Основы схемотехники. Для студентов 3 курса (специальности 200900, 201000, 201100, 201200)

Раздел 2. Усиление слабы х сигналов.  Глава 4. Принципы  построения усилительны х схем  4.1. Схемы  подачи питания и стабилизации  Постоянные  токи  и  напряжения  в  цепях  УЭ,  соответствующие  состоянию  покоя,  т.е.  при  отсутствии  на  входе  УЭ  переменного  усиливаемого  сигнала,  называются  токами  и  напряжениями  покоя.    Они  определяют  на  входной  и  выходной  статических  характеристиках  УЭ  точку  покоя, положение которой характеризует режим работы УЭ по постоянному  току.  Токи  и  напряжения  покоя  УЭ  устанавливают  подачей  соответствующих постоянных напряжений (или токов) от источника питания  (ИП),  причем  стараются  использовать  один  ИП  для  входной  и  выходной  цепей УЭ (за исключением цепей накала электронных ламп).  Для  обеспечения  выбранного  режима  работы  УЭ  по  постоянному  току  служат  специальные  цепи  питания.  Для  получения  выходного  постоянного напряжения обычно используется последовательное с нагрузкой  включение  ИП.  Например,  у  биполярного  транзистора  для  подачи  напряжения  покоя  в  выходную  цепь  U кэ  0 используется  сопротивление  нагрузки  R  (рис. 4.1, 4.2).  Цепи смещения, задающие точку покоя на входной характеристике  УЭ  должны  обеспечивать  необходимые  значения  и  полярность  напряжения  смещения,  а  также  удерживать  положение  точки  покоя  в  необходимых  пределах  при  воздействии  дестабилизирующих  факторов.  Цепь  смещения  зависит от типа УЭ.  Например,  для  биполярных  транзисторов,  требуется  обеспечить  либо фиксированный ток базы  I б 0 , либо фиксированное напряжение  U бэ  0 .  Схема  каскада  со  смещением  фиксированным  током  базы  показана  на  рис.  4.1.

Учитывая, 

что 

U бэ 0  <<  E 

(например, 

для 

кремниевых 

транзисторов  U бэ  0 » 0 , 7 B ), 

I б 0  = 

E - U бэ 0  R б 

»

E  .  R б 

(4.1) 

Из  (4.1)  следует,  что  ток  базы  I б 0  практически  не  зависти  от  параметров транзистора.  Однако, постоянство усилительных свойств каскада определяется в  основном  стабильностью  тока  покоя  коллектора  I к 0 ,  связанного  с  током  базы  I б 0  соотношением 

I к 0 =  I б 0 h 21 э , 

(4.2) 

где  h 21 э  ­ коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ (см. ниже).  Учитывая,  что  коэффициент  h 12 э  подвержен  значительному  технологическому  разбросу,  а  также  сильно  зависит  от  температуры,  схема  подачи  фиксированного  смещения  током  базы  не  обеспечит  необходимой  стабильности показателей усилителя.  Схема каскада со смещением фиксированным напряжением база­  эмиттер показана на рис. 4.2. 

Рис. 4.2.  Фиксированное  напряжение  U бэ  0  задается с помощью резисторов  базового делителя (делится постоянное напряжение ИП  E )  R 1  и  R 2 :  U бэ 0  =  I д R 2 , где  I д ­ ток делителя.  Чтобы  U бэ  0  практически  не  зависело  от  параметров  транзистора,  требуется выполнение условия:  I д  >> I б 0 

I д  = ( 5 - 10 ) I б 0 в каскадах ПУ).

(реально 

Тогда U бэ 0  = 

(E - I б 0 R 1 ) R 2  R 1  + R 2 

»

ER 2  .  R 1  + R 2 

Однако,  и  эта  схема  не  обеспечивает  постоянства  точки  покоя,  а  следовательно, стабильности показателей усилителя.  Например, при  нагреве  транзистора происходит следующее:  1. Существенно увеличивается  h 21 э , что согласно (4.2) увеличивает 

I к 0  даже при неизменном  I б 0 .  2.  Увеличивается  обратный  ток  коллектора  I кн  (тепловой  ток  неосновных носителей через переход к­б), протекающий через нижнее плечо  делителя  (на  рис.  4.2  не  показан),  а  следовательно  несколько  увеличивается  U бэ  0  . 

