkowym rozkładzie wartości słów cyfrowych. Jest on uruchamiany rozkazem z układu logiki (zawartego w bloku wejściowym) wysyłanym w odpowiedzi na startowy impuls wejściowy Vi. Generowana w ten sposób informacja cyfrowa Si jest logicznie przywiązana do impulsu wejściowego, a odpowiadający jej analogowy ekwiwalent napięciowy ∆VSi (uformowany na wyjściu pomocniczego konwertera DAC ) dodawany jest do Vi w bloku (ANALOG PLUS). Sumaryczny sygnał wejściowy (Vi+∆VSi) podlega konwersji analogowo-cyfrowej w bloku (ADC). Uzyskany rezultat konwersji zostaje z kolei przekazany do bloku (DIGITAL MINUS), w którym następuje odjęcie od niego zadanej uprzednio przez generator kodu wartości cyfrowej Si , dając w efekcie cyfrowe odwzorowanie Vi.

131

AG

H

W procesie tworzenia histogramu widma amplitudowego kolejnym impulsom o takiej samej amplitudzie przyporządkowywany jest zmieniający się stochastycznie dodatek ∆VSi, powodując wespół z impulsem Vi „przemiatanie” odpowiednio wyższych przedziałów komparacji konwertera w hardware’owo ustalonym przedziale. Statystyczny rozkład położeń przynależnych kanałów będzie więc określony przez średnią ważoną szerokości kanału dla tej części zakresu ADC. Względna nieokreśloność szerokości kanału ulega wówczas efektywnie (m+1)-krotnej redukcji [186], przy czym m jest wartością maksymalną kodu „S” (liczbą kanałów pomocniczego konwertera cyfrowo-analogowego DAC). Łatwo zauważyć, że o taką właśnie liczbę kanałów zostaje „zubożona” pojemność czynna górnego zakresu zasadniczego konwertera ADC. Stąd też rozdzielczość DAC ustalana jest kompromisowo, i przykładowo dla 12-bitowego (4096-kanałowego) konwertera ADC wynosi ona zazwyczaj 8 bitów. Tak więc „strata” w liczbie użytecznych kanałów w typowym przypadku sięga zaledwie poziomu 1.5 %. Dodatkowe procedury związane z aplikacją metody przesuwanej skali powodują w konsekwencji odpowiednie zwiększenie czasu przetwarzania analogowo-cyfrowego. Ten niepożądany ujemny efekt został rychło skompensowany na drodze postępu technologicznego. Wskazują na to parametry techniczne współczesnych rozwiązań, żeby choć wymienić dedykowany do współpracy z komputerem „bufor wielokanałowy” MCB (multichannel buffer) typu 921 produkcji firmy ORTEC. Zastosowano w nim 14-bitowy przetwornik ADC z kompensacją wagową w układzie wyrównywania szerokości kanałów metodą przesuwanej skali. Jego sumaryczny czas konwersji i transferu danych do pamięci wynosi zaledwie 1.5 µs. a nieliniowość różniczkowa (DNL) nie przekracza ± 1%.

BG

Wypada w tym miejscu przypomnieć, że moduł funkcjonalny MCB powstał jako element składowy wspomaganego komputerowo systemu pomiarowego o firmowej nazwie ADCAM (Advanced Data Collection and Menagement) [21]. Dodajmy, że ostatnie dekady ubiegłego stulecia zaobfitowały wieloma podobnymi systemami modularnymi, przy czym szczególne znaczenie należy w tym aspekcie przypisać wspominanemu już wielokrotnie systemowi CAMAC (Computer Application for Measurement and Control) [187]. Zgodnie z ogólną koncepcją systemu ADCAM, konwencjonalną strukturę wielokanałowego analizatora amplitudy podzielono na dwie części, spełniające odpowiednio funkcje: 1) naboru i magazynowania danych pomiarowych, 2) sterowania systemem i odczytu danych. Zadania pierwszej grupy realizuje hardware’owo autonomiczny bufor wielokanałowy MCB systemu, natomiast zadania grupy drugiej wykonuje konwencjonalny komputer PC

wyposażony w odpowiedni interface oraz specjalizowany program emulacyjny systemu (MCA emulation software). Na rysunku 116 przedstawiono funkcjonalny schemat blokowy tego systemu, eksponując na nim podstawowe bloki składowe bufora MCB. Zaznaczony symbolicznie na schemacie stos buforów MCB odzwierciedla możliwość zastosowania systemu ADCAM w pomiarach wielotorowych. Alternatywę wersji modularnej buforów MCB, stanowią realizacje na standardowych kartach komputerowych. Są one wykonywane bądź to jako wierne odpowiedniki buforów MCB, bądź w wersji wzbogaconej w dodatkowe bloki funkcjonalne toru spektrometrycznego. Przykładowo można wymienić karty f-my ORTEC oznaczone odpowiednio symbolami „Trump” oraz „MicroACE”. Umożliwiają one wespół z odpowiednimi kartami 132

oprogramowania łatwe zestawienie wielokanałowego analizatora amplitudy średniej klasy na bazie rozporządzalnego komputera osobistego PC. BUFOR WIELOKANAŁAWY

MCB

WE 1-N

ADC

PAMIĘĆ HISTOGR.

MIKRO PROCESSOR

PAMIĘĆ PROGR µP

KOMPUTER OSOBISTY

PC

H

ADCAM EMULATOR

AG

Rys. 116. Funkcjonalny schemat blokowy systemu ADCAM

3.3. Ekstrakcja informacji czasowej

BG

Generowany w detektorach promieniowania stochastyczny ciąg impulsów elektrycznych stanowi odpowiedź na analogiczny ciąg aktów detekcji, które przyjęto w praktyce zwać zdarzeniami. Stąd też mówiąc o czasie zdarzenia (ang. event time) mamy na myśli moment początkujący proces formowania odpowiedzi detektora na każde wymuszenie radiacyjne. Jest rzeczą oczywistą, że instrumentalna identyfikacja tego parametru ściśle według podanej definicji nie jest możliwa. Jest on wyznaczany jako interwał dzielący moment zaistnienia zdarzenia od założonego momentu referencyjnego (repera czasowego), którym może być współrzędna czasowa bezpośrednio poprzedniego zdarzenia w stowarzyszonym kanale pomiarowym, względnie współrzędna czasowa czoła impulsu startowego inicjującego dany proces radiacyjny. Wybór repera czasowego zależy od specyfiki pomiaru i rodzaju zastosowanej metody pomiarowej. Pierwotnym nośnikiem informacji o czasie zdarzenia jest impuls prądowy generowany w detektorze; mówiąc ściśle jest ona zawarta w jego niezmienniczych parametrach deskryptywnych. Jest ona przekazywana do obwodu ekstraktora za pośrednictwem odpowiednich układów kondycjonujących zapewniających optymalne warunki jej wydzielenia. Dodajmy, że charakter kondycjonowania jak i rodzaj zastosowanej techniki kondycjonowania zależą od rodzaju detektora i przyjętego trybu jego pracy. Jak pokażemy dalej, dla zminimalizowania nieoznaczoności momentu przekroczenia poziomu referencyjnego wymagana jest możliwie jak największa stromość przebiegu impulsu w tym punkcie oraz możliwie jak najmniejsza dyspersja szumowa. Wymóg ten wyraża żądanie

133

maksymalizacji stosunku nachylenia do szumu oznaczanego według terminologii angielskiej skrótem SLNR (slope-to-noise ratio). Zapiszmy na późniejszy użytek formalną definicję tego parametru def

SLNR =

[dVi (t ) / dt ] T

K

σN

(177)

Zadaniem układu dokonującego ekstrakcji informacji czasowej (ang. time pick-off circuit) jest natomiast wygenerowanie standardowego impulsu logicznego o krawędzi wiodącej pozostającej w określonej, stałej relacji czasowej względem współrzędnej czasu zdarzenia. W tym celu wykorzystuje się układy, które nazwać można ogólnie czujnikami względnie detektorami przekroczenia poziomu.

3.3.1.

Ekstrakcja informacji o czasie zdarzenia – metody i układy

BG

AG

H

Dla instrumentalnego wykrycia pojawienia się impulsu stosowane są z reguły dyskryminatory progowe względnie komparatory. Zależnie od przyjętej metody pomiaru są one wykorzystywane bądź w wersji konwencjonalnej z poziomem odniesienia różnym od zera, bądź też jako detektory przejścia przez zero (zero crossing detector). W każdym przypadku generowany impuls logiczny jest opóźniony względem początku impulsu informacyjnego, a jego współrzędna czasowa dla odróżnienia od czasu zdarzenia zwana jest potocznie czasem aparaturowym (ang. machine time). W pomiarach jednodetektorowych opóźnienie to nie miało by istotnego znaczenia pod warunkiem zachowania stałej wartości, niezależnie od zmian parametrów deskryptywnych impulsów informacyjnych. Odnosząc tę uwagę do rzeczywistych warunków pomiaru można mówić tylko o wrażliwości względnie niewrażliwości ekstraktorów informacji czasowej na efekty decydujące o wartości (tAPAR) i stopniu nieoznaczoności (σT) współrzędnej czasu aparaturowego. W szczególności, obok niestabilności długoterminowej progu porównania (VPROG), decydujące znaczenie mają dwa, charakterystyczne dla rozważanych układów zjawiska: efekt wędrowania (ang. walk effect) oraz efekt drżenia (ang. jitter). Pierwszy z wymienionych objawia się zależnością momentu generacji impulsu logicznego (tAPAR) od amplitudy i czasu narastania impulsu informacyjnego, drugi natomiast spowodowany jest jego fluktuacjami statystycznymi oraz globalnymi szumami wejściowymi. Mechanizm powyższych efektów zostanie wyjaśniony w trakcie omawiania metod ekstrakcji informacji czasowej. Zaliczają się do nich [188]: 1. Metoda dyskryminacji na czole impulsu (ang. leading edge - LE) 2. Metody stałofrakcyjne (ang. constant fraction - CF) 3. Metoda konwencjonalnego przejścia przez zero (ang. conventional crossover) 4. Metoda szybkiego przejścia przez zero (ang. fast crossover) 5. Metoda dyskryminacji stałofrakcyjnej na tylnej krawędzi impulsu (ang. trailing-edge constant fraction).

134

3.3.1.1. Metoda dyskryminacji na czole impulsu Metoda ta do ekstrakcji informacji czasowej wykorzystuje typowy układ regeneracyjnego dyskryminatora amplitudy. Nośnikiem informacji o czasie aparaturowym jest krawędź czołowa jego odpowiedzi na sygnał wejściowy pojawiająca się z chwilą przekroczenia ściśle określonego poziomu progowego VPROG. Na opóźnienie tAPAR względem początku (t0) impulsu wejściowego składają się dwa interwały: czas niezbędny dla osiągnięcia poziomu progowego przez impuls wejściowy oraz czas wymagany dla wzbudzenia procesu regeneracyjnego. Ten drugi związany jest z przekazem do dyskryminatora pewnego, określonego jego czułością ładunkową, ładunku Q. Obydwie składowe opóźnienia zależą od stromości (szybkości narastania) czoła impulsu informacyjnego. W konsekwencji w przypadku ciągu impulsów o stałej wartości czasu narastania za efekt opóźnienia w efekcie wędrowania odpowiedzialne będzie zróżnicowanie ich amplitud. Analogicznie, w przypadku ciągu impulsów monoamplitudowych opóźnienie to zależeć będzie od indywidualnych czasów narastania. Przypadki te zilustrowano odpowiednio na rysunkach 117 i 118.

VA max

H

CZAS APARATUROWY

AG

CZAS ZDARZENIA

Rys. 117. Zależność opóźnienia odpowiedzi dyskryminatora progowego (LE) od amplitudy impulsu

VB max AQ

VPROG

AQ

t

BG

tnA tnB

TA TB

CZAS ZDARZENI

VA max VB max

VPROG

CZAS APARATUROWY

AQ

Rys. 118. Zależność opóźnienia odpowiedzi dyskryminatora progowego (LE) od czasu narastania impulsu

AQ

t TA TB

t nA

tnB

Powierzchnie zacienionych trójkątów (AQ) na obu diagramach są proporcjonalne do ładunku Q warunkującego wzbudzenie procesu regeneracyjnego w dyskryminatorze [189]. Przy założeniu liniowego przebiegu czoła impulsu informacyjnego w okolicy przekroczenia 135

progu dyskryminacji (tPROG), dodatkowe opóźnienie ∆T związane ze skończoną czułością ładunkową dyskryminatora wyrazi się związkiem 2 AQ

∆T ≅

dVi ( t ) dt

(178) t PROG

Rozszerzając postawione założenie na cały podprogowy fragment czoła impulsu wejściowego można napisać analogiczną formułę opisującą dominującą składową opóźnienia tPROG uzależnioną od poziomu progowego. t prog =

VPROG dVi ( t ) t PROG dt

(179)

AG

H

Zauważmy, że wpływ sygnału wejściowego na efekt wędrowania wyraża się poprzez jego parametry deskryptywne, w istocie swej deterministyczne. Taki też charakter ma w konsekwencji rezultat ich oddziaływania. Inna jest natura czynników odpowiedzialnych za efekt drżenia. Należą do nich w szczególności szumy (zarówno detektora jak i stowarzyszonej elektroniki) oraz fluktuacje procesu generacji sygnału w detektorze, a więc zjawiska stochastyczne. Nakładając się na sygnał informacyjny powodują jego charakterystyczne „rozmycie” stanowiące o nieoznaczoności jego parametrów deskryptywnych. Na rysunku 119 przedstawiono poglądowo wpływ szumowej składowej efektu drżenia. Linia ciągła, reprezentująca czoło „odszumionego” impulsu informacyjnego, zawarta jest w jego obwiedni szumowej o wartości skutecznej (dyspersji) σV. Vi

BG

2σv

Rys.119. Ilustracja wpływu szumów na nieokreśloność czasu aparaturowego

2σt

VPROG

2σv

t

Przyjmując nadal liniowy przebieg czoła impulsu Vi (t) w pobliżu poziomu progowego, na gruncie widocznych na rysunku proporcji można napisać formułę określającą, spowodowaną szumami, nieoznaczoność czasu aparaturowego. W terminach procesów statystycznych wyraża ją średnie odchylenie standardowe σ t . σt =

136

σV dVi ( t ) dt

(180) t PROG

Szumy stanowią dominujące źródło efektu drżenia w detektorach półprzewodnikowych [190], nie odgrywają natomiast istotnej roli w detektorach scyntylacyjnych. W tym drugim przypadku efekt drżenia uwarunkowany jest zasadniczo relatywnie słabą statystyką emisji i zbierania fotoelektronów. Objawia się on fluktuacjami kształtu impulsu wyjściowego fotopowielacza [191], których skutek przedstawiono poglądowo na rysunku 120. V

2σt

Va śr

2σS

Rys. 120. Ilustracja wpływu fluktuacji sygnału na nieokreśloność czasu aparaturowego

VPROG

H

t

AG

Liniami przerywanymi wykreślono na nim przebiegi ograniczające obszar, w którym odchylenia wartości chwilowych impulsów od wykreślonego linią ciągłą, centralnego przebiegu średniego mieszczą się w przedziale ± σS (t) . Ukazana tutaj zależność σS (t) jest w istocie uwikłaną funkcją czasu poprzez zależność od chwilowej wartości impulsu świetlnego scyntylatora i związanej z nią zmiennością statystyki fotoelektronów. Nieoznaczoność czasu aparaturowego uwarunkowaną fluktuacjami kształtu łatwo wyznaczyć w identycznej jak poprzednio procedurze. Opisuje ją zależność

BG

σt =

σS dVi ( t ) dt

(181)

t PROG

Jak dowiodły badania eksperymentalne i studia teoretyczne [192], [193], [194] metoda dyskryminacji na czole (leading edge discrimination) pozwala osiągnąć najlepszą rozdzielczość czasową ustalając próg dyskryminacji na poziomie przecinającym czoło impulsu w punkcie jego maksymalnej stromości. Właściwość ta została wykorzystana w drugiej grupie układów ekstrakcji informacji czasowej, a mianowicie w tzw. dyskryminatorach stałofrakcyjnych.

3.3.1.2. Metody stałofrakcyjne Dla impulsów o identycznej (lub prawie identycznej) funkcji kształtu s(t)13 optymalny poziom dyskryminacji (VPROG)opt stanowi zawsze taką samą frakcję f ich wartości maksymalnej Vi max:

13

Zgodnie z ogólnie przyjętym sposobem zapisu: Vi (t) = Vi max s(t) [8]

137

f =

(VPROG ) opt Vi max

= const

(182)

Ten oczywisty związek dał podstawę do konstrukcji specjalnej klasy dyskryminatorów progowych, zwanych dyskryminatorami stałofrakcyjnymi. W metodzie tej współrzędną czasu aparaturowego determinuje moment zrównania poziomów celowo opóźnionego (o tD) impulsu wjściowego oraz jego zredukowanego (z krotnością f) przebiegu komplementarnego. Sposób realizacji układu pracującego według tej metody ilustruje, przedstawiony na rysunku 121, funkcjonalny schemat blokowy. VW (t )

(W)

VΣ (t )

Σ WE

Vo (t)

−f ZCD

MW

UF

DL

WY VD (t )

H

Vi (t )

AG

Rys. 121. Ogólny schemat blokowy układu dyskryminatora stałofrakcyjnego

BG

Unipolarny impuls wejściowy Vi (t) jest przekazywany do dwóch równoległych gałęzi układu. W gałęzi górnej (W) podlega on attenuacji we wzmacniaczu inwertującym dając na jego wyjściu impuls VW (t) = – f Vi (t), gdzie f jest mniejszym od jedności współczynnikiem „wzmocnienia” wzmacniacza. W dolnej gałęzi (D), zawierającej linię opóźniającą (DL) przenoszony jest bez zmian, doznając tylko opóźnienia transmisyjnego tD , co formalnie odnotujemy w postaci: VD (t) = Vi (t− tD). Uzyskana w ten sposób para impulsów przeciwnej polarności, w wyniku zsumowania w stopniu sumującym (Σ), daje wypadkowy impuls bipolarny (VΣ ). Ekstrakcja zawartej w nim informacji czasowej dokonuje się z kolei w układzie detektora przejścia przez zero (ZCD), a ostateczne ukształtowanie niosącego ją impulsu logicznego następuje w dalszych stopniach dyskryminatora stałofrakcyjnego: monowibratorze (MW) oraz układzie formującym (UF). Tak więc przy raz ustalonym, dla dowolnej amplitudy impulsu (Vi max), optymalnym progu dyskryminacji (VPROG)opt i ustawionym według ich proporcji (180) stopniu attenuacji f (frakcji), układ zapewnia stałość fluktuacyjnego rozmycia czasu aparaturowego. Bardziej znaczącą cechą dyskryminatora stałofrakcyjnego jest częściowa lub całkowita likwidacja efektu wędrowania. Z tego punktu widzenia wyróżnia się dwie odmiany metodyczne: • metoda wierno-stałofrakcyjna (TCF) - (ang. true-constant-fraction timing) • metoda z kompensacją amplitudy i czasu narastania (ARC) – (ang. amplitude-andrise-time-compensated timing) Wyróżnikiem obu tych metod jest relacja między czasem przejścia przez zero (T) a czasem narastania impulsu tn. W szczególności w pierwszej metodzie stosunek tych wielkości jest większy od jedności (TTCF > tn ), natomiast w drugiej - mniejszy ( TARC < tn). Dla jednoznaczności notacji wprowadzono odnośne indeksy czasów przejścia przez zero. 138

Jak wykażemy niżej, metoda wierno-stałofrakcyjna redukuje połowicznie efekt wędrowania uniezależniając moment przejścia przez zero tylko od amplitudy impulsu. Dla prostoty analizy układu przyjmiemy quasi-skokowy impuls wejściowy o liniowo narastającej krawędzi wiodącej w zadanym interwale czasu narastania tn. Na rysunku 122 przedstawiono diagramy sygnałów w węzłowych punktach układu odpowiadające powyższemu założeniu. Umożliwiają one w przejrzysty sposób sformułować podstawowy warunek zapewniający niezależność położenia punktu przejścia przez zero od amplitudy impulsów wejściowych w przypadku identyczności ich czasów narastania. Taka właśnie relacja dotyczy pary impulsów V1 i V2. Vi

V1 max V1

V2

V2,3 max

SYGNAŁY WEJŚCIOWE

H

V3

t

t0

AG

tn1,2 tn3

V1

VOPÓŹN VODWR

tD

V2

tW

SYGNAŁY OPÓŹNIONE

- f V3

-fV1

t

TTCF

BG

(V1/t0) tW

V3

SYGNAŁY ODWRÓCONE

- f V2 - f V1

VΣ

(1-f )V1 max 1

t0

TTCF

(1-f )V1,2 max

2 3

(1,2 )

t

TTCF

(3 )

Rys. 122. Diagramy sygnałów ilustrujące zasadę działania dyskryminatora stałofrakcyjnego pracującego według metody wierno-stałofrakcyjnej (TCF)

139

Zauważmy, że z mocy założenia (TTCF >tn) metoda wierno-stałofrakcyjna wyklucza możliwość pokrywania się punktów przejścia przez zero (TTCF)i w przypadku impulsów wejściowych różniących się czasem narastania czoła. Ewidentnie ukazują to powyższe diagramy, uwidaczniając nadto powiązanie współrzędnej (TTCF)i (za pośrednictwem współczynnika f ) z założonym poziomem dyskryminacji (VPROG)opt. Dopełnienia wymogu kryterialnego metody, kwalifikującego układ jako dyskryminator wierno-stałofrakcyjny, dokonuje się w praktyce na drodze doboru czasu opóźnienia tD. Zależnością wyjściową dla jego wyznaczenia jest zrównanie poziomów superponujących sygnałów VW (t) oraz VD (t), co zachodzi dla t = TTCF.Korzystając z oznaczeń na rysunku 122 możemy napisać V tn

t W − f Vi = 0

(183)

TTCF = (t D + tW ) > t n

(184)

t D TCF > (1 − f ) t n

(185)

H

Wynika z nich warunek

AG

Przeniesienie strefy zrównania poziomów na wiodącą krawędź sygnału odwróconego powoduje istotne udoskonalenie dyskryminatorów stałofrakcyjnych czyniąc je niewrażliwymi zarówno na zmiany amplitudy impulsów jak i czasu ich narastania. Zmodyfikowaną w ten sposób metodę nazwano metodą kompensacji amplitudy i czasu narastania. Ilustrujące jej zasadę diagramy przedstawiono na rysunku 123. Analogiczna procedura jak w przypadku metody wierno-stałofrakcyjnej prowadzi do sformułowania warunku determinującego czas opóźnienia. Tak więc odpowiednia para równań przybiera postać (186)

T ARC = (t D + tW ) < t n

(187)

t D < t n min (1 − f )

(188)

BG

V Vi t w − f i T ARC = 0 tn tn

dając w wyniku warunek

gdzie tn min oznacza najmniejszy, spodziewany w ciągu badanych impulsów, czas ich narastania. Jak łatwo pokazać, punkt przejścia przez zero w tej metodzie odległy jest od początku opóźnionego impulsu VD(t) o wartość tW równą tW = t D

140

f opt 1 − f opt

(189)

Wyznacza ona na czole tegoż impulsu tak zwany efektywny poziom dyskryminacji (Vi tw/tn), różny od założonego poziomu optymalnego (fopt Vi ). Mówiąc inaczej, mamy do czynienia ze zmiennym efektywnym współczynnikiem attenuacji fARC eff , opisanym zależnością f ARC

Vi

eff

=

f opt t D

(190)

t n (1 − f opt )

V1 max

V1 V2

V2,3 max

SYGNAŁY WEJŚCIOWE

V3

t tn1,2 tn3

H

t0

V1 max

tD

tW

AG

Vi V1 V2

V2,3 max

SYGNAŁY OPÓŹNIONE

TARC

t

t0

BG

-(fV1/to)TARC

(V1/t0) tW

V3

VΣ

- f V2,3 - f V1

SYGNAŁY ODWRÓCONE

(1-f )V1 max

1

(1-f )V1,2 max

2 3

t0

t

TARC

1,2,3

Rys. 123. Diagramy ilustrujące zasadę działania dyskryminatora stałofrakcyjnego pracującego według metody kompensacji amplitudy i czasu narastania (ARC)

Współczynnik fARC eff jest zawsze mniejszy od fopt [188],[195], co powoduje pewien wzrost rozmycia w efekcie drżenia. Nasuwa się przeto uwaga natury praktycznej, aby odpowiednio zawyżać stopień attenuacji wzmacniacza inwertującego.

141

Omówione wyżej własności metody ARC czynią ją szczególnie przydatną w systemach pomiarowych o dużej dynamice amplitud i czasów narastania impulsów. Dotyczy to zwłaszcza systemów stosujących detektory półprzewodnikowe dużej objętości, charakteryzujące się dużą zmiennością czasu zbierania nośników ładunku. W alternatywnym przypadku, przy małej dynamice impulsów informacyjnych, dominującym czynnikiem decydującym o nieoznaczoności pomiarów czasowych jest efekt drżenia. W obu odmianach metody stałofrakcyjnej średnie odchylenie standardowe czasu przejścia przez zero sT wyraża się, wyznaczoną ze związków geometrycznych, zależnością o podobnej strukturze jak w przypadku dyskryminatora typu LED (182). σV ( Σ ) dVΣ (t ) TCF dt

σ T (CF ) =

(191)

Symbolem σv(Σ) oznaczono tu średnie odchylenie standardowe szumów obciążających bipolarny sygnał sumacyjny VS. W rozważanym układzie (różnicowym) opisuje je ogólna zależność

]

2

2

1 2

H

[

σV ( Σ ) = (σV ) + ( f σV ) − 2 f Φ( t D )

(192)

AG

gdzie: σV jest średnim odchyleniem standardowym szumów wejściowych, f - współczynnikiem attenuacji, zaś Φ(tD) - funkcją autokorelacji szumów wejściowych. Stosunkowo słaba, w większości praktycznych przypadków, korelacja pozwala zaniedbać trzeci człon równania (192), sprowadzając je do uproszczonej postaci σV (Σ ) = σV

1+ f

2

(193)

BG

W konsekwencji, podtrzymując założenie o liniowym przebiegu czoła impulsów, łatwo wyznaczyć dyspersje czasu przejścia przez zero w obu wersjach metody stałofrakcyjnej. Tak więc dla dyskryminatora wierno-stałofrakcyjnego (TCF) otrzymujemy σ T (TCF ) =

σV

1+ f Vi MAX

2

tn

(194)

natomiast dla dyskryminatora z kompensacją amplitudy i czasu narastania (ARC) σ T ( ARC ) =

σV

1+ f Vi MAX

2

tn 1− f

(195)

Obie te wersje, podobnie jak zwykły dyskryminator progowy (LE), są obarczone efektem wędrowania uwarunkowanym czułością ładunkową detektora przejścia przez zero. Zmilimalizowanie tego efektu możliwe jest poprzez zwiększenie czułości ładunkowej detektora (ZCD) powoduje ono jednak niepożądany wzrost prawdopodobieństwa jego reakcji na pobudzenia szumowe. Prostym sposobem zapobiegania generacji tego rodzaju „fałszywych” odpowiedzi jest sterowane bramkowanie wewnętrznego toru transmisyjnego układu względnie blokada jego inherentnego czujnika przejścia przez zero. 142

Pierwszą ze wskazanych możliwości wykorzystali Bedwell i Paulus [195]. Uzupełnili oni konwencjonalny układ dyskryminatora stałofrakcyjnego typu (ARC) dodatkowym dyskryminatorem progowym (LE), który zwać będziemy dalej dyskryminatorem wspomagającym14, a którego zadaniem jest wytworzenie sygnału bramkującego z chwilą przekroczenia poziomu progowego VPROG przez impuls informacyjny. Operację bramkowania odpowiedzi dyskryminatora ARC zrealizowali w konwencjonalnym układzie bramki logicznej AND, a do formowania sygnału logicznego, niosącego informację czasową zastosowali monowibrator. Rysunek 124 ukazuje tę konfigurację na przykładzie jej nowszej wersji układowej [196], wykorzystującej komparatory w układach obu dyskryminatorów składowych. PRÓG C

−

LE D

+

VD (t ) AND

DL

A

−

f=

ARC

R2 ___ (R1+R2)

AG

R2

Rys. 124.

WY

+

R1

WE

MW

E

B

H

Vi (t )

F

Schemat blokowy układu dyskryminatora stałofrakcyjnego ARC w konfiguracji z dyskryminatorem wspomagającym LE

Działanie powyższego układu ilustrują przedstawione na rysunku 125 diagramy przebiegów sygnałów w jego istotnych węzłach (C,D,E,F) i gałęziach (A-B). VPROG

BG

Vi (t) = VC (t)

TPROG

VA (t) - VB (t)

TARC

VD (t)

VE (t)

VO (t) = VF(t)

t0

Rys. 125. Diagramy przebiegów sygnałów w układzie z rysunku 124

14

W terminologii anglosaskiej są one określane mianem arming względnie priming discriminator.

143

Prawidłowe funkcjonowanie układu wymaga, aby moment (TPROG) przekroczenia progu dyskryminacji w dyskryminatorze progowym (LE) poprzedzał moment przejścia przez zero w dyskryminatorze ARC., czyli TPROG < TARC. Zauważmy, że TPROG jest inherentnie związane z progiem dyskryminacji VPROG, którego poziom jest z kolei podyktowany amplitudą szumów wejściowych. Dla efektywnego ich odcięcia korzystnym byłoby więc ustawienie VPROG na poziomie lokującym TPROG możliwie blisko TARC, wówczas jednak nabiera znaczenia inny niekorzystny efekt. Jest nim mianowicie zależność TPROG od amplitudy i czasu narastania impulsu wejściowego tn to jest znany nam już efekt wędrowania. Literatura przedmiotu podaje sposoby zaradzenia również takiej sytuacji, wiążą się one jednak ze znaczną rozbudową układu [195], [197], [198], [199].

-f

B

DL

Σ

ZC

MW

AG

A

H

Drugą ze wspomnianych uprzednio możliwości eliminacji wpływu pobudzeń szumowych zilustrowano schematycznie na rysunku 126. Przedstawiono ją w wersji korzystającej z zewnętrznego generatora sygnału bramkującego (piedestału). W takiej też konfiguracji zaprojektowano układ dyskryminatora stałofrakcyjnego produkcji krajowej typ 1503 CAMAC, [200].

WK

„ZERO”

Rys. 126. Uproszczony schemat blokowy dyskryminatora stałofrakcyjnego z blokowaniem detektora przejścia przez zero.

BG

Wyróżniono w nim dwa tory sygnałowe: tor sygnału informacyjnego (A) i tor sygnału bramkującego (B). Pierwszy z nich obejmuje konwencjonalny układ ARC , drugi natomiast zawiera wzmacniacz (WK) kluczujący pracą detektora przejścia przez zero. Wzmacniacz ten sterowany jest impulsami generowanymi w odpowiedzi na każdy kolejny impuls informacyjny w dodatkowym, zewnętrznym bloku funkcjonalnym. Wzmocnione impulsy, celowo opóźnione względem czoła impulsów informacyjnych, uaktywniają zablokowany normalnie (w stanie wyczekiwania) tryger detektora przejścia przez zero, umożliwiając jego prawidłowe zadziałanie w chwili TARC. Blokada spoczynkowa trygera z założenia metody ma zapobiegać pobudzeniom szumowym. Stąd też wynika warunek nakładany na czas opóźnienia top jej zwolnienia: tSZ < top < TARC., gdzie symbolem tsz oznaczono moment, w którym poziom maksimum szumów przecina się z krawędzią wiodącą impulsu wejściowego. Praktyczną realizację układu detektora przez zero pracującego według omawianego sposobu [200] przedstawiono schematycznie na rysunku 127. Poprzestańmy na lapidarnym opisie funkcjonalnym układu. Otóż funkcję detektora przejścia przez zero pełni w nim monostabilny tryger na diodzie tunelowej D1. W chwili TARC generuje on impuls o długości 150 ns., a ten po zróżniczkowaniu w obwodzie R-L2 wyzwala drugi tryger na diodzie tunelowej D2, dający 10-cio nanosekundowy impuls wyjściowy.

144

VΣ

∆t

WEVΣ

(+Vo=)

(B) R

100

100

τd

D1

L1

L3

L2

AJ301G

D2 AJ301G

15

IO

WY

47

15

100

(WK)

270

500 REG CZUŁ

WEBLOK

100n

100

15µ

D818G

10n

100 270

1k

100n

-24V

(C)

H

Rys. 127. Schemat ideowy układu detektora przejścia przez zero dyskryminatora 1503

3.3.1.3. Metoda konwencjonalnego przejścia przez zero

BG

AG

Formowanie impulsów w klasycznym torze spektrometrycznym wyposażonym w quasi-gaussowski filtr pasmowo-przepustowy (CR) – (RC) prowadzi do ukształtowania impulsu monopolarnego z przerzutem. Można go zatem traktować jako asymetryczny impuls bipolarny o ściśle zdefiniowanym czasie przejścia przez zero. Jak przypomnimy dalej, przy zachowaniu stałego kształtu impulsów wejściowych współrzędna czasowa punktu zmiany polarności wyjściowego impulsu bipolarnego (tj. przejścia przez zero) okazuje się niezmienniczą względem amplitudy impulsów, może być zatem wykorzystywana w pomiarach czasowych. Konwencjonalny charakter filtracji dał asumpt do nazwania tej metody, metodą konwencjonalnego przejścia przez zero. W terminologii anglosaskiej obok tej nazwy (conventional crossover) funkcjonuje również określenie slow crossover, eksponujące charakterystyczną dla niej małą szybkość przejścia przez zero. W zwięzłej analizie tej metody posłużymy się najprostszym przypadkiem kształtowania impulsu licznikowego Vi (t) = Vimaxexp(-t/τ) w filtrze pasmowoprzepustowym CR-RC. W warunkach optymalnej filtracji, gdy wartości stałych czasowych obu członów filtru są takie same (τdif = τint = RC ), impuls wyjściowy przyjmuje postać Vo (t ) =

Vi max

1 ) RC ( 1τ − RC

2

⎧⎡ 1 1 ⎛ 1 1 ⎞ ⎟ ⎜ − ⎨⎢ − ⎩⎣ τ RC ⎝ τ RC ⎠

⎤ ⎛ 1 ⎞⎫ ⎛ t ⎞ 1 t ⎥ exp ⎜ − ⎟ − exp ⎜ − ⎟⎬ ⎝ τ ⎠⎭ ⎝ RC ⎠ τ ⎦

(196)

Przebieg ten zmienia polarność w chwili TSC określonej warunkiem ⎛ RC − τ ⎞ τ ⎛ RC − τ ⎞ ⎜⎜ ⎟⎟ TSC exp ⎜⎜ − TSC ⎟⎟ = 1 − τ RC RC ⎝ ⎠ ⎝ τ RC ⎠

(197)

uchylającym się od rozwiązania analitycznego. 145

Ukazuje on w uwikłanej formie zależność czasu przejścia przez zero TCF od parametrów czasowych filtru (RC) oraz kształtowanego impulsu (τ). Widać zeń również, że TCF jest niezmiennicze względem amplitudy impulsu. Na rysunku 128 przedstawiono dla przykładu rodzinę odpowiedzi filtru CR-RC na wymuszenie impulsem o zaniku eksponencjalnym dla trzech różnych wartości stałych czasowych filtru. Wykreślono na nim krótkie odcinki stycznych w punktach przejścia przez zero, wyznaczające szybkość przejść przez poziom zerowy. Podano na nim również, obliczone numerycznie, wartości współrzędnych TSC oraz nachylenia krawędzi opadającej impulsu ∆ w tych punktach. Diagramy powyższe dobrze ilustrują właściwości metody. Po pierwsze ukazują one dwa korzystne efekty: wzrost stromości impulsów w okolicy TSC oraz skracanie interwału (TCS - t0) w miarę zmniejszania stałej czasowej filtru, po wtóre natomiast ujawniają efekt niekorzystny, degradujący osiągnięty skutek pozytywny wobec postępującej asymetrii formowanego impulsu bipolarnego i przesuwania punktu przejścia przez zero ku dolnemu zagięciu opadającego zbocza impulsu.

0.3

0.2

0.1

A

0.0

B

C

TSC-A TSC-B TSC-C 0

TSC ≅ 6.5 µs ∆ = -8.27 V/ms TSC ≅ 23.9 µs ∆ = -6.34 V/mV TSC ≅ 40.0 µs ∆ = -5.37 V/mV TSC ≅ 78.0 µs ∆ = -3.70 V/mV τ imp = 100 µs

D

BG

- 0.1

RC = 1µs; RC = 5µs; RC =10µs; RC =25µs;

AG

A) B) C) D)

H

0.4

Vo Vi max

20

40

TSC-D 60

80

t 100

120 µs

Rys. 128. Rodzina odpowiedzi filtru CR-RC na wymuszenie impulsem „licznikowym” o stałej czasowej zaniku τimp = 100 µs

W skrajnym przypadku nadmiernej redukcji stałej czasowej filtru amplituda ujemnego przerzutu może nawet spaść poniżej poziomu szumów, dyskwalifikując tym samym przydatność metody. Środkiem zaradczym jest wówczas dwukrotne różniczkowanie, realizowane praktycznie bądź w konwencjonalnym układzie kaskady filtrów pasywnych (CR)2, bądź w układzie na liniach opóźniających (DL)2. Rysunek 129 ukazuje na tle typowej konfiguracji filtru (CR)2-(RC) proces formowania impulsu bipolarnego. Przedstawione w znormalizowanej formie diagramy wyznaczono dla impulsu wejściowego o następujących parametrach: Vi max= 1V , τn = 0.1 µs oraz τo = 50µs. Wartości stałych czasowych wszystkich trzech członów filtru przyjęto identyczne: RC=1µs.

146

1.2

0.8

c

c d

e

0.4

e

f

d 0.0

f - 0.4 0.0

2

4

6

8

10

12

14

16

µs

Rys. 129. Ilustracja formowania impulsu bipolarnego w filtrze (CR)2-(RC) (Numeracja przebiegów impulsów wiąże je z punktami ich pomiaru w układzie filtru)

AG

H

Systemy filtracji współczesnych wzmacniaczy spektrometrycznych zawierają z reguły dwie (rózniczkujące) pasywne sekcje górnoprzepustowe oraz rozbudowany (całkujący) dolnoprzepustowy filtr aktywny. Umożliwiają one w konsekwencji formowanie zarówno imulsów unipolarnych jak i bipolarnych, przekazywanych równocześnie na oddzielne gniazda wyjściowe wzmacniacza.

3.3.1.4. Metoda szybkiego przejścia przez zero

BG

Podstawę tej metody stanowi technika formowania impulsów na liniach opóźniających, zaadaptowana przez Ormana [121] do prądowego trybu odbioru sygnału z detektora scyntylacyjnego. Na rysunku 130 przedstawiono schemat blokowy układu dyskryminatora pracującego według tej metody, oraz diagram ilustrujący sposób formowania impulsu bipolarnego. +WN

RA

Ia

C

ia

ZCD

x

tD

DL1 Z0

DL2 Z0

ri = Z0

1.0

iimp

0.5

2tD

d t

0.0

e

- 0.5

c

- 1.0 0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

µs

Rys. 130. Ilustracja metody szybkiego przejścia przez zero: a) uproszczony schemat układu dyskryminatora , b) znormalizowane przebiegi sygnałów w punkcie węzłowym „x” c prądowy impuls wyjściowy fotopowielacza d impuls odbity w linii e wypadkowy impuls bipolarny

147

Prądowy impuls wyjściowy fotopowielacza ia(t), przy dostatecznie dużych wartościach rezystancji RA oraz pojemności sprzęgającej C , kierowany jest do niskoimpedancyjnego obwodu formującego. W obwodzie tym rozdziela się symetrycznie na dwie gałęzie zawierające linie opóźniające o identycznych impedancjach falowych Z0: szeregową linię transmisyjną DL1, obciążoną dopasowaną rezystancją ri = Z0, oraz zwartą linią równoległa DL2. Czas opóźnienia tD linii DL2 ustala się w zależności od wartości parametrów czasowych impulsu prądowego, a w szczególności czasu narastania tn i stałej czasowej opadania τ . Określa go warunek tn < 2 tD < τ

(198)

H

Bipolarny impuls wyjściowy io (t ) jest formowany w procesie sumowania składowej pierwotnej i opóźnionej składowej odbitej impulsu wejściowego. Jeśli zaniedbać dyspersję czasową strumienia elektronów w fotopowielaczu, przebieg wyjściowego impulsu prądowego stanowi przeskalowaną replikę, generowanego w scyntylatorze impulsu świetlnego, opisaną zależnością [202]

AG

⎡ ⎛ t ⎞⎤ ⎛ t⎞ i a (t ) = A ⎢exp ⎜ − ⎟ − exp ⎜⎜ − ⎟⎟⎥ ⎝ τ⎠ ⎝ τ1 ⎠⎦⎥ ⎣⎢

(199)

Przyjmijmy dla wygody, że parametr A uwzględnia również rozdział impulsu prądowego na dwie gałęzie, wiążąc tym samym wyrażenie (199) z przebiegami prądów do nich wpływających. W konsekwencji impuls odbity w zwartej linii DL1 przyjmie postać

BG

⎡ ⎛ t − 2tD ⎛ t − 2tD ⎞ ia (t − 2 t D ) = − A ⎢ exp ⎜ − ⎟ − exp ⎜⎜ − τ1 τ ⎠ ⎝ ⎢⎣ ⎝

⎞⎤ ⎟⎟⎥ H ( t − 2 t D ) ⎠⎥⎦

(200)

Pierwszą część wypadkowego impulsu, zawartą w przedziale < 0 ÷ 2tD > opisuje równanie (197) ze zmienionym znakiem. Drugą natomiast, w obszarze t > 2 tD , odwzorowuje równanie (199) ⎧⎪ ⎛ io (t ) t > 2t = A ⎨ exp ⎜ − D ⎝ ⎪⎩

t ⎞⎡ ⎛ 2t ⎟ ⎢ 1 − exp ⎜ D τ⎠⎣ ⎝ τ

⎛ t ⎞⎡ ⎛ 2t ⎞⎤ ⎟⎥ − exp ⎜⎜ − ⎟⎟ ⎢ 1 − exp ⎜⎜ − D τ ⎠⎦ ⎝ 1 ⎠ ⎢⎣ ⎝ τ1

⎞⎤ ⎫⎪ ⎟⎟⎥ ⎬ ⎠⎦⎥ ⎪⎭

(201)

Stąd w prostej procedurze analitycznej otrzymujemy wartość współrzędnej punktu przejścia przez zero, którą oznaczymy symbolem TFC.

TFC

148

⎛ 2t ⎞ 1 + exp ⎜⎜ D ⎟⎟ τ τ1 ⎝ τ1 ⎠ ln = τ − τ1 ⎛ 2t ⎞ 1 − exp⎜ D ⎟ ⎝ τ ⎠

(202)

Uzyskana formuła ukazuje explicite zależność momentu przejścia przez zero od stałych czasowych narastania i zaniku impulsu pierwotnego, a także od czasu propagacji w linii DL2, nie wykazuje jednak uzależnienia TFC od amplitudy impulsu. Innymi słowy dokumentuje niezmienniczość TFC względem amplitudy w warunkach niezmiennej funkcji kształtu impulsu. Nieokreśloność czasu przejścia przez zero σT FC w rozważanym przypadku spowodowana jest głównie fluktuacjami sygnału prądowego. W procedurze jej wyznaczenia skorzystamy więc z uprzednio wyprowadzonych formuł (181) i (193) adaptując je odpowiednio do prądowego trybu pracy układu. W wyniku prostych przekształceń otrzymujemy σ T FC =

σS 2 d ia ( t ) t PROG dt

(203)

BG

AG

H

Podobnie jak w dyskryminatorach stałofrakcyjnych fluktuacje sygnału mogą być źródłem fałszywych pobudzeń detektora przejścia przez zero również w tej metodzie. Proste środki zapobiegawcze, polegające w istocie na odpowiednim podniesieniu progu dyskryminacji, okazują się tu jednak nie wystarczające, zwłaszcza w odniesieniu do impulsów niewiele przewyższających poziom progowy, kiedy to pojawiają się dodatkowe, zależne od amplitudy, systematyczne błędy pomiaru czasu zdarzenia (timing errors). Na gruncie analizy ich źródeł Wieber i Lefevre [203] opracowali układ ekstrakcji informacji czasowej o poziomie tych błędów poniżej 0.2 ns w zakresie dynamiki amplitud ponad 100:1. Rysunek 131 przedstawia uproszczony schemat blokowy tej konfiguracji oraz stylizowane (dla większej wyrazistości) przebiegi sygnałów prądowych ilustrujące zasadę jej działania.

DL1

tD ≅ 3 ns

t

Dn-1

ibipol

Dn

LE

ibipol

REG.PROGU

DL2

A

Σ

ipi

GP

VDn

ZCD ib-p

t

WY -T ipied ib-p

t

∆tpied t

WY - A

REG.PROGU LE

Vo

t

Rys. 131. Układ ekstrakcji informacji czasowej według Wiebera i Lefevre’a

Niosący informację czasową prądowy impuls bipolarny ibipol, formowany jest w obwodzie anodowym fotopowielacza na linii skracającej DL1. Jest on sumowany z sygnałem piedestału ipied kształtowanym w obwodzie ostatniej dynody (Dn) w kaskadzie

149

dwóch bloków funkcjonalnych: dyskryminatorze wspomagającym (LE), określanym według autorów mianem dyskryminatora rozpoznającego, oraz generatorze piedestału (GP). Dla uniknięcia fałszywych pobudzeń detektora przejścia przez zero jego próg dyskryminacji ustawiony jest na poziomie przewyższającym amplitudę fluktuacji. Do tej wysokości (w zadanym interwale) sygnałem piedestału podnoszony jest impuls bipolarny, dzięki czemu jego przejście przez poziom progowy odpowiada w czasie ściśle pierwotnemu przejściu przez zero. Jak to ukazano na diagramach sygnałów, sygnał piedestału generowany jest z pewnym opóźnieniem względem początku impulsu informacyjnego. Czas tego opóźnienia regulowany jest pośrednio poprzez regulację poziomu progowego dyskryminatora rozpoznającego, natomiast długotrwałość impulsu piedestału ∆tpied dobierana jest w zależności od rozciągłości czasowej impulsu bipolarnego. Odpowiedź detektora przejścia przez zero odbierana jest z wyjścia oznaczonego na schemacie symbolem WY -T. Na drugie wyjście (WY-A) przekazywany jest sygnał z przedostatniej dynody (Dn-2) do systemu analizy amplitudowej.

H

3.3.1.5. Metoda dyskryminacji stałofrakcyjnej na tylnej krawędzi impulsu

AG

Koncepcja tej metody zrodziła się w laboratoriach firmy ORTEC [188], [204]. W istocie jest ona modyfikacją metody konwencjonalnego przejścia przez zero, polegającą na przyjęciu w miejsce stałego, zerowego poziomu odniesienia, poziomu zależnego od amplitudy impulsu wejściowego. Tak pomyślany poziom referencyjny ustalany jest w pomocniczym obwodzie zawierającym subukład wydłużający (STR) oraz dzielnik rezystorowy (R1−R2).

BG

Konfigurację układu działającego według tej metody pokazano na rysunku 132, ilustrującym również przebiegi sygnałów: wejściowego i referencyjnego.