Рис. 4.3  3.Заметно  возрастает  ток  базы  из­за  смещения  входных  характеристик (рис. 4.3).  Создать  каскад  со  стабильными  по  отношению  ко  всем  дестабилизирующим факторам параметрами можно путем введения ООС по  постоянному току. На этом основаны схемы стабилизации точки покоя.  Схема коллекторной стабилизации приведена на рис. 4.4.  Специально  введена  цепь  ООС  по  напряжению,  параллельная  по  входу (резистор  R 1 ). Покажем, как она действует.  Последовательность  рассуждений  отобразим  в  виде  цепочки,  в  которой -  означает  увеличение, ¯  ­  уменьшение,  а ®  следствие,  вытекающее из этого утверждения.

Рис. 4.4.  Пусть  I к 0  по какой­то причине увеличилось. Тогда 

I к 0 -  ® I к 0 R -® I б 0  »

E - I к 0 R  R б 

¯® I к 0  ¯, 

т.е. введение ООС препятствует изменению точки покоя.  Схема  коллекторной  стабилизации  проста  и  экономична,  но  имеет  существенные недостатки:  1. Ее  эффективность    тем  выше,  чем  больше  сопротивление  R .  (схема  работоспособна  при  условии  I к 0 R » 0 , 5 E ),  но  значение  R  ограничено искажениями в области верхних частот(см. ниже);  2. ООС  в  схеме  частотно­независимая  и  существует  не  только  для  постоянного,  но  и  для  переменного  тока,  что  приводит  к  снижению  коэффициента усиления каскада и входного сопротивления.  Более эффективна схема эмиттерной стабилизации (рис. 4.5). 

Рис. 4.5.  Стабилизация режима осуществляется благодаря последовательной  ООС по току за счет включения резистора  R э . Напряжение ОС создается  на  резисторе  R э  за  счет  протекания  тока  эмиттера  ( I э 0  =  I к 0  + I б 0  » I к 0 )  и  подается  последовательно  во  входную  цепь.    Блокировочный  конденсатор

1  С э  большой емкости (  << R э )  устраняет ООС по переменному току  2 p f н С э  во всей рабочей полосе частот для предотвращения снижения коэффициента  усиления.  Стабилизирующее  действие  резистора  R э  отражено  следующей  логической цепочкой:  I к 0 -  ® I э 0  -® I э 0 R э  -® U бэ 0  = ( I д R 2  - I э 0 R э ) ¯® I к 0  ¯ . 

Для  рассматриваемой  схемы  стабилизирующее  действие  растет  с  увеличением  сопротивления  R э  и  с  уменьшением  сопротивления  делителя  R 1 ,  R 2 .  Однако,  с  увеличением  R э  увеличивается  требуемое  напряжение  источника питания  E . Обычно выбирают  U Rэ  = (0 , 1 - 0 , 2 ) E .  Еще  более  высокую  степень  стабилизации  I к 0  можно  достичь  в  каскадах  с  комбинированной  стабилизацией,  получаемой  при  наличии  в  схеме  усилительного  каскада  развязывающего  или  сглаживающего  фильтра  R ф C ф  (рис. 4.6),  основное  назначение  которого  –  устранение  паразитной  ОС  по  цепям  питания или  сглаживание пульсаций ИП, когда в качестве ИП используется  выпрямленное напряжение цепи. 

Рис. 4.6.  Особенностью  каскадов  на  полевых  транзисторах  и  электронных  лампах является противоположная полярность напряжений, прикладываемых  к управляемому и управляющему электродам. Поэтому в принципе на затвор  и  управляющую  сетку  может  подаваться  фиксированное  напряжение  от  отдельного  источника  питания.  Однако  чаще  используются  схемы  автоматического смещения, обеспечивающие одновременно и стабилизацию  выходного  тока.  Например,  на  рис.  4.7  показана  типовая  схема  питания  усилителя на полевом  транзисторе с p­n переходом и n­каналом.

Рис. 4.7.  На  затвор  подается  отрицательное  напряжение  смещения  и  p­n  переход закрыт, постоянный ток в цепи затвора отсутствует. Следовательно,  потенциал  затвора  относительно  общего  провода  равен  нулю,  а  потенциал  истока  положителен: U зи 0 =  I и 0 R и .  С и ­  блокировочный  конденсатор,  устраняющий ОС по переменному току.  Процесс  стабилизации  выходного  тока  отражен  в  логической  цепочке:  I c 0 -®  I c 0 R и  -® U зи 0  -® I c 0  ¯ . 

Во всех рассмотренных схемах использование цепи ООС приводит к  дополнительным  потерям  энергии  ИП,  что  в  каскадах  мощного  усиления  бывает  недопустимо.  Кроме  того,  в  этих  схемах  требуется  увеличение  напряжения  ИП,  что затрудняет использование  низковольтных и малоемких  ИП (в различной переносной аппаратуре). В таких случаях с целью экономии  ИП,  повышения  КПД  и  в  то  же  время  поддержания  достаточно  постоянных  токов  покоя  в  условиях  температурной  нестабильности  (основной  дестабилизирующий  фактор) используются схемы термокомпенсации.  Принцип  термокомпенсации  основан  на  применении  параметрических элементов, сопротивление которых зависит от температуры  (терморезисторы,  полупроводниковые  диоды),  а  использование  их  в  цепях  питания  соответствующим  образом  изменяет  точку  покоя.  Например,  использование  в  качестве  нижнего  плеча  базового  делителя  (рис.4.2)  терморезистора  с  отрицательным  температурным  коэффициентом  (  с  повышением  температуры  сопротивление  уменьшается)  приводит  к

уменьшению  напряжения  U бэ  0  при  увеличении  температуры,  что  препятствует  увеличению  тока  покоя  I к 0 .Более  точную  термокомпенсацию  удается получить при использовании в цепях смещения диодов (рис. 4.8).  Рис. 4.8.  Их  сопротивление    изменяется  с  температурой  почти  так  же,  как  сопротивление  p­n  перехода  б­э,  т.е.  ВАХ  диода  (рис.  4.9)  также  смещается  влево при увеличении температуры.  Считая, что через диод протекает фиксированный ток делителя  I д  и  сопоставляя рис. 4.9 и рис. 4.3 видим, что за счет уменьшения напряжения на  диоде уход рабочей точки может быть почти полностью скомпенсирован:

t o  -®  I к 0  -® U д  ¯® U бэ 0  = ( I д R 2  + U д ) ¯® I к 0  ¯ .  Еще лучшие результаты термокомпенсации достигаются, если  в качестве  термкомпенсирующего элемента вместо диода используется транзистор в  диодном  включении, аналогичный примененному в качестве УЭ (рис. 4.10). 

Рис. 4.9                                                     Рис. 4.10  Особенно  широко  такая  схема  термостабилизации  используется  в  интегральной  схемотехнике  из­за  удобства  изготовления  однотипных  транзисторов.  Поэтому  транзисторы  VT1  и  VT2  изображены  на  рис.  4.10  бескорпусными. 

4.2. Схемы  включения усилительны х элементов по переменному току  Обобщенная  эквивалентная  схема  усилительного  каскада  была  представлена  в  виде  активного  четырехполюсника  (рис.  1.3)  с  двумя  входными  и  двумя  выходными  клеммами.  Основным  элементом  этого  четырехполюсника  является  усилительный  элемент  (УЭ),  имеющий  три  вывода.  Таким    образом,  один  из  выводов  УЭ  должен  быть    общим  для  входной  и  выходной  цепей  усилителя,  что  и  определяет  способ  включения