WE

+ _ K

R1

Vi max

Sygnał wejściowy

WY Sygnał wydłużony

VR

STR

R2

a)

t

b)

TC

Rys. 132. Metoda stałofrakcyjnej dyskryminacji na krawędzi tylnej impulsu a) schemat blokowy układu b) sygnały wejściowe komparatora

Jak łatwo zauważyć, poziom referencyjny wyznacza amplituda impulsu formowanego w obwodzie pomocniczym. Stanowi ona ściśle określoną frakcję VR amplitudy impulsu wejściowego Vimax, podyktowaną stopniem attenuacji dzielnika f. V R = f Vi max =

150

R2 Vi max R1 + R2

(204)

Obydwa sygnały porównywane są w konwencjonalnym komparatorze (K), którego odpowiedzią jest impuls skokowy wykorzystywany w dalszych (pominiętych na schemacie) blokach funkcjonalnych do formowania impulsu logicznego niosącego informację o czasie aparaturowym TC.

H

Omawiana metoda, podobnie jak metoda konwencjonalnego przejścia przez zero, charakteryzuje się niezależnością od amplitudy impulsu, oczywiście pod warunkiem stałości funkcji kształtu impulsu. Wobec podniesienia poziomu komparacji metoda jest wolna od efektu fałszywych pobudzeń szumowych (fluktuacyjnych). Nadto, zrównanie poziomów następuje znacznie wcześniej niż to ma miejsce w metodzie konwencjonalnego przejścia przez zero, co profituje znaczącym skróceniem czasu martwego. Zapewnia również lepszą rozdzielczość czasową (σT) dzięki generalnie większej stromości krawędzi opadającej impulsu na założonym poziomie komparacji. Dodajmy, że minimalizację rozmycia szumowego daje się osiągnąć przez taki dobór współczynnika attenuacji, aby porównywane przebiegi przecinały się w punkcie przegięcia krawędzi opadającej impulsu wejściowego.

AG

3.3.2. Układy ekstrakcji informacji o odległości zdarzeń

Termin „zdarzenie” w rozdziale tym będziemy wiązać dla wygody nie tylko z odpowiedziami detektorów na wymuszenia radiacyjne ale również z sygnałem inicjującym proces radiacyjny. W takiej konwencji, z metrologicznego punktu widzenia, możemy formalnie wyróżnić dwa rodzaje zdarzeń: referencyjne (początkowe) i informacyjne (końcowe). Dodajmy, że przedmiotem pomiaru jest interwał czasowy ∆T dzielący taką parę zdarzeń.

BG

Ekstrahowana informacja o odległości czasowej zdarzeń ∆T może stanowić ostateczny rezultat działań pomiarowych (jak np. pomiar średniego czasu życia jądrowych stanów wzbudzonych) bądź też może stanowić jeden z kilku parametrów niezbędnych do wyznaczenia wielkości docelowej (jak np. wyznaczenie energii neutronów metodą pomiaru czasu przelotu). Ogólnie rzecz biorąc, wielorakość eksperymentów fizyki jądrowej determinuje przedział wartości mierzonych interwałów czasowych w szerokim zakresie submikrosekundowym (od 10-6 s. do 10-12 s.) [214]. Ten obszar będzie więc przedmiotem naszego zainteresowania. Zauważmy, że wyznaczany dystans czasowy dzielący obydwa zdarzenia obciążony jest w oczywistej konsekwencji nieoznaczonością ich współrzędnych czasowych. Stąd też dla estymacji jego wartości średniej niezbędny jest odpowiednio liczny zbiór rezultatów pomiarów jednostkowych. Zespół działań instrumentalnych prowadzących do utworzenia takich zbiorów i ich prezentacji w formie rozkładów czasowych częstości zdarzeń określane jest ogólnie mianem spektrometrii czasowej, a służący temu celowi zestaw aparaturowy - spektrometrem czasowym. Jego zasadniczym blokiem funkcjonalnym jest analizator czasu Analizatory tego rodzaju, podobnie jak uprzednio omówione analizatory amplitudy, realizowane są jako układy jednokanałowe względnie wielokanałowe.

151

Najprostszą konfigurację jednokanałowego analizatora czasu stanowi konwencjonalny, dwuwejściowy układ koincydencyjny15, pracujący w reżymie koincydencji opóźnionych. Ilustruje ją schematycznie rysunek 133. WEINF

c DL

UW

WEREF top

MW

REJ

d

Rys. 133. Schemat blokowy jednokanałowego analizatora czasowego

BG

AG

H

W jego zacienionym polu schematowym zawarto podzespoły funkcjonalne układu koincydencyjnego: układ wybierający (UW) oraz monowibrator (MW). Pierwszy z nich, z chwilą równoczesnego (w przedziale czasu rozdzielczego układu τR) pobudzenia na obu wejściach c i d, generuje odpowiedź o amplitudzie zależnej w ogólnym przypadku od amplitud pobudzeń. Drugi subukład (MW) pełni funkcję czasowo-amplitudowego normalizatora sygnału wyjściowego układu koincydencyjnego. Regulowany człon opóźniający (DL) w obwodzie sygnału odniesienia pozwala doprowadzić do koincydencji obu sygnałów, informacyjnego i referencyjnego na wejściach c i d członu wybierającego. Sytuacja taka zachodzi dla top spełniającego warunek ∆T ≤ top ≤ (∆T+τR). W konsekwencji przypadki takie będą rejestrowane przez stowarzyszony z układem koincydencyjnym licznik (REJ). Ich średnią częstość f i wyznacza stosunek liczby zarejestrowanej zliczeń Ni do czasu ich akumulacji TAK w liczniku. Dla sporządzenia histogramu zależności f i (∆Ti ) należy zatem wykonać odpowiednio liczną serię pomiarów jednostkowych dla różnych wartości opóźnienia top, pokrywając równomiernie przedział spodziewanych interwałów czasu ∆Ti . Na podstawie uzyskanych rezultatów, w odrębnych procedurach wykreślany jest spektrogram interwałów czasowych oraz dokonywana estymacja wartości średniej i jej średniego odchylenia standardowego. Zauważmy nadto, że czas rozdzielczy τR układu jest tożsamy z szerokością kanału pomiarowego analizatora TCH, a jego wartość zależy od długotrwałości impulsów wejściowych oraz inercyjności układu wybierającego. Jednokanałowe analizatory czasu obarczone są podobnymi niedogodnościami jak tego rodzaju analizatory amplitudy. Większość ich rozwiązań układowych związana jest z techniką lampową. Zaniechamy przeto przytaczania konkretnych przykładów odsyłając czytelnika do reprezentatywnego wykazu odnośnej literatury przedmiotu zamieszczonego w [205], tym bardziej, że praktycznie zostały one zupełnie wyparte przez systemy wielokanałowe z konwersją sygnału.

15

Problematyka układów koincydencyjnych jest przedmiotem osobnego rozdziału monografii.

152

3.3.2.1.

Techniki chronotronowe

W rozwoju metod pomiaru bardzo krótkich interwałów czasowych znaczącą rolę odegrała koncepcja chronotronu [206],[207], która stała się podstawą do konstrukcji wielokanałowych analizatorów czasu w technice koincydencji opóźnionych. Dla wyjaśnienia zasady działania tego rodzaju urządzenia skorzystamy z przedstawionego na rysunku 134 schematu blokowego. ∆t

WE-1

WE-2 DL

R0 A

A

A

A

A

R0

A

δT MW

STR

G

MW

STR

G

MW

STR

MW

G

STR

G

WE

STR

PC

MIX

AG

G

MW

H

MWST

Rys. 134. Uproszczony schemat blokowy chronotronu wg Nedermeyera [206]

BG

Sygnały ograniczające mierzony interwał czasowy wprowadzane są przeciwsobnie do wspólnej, koncentrycznej linii opóźniającej, odpowiednio na wejścia WE-1 i WE-2. Propagując wzajemnie ku sobie w linii (z właściwą dla niej prędkością v), „spotykają się” w określonym jej punkcie x zależnym od ich dystansu czasowego, dając w efekcie superpozycji impuls wypadkowy o większej amplitudzie. W szczególnym przypadku, współczesności impulsów wejściowych, punkt ich „spotkania” znajduje się dokładnie pośrodku długości linii. Stanowi on geometryczny odpowiednik „zera” skali czasowej chronotronu. Długość linii dobierana jest stosownie do założonego zakresu pomiarowego. Dzielące ją, równomiernie rozmieszczone, odczepy umożliwiają monitorowanie propagujących w niej impulsów. Celowi temu służy zespół bloków funkcjonalnych zawierających: wielostopniowy wzmacniacz impulsowy (A), układ wydłużający (STR), bramkę liniową (G), oraz monowibrator (MW). Odebrany z odczepu sygnał, po wzmocnieniu jest „przetrzymywany” w układzie stretchera (STR) do momentu zadziałania stowarzyszonego monowibratora odczytującego (MW), w warunkach zamkniętej bramki transmisyjnej (G),. Wtedy to na przeciąg czasu, zadany długością generowanego przezeń impulsu ∆T, zostaje otwarta bramka (G), przekazując - za pośrednictwem „miksera” (MIX) - sygnał z układu stretchera do rejestratora oscyloskopowego. Monowibratory odczytujące stan stretcherów połączono w szeregowy łańcuch, w którym każdy kolejny stopień regeneracyjny pobudzany jest krawędzią tylną impulsu generowanego w stopniu poprzedzającym. W ten sposób „okno czasowe” (o szerokości δT ) monitorowania odczepów linii przemieszcza się sekwencyjnie skokami co δT. Sygnał startowy, inicjujący 153

proces odczytu, formowany jest w dodatkowym monowibratorze (MWST) zapiętym na wejściu linii opóźniającej. Uruchamia on równocześnie generator podstawy czasu w oscyloskopie pomiarowym. Na tle powyższego opisu funkcjonalnego jawi się podstawowy wymóg, stanowiący zarazem istotę koncepcji chronotronu, a mianowicie warunek. aby δT >> ∆t . Stosunek tych wielkości determinuje stopień ekspansji skali czasowej układu. Jak wspomnieliśmy, na osnowie oryginalnej koncepcji chronotronu konstruowano wielokanałowe analizatory czasu z indywidualnymi rejestrami liczby zliczeń. Kowalski [36] klasyfikuje tego rodzaju układy w dwu grupach: b) z pojedynczą linią opóźniającą i liniowym mieszaniem sygnałów c) z dwoma liniami opóźniającymi w układzie koincydencji opóźnionych.

H

Konfiguracja wersji pierwszej stanowi zmodyfikowaną replikę struktury opisanego wyżej chronotronu, w której rozbudowane układy monitorowania odczepów linii opóźniającej zastąpiono dyskryminatorami progowymi (D), a system rejestracji oscyloskopowej - zespołem indywidualnych przeliczników (L). Jej uproszczony schemat blokowy przedstawiono na rysunku 135. LINIA TR.

WE-1

AG

R0

D L

D

D

D

D

L

L

L

L

R0

WE-2

Rys. 135. Schemat blokowy analizatora czasu z jedną linią opóźniającą

BG

Progi dyskryminatorów ustalono na poziomie przewyższającym nieco amplitudę pojedynczego impulsu. Zależnie od dystansu dzielącego impulsy wejściowe, wzajemne ich nałożenie pojawi się na odpowiednim odczepie linii opóźniającej, powodując w efekcie przekroczenie zadanego progu dyskryminacji, a w konsekwencji zarejestrowanie takiego zdarzenia w liczniku tego kanału pomiarowego. Drugą wersję ilustruje schematycznie rysunek 136. W wersji tej, na komplementarnych odczepach dwóch linii (z przeciwsobnym biegiem sygnałów) zapięte są układy koincydencyjne (K) z przynależnymi im licznikami (L). Bezpośrednie sumowanie sygnałów R0

LINIA 1

WE-1 R0

LINIA 2

WE-2 K

K

K

K

K

L

L

L

L

L

Rys. 136. Schemat blokowy analizatora czasu w dwoma liniami opóźniającymi [208]

154

zastąpiono w tym rozwiązaniu operacją logiczną dokonywaną w dodatkowym członie funkcjonalnym - szybkim układzie koincydencyjnym. Konfiguracje wielokanałowych analizatorów, stanowiące zwielokrotnienie struktur jednokanałowych, obarczone są szeregiem ograniczeń natury technicznej i niedogodności eksploatacyjnych, redukujących praktycznie liczbę kanałów pomiarowych zaledwie do kilkunastu. Ograniczenia te zostały przełamane przez Lefevre’a i Russela [209] w oryginalnym układzie chronotronu z noniuszem radykalnie modyfikującym konfigurację z dwoma liniami opóźniającymi. Zasadę jego działania omówimy korzystając, z przedstawionego na rysunku 137, uproszczonego schematu funkcjonalnego. IMP START

IMP STOP DL2

τ1

>

B3

300 ns

UK

REJ.

299 ns

AG

[+1]

> τ2

H

DL1

Rys. 137. Schemat funkcjonalny chronotronu z noniuszem B3 - nadrzędny układ bramkujący, UK - szybki układ koincydencyjny

Łatwo na nim zauważyć dwie istotne modyfikacje: • brak odczepów na liniach opóźniających, • jeden tylko punkt monitorowania „spotkań” impulsów - szybki układ koincydencyjny

BG

Obie linie o minimalnie różniących się opóźnieniach transmisyjnych τ1 i τ2, włączono w pętle sprzężenia zwrotnego stowarzyszonych, nieinwertujących wzmacniaczy bramkowanych, tworząc wspólnie z nimi generatory pierścieniowe (recyrkulatory) [210]. Impulsy wejściowe START i STOP, wyznaczające mierzony interwał czasu, iniekowane są do centralnych węzłów przynależnych im wzmacniaczy (patrz rys.139). Z zasady metody noniuszowej, wynika podstawowy wymóg τ1 > τ2

(205)

Autorzy metody uzupełnili go arbitralnym warunkiem ograniczającym zakres pomiarowy τ1 > ∆T

(206)

Rozwinięcie procesu cyrkulacji impulsu startowego może zatem nastąpić dopiero z chwilą pojawienia się w drugim obwodzie impulsu STOP. System wzajemnych uzależnień pracy obu recyrkulatorów (oznaczony symbolicznie na rysunku siecią połączeń) kontroluje przebieg procesu. W szczególności, za każdym pełnym obiegiem impulsu w torze sygnału STOP, wysyła impuls do rejestru adresowego (nie ukazanej na schemacie) pamięci histogramującej. Wobec założonych, różnych czasów propagacji w liniach opóźniających, za każdym obiegiem zmniejsza się odległość czasowa cyrkulujących w nich impulsów o stałą wartość równą różnicy ∆τ = (τ1 – τ2 ), determinującej w istocie szerokość 155

kanału pomiarowego. Dla sprowadzenia tego dystansu czasowego do zera wymagana jest odpowiednia liczba obiegów „N” impulsu nadążającego STOP. Gdy to nastąpi, szybki układ koincydencyjny (UK) blokuje dalszy obieg sygnałów. Jego impuls wyjściowy (zgodnie z procedurą „dodawania jedynki”) przekazywany jest nadto do rejestru danych pamięci histogramującej i rejestrowany w kanale określonym numerem ostatniego obiegu, czyli liczbą „N”. Relację między liczbą obiegów N a wartością mierzonego interwału czasowego ∆T opisuje oczywista zależność N=

∆T τ1 − τ 2

(207)

ilustrująca efekt, dokonywanej przez układ, konwersji analogowo-cyfrowej. Omówiony wyżej proces kodowania cyfrowego ilustruje rysunek 138, stanowiący zarazem graficzne objaśnienie, wykorzystywanej w tym układzie, metody noniuszowej. τ1 REC-1

STOP REC-2

∆T

∆T2 = Nτ2

∆T1 = Nτ1

KOINCYDENCJA KONIEC CYKLU POMIAROWEGO

AG

τ2

H

START

BG

Rys. 138. Ilustracja metody noniuszowej

W polu diagramów można wyróżnić dwa obszary. Pierwszy - o rozciągłości ∆T można nazwać strefą recepcji sygnałów informacyjnych, drugi natomiast - o szerokości ∆T2 - strefą komparacji faz. Maksymalny zasięg pierwszej strefy, czyli zakres pomiarowy analizatora, jest zdeterminowany wartością okresu recyrkulacji impulsu startowego τ1. Całkowity czas cyklu pomiarowego ∆T1 stanowi natomiast dominujący składnik czasu martwego. Wynosi on: ∆T1 = ∆T + ∆T

2

⎤ ⎡ τ1 τ2 = ∆T + Nτ 2 = ∆T ⎢ 1 + ⎥ = ∆T ( τ1 − τ 2 ) ⎦ ( τ1 − τ 2 ) ⎣

(208)

Równanie powyższe ukazuje explicite efekt ekspansji skali czasowej. Wyraża go mianowicie współczynnik proporcjonalności wiążący ∆T1 i ∆T, zwany ogólnie współczynnikiem rozciągania skali i oznaczany zazwyczaj symbolem kT. def

kT =

156

∆T1 τ1 = ∆T (τ1 − τ )

(209)

Przy wartościach okresów cyrkulacji podanych na schemacie układu (τ1 = 300 ns i τ2 = 299 ns) współczynnik ten wynosił więc kT = 300. W uzupełnieniu opisu funkcjonalnego, na rysunku 139 pokazano zapowiedziany uprzednio schemat struktury recyrkulatora sygnału startowego. Wzmacniacz regeneracyjny stanowi kaskadę dwóch stopni (2) i (3) na lampach elektronowych z emisją wtórną typu EFP60. (Symbolami S1, S2, D oraz A oznaczono odpowiednio siatki sterujące, siatki ekranujące, dynody i anody tych lamp). Impuls startowy wprowadzany jest w węzłowym punkcie sprzężenia międzystopniowego, za pośrednictwem identycznego stopnia (1). Blokadę toru transmisyjnego wzmacniacza zrealizowano w układzie bramkującym B1. Na jego symbolu graficznym strzałkami ↓ ↑ oznaczono kierunek wymuszanych zmian potencjału wyjściowego. Zasygnalizowano również schematycznie ważniejsze połączenia z pozostałymi blokami funkcjonalnymi chronometru, w tym z analogicznym recyrkulatorem toru sygnału STOP. DL1

A

2 S2

S1

3

A

D ↓

1

B1 ↑

z UKŁADU B3

AG

WE „START”

D S1

D

H

do U. K.

S1

S2

K

A

do RECYRK. „STOP” - [22]

z RECYRK. „STOP” - [B2]

Rys. 139. Schemat blokowy układu recyrkulatora sygnału startowego

BG

Układ Lefevre’a i Russela wykorzystuje technikę noniuszową w jej „czystej” formie, stąd też zwany jest często chronotronem ściśle noniuszowym (ang. true-vernier chronotron) [209], [211]. Trzeba też podkreślić, że na gruncie tej techniki, prócz ekspansji czasowej układ dokonuje bezpośrednio przemiany analogowo-cyfrowej mierzonego interwału czasowego. Warto tu jeszcze przypomnieć, że nazwę „chronotron” przyporządkowano wyłącznie układom dokonującym ekspansji skali czasowej w systemie linii opóźniających. Alternatywą wielokanałowego analizatora chronotronowego jest układ zaproponowany trzy lata wcześniej przez Cottini’ego i Gatti’ego [212], [213]. Jest on również zaliczany do kategorii układów noniuszowych [36], [205], [214]. Koncepcję tego układu ilustruje, przedstawiony na rysunku 140, uproszczony schemat blokowy. Impulsy wejściowe START 1 i STOP 1, niosące informację o rozciągłości mierzonego interwału czasu ∆T wzbudzają balistycznie w odpowiednich obwodach rezonansowych (OSC.1) i (OSC.2) tłumione drgania harmoniczne o nieznacznie różniących się częstotliwościach drgań własnych (f1 i f2). Dodajmy, że założenia (205) i (206) muszą być w tym przypadku odniesione do częstotliwości obu oscylatorów. Przybierają więc postać:

f1 < f 2 oraz

f1 <

1 ∆T

(210)

157

f1 = 20.0 MHz

200 kHz

OSC.1 START 1 LPF

MIX

ZCD STOP 2

OSC.2 STOP 1 f1 = 20.2 MHz

Vo MAX

DL TAC START 2

WY

Rys. 140. Schemat blokowy analizatora interwałów czasowych wg. Gatti’ego

AG

H

Generowane w ten sposób sygnały zachowują pierwotną informację o interwale ∆T we wzajemnym, początkowym przesunięciu fazowym ∆ϕ. Są one następnie przetwarzane w mieszaczu iloczynowym (MIX); w omawianej realizacji - diodowym, podwójnie zrównoważonym modulatorze pierścieniowym [215],[216], a z jego odpowiedzi - w filtrze dolnoprzepustowym (LPF) - wydzielana jest składowa różnicowa. Jak wykażemy, informację o ∆T przejmuje z kolei współrzędna tZC pierwszego przejścia przez zero przez składową różnicową. Przyjmując jako początkowy (zerowy) punkt odniesienia czasowego moment pobudzenia drugiego oscylatora (OSC.2) - tSTOP 1, równania opisujące oba przebiegi oscylacyjne przyjmą odpowiednio postać (211)

V2 ( t ) = B( t ) sin ω 2 t

(212)

BG

gdzie:

V1 ( t ) = A( t ) sin ( ω1 t + ϕ )

ϕ = ω1 ∆T

(213)

zaś ω1 i ω2 oznaczają pulsacje obu drgań (ω = 2π f ), a funkcje A(t) i B(t) uwzględniają ich zanikanie (tłumienie). Proste działania algebraiczne prowadzą do wyrażenia opisującego przebieg sygnału różnicowego uzyskanego w procesie mieszania i filtracji przebiegów V1(t) i V2(t). V R ( t ) = C ( t ) cos [ ( ω1 − ω 2 ) t + ω1 ∆T ]

(214)

Pozwala ono wyznaczyć istotny dla metody związek między współrzędną czasową przejścia przez zero tZC a mierzonym interwałem ∆T, a w dalszej konsekwencji – współczynnik ekspansji (rozciągania) skali czasowej analizatora kT. Przepisując równanie (214) dla takiego przypadku (tj. kładąc t = tZC oraz VR(tZC) = 0) otrzymujemy

(ω2 − ω1 ) t ZC 158

= ω1 ∆T

(215)

f1

skąd wynika, że

t ZC =

( f 2 − f1 )

oraz

kT =

( f 2 − f1 )

∆T

f1

(216) (217)

W skonstruowanym przez Autorów układzie prototypowym wartości częstotliwości drgań własnych oscylatorów wynosiły odpowiednio: f1 = 20 MHz oraz f2 = 20.2 MHz. Uzyskano więc w efekcie 100-krotne rozciągnięcie skali czasowej zakresu pomiarowego, przesuwające jego górną granicę z poziomu 50 ns do wartości 5 µs.

AG

H

Bezpośrednim rezultatem operacji na sygnałach harmonicznych jest impuls wyjściowy detektora przejścia przez zero, markujący moment (tZC) wyrównania ich faz. Jak pamiętamy, początek tego procesu determinuje wiodąca krawędź impulsu STOP 1. Ta para impulsów jest wykorzystywana do formowania wyniku indywidualnego pomiaru. W omawianym układzie przebiega ono w cyklu dwustopniowym, na który składa się konwersja czas-amplituda, oraz konwersja analogowo-cyfrowa. Na schemacie blokowym uwidoczniono jedynie pierwszy stopień oznaczony symbolem TAC (Time-to-Amplitude Converter). W najprostszej realizacji proces przemiany tego rodzaju dokonywany jest w układzie ładowania pojemności akumulującej prądem o stałej wartości w zadanym interwale czasu16. Początek konwersji TAC inicjuje impuls START 2, odpowiadający pierwotnemu impulsowi STOP 1 - włączona do tej gałęzi linia opóźniająca (DL) kompensuje opóźnienie transmisyjne w obwodzie (LPF) - (ZCD). Koniec procesu konwersji „czas-amplituda” wymusza impuls STOP 2 odbierany z wyjścia detektora przejścia przez zero (ZCD).

BG

W wyniku konwersji TAC informacja o mierzonym interwale czasowym ∆T zostaje przejęta przez amplitudę impulsu wyjściowego Vo MAX tego subukładu. Kolejna przemiana w nieuwidocznionym na schemacie przetworniku analogowo-cyfrowym (ADC) wielokanałowego analizatora amplitudy (MCA) lokuje tę informację (w cyfrowo zakodowanej formie) w odpowiednim kanale jego pamięci histogramującej. Formalnie impulsy START 2 oraz STOP 2 można wykorzystać wprost do bramkowania impulsów zegarowych w torze rejestru adresowego pamięci histogramującej, względnie przelicznika, realizując w ten sposób cyfrowe odwzorowanie wielkości mierzonej; pełne wykorzystanie możliwości wielokanałowego analizatora amplitudy pozwala jednak uzyskać dodatkowe rozciągnięcie skali czasowej zestawu. Układy zaprojektowane w technice lampowej - zgodnie z naturalnym postępem technicznym - były replikowane w technice półprzewodnikowej. Tytułem przykładu odnotujmy tego rodzaju rozwiązanie Bartona i Kinga [211] oparte na wykorzystaniu komercyjnie dostępnych modułów logicznych. Na rysunku 141 przedstawiono jego uproszczony schemat blokowy. Czytelnik łatwo dopatrzy się zbieżności konfiguracyjnej z chronotronem Lefevre’a i Russela. Zwróćmy zatem uwagę na pewne odmienności. Dotyczą one po pierwsze generatorów pierścieniowych, w których technikę „odświeżania” (działaniem 16

Problematyka ta będzie rozwinięta w dalszej partii monografii.

159

wzmacniaczy) cyrkulujących impulsów zastąpiono techniką ich regeneracji. Po wtóre, impulsy zliczane w rejestrach odbierane są z wejść a nie wyjść recyrkulatorów, wobec czego liczba impulsów NR zliczanych w każdym rejestrze przewyższa o „1” liczbę elementarnych przedziałów kwantowania ∆τ . Po trzecie wreszcie, układ wyposażono w dwa rejestry zliczające impulsy wyjściowe obu recyrkulatorów, dzięki czemu zapewniono możliwość pomiaru w teoretycznie nieograniczonym zakresie. W zależności od relacji między wartością mierzonego interwału ∆T a okresem τ1 wyróżnia się dwa charakterystyczne przypadki:

∆T < τ1 oraz DL1

∆T > τ1 TR 201

T1

REJESTR1

START OR 102

FC

C 102

TR104S

H

TR104S

(218)

STOP

REJESTR 2

AG

T2

DL2

TR 201

Rys. 141. Uproszczony schemat blokowy „digitizera” interwału czasowego wg. [211] ( wszystkie moduły logiczne produkcji f-my EG&G Inc.)

BG

Pierwszy stanowił jedno z założeń oryginalnego układu Lefevre’a i Russela, a jego skutkiem była równość N1 = N2 = N

(219)

prowadząca w efekcie do wyrażenia wiążącego ∆T z cyfrową odpowiedzią chronometru ∆T = (∆T1 − ∆T2 ) = ( N τ1 − N τ 2 ) = N (τ1 − τ 2 )

(220)

W alternatywnym przypadku, gdy ∆T > τ1, zachodzi nierówność N1 ≠ N2

(221)

i formuła (220) przybiera bardziej złożoną postać. Wyprowadzimy ją dla układu z rysunku 141. Dla jasności wywodu skorzystamy z przedstawionych na rysunku 142, diagramów przebiegów impulsów wyjściowych recyrkulatorów tego układu. Zauważmy, że zawarty w celowo zacienionym polu diagramu fragment odpowiada sytuacji właściwej dla przypadku δT<τ1, w którym δT stanowi przedmiot pomiaru. Adaptując dla tego przypadku zależność (220) możemy napisać δT = ( N 2 − 1) (τ1 − τ 2 )

160

(222)

KOINC START STOP

τ1 t

REC-1

τ2

REC-2

∆T3 δT

∆T2

∆T ∆T1

Uwzględniając z kolei oczywiste zależności

H

Rys. 142. Diagramy przebiegów impulsów recyrkulatorów w układzie z rys. 141

AG

∆T1 = (N1 – 1) τ1 ∆T2 = (N2 – 1) τ2

(223)

∆T3 = (N1 – N2) τ1

w drodze prostych podstawień otrzymujemy

∆T = (N1 – N2) τ1 + (N2 – 1) (τ1 – τ2 )

(224)

BG

W zestawie pomiarowym przeliczenia według powyższej zależności dokonuje (nie ukazany na schemacie blokowym) komputer. Równie proste procedury arytmetyczne prowadzą do wyznaczenia formuły opisującej współczynnik ekspansji czasowej kT. kT =

( N 1 − 1) τ1 ∆T1 = = ( N 1 − 1) τ1 − ( N 2 − 1) τ1 + ( N 2 − 1) ( τ − τ 2 ) ∆T

1 ( N 2 − 1) τ 2 1− ( N 1 − 1) τ1

(225)

Kładąc w powyższym wyrażeniu kτ = (τ2 /τ1) uzyskujemy postać kT =

1 ( N 2 − 1) 1 − kτ ( N 1 − 1)

→

N1 >> N 2

1

(226)

ukazującą jawnie, postępującą ze wzrostem interwału ∆T, redukcję współczynnika kT. Technika półprzewodnikowa pozwoliła wyeliminować linie opóźniające z pętli sprzężenia zwrotnego recyrkulatorów, zastępując je elementami i podzespołami wnoszącymi własne opóźnienia (transmisyjne oraz regeneracyjne). Możliwość taką wykorzystali 161

cytowani wyżej Barton i King [211] w alternatywnym rozwiązaniu „digitizera” noniuszowego, zrealizowanym na obwodach scalonych w logice MECL. Jak pokażemy dalej, okazała się ona również szczególnie atrakcyjną dla implementacji w monolitycznych strukturach scalonych VLSI.

3.3.2.2. Układy z konwersją sygnału czasowego W pomiarach interwałów czasowych znaczącą pozycję zajmują, odpowiednio zmodyfikowane, z dawna już znane i stosowane w technice [217], metody oparte na konwersji sygnału. Mając na względzie interesujące nas pole zastosowań oraz docelowy efekt przemiany (cyfrowe odwzorowanie wielkości mierzonej), metody te można podzielić na dwie kategorie: 1) metody konwersji czas-amplituda (TAC) z wtórną konwersją analogowo-cyfrową (ADC) 2) konwencjonalne metody bezpośredniej przemiany czas-cyfra (TDC)

AG

H

Pierwsza kategoria wyróżnia dwa rodzaje układów (TAC), według sposobu formowania odpowiedzi na wymuszenia wejściowymi impulsami (START i STOP), determinującymi rozciągłość czasową mierzonego interwału ∆T. Sposoby te przyjęto w praktyce spektrometrii czasowej zwać odpowiednio techniką start-stop oraz techniką nakładania (overlappingu). Zasadę pierwszej z nich ilustruje schematycznie rysunek 143. IO

STOP START

S1

START WE

BG

UST

STOP

1

S2

CA

KAS

Vo Max

WY Vo

∆T

Rys. 143. Zasada działania przetworników czas-amplituda (TAC ) wg techniki „start-stop”

Impulsy wejściowe, przywiązane w czasie do początkowej i końcowej krawędzie interwału ∆T, za pośrednictwem układu sterującego (UST) przełączają sekwencyjnie klucze S1 i S2. W stanie początkowym (spoczynkowym) klucz S1 jest rozwarty natomiast klucz S2 zwarty. Impuls startowy wymusza zmianę stanu przewodzenia obu kluczy. Do „gorącego” zacisku kondensatora CA zostaje wówczas podłączone źródło prądowe o zadanej wydajności Io, powodując liniowe narastanie napięcia na CA. Proces ten trwa do momentu pojawienia się impulsu „stopu”, znakującego koniec mierzonego interwału. Napięcie na pojemności CA osiąga wtedy wartość maksymalną V0 max określoną zależnością V0 max =

162

I0 ∆T CA

(227)

W tym też momencie, działaniem klucza S1 zostaje odłączone źródło prądowe, po czym z zadanym opóźnieniem „przetrzymywania odpowiedzi” - klucz S2 zwiera kondensator CA, przywracając tym samym stan spoczynkowy układu. Za pierwszą implementację tej techniki do instrumentarium doświadczalnej fizyki jądrowej uznawany jest opracowany przez N. F. Moody’ego, zbudowany na lampach elektronowych, układ analogowego ekspandera czasu [218]. Stanowił on w istocie kaskadę dwóch konwerterów: konwertera czas-amplituda, pracującego w układzie kluczowanego integratora prądu, oraz konwertera amplituda-czas, zrealizowanego w znanym nam już układzie z liniowym rozładowaniem pojemności akumulującej. Tego typu rozwiązanie wytyczyło w pewnym zakresie drogę rozwojową złożonego systemu pomiarowego; tandemu TAC - DAC.

H

Literatura przedmiotu podaje wiele szczegółowych opracowań układowych omawianej klasy konwerterów TAC, dedykowanych na ogół do konkretnych zastosowań w eksperymentach fizyki jądrowej. Ograniczymy się zatem do przytoczenia tylko dwóch przykładów z obszaru techniki półprzewodnikowej starszej i nowszej generacji. Tak więc na rysunku 144 przedstawiono schemat ideowy konfiguracji na półprzewodnikowych elementach dykretnych [219]. + 20 V

4k7

AG

330

OC 47 T1

4k7

BG

STOP

50p OC 47 T2

3.5 µs

START

2.5 µs

330

270 500

200µ

2N1301

2N696

2N696

T3

1G51

T4

+ 15 V 470

+ 10 V

WY

T5 CA

500p

- 15 V

Rys. 144. Schemat ideowy konwertera czas-amplituda typu „start-stop” wg [219]

W stanie spoczynkowym komplementarna para (T4,T5) utrzymywana jest w stanie przewodzenia. Odwrócony (przez stopień na T3) impuls startowy powoduje odcięcie tranzystora T5 w wyniku czego prąd ze źródła prądowego T4 zostaje skierowany do pojemności akumulującej CA wymuszając jej liniowe ładowanie. Pojawienie się na drugim wejściu układu impulsu „startu” blokuje z kolei T4 „zamrażając” tym samym napięcie uformowane na kondensatorze CA. Jak ukazano na schemacie, długotrwałość tego impulsu przewyższa nieco czas trwania impulsu startowego dla umożliwienia rozładowania pojemności CA przed kolejnym cyklem konwersji. 163

Rysunek 145 pokazuje natomiast uproszczony schemat układu przetwornika TAC, stanowiącego fragment wielokanałowego zespołu pomiarowego, zrealizowanego w formie monolitycznej struktury scalonej w technice CMOS [220]. Formowanie odpowiedzi na wymuszenia wejściowymi impulsami „startu” i „stopu” dokonuje się w tym przypadku w procesie rozładowywania pojemności akumulującej CA , której funkcję pełni tranzystor n-MOS (T3). Każdy kolejny cykl pomiarowy poprzedzony jest przeładowaniem tej pojemności do poziomu VDD poprzez - kończące cykl poprzedni - krótkotrwałe zwarcie klucza p-MOS (T4). Pracująca w obszarze nasycenia para tranzystorów, T1 i T2 stanowi przełącznik prądu źródła prądowego Io. Jest on sterowany impulsami wejściowymi za pośrednictwem pomocniczego subukładu (GS) generującego parę komplementarnych sygnałów logicznych o szerokości podyktowanej ich wzajemną odległością ∆T. Inherentna rozdzielczość tego generatora determinuje dolną granicę zakresu pomiarowego (5 ns). Górną jego granicę (25 ns) wyznacza natomiast warunek utrzymania punktu pracy tranzystora T3 powyżej napięcia progowego Vth. VDD

Vo

RES

H

T4

B

GS

T2

T3

AG

T1

CA

↓

START STOP

Io

BG

Rys. 145. Uproszczony schemat scalonej struktury układu TAC wg [220]

Ważną zaletą techniki „start-stop” jest możliwość sprzężenia tego typu układu z konwerterem ADC bez potrzeby jakiejkolwiek wstępnej obróbki sygnału. Z tego też powodu została ona wykorzystana w konstrukcjach fabrycznych ogólnego przeznaczenia. Ze względu na uniwersalny charakter tych urządzeń są one z reguły wyposażone w bardzo rozbudowany system sterowania i autokontroli, umożliwiający m.i. dobór zakresu pomiaru, czasów opóźnienia sygnałów bramkowania, strobowania i odczytu, czy też poziomu i szerokości impulsu wyjściowego. Kilka danych znamionowych różnych opracowań fabrycznych przytoczono dla porównania w poniższej tabelce.

164

Typ

Producent

Wyjście

Opóźnienie odczytu

Zakres

Rozdzielczość

347 457 566

ORTEC ORTEC ORTEC

0 – 10 V 0 – 10 V 0 – 10 V

0.5 – 2.5 µs 1.0 – 5.0 µs 0.5 – 10.5 µs

50 ns – 80 µs 50 ns – 80 µs 1 ns – 2 ms

0.01 % + 5 ps < 0.01 % 0.01 % + 5 ps

2043

CANBERRA

0 – 10 V

0.5 – 10.5 µs

20 ns – 1 ms

0.01 % + 5 ps

1701

POLON

0 – 10 V

0.5 – 5.0 µs

50 ns – 1 µs

0.015 %

Złożoność takich układów ilustruje rysunek 146 przedstawiający schemat blokowy, krajowej produkcji, uniwersalnego konwertera czas-amplituda typ 1701 [221]. Jest ona podyktowana zarówno uwarunkowania logicznymi pracy układu (jak np. autoblokada toru impulsu startowego w trakcie procesu konwersji lub braku stowarzyszonego impulsu stopu) jak i wymogami eksploatacyjnymi związanymi z trybem pracy konwertera w systemie pomiarowym spektrometrii czasowej (bramkowanie i strobowanie sygnałami zewnętrznymi). SYGN „TRUE START’

SYGN „BUSY’

WE „START’ U WE STARTU

UK ŁAD FORM

U BR K - AK

ROZŁAD Ca

U. SUM FORM

WY BR STOPU

UK ŁAD SEPAR

CA

WE „STOP’

OPÓŹN 0.5÷5µS

WEW WE „STROBE’

ZEW

WZM WYJŚC

OGR ZAKR

SUM 1

SUM

2

SUM

3

MW 1 µS

MW 5 µS

BG

U WE STROB

ŁAD Ca

AG

U WE STOPU

BRAMKA WYJŚC

H

WE BR. K-AK

Rys. 146. Schemat blokowy konwertera czas-amplituda typu 1701

Zasadę alternatywnej techniki konwertera typu TAC - overlappingu - objaśnimy w oparciu o przedstawiony na rysunku 147, uproszczony schemat blokowy, pracującego według niej układu. Kanwą dla tego rodzaju konfiguracji były niewątpliwie znane uprzednio układy koincydencyjne. Ich adaptacja dla potrzeb konwersji TAC polegała na odpowiednim uformowaniu impulsów „startu” i „stopu”, oraz wprowadzeniu znanego nam już, dodatkowego członu funkcjonalnego - kluczowanego integratora prądu - realizującego przemianę czas-amplituda. W szczególności, na zmodyfikowane impulsy wejściowe nałożone są następujące warunki: • czas trwania impulsu startowego ∆TSTART musi być znacząco dłuższy od przewidywanej długości mierzonego interwału ∆T, • czas trwania impulsu stopu ∆TSTOP powinien być dłuższy od czasu trwania impulsu startowego • amplitudy obu impulsów wejściowych powinny być w przybliżeniu równe. 165

TSTART

START

∆T

WY

Σ V2

STOP

VDYSKR

V1 V1 + V2

Vo Max

Û ∆TSTART - ∆T

TSTOP

Rys. 147. Schemat blokowy układu TAC typu overlapping

AG

H

Ukształtowane według powyższych warunków sygnały superponują w prostym układzie sumatora liniowego (Σ) dając w wyniku odpowiedź o charakterystycznym kształcie schodkowym. Ta z kolei jest przekazywana do dyskryminatora progowego o progu dyskryminacji przewyższającej nieco wysokość pierwszego schodka (piedestału). W efekcie dyskryminator zmienia swój stan przewodzenia na czas równy szerokości schodka nad piedestałem, równy (∆TSTART – ∆T ), uruchamiając na przeciąg tego czasu układ ładowania pojemności akumulującej CA konwertera TAC stałym prądem Io. Z chwilą pojawienia się impulsu stopu, kończącego proces ładowania, napięcie wyjściowe osiąga wartość maksymalną Vo MAX Vo MAX =

Io (∆TSTART − ∆T ) CA

(228)

BG

Technika overlappingu jest inherentnie niewrażliwa na działanie „samotnych” impulsów startowych, dopuszcza natomiast możliwość generacji odpowiedzi przez parę impulsów wejściowych o przeciwnej sekwencji (stop-start). Jak wskazuje zależność (228) rezultat konwersji jest obciążony składową stałą VST = ( Io ∆TSTART / CA ). Z jednej strony pociąga to za sobą konieczność zachowania wysokiej stałości zadanego hardware’owo interwału ∆TSTART, z drugiej zaś - wykonania dodatkowych operacji arytmetycznych na sygnale wyjściowym. Dla dopełnienia wymogu precyzyjnego zdefiniowania wartości ∆TSTART oraz zapewnienia jej wysokiej stabilności niemal z reguły stosowane są układy formowania impulsów na liniach opóźniających. Sposób ten ilustruje rysunek 148 przedstawiający schemat jednej z pierwszych realizacji w technice półprzewodnikowej [222]. Został on zapożyczony z wcześniejszych opracowań w technice lampowej, których prawzorem był układ Greena i Bella [224] na lampie strumieniowej 6BN6 - nota bene skonstruowany na osnowie układu koincydencyjnego Fishera i Marshalla [225]. Przypomnijmy, że kształtowanie skrajnie krótkich impulsów metodą różniczkowania na zwartej linii transmisyjnej nakłada wymóg bardzo dużej stromości czoła impulsu pierwotnego. W tym też celu w torze impulsów pierwotnych stosuje się często kaskady wzmacniacz - ogranicznik. Dla przejrzystości podanego wyżej schematu ten fragment układu został pominięty. „Wysmuklone” w nich impulsy przekazywane są za pośred166

nictwem, ukazanych już, dopasowanych linii transmisyjnych na wejście układu z zapiętą na nim równolegle zwartą linią formującą (DL). Uformowany tu sygnał schodkowy jest monitorowany przez układ tranzystorowy pełniący zarazem funkcje dyskryminatora progowego oraz integratora prądu. + 11 V 100k

100k

2k7 T4 1k5 2N274

2k7

R 10k START

D

92Ω DL

100 46Ω

+ 1.3 V

2N706 0.1µ

10k 0.1µ

0.1µ

2k7

AG

- 11 V

H

STOP

T2

T3 2N274 10p CA

WY 1k5

18p

T1 2N706

0.25µ

Rys. 148. Schemat ideowy konwertera czas-amplituda typu „overlapping” wg [222]

BG

W jego stopniu wejściowym zastosowano szybki tranzystor krzemowy T1 spolaryzowany zaporowo w obwodzie emiterowym prądem pomocniczego wtórnika emiterowego T2. Obciążenie kolektorowe tranzystora T1 stanowi obwód całkujący utworzony przez kondensator akumulujący CA oraz bootstrapowany - działaniem wtórnika T3 – rezystor Ri (10 kΩ). Obwód diody kotwiczącej (D) determinuje spoczynkowy prąd bazy tranzystora T2 w warunkach pozostającego w stanie odcięcia tranzystora wejściowego T1, ustalając punkt pracy wtórników w torze sygnałowym (T3 i T4). Przez racjonalny dobór amplitudy impulsów wejściowych i poziomu odcięcia tranzystora T1 jest on odblokowywany wypiętrzonym fragmentem impulsu schodkowego na czas jego trwania twyp .Wobec ustalonej z założenia relacji między twyp a stałą czasową (Ri CA) całkującego obwodu obciążenia tranzystora T1 twyp << Ri CA,

(229)

z dobrym przybliżeniem można przyjąć, że pojemność akumulująca CA ładowana jest pełnym, stałym prądem kolektorowym. W efekcie uzyskuje się pożądaną liniową zależność między napięciem na pojemności CA a czasem przewyższenia piedestału twyp, co w ostatecznym rezultacie prowadzi do brzmienia formuły (226). Formowany na CA impuls przekazywany jest bieżąco na wyjście układu za pośrednictwem, łagodzącego ostrość jego szczytu, czwórnika RC , oraz wtórnika T4. Mnogość i różnorodność rozwiązań układowych nie daje się zamknąć w ramach ograniczonego objętościowo opracowania monograficznego. Wypada przeto odesłać zainteresowanego tą problematyką Czytelnika do ogólnie dostępnych publikacji przeglądowych jak [205], [214] czy [226]. 167

Druga kategoria układów z konwersją sygnału obejmuje układy oparte na bezpośredniej przemianie czas-cyfra (TDC), zwane również układami z bezpośrednim kodowaniem. Ta z dawna znana i stosowana w miernictwie elektronicznym metoda doczekała się wdrożenia do jądrowej spektrometrii czasowej dopiero w roku 1956 [227], gdy zaistniały techniczne warunki realizacji układu czyniącego zadość stawianym wymaganiom. Zasadę działania konwertera TDC przypomnijmy na przykładzie, przedstawionej na rysunku 149, najprostszej jego konfiguracji z kluczowanym (wyzwalanym) generatorem taktującym (zegarem). Polega ona na zliczaniu impulsów taktujących zegara, uaktywnianego na czas mierzonego interwału ∆T, działaniem markujących go impulsów startu i stopu. Przy zadanej, stałej częstotliwości impulsów taktujących fZ zapamiętana w rejestrze ich liczba NZ stanowi cyfrowe odwzorowanie wielkości mierzonej, zgodnie z oczywistą relacją ∆T = N Z TZ

(230)

gdzie TZ = 1/ fZ jest okresem ciągu impulsów taktujących, oznaczającym zarazem szerokość kanału czasowego konwertera.

H

fZ / TZ

ZEG

∆T

STOP

PRZEP. FF

REJESTR

STOP t

TZ

AG

START

START

TZ

ZEG

UKŁAD ODCZYTU

t NZ

DO BLOKU PAMIĘCI

BG

Rys. 149. Ilustracja zasady działania konwertera TDC

Przełączanie układu generatora (ZEG) ze stanu wyczekiwania do stanu generacji i vice versa następuje tu za pośrednictwem szybkiego przerzutnika (FF). Istotną cechą takiej konfiguracji jest synchronizm początku generacji impulsów zegarowych z impulsem startowym. Deterministyczne przyleganie czoła ciągu generowanych impulsów taktujących do impulsu startowego eliminuje ewentualny błąd powodowany ich losowym rozsunięciem. Błąd taki, sięgający wartości jednego okresu impulsów taktujących, związany jest natomiast nierozdzielnie z drugim krańcem mierzonego interwału ∆T. Dla jego ograniczenia stosowane są pomocnicze układy interpolacyjne. Rysunek 150 pokazuje schemat takiego właśnie układu konwertera z kluczowanym zegarem wyposażonego w interpolator typu chronotronowego. Zawiera on, włączoną w tor rejestru, linię opóźniającą z odczepami (DL2) o całkowitym opóźnieniu równym okresowi impulsów taktujących TZ. Z „n” równomiernie rozmieszczonych wzdłuż linii odczepów odbierany jest sygnał do zespołu szybkich układów koincydencyjnych (FC), dokonującego pomiaru opóźnienia impulsu stopu względem ostatniego impulsu taktującego z podwyższoną n-krotnie dokładnością, równą δT = (TZ / n). Impuls stopu stanowi zarazem rozkaz przekazania informacji zawartej w rejestrze głównym i bloku interpolatora do wspólnych bloków odczytu i pamięci. 168

ZEG DL2

fZ / TZ START

REJESTR

FF

STOP

n x δT= TZ n x FC UKŁAD ODCZYTU

DL1

Rys. 150. Uproszczony schemat konwertera TDC z interpolatorem

ZEG

AG

BR

∆T

START

PRZEP.

FF STOP

H

Alternatywnym rozwiązaniem w odniesieniu do układu z kluczowanym zegarem jest konwerter z zegarem bramkowanym. Uproszczony schemat blokowy takiej konfiguracji przedstawiono na rysunku 151.