УЭ.  Соответственно  схемы  включения  для  биполярных  транзисторов,  полевых  транзисторов  и  ламп  получили  названия:  с  общим  эмиттером,  истоком,  катодом  (общим  эмитирующим  электродом);  общим  коллектором,  стоком,  анодом  (общим  управляемым  электродом);  общей  базой,  затвором,  сеткой  (общим  управляющим  электродом).  Сравнение  свойств  различных  схем  необходимо  делать  по  следующим  показателям:  по  фазе  выходного  сигнала относительно входного; по коэффициентам усиления; по входному и  выходному сопротивлениям; по частотным и нелинейным искажениям.  Рассмотрим особенности схем включения на примере биполярного  транзистора. Схема усилительного каскада  при включении транзистора с ОЭ  приведена на рис. 4.11.  В  отличие  от  рассмотренной  ранее  схемы  рис.  4.5  ,  теперь  нас  интересует    воздействие  на  УЭ  переменного  сигнала  и  усилительные  свойства  каскада.  Поэтому  на  схеме  показан  источник  сигнала  E u с  внутренним  сопротивлением  R и ,  откуда  сигнал  через  разделительный  конденсатор  поступает  на  вход  УЭ.  Кроме  того,  R н ~  в  коллекторной  цепи  обозначает  эквивалентное сопротивление нагрузки переменному току.  На  рисунке  для  наглядности    показаны  эпюры  (временные  зависимости)    входного  и  выходного  напряжений,  отражающие  изменение  полярности  усиливаемых  сигналов  (инвертирующие  свойства  каскадов  с 

ОЭ). 

и бэ 

Рис.  4.11  Действительно, при возрастании мгновенного напряжения на входе  ток  коллектора  i к  увеличивается,  а  потенциал  коллектора 

u к  =  E - i к R н ~ 

уменьшается,  следовательно  каскад  изменяет  фазу 

источника на 180 o . Коэффициент усиления по току транзистора (не каскада)  при включении с ОЭ: К i  = 

I km  = h 12 э >1,  I бm 

Коэффициент усиления по напряжению (на средних частотах):

K u  = 

U вых т  U вх т 

=

I km R н ~ h  R  = 12 э  н ~  ,  I бm R вх оэ  R вх оэ 

(4.3) 

где  R вх оэ ­  входное  сопротивление  транзистора  при  включении  с  ОЭ.  Очевидно,  K u  > 1,  K p  = K i K u  >> 1 .  Схема  включения  с  ОЭ  реализует  наибольшее  усиление  по  мощности,  имеет  среднее  значения  входного  и  выходного  сопротивлений  ( R вх ­сотни    Ом,  R вых ­  единицы,  десятки  кОм).  Однако,    из­за  отсутствия  внешних  ОС  схема  с  ОЭ  обладает  наихудшими  частотными  свойствами  и  нелинейными искажениями.  Схема  усилительного  каскада  при  включении  транзистора  с  ОК  приведена на рис. 4.12. 

Рис. 4.12  Учитывая,  что  в  этой  схеме  коллектор  заземлен  по  переменному  току  через  большую  емкость  источника  питания,  входной  сигнал  подается  между  базой  и  коллектором  (землей),  а    нагрузка  подключается  между  эмиттером  и  коллектором  (землей).  Здесь  при  возрастании  e и  (или  u вх ),  возрастает  ток  базы  i б ,  а  следовательно  и  ток  эмиттера  i э  = i к  + i б  = ( h 12 э  + 1 ) i б ,  что  приводит  к  возрастанию  потенциала  эмиттера  ( u вых ),  то  есть  каскад  фазу  не  меняет.  Каскад  с  ОК  можно  рассматривать  как  каскад  с  ОЭ,  охваченный  глубокой  ( b  = 1 )  ООС  по  напряжению, последовательной по входу: ìu ос  = u Rн  = u вых  (4.4)  í u  = u  + u  î вх  бэ  вых  Все особенности каскада определяются влиянием этой ОС. Из (4.4)  K и  = 

U m вых  U m вх 

=

U m вых  U m бэ  + U m вых 

< 1 , но учитывая, что

U m бэ  << U m вых ,

K и  » 1 .  С другой стороны, к тому же результату 

приходим,  учитывая  действие  ООС: 

Kи * ос 

K и * 

=  » 1 .  Поэтому  каскад  *  1 + b K и 

называется  повторителем  напряжения    (эмиттерным  повторителем).  Коэффициент усиления по току  K i  = ( 1 + h 12 э ) > 1 ; по мощности  K p  > 1.  Входное  сопротивление  Z вх ок  = Z вх оэ ( 1 + K u оэ ) максимально  (десятки, сотни кОм), а выходное сопротивление  Z вых  = Z вых оэ  /( 1 + K uхх оэ )  минимально  (доли,  единицы  Ом).  Схема  обладает  достаточно  хорошими  частотными  свойствами  и  малыми  нелинейными искажениями.  Схема  усилительного  каскада  при  включении  транзистора  с  ОБ  приведена на рис. 4.13. 

Рис.4.13. 

Здесь  входной  сигнал  подается  между  базой  (заземленной  по  переменному  току)  и  эмиттером,  а  нагрузка  (по  переменному  току)  подключена  между  коллектором  и    базой.  Следовательно,  это  схема  с  ОБ.  При таком включении увеличение потенциала (относительно базы) приводит  к  закрыванию  транзистора  и  увеличению  потенциала  коллектора,  то  есть  фаза  напряжения не меняется.  В схеме с ОБ имеется 100% параллельная ОС по току:  i э  = i к  + i б .  Следовательно,  коэффициент  усиления  по  току  K i  <1,  но  близок  к  единице,  т.к.  i к  >> i б . Поэтому такой каскад называют повторителем тока.  Учитывая  вид  ОС,  входное  сопротивление  минимально  (единицы,  десятки Ом), а выходное максимально (сотни, тысячи кОм). Схема обладает  хорошими частотными свойствами и малыми нелинейными искажениями.  Вопросы  для самопроверк и  1.  Каково  назначение  цепей  подачи  питания  и  стабилизации  точки  покоя  в  усилительных каскадах

2.  Какой  вид  ОС  используется  в  схеме  коллекторной  стабилизации  точки  покоя?  3.  Какой  вид  ОС  используется  в  схеме  эмиттерной  стабилизации  точки  покоя?  4.  Как  выбирается  емкость  блокировочного  конденсатора  в  цепи  эмиттера  при эмиттерной стабилизации точки покоя?  5.  Какой вид ОС действует в биполярном  транзисторе при его включении с  общей базой?  6.  Какой вид ОС действует в биполярном  транзисторе при его включении с  общим коллектором?  7.  Поясните,  как  в  биполярных  транзисторах  обеспечивается  смещение  фиксированным током базы.  8.  Поясните,  как  в  биполярных  транзисторах  обеспечивается  смещение  фиксированным напряжением база­ эмиттер.  9.  Приведите  примеры  схем  термокомпенсации  и  объясните  их  принцип  действия.  10. Какая  схема  термокомпенсации  используется  в  интегральной  схемотехнике? Почему? 

Глава 5. Каскады  предв арительного усиления  Назначение  каскадов  предварительного  усиления    (КПУ)  ­  повысить    уровень  сигнала,  создаваемого  источником,  до  уровня,  необходимого  для  нормальной  работы  оконечного  или  предоконечного  каскада.  Основной  особенностью  КПУ  является  то,  что  они  работают  при  малых  уровнях  входного  сигнала    и  используемый  участок  ВАХ  УЭ  можно  считать линейным, то есть УЭ работает в линейном режиме. Следовательно,  каскад можно рассматривать как линейный четырехполюсник с постоянными

параметрами,  определяемыми    ИП  (  то  есть  выбором  точки  покоя  УЭ),  и  рассчитывать аналитически.  КПУ  могут  быть  выполнены  на  биполярных  или  полевых  транзисторах,  ИМС,  а  также  электронных  лампах.  Основу  КПУ  на  дискретных элементах составляют  резисторные каскады.  5.1. Резисторны й каск ад  Рассмотрим  каскад  на  биполярном  транзисторе,  включенном  по  схеме с ОЭ, как наиболее часто используемый в КПУ. Принципиальная схема  каскада приведена на рис. 5.1. 