START

STOP

t

REJESTR

t

ZEG

UKŁAD ODCZYTU

NZ

BG

DO BLOKU PAMIĘCI

Rys. 151. Schemat blokowy konwertera TDC z bramkowanym zegarem

W tym przypadku generator impulsów taktujących utrzymywany jest trwale w stanie roboczym. Niezmienny tryb jego pracy zapewnia osiągnięcie wysokiej, długoterminowej stabilności częstotliwości, nie osiągalnej w trybie losowego kluczowania. Proces konwersji analogowo-cyfrowej realizowany jest w efekcie zliczania impulsów zegarowych w czasie otwarcia bramki (BR), sterowanej - analogicznie jak w układzie z zegarem kluczowanym za pośrednictwem szybkiego przerzutnika (FF), impulsami wejściowymi startu i stopu. Rezultat konwersji opisany formułą (228) jest obciążony błędem losowego wyprzedzenia impulsu startu oraz opóźnienia impulsu stopu odpowiednio względem początku i końca paczki impulsów zegarowych mieszczących się w interwale ∆T. Efekt ten uwidoczniono na wstawce obok schematu układu. Maksymalna wartość tego błędu może sięgać podwójnej szerokości kanału czasowego konwertera. Akumulacja impulsów NZ oraz odczyt ich liczby jak również dalsze przetwarzanie uzyskanej informacji dokonywane są analogicznie jak w przypadku pierwszej konfiguracji z zegarem kluczowanym Pierwsze wdrożenia metody bezpośredniego kodowania interwału czasowego do praktyki spektrometrii czasowej zostały dokonane w Argonne National Laboratory w latach 169

1952 – 1956. W skonstruowanych wówczas na lampach elektronowych, wielokanałowych analizatorach czasów przelotu neutronów [227] posłużono się techniką bramkowania generatora impulsów zegarowych; określaną czasem - od nazwiska głównego projektanta mianem zasady Schumanna [227], [228]. Stosownie do wymagań prowadzonych eksperymentów w układzie analizatora przewidziano możliwość przełączania szerokości kanałów w zakresie 0,5 – 24 µs. Dolną ich granicę wyznaczyły własności, rozporządzalnych przez konstruktorów, elementów układowych. Radykalne obniżenie tej granicy stało się możliwe na gruncie rozwoju techniki półprzewodnikowej. Postęp w tym zakresie dobrze odzwierciedlają rozwiązania Whittakera [229] i Iwanowa [230]. Na rysunku 152 przedstawiono w uproszczeniu funkcjonalny schemat systemu TDC o rozdzielczości czasowej 10 ns. Obwód sygnału zegarowego zawiera stabilizowany kwarcem oscylator harmoniczny o częstotliwości drgań swobodnych 10 MHz, zespół powielaczy częstotliwości, podnoszących ją do wartości 100 MHz, oraz rezonansowy wzmacniacz wyjściowy. 100 MHz

x 10 F

PRZELICZNIK PRZELICZNIK

T2

H

T1 10 MHz

REJESTRATOR

2N797

AG

2N769

27

1k

1k

82

T3

- 5V

220

START

3k3

FF

BG

STOP

+ 5V

220

2N797

+ 15V

27k 22

Rys. 152. Uproszczony schemat funkcjonalny systemu TDC wg Whittakera [229]

W stanie spoczynkowym tor tego sygnału jest zwierany działaniem, bocznikującej go, równoległej bramki bipolarnej (T1,T2,T3). Na schemacie ukazano jej pełną konfigurację. Stan jej przewodzenia jest przełączany poziomem Q przerzutnika (FF), sterowanego sygnałami startu i stopu. W interwale otwarcia bramki (∆T ) sygnał generatora w.cz. (zegara) jest przekazywany do układu zliczającego liczbę zawartych w tym przedziale okresów (NZ). W skład tego układu wchodzą stopnie formujące oraz szybki przelicznik dwójkowy na diodach tunelowych. Końcowy stan przelicznika reprezentuje zakodowaną binarnie informację o wartości wielkości mierzonej (∆T ). Jest ona dostępna w trybie konwencjonalnego systemu odczytu oraz zapisywana po każdym cyklu pomiarowym na taśmie magnetycznej rejestratora. Omówiona wyżej konfiguracja konwertera TDC stanowi zarazem typowy przykład praktycznej realizacji układu z bramkowanym zegarem. Interesującym przykładem wersji z kluczowaniem zegara jest natomiast drugie z powołanych rozwiązanie układowe. 170

Rysunek 153 przedstawia schemat ideowy jego zasadniczego bloku funkcjonalnego. Tworzą go dwa subukłady na diodach tunelowych [145]: pracujący w reżymie trygera bistabilnego (DT-1) układ kluczujący, oraz multiwibrator astabilny (DT-2) pełniący funkcję wyczekującego generatora impulsów zegarowych o nominalnej częstotliwości drgań 200 MHz. Spoczynkowy punkt pracy diody DT-1 ustawiono w niskonapięciowym zakresie jej charakterystyki, blokując tym samym - za pośrednictwem sieci sprzęgającej - działanie generatora DT-2. Ujemny impuls startowy przełącza tryger DT-1 do zakresu wysokonapięciowego, w którym utrzymywany jest do momentu zadziałania dodatniego impulsu stopu. Uformowany w ten sposób ujemny impuls napięciowy o czasie trwania ∆T uaktywnia na przeciąg tego interwału generator zegarowy, a generowane wówczas przezeń impulsy zliczane są w szybkim przeliczniku binarnym na diodach tunelowych. Ich liczba NZ stanowi ostateczny rezultat konwersji odwzorowujący cyfrowo, według zależności (228), mierzony interwał czasowy. - 5V

1n 360

1k1

180

STOP 1n

L

AG

START

H

220 240 Д503А

100

1n

Д503А

240

130

DT-1

ЗИ301Б

20

WY 200 MHz

75

5n DT-2 ЗИ301Б

BG

Rys. 153. Schemat fragmentu układu TDC z kluczowanym generatorem zegarowym

Efektem dążności do zaspokojenia specyficznych wymagań prowadzonych współcześnie wielkich eksperymentów fizyki jądrowej [231], [232], [233] są między innymi wielotorowe, wielokanałowe systemy pomiaru interwałów czasowych wykonane w postaci struktur scalonych CMOS bardzo wielkiej skali integracji (VLSI). Dla uniknięcia dwuznaczności określeń pojęciem toru będziemy nazywać kanały sygnałowe (detekcyjne) rezerwując termin kanał dla określenia stopnia kwantyzacji wielkości mierzonej (interwału czasowego).17 Burzliwy rozwój takich systemów zapoczątkowały prace KEK18 bazujące na wykorzystaniu opóźnienia transmisyjnego bramki logicznej jako wzorca (miary) interwału czasowego. Na użytek późniejszej dyskusji przypomnijmy, że najbardziej znaczącym składnikiem opóźnienia tego rodzaju funktora jest opóźnienie wnoszone przez jego stopień (wtórnik) wyjściowy [234], [235], [151]. Określa go ogólna formuła:

17 18

W periodykach naukowych termin „kanał” używany jest dla obu tych wielkości. High Energy Accelerator Research Organization – Oho - Tsukuda - Ibaraki, Japan.

171

tD ≅

C L (Vsw / 2) I av

(231)

gdzie: CL – pojemność obciążenia wtórnika Vsv – maksymalny skok napięcia na bazie wtórnika (voltage swing) Iav – średnia wartość prądu rozładowania pojemności CL. Determinując wartość opóźnienia tD ujawnia ona tym samym możliwe źródła niestałości tkwiące w zależnościach poszczególnych parametrów od czynników zewnętrznych zarówno fizycznych jak i technologicznych. Wskazuje ona zarazem na możliwości kompensacji przypadkowych, niekontrolowanych zmian tD. Najdogodniej w praktyce można tego dokonać poprzez regulację prądu Iśr, wykorzystując w tym celu sterowane napięciowo źródło prądowe. Sposób taki ilustruje rysunek 154. Przedstawiono na nim zasadniczą strukturę stopnia opóźniającego a) oraz uproszczoną konfigurację buforu opóźniającego b), zrealizowane w technologii mieszanej BiCMOS [236], [237]. VCC +VCC

R1

R2

TWT

T1

WE QCS ICS ↓

a)

WE

Q1

CL

VPOL

b)

VEE

T4

T2

AG WY

VSTER

H

T3

Q2

WY

Q3

VSTER

ICS ↓

ICS ↓

CL

BG

Rys. 154. Prosty stopień opóźniający o napięciowo regulowanym opóźnieniu a) i jego wykorzystanie w układzie różnicowym buforu opóźniającego b)

Wstawki na schemacie stopnia opóźniającego (Rys. 154a) ilustrują symbolicznie efekt regulacji opóźnienia. Dotyczy on tylko krawędzi opadającej impulsu logicznego, której przebieg czasowy uzależniony jest od procesu rozładowywania pojemności CL prądem ICS sterowanego źródła prądowego QCS. Własności regulacyjne stopnia opóźniającego, a w konsekwencji bardziej rozbudowanych struktur pochodnych: komórki opóźniającej (delay cell) względnie buforu opóźniającego (delay buffer), opisuje charakterystyka regulacji opóźnienia. Stanowi ją zależność opóźnienia jednostkowego tD od napięcia sterującego VSTER. Dla przyjętego rodzaju źródła prądowego (MOS) przybiera ona postać: V sw C L V sw C L (232) tD = ≅ 2 2 β V STER β (V STER − VT ) gdzie: VT jest napięciem progowym tranzystora QCS , a β19 - globalnym parametrem wzmocnienia (gain factor) opisanym zależnością (164). 19

Parametr ten w literaturze przedmiotu oznaczany jest alternatywnie symbolem βp,n lub kp,n.

172

Bardziej upowszechniły się realizacje oparte wyłącznie na technologii CMOS-owskiej. Na rysunku 155 przedstawiono schematy dwóch wersji układowych, których „osnową” są komplementarne inwertery statyczne. VDD

VDD Do pamięci lok. VSTER

M6

M5

M3

M1

M2

I re

M1

M5

WY

M2

CL

VSTER M4

M3

Iref

b)

H

a)

WY

WE

M4

Iref WE

VDD

Rys. 155. Schematy buforów logicznych CMOS z regulacją opóźnienia propagacji

AG

a) konfiguracja z „jednostronną” regulacją opóźnienia impulsów b) konfiguracja z „dwustronną” regulacją opóźnienia impulsów

BG

Konfigurację a) stanowi bufor opóźniający wchodzący w skład złożonej komórki funkcjonalnej, oznaczonej przez projektantów symbolem TMC (Time Memory Cell) [238], [239]. Bufor opóźniający zawiera kaskadę dwu inwerterów komplementarnych; pierwszy (M1,M2), uzupełniony sterowanym źródłem prądowym (M3) zapewnia możliwość regulacji opóźnienia krawędzi wiodącej impulsu, drugi natomiast (M4,M5) dokonuje korekcji stromości krawędzi impulsu (ang. deskewing) oraz przywraca jego pierwotną polarność. Konfiguracja ta, podobnie jak omówiona uprzednio, limitując prąd ładowania pojemności CL, umożliwia regulację opóźnienia jednego tylko zbocza impulsu, to jest regulację„ jednostronną”. Łatwo też zauważyć, że drobna zmiana strukturalna układu (zastąpienie M3 jego komplementarnym odpowiednikiem i przeniesienie go do obwodu drenu M2) przenosi skutek regulacji na krawędź opadającą impulsu. Łączne wykorzystanie obu tych możliwości regulacji znalazło wyraz w przedstawionej schematycznie na rysunku 155b) konfiguracji inwertera logicznego, określanego powszechnie - przejętym z terminologii angielskiej - mianem current starved inverter20 [240], [235], [151]. Regulacja opóźnienia krawędzi opadającej impulsu dokonywana jest tu w układzie konwencjonalnym za pośrednictwem źródła prądowego M3. Nieco bardziej złożony jest układ regulacji opóźnienia czoła impulsu, składający się ze źródła prądowego M4 oraz zwierciadła prądowego (M5-M6). Półprzewodnikowe linie opóźniające wykorzystujące omówiony wyżej sposób regulacji czasu opóźnienia stosowane są niemal wyłącznie w układach spektrometrii czasowej 20

Termin ten nie ma odpowiednika w języku polskim. W wolnym tłumaczeniu, odzwierciedlającym istotną cechę tego układu, można by nadać mu nazwę „inwertera z limitowaniem prądu ” obejmującą również konfiguracje z jednostronną regulacją opóźnienia.

173

skrajnie krótkich interwałów czasowych. Na marginesie warto jednak odnotować inny, upowszechniony w dziedzinie techniki mikroprocesorowej, sposób regulacji [241]. Wprowadza on na wyjściu inwertera dodatkowy obwód bocznikujący pojemność obciążenia CL. Tworzy go szeregowy układ dwóch tranzystorów MOS; pierwszy z nich pełni funkcję napięciowo sterowanej rezystancji, drugi natomiast pracuje w konfiguracji diodowej o dużej pojemności CG. Elementy te uwidacznia przedstawiony na rysunku 156 uproszczony schemat tego rodzaju stopnia opóźniającego, w żargonie technicznym określanego również (zapożyczonym z terminologii angielskiej) mianem „inwertera z bocznikującym kondensatorem” (shunt capacitor inverter) [242]. WE

WY

VSTER

rds CG

MR

rds CL

CL

⇒

MC

CG

H

VSS

AG

Rys. 156. Uproszczony schemat stopnia opóźniającego „ z bocznikującym kondensatorem”

Modyfikacja obwodu obciążenia inwertera powoduje w efekcie zmiany przebiegu procesów przejściowych (ładowania i rozładowania). Ścisła analiza prowadzi do złożonych i mało przejrzystych zależności. Ograniczymy się zatem do podania zwięzłego opisu fenomenologicznego oraz graficznej prezentacji charakterystyki regulacji opóźnienia.

BG

Zauważmy, że dla hipotetycznie ekstremalnych wartości rezystancji: rds → 0 oraz rds → ∞ obciążenie inwertera staje się czysto pojemnościowe, a determinujące je „efektywne” pojemności przyjmują odpowiednio hipotetyczne wartości graniczne (CL + CG) oraz CL. W rzeczywistym zakresie pracy tranzystora MR obciążenie inwertera ma charakter zespolony, a o jego opóźnieniu decyduje - wyznaczająca składową urojoną - efektywna pojemność Cef . Jej wartość, analogicznie jak dla przypadków hipotetycznych, zmienia się odwrotnie proporcjonalnie do zmian napięcia VSTER. Oczywistą już konsekwencją jest przebieg charakterystyki regulacji opóźnienia bufora wykazujący monotoniczny wzrost opóźnienia ze wzrostem napięcia VSTER. Ilustruje ją rysunek 157 porównujący charakterystyki regulacji dwóch, omawianych wyżej rodzajów, buforów opóźniających [242]. W systemach pomiaru skrajnie krótkich interwałów czasowych wykorzystywane są z reguły bufory typu „current starved”, zawierające nadto - dla zachowania polarności opóźnianego impulsu - dodatkowy stopień inwertujący. Kojarzone są one w (otwarte lub zamknięte) łańcuchy (zwane czasem logicznymi liniami opóźniającymi) z odczepami, za pośrednictwem których przekazywana jest do stowarzyszonych komórek pamięci lokalnej informacja o przejściu impulsu przez przynależny bufor.

174

tD 3.0 [ns]

a)

2.0

1.0 b) VSTER

0 0

1

2

3

4

5

[V]

Rys. 157. Charakterystyki regulacji czasu opóźnienia transmisyjnego wg.[242] a) inwertera typu current starved b) inwertera typu shunt capacitor

AG

H

Dla zapewnienia wymaganej wysokiej stabilności opóźnienia czasu propagacji impulsów niezbędne jest objęcie łańcuchów buforów opóźniających układem autoregulacji z referencyjnym wzorcem czasu. Rysunek 158 ukazuje tego rodzaju architekturę układu z otwartym łańcuchem buforów opóźniających zrealizowanego w formie struktury scalonej w technologii BiCMOS [236]. WYJŚCIA CYFROWE

Q CL D

STOP

Q

CL D

D FLIP-FLOP

Q

Q

Q

CL D

CL D

CL D

n

BG

START

Q

CL D

BUFORY OPÓŹNIAJĄCE

ZEGAR SYST

n

PLL

DET FAZ

FILTR

Rys. 158. Uproszczony schemat funkcjonalny „digitizera” interwałów czasowych na półprzewodnikowych liniach opóźniających wg. [236] Na ciemniejszym tle uwidoczniono elementy tworzące właściwy układ pomiaru interwału czasu. Obejmuje on łańcuch buforów opóźniających oraz zespół stowarzyszonych przerzutników synchronicznych typu D. Impuls startu propagując w łańcuchu buforów przełącza stan prostych

trygerów składowych kolejnych przerzutników. Jest on z kolei przenoszony na ich wyjścia Q działaniem narastającej krawędzi impulsu stopu. Końcowy stan przerzutników odwzorowuje więc (w kodzie termometrowym) wartość mierzonego interwału czasu, wyrażoną liczbą jednostkowych opóźnień. Z założenia metody opóźnienie jednostkowe, to jest opóźnienie wnoszone przez pojedynczy bufor, podlega regulacji i autostabilizacji. 175

Utrzymywanie go na zadanej wartości zapewnia autonomiczna pętla synchronizacji fazowej PLL (Phase-Locked-Loop) [243], a mówiąc ściślej, jej pochodna wersja DLL (Delay-Locked-Loop [244], z referencyjnym wzorcem czasu (zegarem systemu). Strukturę tego układu ilustruje dolna część schematu. Tworzą ją trzy bloki funkcjonalne: łańcuch buforów opóźniających (stanowiący wierną replikę analogicznego łańcucha w gałęzi pomiarowej), detektor fazy oraz filtr dolnoprzepustowy. W warunkach nominalnej pracy pętli suma opóźnień wszystkich buforów (n tD) jest równa okresowi periodycznego ciągu impulsów zegarowych TZ. Impulsy zegarowe działające wówczas na wejściach detektora fazy, wobec ich wzajemnego przesunięcia w czasie o jeden okres, w pełni się pokrywają. Odpowiedź detektora fazy przyjmuje wartość zerową. Warunki pracy układu pozostają więc niezmienione. Jakikolwiek czynnik destabilizujący, powodujący zmianę opóźnienia jednostkowego buforów, skutkuje odpowiednim wzajemnym przesunięciem impulsów. Detektor fazy formuje w odpowiedzi analogowy sygnał błędu o polarności zależnej od tego, który impuls porównywanej pary pojawia się na jego wejściu wcześniej. Po wygładzeniu w filtrze C-R sygnał ten oddziałuje zwrotnie (jako VSTER) na bufory opóźniające, sprowadzając wartość tD do poziomu nominalnego.

AG

H

Jest on również wykorzystany do stabilizacji opóźnień buforów w „bliźniaczym” łańcuchu pomiarowym. W tym zresztą podstawowym celu był on generowany w pomocniczym obwodzie DLL. Należy wszakże podkreślić, że dopełnienie warunku ścisłej identyczności obu łańcuchów praktycznie możliwe jest tylko w przypadku realizacji układu w formie jednolitej struktury scalonej.

BG

Nietrudno zauważyć, że zakres pomiarowy konfiguracji z „otwartym” łańcuchem buforów opóźniających wyznaczony jest liczbą buforów oraz nominalnym opóźnieniem jednostkowym. Istotne jego poszerzenie pozwala uzyskać tandem konwencjonalnego licznika binarnego i zamkniętego zwrotnie łańcucha buforów opóźniających (recyrkulacyjnej pętli pomiarowej). Idea ta została wykorzystana w wielu realizacjach praktycznych. Uproszczony schemat funkcjonalny takiego rozwiązania przedstawia rysunek 159. WYJŚCIA CYFROWE

STOP

S-1

tD

tD

tD

tD

START KBO STER. tD S-2

tD

tD

tD

tD

PLL

ZEGAR SYST

Rys. 159. Schemat układu TDC z recyrkulacyjną pętlą pomiarową

176

Impuls startowy przekazywany jest do dwóch gałęzi: pomiarowej i sterującej. Pierwszą stanowi kaskada, wyposażonych w układy przetrzymujące, buforów opóźniających (KBO) o przełączanym trybie pracy, drugą natomiast, dokonujący tych przełączeń, układ sterujący (US). Zanim propagujący impuls startowy zdąży osiągnąć wyjście kaskady, układ sterujący przełącza stan przewodzenia kluczy S-1 i S-2, rekonfigurując w efekcie otwarty łańcuch buforów opóźniających w zamkniętą pętlę oscylatora pierścieniowego, oraz blokując wejście dla kolejnych impulsów startowych. Każdy pełny obieg cyrkulujących impulsów (o okresie równym okresowi impulsów zegarowych) jest wtedy rejestrowany w stowarzyszonym liczniku (LO), zwanym potocznie licznikiem „zgrubnym” (coarse counter). W konwencji tej pętla pomiarowa DLL pełni funkcję licznika „precyzyjnego” (fine counter), dokonującego interpolacji w obrębie okresu zegara. Wyznaczająca koniec mierzonego interwału, wiodąca krawędź impulsu stopu (podobnie jak w poprzednio omawianym układzie) „zatrzaskuje” na czas odczytu stan buforów i zatrzymuje licznik obiegów recyrkulatora. Łączny stan buforów i licznika reprezentuje cyfrowy wynik pomiaru.

H

Rozdzielczość czasowa omawianej kategorii konwerterów jest podyktowana przez wartość jednostkowego opóźnienia buforów pomiarowej pętli DLL. W większości realizacji praktycznych jest ono utrzymywane na poziomie 1 ns.

AG

Znaczące przekroczenie tej granicy umożliwiają zaproponowane przez Rahkonena i Kostamovaara [244], sposoby interpolacji w interwale opóźnienia tD, wykorzystujące w tym celu różnicę opóźnień jednostkowych w łańcuchach buforów opóźniających. Według tej idei opracowano dwie wersje układowe: układ z dwoma, oddzielnymi liniami opóźniającymi impulsów startu i stopu oraz układ z jedną, wspólną linią opóźniającą.

BG

Rysunek 160 przedstawia uproszczony schemat pierwszej wersji. Wykazuje ona duże podobieństwo funkcjonalne do prostego układu z rysunku 158 z tą jednak istotną różnicą, że impuls stopu, „zatrzaskujący” stan buforów linii pomiarowej, podawany jest za pośrednictwem drugiej linii opóźniającej, której opóźnienie jednostkowe tD stop jest nieco mniejsze niż linii sygnału startu tD start. Propagujący w niej szybciej impuls stopu „dogania” więc systematycznie poprzedzający go impuls startu, zrównując się z nim czołami po przejściu przez obydwa impulsy N-tych pozycji w ich łańcuchach opóźniających. Na następnych pozycjach impuls stopu będzie „zatrzaskiwał” stany spoczynkowe (zerowe) przerzutników wobec inwersji następstwa impulsów start-stop. POL

tD start

START

D Cl

Q

D Q Cl

D Q Cl

D Q Cl

tD stop STOP

WYJŚCIA CYFROWE

Rys. 160. Układ z interpolacją w obrębie jednostkowego opóźnienia wg [244]

177

Warunek przekrycia czasowego krawędzi czołowych obu impulsów (startu i stopu) N tD start = ∆T + N tD stop ,

(233)

gdzie ∆T oznacza długość mierzonego interwału, prowadzi do formuły

∆T = N (tD start - tD stop)

(234)

ukazującej explicite stopień kwantyzacji wielkości mierzonej.

POL START STOP

AG

H

Strukturę układu z jednym łańcuchem buforów opóźniających przedstawiono schematycznie na rysunku 161. Sygnałem wejściowym, niosącym informację o mierzonym interwale czasowym, jest w tym przypadku impuls prostokątny o krawędziach przywiązanych odpowiednio do czoła znacznika startu i stopu. W linii zastosowano bufory opóźniające typu current starved o różnych wartościach opóźnień krawędzi narastającej tD start i opadającej tD stop.. W szczególności tD start przewyższa nieco tD stop. Sygnał z odczepów linii przekazywany jest na wejścia S skojarzonych z nią przerzutników RS. Narastające jego zbocze powoduje przełączenie stanu danego przerzutnika, które jest utrzymywane aż do momentu skasowania (RESET). Propagujący w linii impuls wejściowy, wobec różnicy opóźnień jego krawędzi, ulega stopniowemu zwężaniu - w każdym buforze o wartość różnicy opóźnień - aż do osiągnięcia krytycznego stanu, w którym nie jest zdolny spowodować przerzutu trygera RS. Numer bieżący N tego trygera, podobnie jak w wersji pierwszej, określa długość mierzonego interwału jako liczbową wielokrotność różnicy (tD start - tD stop ). tD start tD stop

BG

S Q R

S Q R

S R

Q

S R

Q

RESET

WYJŚCIA CYFROWE

Rys. 161. Alternatywna wersja układu interpolacji wg [244]

Na zasadzie różnicy opóźnień jednostkowych oparte jest również bardziej zaawansowane rozwiązanie układowe Christiansena [245],[246]. Rysunek 162 przedstawia w uproszczeniu jego architekturę. Stanowi ono rozwinięcie pierwszej wersji układu Rahkonena, polegające na zastąpieniu układu dwóch pętli DLL ich matrycą. Jej szkielet tworzy F identycznych pętli zawierających po N buforów opóźniających. Wymagane przesunięcie fazowe (czasowe) w pętlach pomiarowych zapewnia pomocnicza pętla DLL o liczbie M buforów - mniejszej od liczby buforów (N) w łańcuchu pomiarowym. Racjonalna organizacja matrycy determinuje analogowy odpowiednik najmniej znaczącego bitu 178

START

TCl tD N DF tD N DF

tD M

M

F

tD N DF tD N DF

H

N

STOP (HIT)

AG

REJESTR

WY

Rys. 162. Architektura układu TDC według koncepcji Christiansena [245]

(bin size) - Tbin , a więc rozdzielczość czasową układu, jako różnicę jednostkowych opóźnień pętli pomocniczej tDM i pomiarowej tDN.

BG

Tbin = (t D M − t D N )

przy czym:

tD M =

TCl M

oraz

tD N =

TCl N

(235) (236)

zaś TCl jest okresem zegara zewnętrznego, sterującego pracą systemu. Wielkości N, M i F z natury swej mogą przyjmować tylko wartości całkowite, uzależnione wzajemnie poprzez oczywisty związek wyrażający czas rozdzielczy Tbin jako frakcję jednostkowego opóźnienia pętli pomiarowej tDN. Tbin =

tD N F

(237)

Proste działania arytmetyczne na zespole zależności (235 ÷ 237) prowadzą do warunku N = M

F +1 . F

(238)

Zauważmy, że tkwiąca w formule (238) formalna dowolność wyboru wartości N i M jest skrępowana zadaną wartością okresu zegara systemowego TCl oraz technicznie osiągalną oraz akceptowalną funkcjonalnie, minimalną wartością opóźnienia 179

jednostkowego. Nadto, maksymalną liczbę buforów w linii ograniczają wymogi ich dopasowania oraz, degradujący rozdzielczość czasową, efekt drżenia. Konwerter Christiansena dedykowany był do pracy w systemie pomiarów akceleratorowych, których istotną cechą jest cykliczność pomiarów jednostkowych. Warunkuje ją częstotliwość impulsów taktujących centralnego generatora sterującego zwanego potocznie zegarem systemu. Impulsy zegarowe, inicjujące produkcję zdarzeń fizycznych [231], wykorzystywane są wówczas jako jeden z sygnałów niosących informacje czasowe21. W naturalnej sekwencji impuls startu wyprzedza wzbudzoną przezeń odpowiedź detektora, a dzielący je interwał ∆T jest przedmiotem pomiaru. Wobec stałości okresu impulsów zegarowych (TCl = const) pomiaru ∆T można dokonać pośrednio, nadając odpowiedzi detektora atrybut sygnału startu, a bezpośrednio kolejny impuls zegara wykorzystując jako impuls stopu. Te alternatywne możliwości ilustruje poglądowo rysunek 163. ∆T

HIT

H

∆T ’ = TCl - ∆T

Clock

AG

TCl

Rys. 163. Możliwe sposoby wykorzystania impulsów zegarowych jako sygnału odniesienia czasowego (START lub STOP)

BG

W omawianym układzie impulsy zegarowe (Clock) pełnią funkcję impulsów startowych. Impuls stopu, informujący o momencie detekcji zdarzenia w punkcie pomiarowym (HIT), dostarczany jest natomiast przez odpowiedni kanał detekcyjny, powodując krótkotrwałe - na czas odczytu - „zamrożenie” stanu matrycy i przekazanie jej zawartości do toru dalszej obróbki. Model demonstracyjny tego układu wykonano w formie monolitycznej struktury scalonej zrealizowanej w submikronowej (0.7 µm) technologii CMOS. Matrycę buforów opóźniających skonfigurowano dla zadanej częstotliwości zegara (80 MHz) i zakresu dynamicznego (~3 µs) przy uwzględnieniu możliwości wybranej technologii (tDmin ~ 400 ps), ustalając wartości znamionujących ją czynników (F =4, N =35, M =28). Zapewniły one utrzymanie jednostkowego opóźnienia buforów linii pomiarowych (N) na dopuszczalnym poziomie minimalnym (tD N = 357 ps). Dla tak zdymensjonowanej matrycy rozmiar najmniej znaczącego bitu osiągnął wartość LSB = 89.3 ps determinując w ostatecznym efekcie teoretyczną rozdzielczość czasową Resteor układu. Jest ona tożsama z błędem kwantyzacji [247] i w rozważanym przypadku wyniosła Resteor =

21

LSB 12

= 25.8 ps RMS

(239)

Pomiary tego rodzaju przyjęto w praktyce spektrometrii czasowej nazywać pomiarami zegarowymi względnie jednodetektorowymi, w odróżnieniu od klasycznych pomiarów dwudetektorowych, gdy impuls startu oraz impuls stopu generowane są w dwu różnych detektorach promieniowania.

180

3.4. Ekstrakcja informacji przez selekcję czasową Ten sposób ekstrahowania informacji z sygnału radiometrycznego zalicza się do kategorii metod opartych na zasadzie sprawdzianu. Jej rezultatem jest stwierdzenie czy para względnie paczka impulsów mieści się w zadanym interwale czasowym, stanowiące informację warunkującą dalsze procedury pomiarowe. W rozdziale niniejszym omówimy dwa rodzaje układów pracujących według tej zasady, a mianowicie układy koincydencyjne i bramki liniowe.

3.4.1. Układy koincydencyjne

H

Układ koincydencyjny jest układem aktywnym dającym odpowiedź wyłącznie na równoczesne (koincydentne) działanie zadanej liczby wymuszeń. Zależnie od wymogów konkretnego eksperymentu pomiarowego jest on wykorzystywany do ekstrakcji informacji o częstości (liczbie) zdarzeń koincydentnych, bądź do selekcji takich zdarzeń w celu dalszego ich procesowania. Z punktu widzenia funkcjonalności układu stanowi on w istocie (wielokanałowy) detektor równoczesności zdarzeń.

AG

Zgodnie z określeniem definicyjnym statystycznej teorii komunikacji jego odpowiedź ma charakter binarny (TAK / NIE) i przybiera formę impulsu wyjściowego standaryzowanego w czasie i amplitudzie. Zadania funkcjonalne stawiane takiemu układowi (kondycjonowanie sygnałów wejściowych, identyfikacja równoczesności zdarzeń, standaryzacja odpowiedzi) realizowane są w kaskadzie tworzących go subukładów. Stanowią je: blok wejściowy, układ wybierający oraz standaryzator, oznaczone na schemacie blokowym (na rysunku 164) odpowiednio symbolami: BW, UW i ST. 1 2

BG WE

BW

UW

ST

WY

k n

Rys. 164. Schemat blokowy układu koincydencyjnego

Układy koincydencyjne przyjęto klasyfikować według sposobu kondycjonowania impulsów wejściowych. W przypadku liniowego ich przekształcania (wzmacniania, skracania) względnie bezpośredniego podawania na wejście układu wybierającego układy takie określane są mianem układów typu „overlap” (overlap coincidence). Alternatywną kategorię stanowią układy regeneracyjne. Procesowi regeneracji podlegają w nich impulsy wejściowe, przybierając w efekcie postać unormowanego w czasie i amplitudzie impulsu prostokątnego. Literatura przedmiotu bardziej odległych lat podaje wiele innych sposobów klasyfikacji [161] odnoszących się zasadniczo do pierwszej z wyżej wymienionych kategorii układów. Odwołamy się do niej później przy omawianiu wybranych rozwiązań układowych.

181

Własności układów koincydencyjnych opisuje zespół charakterystycznych parametrów znamionowych, a mianowicie: czas rozdzielczy, współczynnik wyboru, czas martwy, czułość koincydencji oraz skuteczność koincydencji. • Czas rozdzielczy τr z mocy definicji określa maksymalną odległość bezpośrednio sąsiednich impulsów, przy której układ traktuje je jako jednoczesne. Parametr ten jest więc miarą dokładności detekcji równoczesności zdarzeń. W przypadku układów typu overlap czas rozdzielczy zależny jest od kształtu i szerokości impulsów. Podając jego wartość niezbędne jest więc uzupełnienie jej informacją dla jakich impulsów została ona wyznaczona. Fakt ten dał asumpt do wyróżnienia dwóch rodzajów czasu rozdzielczego: elektronicznego τrE oraz fizycznego τrF. Pierwszy determinuje rozdzielczość układu koincydencyjnego dla standardowych, prostokątnych impulsów wejściowych. Stanowi on w istocie rezultat testowania samego układu elektronicznego. Drugi natomiast określa efektywną rozdzielczość całego koincydencyjnego systemu pomiarowego, uwarunkowaną zarówno inherentnymi własnościami układu elektronicznego jak i charakterem, generowanych przez detektory, impulsów.

AG

H

W najprostszej konfiguracji układu koincydencyjnego tego typu blok wejściowy redukuje się do konwencjonalnego obwodu sprzęgającego, względnie dolnoprzepustowego stopia wzmacniającego. Czas rozdzielczy w pierwszym przybliżeniu odpowiada wówczas długości impulsów wejściowych. Wobec wielorakiego wpływu szeregu czynników na czas rozdzielczy wyznaczany jest on wyłącznie w eksperymentalnych procedurach pomiarowych. Należą do nich dwie metody: metoda koincydencji przypadkowych [248], [249] i metoda koincydencji opóźnionych [161].

BG

Rysunek 165 przedstawia schemat układu pomiarowego opartego na drugiej z wymienionych metod. Przypomina on wiernie konfigurację prostego, jednokanałowego analizatora czasu; różniąc się od niej jedynie organizacją zewnętrznego obwodu wejściowego. top

BW

UW

ST

REJ

WE

DL

Takum

Rys. 165. Schemat układu do wyznaczenia krzywej koincydencji opóźnionych

W szczególności obydwa kanały układu koincydencyjnego sterowane są ze wspólnego źródła impulsów (detektora); podstawowy - bezpośrednio, a porównawczy - za pośrednictwem członu opóźniającego. Efektem serii pomiarów bezpośrednich jest tak zwana krzywa koincydencji opóźnionych, stanowiąca histogram zależności średniej częstości rejestrowanych zliczeń od wartości wprowadzanego opóźnienia tD. Praktycznie pomiar dokonywany jest techniką „punkt po punkcie”, przy czym średnia częstość zliczeń wyznaczana jest pośrednio przez pomiar liczby zliczeń Nk w założonych, stałych interwałach akumulacji Takum dobranych według wymaganej

182

dokładności. Zwyczajowo przyjęto przeprowadzać dwie serie pomiarów w warunkach alternatywnych położeń członu opóźniającego w torach sygnałów wejściowych. Formalnie położeniom tym przyporządkowuje się dodatnie względnie ujemne wartości czasu opóźnienia.

H

Kształt i rozległość krzywej koincydencji opóźnionych silnie zależą od analogicznych parametrów impulsów wejściowych, w szczególności zaś od przebiegu ich krawędzi czołowych i ich względnego udziału w impulsie. W zakresie mikrosekundowym, gdy czas narastania impulsu oraz jego fluktuacje są pomijalne w relacji do długotrwałości i regularności pozostałej jego części, krzywa koincydencji opóźnionych przyjmuje postać przebiegu ’. Ukazano go na rysunku 166a. Jego rozpiętość zawiera informację o czasie rozdzielczym układu, który - w rozważanym przypadku - jest równy połowie jej wartości. Charakter impulsów wejściowych sprawia, że rozdzielczości: fizycznaτrE i elektroniczna τrF praktycznie są sobie równe, czyli τr =τrF =τrE. Różnią się one jednak w przypadku impulsów zaliczanych do zakresu nanosekundowego, w którym relacje właściwe zakresowi mikrosekundowemu nie są już słuszne. Krzywe koincydencji opóźnionych przybierają wówczas kształt krzywych dzwonowych (rys. 165 b), a wyznaczenia wartości obu czasów rozdzielczych, fizycznego i elektronicznego, dokonuje się umownie na podstawie konwencji równoważnego impulsu prostokątnego [250], według której

AG

N

NEmax

N

2τrE

2τrF

b)

a)

+ tD

2τr

BG

- tD

- tD

NFmax

+ tD

Rys. 166. Przebiegi krzywych koincydencji opóźnionych a) dla impulsów mikrosekundowych, b) dla impulsów nanosekundowych

τ rF =

1 2 N F max

+∞

∫ N (t

D

) dt D

(240)

−∞

oraz τ rE =

1 2 N E max

+∞

∫ N (t

D

) dt D

(241)

−∞

Fluktuacje czoła standardowego, nanosekundowego impulsu prostokątnego (wykorzystywanego w procedurze wyznaczania elektronicznej krzywej koincydencji opóźnionych) są daleko mniejsze ad analogicznych fluktuacji impulsów licznikowych. Stąd więc zawszeτrF > τrE, przy czym wartości tych parametrów mogą się różnić nawet o rząd wielkości. 183

• Współczynnik wyboru ρ określa „wyrazistość” odpowiedzi układu na zdarzenia koincydentne. Wyraża ją stosunek amplitudy odpowiedzi układu wybierającego Vn w przypadku pełnej koincydencji, tj. koincydencji impulsów na wszystkich n wejściach układu, do amplitudy jego odpowiedzi Vn-1 wymuszonej sygnałami koincydentnymi na (n-1) wejściach. def

ρ =

Vn Vn −1

(242)

Obok czasu rozdzielczego stanowi on drugi z najważniejszych parametrów znamionowych układów koincydencyjnych. • Czas martwy tm układu koincydencyjnego, zgodnie z ogólną definicją tej wielkości, determinuje wartość interwału chwilowego zaniku funkcjonalności układu po każdorazowym zarejestrowaniu zdarzenia koincydencyjnego. Czas martwy układu koincydencyjnego podyktowany jest głównie procesami przejściowymi w stowarzyszonym z układem wybierającym standaryzatorze (monowibratorze).

H

• Czułość koincydencji określana jest jako minimalna amplituda, działających w koincydencji impulsów wejściowych, wymagana dla wygenerowania impulsu wyjściowego.

AG

• Skuteczność koincydencji ηk stanowi wreszcie parametr statystyczny, wskazujący jaki procent zdarzeń koincydentnych jest przez układ rzeczywiście rejestrowany.

BG

W analizie pracy wielokanałowych układów koincydencyjnych stosowany jest dla wygody pomocniczy parametr k zwany krotnością koincydencji, określający liczbę kanałów, w których pojawiają się zdarzenia (impulsy) koincydentne. Według tak przyjętej konwencji w przypadku pełnej koincydencji, to jest koincydencji zdarzeń we wszystkich n kanałach układu, krotność koincydencji równa się pełnej liczbie kanałów. Przypadki, w których 1< k < n, określane są mianem niepełnych koincydencji. Krotność koincydencji k = 1 odpowiada przypadkowi pojawienia się sygnału na jednym tylko (dowolnym) wejściu układu.

3.4.1.1. Koincydencyjne układy typu „overlap” Prekursorem szerokiej gamy tego typu układów koincydencyjnych jest układ Bothego [251]. Zaproponowana przezeń nowa metoda pomiarowa stanowiła istotny przełom w technice pomiarów koincydencyjnych tworząc fundament nowoczesnej spektrometrii czasowej. Doniosłość koncepcji Bothego potwierdziły kolejne lata jej szerokiego upowszechnienia i rozwoju. Wypada przypomnieć, że za jej opracowanie i wykonane przy jej pomocy badania eksperymentalne Autor został uhonorowany nagrodą Nobla [252]. Przytoczone względy przemawiają za przypomnieniem tej pionierskiej realizacji układowej. Jej schemat ideowy przedstawiono na rysunku 167. Jądro układu stanowi - wykonany na lampie dwusiatkowej RES 044 - układ wybierający. W układzie zastępczym można go przedstawić w formie szeregowego zespołu kluczy sterowanych sygnałami wejściowymi. Z tego też względu układ ten zaliczany jest do kategorii układów szeregowych. Uzupełniają go wejściowe subukłady kondycjonowania 184

ELEKTROMETR

NUMERATOR TELEFON.

RE 134

- WN

- WN

N

5000

L.G-M

L.G-M

RES 044

W 404

W 404 2000

30

30

2000 5G

10M

2M

1M

10M

1M

2M

10M

5G

100 V

Rys. 167. Schemat układu koincydencyjnego Bothego [251]

BG

AG

H

impulsów licznikowych (obwody skracające C-R w kaskadzie ze wzmacniaczami na lampach W 404) oraz obwody rejestracji zdarzeń koincydentnych (elektrometr lub wyjściowy stopień wzmacniający na lampie RE 134 z numeratorem telefonicznym). W stanie spoczynkowym obydwie siatki lampy RES 044 spolaryzowane są zaporowo i potencjał jej anody równy jest napięciu zasilania (100 V). Działające w koincydencji na wejściu układu ujemne impulsy licznikowe powodują odblokowanie lampy, wywołując w konsekwencji - na czas trwania przekrycia superponujących wymuszeń - spadek potencjału anodowego; praktycznie do poziomu zerowego. Uformowana w ten sposób odpowiedź układu wybierającego rejestrowana jest w stowarzyszonym obwodzie rejestracji zdarzeń. Czas rozdzielczy prototypowej konfiguracji układu Bothego wynosił aż 1.4 ms, co satysfakcjonowało jeszcze aktualne wymagania, prowadzonych podówczas przez Autora, eksperymentów. Znaczącą poprawę tego parametru osiągnięto dzięki postępowi w rozwoju lamp elektronowych. Przykłady takich rozwiązań znajdzie czytelnik w opracowaniu monograficznym [70]. Szczególnie dobrymi własnościami (ρ = 103; τr = 3 10-10s) wyróżnia się wśród nich układ z lampą strumieniową 6BN6 w stopniu wybierającym [225]. Tak dobrych własności nie udaje się uzyskać w tranzystorowych replikach tej konfiguracji. Wprawdzie współczynnik wyboru jest tu równie wysoki jak w układach lampowych, nie mniej jednak relatywnie duży (rzędu paru mikrosekund) i niestabilny czas rozdzielczy eliminuje te układy z zastosowań praktycznych. Główną przyczyną jest efekt przeciągania, opóźniający powrót tranzystorów ze stanu nasycenia do stanu odcięcia. Dogodniejsze możliwości emulowania układów lampowych w technice półprzewodnikowej zapewniają natomiast realizacje o konfiguracji równoległej. Tę alternatywną grupę układów koincydencyjnych zapoczątkowało opracowanie B. Rossiego [252]. Opublikowane zaledwie kilka miesięcy po ukazaniu się artykułu Bothego zyskało dominującą popularność, stając się zarazem inspiracją do konstrukcji szeregu konfiguracji pochodnych. Właściwym wydaje się przeto przypomnienie układu Rossiego również w jego oryginalnej realizacji. Jej schemat ideowy przedstawiono na rysunku 168. Podstawowy blok 185

funkcjonalny układu, stanowiący trzechkanałowy układ wybierający, wyróżniono na nim przez zaciemnienie mieszczącego go części pola schematowego. Obejmuje on zespół lampowych stopni wzmacniających (L1,L2,L3) ze wspólną rezystancją obciążenia RL. - WN

- WN LGM

LGM

- WN LGM

L-1

L-3

L-2 100

100

100

G5

G5

RL

G5 8M

8M

L-4

8M

8M

H

Rys. 168. Schemat układu koincydencyjnego Rossiego [252 ]

BG

AG

W stanie spoczynkowym, wobec zerowej polaryzacji wstępnej ich siatek, wszystkie lampy pracują w nasyceniu, a wspólny ich potencjał anodowy V0 utrzymywany jest na poziomie bliskim zera. Impulsy wejściowe ujemnej polarności powodują blokowanie poszczególnych stopni podnosząc odpowiednio - zależnie od krotności koincydencji k potencjał anodowy Vk. Proces ten jest silnie nieliniowy, tak że dla niepełnych koincydencji zmiana potencjału anodowego jest bardzo niemal pomijalnie mała. Dopiero przy k = n zachodzi skokowy wzrost potencjału anodowego Vn do poziomu napięcia zasilania VZ. Stanowi on sygnał wyjściowy układu wybierającego, przekazywany na stopień wyjściowy (L4) wyposażony w sygnalizator akustyczny (słuchawkę). Zliczanie wykrywanych koincydencji dokonywano w prymitywny, choć zadowalający na miarę ówczesnych potrzeb eksperymentalnych sposób, odnotowując ręcznie sygnalizowane zdarzenia. Podstawowe parametry konfiguracji Rossiego w oczywisty sposób zależą od własności zastosowanych lamp elektronowych i wartości pasywnych elementów układowych. Rozważmy ich wpływ na wartości współczynnika wyboru oraz czasu rozdzielczego na kanwie, przedstawionego na rysunku 169, uogólnionego schematu zastępczego. VZ RL WY

x K1 S1 r1

K2

K3

S2

S3

r2

r3

CR

Kn Sn rn

Rys. 169. Uogólniony schemat zastępczy układu Rossiego

186

Każdy kanał reprezentowany jest na nim przez klucz Ki z wyodrębnioną jego rezystancją wewnętrzną ri , symulujące sterowany sygnałem Si element aktywny (lampę elektronową). Zespół n równolegle połączonych takich kluczy wespół z rezystancją obciążenia RL tworzy sterowany dzielnik napięcia zasilany stałym napięciem VZ . Na schemacie ukazano również wypadkową pojemność bocznikującą CR, stanowiącą sumę pojemności wyjściowych elementów aktywnych oraz rozproszonych pojemności montażowych. W stanie spoczynkowym wszystkie klucze są zwarte. Zakładając identyczność wszystkich kluczy (r1 = r2 =....= rn= r ) potencjał punktu węzłowego „x” przyjmuje wówczas wartość Vx(0) równą V x ( 0 ) = VZ

r nR L + r

(243)

V x ( n ) = VZ

Vx ( n −1) = VZ

r RL + r

AG

Przy założeniu wyniosą więc

oraz

H

Względem tego poziomu, stosownie do aktualnej krotności koincydencji, rozbudowują się odpowiedzi układu. Dla interesujących nas przypadków krotności (k=n oraz k=(n-1)), poziomy ich w stanie ustalonym osiągają odpowiednio wartości

dostatecznie długich impulsów wejściowych, amplitudy odpowiedzi ⎡ r ⎤ Vn = V x ( n ) − V x ( 0 ) = V Z ⎢ 1 − ⎥ ⎣ nR L + r ⎦

BG

oraz

⎡ r r ⎤ − Vn −1 = V x ( n −1) − V x ( 0 ) = V Z ⎢ ⎥ ⎣ R L + r nR L + r ⎦

(244)

(245)

Podstawiając powyższe zależności do równania definicyjnego (240) otrzymujemy ρ =

n ⎛ RL ⎞ + 1⎟ ⎜ n −1 ⎝ r ⎠

(246)

Formuła powyższa ukazuje explicite charakter wpływu elementów układowych konfiguracji Rossiego na wartość współczynnika wyboru. Wyprowadzono ją wszakże przy „cichym” założeniu idealnie prostokątnych impulsów wejściowych oraz bezinercyjności układu (pominięciu pojemności CR, ukazanej na schemacie zastępczym układu). Rzeczywista obecność tej pojemności wywiera istotny wpływ na formowanie odpowiedzi na zespół działających jednocześnie wymuszeń. Zilustrowano go poglądowo na rysunku 170. Uwzględnienie procesów przejściowych, przebiegających ze stałymi czasowymi τ1 i τ2, właściwymi dla zadanych krotności koincydencji k = n oraz k = (n-1)

187

ti Ø ¶

ti

ti B

A

Vi (t) Vo (t)

Vx ( n )

Vx ( n )

[j.u.] Vx ( n-1)

ρ<1 Vx ( n-1) Vx ( n )

Vx ( n-1)

ρ>1 Vx (0)

Vx (0)

Vx (0)

t [j.u.]

Rys. 170. Ilustracja zależności odpowiedzi układu Rossiego od czasu trwania koincydentnych impulsów wejściowych

⎡ τ 2 = ⎢ RL ⎣

r ⎤ CR n − 1 ⎥⎦

AG

modyfikuje formułę (244) do postaci

oraz

H

τ1 = RL CR

(248)

BG

⎛ t ⎞ 1− exp ⎜⎜ − i ⎟⎟ ⎛ ⎞ n τ1 ⎝ τ1 ⎠ ⎜ −1⎟ ρ= ⎜ ⎟ n − 1 ⎝ τ2 ⎠ ⎛ t t ⎞ 1− exp⎜⎜ − i − i ⎟⎟ ⎝ τ 2 τ1 ⎠

(247)

Jest ona również obciążona wspomnianymi uprzednio założeniami upraszczającymi (idealizowany przebieg prostokątny i absolutna równoczesność impulsów wejściowych), tym nie mniej - w pierwszym przybliżeniu - uznawana jest za instruktywną i praktycznie użyteczną [91], [93], [161]. W szczególności pierwsze z wymienionych założeń utożsamia czas rozdzielczy τr z długością impulsu ti wiążąc go w konsekwencji ze współczynnikiem wyboru [253]. Wpływ występujących w formule (248) parametrów, oraz ich wzajemnych relacji na wartość współczynnika wyboru uwidacznia się przejrzyściej w prezentacji graficznej. Przedstawiono ją w formie znormalizowanej na rysunku 171. Jest ona wielce pomocna w procedurze projektowania układu, kiedy na gruncie ogólnych założeń (n, ρ, τr), przy uwzględnieniu ograniczeń technicznych (r, CR), ostatecznego ustalenia wartości ρ i τr dokonuje się na drodze racjonalnego kompromisu przez dobór odpowiedniej wartości RL. Dodajmy, że za zadowalającą przyjmuje się na ogół wartość ρ na poziomie 5÷6.

188

10 n −1 ρ n

8 (τ1/τ2) = 10

6

(τ1/τ2) = 5 4 (τ1/τ2) = 3 (τ1/τ2) = 2 2

(τ1/τ2) = 1

1 2

4

6

8 10

20

H

1

ρ n-1 = F(τr/τ2)⏐(τ1/τ2) = const n

AG

Rys. 171. Rodzina krzywych zależności:

τr/τ2

Na kształtowanie sumarycznej odpowiedzi układu koincydencyjnego - a mówiąc ściśle, jego bloku wybierającego - i w konsekwencji na wartości współczynnika wyboru oraz czasu rozdzielczego, znaczący wpływ wywiera efekt niepełnego przekrycia superponujących impulsów wejściowych. Tego rodzaju sytuację ilustruje rysunek 172 ukazujący na piedestale cząstkowych odpowiedzi (n-1) kanałów odpowiedź, na przesunięty względem nich (o tp), impuls doprowadzający do pełnej koincydencji.

BG

Bezpośrednim skutkiem braku pełnego przekrycia wszystkich impulsów jest obniżenie amplitudy formowanego w stopniu wybierającym impulsu wyjściowego. Efektem wtórnym jest więc odpowiednie obniżenie wartości współczynnika wyboru oraz czasu rozdzielczego. Zredukowanemu w ten sposób czasowi rozdzielczemu nadano nazwę „efektywny czas rozdzielczy”. Na rysunku oznaczono go symbolem τr ef. Zgodnie z definicją obejmuje on interwał, w obrębie którego przekrywają się impulsy ze wszystkich n kanałów; równy jest więc różnicy czasu impulsu wejściowego ti i czasu przesunięcia tp. τ r ef = t i − t p

(249)

Powyższa dyskusja układu koincydencyjnego Rossiego dotyczyła w istocie jego układu wybierającego. Wszelako, drugi blok funkcjonalny układu - standaryzator modyfikuje jego własności, głównie poprzez uzależnienie efektywnych wartości podstawowych parametrów jak ρ i τr od progu dyskryminacji (Vprog) stosowanego w tym stopniu uniwibratora. Przedstawione na rysunku 172 diagramy uzupełniono odnotowaniem również tego efektu, oznaczając symbolem τref zmodyfikowaną wartość czasu rozdzielczego, uwarunkowaną poziomem dyskryminacji Vprog uniwibratora. Realizacje lampowe konfiguracji Rossiego zostały skutecznie wyparte przez ich odpowiedniki półprzewodnikowe; w pierwszym rzędzie - tranzystory. Zastosowanie 189

tranzystorów, dzięki ich niskiej oporności wyjściowej w stanie nasycenia (5÷20 Ω) pozwoliło wydatnie zredukować wartość stałej czasowej τ2. Zauważmy, że w przypadku lamp elektronowych oporności te wynosiły: dla triod ok. 10 kΩ, a dla pentod (1÷3 kΩ). W porządku przyczynowo-skutkowym redukcja oporności zwarciowej r klucza pozwala, przy zachowaniu nie zmienionej wartości współczynnika wyboru ρ, znacznie zmniejszyć wartość rezystancji RL, a tym samym stałą czasową τ1 i w prostej konsekwencji, czas rozdzielczy τr układu. Vx Vx ( n ) Vprog Vx ( n-1)

a)

Vx (1)

Vx (0) t

τr ef

Vi (n)

Vi

ti

AG

b)

H

τref

t

tp

c)

Vi

Vi Σ(1....n-1)

t

ti

BG

Rys. 172. Skutek niepełnego przekrycia impulsów wejściowych a) sygnał wyjściowy układu wybierającego b) i c) superponujące impulsy wejściowe

Uzyskany rezultat jest jednak pomniejszany, charakterystycznym dla pracy w nasyceniu „czasem przeciągania” [254], degradującym efektywny czas rozdzielczy. Dla zilustrowania tranzystorowej wersji konfiguracji Rossiego posłużymy się zaawansowanym rozwiązaniem Gouldinga i Mc Naughta [255]. Jego schemat ideowy przedstawiono na rysunku 173. Jak łatwo zauważyć, podstawowy jego człon funkcjonalny - trzechkanałowy układ wybierający (T2,T3,T4) - został uzupełniony złożonym układem uniwibratora (T1,T5) blokowanego sygnałem wzbronienia (antykoincydencji). W stanie spoczynkowym tranzystor T5 jest odcięty, natomiast pozostałe tranzystory T1...T4 pracują w głębokim nasyceniu. Ich sumaryczny prąd IΣ ustala wspólny rezystor RE

w obwodzie ich emiterów. Każda niepełna koincydencja zmienia jedynie wartości prądów w przewodzących tranzystorach. W przypadku pełnej koincydencji całkowity prąd IΣ przejmuje tranzystor T1, a formowany na rezystancji RL skok napięcia uaktywnia (odblokowuje) tranzystor T5. W zaistniałej sytuacji tranzystory T1 i T5 pracują w układzie wzmacniacza z dodatnim sprzężeniem zwrotnym, pełniąc w efekcie funkcję uniwibratora. 190

Pobudzony dodatnim skokiem napięcia na rezystorze RL, generuje on impuls prądowy o czasie trwania podyktowanym przez wartości elementów obwodu różniczkującego CT-RT (ok. 300 ns). Prawidłową pracę układu zapewnia odpowiednie kondycjonowanie impulsów wejściowych, ustalające ich amplitudę (1 V ± 10%) oraz rozciągłość czasową, warunkującą osiągnięcie żądanej rozdzielczości w przedziale nanosekundowym (~ 40 ns). + 30 V + 15 V 316

RE 1k47

1N904

2N604

2N604

6k81

1N904

1N904

1N904

2N604

T1

6k81 RT

2N604

T2

T3

1N904

316

2N604

T4

T5

383 50n 33k

WE WZBR

33k 464

50n 50n

33k

33k

820 CT

2µ 2µ

47 15k

50n

WE KOINCYDENCYJNE 1V ± 10%

CZ

4k7

WY 10mA

AG

1V ± 10%

RL

H

50n

Rys. 173. Schemat ideowy układu koincydencyjno-antykoincydencyjnego wg [254]

BG

Dokonana przez R.L.Garwina [256],[257] modyfikacja układu Rossiego pozwoliła zredukować jego czas rozdzielczy do pojedynczych nanosekund. Rysunek 174 przedstawia uogólniony schemat zastępczy tego udoskonalonego układu. Ciemniejszym tłem objęto na nim sieć elementów (R-C-D) tworzących subukład usprawniający. Zadania jego sprowadzają się do trzech operacji funkcjonalnych: • ograniczenia amplitudy odpowiedzi układu na koincydencje niepełne • blokady wyjścia układu dla tak zminimalizowanych odpowiedzi • wydłużania impulsów stanowiących odpowiedź na koincydencję pełną. Fundamentalne znaczenie ma operacja pierwsza. Jest ona realizowana w obwodzie obciążenia sekcji kluczy elektronicznych (RA,D1,RB,CB). Dla uzyskania zamierzonego celu wartości elementów tego obwodu ustalane są według warunków R B C B >> t imp

(250)

R A ≥ (n − 1) R B

(251)

Warunek (248) zapewnia dynamiczne kotwiczenie punktu węzłowego (RB-CB-D1)22 na założonym potencjale, to jest utrzymanie potencjału tego punktu na stałym poziomie podczas trwania impulsu. Nierówność (251), jak wykażemy dalej, warunkuje natomiast utrzymywanie diody D1 w stanie przewodzenia aż do krotności koincydencji k = (n-1). Na 22

Dla sygnałów impulsowych punkt ten efektywnie zwarty jest z „masą”.

191

gruncie powyższych warunków, zakładając nadto, dla uproszczenia analizy, że każdy kanał daje identyczny wkład Ik w sumaryczny prąd IΣ wyznaczymy współczynnik wyboru zmodyfikowanego układu. To uzupełniające założenie jest równoważne zastąpieniu prostych kluczy elektronicznych o niskiej oporności zwarciowej kluczowanymi źródłami prądowymi o wydajności Ik. Jak pamiętamy, z mocy definicji, współczynnik wyboru określony jest stosunkiem amplitud impulsów wyjściowych przy krotności koincydencji k = n oraz k = (n-1). Są one prostymi funkcjami prądów IA oraz IB w równoległych gałęziach obciążenia wynoszących odpowiednio

IΣ K2

K1 S1 r1

CS

RA

RB

IA

IB

D1

D2

S3

r2

r3

WY RS

x

K3

S2

CB

Kn CR

Sn rn

IK

H

VZ

I A = IΣ

( R B + rD ) RB ≅ IΣ R A + RB R A + ( R B + rD )

(252)

RA RA ≅ IΞ R A + RB R A + ( R B + rD )

(253)

BG

I B = IΣ

AG

Rys. 174. Uogólniony schemat zastępczy układu Garwina

I tak, składowa IB determinuje spadek napięcia VD na diodzie D1 VD ≅ I Σ

R A rD R A + RB

(254)

Celowy dobór wartości RA i RB nie dopuszcza przekroczenia tego poziomu przez odpowiedzi cząstkowe, wobec czego z zadowalającym przybliżeniem można go utożsamiać z V(n-1). Formowanie odpowiedzi przy pełnej koincydencji przebiega z kolei w warunkach odcięcia diody. Amplituda odpowiedzi Vn osiąga więc wartość Vn ≅ I A R A = I Σ

RB R A R A + RB

(255)

Podstawienie związków (254) i (255) do formuły definicyjnej (242) prowadzi do wyniku ρ=

192

RB rD

(256)

Wobec bardzo małej (ok. 10 Ω) wartości rezystancji przewodzącej diody, łatwo więc uzyskać wymaganą wartość współczynnika wyboru (ρ<10) przy relatywnie niewielkiej rezystancji RB. Tego samego rzędu jest rezystancja RA, (decydująca podobnie jak w układzie Rossiego o rozdzielczości czasowej τr) co powoduje w efekcie istotne skrócenie czasu rozdzielczego. W uzupełnieniu dyskusji zwróćmy uwagę na fakt, że - traktując kwestię ogólnie amplitudę odpowiedzi niepełnej V(n-1) wiąże ze spadkiem napięcia na diodzie VD relacja V( n −1) ≤ V D . Z tego względu równanie (256) należy również sprowadzić do nierówności: ρ ≥

RB rD

(257)

H

Zgodnie z zapowiedzią, poświęćmy wreszcie nieco miejsca wyprowadzeniu formuły (251). Zauważmy, że każda odpowiedź cząstkowa zwiększa odpowiednio do krotności koincydencji potencjał emitera (katody) diody D1 przy niezmiennym potencjale jej kolektora (anody). Formalnie możliwy jest więc wzrost potencjału emitera do poziomu powodującego odcięcie diody. Najbliższym takiej możliwości jest przypadek krotności k = (n-1). Spowodowana wówczas wyłączeniem (n-1) źródeł Ik zmiana prądu ∆IΣ wynosząca IΣ n

AG

∆I Σ = (n − 1) I K = (n − 1)

(258)

daje na wypadkowej rezystancji obciążenia RW = (RA7rD) ≅ rD przyrost potencjału ∆V(n-1) ∆V( n −1) =

n −1 n −1 I Σ rD I Σ ( R A rD ) ≅ n n

(259)

BG

Dla utrzymania diody w stanie przewodzenia nie może on przewyższyć wartości spoczynkowej VD określonej związkiem (254), czyli IΣ

R A rD n −1 I Σ rD ≥ R A + RB n

(260)

Proste przekształcenia uzyskanej zależności prowadzą ostatecznie do formuły (251) R A ≥ (n − 1) R B

Pozostałe dwie operacje usprawniające realizowane są w obwodzie spolaryzowanego zaporowo stretchera. Tworzą go: dioda D2 oraz równoległy dwójnik inercyjny (RS 7CS), zapięte zwrotnie na potencjał kotwiczenia diody D1 (węzeł x). Spolaryzowana zwrotnie dioda D2 pełni funkcję dyskryminatora progowego, który blokuje wyjście dla (zminimalizowanych) odpowiedzi cząstkowych. Dzięki temu, dodatkowemu zwiększeniu ulega efektywny współczynnik wyboru, umożliwiając poprzez redukcję rezystancji obciążenia zmniejszenie czasu rozdzielczego. W oryginalnym rozwiązaniu Garwina czas ten zredukowano do poziomu 3 ns. Porównywalną z nim jest rozciągłość czasowa impulsów wyjściowych układu wybierającego; zbyt krótka wobec wymagań kolejnych

193

stopni systemu pomiarowego. Niezbędną ich długość (~ 0.1 µsec) zapewnia racjonalny dobór wartości elementów biernych (RS, CS) stretchera. Konfiguracja Garwina znalazła zastosowanie również w układach tranzystorowych. Możliwość taka, by nie powiedzieć - konieczność, wynika ze wspomnianego uprzednio efektu „przeciągania”. Jedynym sposobem eliminacji tego szkodliwego (szczególnie w zakresie nano- i subnanosekundowym) efektu jest ustawienie spoczynkowego punktu pracy kluczy tranzystorowych w obszarze aktywnym ich charakterystyki. Oczywistym rezultatem takiej polaryzacji spoczynkowej jest znaczny wzrost oporności wyjściowej tranzystora. Jak już wiemy, skutecznym remedium na ten, również niepożądany skutek, jest właśnie przedstawiona wyżej konfiguracja Garwina. Praktyczne jej wykorzystanie ilustruje, przedstawiony na rysunku 175, schemat ideowy reprezentatywnego dla tej kategorii układów rozwiązania [258].

0.1µ

25k

6k2 15k

910

WE-A

T2A

T1A

7k5

6k2 DLA

1k1

T3B

T3A

3k

0.1µ

T2B

510

12k

T1B

0.1µ

3k

510

BG

2k

D1

0.1µ 0.1µ

D2

0.1µ

AG

510

12k

WY

H

18k

− 15 V

WE-B

0.1µ 6k2 DLB

2k 7k5

510 0.1µ Tranzystory 2N1143

Diody Q6-100

−5V

Rys. 175. Schemat ideowy tranzystorowego układu koincydencyjnego w konfiguracji Garwina według S. C. Bakera [258]

W centralnej części schematu zawarto elementy tworzące dwukanałowy układ wybierający. W kontekście przedstawionego wyżej opisu funkcjonalnego oryginalnej wersji lampowej nie wymaga on zasadniczo komentarza. Drobna, w stosunku do niej, różnica dotyczy sposobu polaryzacji diody D2, umożliwiającego regulację progu dyskryminacji odpowiedzi niepełnych, a także - w istotnej mierze - czasu rozdzielczego układu. Sygnały wejściowe w obu kanałach podlegają kondycjonowaniu w kaskadzie stopni OE – OC z międzystopniowym formowaniem (skracaniem do szerokości 18 ns) na zwartej linii opóźniającej (DL). Pierwszy stopień kaskady pełni funkcję wzmacniacza194

ogranicznika, drugi natomiast „izoluje” linię opóźniającą od niskiej oporności wejściowej klucza tranzystorowego. Znamionowe wartości podstawowych parametrów układu wynoszą: czas rozdzielczy τr =5 ns, współczynnik wyboru ρ = 10, czułość – 250 mV. Wypada również wspomnieć o „bliźniaczej” realizacji Sugarmana [259], [260]. Zarówno w układzie wybierającym jak i w obwodach kondycjonujących zastosowano w niej szybkie stopnie tranzystorowe typu OB. Rysunek 176 podaje uproszczony schemat tego rozwiązania. Jak łatwo zauważyć, w obwodzie kondycjonowania zastosowano prądowy system formowania sygnału wejściowego, czego widocznym skutkiem jest ograniczenie ilości stopni aktywnych kondycjonera tylko do jednego. Układ zrealizowano na bazie dostępnych podówczas elementów szybkiej elektroniki półprzewodnikowej, osiągając czas rozdzielczy τr =4 ns. KONDYCJONER N

WE2

KONDYCJONER 2

30

Z0=50Ω

1N263

50

AG

2N1195 WE1

H

2N502 WEN

WY R2

R1

KONDYCJONER 1

+5V

- 0.4 V

-9V

- 5V

BG

+9V

∼ 0.2V

Rys. 176. Uproszczony schemat ideowy układu Sugarmana [260]

Alternatywą równoległego układu tranzystorowego w technice półprzewodnikowej jest konfiguracja z kluczami diodowymi23. Na rysunku 177 przedstawiono jej schemat zastępczy. Klucze diodowe (Ki) reprezentowane są na nim przez element zwierny (zwi) z wyodrębnioną rezystancją zestyku (ri). Uzupełniają je włączone szeregowo rezystory (RG), tworząc wespół ze stowarzyszonymi diodami trójbiegunniki sterowane sygnałami wejściowymi (Si). W stanie spoczynkowym każda gałąź sieci rezystancji równoległych wnosi wkład równy ri+RG. Przy zadanej wartości RL znajduje to niekorzystny wyraz w odpowiednim zwiększeniu piedestału, oraz redukcji współczynnika wyboru. Impulsy wejściowe o polarności zgodnej z polarnością napięcia zasilania VZ blokują, zapięte w kierunku przewodzenia diody. Zależnie od krotności koincydencji, aż do wartości k = (n-1), wzrasta odpowiednio potencjał punktu węzłowego (x). Przy pełnej koincydencji, to jest dla k = n, w stan przewodzenia zostaje przełączona dioda blokowana sygnałem o najmniejszej amplitudzie Vi min. Taką też wartość (podwyższoną o spadek napięcia na złączu) 23

Za zwiastun tej klasy układów można uznać układ według koncepcji W.C. Elmora [262] .

195

przyjmuje wówczas potencjał punktu (x). Stąd też wywodzi się często używana nazwa: układ wyboru sygnału najmniejszego [161],[261]. W szczególnym przypadku, gdy amplitudy impulsów wejściowych wszystkich kanałów są takie same, ich poziom determinuje wartość potencjału Vx (n). VZ RL

WY

x K1

r1 zw1

S1

r2 zw2

K2

CR

rn zwn

Kn Sn

S2 RG

RG

RG

H

Rys. 177. Schemat zastępczy diodowego układu koincydencyjnego

AG

Podobieństwo strukturalne układów: tranzystorowego i diodowego, implikuje identyczną procedurę wyznaczenia podstawowych parametrów znamionowych. Wyjściowe równania dla obliczenia współczynnika wyboru przyjmują obecnie postać V x ( 0) = VZ

( RG + rD ) nR L + RG + rD

V x ( n ) = Vi min

BG

V x ( n −1) = V Z

( RG + rD )

R L + RG + rd

(261) (262) (263)

Prowadzą one do wyrażenia

Vi mn − V Z

ρ =

( RG + ri ) nR L + RG + ri

⎡ ( RG + ri ) ( RG + ri ) ⎤ − VZ ⎢ ⎥ ⎣ R L + RG + ri nR L + RG + ri ⎦

(264)

W praktyce korzysta się często z uproszczonej postaci tej formuły opartej na wzajemnych relacjach wielkości w niej występujących, a mianowicie R L > ( RG + ri ) Vi min > VZ

( RG + rD ) nR L + RG + rD

(265) (266)

Uwzględnienie ich w równaniu (264) daje w rezultacie, przybliżoną wprawdzie, ale bardzo prostą i przejrzystą zależność 196

ρ ≅

RL n Vi min n − 1 VZ RG + ri

(267)

Uwidacznia ona zasadność założenia (265), warunkującego uzyskanie możliwie wysokiej wartości współczynnika wyboru. Konfiguracja diodowa, w przeciwieństwie do układów tranzystorowych czy lampowych, dopuszcza w zasadzie dowolnie dużą wartość RL wobec jej znikomego wpływu na stałą czasową procesów przejściowych, związanych z blokowaniem kluczy. Największa z możliwych jej wartości τ w rozważanym układzie wynosi

[

τ = C R ( RG + ri ) R L

]

→

RL > ( RG + ri )

C R ( RG + ri )

(268)

Czas rozdzielczy układu τr wyznaczony według kryterium trzech stałych czasowych wynosi τ r ≅ 3 C r ( RG + r )

H

(269)

AG

W prostych układach dwukanałowych z łatwością można więc osiągnąć rozdzielczość czasową na poziomie paru nanosekund. W układach wielokanałowych nabiera znaczenia szkodliwy wpływ wzrostu piedestału i efekt przesłuchu odpowiedzi cząstkowych.

BG

Skutecznym remedium i w tym przypadku okazał się obwód usprawniający Garwina [263], [264]. Rysunek 178 ilustruje jedno z pierwszych, takiego właśnie typu, rozwiązanie układowe [264]. Właściwy układ wybierający tworzą tu diody D1 i D2 , rezystory R1 i R3, oraz rezystor RA, bocznikowany gałęzią usprawniającą RB, D3 i CB. Uzupełniają go, podobnie jak w układzie tranzystorowym Bakera, wtórniki (T1,T2) izolujące układ wybierający od obwodu formowania sygnału wejściowego.

4k7

0.1µ

- 10 V

RA

22k

2N501

- 20 V

WY RB

D3

2N501

150 10n

S570G

WE-1

D1

10n 10k

470

WE-2 0.1µ

D2

RG1 RG2

470

10k

15

Rys. 178. Schemat ideowy dwukanałowego, diodowego układu koincydencyjnego wg [264]

Znaczącym ulepszeniem podstawowej, diodowej konfiguracji równoległej było zastąpienie szeregowych rezystorów RG diodami tunelowymi [265]. Działanie tak zmodyfikowanego układu omówimy na przykładzie jego wersji dwukanałowej, której schemat

197

ideowy oraz diagram charakterystyki prądowo-napięciowej diody tunelowej przedstawiono na rysunku 179. - VZ IDT

RL WY

IWE IP (1mA)

x

d b

DA WEA

Ri CS

DB

VD

CR

α

WEB

Ri

β

DTA

1N2939

c

DTB

VDT

0.5 IP

CS

a)

IV

b)

a 0.1 V VaVbVP

0.5 V VV

Vc Vd

VDT

Rys. 179. Szybki układ koincydencyjny na diodach tunelowych

H

a)..schemat ideowy układu b) charakterystyka diody tunelowej

AG

Obie gałęzie diodowe zasilane są ze źródła napięciowego (VZ) przez relatywnie wysoką rezystancję R L >> ( rD + rDT ) , determinującą praktycznie sumaryczną wartość ich prądów spoczynkowych równą IΣ ≅ VZ /RL. Tak więc w przypadku odcięcia jednej gałęzi cały prąd zasilania IΣ przejmuje gałąź przewodząca. Wartość tego prądu powinna być nieco niższa od wartości prądu szczytu IP diody tunelowej.

BG

Na diagramie charakterystyki diody tunelowej zaznaczono punkty ich pracy w trzech charakterystycznych przypadkach: k = 0, k = 1 oraz k = 2. Pierwszy odpowiada stanowi spoczynkowemu układu wybierającego. Diody tunelowe w obu kanałach pracują wówczas w identycznym reżymie. Ich punkty pracy na diagramie charakterystyki oznaczono literą a. Dodatni impuls prądowy o amplitudzie wyższej od prądu szczytu, podany na dowolne wejście układu (co odpowiada przypadkowi k = 1) powoduje przesunięcie punktów pracy obu diod tunelowych; w kanale blokowanym do punktu d, a w kanale drugim - do punktu b. W rezultacie ulegają odpowiednim zmianom wartości potencjałów w węźle wejściowym (α) i wyjściowym (x) układu; w węźle (α) następuje wzrost do poziomu Vd wprowadzając w stan odcięcia diodę kluczowaną D, zaś w węźle (x ) przyrost o wartość ~(Vb–Va). W trzecim przypadku, efektem równoczesnego pojawienia się impulsów wejściowych w obu kanałach jest przemieszczenie punktu pracy obu diod tunelowych do punktu d, wywołując podniesienie potencjału w węźle wyjściowym (x) o wartość ~(Vd –Va). Uwzględniając w analizie spadki napięcia na diodach kluczowanych (VD(i)), zależności determinujące potencjał wyjściowego punktu węzłowego w wyróżnionych wyżej przypadkach przybierają odpowiednio formę:

198

dla k = 0 (stan spoczynkowy)

V x ( 0 ) = V D ( 0 ) + Va

(270)

dla k = 1 (stan k = n-1 )

V x (1) ≡ V x ( n −1) = V D (1) + Vb

(271)

dla k = 2 (stan k = n )

V x ( 2) ≡ V x ( n ) = V D ( 2) + Vd

(272)

Z zadowalającym praktycznie przybliżeniem można przyjąć VD(0) = VD(1) = VD(2)

(273)

wobec czego, korzystając z powyższych związków, łatwo wyznaczyć formułę określającą współczynnik wyboru układu. ρ =

V x ( 2) − V x ( 0)

=

V x (1) − V x ( 0 )

Vd − Va Vb − V a

(274)

W oryginalnym, prototypowym układzie P. Franziniego [264] zastosowano germanowe diody tunelowe typu 1N2939. Ukazana na rysunku 178(b) charakterystyka dotyczy tego właśnie typu. Przy zasilaniu napięciem VZ = -6 V oraz wartości rezystancji obciążenia RL = 15 kΩ, przyrosty potencjałów (Vb−Va) oraz (Vd –Va) wynosiły odpowiednio 10 mV i 500 mV, ustalając w rezultacie wartość współczynnika wyboru na poziomie ρ = 50.

H

Układy pracujące w reżymie wyboru sygnału najmniejszego stanowią tylko pewną szczególną, najbardziej zresztą upowszechnioną, kategorię równoległych układów diodowych. Wobec ich dużej różnorodności omówimy skrótowo tylko kilka wybranych układów tego rodzaju, odsyłając Czytelnika do starszych opracowań monograficznych [36], [93], [161] [261].

VPOL

100k

AG

Pierwsze diodowe układy koincydencyjne, dedykowane dla potrzeb spektrometrii scyntylacyjnej, wykorzystywały te przyrządy w charakterze elementów nieliniowych. W przedstawionym na rysunku 180 układzie [266] tworzą one gałęzie wejściowe sumatora 1N34

Vo

500

200k

BG

1N34

VoD

RCA 931-A

5-30

500

a)

1N34

10k

VoΣ

WY

VPOL

100k

2VoS VoS ViS

ViD

Vi

b)

Rys. 180. Diodowy koincydencyjny układ różnicowy wg. Mortona i Robinsona [266] a) Schemat ideowy układu wybierającego b) Charakterystyka przejściowa gałęzi sumatora

ważonego; dwie z nich odbierają impulsy napięciowe uformowane na wyjściach ostatnich dynod fotopowielaczy, trzecia natomiast, przeciwnej polarności impulsy napięciowe ukształtowane na wspólnym obwodzie anodowym obu fotopowielaczy. Z założenia metody, warunkującego poprawne działanie układu, amplitudy wszystkich indywidualnych impulsów wyjściowych obu fotopowielaczy muszą być jednakowe. Dopełnienie tego wymogu zapewnia odpowiednie zdymensjonowanie obwodów anodowych i dynodowych. W takich warunkach zdarzenia niekoincydentne skutkują uformowaniem antyfazowej pary impulsów (±ViS) w obwodach wyjściowych danego fotopowielacza, które wobec wzajem199

nej kompensacji, nie dają odpowiedzi na wyjściu sumatora. W przypadku zdarzeń koincydentnych sumaryczna amplituda odpowiedzi układu (VoD) na impulsy formowane w obwodach anodowych przewyższa łączną amplitudę (2VoS) odpowiedzi na parę impulsów dynodowych. Ich różnica (VoΣ = VoD - 2VoS ) determinuje amplitudę odpowiedzi układu na zdarzenia koincydentne. Opisane relacje ilustruje diagram (b) charakterystyki przenoszenia gałęzi sumatora. Układ wyróżnia się szczególnie wysokim współczynnikiem wyboru. Jego teoretyczna wartość, na miarę dokładności wyrównania amplitud impulsów pierwotnych fotopowielaczy, zdąża do nieskończoności. Podstawowym zadaniem układu była minimalizacja wpływu tła zewnętrznego i wewnętrznego w monitorach promieniowania w zakresie umiarkowanej jego intensywności. E. Baldinger i współpracownicy [267] zaproponowali inny sposób wykorzystania nieliniowości charakterystyki diod. Schemat opracowanego przez nich układu mostkowego, oraz możliwe reżymy jego pracy, ukazuje rysunek 181. A

D R3

a)

C

WY

E D3

WY

AG

WE2

B R2 D2

H

D1

R1 WE1

b)

WY

c)

Rys. 181. Mostkowa konfiguracja diodowo-rezystorowa układu koincydencyjnego

BG

a) Schemat ogólny układu b) Układ z pływającym wejściem (floating input) c) Układ z pływającym wyjściem (floating output)

Jest to złożony, dwuwejściowy mostek diodowo-rezystorowy o dwóch ramionach wspólnych (R3,D3) i wspólnej przekątnej wyjściowej. Tworzą go w istocie dwie identyczne struktury mostkowe: (R1,D1,R3,D3) oraz (R2,D2,R3,D3). Sygnały wejściowe o polarności właściwej stanowi przewodzenia diod podawane są na przekątne pionowe mostków (A-C i B-C), natomiast odbiór odpowiedzi dokonywany jest z zacisków (D-E) wspólnej przekątnej poziomej. Praktycznie może on być realizowany w dwóch wersjach ukazanych na schematach b) i c). Ścisłe zrównoważenie mostków daje zerową odpowiedź na wymuszenie pojedynczym impulsem na dowolnym wejściu. W terminach opisu własności (dwukanałowych) układów V( n −1) → 0 (275) W przypadku równoczesnego działania impulsów na obu wejściach układu, skutek działania jednego z superponujących impulsów można traktować jako napięcie polaryzacji wstępnej diody D3 zaburzające uprzedni stan zrównoważenia. W tym stanie impuls wejściowy drugiego kanału daje na przekątnej wyjściowej (D-E) sygnał V( n ) > 0

200

(276)

Stosunek obu tych sygnałów determinuje wartość współczynnika wyboru - jak łatwo wykazać - zależną od amplitudy impulsów wejściowych. Dodajmy, że podobnie jak w poprzednio relacjonowanym układzie, dla poprawnej pracy układu wymagane jest wyrównanie (ekwalizacja) amplitud impulsów wejściowych w obu jego kanałach. Liczniki scyntylacyjne stwarzają szczególnie dogodne warunki dla aplikacji układu mostkowego w wersji b) z pływającym wejściem. Przedstawiony na rysunku 182 uproszczony schemat takiej realizacji [161] w kontekście podanego wyżej ogólnego opisu nie wymaga dodatkowego komentarza.

AG

H

WY

Rys. 182. Mostkowy układ koincydencyjny (wybierający) z wejściem pływającym [161]

BG

Alternatywna aplikacja z pływającym wyjściem (wersja b) wymaga zastosowania bądź to prostego stopnia desymetryzującego [268], bądź symetrycznego wzmacniacza różnicowego. Fragmentaryczne z konieczności, retrospektywne spojrzenie na rozwiązania układów koincydencyjnych typu nieregeneracyjnego wypada uzupełnić oryginalnymi w koncepcji przykładami układów diodowo-pojemnościowych. Na rysunku 183 przedstawiono schemat ideowy układu wybierającego24 zrealizowanego w takiej technice przez Baya [269]. Jej wyróżniającą cechą jest wytłumianie, względnie autokompensacja, pojedynczych (niekoincydentnych) sygnałów odpowiednio z kanału B oraz A, oraz wykorzystanie sygnału z kanału B do wzbraniania procesu autokompensacji . W celu wyjaśnienia zasady działania układu rozważymy trzy możliwe przypadki jego pracy a) sygnał wejściowy pojawia się tylko w kanale A b) sygnał wejściowy występuje wyłącznie w kanale B c) w obu kanałach działają sygnały wejściowe w koincydencji. Dla założonej orientacji diod ujemny impuls wejściowy działający na wejściu A ładuje współbieżne kondensatory C1 i C2 rozwijając na nich identyczne spadki napięcia. Z chwilą zakończenia impulsu osiągają one swą wartość maksymalną VC MAX równą VC MAX = − ViMAX (1 − e 24

−

ti τ ŁAD

)

(277)

Jest to jedna z dwóch wersji zaproponowanych przez Baya [269].

201

gdzie Vi MAX - amplituda prostokątnego impulsu wejściowego, ti - czas jego trwania, zaś τŁAD - stała czasowa obwodu w okresie ładowania (τŁAD = r C1 = r C2 > ti). Od tego momentu poczynając, (różnoimienne względem masy) potencjały punktów węzłowych A i B maleją

WE A

C2

100

−

+

A

−

D1 R1

82

R2

WE B

+

C1 100

10k

C

D2

B

r 82

r 82

10k

RCD 1M

D E WY

H

Rys. 183. Schemat układu koincydencyjnego według Baya [269]

AG

eksponencjalnie ze stałą czasową rozładowania: τROZŁ = R1C1 = R2C2 >> τŁAD . Są one przenoszone proporcjonalnie na zaciski (C i D) rezystora RCD. Przy zachowaniu pełnej symetrii układu, potencjał w celowo dobranym (centralnym) punkcie (E) tego rezystora, stanowiącym wyjściowy węzeł układu, przyjmuje wartość zerową.

BG

W sytuacji alternatywnej, dioda D2 załączona zwrotnie względem ujemnego impulsu działającego na wejściu B blokuje praktycznie jego transmisję na wyjście układu (E), a przenikająca nań szczątkowa jego część osiąga poziom daleko niższy od napięcia progowego stowarzyszonego z układem wybierającym dyskryminatora. W przypadku równoczesnego pojawienia się impulsów na obu wejściach układu, zaporowo polaryzowana dioda D2 blokuje (całkowicie lub częściowo) główny tor ładowania pojemności C1, naruszając stan zrównoważenia obwodu odbioru sygnału A. W wyjściowym węźle (E) pojawia się wówczas niezrównoważona frakcja tego impulsu wejściowego, niosąca informację o zaistniałej koincydencji sygnałów. Układ nie wymaga zrównywania poziomów impulsów wejściowych dopuszczając, sięgającą dwóch rzędów wielkości, wysoką ich dynamikę. Własności te predestynują go do bezpośredniego sprzężenia z licznikami scyntylacyjnymi. Rozdzielczość czasowa układu zależy głównie od kształtu i rozciągłości impulsów wejściowych. Osiągalna, minimalna jej wartość wyniosła 3 ⋅10-10 s. Równie wysoką rozdzielczość (4 ⋅10-10s) zapewnia układ pojemnościowo-diodowy według koncepcji A. Rudienki [270]. Kompletny schemat ideowy oryginalnej wersji tego układu przedstawia rysunek 184. Obejmuje on właściwy (dwukanałowy) układ wybierający, pomocniczy kanał wzbronienia antykoincydencyjnego oraz stowarzyszony, lampowy wzmacniacz wyjściowy.

202

5k

200 D-3

+ 200 V

WE-AK

4k3

D-1

WE-K1

Z0

C1 (12)

ДГ-Ц8 D-2

WE-K2

Z0

15n 6Ж1П

Z0

18k

Cwe

WY 6Ж1П

D-5 ДГ-Ц5

C2 (12)

4k3 10n

15n

120

15n

10k

10k

D-4

- 100 V

Rys. 184. Schemat diodowo-pojemnościowego układu koincydencyjnego według Rudienki

AG

H

Podobnie jak w konfiguracji Baya, diody układu wybierającego (D-1 i D-2) pracują jako wentyle zwrotne bez polaryzacji spoczynkowej. W tym szczególe kryje się inspiracja nowej idei - skrócenie czasu rozdzielczego przez zmianę funkcji diod. Zastępując włączoną zwrotnie diodą stosowany w klasycznej konfiguracji Rossiego układ klucza, wyeliminowano mianowicie właściwy temu układowi (związany z przełączaniem kluczy) proces przejściowy, stanowiący jeden z czynników odpowiedzialnych za rozdzielczość czasową układu. Zasadę tej metody omówimy na przykładzie dwukanałowej wersji układowej, korzystając z pokazanych na rysunku 185, schematów zastępczych odpowiadających odpowiednio sytuacji koincydencji niepełnych i pełnych.

Z0 /2

rD2

rD5

Vi

Z0 /2

a)

CZ1

CZ2

BG

CZ1

Cwe

Vi

Z0 /2

Vi

Z0 /2

CZ2 rD5

WY

WY Cwe

b)

Rys. 185. Schematy zastępcze dwukanałowego układu koincydencyjnego Rudienki (n =2) a) schemat zastępczy układu dla przypadku k = (n-1) b) schemat zastępczy układu dla przypadku k = n

Zauważmy, że dodatniej polarności impulsy wejściowe, wobec zwrotnego włączenia diody, przenoszone są na wyjście układu wybierającego na drodze sprzężenia pojemnościowego poprzez pojemności CZi równolegle połączonych pojemności złączowych diod CD i bocznikujących kondensatorów Ci. Z kolei struktura obwodu wyjściowego zależy od stanu obu kanałów układu wybierającego w sensie działania w nich impulsów wejściowych. W przypadku pojawienia się pojedynczego impulsu w dowolnym kanale, elementy przewodzącego w tych warunkach, drugiego kanału wnoszą niskoimpedancyjny upust

203

nadający całemu obwodowi transmisji sygnału charakter układu różniczkującego o bardzo krótkiej stałej czasowej τd τ d ≅ C Z 1 (rD 2 +

Z0 ) 2

(278)

W rezultacie silnej attenuacji i skrócenia przenoszonego impulsu na wejście stowarzyszonego wzmacniacza zostaje przekazany bardzo znikomy ładunek dając na Cwe szczątkowy impuls napięciowy o amplitudzie niższej od założonego poziomu wykrywalności. W alternatywnej sytuacji, to jest w przypadku równoczesnego działania impulsów w obu kanałach układu, połączone równolegle tory sygnałowe obciążone są wspólną impedancją obwodu wydłużającego (rD5, Cwe). Sygnał wyjściowy formowany jest w dwóch równobieżnych procesach: attenuacji w dzielniku pojemnościowym CZ - Cwe, oraz wydłużaniu w układzie stretchera. Jego amplitudę z zadowalającym przybliżeniem determinuje wyrażenie 2 CZ 2 C Z + C we

H

V 0 MAX → Vi MAX

(279)

AG

Przy dostatecznie małych wartościach pojemności Cwe w stosunku do CZ amplituda impulsu wyjściowego członu wybierającego przyjmuje wartość bliską amplitudy impulsów wejściowych; a w przypadku zróżnicowania amplitud – amplitudy impulsu (naj)mniejszego. Według danych Autora [270] współczynnik wyboru skonstruowanego przezeń układu osiągnął wartość wyższą od 50. Na tej podstawie można ocenić poziom odpowiedzi układu na koincydencje niepełne.

BG

Jak zasygnalizowano na początku opisu funkcjonalnego układu, został on uzupełniony kanałem antykoincydencyjnym, zrealizowanym na diodzie D3 blokowanej wstępnie zadanym napięciem progowym. Przenoszony przez nią impuls wzbronienia podlega ograniczeniu działaniem pomocniczej diody D4, zapobiegającym ewentualnym fałszywym zliczeniom. Ma ona nadto chronić przed skutkami przenikania nieskompensowanych ujemnych przerzutów impulsów wejściowych w kanałach koincydencyjnych.

3.4.1.2. Regeneracyjne układy koincydencyjne Jednym z czynników determinujących wartość czasu rozdzielczego układu koincydencyjnego jest kształt impulsów wejściowych, a zwłaszcza przebieg i szybkość narastania ich krawędzi wiodących. Prostym sposobem ograniczenia (eliminacji) tego wpływu jest poprzedzenie układu wybierającego stopniami ekstrakcji informacji o czasie zdarzenia. Oryginalny impuls licznikowy zostaje wówczas zastąpiony przez generowany w takim stopniu impuls standardowy, który staje się wtórnym nośnikiem informacji czasowej. Funkcje tego rodzaju stopni funkcjonalnych pełnią dyskryminatory progowe, a zachodzący w nich proces z natury swej jest procesem regeneracyjnym. Stąd też wywodzi się nazwa dyskutowanej kategorii układów koincydencyjnych. Dążność do zapewnienia wysokiej i stabilnej rozdzielczości układu koincydencyjnego narzuca w konsekwencji wymaganie zachowania dużej stromości czoła generowanego 204

przez dyskryminator impulsu, oraz niezależności jego parametrów deskryptywnych od poziomu wymuszającego impulsu wejściowego. Znalazła ona wyraz w rozbudowaniu układu regeneracyjnej przemiany sygnału. W zmodyfikowanej wersji stanowi on kaskadę dwóch uniwibratorów, w której drugi pobudzany jest impulsami wyjściowymi pierwszego z nich o zmniejszonej dynamice zarówno amplitud jak i szybkości narastania. W przyjętej uprzednio terminologii wypada objąć je mianem kondycjonerów. Reprezentatywnymi przykładami praktycznego wykorzystania tej koncepcji są układy koincydencyjne Whetstona [271] i Bjerke [272]. W obu rozwiązaniach zastosowano szybkie uniwibratory na diodach tunelowych [273]. Rysunek 186 przedstawia skrócony schemat pierwszego z tych opracowań. +9V

+9V

L

470

13

L

D1 B 200 TD2

WEJŚCIOWY UKŁAD REGENERACYJNY

L

13

13

180

D2

AG

TD1

300

A 200

KANAŁ A

WE A

500

M.P

13

430

+9V

H

L

PABC 300

300

10 k

300

Diody (D) IN3118 Diody (DT) ID3-050

1k

500

500

1: 3

+9V

TD3

C 200

UKŁAD WYBIERAJĄCY

D3

WY

TD4

UNIWIBRATOR WYJŚCIOWY

BG

Rys. 186. Schemat układu koincydencyjnego na diodach tunelowych wg [271]

Na ciemniejszym tle pola schematowego ukazano konfigurację kondycjonera jednego z kanałów koincydencyjnych układu. Zawiera on kaskadę, sprzężonych stałoprądowo, dwóch identycznych uniwibratorów (TD1, TD2) wyposażonych w indywidualne organy (rezystory nastawcze) regulacji punktu pracy. Sygnał wejściowy przekazywany jest do układu za pośrednictwem transformatora impulsowego, dopasowującego impedancję wejściową układu do oporności charakterystycznej linii przesyłowej sygnału oraz w celu minimalizacji zwrotnego oddziaływania uniwibratora na detektor. Długość generowanego impulsu ustalana jest przez dobór indukcyjności L. Poniżej pewnej jej wartości granicznej uwidacznia się jednak znaczący jej wpływ na amplitudę impulsu. Dla zadanego typu diod tunelowych i ukazanych na schemacie wartości elementów układowych ta graniczna wartość wyniosła L = 0,33 µH, dając impuls o długości ti =3,2 ns. Stopień wybierający zrealizowano w prostym układzie liniowego sumowania impulsów prądowych w wejściowym obwodzie uniwibratora (TD3) o identycznej, jak dwa poprzednie, konfiguracji. Regulator czułości (PABC) umożliwia w tym stopniu dokonanie przedwyboru rodzaju rejestrowanych zdarzeń (singlety, dublety i triplety). Zadaniem kolejnego uniwibratora (TD4) jest standaryzacja amplitudowa impulsów wyjściowych. Na schemacie pominięto uzupełniający kanał antykoincydencyjny. Jego struktura oparta jest na tej samej filozofii układowej z wykorzystaniem analogicznych stopni regene205

racyjnych. Z tej racji poniechamy więc ich szczegółowego opisu funkcjonalnego, przytaczając najważniejsze dane doświadczalnej weryfikacji własności układu. Pomierzony praktycznie na stanowisku spektrometru scyntylacyjnego czas rozdzielczy układu, przy zredukowanej indukcyjności uniwibratorów do wartości 0.1µH, wyniósł τr = 1,2 ns. Stwierdzono nadto niewrażliwość układu pracującego w trybie pomiarów koincydencyjnych na pojedyncze (nie koincydencyjne) impulsy licznikowe aż do amplitudy równej 50 V. Komercyjnie dostępne układy regeneracyjne wyposażone są z reguły w dodatkowe subukłady funkcjonalne poszerzające ich możliwości eksploatacyjne. W pierwszym rzędzie zalicza się do nich układ regulacji czasu rozdzielczego. Ukażemy tę możliwość na przykładzie rodzimego rozwiązania; układu koincydencyjnego typu UK-21[274], wchodzącego w skład systemu jądrowej aparatury elektronicznej „STANDARD 70” [117]. Jego schemat blokowy przedstawiono na rysunku 187.

WE

G

WE

B

DYSKR PROG

UKŁAD NORM.

DYSKR PROG

UKŁAD NORM.

DYSKR PROG

UKŁAD NORM

GEN

F-F

H

R

AG

WE

F-F

τr

GEN IMP AKCEPT

F-F

UKŁAD WYBIERAJĄCY

BG

UKŁAD OGRAN

GEN IMP WZBRAN

BRAMKA A - KOINC

REGENERACYJNY BLOK WEJŚCIOWY

UKŁAD WYJ WY

Rys. 187. Schemat blokowy układu koincydencyjnego typu UK-21

Układ zawiera trzy kanały pomiarowe (R, G, B), z których jeden (B) można wykorzystywać zarówno w trybie koincydencyjnym jak antykoincydencyjnym. Na schemacie wyróżniono dwa bloki funkcjonalne: regeneracyjny blok wejściowy oraz układ wybierający. Podstawowymi członami pierwszego z nich są dyskryminatory progowe. Na działanie impulsów wejściowych reagują one skokową zmianą swego poziomu wyjściowego: dodatnią lub ujemną - zależnie od punktu pracy dyskryminatorów, nastawianego stosownie do polarności sygnału wejściowego. Zadaniem kolejnego członu funkcjonalnego jest ujednolicenie (normalizacja) charakteru odpowiedzi dyskryminatora. W unormowanej 206

formie, narastająca jej krawędź wiodąca niesie informację o początku zdarzenia. Ostatecznym jej nośnikiem jest szpilkowy impuls wyjściowy uzyskany w prostym obwodzie różniczkującym C-R. Szczegółowy schemat ideowy tego bloku przedstawiono na rysunku 188. Jest on na tyle przejrzysty, że bez dodatkowego komentarza Czytelnik łatwo zidentyfikuje poszczególne jego człony funkcjonalne oraz pomocnicze obwody przełączające i zasilające. +5V K-3 0.1µ

C4V3

- 24 V

91k

220p

430 619 WE 430 BAY55

C6V2 6n8

C4V3

220

- 24 V 300 0.1µ

+ 24V 681 1k2 K-1 ДБ18Е

0.1µ

2x C6V2

840

+ 24 V

0.1µ

AG

1k

- 24 V 681

H

0.1µ

(S )

AAZ57

7400

K-2

+ 24 V

7451

72710

402

+5V (P ) 7400

Rys. 188. Schemat ideowy jednego kanału wejściowego bloku regeneracyjnego układu UK-21

BG

Informacje zawarte w impulsach wyjściowych bloku przemiany regeneracyjnej przekazywane są z kolei do przynależnych przerzutników układu wybierającego (rys189), w których są przetrzymywane na przeciąg założonego czasu rozdzielczego τr. W szczególności, impulsy te przełączając stan przewodzenia przerzutników zmieniają odpowiednio poziomy na ich wyjściach Q i Q połączonych odpowiednio z wejściami dwóch uniwibratorów: generatora czasu rozdzielczego i generatora impulsu akceptacji (koincydencji). Pierwsza w sekwencji czasowej zmiana poziomu na wyjściu Q któregokolwiek z przerzutników aktywizuje uniwibrator generatora czasu rozdzielczego. Generowany przezeń impuls przekazywany jest zwrotnie na wejścia ustawiające (PR) wszystkich przerzutników, a jego tylne zbocze przywraca ich stan spoczynkowy. Zmiany poziomów na wyjściach Q , w przypadku ich równoczesności w obrębie czasu rozdzielczego, prowadzą do pobudzenia uniwibratora generującego impuls akceptacji, potwierdzający zaistnienie koincydencji. Jest on przekazywany na wyjście układu za pośrednictwem bramki kontrolowanej sygnałem generatora impulsu antykoincydencji. Obydwa generatory wykonano w identycznej konfiguracji z możliwością skokowej regulacji czasu generowanego impulsu. Oparty na ogólnym schemacie blokowym opis funkcjonalny złożonego bloku układu wybierającego wymaga uzupełnienia szczegółowym schematem ideowym. Przedstawiono go na rysunku 189.

207

+5V

PR Q

+5V H

7410

CLR Q

L

SN 74121

H

7400

300 GENERATOR CZASU ROZDZIELCZEGO

+5V 200 Q

H

_

L

AAY3 +5V

7410

CLR Q

KANAŁ G

H

L

68

L

SN 7472N +5V

10 k

+5V

7400

3k09 7400

CT AK

H

(S)

L

_ CLR Q

5k

BYP660 7410

SN 74121

68

W

7400 51

3k09

τrAK

0.5 µs 1.0 µs 2.0 µs 5.0 µs

AG

KANAŁ B

PR Q

H

+6V

5k

+5V

(P)

0.2 µs 0.5 µs 1.0 µs 2.0 µs 5.0 µs

τrK

+5V

L

PR

Cτr

L

_ KANAŁ R

10 k

+5V

GENERATOR IMPULSU ANTYKOINCYDENCJI

Rys. 189. Schemat ideowy bloku wybierającego układu koincydencyjnego UK-21

BG

Możliwość pracy kanału B zarówno w trybie koincydencyjnym jak i antykoincydencyjnym sygnalizują, oznaczone literami (P) i (S), strzałki schematowe wskazujące połączenia odnośnych gałęzi z przynależnym kanałowi B blokiem przemiany regeneracyjnej (rys.187). Pomocnymi dla zrozumienia działania układu powinny być też oznaczenia poziomów logicznych w wybranych punktach układu w jego stanie spoczynkowym. Posłużono się w tym celu ogólnie przyjętym sposobem oznaczeń: H (high) i L (low). Na rysunku 189 podano również ustalone hardwear’owo wartości elektronicznego czasu rozdzielczego (τrE). Spośród rozporządzalnych wartości wybiera się najbardziej zbliżoną do optymalnej, wyznaczonej dla konkretnych wymagań eksperymentalnych i warunków pomiaru. Zakres rozporządzalnych wartości czasów rozdzielczych w komercyjnie dostępnych układach koincydencyjnych typu regeneracyjnego ograniczony jest z reguły (ze względów technicznych) do paru zaledwie pozycji. Znamiennym wyróżnikiem różnych rozwiązań jest najniższa wartość zakresu. Tak na przykład, w zmodyfikowanej wersji omówionego wyżej układu, produkowanej przez Z.Z.U.J. POLON w systemie modułowej aparatury jądrowej CAMAC (Mod. 1402), wynosi ona 100 ns [275]. O rząd wielkości mniejszą jest wartość dolna (10 ns) zakresu pomiarowego układu koincydencyjnego ORTEC 414A [276], a bez mała o dwa rzędy 208

wielkości (2 ns) – najniższa wartość czasu rozdzielczego analogicznego układu produkcji firmy NUCLEAR ENTERPRISES (Model: NE-4619) [277] Wszystkie cytowane wyżej układy zbudowane są na podobnym szkielecie strukturalnym. Nie odbiegają wiele od niego również późniejsze – sięgające lat bieżących – opracowania jednostkowe, dedykowane dla określonych systemów pomiarowych stosownie do specyficznych wymogów założonych celów badawczych. Rysunek 190 przedstawia schemat tego rodzaju realizacji, stanowiącej jeden z bloków funkcjonalnych systemu cyfrowego spektrometru czasów życia pozytonów [278]. - 2.3 V 50

AD 96687

D R Q

50

+

START + 5V

50 - 2.3 V

D R

50

FF-2

__ CE

+

10 n

_ Q

AG

ST0P

FF-1

__ CE

-

H

+ 5V

DL (5 m – RG174A/U)

50

- 2.3 V

MC 10231

5k6

50

- 2.3 V

1k

WY

2N2905

- 5V

Rys. 190. Schemat prostego regeneracyjnego układu koincydencyjnego wg [278]

BG

W skład tego bloku wchodzą dwa szybkie komparatory pobudzane odpowiednio sygnałami START i STOP, dwa przerzutniki typu D oraz wyjściowy wtórnik emiterowy. Wejściowy impuls startowy o poziomie przewyższającym próg dyskryminacji wzbudza proces regeneracji (o czasie trwania zadanym opóźnieniem linii DL) w przerzutniku FF-1, „uczulając” w konsekwencji przerzutnik FF-2. Pojawienie się w tym interwale impulsu stopu aktywizuje przerzutnik FF-2 powodując w efekcie wygenerowanie impulsu wyjściowego, potwierdzającego zaistnienie koincydencji. Najbardziej ogólna definicja układów koincydencyjnych określa te urządzenia jako układy umożliwiające rejestrację aktów detekcji (zdarzeń) zachodzących według założonej korelacji czasowej i przestrzennej. Uwzględnia więc ona przestrzenne rozmieszczenie detektorów promieniowania w systemie pomiarowym. Zauważmy w tym kontekście, że celowo dobrane usytuowanie detektorów umożliwia wyznaczenie (rekonstrukcję) torów cząstek jonizujących, mające istotne znaczenie w procesie ich eksperymentalnej identyfikacji i selekcji. Tego rodzaju systemy pomiarowe, zwane ogólnie hodoskopami (gr. χοδόσ ścieżka), organizowane są stosownie do charakteru i specyficznych wymagań konkretnego eksperymentu. Stąd też wynikają ich gabaryty i stopień złożoności, a w szczególności rodzaj zastosowanych detektorów (np. [279÷283]). Tak więc, stosunkowo prosty hodoskop

209

wielkich pęków promieniowania kosmicznego25 [279] zrealizowany w „otwartej” geometrii płaskiej zawierał zaledwie 48 liczników GM rozmieszczonych równomiernie na sześciu płytach detekcyjnych zmontowanych na jednej płaszczyźnie poziomej. Bardziej rozbudowane są systemy hodoskopowe stosowane w eksperymentach akceleratorowych.

3.4.2. Układy bramkujące

H

Typowym przykładem takiej realizacji jest system zaprojektowany w Zjednoczonym Instytucie Badań Jądrowych w Dubnej [276] dla potrzeb badań sprężystego rozpraszania mezonów p na wodorze. Blok pomiarowy tego systemu składał się z 425 (zasilanych impulsowo) liczników gazowych rozłożonych koncentrycznie w czterech warstwach wokół tarczy z ciekłym wodorem. W obu zasygnalizowanych rozwiązaniach posłużono się takim samym sposobem indykacji rezultatu pomiaru. Odwzorowują go mianowicie matryce lampek wskaźnikowych replikujących geometryczne położenie detektorów w systemie. Z chwilą zaistnienia założonej krotności koincydencji ich stan, jak również aktualne wskazania innych przyrządów rejestrujących systemu, są fotografowane sprzężoną kamerą filmową. Nowsze rozwiązania korzystają z reguły z zaawansowanych systemów przetwarzania i akwizycji danych pomiarowych [232]; wśród nich również z technik stosowanych w układach analizatorów wieloparametrowych [284÷286].

BG

AG

Eksperymentalna fizyka jądrowa jak również radiometria stosowana często, dla uzyskania pożądanej informacji, korzystają z układów bramkujących tor sygnału stosownie do uwarunkowań narzuconych filozofią pomiaru (np. [287÷293]). Układy tego rodzaju zwane są ogólnie bramkami transmisyjnymi. Fenomenologiczna definicja Millmana i Tauba [160], określa idealną bramkę transmisyjną jako „układ, w którym sygnał wyjściowy jest dokładną repliką sygnału wejściowego w ciągu wybranego przedziału czasu przyjmując poza nim wartość zerową”. Pod względem strukturalnym bramka transmisyjna stanowi szczególną formę niewłaściwego wielobiegunnika sterowanego o jednej parze zacisków wejściowych i wyjściowych, wyposażonego w dodatkową parę zacisków, za pośrednictwem których podawany jest sygnał bramkujący (gate signal, control pulse). Sygnał ten ma z reguły formę impulsu prostokątnego o dostatecznie stromych zboczach. Powoduje on skokową zmianę przepustowości bramki ze stanu zupełnego odcięcia (kV = 0) do stanu przewodzenia nominalnego (kVn). Sygnał informacyjny może natomiast przyjmować dowolny w zasadzie kształt, pod warunkiem że mieści się w nominalnej dynamice i paśmie przenoszenia bramki otwartej. Własności funkcjonalne liniowej bramki transmisyjnej określone są jej parametrami znamionowymi. Można je podzielić na trzy grupy w powiązaniu ze stanem pracy bramki. W szczególności, własności transmisyjne bramki otwartej opisane są parametrami znamionowymi, właściwymi dla wzmacniacza impulsowego, uzupełnionymi dodatkową informacją o poziomie składowej stałej na wyjściu bramki (piedestału). Za parametry charakteryzujące procesy przełączania bramki przyjęto czasy opóźnienia otwarcia i zamknięcia bramki (opening / closing times) oraz poziom odpowiedzi na impulsy bramkujące przy zwartym wejściu informacyjnym (gating transients). Ze stanem 25

Skonstruowany w Zakładzie Fizyki II AGH.

210

zamknięcia bramki wiążą się natomiast efekty przesłuchu sygnału. Ich stopień określa globalny parametr podający poziom przenikającego na wyjście sygnału standardowego o zadanej amplitudzie i czasie narastania (signal feed-through). Mnogość rozwiązań układowych bramek transmisyjnych dała asumpt do racjonalnej ich klasyfikacji. W praktyce przyjęły się zasadniczo dwa sposoby podziału: według cech strukturalnych oraz funkcjonalnych. Wyróżnikiem cech strukturalnych jest usytuowanie sterowanych elementów przełączających (kluczy) w sieci czwórnika. Kryterialną cechę funkcjonalną stanowi natomiast zdolność pracy z wejściowymi impulsami jednej lub obu polarności. Według tej cechy dokonamy omówienia podstawowych konfiguracji oraz przeglądu ich praktycznych realizacji.

3.4.2.1. Liniowe bramki monopolarne

H

Rysunek 191 ilustruje schematycznie cztery konfiguracje bramek monopolarnych: szeregową (a), równoległą (b), szeregowo-równoległą (c) i równoległo-szeregową (d). Czytelnik łatwo zauważy związek terminologii z topologią układów. Cr

RS

a)

Cr

AG

SS

Vi

Ro Vo

Vi

SP

RO

Vo

b)

SS Vi

RO Vo

BG

SP

Ii

→

c)

SS

SP

Ro

Vo

d)

Rys. 191. Uproszczone zastępcze schematy różnych konfiguracji transmisyjnych, monopolarnych bramek liniowych (Objaśnienia symboli w tekście)

Symbolami SS i SP oznaczono tu odpowiednio klucze sterowane: szeregowy i równoległy. Funkcje ich pełnią polaryzowane diody półprzewodnikowe względnie tranzystory. W alternatywnych stanach przewodzenia wnoszą one w tor przenoszonego sygnału odpowiednio różne oporności; skrajnie niską (RON → 0) w stanie włączenia i ekstremalnie wysoką (ROFF → ∞) w stanie odcięcia. W rezultacie zmieniają się również współczynniki przenoszenia bramki przyjmując wartości KON dla bramki otwartej oraz KOFF dla bramki zamkniętej. Tak więc w przypadku bramki szeregowej (a) określają je wyrażenia K ON =

RO RO + RON

oraz

K OFF =

RO RO + ROFF

(280)

gdzie RO reprezentuje rezystancję obciążenia bramki.

211

Analogiczna para zależności dla konfiguracji równoległej (b) przybiera postać K ON = K OFF =

( ROFF RO )

≅

R0 RO + RS

≅

RON RON + RS

( ROFF RO ) + RS ( RON RO ) ( RON RO ) + RS

(281)

Podobieństwo strukturalne konfiguracji (c) i (b) wyraża się również podobieństwem formuł opisujących ich współczynniki przenoszenia; wystarczy bowiem w miejsce rezystancji RS wstawić właściwą dla danego stanu przewodzenia bramki rezystancję przejściową klucza szeregowego. Dla bramki szeregowo-równoległej (c) otrzymujemy więc: ( RO ROFF ) RO ≅ → 1 K ON = ( RO ROFF ) + RON RO + RON RON → 0 ( RO RON ) ( RO RON ) + ROFF

≅

RON RON + ROFF

→

ROFF → ∞

0

(282)

H

K OFF =

AG

Własności transmisyjne bramki równoległo-szeregowej (d) opisuje jej transmitancja prądowo-napięciowa. Współczynniki przenoszenia takiej bramki określać będziemy zatem jej przepustowościami prądowo-napięciowymi oznaczonymi odpowiednio symbolami I −V I −V K ON oraz K OFF . I −V = RO K ON

ROFF ( RON + RO + ROFF )

→

ROFF → ∞

RO

RON → 0 (283) ( RON + RO + ROFF ) RORR →∞ W systemie bramkowania impulsów napięciowych korzystającym z tego typu bramki niezbędne jest poprzedzenie jej konwerterem napięciowo prądowym.

BG

I −V = RO K OFF

Podane wyżej uproszczone schematy zastępcze bramek monopolarnych zilustrujemy wybranymi przykładami rzeczywistych ich realizacji. Najprostsza z nich wywodzi się ze znanej nam już konfiguracji obcinacza diodowego (rys. 18). W zmodyfikowanej wersji przypomina ją rysunek 192 (a).

WE

CS

Vi

D

WY Vo RP

VP ON VP OFF

VP

Vo [V]

0.5 0.4 0.3

RL

0.2

GATE

0.1 0

a)

b)

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0

Rys. 192. Schemat ideowy diodowej bramki szeregowej (a) i przebieg jej charakterystyki przenoszenia (b)

212

Vi [V]

Pożądane własności funkcjonalne układu, to jest sterowane bramkowanie toru transmisji sygnału, osiągnięto przez włączenie w obwód polaryzacji diody układu przełączającego poziom napięcia polaryzującego, którego skrajne wartości (VP ON i VP OFF) warunkują odpowiednio przewodzenie oraz odcięcie diody. Dodajmy, że głębokość odcięcia (VP OFF) diody w oczywisty sposób uzależniona jest od dynamiki przenoszonych impulsów. Podstawę dla określenia wartości napięcia otwarcia bramki (diody) VP ON stanowi natomiast rzeczywista charakterystyka przenoszenia układu. Jej funkcję odwrotną opisuje wyprowadzona wcześniej formuła (58), a typowy jej przebieg (dla przypomnienia) przedstawiono na rysunku 192 (b). Łatwo zauważyć, że dla zapewnienia dobrej liniowości w obszarze małych amplitud wartość napięcia polaryzacji VP ON powinno być bliska wartości napięcia załamania (kolana) charakterystyki przenoszenia. Wielkość ta Vi K definiowana jest umownie jako napięcie wejściowe, przy którym rezystancja dynamiczna diody przyjmuje wartość równą rezystancji obciążenia [36]. Opisuje ją zależność kT q

⎛ ⎞ kT ⎜ ln ⎟ ⎜ q R I + 1⎟ − RL I So L So ⎝ ⎠

H

Vi K ≅

(284)

AG

Takiej wartości polaryzacji diody odpowiada poziom napięcia na wyjściu układu VOK określony równaniem: ⎛ 1 ⎞ ⎛ kT ⎞ kT q K + 1⎟⎟ + RL I So ≅ 0 VO + ln ⎜⎜ VOK + 1⎟⎟ − ln ⎜⎜ q R I q kT R I L So ⎝ L So ⎠ ⎝ ⎠

(285)

BG

Stanowi on podium napięciowe dla impulsu wyjściowego bramki, w praktyce pomiarowej zwane powszechnie piedestałem. Równanie (285), podobnie jak powołane uprzednio równanie (58), uchyla się od rozwiązania analitycznego. Dla zilustrowania ilościowej relacji między poziomami na wejściu i wyjściu układu posłużmy się przeto prostym przykładem zakładając typowe wartości parametrów układowych (RL, ISo) i eksploatacyjnych (T). Kładąc więc dla przykładu: RL = 1k, ISo = 10 nA, oraz T = 300 K w równaniach (284) i (285), w stosownych procedurach obliczeniowych otrzymujemy odpowiednio: ∗ napięcie kolana V P ON ≡ Vi ∗ = 278 mV ; ∗∗ poziom piedestału VO∗ = 25 mV Rysunek 193 przedstawia z kolei tranzystorową realizację bramki szeregowej [294]. Zalicza się ona do kategorii bramek szybkich odznaczających się bardzo krótkim interwałem otwarcia, przeznaczonych do bramkowania odpowiednio wąskich impulsów wejściowych. Znamionowe wartości tych parametrów czasowych podano na rysunku. Integralnym składnikiem układu jest integrator (czwórnik całkujący RC) nadający mu charakter układu ładunkoczułego. Z tego względu zarówno piedestał jak i przesłuch wyrażone zostały przez autorów opracowania w terminach ekwiwalentnego ładunku wejściowego. Wynoszą one odpowiednio: ∗ piedestał 5 pC , ∗∗ przesłuch 13 pC.

213

+6V

+6V 1k5

10n

797

WE

47

100

0 ÷ 10 V

960

1N3605

470 WY

100

10n 1k

150

1n

330

1n

10 ns

150

INTEGRATOR

HD5000 3 ZW

100

GATE 2.5 V

H

30 ns

AG

Rys. 193. Schemat szybkiej, tranzystorowej bramki szeregowej wg [294]

Szczególnie dużą popularność zyskały tranzystorowe bramki równoległe. Rysunek 194 przedstawia w uproszczeniu bardziej zaawansowane rozwiązanie układowe A.P. Millsa [295]. 1k WE

1k

0.1

BG

T1

2k2

GATE

ON

OFF

-VK

1k

A1 1k

2k2

1k

1k

+ 5V

2k5

1k T3 1k 1k

0.1

2N2401

1k

T2

2N2401 A2

2N2401 1k

A3

WY

470 1k

+ 5V

Rys. 194. Uproszczony schemat tranzystorowej bramki typu równoległego wg [295]

Funkcję klucza równoległego pełni w nim tranzystor T3 stanowiący sterowany element toru transmisyjnego (WE - WY ) sygnału. Działaniem sygnału bramkującego jest on wprowadzany alternatywnie w stan nasycenia (zwarcia) lub odcięcia (rozwarcia), powodując w efekcie zamknięcie lub otwarcie bramki. Ten podstawowy człon funkcjonalny układu bramki wspomagany jest pomocniczymi członami minimalizującymi efekty przesłuchu i piedestału. W obu przypadkach posłużono się metodą kompensacyjną wykorzystując 214

w tym celu tranzystorowe stopnie (T1, T2) formowania sygnałów kompensujących oraz operacyjne wzmacniacze sumujące (A2, A3). Warunkiem dobrej kompensacji przesłuchu jest identyczność charakterystyk (sparowanie) tranzystorów T1 i T3; kompensację piedestału zapewnia natomiast napięcie polaryzacji (-VK) bazy tranzystora T2. Odpowiedzi obu tych stopni sumowane są we wzmacniaczu A2, a ich suma odejmowana we wzmacniaczu A3 od przenoszonego przez bramkę (a obciążonego efektami przesłuchu i piedestału) impulsu. Zastosowanie omawianych środków zaradczych pozwoliło zredukować przesłuch do 0.2 %o sygnału wyjściowego, a piedestał do poziomu 3 mV (0.3 %o zakresu dynamicznego).

AG

H

Dla przejrzystości schematu zarówno wzmacniacz wejściowy (A1) jak i wzmacniacze sumujące (A2, A3) oznaczono tylko symbolami schematowymi. Ich wewnętrzne struktury tworzą tranzystorowe dwójki typu OC-OE. Wzmacniacz (A2) zrealizowano w układzie konwencjonalnym, natomiast we wzmacniaczach (A1) i (A3), posłużono się jego zmodyfikowaną wersją z komplementarnym wtórnikiem złożonym [296]. Uzupełnieniem każdego ze wzmacniaczy są, uwidocznione na schemacie, ich zewnętrzne gałęzie rezystywne; szeregowa gałąź wejściowa (RS = 1k), oraz pętla równoległego sprzężenia zwrotnego (RF =1k). Również tylko symbolem graficznym zaznaczono obwód formowania sygnału bramkującego. Dla kompletności opisu podajmy, że zawiera on trzy subukłady funkcjonalne: uniwibrator tranzystorowy, tryger na diodzie tunelowej oraz wzmacniacz OE-OC o stałoprądowym sprzężeniu międzystopniowym. Klasycznym przykładem praktycznej realizacji monopolarnej, tranzystorowej bramki szeregowo-równoległej jest układ opracowany przez F.S. Gouldinga [297]. Na rysunku 195 przedstawiono schemat ideowy bramki zrealizowanej według tej koncepcji . 5k1

5k1

BG

BC177 T6

15k

12k

BC108

BC177

WE

T8

5k

T1

620

BC108

3k

+15V

5k1

BC177

10k

T7

10k I1

I2

BC108

T9

BC108

WY

100 D1

T2

D2

T3

T4

15k

BC108 51

100n

PIEDEST

BC108 5k1

10k

T5 I3

10k 4k3

5k1

10k

-15V

Rys. 195. Schemat ideowy bramki szeregowo-równoległej wg koncepcji Gouldinga

215

Łączy ona w kaskadzie dwie proste bramki tranzystorowe, szeregową i równoległą. Funkcję klucza szeregowego pełni w niej tranzystor T1, a klucza równoległego tranzystor T2. Z zasady działania tego typu bramki wynika konieczność komplementarnego sterowania obu kluczy. Zapewnia ją różnicowy stopień symetryzujący (T3,T4,T5) z obciążeniem dynamicznym (T6,T7) i gałęziami diodowymi (D1,D2) (ustalającymi dolny poziom potencjału na jego wyjściu), obwarowany warunkiem I1 ≡ I 2 < I 3

(286)

Symbolami I1,I2 oraz I3 oznaczono odpowiednio wydajności prądowe źródeł prądowych T6,T7 i T5.

H

Stan przewodzenia bramki uzyskuje się przez zablokowanie tranzystora T3 i towarzyszące mu nasycenie drugiego tranzystora pary różnicowej T6. W tych warunkach prąd I1 źródła prądowego T6 zostaje skierowany do obwodu bazy tranzystora T1 powodując jego nasycenie. Wobec równoczesnego nasycenia tranzystora T4 nadwyżka prądu (I3-I2) ze źródła T7 przepływa przez diodę D2 sprowadzając potencjał jej katody do niewielkiej wartości ujemnej, w rezultacie czego tranzystor równoległy T2 ulega odcięciu.

BG

AG

Podniesienie poziomu wejściowego sygnału bramkującego do wartości powodującej nasycenie tranzystora T3 odwraca symetrycznie rozpływ prądów. Prąd I2 źródła prądowego T7 zasila obecnie obwód bazy tranzystora T2 doprowadzając w efekcie do jego nasycenia, natomiast nadwyżka prądu I3 nad I1 spływa przez diodę D1. Powstający na niej spadek napięcia polaryzuje zaporowo bazę tranzystora T1 i powoduje jego odcięcie. Równoczesne zatkanie T1 oraz nasycenie T2 przełącza więc bramkę w stan wzbronienia transmisji sygnału. Układ omawianej bramki dopełniają wtórniki separujące, wejściowy i wyjściowy, oraz obwód regulacji poziomu zerowego na wyjściu, umożliwiający kompensację piedestału. Odnotujmy jeszcze osiągnięte wartości dwu podstawowych parametrów znamionowych tej bramki ∗ Piedestał < 5 mV ∗∗ Przesłuch < 20 mV Rysunek 196 przedstawia nieco skrócony schemat tranzystorowej bramki równoległoszeregowej opracowanej przez Barnę i Marshalla. [298]. Wejściowy stopień (T1), pracujący w układzie OE, pełni funkcję ogranicznika oraz, co bardziej istotne w danej konfiguracji, konwertera napięciowo-prądowego. Uzyskany w wyniku tej przemiany impuls prądowy Ii podlega operacji bramkowania w kaskadzie bramek podstawowych; równoległej (T2), i szeregowej (T3), a następnie poddany odwrotnej przemianie w stopniu OE (T6) z równoległym, napięciowym sprzężeniem zwrotnym [299]. Analogicznie jak w poprzednio omawianym układzie bramki złożonej, również w tym przypadku do sterowania kluczami zastosowano różnicowy stopień symetryzujący, zadowalając się najprostszą jego konfiguracją dwójki z „długim ogonem” (long tailed pair) na tranzystorach T4 i T5. Dopełnia go rozbudowana zwrotnica diodowa (D1,D2,D3,D4), za pośrednictwem której zachodzi przełączanie stanu przewodzenia bramek składowych. W stanie spoczynkowym (VG0 = 0) tranzystor T4 jest odcięty, zaś tranzystor T5 przewodzi. Potencjały punktów A i B przyjmują wówczas wartości, warunkujące przewodzenie diod D1 i D4, a w konsekwencji polaryzację baz tranzystorów T2 i T3.

216

W rezultacie tranzystor równoległy T2 zostaje przełączony w stan aktywny natomiast tranzystor szeregowy T3 w stan odcięcia. Bramka w tym stanie pozostaje zamknięta. - 6.3V 2N1742

8k2 S555G

2N779B

140

4 x Q3-100 D2

0.15 µH

T2 1N100

120

X

150

ON

D4

1N100 2N1744

T3

T6 170

D3

150

3k

A

B

22 µ

10p

(- 4 V)

1k2

WY

1k2 1p

- 27V

56 µ T4

600

3k

- 17V C

GATE 0 - 2V

D1

1k2

0.47 µH

- 17V

2N1742

(- 6.3 V)

T1

WE

- 27V

- 6.3V

2N779B 1k2

10k 1N100

5k

2N779B

400

T5 - 1.5V

+ 27V

H

- 6.3V

AG

+ 27V

Rys. 196. Schemat ideowy bramki równoległo-szeregowej wg Barny i Marshalla [298]

BG

Zmiana poziomu na wejściu bramkującym do wartości VG1 = –2 V powoduje przełączenie stanu przewodzenia stopnia symetryzującego; pełny prąd przewodzenia dwójki przejmuje tranzystor T4, natomiast tranzystor T5 zostaje odcięty. Wymusza to zmianę potencjałów punktów węzłowych A i B prowadzącą do odwrócenia stanów przewodzenia tranzystorów T2 i T3. Tranzystor równoległy T2 zostaje przełączony w stan odcięcia zaś tranzystor szeregowy T3 w stan aktywny. W ostatecznym efekcie bramka zostaje otwarta. Pełny układ omawianej bramki zawierał nadto, pominięte na schemacie, attenuator wejściowy, zespół wtórników wyjściowych, oraz obwód usprawniający (zapięty w punkcie „x”), rozładowujący pojemność (C =56 µF) w gałęzi emiterowej tranzystora T1 przy dużej częstości zliczeń. Przytoczmy wreszcie wartości wybranych parametrów znamionowych bramki. Tak więc, przesłuch, wyrażony w procentach odpowiedzi bramki otwartej, nie przekraczał 0.2% w zakresie amplitud impulsów wejściowych mniejszych od 1V, rosnąc gwałtownie z ich wzrostem. Piedestał, wywołany głównie procesem przejściowym, nie przekraczał wartości szczytowej 15 mV, a minimalny czas otwarcia bramki wynosił 50 ns.

3.4.2.2. Liniowe bramki bipolarne Terminem bramka bipolarna określa się skrótowo układ bramkujący sygnały (impulsy) bipolarne. Tego typu bramki, opracowane dla potrzeb metrologii impulsowej, okazały się bardzo użyteczne w systemach pomiarowych spektrometrii promieniowania jądrowego. Ograniczając się do ważniejszych konfiguracji wyróżnić należy diodowe konfiguracje mostkowe [300] oraz układy z blokadą stopnia wzmacniającego [160]. 217

Rysunek 197 przedstawia schematycznie podstawowe konfiguracje diodowych bramek mostkowych. Transmisja sygnału zachodzi w nich na poziomej przekątnej mostka, natomiast na jego przekątnej pionowej działa para komplementarnych impulsów bramkujących. β

+VBL

(-E ) Rp

-VTR Rm 1

Vo D2

Rm

-VTR

D1

D2 Rp

α

Ro

Vi

b)

D5

β

D3

+VBL

D1 -VTR

B

1

+VTR

-VBL α

Vo A

D6 D4

c)

BG

-VBL

D2

(+E )

Vo

A

Ro

Rp

D4

Rp

1

+VTR

A

(-E )

B

D4

Rm

a)

Rp D3

D1 Vo

+VTR

β

+VBL

-VTR

B

1

-VBL α

α

+VBL

H

-VBL

Vi

Ro

Rp

+VTR

Vi

Rm

AG

Vi

D1

β D3

Rp

D2

Ro

Rp (+E )

d)

Rys. 197. Podstawowe konfiguracje diodowych bramek mostkowych wg [300] a) dwudiodowa, b,c) czterodiowowe, d) sześciodiodowa

We wszystkich przypadkach założono spoczynkowy stan wzbronienia transmisji sygnału. Warunkują go przyjęte spoczynkowe poziomy na wejściach bramkujących α i β. Na schematach odpowiadają im poziomy podstawy impulsów bramkujących oznaczone odpowiednio symbolami -VBL i +VBL. Dla przejrzystości schematów pominięto na nich stopnie formowania antyfazowych par impulsów bramkujących. Omówienia własności powyższych konfiguracji i ich porównania dokonamy na gruncie uproszczonej analizy układu dwudiodowego, zorientowanej na wyznaczenie zależności określających współczynniki przenoszenia bramki (otwartej i zamkniętej), oraz minimalnych wartości poziomów + VTR min i - VBL min. Kanwę analizy stanowią, ukazane na rysunku 198, schematy zastępcze układu. Założymy w niej dla uproszczenia iż wszystkie źródła napięciowe są źródłami idealnymi, diody o identycznych charakterystykach, a układ doskonale symetryczny. 218

Rm Rm

RZ

D X

D

y

X

X

Rp +V

y

X X

Vo Vi

D1

Ro

i

bVα

-Vβ

Vo

D2

RZ aVi

⇒ aV

Ro

⇒

RZ/2 aVi

Vo

(Rd /2) Ro

-bVβ

b)

a)

c)

Rys. 198. Bramka dwudiodowa: schemat wyjściowy (a) i schematy zastępcze (b),(c).

H

Przyjmijmy nadto, że napięcia bramkujące wprowadzają diody alternatywnie w stan głębokiego odcięcia lub silnego przewodzenia. W obu tych stanach rezystancje dynamiczne diod z zadowalającym przybliżeniem można traktować jako elementy liniowe. W kontekście poczynionych założeń upraszczających zauważmy, że z nałożonego warunku pełnej symetrii układu wynika jego bardzo istotna cecha, a mianowicie brak piedestału, zaś przybliżenie liniowe pozwala skorzystać w analizie z zasady niezależności działań i prowadzić ją oddzielnie dla obu rodzajów sygnału.

AG

Pierwszym krokiem w procedurze obliczeniowej jest przekształcenie struktury układu (a) do równoważnej postaci (b), zastępując - w oparciu o twierdzenie Thevenina [301] obwody rozgałęzione (Rp,Vαβ, Rm,Vi) ekwiwalentnymi obwodami nierozgałęzionymi (RZ, aVi,, bVαβ). Symbolem RZ oznaczono tak zwaną rezystancję wzierną, t.j. rezystancję widzianą od strony obciążenia (z punktu x). Stanowi ją równoległy układ rezystancji Rm i Rp. Rm R p (287) RZ = ( Rm R p ) = Rm + R p

BG

Znając ją możemy z kolei wyznaczyć zależności determinujące współczynniki skalujące a i b. Odwołajmy się zatem do oczywistego warunku identyczności poziomów sygnałów w punktach x obu układów (a) i (b). Oznaczone odpowiednio symbolami Vix oraz Vix* , przybierają one postać zależności Vix = Vi

Vix* = (aVi )

R p ( Rd + 2 Ro )

(288)

Rm ( Rd + R p + 2 Ro ) + R p ( R d + 2 Ro )

( R m + R p ) ( Rd + 2 Ro ) R d + 2 Ro = ( a Vi ) R m R p + ( R d + 2 Ro ) ( R m + R p ) R Z + R d + 2 Ro

(289)

w których Rd oznacza rezystancję diody. Kładąc zatem warunek Vix = Vix* , po wykonaniu prostych przekształceń otrzymujemy a=

Rp Rm + R p

(290)

219

Analogiczna procedura odniesiona względem sygnałów bramkujących daje w ostatecznym rezultacie wyrażenie określające współczynnik b. b=

Rp

(291)

Rm + R p

Wobec pełnej symetrii układu jego schemat zastępczy można jeszcze bardziej uprościć, sprowadzając go do formy przedstawionej na rysunku 198 (c). Dla tak zredukowanej konfiguracji relacja między napięciem wejściowym Vi a wyjściowym Vo dana jest więc zależnością ⎧ ⎫ Ro V o = ⎨a ⎬ Vi [( R + R ) / 2 ] + R Z d o ⎭ ⎩

(292)

Rp

Ro

Rm + R p

Rm R p

( R ) ON + Ro + d OFF 2 ( Rm + R p ) 2

(293)

AG

ON K OFF =

H

Człon objęty wąsami reprezentuje współczynnik przenoszenia bramki. Jak ukazuje wyprowadzona formuła, wartość jego zależy od rezystancji diod Rd o skrajnych wartościach (Rd)ON i (Rd)OFF; uwarunkowanych poziomem sygnału bramkującego. Uwzględnienie stanu pracy bramki oraz związku (290) w ogólnej zależności (292) modyfikuje ją do postaci

Elementarna inspekcja wyprowadzonej formuły pokazuje, że współczynnik przenoszenia bramki osiąga swą asymptotyczną wartość (KAS =1 ) w trzech, nie realizowalnych praktycznie, przypadkach ekstremalnych: a) gdy Ro→ ∞ ,

b) gdy Rp→ ∞

oraz

c) gdy Rm→ 0.

BG

Sygnalizują one wszelako drogi do osiągnięcia możliwie najwyższej, realnej wartości współczynnika K. W tym względzie istnieją istotne ograniczenia układowe i funkcjonalne. Po pierwsze, wysoka wartość Rp pociąga za sobą konieczność odpowiedniego podwyższenia napięcia bramkującego. Po wtóre ze wzrostem rezystancji obciążenia Ro wiąże się szkodliwy wzrost stałej czasowej obwodu wyjściowego. Po trzecie wreszcie, drastyczna redukcja wartości Rm powoduje wzrost obciążenia źródeł sygnału bramkującego, zwiększając zarazem jego attenuację w gałęzi Rp-Rm. W praktyce przyjmuje się więc wartości dobierane na drodze empirycznej, dla których współczynnik przenoszenia z reguły nie przekracza wartości K = 0.5. W uzupełnieniu dyskusji dodajmy. że w hipotetycznym przypadku diody idealnej, dla której (Rd)ON = 0, a (Rd)OFF = ∞ przynależne współczynniki przenoszenia osiągnęłyby wartości id K ON =

220

R p Ro ⎡ Rm R p ⎤ ( R m + R p ) ⎢ Ro + ⎥ 2 ( Rm + R p ) ⎦⎥ ⎣⎢

id , K OFF =0

(294)

Zakres dynamiczny bramki diodowej w sposób oczywisty zależy od poziomu impulsów bramkujących. Dla ilościowego powiązania tych wielkości posłużymy się schematem zastępczym (b) z rysunku 197. Rozważmy wpierw przypadek bramki otwartej, gdy diody D1 i D2 przewodzą. Jak łatwo zauważyć, informacyjny sygnał wejściowy, superponując z sygnałem bramkującym, powoduje wzrost prądu w jednej gałęzi transmisyjnej przy równoczesnej jego redukcji w drugiej, modyfikując tym samym stan przewodzenia diod. W granicznym przypadku zubożana prądowo gałąź może zostać zupełnie odcięta. Odnosząc taką sytuację do powołanego schematu zastępczego, w stanie odcięcia znajdzie się gałąź z diodą D2. Spadek napięcia na rezystancji obciążenia Ro jest wówczas równy sumie napięć działających na wejściu blokowanego obwodu. Ten graniczny stan opisuje równanie Ro (aVi + bVTR ) = aVi − bVTR Ro + RZ + Rd ON

(295)

Rp

RZ + Rd ON

Rm RZ + Rd ON Ro

Vi

(296)

AG

VTR min ≅ ξ

H

dające po uporządkowaniu wyznaczaną zależność VTR = f (Vi ). Obliczona według (295) wartość VTR nie zapewnia prawidłowej pracy bramki w pełnym, nominalnym zakresie napięcia Vi. Jest ona zatem korygowana współczynnikiem empirycznym ξ ≅ 1.25. Uwzględnienie tej poprawki prowadzi do formuły kryterialnej

BG

Identyczna procedura pozwala określić minimalną wartość poziomu sygnału VBL min, zapewniającą utrzymanie obu diod (D1 i D2) w stanie odcięcia w pełnym zakresie dynamiki sygnału informacyjnego Vi. W tym przypadku skorzystamy również z równania (295) zastępując w nim Rd ON przez Rd OFF oraz VTR przez VBL. Uwzględniając nadto wzajemną relację wartości rezystancji w mianowniku ułamka tego równania: Rd OFF >> (RZ +Ro), oraz wprowadzając 25-procentowy współczynnik bezpieczeństwa otrzymujemy ostatecznie zależność (297) determinującą poziom zaporowej polaryzacji mostka VBL min V BL min ≅ ξ

Rp Rm

Vi

(297)

Niedostatki bramki dwudiodowej w pewnym stopniu wyeliminowano w konfiguracji czterodiodowej. Na rysunku 197 przedstawiono jej dwie wersje układowe (b) i (c). W obu odmianach osiągnięto zwiększenie wartości współczynnika przenoszenia poprzez efektywną redukcję wartości rezystancji Rm. W pierwszej z nich gałęzie rezystywne Rp zabocznikowano obwodami diod (D3 i D4), kotwiczących punkty węzłowe mostka (A i B) na zadanych poziomach sygnału bramkującego; na pierwotne zaciski wejściowe wprowadzono natomiast „sztywne” napięcie polaryzujące (± E ). W stanie wyczekiwania diody D1 i D2, zgodnie z założeniem, blokowane są odpowiednio spoczynkowymi poziomami (+VBL i -VBL ) sygnału bramkującego. (Bramka utrzymywana jest wówczas w stanie zamknięcia). Wymuszona zewnętrznym sygnałem bramkującym zmiana tych poziomów odcina obydwie diody kotwiczące. W tej sytuacji diody mostka polaryzowane są napięciem (± E ) w kierunku przewodzenia i bramka zostaje otwarta. Zmodyfikowany sposób sterowania bramki, eliminuje efekt attenuacji sygnałów 221

sterujących na dzielniku Rp-Rm. Dzięki temu zezwala na stosowanie mniejszych wartości rezystancji Rm, a w konsekwencji umożliwia uzyskanie większej wartości współczynnika przenoszenia. Dla zapewnienia pracy diod D3 i D4 w trybie diod poziomujących, Rm musi przybierać wartości znacząco większe od rezystancji diody przewodzącej Rd ON, czyli spełniać warunek Rm min >> Rd ON

(298)

W realizacjach na diodach próżniowych lokuje on wartość Rm min na poziomie 10 kΩ, natomiast w technice półprzewodnikowej poniżej 1 kΩ. Nie jest to wyłączny warunek nakładany na wartość Rm min. Nadal w mocy pozostaje jej uzależnienie od dopuszczalnej obciążalności źródeł sygnałów. Prócz wymienionych explicite uwarunkowań należy dobrać wartości napięć VBL min, VTR min i E min, stosownie do wymagań odcięcia względnie przewodzenia diod w fazach zamknięcia i otwarcia bramki. Wyrażają je zależności V BL min = K ON Vi max R Z + Rd ON

Vi max

(300)

Rm E min Rm + R p

(301)

Rm RZ + Rd ON Ro Rp

Vi max −

AG

VTR min =

Rp

H

E min ≅

(299)

Rm + R p

BG

Ostatnia formuła wyraża dwa warunki: blokowania diod transmisyjnych mostka (D1 i D2), oraz przewodzenia diod poziomujących (D3 i D4) wymuszającego stan zamknięcia bramki. W stanie przewodzenia bramki, gdy obwody sterowania izolowane są od mostka przez blokowane diody D3, D4, struktura toru transmisyjnego bramki czterodiodowej jest taka sama jak w przypadku bramki dwudiowej. Identyczną formułą (293) opisany jest więc jej współczynnik przenoszenia KON. W alternatywnym stanie bramki, wobec przewodzenia diod kotwiczących, źródła sygnałów - informacyjnego i bramkującego - połączone są wzajemnie niskimi rezystancjami Rd ON. Wymagane są zatem dostatecznie duże wydajności prądowe obu tych źródeł. Zastąpienie w konfiguracji dwudiodowej (a) rezystorów Rn parą diod (D3,D4), włączonych zgodnie z orientacją diod (D1 i D2), daje drugą wersję bramki czterodiodowej (c). Korygując - stosownie do dokonanej zmiany - formułę (293) przybierze ona obecnie postać ON K OFF =

Rp ( Rd )

ON OFF

Ro + Rp

( Rd )

ON OFF

2 [( R d ) ON OFF

Rp

( R ) ON + R o + d OFF 2 + Rp ]

(302)

dokumentującą dalszy, niewielki w stosunku do pierwszej wersji czterodiodowej, wzrost wartości współczynnika przenoszenia. Dodajmy, że w obu tych konfiguracjach jest on bardzo bliski jedności. Tę znikomą praktycznie poprawę okupiono większą wrażliwością na niezrównoważenie oraz nadmierny wzrost minimalnej wartości VTR. Warunek zamknięcia bramki w pełnym zakresie dynamicznym żąda natomiast aby ⎟VBL min⎪ ≥ Vi max. 222

Na marginesie analizy bramek czterodiodowych wypada odnotować układy pochodne różniące się od konfiguracji (c) jedynie sposobem sterowania Ilustruje je schematycznie rysunek 199, ukazujący dwie możliwe odmiany: (a) z komutowanymi źródłami prądowymi (np. [302]), oraz (b) ze sterowaniem transformatorowym (np. [293]). STER

ISTER WY

WY

STER

WE WE

ISTE

a)

b)

H

Rys. 199. Pochodne konfiguracje czterodiodowych bramek mostkowych

AG

Dyskutowane uprzednio odmiany (b) i (c) bramki czterodiodowej stworzyły bazę do syntezy układu wykorzystującego zalety obu wersji, a nie obarczonego ich niedostatkami. Tak właśnie, łączne wprowadzenie obu modyfikacji do podstawowej struktury dwudiodowej daje w efekcie układ bramki sześciodiodowej. Jej uproszczony schemat przestawiono na rysunku 194 (d). Analogiczne jak uprzednio procedury obliczeniowe pozwalają wyznaczyć minimalne wartości poziomów sterujących VBL min, VTR min, Emin, oraz współczynnika przenoszenia bramki KON. Wynoszą one odpowiednio (303)

⎛ R ⎞ E min = Vi max ⎜⎜ 2 + P ⎟⎟ Ro ⎠ ⎝

(304)

BG

V BL min = VTR min = Vi max

K ON

⎡ Rd ON = ⎢1 + 2 Ro ⎢⎣

⎛ RP ⎜1 + ⎜ + R Rd ON P ⎝

⎞⎤ ⎟⎥ ⎟⎥ ⎠⎦

−1

(305)

Realistyczne rozwiązania układowe zakładają, że rezystancje Rp i Ro są wiele większe od rezystancji diody w stanie jej przewodzenia Rd ON. Współczynnik przenoszenia KON przyjmuje wówczas wartość bardzo bliską jedności. Ogólne rozważania zilustrujemy wybranymi przykładami praktycznych realizacji. Na rysunku 200 przedstawiono schemat prostej (pasywnej) bramki z mostkiem czterodiodowym, stanowiącej jeden z bloków funkcjonalnych złożonej bramki aktywnej [302]. W układzie tym tranzystory T3 i T4 pełnią funkcje źródeł prądowych kluczowanych działaniem „aktywnej zwory”, którą tworzy gałąź drugiej pary tranzystorów T1 i T2. W stanie wyczekiwania tranzystory T1 i T2 utrzymywane są w nasyceniu, powodując efektywne zwarcie punktów węzłowych A i B układu. Wobec symetrii struktury oraz napięć zasilających (±6 V) spoczynkowy potencjał tych punktów zostaje praktycznie sprowadzony 223

do zerowego poziomu masy układu. Wymuszony rozkład potencjałów w gałęzi źródeł prądowych skutkuje odcięciem obu tranzystorów T3 i T4, równoznacznym z wyłączeniem prądów polaryzujących mostek diodowy. Tym samym tor transmisji sygnału informacyjnego pozostaje przerwany - a bramka zamknięta. +6V

+6V 270 1k

T1

A

0.1

560

T3

1k 0.1 1k2 D1

D3

WE

WY D2

D4

GATE B

T4

AG

T2 270

R2

H

R1

0.1

560 -6V

Rys. 200. Schemat ideowy bramki mostkowej sterowanej źródłami prądowymi

BG

Dodatni, wejściowy impuls bramkujący przełącza bramkę w jej stan alternatywny. Blokuje on gałąź (T1-T2) w wyniku czego zwora zostaje zdjęta a tranzystory T3 i T4 zostają przełączone w ich aktywny tryb pracy jako źródeł prądowych. Ich prąd ustala punkty pracy diod mostka warunkujące stan przewodzenia bramki. W układzie bramki zastosowano elementy składowe zaliczane do kategorii tzw. szybkiej elektroniki (tranzystory o fT = 1.3 GHz , diody Schottky’ego). Piedestał oraz amplitudy procesów przejściowych towarzyszących przełączaniu bramki, określone dla impulsu sterującego o amplitudzie 1V i czasach narastania/opadania tn = to < 1 ns, wyniosły odpowiednio 50 i 450 mV. Przesłuch przy poziomie sygnału informacyjnego 400 mV sięgał wartości aż 80 mVp-p. Rysunek 201 przedstawia z kolei pełny schemat ideowy bramki sześciodiodowej w realizacji H.J. Schustera [303]. Jądro układu stanowi nieco zmodyfikowana struktura (d) z rysunku 197. W odróżnieniu od prawzoru w konfiguracji tej diody zewnętrzne (D3,D4) kotwiczone są na stałych potencjałach, ustalonych przez lokalne stabilizatory parametryczne na diodach Zenera (ZP 10), sygnały sterujące podawane są natomiast wprost na mostek diodowy (D1,D2,D5,D6). Formowanie wymaganej przeciwsobnej pary standardardowych impulsów o zadanych poziomach następuje w układzie komplementarnych stopni 224

różnicowych (T3-T4), (T5-T6) i przełącznika ich stanu przewodzenia (T7-T8), sterowanego zewnętrznym impulsem bramkującym. Układ dopełniają wejściowy wtórnik kaskodowy (T1,T2) oraz potencjometryczny obwód kompensacji niezrównoważenia. +15 V +15 V

910

T3

2N3904 T1

WE

D3

2N3906

-15 V 2N3904 T2

D5

A

D6

B

910

-15 V 5k

-15 V

2N3904

AG 5k6

T7

10k

+15 V

-15 V

2N3906

620 T 8 1k2

-15 V

5k6

910

3k -15 V

BG

GATE

+15 V T6

510

2N3904

2N3904

910

11k

D2

470

-15 V

WY

H

2k

D1

D4

ZF10

3k6

2N3906

T5

3k6

5k1 1k2

T4

ZF10

510 +15 V

5k1

+15 V

470

-3V

Rys. 201. Schemat ideowy bramki sześciodiodowej według Schustera [303]

Szczegóły działania zmodyfikowanej konfiguracji objaśnimy opisem funkcjonalnym. Tak więc, w stanie wyczekiwania tranzystory T7 i T8 przewodzą. Potencjały na ich kolektorach przyjmują wówczas wartości, wymuszające przewodzenie sprzężonych z nimi tranzystorów T3 i T6, a odcięcie (tworzących z nimi pary różnicowe) tranzystorów T4 i T5. W stan przewodzenia w prostej konsekwencji zostają wprowadzone również diody (D3,D4), kotwiczące punkty węzłowe (A i B) mostka diodowego (D1,D2,D5,D6) na potencjałach przynależnych stabilizatorów zenerowskich. Te z kolei polaryzują zaporowo mostek i przerywają tor transmisji sygnału informacyjnego. Podany na bazę tranzystora T7, wejściowy (ujemny) impuls bramkujący przerywa przewodzenie gałęzi (T7 -T8). Związane z tym zmiany potencjałów kolektorowych przenoszone są na bazy tranzystorów T3 i T6 przełączając stan przewodzenia obu stopni różnicowych. W nowych warunkach mostek diodowy polaryzowany jest więc w kierunku

225

przewodzenia za pośrednictwem uaktywnionych obecnie tranzystorów T4 i T5. Bramka zostaje otwarta. Według danych Autora, wartości parametrów znamionowych wynosiły: • przesłuch ÷ 1%, • piedestał ÷ regulowany do zera, • amplitudy procesów przejściowych związanych z przełączaniem bramki ÷ 30 mV. Drugą kategorię bramek impulsów bipolarnych, opartych na blokowaniu stopnia wzmacniającego, zilustrujemy przykładem rozwiązania opartego na koncepcji E. Fairsteina, a zrealizowanego praktycznie przez A.Battistę [304]. Na rysunku 202 przedstawiono uproszczony schemat układu wzorowanego na tej konfiguracji, produkowanego przez ZZUJ „Polon” w formie bloku systemu „CAMAC” [305] 1k2Ro

8k06

WE INW

+24 V

10 8k06

+24 V

2N3680 x2

1k

2k2 BSXP93 A-1 11k

4k02

T3

BF519

T7

3k6

T5

T4

15

22

1k8

2N3680 x2

22

4k02

15

8k06

A-2

T6

WY

BF519

1k

680

BF519

T8

BG

GATE

T2

T1

H

8k06

AG

WEN. INW

10

510

2k2

BZP630C16 -24 V

Rys. 202. Uproszczony schemat ideowy liniowej bramki transmisyjnej 1105

Układ stanowi specjalizowany wzmacniacz operacyjny z przełączaną parą identycznych, różnicowych stopni wejściowych objętych odrębnymi pętlami sprzężenia zwrotnego. Pierwszy z nich (T1,T2,T3) zwany „stopniem sygnałowym” (signal stage) przekazuje sygnał do wzmacniacza głównego A-2 w stanie otwarcia bramki. W alternatywnym przypadku, to jest w stanie zamknięcia bramki w jego miejsce włączany jest bliźniaczy stopień bezsygnałowy (T4,T5,T6), określany mianem „stopnia biegu jałowego” (stand-by stage). Obydwa stopnie pracują na wspólną rezystancję obciążenia Ro. Są one przełączane na drodze komutacji źródeł prądowych w ich obwodach emiterowych w układzie, w którym źródła te wespół z dodatkowym źródłem T7 tworzą nadrzędną dwójkę symetryczną sterowaną sygnałem bramkującym. Przy wiernym zachowaniu identyczności obu stopni różnicowych chwilowe wartości zmian ich prądów w trakcie przełączania wzajemnie się kompensują, nie dopuszczając w efekcie do powstawania przepięć oraz piedestału. Stałoprądowy tor sygnału bramkującego (A-1,T8) zapewnia możliwość stosowania dowolnie 226

długich interwałów otwarcia (zamknięcia) bramki. Bramka jest nadto wyposażona w przełączniki przedwyboru spoczynkowego stanu bramki (ON / OFF) oraz polarności impulsu wyjściowego (INV / NON INV). Dane katalogowe omawianej realizacji fabrycznej [305] determinują piedestał na poziomie poniżej 40 mV (tj. 0.4% zakresu przenoszonych impulsów) zaś przesłuch poniżej 50 mV. Są to wartości gwarantowane w eksploatacji długoterminowej, uwarunkowane stabilnością układu. W oryginalnej wersji laboratoryjnej [304] osiągnięto znacznie lepsze rezultaty, a mianowicie: • piedestał ÷ 0, • przesłuch ÷ 5 mV. Na zakończenie przeglądu praktycznych realizacji bramek bipolarnych powróćmy do powoływanego wcześniej (w rozdz.3.3.2.2) układu bramki równoległej. Dla komfortu percepcji opisu na rysunku 203 powtórzono w nieznacznie zmienionej formie jej schemat ideowy oraz ogólny schemat zastępczy. WE

WY

RS

T1

T2

2N797

Ro

R

H

2N769

SP

1k

1k T3

- 5V

2N797

220 GATE

ON OFF

R

27

AG

82

220

3k3

+ 5V + 15V

22

27k

BG

Rys. 203. Schemat bipolarnej bramki równoległej [229]

W charakterze klucza SP, zwierającego do masy tor transmisji sygnału informacyjnego, zastosowano tu równoległą parę tranzystorów komplementarnych T1 i T2. Pełnią one funkcję sterowanych wentyli zwrotnych, odpowiednio dla impulsów polarności dodatniej (T2) i ujemnej (T1). Są one przełączane działaniem prostego stopnia symetryzującego (T3), wymuszanym przez wejściowy impuls bramkujący, przyjmując alternatywne stany: odcięcia - dla bramki otwartej, oraz nasycenia - dla bramki zamkniętej. Charakterystyczną cechą bramek równoległych jest przeciwstawna zależność dwóch podstawowych parametrów znamionowych, to jest przesłuchu i piedestału, od wartości rezystancji szeregowej RS. Stąd też, zależnie od wymagań konkretnej aplikacji bramki, wartość RS dobierana jest na drodze kompromisu. Tak na przykład, w typowym przypadku prostej bramki równoległej [295] dla RS = Ro =1kΩ i dynamice impulsów wejściowych rzędu 5 V przesłuch i piedestał kształtują się odpowiednio na poziomie 1% i 2% (tj. 50 i 100 mV)!

227

3.5. Ekstrakcja informacji o rodzaju promieniowania Odpowiedź detektora, jako produkt interakcji promieniowania z medium detekcyjnym, zależy w ogólności (w wymiarze jej wszystkich parametrów deskryptywnych) zarówno od charakterystycznych cech promieniowania jak i własności jego receptora. Formalnie jawi się zatem możliwość realizacji systemu identyfikacji rodzaju promieniowania. Efektem jej praktycznego wykorzystania są dwie grupy metod identyfikacyjnych 1) Metody identyfikacji według kształtu impulsów 2) Zasięgowe metody teleskopowe Układy pomiarowe należące do pierwszej grupy zwane są dyskryminatorami według kształtu i oznaczane powszechnie, zaczerpniętym z terminologii anglosaskiej, skrótem PSD (Pulse Shape Discriminator). Nazwę identyfikatory cząstek (Particle Identifier) związano natomiast z urządzeniami pracującymi według metod zasięgowych.

H

3.5.1. Układy dyskryminatorów impulsów według kształtu

BG

AG

Początki tej techniki rozpoznawania rodzaju promieniowania wyznacza praca Wilkinsona [306]. Przedmiotem jej było oryginalne rozwiązanie układu detekcji kierunkoczułej, oparte na koncepcji scyntylatora złożonego (Multiple Phosphor)26. Strukturę takiego scyntylatora, tworzy - w najprostszym przypadku - kaskada dwu scyntylatorów o różnych własnościach fizycznych i parametrach technicznych, a w szczególności o istotnie różnych stałych czasowych wyświetlania. Odpowiedź scyntylatora złożonego zawiera w konsekwencji dwie składowe: szybką (τf ) i wolną (τs). Jej kształt, ukazany na rysunku 204, replikowany jest przez prądowy impuls wyjściowy fotopowielacza. Odpowiada on przypadkowi poosiowego (w stosunku do detektora scyntylacyjnego) kierunku promieniowania, gdy trajektoria cząstki wzbudzającej przebiega poprzez obydwa scyntylatory składowe. Odpowiedź „wolnego” scyntylatora stanowi wówczas piedestał, na którym osadzony jest smukły impuls (fast spike) generowany w scyntylatorze „szybkim”.

Af

As

τf

(10 ns)

τ s (250 ns)

0

0.05

0.1

0.15

0.2 [ns]

Rys. 204. Przykładowy przebieg odpowiedzi scyntylatora złożonego

26

Według propozycji Autora określany mianem „phoswich” (phosphor sandwich).

228

Odpowiednie przetworzenie uzyskanego sygnału pozwala wyodrębnić i porównać obie jego komponenty i uformować sygnał akceptacji względnie wzbronienia rejestracji danego zdarzenia. Na rysunku 205 przedstawiono poglądowy schemat blokowy układu Wilkinsona, realizującego takie zadanie. Funkcje poszczególnych bloków układu zilustrowano uproszczonymi - zawartymi w odnośnych ramkach schematowych - mikroschematami. W uzupełnieniu zamieszczono na nim również, istotne dla zrozumienia działania układu, dane techniczne. RC~µs

τi = 20 ns

kI = -1

PHOSWICH PMT

τf (10 ns) τs (250 ns)

WY

LTP

τi

=15ns

RC~µs

kII

reg

H

Rys. 205. Schemat blokowy układu PSD wg Wilkinsona [306]

BG

AG

Strukturę układu tworzą dwie równoległe gałęzie - górna i dolna, zawierające niemal identyczne, połączone w nieco zmienionej kolejności, bloki funkcjonalne. Są nimi: pełniący funkcję detektora szczytu [155] układ wydłużający (stretcher), filtr dolnoprzepustowy (integrator), oraz wzmacniacz inwertujący. W torze górnym formowany jest standaryzowany w czasie impuls o pełnej (sumowej) amplitudzie, natomiast w torze dolnym - wobec stłumienia składowej „szybkiej” działaniem filtru dolnoprzepustowego tylko jego składowa „wolna”. Po odpowiednim wzmocnieniu sygnały wyjściowe obu torów porównywane są w stopniu LTP (long tailed pair). Rezultat porównania w oczywisty sposób zależy od kierunku promieniowania. Literatura przedmiotu podaje wiele innych aplikacji metody Wilkinsona. Dla dostrzeżenia ich różnorodności wystarczy wskazać choćby na dwie publikacje (Nagy i Rázgi [307] oraz Hiramoto i Tanaki [308]), dotyczące implementacji omawianej metody pomiarowej w skrajnie odległych dziedzinach nauki. Szeroki zakres praktycznych zastosowań w znacznej mierze wynikał z możliwości syntezy scyntylatora złożonego o celowo formowanych własnościach. Scyntylatory takie, na wczesnym etapie ich upowszechnienia, wykonywano samodzielnie dla potrzeb prowadzonego eksperymentu; później podjęto ich produkcję seryjną w formie standardowych scyntybloków27 [309], [261]. Na rysunku 206 przedstawiono poglądowo szkic tego typu detektora dedykowanego do pomiarów niskoenergetycznego promieniowania X na wysokoenergetycznym tle gamma. Podobnie przebiegała droga rozwojowa stowarzyszonych układów elektronicznych. Dobrą ilustracją poszukiwań optymalnych rozwiązań w tym zakresie (zorientowanych n.b. na potrzeby eksperymentów kosmicznych) jest publikacja S. Wilsona i współpracowników [310].

27

Scintiblock – zestaw: scyntylator + fotopowielacz w zamkniętej obudowie.

229

Spośród zaproponowanych technik rozpoznawania kształtu sygnału na szczególną uwagę zasługują dwie, określane powszechnie (według terminologii angielskiej) odpowiednio mianem Leading Edge to Crossover oraz Crossover to Crossover. Okazały się one optymalnymi dla struktur „phoswich” złożonych z alkalicznych scyntylatorów halogenkowych jak np. NaJ(Tl) czy CsJ(Tl). Obie techniki korzystają z napięciowego sygnału uformowanego w procesie kondycjonowania (całkowania) prądowego impulsu fotopowielacza w przedwzmaczniaczu ładunkowym. W ten sposób informacja o szybkości spadku intensywności wyświetlania scyntylatora, zawarta w części opadającej „pierwotnego” impulsu prądowego, zostaje przeniesiona do krawędzi wiodącej „wtórnego” impulsu napięciowego. Zadanie układu identyfikującego sprowadza się zatem do pomiaru znamionującego parametru czasowego, określającego jednoznacznie stromość czoła tego impulsu. obudowa stalowa

ekran magnetyczny

CsJ(Tl)

cokół z „bleederem”

H

okno berylowe NaJ(Tl)

AG

fotopowielacz

okno optyczne

Rys. 206. Konstrukcja detektora PHOSHWICH − NaJ(Tl)÷CsJ(Tl) wg [309]

BG

Na rysunku 207 przedstawiono schemat blokowy bardziej zaawansowanej wersji układu realizującego to zadanie pierwszą techniką. A

CF

WE

DL 3

C

DL1

DL 2

E

∆T

VPR WY

t1

A

B

t1

tz

C

COINC

ZCD

D

a)

B

LED

F

t0

b)

D

tz

E

tz

F

Rys. 207. Ilustracja techniki PSD − Leading Edge/Crossover a) Schemat blokowy b) Przebiegi sygnałów w wybranych punktach układu

Ukazano na nim również - na użytek ogólnej analizy sygnałowej układu - wejściowy stopień kondycjonujący. W charakterze parametru znamionującego przyjęto tu interwał ∆T oddzielający moment t0 pojawienia się impulsu od momentu przejścia przez zero (zero-

230

crossing time) tz, jego przebiegu uformowanego we wzmacniaczu (DDL)28 [6], [311], [312]. Jak pokażemy dalej, jest on ściśle określoną funkcją stałej czasowej narastania czoła impulsu napięciowego.

H

Właściwy układ rozpoznający tworzą dwie gałęzie równoległe odbierające sygnał ze stopnia kondycjonującego (przedwzmacniacza ładunkowego). Gałąź dolna zawiera dwa bloki funkcjonalne: wzmacniacz formujący DDL oraz detektor przejścia przez zero ZCD. Jej odpowiedzią na sygnał wejściowy jest impuls standardowy, markujący moment przejścia przez zero tz. Podzespoły gałęzi górnej: dyskryminator progowy LED (leading edge discriminator) oraz opóźniająca linia transmisyjna DL3, pełnią funkcję kluczowanego wzorca parametru znamionującego ∆T, kotwiczonego na współrzędnej t1, zadowalająco bliskiej początku impulsu t0 (współrzędnej czasu zdarzenia). Sygnał wyjściowy tej gałęzi stanowi opóźniony o (∆T-t1) impuls generowany przez dyskryminator progowy. Sygnały wyjściowe obu gałęzi przekazywane są do układu koincydencyjnego, w którym następuje sprawdzenie ich ewentualnej równoczesności. Pozytywny rezultat porównania czasowego daje w efekcie sygnał akceptacji, zezwalający na rejestrację zdarzenia zgodnie z założonym kryterium selekcji. Opis struktury i funkcjonalności układu uzupełniono poglądowymi diagramami (b) przebiegów czasowych sygnałów w obu jego gałęziach.

BG

AG

Prześledźmy teraz, dla przypomnienia, proces kształtowania sygnału bipolarnego. Dla uproszczenia analizy rozważymy przypadek wymuszenia prostym impulsem prądowym niosącym ładunek Qi o zaniku eksponencjalnym ze stałą czasową τi. Q t (306) i A (t ) = i exp (− ) τi τi Dla przejrzystości analizy posłużymy się formalizmem operatorowym. W tym ujęciu impuls wejściowy przybiera postać Q 1 (307) i A ( s) = i τ i ( s + τ1i ) Sygnał prądowy podlega kondycjonowaniu w stopniu przedwzmacniacza ładunkowego, którego wzmocnienie ładunkowe kq z dobrym przybliżeniem wyraża zależność 1 k q (s) = (308) sC F Odpowiedzią przedwzmacniacza na wymuszenie wejściowym impulsem prądowym iA(s) fotopowielacza jest impuls napięciowy Vq(s) opisany równaniem Vq (s) = i A (s) k q ( s) =

Qi 1 τ i C F s ( s + τ1i )

(309)

Jego oryginał odwzorowuje czasowy przebieg sygnału w punktach „A” i „D” układu Vq (t ) =

28

Qi t [ 1 − exp ( − )] CF τi

(310)

Double Delay Line Amplifier

231

Blok wzmacniacza DDL przekształca uzyskany przebieg do postaci bipolarnej. Jego transmitancja FDDL(s), pod rygorem pracy linii opóźniających w warunkach dopasowania, wynosi FDDL ( s ) =

1 ( 1 − e sTD ) 2 4

(311)

gdzie TD oznacza pełny czas propagacji sygnału w linii (równy dwu jednokierunkowym opóźnieniom transmisyjnym linii). Odpowiedź operatorowa tego bloku funkcjonalnego wynosi więc V o ( s) = V ( s) FDLL ( s ) = [

Qi 1 1 ] [ ] [ ( 1 − e sTD ) 2 ] 1 4 τ i ( s + τi ) s C F

(312)

Wobec nieciągłości funkcji jej oryginały wyrazimy w dwu przedziałach ukazujących interesujący nas fragment „E” sygnału wyjściowego.

H

w przedziale [ 0 < t < TD ] t

Vo (t ) =

AG

0< t
− Qi (1 − e τi ) 4τ i C F

(313)

w przedziale [ TD < t < 2 TD ] Vo (t )

=

TD < t < 2TD

t −TD t ⎤ − − Qi ⎡ ⎢(1 − e τi ) − 2 (1 − e τi )⎥ 4τ i C F ⎢ ⎥⎦ ⎣

(314)

BG

Łatwo zauważyć, że w drugim przedziale zachodzi zmiana polarności sygnału. Moment przejścia przez zero t = tz, wyznaczony z warunku zerowania wyrazu w klamrze równania (314), określa zależność TD

t z ≅ ∆T = τ i ln [ 2 e τi − 1]

(315)

Wyprowadzona formuła ukazuje ważną cechę układu, a mianowicie niezmienniczość czasu przejścia przez zero względem amplitudy impulsu napięciowego. Właściwości takiej nie ma gałąź odniesienia czasowego, gdzie - jak wiemy - moment (t1) pobudzenia (startu) dyskryminatora progowego (LED) ulega rozmyciu powodowanym głównie efektem wędrowania i drżenia. Literatura przedmiotu podaje dwa sposoby udoskonalenia tego obwodu. • zastosowanie specjalnego typu dyskryminatora ekstrapolującego moment startu [314] • wykorzystanie drugiego wzmacniacza DDL o innym opóźnieniu transmisyjnym [315] Obie propozycje układowe pojawiły się dokładnie jednocześnie; były jednak dedykowane do współpracy z różnego rodzaju detektorami. Pierwszą, opartą na implementacji modułu fabrycznego firmy Canberra (Extrapolated Zero Strobe – Model 1426), opracowano dla potrzeb radioastronomii rentgenowskiej stosującej dużej powierzchni liczniki proporcjonalne. Druga natomiast z założenia przeznaczona była dla 232

detektorów typu phoswich. Na jej przykładzie omówimy alternatywny reżym pracy układu w systemie analizatora rozkładu wartości parametru znamionującego ∆T. Rysunek 208 przedstawia blokowy schemat takiej konfiguracji. START

ZCD

CF

DL1

WE

DL2

WY

TD1=TD2=TD I

TAC ∆T

ZCD

ii (t )

∆VT

STOP

tz2 tz1

DL4

DL3

TD3=TD4=TD I I

H

Rys. 208. Schemat blokowy układu PSD w konfiguracji Crossover to Crossover [315]

AG

Parametrem znamionującym jest w tym przypadku dystans czasowy między punktami przejścia przez zero (tz2 - tz1) w obu gałęziach. Korzystając z równania (315) wyrażenie opisujące obecnie parametr ∆T łatwo sprowadzić do postaci ∆T = (t z 2

⎡ TD II ⎤ ⎢ 2 e τi − 1 ⎥ − t z1 ) = τ i ln ⎢ T ⎥ DI ⎢ ⎥ τi − 1 ⎥⎦ ⎣⎢ 2 e

(316)

Funkcja ∆T (τ i ) TD I ,TDII w ogólności jest nieliniowa. Racjonalny dobór wartości opóźnień

BG

transmisyjnych linii TDI i TDII pozwala jednak uzyskać pewien obszar o stosunkowo niewielkich odchyleniach od liniowości. Możliwość taką wykorzystano w omawianym oryginalnym rozwiązaniu Shoffnera [315]. Uzyskany rezultat ilustruje rysunek 209. ∆T [µs] 1.1

TD I = 0.7 µs TD II = 1.5 µs

1.0

0.9

τi

0.8 0

0.4

0.8

1.2

1.6

2.0 [µs]

Rys. 209. Przebieg zależności ∆T (τi ) dla TD I = 0.7 µs i TD II = 1.5 µs wg [315]

233

Na rysunku 210 przedstawiono natomiast przebiegi odpowiedzi wzmacniaczy formujących (DDL) o podanych wyżej opóźnieniach transmisyjnych, na znormalizowane w amplitudzie napięcia wyjściowe kondycjonera (wzmacniacza ładunkowego) impulsów prądowych detektora phoswich ze scyntylatorami NaJ(Tl) i CsJ(Tl).

NaJ (Tl)

CsJ (Tl)

τi = 1.1 µs

τi = 0.25 µs ∆TNaJ

∆TCsJ

H

Rys. 210. Porównanie przebiegów sygnałów wejściowych i wyjściowych obu torów DDL układu PSD z detektorem typu phoswich [ NaJ(Tl) / CsJ(Tl)]. Skala osi czasu: (1 dz =1 µs)

AG

Prócz różnic wartości parametrów znamionujących ∆T uwidaczniają one zróżnicowanie szybkości przejścia przez zero. Obie te wielkości determinują umownie wprowadzony wskaźnik jakości F.M. (Figure of Merit) [313], zdefiniowany jeszcze na użytek techniki leading edge to crossover jako F .M . = (t Z 2 − t Z 1 )

dV o (t ) tZ dt

(317)

BG

Według tej konwencji w formule powyższej tZ1 i tZ2 dotyczą sygnałów odpowiednio z pierwszego i drugiego scyntylatora, natomiast za wartość pochodnej dVo(t)/dt przyjmuje się mniejszą z dwóch przynależnych do odpowiednich współrzędnych przejścia przez zero. Implementacja formuły (315) do techniki crossover to csrossover sprowadza się do zastąpienia różnicy czasów (tZ2- tZ1) różnicą wartości parametrów znamionujących (∆T2 - ∆T1) przy zachowaniu kryterium wyboru mniejszego nachylenia. Jądro układu przedstawionego na rysunku 208 stanowią dwie, strukturalnie identyczne gałęzie, zawierające wzmacniacz formujący (DDL) oraz detektor przejścia przez zero (ZCD). Formalnie można je kojarzyć, podobnie jak w układzie z rysunku 206, w systemie selektora rodzaju zdarzeń, bądź też w służącym temu samemu celowi, systemie analizatora kształtu impulsów. Organizację takiego właśnie systemu ukazuje rysunek 207. Pomiaru interwału ∆T dokonuje w nim konwencjonalny konwerter czasamplituda (TAC) pobudzany impulsami markującymi, generowanymi w detektorach przejścia przez zero w momentach tZ1 i tZ2. Formowane w odpowiedzi impulsy, niosące w swej amplitudzie informację o czasie ∆T, poddawane są kolejnej konwersji w nieuwidocznionym na rysunku, wielokanałowym analizatorze amplitudy (MCA), a w jego pamięci histogramującej akumulowany jest rezultat cyklu pomiarowego. Na osnowie przedstawionej wyżej nowatorskiej koncepcji techniki crossover to crossover skonstruowano, komercyjnie dostępny, moduł funkcjonalny oznaczony przez 234

producenta (HARSHAW CHEMICAL COMPANY) symbolem fabrycznym NC-25 [316]. Szczegółowy opis tego zaawansowanego układu znajdzie czytelnik w cytowanej już pracy Shoffnera [315]. Technika crossover to crossover została również wykorzystana w podobnym rozwiązaniu firmy ORTEC (Model 552 - Pulse Shape Analyzer / Timing SCA) [21]. Omówione wyżej techniki zero-crossingowe29 są szeroko stosowane w systemach spektrometrycznych z detektorami proporcjonalnymi (np. [314], [312÷315]). Okazały się one również wielce przydatne w badaniach detektorów półprzewodnikowych, na gruncie których wyodrębniła się nowa gałąź radiometrii: spektrometria czasów narastania impulsów [321], [322], [323].

a)

CsJ(Tl)

1.0

104

H

Druga połowa ubiegłego stulecia zaobfitowała badaniami zależności kształtu odpowiedzi scyntylatorów od rodzaju wzbudzającego promieniowania. Zapoczątkowały je obserwacje Eby’ego i Jentscke’ego [324] oraz Harrisona [325], stwierdzające że odpowiedzi niektórych scyntylatorów obok podstawowej składowej „szybkiej” zawierają znacznie słabszą, lecz wielokroć dłuższą składową „wolną”. Na rysunku 211 przedstawiono - zaczerpnięte z późniejszych publikacji - przykładowe przebiegi impulsów świetlnych tego typu scyntylatorów. 104

b)

STILBEN

3

α

0.1

α

el

1.0

102 p

n.pr.

10

γ

1.5

2.0

2.5 [µs]

0

STILBEN

el.

200

400

600

[ns]

1 0

100 200

300

400 [ns]

BG

0.5

α

1

0.01 0

102 10

NaJ(Tl)

103

AG

10

el

c)

Rys. 211. Przykładowe diagramy przebiegów czasowych impulsów świetlnych różnych scyntylatorów: a) wg Owena [326], b) wg Bollingera [327], c) wg Peuckerta [328] (α – cząstki alfa, el – elektrony, n.pr. – neutrony prędkie, γ – prom. gamma, p – protony)

Bardzo ważnym rezultatem podjętych podówczas badań eksperymentalnych było odkrycie zależności stosunku intensywności świecenia „ogona” (składowej wolnej) impulsu świetlnego scyntylatora do jego „piku” (składowej szybkiej) od rodzaju promieniowania. Stwierdzono na przykład, że w przypadku scyntylatorów organicznych jest on wyższy dla cząstek alfa a niższy dla kwantów gamma, zaś dla scyntylatorów nieorganicznych relacja jest odwrotna. Spostrzeżenia te otwarły nowe możliwości instrumentalnej identyfikacji rodzaju promieniowania. Wyrosła na ich gruncie technika pomiarowa, którą należałoby określić mianem techniki porównywania ładunków, za miarę intensywności wyświetlania scyntylatora przyjmuje ładunek niesiony przez impuls prądowy fotopowielacza, względnie przez wydzielone jego składowe (fast / slow).

29

Po raz pierwszy zastosowane układzie PSD przez Alexandra i Gouldinga [329].

235

Stosownie do możliwych kombinacji par sygnałów ładunkowych kojarzone są odpowiednie wersje układowe: • układ z porównywaniem sygnału globalnego (QT) i składowej szybkiej (QL) [Total/Fast] • układ z porównywaniem składowej szybkiej (QF) i składowej wolnej (QSL) [Fast/Slow] • układ z porównywaniem sygnału globalnego (QT) i składowej wolnej (QSL) [Total/Slow] Prawzorem układów pierwszej grupy jest układ opracowany przez F.D. Brooksa [330]. Jego schemat ideowy przedstawia rysunek 212. Formowanie porównywanych WY 2 1n CDr EMI 6097

RD

6k8 10k

50k

-72V 680 WY 1

CA425

10k

50k RA

7

8k2

50k 680 RSUM

12k

H

CAr

50k

1k

-1500V 10n

AG

5n

Rys. 212. Schemat ideowy układu PSD (TOTAL-FAST ) wg Brooksa [330]

BG

sygnałów dokonywane jest w dwóch strukturalnie podobnych lecz odmiennie zdymensjonowanych gałęziach obciążenia anody i ostatniej dynody fotopowielacza. W szczególności tworzą je wejściowe obwody całkujące RC, proste układy wydłużające oraz attenuatory wyjściowe. Celowy dobór wartości lementów pasywnych, oraz ustawień elementów regulowalnych w obu gałęziach umożliwia skompensowanie sygnałów: globalnego i jego składowej szybkiej, a w konsekwencji dyskryminację impulsów o zadanym stosunku QT /QF. Sygnał niosący informację o ładunku składowej szybkiej QF formowany jest w gałęzi anodowej fotopowielacza. Następuje to w tworzącej ją kaskadzie członów funkcjonalnych, przy czym pierwszy z nich w porządku topologicznym (RA7CAr) pełni funkcję upływnego integratora prądu anodowego iA(t). Według dwuskładnikowego modelu impulsu świetlnego scyntylatora [331] prąd ten opisuje zależność funkcyjna i A (t ) =

Q tot Q Ftot t t exp (− ) + SL exp (− ) τF τF τ SL τ SL

(318)

gdzie Q Ftot oraz QSLtot oznaczają całkowite ładunki niesione przez odpowiednią składową iA(t). W uproszczonej analizie sygnałowej tej gałęzi można zaniedbać drugi składnik powyższej zależności, nieznacznie modyfikujący przebieg iA(t) w obszarze jego piku. Elementarne procedury obliczeniowe prowadzą do wyrażeń opisujących chwilowe wartości ładunku na pojemności CAr oraz napięcia na zaciskach obwodu (RA7CAr).

236

Dla przejrzystości obliczeń posłużmy się ich zapisem operatorowym Q FC ( s ) = C Ar i A ( s ) Z A ( s ) =

V FRC ( s ) = Q FC ( s ) C Ar =

Z A ( s) =

gdzie

Q Ftot

τi

Q Ftot C Ar

τi

1 (s + τ ) (s + 1

i

1 (s + τ ) (s + 1

i

1 R AC Ar

1 R AC Ar

)

(319)

(320)

)

RA ( sR A C Ar + 1)

(321)

W dziedzinie czasu otrzymujemy więc odpowiednio:

V FRC (t ) =

gdzie V o = Q Ftot / C Ar

V o R A C Ar (τ F − R A C Ar )

(322)

H

oraz

⎤ Q Ftot R A C Ar ⎡ t t )⎥ ⎢ exp (− ) − exp ( (τ F − R A C Ar ) ⎣ τF R A C Ar ⎦ ⎡ t t ) − exp (− ⎢ exp (− τ R C F A Ar ⎣

⎤ )⎥ ⎦

(323)

AG

Q FC (t ) =

BG

Postaci zależności (322) i (323) wyznaczonych dla gałęzi anodowej obowiązują również dla gałęzi dynodowej, zarówno dla składowej szybkiej jak i wolnej. Można je zatem zapisać w postaci uogólnionej sygnując parametry obwodów całkujących zastępczym indeksem „ i ”, a przynależność do odpowiedniej składowej impulsu indeksem „ j ”. Obie te funkcje, nota bene różniące się tylko współczynnikami skalującymi, posiadają maksima dla wartości argumentu t = tmax . W uogólnionej notacji wyraża je związek τ j Ri C ir ⎛ τj ⎞ ⎟ (324) t max = ln ⎜⎜ ( τ j − Ri C jr ) ⎝ Ri C ir ⎟⎠ i = A, D j = F , SL Z punktu widzenia techniki pomiarowej szczególnie interesująca jest zależność maksimum napięcia na zaciskach obwodu całkującego od wartości determinujących ją parametrów. Podstawiając zatem (324) do równania (323) i dokonując parę prostych przekształceń otrzymujemy τj Ri Cir ⎤ ⎡ ⎛ τ j ⎞ ( RiCir − τ j ) ⎥ Vo Ri C ir ⎢ ⎛ τ j ⎞ ( RiCir − τ j ) RC ⎟ ⎟ ⎜ ⎜ V j max = (325) − ⎥ ⎜RC ⎟ (τ j − Ri Cir ) ⎢ ⎜⎝ Ri C ir ⎟⎠ i ir ⎠ ⎝ ⎥ ⎢ ⎦ ⎣ Rysunek 213 ukazuje jej odwzorowanie graficzne przedstawione w układzie współrzędnych znormalizowanych: (ViRC/Vo), (τj/Vo), uwidaczniający explicite zakres stosowalności metody. Linie przerywane dotyczą warunków założonych przez Brooksa w opracowanym przezeń układzie separacji impulsów generowanych w antracenowym detektorze

237

scyntylacyjnym przez neutrony szybkie od wzbudzonych przez promieniowanie gamma; (RDCDr=50RACAr,, τn=2τγ). γ

V jRC 1.0 V

TOTAL

n

0.8 0.6

γ FAST

0.4

γ

0.2

γ

n

0.001

0.01

n

τj

ANODA

DYNODA

0.0

n

0.1

1.0

10

RiCir

Rys. 213. Diagram zależności (ViRC/Vo) vs (τj/Vo)

AG

H

Poziom sygnału formowanego na członie całkującym jest śledzony w obu gałęziach przez kolejny stopień funkcjonalny jaki stanowi wydłużacz wartości maksymalnej. W istocie jest to konwencjonalny układ wydłużający pełniący zarazem funkcję detektora szczytowego. Człony te ujednolicają kształt impulsów w obu gałęziach i zapewniają ich przekrycie czasowe. Z kolei pasywne elementy regulacyjne (potencjometry i rezystory nastawne) umożliwiają wyrównanie amplitud tak uformowanych impulsów, a wobec ich przeciwnej polarności, wzajemną ich kompensację w wyjściowym obwodzie sumującym (RSUM). Jest to możliwe w odniesieniu tylko do jednej, wybranej pary sygnałów, przywiązanej do określonego rodzaju promieniowania.

BG

Druga para pozostaje nie skompensowana dając na wyjściu (WY1) impuls wypadkowy. Jest on wykorzystywany jako sygnał akceptacji sygnału odbieranego z wyjścia liniowego (WY2), kierowanego do analizy w (nie uwidocznionych na rysunku) dalszych blokach spektrometrycznego systemu pomiarowego. Koncepcję układu z porównywaniem składowych: szybkiej (QF) i wolnej (QSL), sformułował R .B. Owen [332]. Autor oparł ją na efekcie ładunku przestrzennego w obszarze: ostatnia dynoda - anoda. Warunkiem jego wystąpienia jest silne zredukowanie różnicy potencjałów VA-Dn między tymi elektrodami (od ułamka do paru woltów) oraz duża intensywność strumienia elektronów. Oba te wymagania daje się spełnić przez odpowiednie zdymensjonowanie dzielnika napięć dynodowych (bleedera), oraz zastosowanie fotopowielacza o dostatecznie dużym wzmocnieniu i wydajności prądowej. Efekt ten manifestuje się ograniczeniem prądu anodowego i zawracaniem emitowanych przez dynodę elektronów wtórnych do jej obwodu obciążenia (pojemności CD). Praktyczne jego skutki ukażemy w kontekście opisu procesu formowania sygnału identyfikującego, na gruncie rysunku 214 ilustrującego omawianą metodę. Przebiega on w obwodzie ostatniej dynody, obejmującym zarówno zewnętrzne elementy kształtujące (RD-CD) jak i wewnętrzną strukturę (Dn-A) fotopowielacza. Pod względem fenomenologicznym można wyróżnić w nim cztery stadia odpowiedzialne za kształtowanie odpowiednich fragmentów impulsu wyjściowego. Ich zasięg czasowy ilustruje poglądowo rysunek 215.

238

EMI 6097 470k

›

220k 220k

n

O

n

γ

γ

Y

Z

O

X

Y

UW

330 2n 470k 2n

V A− D WN

22k

STR STR

RD 22k

STR - stretcher UW - uniwibrator

50k CD

H

Rys. 214. Układ PSD Owena z oprzyrządowaniem do kontroli pracy i adiustacji.

I FAST

AG

ZAKRES ŁADUNKU PRZESTRZENNEGO (nieliniowy)

I SLOW

ZAKRES LINIOWY

1

2

3

t 4

BG

Rys. 215. Ilustracja rozległości czasowej stadiów formowania impulsu identyfikującego

W pierwszym stadium (1) wobec dużej intensywności składowej szybkiej (IFAST) w strefie (Dn-A) tworzy się ładunek przestrzenny. Przeważająca liczba elektronów wtórnych zostaje w tych warunkach zawrócona do dynody powodując gwałtowny spadek jej potencjału, kształtując zarazem w ten sposób czoło impulsu identyfikującego. Drugie stadium (2) obejmuje interwał między momentem spadku natężenia składowej szybkiej do poziomu, warunkującego liniowy reżym pracy fotopowielacza, a chwilą jej praktycznego zaniku. Wytworzony uprzednio ładunek przestrzenny jest wówczas przejmowany przez anodę, wskutek czego następuje stosunkowo szybkie przeładowywanie pojemności obwodu (RD -CD). Daje to początkowy, relatywnie stromy, fragment krawędzi tylnej formowanego impulsu. W kolejnym stadium (3), po zaniku składowej szybkiej, proces przeładowywania pojemności CD kontynuowany jest prądem składowej wolnej (ISLOW). Zależnie od jej natężenia może nawet dojść do zmiany polarności potencjału dynody. W tym stadium formowania sygnału wyjściowego mieści się istota omawianej metody, zależnie bowiem od (uwarunkowanego rodzajem promieniowania) względnego udziału składowej wolnej, sygnał wyjściowy może zawierać lub nie część o polarności dodatniej. W celowo

239

dobranych warunkach pracy układu polarność formowanego impulsu staje się więc nośnikiem informacji o rodzaju promieniowania. W ostatnim (4) stadium następuje swobodne rozładowanie obwodu całkującego (RD -CD) manifestujące się eksponencjalnym zanikiem formowanego impulsu ze stałą czasową (RDCD).

H

Zgodnie z nazwą układu sygnał identyfikujący wykorzystywany jest do dyskryminacji impulsów generowanych przez jeden z dwu składników (rodzajów) analizowanego promieniowania. Pełni on zatem funkcję inhibitora w torze liniowym odbierającym sygnał informacyjny z przedostatniej dynody fotopowielacza. Na schemacie z rysunku 211 ukazano nadto, zaproponowany wcześniej przez Brooksa [239], zestaw pomocniczych urządzeń do demonstracji i kontroli działania oraz adiustacji układu PSD. W przywołanej referencji czytelnik znajdzie szczegóły dotyczące praktycznego ich wykorzystania. Ikona kamery fotograficznej sygnalizuje rozporządzalny podówczas (rok 1959) sposób rejestracji odwzorowań oscylograficznych. W nowszych rozwiązaniach miejsce tego, dość prymitywnego, sposobu zajęły dwuparametrowe analizatory amplitudy impulsów.

SCYNTYLATOR NE213

tn = 2.2 ns

BG

- WN

AG

Kategorię układów z porównywaniem sygnału globalnego (QT) i składowej wolnej (QSL), omówimy na przykładzie opracowanego przez Onge’a i Lockwooda [333] systemu pomiarowego, którego inherentny blok funkcjonalny stanowi właśnie wspomniany wyżej analizator dwuparametrowy. Na rysunku 216 przedstawiono schemat ideowy jego podstawowego układu, formującego parę sygnałów niosących informacje o ładunkach (QT) i (QSL). Zamieszczone na nim ikonki ukazujące przebiegi impulsów w wybranych punktach układu w pewnej mierze same objaśniają proces formowania sygnałów identyfikujących.

τF el = 5.2 ns τFp = 5.6 ns τSL = 107 ns τSLp= 138 ns WY ~(QT)

Ri

RCA 8575

2k τi = 78 ns

Ci 39

τd = 9.8 ns TR 82

120 120

10k 2.2k

WY ~(QSL)

1n

τi = 2.2 µs

Rys. 216. Schemat ideowy układu PSD wg Onge’a i Lockwooda

240

Ich źródłami są odpowiednio: ostatnia dynoda oraz anoda. Z obu tych elektrod odbierane są impulsy prądowe identycznego kształtu lecz przeciwnej polarności. W gałęzi dynodowej impuls prądowy ulega scałkowaniu w prostym czwórniku inercyjnym Ri – Ci , dając impuls napięciowy o amplitudzie proporcjonalnej do globalnego ładunku QTOT.

H

Nieco bardziej złożony jest proces formowania impulsu prądowego odbieranego z anody. Jest on przekazywany w systemie przeciwsobnym do dwóch gałęzi równoległych za pośrednictwem dopasowanego transformatora impulsowego. Elementy bierne jednej gałęzi tworzą dwójnik różniczkujący, natomiast drugą stanowi czysto rezystywny dwójnik liniowy. Zmodyfikowane ich przepustowościami impulsy podlegają sumowaniu na wspólnej impedancji obciążenia obwodem całkującym. Racjonalny dobór stałej czasowej dwójnika różniczkującego (τF <τd <τSL) pozwala w pełni skompensować składowe szybkie a uwypuklić składową wolną. W ostatecznym rezultacie na elementach obwodu całkującego zostaje uformowany impuls napięciowy o amplitudzie proporcjonalnej do ładunku składowej wolnej QSL. Oba rodzaje impulsów identyfikacyjnych po odpowiednim wzmocnieniu są przekazywane są na wyjścia WY ~(QT) oraz WY ~(QSL) łączące ten blok funkcjonalny ze stowarzyszonym analizatorem dwuparametrowym

AG

Metody porównywania ładunków (charge comparison) oraz metody czasu przejścia przez zero (zero-cross timing) stanowiły osnowę dla późniejszych realizacji. Zanim podamy parę przykładów ilustrujących postęp w tej dziedzinie, nieco uwagi poświęcimy oryginalnej propozycji E.Gattiego i F. De Martini’ego [334] wykorzystania metod filtracji sygnału do selekcji impulsów według kształtu. Podjęte przez nich studium zorientowane było na rozróżnianie rodzaju promieniowania w zakresie niskich energii, gdy znaczącą rolę w formowaniu impulsów wyjściowych licznika scyntylacyjnego odgrywają procesy fluktuacyjne.

BG

Tak postawiony problem narzucił konieczność posłużenia się metodami fizyki statystycznej w procedurach ustalania pożądanej (optymalnej) charakterystyki filtru liniowego. W dziedzinie czasu stanowi ją charakterystyka impulsowa h(t) i związana z nią, poprzez czas pomiaru Tm, funkcja wagi W (t) = h(Tm-t). Celem badań Gattiego i Martiniego było właśnie wyznaczenie funkcji wagi niosącej optymalną ilość informacji o zróżnicowaniu kształtów impulsów. Wyjściową operacją w procedurze konstrukcji funkcji wagi było wyznaczenie uśrednionych przebiegów obu rodzajów impulsów i ich normalizacja ze względu na niesioną energię. Dodajmy, że dla prostoty późniejszej analizy, fizycznie ciągłe funkcje Iα (t) oraz Iγ (t) zastąpiono równoważnymi, skończonymi ciągami równoodległych impulsów ładunkowych, oznaczonych odpowiednio symbolami αi oraz γi30. W podobny sposób wyrażono hipotetyczną funkcję wagi jako sekwencję wartości dyskretnych Wi. W takim ujęciu warunek normalizacji przyjmuje postać

∑α = ∑γ i

i

i

=Q

(326)

i

Załóżmy dalej, że odpowiedziami filtru (t.j. sygnałami identyfikacyjnymi) Sα i Sγ są ważone sumy wymuszeń αi oraz γi

30

Oznaczenia sygnałów wejściowych symbolami αi i γi związane były z rodzajami promieniowania.

241

Sα =

∑W

i

αi

Sγ =

i

∑W

i

γi

(327)

i

Podstawę analizy optymalizacyjnej według koncepcji autorów stanowiła różnica tych sygnałów [∆ = (Sα-Sγ )]. W szczególności, za warunek kryterialny optymalności funkcji wagi przyjęto minimalizację względnej wariancji tej różnicy (σ∆/∆)2, przy założeniu poissonowskich fluktuacji sygnałów wejściowych αi i γi oraz uwzględnieniu fluktuacji wzmocnienia fotopowielacza (σA). Wyprowadzona przez autorów zależność opisująca względną wariancję różnicy sygnałów wyjściowych filtru przybiera postać. 2 ∑i Wi 2 (α i + γ i ) ⎛ σ( ∆ ) ⎞ ( 1 + σ 2A ) ⎜ ⎟ = [∑ Wi (α i − γ i )] 2 ⎝ ∆ ⎠

(328)

i

a z warunku jej minimalizacji wynika kształt optymalnej funkcji wagi αi − γi αi + γi

H

Wi OPT =

(329)

Sygnały identyfikacyjne wynoszą wówczas odpowiednio

i

αi − γi αi , αi + γi

αi − γi γi αi + γi

AG

Sα = ∑

Sγ = ∑ i

(330)

Uwzględniając postawiony uprzednio warunek normalizacji (326) łatwo stwierdzić, że Sα + Sγ = 0

(331)

BG

co oznacza, korzystną z punktu widzenia praktycznej realizacji układu właściwość przeciwną polarność sygnałów identyfikacyjnych. W tym przedmiocie wypada zwrócić uwagę na dwa aspekty problemów realizacyjnych: konieczność przeprowadzenia, wyprzedających syntezę układu, precyzyjnych pomiarów funkcji opisujących kształty rozróżnianych impulsów oraz kwestia fizycznej realizowalności filtru o zadanej związkiem (327) funkcji wagi. W powołanej publikacji [334] autorzy opisują szczegółowo skonstruowany (n.b. bardzo złożony) układ dyskryminatora oraz omawiają jego finalne własności. Brak w niej natomiast informacji o precyzji wyznaczenia funkcji kształtu impulsów wejściowych (αi i γi). Celowym wydaje się zatem przytoczenie przykładu konstrukcji funkcji wagi na podstawie pomiarów inną techniką [328]. Ilustruje go rysunek 217 przedstawiający diagramy znormalizowanych względem ładunku przebiegów (wzbudzonych przez elektrony i protony) impulsów prądowych licznika scyntylacyjnego ze scyntylatorem organicznym STILBEN (a) oraz wyznaczony na ich podstawie przebieg funkcji wagi (b). Metoda optymalnego filtru liniowego według analizy porównawczej przeprowadzonej przez Sabbaha i Suhamiego [335] przewyższa metodę komparacji ładunków. Sprowadzając opis metody ładunkowej do zastępczej postaci filtru liniowego, oraz przyjmując za wskaźnik efektywności metody parametr R = (σ 2∆ / ∆ ) (gdzie ∆ = nFp– nFe oznacza różnicę 242

1.0 STILBEN

1.0 0.8 0.6

0.1 protony

W (t ) =

0.4

I p (t ) − I el (t ) I p (t ) + I el (t )

0.2 elektrony

0.0

0.01

a)

0

40

80

120 [ns]

b)

200

400

600

800 [ns]

Rys. 217. Przebiegi impulsów prądowych wg Peuckerta [328] po znormalizowaniu (a) oraz wykres ich optymalnej funkcji wagi (b)

H

liczby fotoelektronów składowych szybkich obu rodzajów impulsów) wykazali oni iż metoda Gattiego jest dwukrotnie lepsza. Dokonana przez nich bardziej złożona analiza porównawcza ukazała z kolei wyższość metody ładunkowej nad metodą „zerocrossingową” w zakresie niskich energii promieniowania.

AG

Prace Sabbaha i Suhamiego zaowocowały również oryginalną koncepcją układu PSD oraz jego realizacją w technice tranzystorowej. Jest to wersja nowszej generacji układów elektronicznych mieszcząca się w kategorii układów TOTAL / SLOW. Rysunek 218 przedstawia schemat blokowy tego układu (a) oraz schemat ideowy jego podstawowej części (b).

BG

W strukturze układu należy wyróżnić dwa tory formowania sygnałów identyfikacyjnych: tor sygnału globalnego oraz tor wydzielania składowej wolnej. Zasadnicze operacje dokonywane są na (dodatniej polarności) impulsach prądowych w wejściowych obwodach obu torów; całkującym dwójniku LR i różniczkującym RC o identycznych wartościach stałych czasowych (L/R =RC). Scałkowany impuls przekazywany jest za pośrednictwem stopnia buforowego WB i wentyla diodowego (D1,D2) do wspólnego dla obu torów integratora CLR z opóźnieniem tD wnoszonym przez włączoną w ten tor linię opóźniającą DL. Wielkość opóźnienia uwarunkowana jest szerokościami składowych szybkich impulsów wejściowych. Wypływający z koncepcji układu warunek żąda, by wartość tD była równa współrzędnej czasowej przecięcia linii bazowej przez zróżniczkowany (bipolarny) impuls drugiego toru. Z tego impulsu, po odpowiednim wzmocnieniu, działaniem wentyla diodowego (D3,D4) wydzielony zostaje ujemny przerzut i przekazany z kolei do wspólnego integratora wyjściowego. W skali czasowej pokrywa się on z przebiegiem (dodatniej polarności) sygnału uformowanego w pierwszym torze. Celowy dobór wartości stałych czasowych w obu torach, jak również wzmocnienia w torze różniczkującym, pozwala - dla zadanych rodzajów promieniowania - uzyskać różnoimienność wypadkowych sygnałów identyfikujących. Po dodatkowym wzmocnieniu podlegają one segregacji w stowarzyszonym bloku dyskryminatorów progowych, dających na swych wyjściach standardowe impulsy wyjściowe przynależne odpowiednio do określonego rodzaju promieniowania; w omawianym przypadku n i γ.

243

L

R

C

R

tD

<

∫

n

DISC

γ

<

a) +24V 4k3

tD L

R

10µ

3k3 32µ 10n

DL R

C

1k8

87

2N976

2N976

87

100

68

10µ

D4

D3

220

2N976

-3V

100

2n

-24V 4x HP2900

1k

C – L- R

2x 2N2784

H

4k3

-6V

100

b)

5µH

D1

3k3 3k3

D2

3k3

+24V

AG

820

-24V

Rys. 218. Układ PSD typu TOTAL / SLOW w konfiguracji Sabbaha i Suhamiego [335] a) ogólny schemat blokowy b) schemat ideowy podstawowych bloków funkcjonalnych

BG

Na kanwie ogólnej koncepcji układów zerocrossingowych opracowano wiele rozwiązań zorientowanych na konkretne ich zastosowania. Ciekawym przykładem w tym względzie jest układ P. Sperra i i. [336] dedykowany do dyskryminacji tła gamma w pomiarach czasu przelotu neutronów. Podstawowa jego struktura wywodzi się z techniki Leading Edge/Crossover. Schemat blokowy tego układu pokazuje rysunek 219. Posłużymy się nim w opisie funkcjonalnym wyjaśniającym zasadę działania układu. CFD WE

MWD G

τi F

PF

WY

L

τd Rys. 219. Schemat blokowy układu PSD wg Sperra i i. [336]

Dodatni impuls wejściowy kierowany jest do dwóch równoległych gałęzi formujących. W gałęzi górnej pobudza on dyskryminator stałofrakcyjny (CFD) generujący 244

w odpowiedzi, przywiązany do współrzędnej czasowej początku impulsu wejściowego, impuls strobujący. Zostaje on opóźniony w kolejnym bloku funkcjonalnym tej gałęzi (MWD) o czas podyktowany wartością współrzędnej przejścia przez zero impulsu bipolarnego, formowanego współbieżnie w gałęzi dolnej. Ten komplementarny proces przebiega w układzie dwóch bloków wzmacniających: wzmacniacza kształtującego (F) typu RC-FA31 oraz kaskady wzmacniaczy-ograniczników (L). Przyjęty sposób formowania sygnału bipolarnego, oparty na użyciu filtrów rezystorowo-pojemnościowych zapewnia prostotę realizacyjną a stowarzyszony zespół wzmacniaczy-ograniczników pozwala uzyskać pożądaną, dużą szybkość jego przejścia przez zero. Odwołajmy się w tym miejscu do rozdziału 3.3.1.3 dotyczącego metody konwencjonalnego przejścia przez zero i skorygujmy podaną tam formułę (196) zakładając pomijalną wartość stałej czasowej czwórnika całkującego. W takiej konwencji przybiera ona postać t t ⎡ τ − − τ τ dif dif τ ⎢ e − e τ dif − τ i ⎢ τ dif − τ ⎣

⎤ ⎥ ⎥ ⎦

(332)

H

V o (t ) = V

max A

AG

gdzie τi oraz τdif oznaczają odpowiednio stałą czasową zaniku scyntylacji oraz stałą czasową obwodu różniczkującego, zaś VAmax amplitudę impulsu napięciowego na rezystancji obciążenia fotopowielacza. Moment przejścia przez zero określa wówczas wyrażenie tz =

τ dif τ

τ dif − τ

ln

τ dif

(333)

τ

W konsekwencji szybkość przejścia przez zero wyznaczona jest zależnością τ ⎡ − V Amax ⎢ 1 ⎛ τ dif ⎞ τ dif − τ 1 ⎛ τ dif ⎟ ⎜ − ⎜⎜ = τ⎝ τ τ dif − τ ⎢ τ dif ⎜⎝ τ ⎟⎠ ⎢ ⎣

BG dV o (t ) dt

tz

⎞ ⎟ ⎟ ⎠

−

τ dif τ dif − τ

⎤ ⎥ ⎥ ⎥ ⎦

(334)

Odzwierciedla ona oczywiste uzależnienie szybkości przejścia przez zero formowanego impulsu bipolarnego od jego amplitudy, sugerując zarazem celowość jej amplifikacji ex post, jak to właśnie uczyniono w omawianej konfiguracji. Łączny skutek wzmocnienia (103) i obustronnego ograniczenia sygnałów bipolarnych ilustruje poglądowo rysunek 220 ukazujący zmodyfikowane w ten sposób ich przebiegi (γ i n). Uwidoczniono na nim również opóźniony przebieg stowarzyszonego impulsu strobującego (str). W przypadku wzajemnego przekrycia impulsów wyjściowych obu gałęzi, tj. równoczesnego osiągnięcia poziomu (L), wymuszona zostaje zmiana poziomu logicznego na wyjściu bramki selekcjonującej (G), a w efekcie zostaje uformowany impuls identyfikujący, przekazywany za pośrednictwem bloku (PF) na zaciski wyjściowe układu.

31

skrótowe oznaczenia całkującego filtru pasywnego (RC) i różniczkującego filtru aktywnego (FA).

245

H

str

L

γ

H

n

L

Rys. 220. Przebiegi impulsów na wejściach selekcjonującej bramki logicznej

WE-2 (strobe)

47 560 1 51

MC 1062 -6V

AG

-6V

2N918

H

Układ zrealizowano praktycznie w mieszanej technice stosującej elementy dyskretne oraz struktury scalone. Rysunek 221 przedstawia schemat jądra układu, wyróżniony ramką na podanym uprzednio jego schemacie blokowym (rys. 219). Zachowano w nim (przyjęte przez autorów) symbole graficzne elementów według norm zachodnioeuropejskich. Górna jego część reprezentuje blok kształtująco-opóźniający (MWD) wykonany (z wyjątkiem tranzystorowego stopnia interfejsującego) na szybkich bramkach logicznych MECL. Tworzą one zespół sekwencyjnych i kombinacyjnych ogniw funkcjonalnych.

CD 330 6

RD 390

2

-6V

-6V

560

560

7

-6V

560

MC 1068 5k6 -6V VBB

560

-6V

3

BG 560

2k5

560

560

560

-6V

MC 1065

-6V

10k

10k

9 MC 1004

WY-1

47 12

1N4154

2N2894

11 13

560

560

n+γ

10

-6V

WE-1

(imp. bipol.) 51

WY-2

100

-6V

560

n

300 R -6V op

1n

1k -6V

-6V

-6V

-6V

8

560

5

4

VCC1 = + 6V (MC 1065) VCC2= + 0.8V

100

MC 1010

-6V

-6V -6V MON 47

560

Rys. 221. Schemat ideowy obwodów selekcji impulsów układu PSD wg Sperra i i.

W pierwszym z nich - uniwibratorze (2, 3, 4, 5, Rop) - następuje restandaryzacja impulsu odbieranego z dyskryminatora stałofrakcyjnego [337], ustalająca (Rop) jego czas

246

trwania na wartości równej wymaganemu opóźnieniu. Kolejna operacja w procesie formowania impulsu wyjściowego tej gałęzi przebiega z udziałem komplementarnej pary impulsów uniwibratora, przy czym impuls ujemny zostaje uprzednio opóźniony w prostym obwodzie całkującym RD-CD. Ich kombinacja w bramce NOR (6) daje w efekcie wypadkowy impuls o szerokości podyktowanej stałą czasową RDCD i założonym opóźnieniu. Po zinwertowaniu w bramce (7) jest on podany na wejścia bramek selekcjonujących (10,11). Na drugie ich wejścia przekazywany jest sygnał uzyskany w efekcie wzmacniania z ograniczeniem amplitudy, uformowanego w przedwzmacniaczu kształtującym, impulsu bipolarnego. Służący temu celowi układ kondycjonera składa się z kaskady trzech szybkich, różnicowych wzmacniaczy scalonych typu MC 1065, pracujący w reżymie single ended input - differential output. Zapewnia on bardzo dużą stromość odpowiedzi w okolicy przejścia przez zero, sprowadzając czas przełączania skrajnych jej poziomów (na obu komplementarnych wyjściach wzmacniacza) do wartości ok. 4 ns.

AG

H

Koincydencja niskich poziomów (L) na wyjściach obu gałęzi skutkuje zmianą stanu na wyjściu bramek (10 i 11) na czas wzajemnego przekrycia impulsów, czyli uformowaniem impulsu identyfikującego. Jest on przekazywany na wyjście układu PSD za pośrednictwem stopni przełączających (12 i 13) oraz odpowiednich translatorów poziomów logicznych. Gałąź kondycjonowania sygnału bipolarnego można formalnie traktować jako układ dwóch równoległych torów: podstawowego (via 11 i 13) oraz pomocniczego (via 12 i 14). Warunki normalnej pracy układu jako dyskryminatora PSD zapewnia tor pierwszy, drugi natomiast wykorzystywany jest przy regulacji układu. Jednym z czynników wpływających na rozdzielczość metody zerocrossingowej jest szybkość działania detektora przejścia przez zero. Uzasadnionymi wydają się więc próby wykorzystania w tym stopniu diod tunelowych. Rysunek 222 przedstawia skrócony schemat tego rodzaju rozwiązania [338]. -6V

BG

+30V

1k

6k2

7k5

C2

R1

200 110

R3 6910A

T1

R2 C1 R4

110

50n

D1

10

22 +6V

0.1

AF118

+6V

+30V

0.1

22

T2

820

1k8

T3

180 2k7

T4

T5

50n

2k7

0.1

560

50n 22

100k

DT 1N3715

+12V

100

CA

2n

D2 4k3

3k9

2 x AF118

2 x AF118 WY

Rys. 222. Schemat układu PSD z diodą tunelową wg Nadava i Kaufmana [338]

Dioda tunelowa pracuje tu w najprostszej konfiguracji przerzutnika. Jest ona wstępnie spolaryzowana prądem o wartości przewyższającej nieco wartość prądu piku Ip, lokującym spoczynkowy punkt jej pracy w strefie wysokich stanów napięciowych. 247

Uformowany w sieci elementów pasywnych (C2,R2,C1,R2,R3) prądowy impuls bipolarny swym podstawowym, ujemnym lobem, przełącza diodę DT (via T1) w alternatywny, niski stan napięciowy na czas dzielący jego początek od momentu przejścia przez zero. W ten sposób zostaje utworzony standaryzowany w amplitudzie impuls o szerokości znamionującej rodzaj promieniowania. Po dodatkowym wzmocnieniu (T2,T3) jest on wykorzystany do kluczowania źródła prądowego (T5) w prostym stopniu konwersji czasamplituda (T4,T5,CA ). Atrybut nośnika informacji o rodzaju promieniowania zostaje przeniesiony w konsekwencji na amplitudę formowanego w tym obwodzie sygnału. Pełny układ zawiera nadto, pominięty na schemacie, wzmacniacz wyjściowy. Jest on wyposażony w dodatkowy obwód formowania na linii opóźniającej mający na celu zmniejszenia prawdopodobieństwa spiętrzeń. Bardziej zaawansowany układ PSD z diodami tunelowymi oparty na klasycznej konfiguracji leading edge - crossover ilustruje rysunek 223 [339] przedstawiający schemat

C

WB

RC-CR

WB

WK-WB

DP - DT

WE

WE DL

WB

WE-WK

WE

UW T D

AG

B

UW - DT

H

A

WY

WE-WK

Rys. 223. Schemat blokowy układu PSD wg Součeka i Chase [339]

BG

blokowy tego rozwiązania. Struktury obu torów formowania sygnałów identyfikacyjnych (A) i (B) nie odbiegają od ich pierwowzorów. Innowację stanowią tylko bloki funkcjonalne detektora przejścia przez zero (w gałęzi A) oraz dyskryminatora „na czole” (w gałęzi B) oparte na wykorzystaniu diod tunelowych. Praca obu tych bloków jest kontrolowana przez dodatkową gałąź (C), której zasadniczym członem jest dyskryminator amplitudy (DP) wykonany również na diodzie tunelowej. Działaniem swym uaktywnia on uniwibratory w pozostałych gałęziach dopiero po przekroczeniu przez impulsy wejściowe jego poziomu progowego. Przez ustawienie tego poziomu dostatecznie wysoko ponad poziomem szumów chroni się układ przed fałszywymi pobudzeniami szumowymi. Z racji swej funkcji pomocniczej dyskryminatory te określane są mianem wspomagających, promujących lub uczulających. W terminologii angielskiej używane są natomiast nazwy: arming discriminator oraz priming discriminator Postęp w dziedzinie syntezy scalonych struktur analogowych i cyfrowych znalazł również odbicie w nowszych opracowaniach układów PSD. Istotną nowość stanowiło w tym względzie zastosowanie analogowo-cyfrowych konwerterów całkujących QDC (charge to digital converter) [340]-[343]. Na tej bazie zrodziła się koncepcja alternatywnej w stosunku do metody porównywania ładunków nowej jej wersji opartej na pomiarze globalnego ładunku i nadprogowej szerokości niosącego go impulsu [343].

248

Z nowszych rozwiązań godnym odnotowania jest układ dyskryminatora n/γ opracowany w Instytucie Problemów Jądrowych w Świerku [344] dla potrzeb diagnostycznych eksperymentów fizyki plazmy. Stanowi on wysoce zaawansowaną wersję zerocrossingową zrealizowaną w mieszanej technice półprzewodnikowej. Układ wyposażono w szereg obwodów usprawniających jak: stabilizujące jego pracę - pętle ujemnego sprzężenia zwrotnego, oraz obwody kompensacji piedestału i odrzucania spiętrzeń. Dzięki tym środkom uzyskano małą wrażliwość na przeciążenie częstotliwościawe i zmiany temperatury, jak również poprawę separacji n/γ w zakresie dużej szybkości zliczeń. Wspomnieć choćby wypada również opracowanie grupy włoskiej [345] oodzwierciedlające trend rozwojowy układów elektroniki jądrowej w ogólności. Zdaniem jego autorów stanowi ono ewolucję układu Sperra i i. [336] zrealizowaną całkowicie na obwodach scalonych.

H

Pożytecznymi dla czytelnika mogą okazać się artykuły przeglądowe dotyczące zarówno układów dyskryminatorów PSD jak i scyntylatorów. W tej intencji odsyłamy czytelnika do publikacji R.B. Owena [326], B. Machaja [346] oraz W.G. Browczenki [347]

AG

3.5.2. Identyfikatory cząstek naładowanych

BG

W eksperymentach jądrowych w zakresie średnich energii najczęściej stosowanymi metodami identyfikacji produktów reakcji są metody oparte na pomiarze zdolności hamującej absorbera dE/dx oraz całkowitej energii cząstki. Informacje o tych wielkościach pozyskiwane są pośrednio w teleskopowym systemie pomiarowym przedstawionym schematycznie na rysunku 224. Tworzy go kaskada dwu detektorów umiejscowionych wzdłuż ustalonej trajektorii cząstek: „cienkiego” detektora transmisyjnego o założonej grubości ∆x, w którym zachodzi nieznaczna (mierzalna) strata energii cząstki ∆E, oraz detektora „grubego” pochłaniającego resztę jej energii ER, doprowadzając tym samym do całkowitego wyhamowania cząstki. Dla tak zorganizowanego systemu pomiarowego, w pierwszym przybliżeniu możemy napisać dE ∆E ≅ dx ∆x

oraz

E ≅ ∆E + ER

(335)

∆x E

ER

∆E

Rys. 224. Schemat teleskopowego systemu pomiarowego

249

Wielkości te pozostają w ścisłym związku z parametrami deskryptywnymi cząstek, stwarzając możliwości ich metrologicznej identyfikacji. Przypomnijmy w skrócie te zależności. • Pierwszą, wykorzystywaną w praktyce pomiarów identyfikacyjnych, stanowi wyprowadzona teoretycznie formuła znana powszechnie pod mianem wzoru Bethego [348] względnie Bethego-Livingstona [349]. W zakresie prędkości nierelatywistycznych przybiera ona uproszczoną postać −

2mV 2 dE 4 π e 4 Z 2 = ln N z dx I mV 2

(336)

w której e,m - ładunek elementarny i masa spoczynkowa elektronu Z,V - liczba atomowa i prędkość cząstki z,I - liczba atomowa absorbera i średnia energia jonizacji atomów absorbera

dE MZ 2 E = K1 ln K 2 dx E M

AG

−

H

Uwzględniając oczywistą relację E = ½ MV2, gdzie M jest masą cząstki, równanie (334) zapiszemy w ogólnej formie (337)

uwidaczniającej explicite sygnalizowane wyżej związki. Czynnik logarytmiczny z natury rzeczy jest słabo zależny od zmian wartości wyrażenia pod logarytmem. Dało to asumpt do dalszego uproszczenia formuły (235). Tak na przykład w zmodyfikowanej jej wersji [360]

BG

dE E = K3 M Z 2 dx

(338)

przyjęto bezwarunkową stałość tego czynnika [ln K2(E/M) = const.]. W szeroko upowszechnionej, alternatywnej formule założenie powyższe uwarunkowano wprowadzeniem korekcyjnych członów empirycznych [350], [351], [352]. Najczęściej podawana jest ona w zapisie

[E + E0 + k ∆E ] ∆E

= P

(339)

gdzie w globalnym parametrze P mieszczą się wielkości znamionujące cząstkę, a symbol ∆E, wobec znanej grubości ∆x pierwszego detektora, określa jego zdolność hamującą; człony korygujące zawarte są natomiast w agregacie [E+E0+k∆E]. Parametr globalny P kojarzy cząstkowe informacje zawarte w sygnałach obu detektorów, stając się w efekcie nośnikiem zasadniczej informacji o rodzaju cząstek. Jego wartość wyznaczana jest instrumentalnie przez specjalizowane procesory analogowe na gruncie przytoczonych wyżej formuł. Przypomnijmy w zarysie parę ich realizacji. Jedną w wcześniejszych stanowi układ opracowany przez B. Wolfego i i. [350], pracujący według formuły (338). Rysunek 225 pokazuje w uproszczeniu jego schemat funkcjonalny.

250

VE ∝ E

T(E) VE / TE

STROBE V∆E ∝ ∆E

V(∆E)

Vo ∝ E·∆E

Rys. 225. Blokowy schemat funkcjonalny układu identyfikatora cząstek wg [350]

AG

H

Bloki wejściowe w obu torach (E i ∆E) zawierają wzmacniacze bramkowane sygnałem stowarzyszonego układu koincydencyjnego (strobe). W kolejnych blokach wzmocnione impulsy podlegają, istotnej z punktu widzenia operacji mnożenia, przemianie. I tak w jednym torze (np. E ) dokonywana jest konwersja amplitudowo-czasowa, w efekcie której następuje przeniesienie informacji o poziomie sygnału (VE) w domenę czasu (TE). W drugim torze natomiast (∆E) poziom sygnału (V∆E) zostaje „zamrożony” w prostym diodowo-pojemnościowym układzie wydłużającym. Jest on następnie całkowany w kolejnym bloku funkcjonalnym - bramkowanym integratorze Millerowskim - w okresie czasu TE zadanym przez sygnał wyjściowy pierwszego toru, dając odpowiedź o amplitudzie proporcjonalnej do iloczynu (E · ∆E ). Dodajmy, że omówiony wyżej układ zrealizowano całkowicie na lampach elektronowych. Niemal współcześnie, również w technice lampowej, skonstruowano procesory [351], [352], [353] wykonujące działania według zależności (339) przekształconej formalnie znaną metodą „jedna czwarta kwadratu” do postaci 1 4

{[( E + E

+ k∆E ) + ∆E ] − [( E + E o + k∆E ) − ∆E ] 2

0

BG

P ≡ E ⋅ ∆E =

2

}

(340)

Zwykle jest ona podawana w zapisie

P ∝ [ E + E 0 + (k + 1) ∆E ] − [ E + E 0 + (k − 1) ∆E ] 2

2

(341)

2

(342)

który w terminach odpowiedników sygnałowych przyjmuje formę P ∝ [ V + V0 + ( K + 1) ∆V ] − [ V + V0 + ( K − 1) ∆E ] 2

gdzie K = k•· (czynnik skalujący) = k· [(V/E)/(∆V/∆E)] Motywem skłaniającym do skorzystania z alternatywnego sposobu obliczania iloczynu dwu wielkości był fakt pojawienia się na rynku w tamtych latach specjalnej strumieniowej lampy elektronicznej (QK-329) o kwadratowej charakterystyce przejściowej [354]. Rysunek 226 ukazuje funkcjonalny schemat blokowy nowszej wersji takiego procesora [353]. Zawiera on dwie podobne strukturalnie gałęzie operacyjne. Pierwszymi ich stopniami są attenuatory sygnałów wejściowych; niezależne (A β,A γ) w torach impulsów detektora (E), oraz sprzężone (A α) w torach impulsów detektora (∆E); ta druga para umożliwia „drobne” zmiany wartości K w okolicy założonego (zwykle centralnego) położenia ślizgów potencjometrów regulacyjnych. Następne stopnie stanowią proste 251

Vx2 ∝[ V + V0 + (K -1) ∆V ] +1

Aβ

Σ

1

E0

-1

Aα V∝E

Vx1 ∝ [ V + (K -1) ∆V ]

QK 329

Vy1 ∝ [ V + (K+ 1) ∆V ]

QK 329

K

∆V ∝ ∆E +1

P

Σ

Aγ

1

E0

+1 Vy2 ∝ [ V + V0 + (K -1) ∆V ]

Σ RO

H

Rys. 226. Schemat blokowy układu identyfikatora cząstek wg Stokesa [353]

AG

sumatory sygnałów. Na schemacie zasygnalizowano wyniki kolejnych operacji sumowania (Vx1,Vx2,Vy1,Vy2) osiągalne przy właściwym doborze współczynników tłumienia attenuatorów wejściowych. Każdą z gałęzi kończy stopień kwadratujący na lampie strumieniowej QK-320, dającej na swych elektrodach wyjściowych (kolektorze i tarczy) parę przeciwsobnych sygnałów wyjściowych. Obciążenie wspólną rezystancją RO wzajemnie połączonych alternatywnych elektrod wyjściowych (na schemacie tarcza górnej lampy łączy się z kolektorem dolnej) tworzy obwód realizujący operację odejmowania kwadratów sum sygnałowych ( V x22 − V y22 ) = P.

BG

Z tego też okresu datuje się układ identyfikatora cząstek, wykonany całkowicie w technice półprzewodnikowej [355], realizujący operację mnożenia tzw. metodą logarytmiczną opartą na tożsamości AΩB = antilog [log A + logB]

(343)

Ten sposób sprowadza więc równanie (339) do postaci P = antilog [ log (E+Eo+∆E) + ( log ∆E)]

(344)

Jego praktyczna użyteczność uwarunkowana jest dostępnością prostych, a zarazem dostatecznie dokładnych członów funkcjonalnych, odpowiednio o logarytmicznej i antylogarytmicznej charakterystyce przenoszenia. Elektronika dysponuje tego typu funktorami, których zasadniczym elementem kształtującym charakterystykę jest złącze półprzewodnikowe [356], [357]. W omawianym układzie posłużono się najprostszymi konfiguracjami stosując, nowoczesne na ówczas, szybkie diody krzemowe o wysokiej konduktancji (1N3730), oraz proste wzmacniacze tranzystorowe o skrajnie niskich (< 1Ω) impedancjach wejściowych i wyjściowych. Strukturę układu ilustruje rysunek 227 przedstawiający w uproszczeniu jego schemat blokowy. W górnej jego gałęzi logarytmowaniu podlega sygnał detektora (∆E), w dolnej natomiast sygnał detektora (E) uzupełniony empirycznymi składnikami (k∆E i Eo). Impulsy 252

+V 200µA

R1

121

∆E

A1

A3

C1

DLOG

A5

121

k∆E

E

A2

121 UW A6

121

R1 C1

C2

RS A7

+V 200µA

RS

A4

DLOG

A8

A9

„P”

DA-LOG R2

50µA

-V

E0

Rys. 227. Schemat blokowy identyfikatora cząstek naładowanych wg R.Kaifera [355]

BG

AG

H

napięciowe w obu torach sygnałowych przekazywane są na diodowe dwójniki logarytmujące (DLOG) za pośrednictwem wzmacniaczy transimpedancyjnych (A1,A2). Ich niska impedancja wejściowa (dopasowana do oporności charakterystycznej linii przesyłowej) oraz wysoka wyjściowa, czynią je w istocie konwerterami napięciowoprądowymi. W efekcie, napięciowe impulsy wejściowe, skonwertowane do postaci prądowej, dają na zaciskach przynależnych diod wtórne impulsy napięciowe V i " (t ) ∝ log V i (t ) . Te z kolei. za pośrednictwem wtórników (A3, A4), kierowane są do prądowego wzmacniacza sumującego (A7). Sumaryczny impuls prądowy po dodatkowym wzmocnieniu w (A8) jest przekształcany w diodowym członie alogarytmującym. Dla zapewnienia wymaganych warunków jego pracy zastosowano w nim wzmacniacze (A8,A9) o bardzo małej impedancji wziernej od strony diody (DA-LOG). Pomocnicze obwody formowania sygnałów korygujących (k∆E i Eo) nie wymagają specjalnego objaśnienia; podkreślmy tylko iż sygnał (Eo) zadawany jest jako frakcja, generowanego w uniwibratorze (UW), impulsu standardowego. • Drugą z zaanonsowanych na początku rozdziału zależności, znaną ogólnie pod nazwą wzoru Geigera [353],[354], można nazwać formułą zasięgową. Jest to związek ustalony na drodze empirycznej wiążący zasięg cząstki R w absorberze z jej prędkością wlotową v. W oryginalnym brzmieniu dany jest on w postaci r = k v3

(345)

gdzie k jest stałą zależną od rodzaju cząstki. Proste przekształcenie prowadzi do częściej używanej formuły ukazującej explicite zależność zasięgu od energii cząstki. Zapiszmy ją w tej alternatywnej formie R = a E3/2

(346)

modyfikując odpowiednio oznaczenia dla wygody późniejszych odniesień do materiałów źródłowych. Zauważmy również, że zawartą w stałej k zależność od rodzaju cząstki przejął w tej notacji współczynnik proporcjonalności a. Dodajmy wreszcie, że nie niesie on pełnej informacji o rodzaju cząstki. Udostępnia ją natomiast, bazująca na równaniu zasięgowym (343), nowa technika teleskopowa, opracowana w Lawrence Radiation Laboratory 253

[360]. Jej podstawowym założeniem jest zastosowanie w obu torach pomiarowych detektorów takiego samego rodzaju; mówiąc ściślej - o identycznej zdolności hamującej. Dla takiego przypadku na całkowitą drogę hamowania składa się grubość pierwszego absorbera (T) oraz zasięg cząstki w drugim detektorze (R2). R2 T

ER

ET

∆E

E

Rys. 228. Ilustracja metody zasięgowej

ET = E + ∆E R = T + R2

AG

R2 = a E1.73

H

Posiłkując się orientacyjnym rysunkiem 228, w konwencji przyjętych tam oznaczeń możemy napisać układ równań

R = a Er

1.73

(347) (348) (349) (350)

w których wprowadzono, za autorami metody, skorygowaną przez nich doświadczalnie wartość wykładnika potęgowego (1.73 zamiast 1.5). Prosty rachunek daje

BG

T 1.73 = ET − E 1.73 = ( E + ∆E ) 1.73 − E 1.73 a

(351)

Iloraz T/a dla danego rodzaju promieniowania zachowuje wartość stałą. Jest on praktycznie niezależny od energii promieniowania, zależy natomiast znacząco od jego rodzaju. Tym samym nabiera cech wskaźnika identyfikującego. Wielkości występujące w równaniu (351) mają oczywiście swe odpowiedniki w domenie sygnałów elektrycznych. Dla jasności opisu utrzymamy dla nich takie same oznaczenia. Podstawę konstrukcji procesora stanowi ostateczna forma równania (351) wyrażająca parametr T/a jako zależność od mierzalnych wielkości E i ∆E. Kształt tej zależności sugeruje zarazem posłużenie się logarytmiczną metodą komputacji. Zauważmy jednak, że w standardowej wersji wymaga ona użycia oddzielnych konwerterów logarytmicznych w obu torach sygnałowych, z czym wiążą się określone problemy dryfu oraz dopasowania charakterystyk. Istotnym ulepszeniem w tym zakresie okazał się, opracowany przez F. Gouldinga, oryginalny układ kombinacyjno-sekwencyjny z programowanym sterowaniem torów sygnałowych (czasosterem) oraz blokiem przetwarzania logarytmicznego [356] nazwanym przez twórców procesora generatorem funkcji. Filozofię tej metody ilustruje rysunek 229.

254

E, ∆E START

∆E

T /a

GENERATOR FUNKCJI

BR1

(E+∆E)1.73

E

Σ BR2

1.73

E

b)

a) Rys. 229. Ilustracja zasady działania identyfikatora cząstek wg Gouldinga [360]

a) Diagramy impulsów: wejściowych (E, ∆E, START), bramkowania (BR1,2) i impulsu złożonego (Σ) b) Diagramatyczne przedstawienie procesu potęgowania impulsu złożonego

AG

H

Omówimy ją zwięźle posiłkując się również, przedstawionym na rysunku 230, schematem blokowym układu skonstruowanego według tej koncepcji. Z założenia metody sygnały obu detektorów E i ∆E wymagają standaryzacji ich szerokości; w układzie prototypowym wynosiła ona 3 µs. Do tego celu wykorzystano (nie ukazane na schemacie) typowe bloki funkcjonalne wstępnego kształtowania sygnału. Analogicznie, w „zewnętrznym” bloku koincydencyjnym, generowany jest sygnał startu inicjujący cykl pracy procesora. Współczesność sygnałów obu detektorów warunkuje więc każdorazowo rozpoczęcie procesu ich przetwarzania, zapobiegając ewentualnym fałszywym pobudzeniom.

CZASOSTER

BR1

ATTEN

BG

BR. LIN.

S

∆E

MIX

E

Log

kV

aLog

BR2 SAMPL

IDENTYF WT

GEN. FUNKCJI ET = ( E+∆E )

Rys. 230. Blokowy schemat układu identyfikacji cząstek według Gouldinga [360]

Formalnie w cyklu pracy wyróżnić można dwie jego fazy; każda o czasie trwania równym połowie szerokości impulsów informacyjnych (∆t ≅ 1.5 µs). W pierwszej fazie procesowi komputacji poddany jest tylko sygnał z toru (E). Jest on przekazywany bezzwłocznie za pośrednictwem sumatora (MIX) do bloku generatora funkcji, gdzie podlega operacji potęgowania z zadanym wykładnikiem 1.73. Jego zmodyfikowany poziom zostaje z kolei zapamiętany w pojemności sprzęgającej samplera (SAMPL). Pojawiający się synchronicznie z sygnałem (E) sygnał startu aktywizuje układ czasosteru, który z za-łożonym opóźnieniem ∆t, wyznaczającym początek drugiej fazy, generuje sekwencję impulsów sterujących. 255

Pierwszy z nich (B1) otwiera tor sygnału (∆E) na interwał równy jego opóźnieniu. Sygnał ten po odpowiednim osłabieniu w attenuatorze przekazywany jest na drugie wejście sumatora (MIX) nakładając się w efekcie na drugą połowę, działającego na pierwszym wejściu sygnału (E). Uformowany w ten sposób sygnał o amplitudzie (E+∆E) ulega potęgowaniu w bloku generatora funkcji po czym jest przekazywany do układu samplera, w którym następuje wydzielenie z niego frakcji (T/a) niosącej informację o rodzaju promieniowania. Dla objaśnienia fenomenologii tego procesu odwołajmy się do rysunku 231 przedstawiającego uproszczony schemat funkcjonalny samplera. (E )1.73 180

1.73

(E + ∆E)

220 1

470 CS

BR2

K1

T/a

K2 K1,2 = 2N834

H

Rys. 231. Schemat funkcjonalny układu ekstrakcji sygnału identyfikującego

BG

AG

Stanowi go czwórnik ze sterowanym kotwiczeniem na masie punktu wyjściowego. Do chwili wygenerowania przez blok czasosteru impulsu bramkującego BR2 obydwa klucze pozostają zwarte, a pojawiający się na wejściu czwórnika sygnał powoduje szybkie ładowanie pojemności szeregowej CS aż do wartości szczytowej przyłożonego napięcia. Stan taki ma miejsce podczas pierwszej fazy cyklu pracy układu identyfikatora. Na pojemności CS odkłada się wówczas napięcie (E)1.73. W drugiej fazie, przy rozwartych kluczach K1 i K 2, działa ono przeciwstawnie w stosunku do napięcia (E+∆E)1.73 aktualnie działającego na wejściu sygnału. Oczywistym rezultatem jest odejmowanie obu sygnałów, dające w wyniku identyfikujący impuls wyjściowy o amplitudzie (T/a). Dla kompletności opisu dodajmy, że układ czasosteru prócz impulsów bramkujących generuje jeszcze impulsy synchronizujące (S) sterujące pracą obu konwerterów: logarytmującego i alogarytmującego. Poniechamy jednak szczegółowego wyjaśniania ich roli, które wymagałoby zamieszczenia oryginalnych schematów ideowych obu przetworników i przytoczenia - za autorami układu - pełnej analizy jego pracy. Zainteresowanych czytelników odsyłamy przeto do powołanej publikacji źródłowej [360].

256

Bibliografia

BG

AG

H

[1] Маталин Л. А. и др.: Электронные методы ядерной физики. Атомиздат, Москва. 1973 [2] Черняский А. Ф., Бекетов С. В., Потапов А. В.: Статистические мeтоды анализа случайных сигналов в ядернофизическом эксперименте. Атомиздат, Москва, 1974 [3] Krauss M., Woschni E. G.: Systemy pomiarowo-informacyjne. PWN, Warszawa, 1979 [4] Radeka V., Karlovaĉ N.: Least-square-error amplitude measurement of pulse signals in presence of noise. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 52, 86, 1967 [5] Middleton D.: An Introduction to Statistical Communication Theory. Mc Graw Hill, Inc., New York, 1960 [6] Korbel K.: Układy elektroniki Front-End. Uczelniane Wydawnictwa Naukowo-Dydaktyczne, AGH, Kraków, 2000 [7] Measurement and Automation. National Instruments, Instrumentation Catalogue 1998 [8] Korbel K., Dąbrowski W.: Filtracja sygnału w spektrometrycznym torze pomiarowym - Filtry analogowe. Skrypty Uczelniane AGH. Nr 1318, Wyd. AGH, Kraków, 1992 [9] Elmore W. C.: The transit response of damped linear networks with particular regard to wideband amplifiers. Journ. of Applied Physics, Vol. 19, 55, 1948 [10] Goodman T. P., Hilsey R.: Continuous measurement of characteristics of systems with random input. Transactions ASME, No. 8, 1958 [11] Campbell N. R., Francis V. J.: A Theory of Valve and Circuit Noise. Journal of IEE, Vol. XCIII, part III, 45, 1946 [12] Fairstein E., Hahn J.: Nuclear Pulse Amplifiers – Fundamentals and Design Practice. Nucleonics, Vol. 23, No. 9, 81, 1965 [13] Chase R. L., Higinbotham W. A.: A Flexible Amplifier with Good Overall Properties. The Review of Scientific Instruments, Vol. 23, No. 1, 34, 1952 [14] Collinge B., West C., Lloyd G. H.: A high stability amplifier for nuclear physics applications. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 35, 313, 1965 [15] Instrukcja obsługi: Wzmacniacz Linearny WL 41. ZZUJ „Polon”, Warszawa, 1973 [16] Instruction manual: TC 220 BLR Linear Amplifier. Tennelec, Oak Ridge, Tenn. 1967 [17] Instrukcja obsługi: Model 716 Amplifier – Operating and Service Manual. ORTEC Inc., EG&G Company, Oak Ridge, Tenn. 1970 [18] Instrukcja obsługi: Wzmacniacz z filtrami aktywnymi – Typ 1101. ZZUJ „Polon”, Warszawa, 1976 [19] Instrukcja fabryczna: Model 673 Spectroscopy Amplifier and Gated Integrator – Operating and Service Manual . EG&G ORTEC, Pat. No. 675590 [20] Sallen R. P., Key E. I.: A Practical Method of Designing RC-Active Filters. IRE Trans. on Circuit Theory, CT-2, 74, 1955 257

BG

AG

H

[21] Katalog firmowy: Modular Pulse-Processing Electronics and Semiconductor Radiation Detectors. EG&G ORTEC 97/98 [22] Percival W. S.: Improvement in relaying to thermions and valve circuits. Brit. Patent No. 460652, 24 February 1936 [23] Scott L.: An integral Design Techniques for Wideband Multistage Transistor Amplifiers. UCRL−10009, (Dec. 14, 19610, oraz UCRL−10009 Rev. (April 27, 1962). Reports of the University of California, Lawrence Radiation Laboratory [24] Williams C.W., Neiler J. H.: Design consideration for maximum bandwidth in transistorized pulse amplifiers. IRE Transactions on Nuclear Science, NS-9, 1, 1962 [25] Golde W.: Układy elektroniczne Tom I. WNT, Warszawa 1969 [26] Nosal Z., Baranowski J.: Układy elektroniczne Cz. I. – Układy analogowe liniowe. WNT, Warszawa, 1994 [27] Epstein R. J.: A high speed transistor amplifier. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 24, 333, 1963 [28] Instrukcja obsługi: Szybki wzmacniacz Typ 1501. ZDAE IChTJ, Warszawa, 1983 [29] Rush C. J.: New Technique for Designing Fast Rise Transistor Pulse Amplifiers. The Review of Scientific Instruments, Vol. 35, No. 2, 149, 1964 [30] Technical Manual TM-672.: Pulse Technique. USA War Office, Washington, 1951 [31] Instruction Manual:444 Gated Biased Amplifier. ORTEC Inc., 1969 [32] Nowlin C. H., Blankenship J. L..: Elimination of Undesirable Undershoot in the Operation and Testing of Nuclear Pulse Amplifiers. The Review of Scientific Instruments, Vol. 36, No. 12, 1830, 1965 [33] Fairstein E., Hahn J.: Nuclear Pulse Amplifiers – Fundamentals and Design Practice. Nucleonics, Vol. 23, No. 11, 50, 1965 [34] Fairstein E: Effect of Driving Pulse Shape on the Performance of a Schmitt Trigger Circuit. The Review of Scientific Instruments, Vol. 27, No. 7, 483, 1965 [35] Instrukcja obsługi: Układ wydłużający Typ 1106. ZZUJ „Polon”, Zakład Aparatury Elektronicznej, Warszawa, 1974 [36] Kowalski E.: Nuclear Electronics. Springer Verlag, Berlin, Heidelberg, New York, 1970. W tłumaczeniu polskim: Elektronika Jądrowa. Postępy Techniki Jądrowej, Seria Aparatura i Technika Jądrowa, Nr 76 (559), Ośrodek Informacji o Energii Jądrowej, Warszawa 1973 [37] Nicholson P. W.: Nuclear Electronics. John Wiley & Sons, London, New York, Sydney, Toronto, 1974 [38] Robinson L. B.: Reduction of Baseline Shift in Pulse Amplitude Measurement. The Review of Scientific Instruments, Vol. 32, 1057, 1961 [39] Chase R. L., Poulo L. R.: A High Precision D.C. Restorer. IEEE Transactions on Nuclear Science, NS-14, No. 1, 83, 1967 [40] Instrukcja obsługi: Układ odtwarzania składowej stałej Typ 1102. ZDAE IChTJ, Warszawa 1983 [41] Williams C. W.: Reducing pulse height spectral distortion by means of DC restoration and pile-up rejection. IEEE Transactions on Nuclear Science, NS-15, No 1, 297 1968 [42] Instrukcja obsługi: Model 450 Research Amplifier, Operating and Service Manual. ORTEC, Inc., 1969

258

BG

AG

H

[43] Gere E. A., Miller G. L.: Active D.C. Restoration in Nuclear Pulse Spectrometry. IEEE Transactions on Nuclear Science, NS-14, No 1, 89, 1967 [44] Goulding F. S., Landis D. A., Pehl R. H.: The Design and Performance of a High Resolution High Rate Amplifier System for Nuclear Spectrometry. UCRL-17560, Lawrence Radiation Laboratory, Berkeley, California, 1967 [45] Fairstein E.: Gated baseline restorer with adjustable asymmetry. IEEE Transactions on Nuclear Science, NS-28, 464, 1975 [46] Patzelt R.: Improved base-line stabilization for pulse amplifiers. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 59, 283, 1968 [47] De Geronimo G., O’Connor P., Grosholz J.: A CMOS Baseline Holder (BLH) for Readout ASICs. Conference Proceedings: IEEE 2000 Nuclear Sciences Symposium and Medical Conference, Lyon, France, October 15-20, 2000 [48] Grubiĉ M.: Gated Base-Line Restorer without “droop”. The Review of Scientific Instruments. Vol. 58, No 6, 1104, 1987 [49] Kuwata M., Maeda H., Husimi K.: New Baseline Restorer Based on Feedforward Differential Compensation. IEEE Trans. on Nuclear Science, Vol. 41, No.4, 1236, 1994 [50] Instrukcja techniczna: Mod. 672 Spectroscopy Amplifier, Operating and Service Manual. ORTEC, Inc., 1987 [51] Rozen S.: Pile up rejection circuits. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 11, 316, 1961 [52] Bass R., Kessel W., Majoni G.: A pulse shape discriminator for particle separation and pile-up suppression. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 30, 237, 1964 [53] Bertolini G., Mandl V., Melandrone G.: Pile-up detection circuit. Nuclear Instruments and Methods,Vol. 29, 357, 1964 [54] Bertolaccini M., Bussolati C., Cova S.: Improved spectrum expander for semiconductor detector spectroscopy. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 32, 31, 1965 [55] Weisberg H.: A pile-up elimination circuit. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 32, 138, 1965 [56] Gupta S. K., Iyengar K. V. K.: A circuit for preventing accumulation of experimental data when the nuclear reaction rate exceeds a preset value. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 44, 123, 1966 [57] Monier L. F., Tripard G. E.: Detection of Pile-Ups with Pulse Overlap to Pulse Height Converter. The Review of Scientific Instruments, Vol. 37, No. 1, 1966 [58] Moszyński M., Jastrzębski J., Bengtson B.: Reduction of pile-up effects in time and energy measurements. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 47, 61, 1967 [59] Sabbah B., Klein I., Arbel A.: Pile up rejection by comparison of the shaped pulse with its second derivative. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 95, 163, 1971 [60] Daniels C. J.: An integrated circuit pile-up rejector. The Review of Scientific Instruments, Vol. 46, No. 1, 102, 1975 [61] Gray T. S., Walker R. M.: Design of a retriggerable IC one-shot. IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-5, No. 4, 141, 1970 [62] Korbel K.: Моновибратор с импульсным удлинением генерируемых мпульсов. Приборы и Техника Эксперимента. № 6, 113, 1968 [63] Blatt S. L., Mahieux J., Kohler D.: Elimination of pulse pileup in nuclear radiation spectra. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 60, 221, 1968

259

BG

AG

H

[64] Matalin I. A., Naray Z., Czubarow S. I.: Metody rejestracji i obróbki danych w fizyce i technice jądrowej. Biblioteka „Postępów Techniki Jądrowej”, Seria: Aparatura i Technika Pomiarowa, Tom I, Nr 61 (487) i Tom II, Nr 62 (488), Ośr. Informacji o Energii Jądrowej, Warszawa, 1971 [65] Massalski J. M., Studnicki J.: Legalne jednostki miar i stałe fizyczne. PWN, Warszawa, 1988 [66] Kathren R. L.: Radiation protection. Adam Hilger Ltd., Techno House, Bristol and Boston, England 1985 [67] Schmitt O. H.: A thermionic trigger. The Journal of Scientific Instruments, Vol. 15, 24, 1938 [68] Eccles W. H., Jordan F. W.: A Trigger Relay Utilizing Three-Electrode Thermionic Vacuum Tubes. Radio Review, Vol. 1, No. 3, 143, 1919 [69] Forsman K. E.: Ein Untersetzer mit nur zwei Hochvakuum-röhren für jede Stufe. Physikalische Zeitschrift, Vol. 39, 410, 1938 [70] Massalski J. M.: Detekcja promieniowania jądrowego, PWN, Warszawa 1959 [71] Lifschutz H., Lawson J. L.: A Triode Vacuum Tube Scale-of-Two Circuit. The Review of Scientific Instruments, Vol. 9, 83, 1938 [72] Giarratana J..: A Scale-of-Eight Counting Unit . The Review of Scientific Instruments, Vol. 8, 103, 1938 [73] Lifschutz H..: New Vacuum Tube Scaling Circuits of Arbitrary Integral or Fractional Scaling Ratio. Physical Review, Vol. 57, 243, 1940 [74] Ohlin P.: A “Scale-of-Three” Counter. Philos. Magazin, Vol. 29, 285, 1940 [75] Potter J.: A Four-tube Counter Decade. Electronics, Vol. 17, No. 6, 110, 1940 [76] Don Devault.: Vacuum Tube Scaling Circuit. The Review of Scientific Instruments, Vol. 12, 83, 1941 [77] Bergstrand E.: A Scale-of-N Counter and G-M Tube Photosensitivity. Archiv. Mat. Astron. Fysik, Vol. 29 A (4), 31, 1943 [78] Lewis W. B.: Electrical Counting. Cambridge University Press, Teddington, England, 1973 [79] Regener V. H.: Reversible Decade Counting Circuit. The Review of Scientific Instruments, Vol. 17, 375, 1946 [80] Grosdoff I. E., Higinbotham W., Gallangher J., Sands M.: Electronic Counters. RCA Review, Vol. 7, 438, 1946 [81] Higinbotham W.A., Gallangher J., Sands M.: The Model 200 Pulse Counter. The Review of Scientific Instruments,Vol. 18, No. 10, 706, 1947 [82] Regener V. H.: Decade Counting Circuits. The Review of Scientific Instruments, Vol. 17, 185, 1947 [83] Sharpless T. K.: High-speed N-Scale Counters. Electronics, Vol. 21, 122, 1948 [84] Elmore W. C.: Decade Scaling Circuits. The Review of Scientific Instruments, Vol. 17, 375, 1946 [85] Ferguson G. J., Fraser G. H.: The Design of Four-Tube Decade Scalers. The Review of Scientific Instruments, Vol. 22, No. 12, 937, 1951 [86] Sawicki A.: Przeliczniki oparte na układach spustowych typu Eccles-Jordana. Nukleonika, T. III, Zesz. 4, 401, oraz Zesz. 6, 633, 1958 [87] Decade Counting. Instruments and Control Systems, Vol. 33, No. 8, 1314, 1960

260

BG

AG

H

[88] Elmore W. C.. Sands M.: Electronics – Experimental Techniques. Mc.Graw-Hill Book Company, New York, 1949 [89] Millman J., Seely S.: Electronics. Mc.Graw-Hill Book Company, New York, 1951 [90] Elmore W. C., Sands M.: Electronics. National Nuclear Energy Series, Div. V, Vol. 1, Mc.Graw-Hill Book Company, New York, 1954 [91] Бонч-Бруевич А.М.: Радиоэлектроника в экпериментальной физике. Изд. Наука. Главная редакция физико-математической литературы. Москва 1966 [92] Price W. J.: Detekcja promieniowania jądrowego. PWT, Warszawa, 1960 [93] Sanin A. A.: Elektroniczne przyrządy fizyki jądrowej. WNT, Warszawa 1964 [94] Praca zbiorowa pod kier. St. Ryżko.: Elektroniczne mierniki zliczające. WKŁ, Warszawa 1965 [95] Dance J. B.: Electronic Counting Circuits. LL1FFE Books Ltd., London, American Elsevier Publishing Company, New York, 1967 [96] Korbel K.: Elektronika jądrowa, Cz. I – Elementy elektroniki jądrowej. Skrypt uczelniany AGH Nr 878, Wyd. AGH, Kraków 1982 [97] Acton J. E.: The Single Pulse Dekatron. Electronic Engineering, Vol. 22, 173, 1950 [98] Bacon R. C, J. R. Pollard.: The Dekatron. Electronic Engineering, Vol. 24, 48, 1952 [99] Technische Mitteilungen J. L. H., Rodenhuis K.: Eine Dezimalröhre für hohe Zahlgeschwindigkeiten. Philips Technische Rundschau, Vol. 14, 313, 1953 [101] Bjòrkmen L., Lindberg L.: Development of Trochotrons. Trans. Roy. Inst. Technol. No. 80, Stockholm 1954 [102] Ложников Α. Π., Харченко А. М.: Импульсные устройства на трохoтронах Госэнергоиздат, Москва, 1963 [103] Instrukcja obsługi: Zestaw przelicznika elektronowego-ręcznego PER-1. Zakłady Wyrobów Elektrotechnicznych „ELTRA”, Bydgoszcz, 1961 [104] Opis techniczny Przelicznika Elektronowego typ LL-1, Mod. B. Zakłady Wyrobów Elektrotechnicznych „ELTRA”, Bydgoszcz, 1960 [105] Instrukcja obsługi: Instruction Manual for Electronic Scaler Type PEL-5A. ZOPAN, Warszawa, 1961 [106] Turewicz W.: Znormalizowany system elektronicznej aparatury laboratoryjnej techniki jądrowej. Postępy Techniki Jądrowej, Seria: Aparatura i Technika Pomiarowa, Nr 26 (280), OIEJ, Warszawa, 1966 [107] Maxwell L., Marazzi C.: Synthesis of counters with any kind of feedback. Proc. IEE, Vol. 113, No. 2, 271, 1966 [108] Wickers W. E.: Logic design with integrated circuits. J. Wiley, New York, 1970 [109] Pieńkos J., Turczyński J.: Przetwarzanie i przechowywanie informacji w systemach automatyki. WNT, Warszawa, 1974 [110] Kohonen T.: Elementy i układy elektronicznych maszyn cyfrowych. WNT, Warszawa, 1975 [111] Pieńkos J., Turczyński J.: Układy scalone TTL serii UCY71 i ich zastosowanie. WKŁ, Warszawa, 1976 [112] Kalisz J.: Cyfrowe układy scalone w technice systemowej. Wyd. MON, Warszawa, 1977 [113] S. Budkowski J., Papliński A., Sosnowski J.: Zespoły i urządzenia cyfrowe. WNT, Warszawa, 1979

261

BG

AG

H

[114] Badźmirowski K., Pińkos J., Piestrzyński W.: Cyfrowe układy MOS/LSI. WKŁ, Warszawa, 1979 [115] Pieńkos J., Turczyński J.: Układy scalone TTL w systemach cyfrowych. WKŁ, Warszawa, 1986 [116] Instrukcja obsługi: Przelicznik P-44. ZZUJ „Polon”, Zakład Aparatury Elektronicznej, Warszawa, 1972 [117] Masny St.: Laboratoryjna aparatura techniki jądrowej na obwodach scalonych. Postępy Techniki Jądrowej, Seria: Aparatura i Technika Pomiarowa, Nr 80 (598), OIEJ,Warszawa 1976 [118] DOE/ER-0457T, U.S.NIM Committee.: Standard NIM Instrumentation System. NTIS, U.S. Department of Commerce, Springfield, 1990 [119] CAMAC – A Modular Instrumentation System for Data Handling. Revised Description and Specification. ESONE Committee, EUR 4100e Revised Version, 1972 [120] Ostrowicz A.: CAMAC modułowy system aparatury elektronicznej. Postępy Techniki Jądrowej, Seria: Aparatura i Technika Pomiarowa, Nr 78 (592), OIEJ, Warszawa, 1976 [121] Polska Norma” CAMAC, blokowy system oprzyrządowania elektronicznego do pomiarów automatycznych i sterowania. PN-72/T-06530, 1973 [122] POLON-CAMAC. Katalog Zjednoczonych Zakładów Urządzeń Jądrowych POLON, Warszawa, 1977 [123] Instrukcja obsługi: Przelicznik Typ 1403. ZZUJ „Polon”, Zakład Aparatury Elektronicznej, Warszawa, 1978 [124] Instrukcja obsługi: Licznik binarny Typ 401. ZZUJ „Polon”, Zakład Aparatury Elektronicznej, Warszwa, 1977 [125] Camac Modular System. Bulletin No. 142, Nuclear Enterprises, 1981 [126] Campbell N.R., Francis V. J.: A Theory of Valve and Circuit Noise. Journal of the Institution of Electrical Engineers (IEE), Vol. XCIII, part III, 45, 1946 [127] Instrukcja obsługi: Integrator linearno-logarytmiczny ILL-41. . ZZUJ „Polon”, Zakład Aparatury Elektronicznej, Warszawa, 1973 [128] Elmore W. C.: A Counting-Rate Meter. Nucleonics, Vol. 2, No. 4, 43, 1948 [129] Pitman D.: A Cathode-Ray Tube Chronoscope. Electronic Engineering, Vol. 20, 384, 1948 [130] Lewis I. A. D., Raffle J. F.: A Stepping Scale-of-ten Counting Unit. The Journal of Scientific Instruments, Vol. 27, 7, 1950 [131] Instrukcja obsługi: Integrator Liniowo-Logarytmiczny ILL-21a. ZZUJ „Polon”, Zakład Aparatury Elektronicznej, Warszawa, 1978 [132] Cooke-Yarborough E. H., Pulsford E. W.: A Counting-Rate Meter of High Accuracy. Proceedings of IEEE, Vol. 98, (Pt. II), 191, 1951 [133] Cooke-Yarborough E. H., Pulsford E. W.: An Accurate Logarithmic Counting-Rate Meter Covering a Wide Range. Proceedings of IEEE, Vol. 98, (Pt. II), 196, 1951 [134] Горн А. С., Хазанов Б. И.: Регистраторы интенсивности излучений. Атомиздат, Москва, 1965 [135] Furukawa T., Wakayama N.: Solid state neutron flux monitoring instrument for nuclear reactor. Conference Proceedings: “Nuclear Electronics”, 141, IAEA, Vienna, 1966

262

BG

AG

H

[136] Romano A., Riva G. M.: Amplificatore con funzione di trasferimento logaritmica per oltre cinque decadi. Alta Frequenza, Vol. XXXVI. No. 9, 879, 1968 [137] Grimbergen C. A., Köhnke G. H. P.: Fast-response apparatus for 11-decade logarithmic current-voltage measurements. The Review of Scientific Instruments, Vol. 47, No. 7, 854, 1976 [138] Wayne Hansford A.: Ultra low bias amplifier, HA-5180. Application Note No. 555. Harris 1988 Analog Product Data Book, Industrial/Commercial. [139] Hughes R. S.: Logarithmic Video Amplifiers. Artech House Inc., Detham, Massachussets [140] Hewlett J.: Symposium of papers on radiation monitoring apparatus – Session I. Discussion before the measurements and radio sections. Proceedings of IEE, Vol. 98, Part II, 204, 1951 [141] Воронин А. П., Кондратева Н. Н.: Авторское свидетельто № 126561, 1960 [142] Vincent C. H., Rowless J. B.: A digital linear ratemeter. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 22, No. 2, 201. 1963 [143] Werner M.: A digital decimal pulse ratemeter. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 34, No. 1, 103. 1965 [144] Knoll G. F.: Radiation detection and measurement. John Wiley & Sons, New York Chichester - Brisbane - Toronto - Singapore, 1979 [145] Pałczyński B., Stefański W.: Półprzewodnikowe układy i urządzenia techniki impulsowej. WKŁ, Warszawa, 1973 [146] Baranowski J.: Półprzewodnikowe układy impulsowe i cyfrowe. WKŁ, Warszawa, 1976 [147] Гольденберг А. M.: Теория и расчет импульсных устройств на полуроводниковых приборах. Изд. „Связь”, Москва, 1969 [148] Neeteson P. A.: Considerations on Schmitt Trigger Level Detectors. Application Information 842, N. V. Philips’ Gloeilampenfabrieken, Eindhoven, 1968 [149] Neeteson P. A.: Hysteresis and Negative Resistance in the Schmitt Trigger. Application Information 844, N. V. Philips’ Gloeilampenfabrieken, Eindhoven, 1969 [150] Smith M. I. S.: On the Circuit Analysis of the Schmeitt Trigger. IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. 23, No. 1, 292, 1988 [151] Rabaey J. M.: Digital Integrated Circuits (A Design Prospective). Prentice Hall, Inc. New Jersey, 1996 [152] Łakomy M., Zabrodzki J.: Cyfrowe układy scalone TTL. PWN, Warszawa, 1974 [153] Biren S.: Two MOS-FETs and transistors make better Schmitt trigger. Electronic Design, Vol. 15, No. 10, 92, 1967 [154] Cobbold R. S. C.: Teoria i zastosowanie tranzystorów polowvch. WNT, Warszawa 1975 [155] Kulka Z., Nadachowski M.: Liniowe układy scalone i ich zastosowanie. Wyd. 3, WKŁ, Warszawa, 1977 [156] Nowakowski W.: Podstawowe układy elektroniczne – Układy impulsowe. WKŁ, Warszawa, 1982 [157] Instrukcja obsługi - Dyskryminator progowy DP-21. ZZUJ „Polon”, Zakład Aparatury Elektronicznej, Warszawa, 1972 [158] Kandiah K.: A sensitive pulse trigger circuit with a stable threshold. Proc. IEE, Part II, Vol. 101, No. 81, 239, 1954 263

BG

AG

H

[159] Kandiah K.: A highly stable pulse-height discriminator. Conf. Proc. ”Nuclear Electronics II”, 239, IAEA, Vienna, 1961 [160] Millman J., Taub H.: Pulse, Digital and Switching Waveforms. McGraw-Hill, New York, 1965 [161] Цитович А. П.: Ядерная радиоэлектпоника. Изд. Наука, Москва 1967 [162] Bayer R.: Precision threshold discriminator. Proc. of 2nd ISPRA Nuclear Electronics Symposium, 93, Stresa, 1945 [163] Bayer R. Informacja prywatna [164] Bayer R.: Voltage discriminator has 0,1 mV resolution. Electronics, Vol.46, No. 25, 114, 1973 [165] Roberts A.: A Differential Pulse Amplitude Selector. The Review of Scientific Instruments, Vol. 11, 44, 1940 [166] Instrukcja obsługi: Analizator A-21. ZZUJ POLON, Zakład Aparatury Elektronicznej, Warszawa, 1973 [167] Instrukcja obsługi: Analizator jednokanałowy Typ 1201. ZZUJ POLON, Zakład Aparatury Elektronicznej, Warszawa, 1977 [168] Cole H.A.: The use of integrated-circuit amplifiers to provide variable bias in singlechannel pulse-height analyzers. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 79, 356, 1970 [169] Gatti E., Piva S.: A New Single Channel Elementary Amplitude Discriminator. Nuovo Cimento, Vol. 10, 984, 1953 [170] Fairstein E.: A Sweep-Type Differential and Integral Discriminator. The Review of Scientific Instruments, Vol. 22, 761, 1951 [171] Freundlich H.F., Hincks E.P., Ozeroff W.J.: A Pulse Analyser for Nuclear Research. The Review of Scientific Instruments, Vol. 18, Nr 12, 90, 1947 [172] Gatti E.: A Stable High Speed Multichannel Pulse Analizer. Nuovo Cimento, Vol. 11, 153, 1954 [173] Colombo S., Cottini C., Gatti E.: Improvement on a Multichannel Pulse Analizer. Nuovo Cimento, Vol. 5, 748, 1957 [174] Wilkinson D. H.: A stable ninety-nine channel pulse amplitude analyzer for slow count ing. Proceedings of Cambridge Philosophical Society, Vol. 46, 508, 1950 [175] Hutchinson G. W., Scarrot M. A. and G. G.: A High Precision Pulse Height Analyser of Moderately High Speed. Philosophical Magazin, Vol. 42, 792, 1951 [176] Guillon H.: Procédé assurant la stabilité et l’égalité des largeurs de bandes dans un sélecteur d’amplitude d’impulsions, Lettres a la Rédaction, Le Journal de Physique et le Radium, Tome 14, 128, Fevier 1953 [177] Gitis E. I.: Konwertery informacji do maszyn cyfrowych. WNT, Warszawa, 1964 [178] Guillon H.: Review of multichannel and multiparameter analyzer systems. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 43, 240, 1966 [179] Mac Mahon J.P.: A 100 channel pulse height analyzer utilizing dual step conversion. Proc. Int. Symp. on Nuclear Electronics, (Paris 1958), IAEA Vienna, 1, 291, 1959 [180] Kulka Z., Libura A., Nadachowski M.: Przetworniki analogowo-cyfrowe i cyfrowo ana logowe. Wyd. Komunikacji i Łączności, Warszawa, 1987 [181] Rudy van de Plasche: Scalone przetworniki analogowo-cyfrowe i cyfrowo-analogowe. Wyd. Komunikacji i Łączności, Warszawa, 1997

264

BG

AG

H

[182] Gruszecki M.: Spektrometryczne przetworniki analogowo-cyfrowe - Stan obecny i perspektywy rozwojowe. Raport IFJ Nr 1378/E, Kraków, 1987 [183] Cottini C., Gatti E., Svelto V.: A sliding-scale analog-to-digital converter for pulse analysis. Proceedings of International Symposium on Nuclear Electronics, Paris 309, 1963 [184] Vaidya P.P. et al.: A new method for DAC correction for application in nuclear ADC. Nuclear Instruments and Methods, Vol. A-240, 357, 1985 [185] Berry A. et al.: A Fast Multi-Channel Analyser. Prep. Daresbury Lab. DL/CSE/P9, 1981 [186] Cottini C., Gatti E.,.Svelto V.: A new method for analog to digital conversion. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 24, 241, 1963 [187] CAMAC – A Modular Instrumentation System for Data Handling. Revised Description and Specification. EURATOM EUR 4100e, March 1969. [188] AN-41: Techniques for Improved Time Spectroscopy, Application Note AN-41, EG&G ORTEC, Oak Ridge, TN 37830, 1981. [189] Compton P.D. Jr., Johnson W. A.: Determination of charge sensitivity of a tunnel diode voltage threshold discriminator used in time difference measurements. IEEE Transactions on Nuclear Science, NS-14, Nr 1, 116, 1967 [190] Gedcke D.A., Williams C.W.: High resolution time spectroscopy - 1. Scintillation Detectors. Information About ORTEC Products and Services of Timely Interest, August 1968 [191] Bertolaccini M., Bussolati C., Cova S., Donati C., Svelto V: Statistical Behaviour of the Scintillation Counter: Experimental Results. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 51, 325, 1967 [192] Hyman L.G.: Time resolution of photomultiplier systems. The Review of Scientific Instruments, Vol. 36, 193, 1965 [193] McDonald W.J., Gedcke D.A.: Time resolution studies on large photomultipliers. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 55, 1, 1967 [194] Bertolini G., Cocchi M., Mandl V., Rota A.: Time resolution measurements with fast pho tomultipliers. IEEE Transactions on Nuclear Science, NS-23, 229, 1966 [195] Bedwell M.O., Paulus T.J.: A new constant fraction timing system with improved time derivation characteristics. IEEE Transactions on Nuclear Science, NS-23, 234, 1966 [196] Bruszewski J.: Układ do dyskryminacji czasowej impulsów z wykorzystaniem komparatorów napięcia ULY7710N i ULY7711. Elementy półprzewodnikowe i układy scalone. Zastosowania – Układy analogowe. Biuletyn PIE Warszawa, Rok VI, nr 1/21, 57, 1978 [197] Chase R. L.: Pulse Timing System for Use with Gamma Rays on Ge(Li) Detectors. The Review of Scientific Instruments. Vol.39 (9), 1318, 1968 [198] Gabriel F., Koepernik H., Schops K.: A Timing System for Ge(Li) Detectors. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 103, 501, 1972 [199] Hall T. M.: Life time system with stabilized timing discriminator. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 117, 253, 1974 [200] Instrukcja obsługi: Dyskryminator stałofrakcyjny Typ 1503. Zjednoczone Zakłady Urządzeń Jądrowych „POLON” , Zakład Aparatury Elektronicznej, Warszawa, 1977

265

BG

AG

H

[201] Orman P. R.: A synchronizing discriminator for scintillation counter pulses. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 21, 121, 1963 [202] Lynch F. J.: Improved timing with NaJ(Tl). IEEE Transactions on Nuclear Science, NS-13, No.3, 149, 1966 [203] Wieber D. L., Lefevre H. W.: An amplitude-independent nanosecond timing discriminator for fast photomultipliers. IEEE Transactions on Nuclear Science, NS-13, 406, 1966 [204] Nutt R.: Detecting Circuit for Indicating Occurence of Peak in an Input Signal. U.S. Patent No. 3,714,464, January 30, 1973 [205] Bonitz M.: Modern multi-channel time analyzers in the nanosecond range, Nuclear Instruments and Methods Vol. 22, 238, 1963 [206] Nedermeyer S. H., Althaus E. J., Allison W., Schatz G.R.: The measurement of ultra-short time intervals. The Review of Scientific Instruments. Vol. 18, No. 7, 488, 1947 [207] Keuffel J. W.: A Simplified Chronotron-Type Timing Circuit. The Review of Scientific Instruments. Vol. 20, No. 3, 187, 1949 [208] McLusky, Moody N.F.: Millimicrosecond Pulse Techniques (Part 4), Electronic Engineering, Vol. 24, No. 293, 1952 [209] Levevre H. W., Russell J. T.: Vernier Chronotron. The Review of Scientific Instruments, Vol. 30, Nr 3, 159, 1959 [210] Моругин Л. А., Глебович Г. В.: Наносекундная импульсная техника. Изд. „Советское Радио”, Москва, 1964 [211] Barton R. D., King M. E.: Two vernier time-interval digitizers. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 97, 159, 1971 [212] Cottini C., Gatti E., Giannelli G.: High Resolution Millimicrosecond Time Interval Measurements Based upon Frequency Conversion. Il Nuovo Cimento, Vol. IV, No. 1, 157, 1956 [213] Cottini C., Gatti E: Millimicroseconds Time Analyzer. Il Nuovo Cimento, Vol, 4, 1550, 1956 [214] Porat D.I.: Review of sub-nanosecond time-interval measurements. IEEE Transactions on Nuclear Science, Vol. NS-20, No. 5, 36, 1975 [215] Filipkowski A.: Układy elektroniczne analogowe i cyfrowe. Podręczniki Akademickie: Elektronika, Informatyka, Telekomunikcja, Wydawnictwa Naukowo Techniczne, Warszawa, 1978 [216] Hanson J.V., Schlotzhauer K.G.: A Closer Look at Ring Diode Modulators. IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-7, No. 3, 253, 1972 [217] Zimmermann R.: Przyrządy pomiarowe radiotechniki. WKiŁ, Warszawa, 1965 [218] Moody N. F.: Time Expansion for Millimicrosecond Time Intervals, Millimicrosecond Pulse Techniques, Part 3, Electronic Engineering, vol. 24, No. 292, 289, 1952 [219] Gatti E., Vaghi F., Zaglio E.: A fast coincidence with slow scintillators. Conference Proceedings, Belgrade 1961, Nuclear Electronics III, 105, IAEA, Vienna 1962 [220] Stevens A. E, Van Berg R. P., Van der Spiegel J., Williams H. H.: A Time-to-Voltage Converter And Analog Memory for Colliding Beams Detectors. IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 24, No. 6, 1748, 1989

266

BG

AG

H

[221] Instrukcja obsługi: Konwerter czas-amplituda Typ 1701”. Zjednoczone Zakłady Urządzeń Jądrowych „POLON”, Warszawa 1981 [222] Rodda J. L., Griffin J. E., Stewar M. G.: A transistorized time-amplitude converter for sub-nanosecond lifetime measurements. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 23, 137, 1963 [223] Neilson G. C., James D. B.: Time of Flight Spectrometer for Fast Neutrons. The Review of Scientific Instruments. Vol. 26, No.11, 1018, 1955 [224] Green R., Bell R.: Note on the Fast Time-to-Amplitude Converter. Nuclear Instruments, Vol. 3, 127, 1955 [225] Fisher J., Marshall J.,: A 6BN6 Gated-beam Tube as a Fast Coincidence Circuit. The Review of Scientific Instruments. Vol. 23, 417, 1955 [226] Ogata A., Tao S. J., Green J. H.: Recent developments in measuring short time intervals by time-to-amplitude converters. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 60, 141, 1968 [227] Schuman R. W.: 1024-channel Neutron Time-of-Flight Analyzer. The Review of Scientific Instruments, Vol. 27, 686, 1956 [228] Samueli J. J., Pigneret J., Sarazin A.: Instrumentation électronique en psysique nucléaire. Maison et Cie, Éditeurs. Paris 1968; (Istnieje również tłumaczenie polskie p.t. “Elektroniczne metody pomiarowe w technice jądrowej”, Postępy Techniki Jądrowej, Seria: Aparatura i technika pomiarowa, Nr 58 (451), OIEJ, Warszawa 1970 [229] Whittaker J. K.: A 100 MHz Digital timing system. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 28, 293, 1964 [230] Иванов А.А.: Преобраватель “Время‫־‬Цифровый Код” наносекундного диапазона. Приборы и Техника Эксперимента, № 1, 111, 1966 [231] Królikowski J.: Eksperymenty fizyki wysokich energii ostatnich dwudziestu lat. Kwartalnik Elektroniki i Telekomunikacji, T. 48, Zeszyt 2, 189, 2002. [232] Dąbrowski Wł., Poźniak K., Romaniuk K.: Elektronika dla fizyki wysokich energii. Kwartalnik Elektroniki i Telekomunikacji, T. 48, Zeszyt 2, 213, 2002. [233] Proceedings of the First Annual Conference on Electronics for Future Colliders, Le Croy Corporation, Chestnut Ridge, New York, May 1991 [234] Naumow J. E.: Scalone układy logiczne. Postępy Techniki Jądrowej. Seria: Aparatura i Technika Pomiarowa. Nr.77(572), Ośr. Inform.o Energii Jądrowej, Warszawa, 1975 (tłumaczenie z ros.: Ю.Е.Наумов: Интегральные логические схемы. Советское Радио, Москва, 1970) [235] Weste N., Eshraghian K.: Principles of CMOS VLSI design, 2nd ed. Readings, Mass.: Addison-Wesley, 1993 [236] Loinaz M. J., Wooley B.A.: A BiCMOS Time Interval Digitizer Based on FullyDifferential, Current Steering Circuits. IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. 30, No.12, 1339, 1995 [237] Herve C., Torki K.: A 75 ps rms time resolution BiCMOS time to digital converter optimized for high rate imaging detectors. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research Vol. A 481, 566, 2002 [238] Arai Y., Ohsugi T.: An Idea of Deadtimeless Readout System by Using Time Memory Cell. Proceedings of the Summer Study on Physics of the Superconducting Supercollider, Snowmass, 455, 1986

267

BG

AG

H

[239] Y.Arai T., Obshugi T.: A CMOS Time to Digital Converter VLSI. IEEE Transactions on Nuclear Science, Vol. 36, No. 1, 528, February 1989 [240] Jeong D., Borriello G., Hodges D. A., Katz R. H.: Design of PLL-Based Clock Generation Circuits. IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-22, No.2, 255, April 1987 [241] Bazes M.:A Novel Precision MOS Synchronous Delay Line. IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-20, No. 6, 1265, December 1985 [242] Johnson M. G., Hudson E. L.: A Variable Delay Line PLL for CPU-Coprocessor Synchronization. IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. 23, No. 5, 1218, October 1988 [243] Best R.E.: Phase-Locked-Loops: Theory, Design and Applications. McGraw-Hill, New York, 1984 [244] Rahkonen T. E., Kostamovaara J. T.: The Use of Stabilized CMOS Delay Lines for the Digitization of Short Time Intervals. IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. 28, No. 8, 887, August 1993 [245] Christiansen J.: An Integrated High Resolution CMOS Timing Generator Based on an Array of Delay Locked Loops. IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. 31, No. 7, 952, July 1996 [246] Mota M., Christiansen J.,:A four channel self-calibrating, high resolution, Time to Digital Converter. IC ECS98 Paper [247] Rudy van de Plassche: Scalone przetworniki analogowo-cyfrowe i cyfrowo-analogowe. Wydawnictwa Komunikacj i Łączności, Warszawa, 1997 [248] Калашникова В. И, Козодаев М. С.: Детекторы элементарных частйц [Экспeриментальные методы ядерной физики. Козодаев М.С.(ред.) Изд. „Наука”, 1966 [249] Korbel K.: Laboratorium Elektroniki Jądrowej, SU 1643, AGH Uczelniane Wydawnictwa Naukowo-Dydaktyczne, Kraków 2002 [250] Fairstein E., Hahn J.: Nuclear Pulse Amplifiers – Fundamentals and Design Practice. Nucleonics, Vol. 24, No. 7, 56, [251] Walther W.G. Bothe (in Charlottenburg).: Zur Vereinfachung von Koinzidenzzählungen. Zeitschrift für Physik. Vol. 59, Heft 1/2, 1, 1929 [252] The Nobel Prize in Physics 1954. http//www.nobel.se/physics/laureates/1954 [252] Rossi B.: Method of Registering Multiple Simultaneous Impulses of Several Geiger Counters. Nature. Vol. 125, 636, 1930 [253] Санин А. А.‫ ׃‬Радиотехнические методы исследования излучения. Готехиздат, Москва, 1951 [254] Marciniak W.: Przyrządy półrzewodnikowe i układy scalone. Warszawa, Wydawnictwa Naukowo-Techniczne, 1984 [255] Goulding F. S., McNaught R. A.: A transistorized fast-slow coincidence and pulse amplitude selecting system II.Nuclear Instruments and Methods, Vol. 8, 282, 1960 [256] Garwin R. L.: A Useful Fast Coincidence Circuit. The Review of Scientific Instruments. Vol. 21, No. 6, 569, June 1950 [257] Garwin R. L.: A Fast Coincidence-Anticoincidence Analyzer. The Review of Scientific Instruments. Vol. 24, No.8, 618, August 1953 [258] Baker S. C.: A Transistor Coincidence-Discriminator Circuit for 10-8second Pulses. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 12, No. 1, 20, 1961 268

BG

AG

H

[259] Sugarman R.M.: Nonsaturating Transistor Circuitry for Nanosecond Pulses. IRE Transactions on Nuclear Science, NS-7, No. 1, 20, March 1960 [260] Sugarman R. M., Meritt F., Higinbotham W.: Nanosecond Counter Circuit Manual. Report BNL 711, (T-248), January 1962 [261] Korbel K.: Elektronika jądrowa, Cz. III – Układy i systemy elektroniki jądrowej. Skrypt uczelniany AGH Nr 1078, Wyd. AGH, Kraków 1987 [262] Elmore W.C.: Coincidence Circuit for a Scintillation Detector of Radiation. The Review of Scientific Instruments, Vol. 21, No.7, 649, July 1950 [263] Miller R. H.: Simplified Coincidence Circuit Using Transistors and Diodes. The Review of Scientific Instruments. Vol. 30, No.6, 395, June 1959 [264] Gabriel R., Segar A. M.: Some transistor circuits for nuclear physics research. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 12, No. 2, 307, July 1961 [265] Franzini P.: Tunnel Diode Nanosecond Coincidence Circuit. The Review of Scientific Instruments. Vol. 32, No.11, 1222, November 1961 [266] Morton G. A., Robinson K. W.: A Coincidence Scintillation Counter. Nucleonics, Vol. 4, No.2, 25, February 1949 [267] Baldinger E., Huber P., Meyer K. P.: High Speed Coincidence CircuitUsed for Multipliers.The Review of Scientific Instruments, Vol. 19, 473, July 1948 [268] Schrader E. F.: A High Speed Short Resolving Time Coincidence Circuit for Use with Scintillatioan Counters. The Review of Scientific Instruments, Vol. 21, 883, 1950 [269] Bay Z: A New Type of High Speed Coincidence Circuit. The Review of Scientific Instruments, Vol. 22, 397, June 1951 [270] Руденко A. A.: Cхема совпaдений с малым разрешающим временем. Приоры и Техника Эксперимента. № 6, 60, 1958 [271] Whetstone A., Kounosu S.: Nanosecond Coincidence Circuit Using Tunnel Diodes. The Review of Scientific Instruments, Vol. 33, 423, April 1962 [272] Bjerke A. E., Kerns Q. A., Nunamaker T. A.: Time Resolution of a Scintillation Counter System. IRE Transations on Nuclear Sciences, NS-9, No.3, 314, June 1962 [273] Adler A., Palmai M., Perez-Mendez V.: 10 Mc/s Discriminator and Pulse Shaper. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 13, 197, 1961. [274] Instrukcja obsługi: Układ koincydencyjny UK-21. Zjednoczone Zakłady Urządzeń Jądrowych „POLON”, Zakład Aparatury Elektronicznej, Warszawa 1973 [275] Instrukcja obsługi 025-IO: Układ koincydencyjny 1402. ZZUJ POLON, ZAE, Warszawa 1974 [276] ORTEC Instruments for Research Catalog 1002, 1970/71 [277] Nuclear Enterprises Ltd. Catalogue 1970 [278] J. Nissilä, K Rytsölä, R. Aavikko, A, Laakso, K. Saarinen, P,Hautojärvi.: Performance analysis of a digital positron lifetime spectrometer. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research A 538, 778, 2005 [279] Turek L.: Konstrukcja wielolicznikowej aparatury hodoskopowej zastosowanie jej do pomiaru wykładnika widma gęstości składowej elektronowo-fotonowej wielkich pęków promieniowania kosmicznego. Rozprawa doktorska, Bibl. AGH, Kraków 1960, R-333

269

BG

AG

H

[280] Синаев А.Н.: Многоканальные системы применяющиеся в исследованиях с частицами высоких энергий на синхроциклотоне ОИЯИ. Conference Proceedings, Nuclear Electronics III, 287, IAEA, Vienna, 1962. [281] Zuyu Li et al.: A BGO hodoscope forintermediate mass fragments. Nuclear Instruments and Methods, Vol. A 416, 328, 1998 [282] Bisplinghoff J. et al.: A Scintillating Fibre Hodoscope for High Rate Application. Nuclear Instruments and Methods, Vol. A 490, 101, 2002 [283] Kobayashi K. et al.: Silicon sStrip detector for a real-time, fast, medium segmented hodoscope. Nuclear Instruments and Methods, Vol. A 487, 343, 2002 [284] Souček B.: Direct Recording Megachannel Analyzer through Associative Programming of a small Computer. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 36, 181, 1965 [285] Conetti S.: Associative Memory ASIC’s for Trigger Systems. Proceedings of the First Annual Conference on Electronics for Future Colliders, LeCroy Corporation, New York 209, May 1991 [286] Bardi A. et al.: A Programmable Associative Memory for Track Finding. Nuclear Instruments and Methods, Vol. A413, 367, 1998 [287] Liu F. F., Loeffler F. J.: Transistorized linear gate for photomultiplier Pulses. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 12, 124, 1961 [288] Smith B.: A linear gate with high precision. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 55, 138, 1967 [289] Sasaki A., Tsukuda M.: A transistorized linear gate for use with a double grid ioniza tion chamber. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 33, 252, 1965 [290] Ellis D.V.: Well Logging for Earth Scientists. Chpt.13. Elsevier Science Publishing Co. Inc., New York, 1987 [291] Orzechowski T., Kupczak R.: A System for Pulse Hall Effect Measurements. Nukleonika, Vol. 20, No. 11/12, 1079, 1975 [292] McDonald T. E. Jr. et al.: Time-gated energy-selected cold neutron radiography. Nuclear Instruments and Methods, Vol. A424, 235, 1999 [293] Busso L., Feliciello A., Marcello S., Morra O., Panzarasa A.:A linear gate and transmitter for improving localization using the charge division method. Nuclear Instruments and Methods, Vol. A485, 640, 2002 [294] Littauer R., Tepper L.: An Eight-Dimensional Pulse-Height Analyzer. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 26, 285, 1964 [295] Mills A.P.: A transistorized linear gate. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 50, 132, 1967 [296] Gray P.R., Meyer R.G.: Analysis and Design of Analog Integrated Circuits. John Wiley & Sons, Inc., N.Y., 1992 [297] Goulding F.S.: The Series-Parallel Transistor Switch as a Linear Gate. Instrumentation and Techniques in Nuclear Pulse Analysis, NAS, NAR, Publ. 1184, 121, 1964 [298] Barna A., Marshall J.H.: 50-Nanosecond Printed Circuit Linear Gate Using Transistors. The Review of Scientific Instruments, Vol. 35, No.7, 881, July 1964 [299] Golde W.: Wzmacniacze tranzystorowe - małej częstotliwości - prądu stałego -szerokopasmowe. Wydanie drugie, WNT, Warszawa, 1971 [300] Millman J., Pucket T.H.: Accurate Linear Bidirectional Diode Gates. Proceedings IRE , Vol. 43, 27, January 1955 270

BG

AG

H

[301] Kurzawa S.: Liniowe obwody elektryczne. PWN, Warszawa, 1971 [302] Avrahami Z., Grinberg J., Seidman A.: A fast active linear gate. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 95, 61, 1971 [303] Schuster H.J.: Eine lineare Torschaltung. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 58, 179, 1968 [304] Battista A.: A simple, high performance linear gate for nuclear physics applications. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 60, 172, 1970 [305] Instrukcja obsługi: “Bramka liniowa 1105”. Zjednoczone Zakłady Urządzeń Jadrowych „Polon”, Zakład Aparatury Elektronicznej, Warszawa, 1974 [306] Wilkinson H.D.:. The Phoswich – A Multiple Phosphor. The Review of Scientific Instruments Vol. 23, No. 8, 414, August 1952 [307] Nagy Á.Z., Rázga T.: Radioisotopic combined moisture-density meter. Journal of Scientific Instruments, Vol. 43, 383, 1966 [308] Hiramoto T., Tanak E.: A low background dual phosphor beta-ray spectrometer. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 64, 35, 1968 [309] Phoswich Detectors, Nuclear Detectors and Systems. Leaflet firmy The Harshaw Chemical Company, Crystal & Electronic Products Department, April 1972 [310] Wilson S., Baker G., Schlinsker K.: Pulse Shape Discriminator for NaJ-CsJ Phoswich Detectors. IEEE Transactions on Nuclear Science, NS-19, No. 1, 512, February 1972 [311] Fairstein .: Non-blocking double line linear pulse amplifier. The Review of Scientific Instruments, Vol. 27, 476, 1956 [312] Goulding F.S., Nicholson P.W., Waugh J.B.: A Double Delay Line Linear Amplifier employing Transistors. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 8, No. 2, 272, August 1960 [313] Roush M.I., Wilson M.A., Hornyak W.F.:Pulse shape discrimination. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 31, 112, 1964 [314] Culhane J.L., Fabian A.C.: Circuits for pulse rise time discrimination in proportional counters. IEEE Transactions on Nuclear Science, vol. NS-19, No.1, 569, Febr. 1972 [315] Shoffner B.M.: A Pulse Shape Analyzer for Phoswich Detectors. IEEE Transactions on Nuclear Science, NS-19, No. 1, 502, February 1972 [316] Pulse Shape Analyzer – Model NC-25, Nuclear Detectors and Systems. Leaflet firmy The Harshaw Chemical Company, Crystal & Electronic Products Department, January 1973 [317] Sayres S., Coppola M.: 3He Neutron SpectrometerUsing Pulse Risetime Discrimination. The Review of Scientific Instruments, Vol. 35, No. 4, 431, April 1964 [318] Campbell J.L.: Pulse Rrisetime Discrimination in X-Ray Proportional Counters. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 65, No. 3, 333, September 1968 [319] Gorenstein P., Mickiewicz S.: Reduction of Cosmic Background in an X-Ray Proportional Counter through Risetime Discrimination. The Review of Scientific Instruments, Vol. 39, No. 6, 816, 1968 [320] Lewyn L.L.: Pulse Shape Discrimination for X-Ray Proportional Counter Background Reduction. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 82, 137, 1970 [321] Strauss M.G., Larsen R.N., Sifter L.L.: Pulse Shape Distributions from Gamma-Rays in Lithium Drifted Gemanium Detectors. IEEE Transactions on Nuclear Science, NS-13, No. 3, 265, 1966 271

BG

AG

H

[322] Eijli Sakai, McMath T.A.: A Risetime Spectrometer for Studying Pulse Shapes in Ge(Li) Gamma-Ray Detectors. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 64, 132, 1968 [323] Izumi S., Murata Y.: Pulse Risetime Analysis of a 3He Proportional Counter. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 94, No.1, 141, 1971 [324] Eby F.S., Jentscke W.K.: Fluorescent Response of NaJ(Tl) to Nuclear Radiation. The Review of Scientific Instruments. Vol. 96, No. 4, 911, November 1954 [325] Harrison F.: Slow Component in Decay of Fluors. Nucleonics, Vol. 12, No. 3, 24, March 1954, [326] Owen R.B.: Pulse Shape Discrimination – A Survey of Current Techniques. IRE Transctions on Nuclear Science, NS-19, No. 3, 285, June 1962 [327] Bollinger L.M., Thomas G.E.: Measurement of the Time Dependence of Scintillation Intensity ba a Delayed-Coincidence Method. The Review of Scientific Instruments, Vol. 32, No. 9, 1044, 1961 [328] Peuckert K.: Untersuchungen über das kurzzeitige Abklingen einiger organischer Szintillatoren bei Anregung mit γ-Strahlung, Protonen oder α-Teilchen. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 17, 257, 1962 [329] Alexander T.K., Goulding F.S.: An amplitude-insensitive system that distinguishes pulses of different shapes. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 13, 244, 1961 [330] Brooks F. D.: A scintillation counter with neutron and gamma-ray discriminators. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 4, 151, 1959 [331] Fülle R., Máthé Gy., Netzband D: A method for pulse shape discrimination. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 35, No.2, 250, August 1959 [332] Owen R.B.: Pulse-Shape Discrimination. Nucleonics. Vol. 17, No. 9, 93, September , 1959 [333] Onge R.N.St., Lockwood J.A.: A simple high resolution pulse shape discriminator. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 69, 25, 1969 [334] Gatti E., de Martini F.: A new linear method of discrimination between elementary particles in scintillation counters. Nuclear Electronics II, (Conference Proceedings, Belgrade, May 1961), IAEA, Vienna, 265, 1962 [335] Sabbah B., Suhami A.: An accurate pulse-shape discriminator for a wide range of energies. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 58, 102, 1968 [336] Sperr P., Spieler H., Maier M.R., Ever D.: A simple pulse-shape discriminator circuit. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 116, 55, 1974 [337] Maier M.R., Sperr P.: On the construction of a fast constant fraction trigger with integrated circuits and application to various photomultipliertubes. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 87, No. 1, 13, October 1970 [338] Nadav E., Kaufman B.: A pulse shape discriminator with a tunnel-diode zerocrosser. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 33, 289, 1965 [339] Souček B. Chase R.L.: Tunnel diode pulse shape discriminator. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 59, 71, 1967 [340] Heltsley J.H., Brandon L., Galonsky A., Heilbronn L., Remington B.A., Langer S., Vander Molen A., Yurkon J.: Particle identification via pulse-shape discrimination with charge-integrating ADC. Nuclear Instruments and Methods, Vol. A263, 441, 1988

272

BG

AG

H

[341] Töke J., Masserant S.A., Baldwin S.P., Lott B., Schröder W.U., Zha X.: A simple pulse processing conce[t for a low-cost pulse-shape-based particle identification. Nuclear Instruments and Methods, Vol. A334, 653, 1993 [342] Wissink L., Hoefman M., Seip M., Wilschu H.W.: Particle identification in phoswich detectors by signal width measurement. Nuclear Instruments and Methods, Vol. A397, 472, 1997 [343] Zecher P.D, Galonsky A., Carter D.E., Seres Z.: Neutron / γ-ray pulse shape discriminator. Nuclear Instruments and Methods, Vol. A508, 434, 2003 [344] Białkowski J., Moszyński M., Wolski D.: A pulse shape discriminator with high precision of neutron and gamma ray selection at high count rate. Nuclear Instruments and Methods, Vol. A275, 322, 1989 [345] Barnabà O., Chen Y.B., Musitelli G., Nardò R., Raselli G.L., Rossell M., Torre P.: A full-integrated pulse-shape discriminator for liquid scintillator counters. Nuclear Instruments and Methods, Vol. A410, 220, 1998 [346] Machaj B.: Układy dyskryminacji impulsów według kształtu. Postępy Techniki Jądrowej, Vol. 15, 169, 1971 [347] Бровченко В.Г.: Схемы идентификации частиц по форме сцинтилляционных сигналов. Приборы и Техника Эксперимента.№ 4, 7, 1971 [348] Bethe H.: Bremsformel für Elektronen relativischer Geschwindigkeit. Zeitschrift für Physik, Band 76, Heft 5, 293, 1932 [349] Livingstone M.S., Bethe H.A.: “Nuclear Physics C. Nuclear Dynamics, Experimental” Review of Modern Physics, Vol. 9, 245, 1937 [350] Wolfe W., Silverman A., DeWire J.W.: Identification of Charged Particles with Crystal Telescope. The Review of Scientific Instruments, Vol. 26, No. 5, 504, May 1955 [351] Stokes R.H., Northrop J.A., Boyer K.: Apparatus for Measuring the Energy Spectra of Mass-Selected Particles in Coincidence with Fission. The Review of Scientific Instruments, Vol. 29, No. 1, 61, January 1958 [352] Briscoe W.L.: Electronic Computer for Mass Identification of Particles. The Review of Scientific Instruments, Vol. 29, No. 5, 401, May 1958 [358] Stokes R. H.: Computer for Identification of Charged Particles. The Review of Scientific Instruments, Vol. 31, No. 7, 768, July 1960 [359] Soltes A.S.: A wide-band square-law circuit element. Air Force Cambridge Research Center Technical Report 54-2, January 1954, oraz: Electronics. Vol. 28, No. 2, 160, 195 [355] Kaifer R.C.: A pulse multiplier using logarithmic diodes. Instrumentation techniques in Nuclear pulse analysis. NAS – NRC Publication 1184, 140, Washington 1964 [361] Pawłowski Z.: Podstawowe układy elektroniczne. Nieliniowe układy analogowe. WKiŁ, Warszawa 1979 [357] Baranowski J., Czajkowski G. : Układy elektroniczne Cz. II. – Układy analogowe nieliniowe. WNT, Warszawa, 1994 [358] Skłodowska-Curie M.: Promieniotwórczość. Komitet Wydawniczy Podręczników Akademickich, Warszawa 1939 [359] Szczeniowski Sz.: Fizyka Doświadczalna. Cz. V. 2. Fizyka Jądrowa. PWN, Warszawa, 1960

273

BG

AG

H

[360] Goulding F.S., Landis D.A., Cerny J., Pehl R.H.: A new particle identifier technique for Z=1 and Z=2 particles in the energy range > 10 MeV. Nuclear Instruments and Methods, Vol. 31, 1, 1964 [361] Paterson W.L.: Multiplication and Logarithmic Conversion by Operational Amplifier- Transistor Circuits. The Review of Scientific Instruments. Vol. 34, No. 12, 1311, December 1963

274