Рис. 5.1.  Отличительной  особенностью  резисторного  каскада  является  использование  резистивно­емкостной  цепи  межкаскадной  связи,  когда  переменный  сигнал  с  выхода  предыдущего  каскада  на  вход  последующего  подается    через  разделительный  конденсатор  C р  ,  пропускающий  только  переменную составляющую и развязывающий каскады по постоянному току.  Такая  же  связь  в  схеме  рис.  5.1  используется  с  ИС.  Развязывающий  фильтр  R ф C ф  используется  для  устранения  паразитной  ОС  между  каскадами  через  общий ИП, сопротивление которого переменному току строго не равно нулю.  Назначение остальных элементов схемы рассмотрено в предыдущей главе.  Расчет каскада заключается в определении коэффициента усиления,  частотных  искажений,  входных  и  выходных  параметров.  Для  составления  эквивалентной  схемы  каскада  по  переменному  току  рассмотрим  сначала  П­  образную эквивалентную схему транзистора, включенного с ОЭ (рис 5.2).

Рис. 5.2.  Здесь  r б ¢  » 100 Ом для низкочастотных транзисторов,  r б ¢  » 30 - 50  Ом для высокочастотных транзисторов.  rб ¢ э  = r э ( 1 + h 21э ) , где  r э = 

26  ­дифференциальное сопротивление  I э ( мА ) 

эмиттерного перехода,  rб ¢ к  » r к  ­  дифференциальное  сопротивление  коллекторного  перехода ( r б ¢к  > 1 Мом);  rб ¢ к  >> r кэ ;  Сб ¢ э ­емкость между базой и эмиттером;  С к ­емкость  между  базой  и  коллектором  –  емкость  внутренней  ОС  (десятки пФ);  U п  ­ напряжение на эмиттером переходе;  dI  S п  =  k  ­  крутизна  характеристики  выходного  тока  по  dU п  напряжению на эмиттерном переходе.  При расчетах основных характеристик часто пользуются частотами:  f Т , на которой  h 21э  = 1 ;  f h 21 э  (граничная частота), на которой  h 21 э  уменьшается в  2  раз.  Учитывая,  что  rб ¢ к  ­  очень  большая  величина,  а  С к  ­  емкость,  создающая  параллельную  ОС,  входная  и  выходная  цепи  транзистора  могут  быть развязаны и эквивалентная схема примет вид рис. 5.3. 

Рис. 5.3.  Здесь согласно (3.11) С вх  = С б ¢ э  + С к ( 1 + К uп ) =

1

w h 21 э  r б ¢э 

+ S п R н ~ C к , где 

U  К ип  =  вых  ­ коэффициент усиления транзистора относительно  U п  управляющего

напряжения. Обычно принимают  К ип  »  К и  =

U вых  ;  U вх 

Rвых  =  r кэ , 

Свых  = С к . 

Теперь  полная  эквивалентная  схема  резисторного  каскада,  соответствующего принципиальной схеме рис. 5.1. от выхода первого УЭV1  до входа второго V2 может быть представлена в виде рис. 5.4. 

Рис. 5.4.  Здесь  С М  ­ емкость монтажа (10­15 пФ).  Упростим  схему  рис.  5.4,  объединив  параллельно­включенные  паразитные емкости  и сопротивления делителя:  С 0  = С вых  + С М  + С вх сл  » С вх сл ;

R д сл  =

R 1 сл R 2 сл  .  В  результате  R 1 сл  + R 2 сл 

получим схему, изображенную на рис. 5.5. 

Рис. 5.5.  Как  следует  из  рис.  5.5,  из­за  наличия  емкостей  в  эквивалентной  схеме каскада, сопротивление которых зависит от частоты, его коэффициент  усиления  по  напряжению  К и (  или  К ип )  будет  меняться    с  изменением  частоты  .  Учитывая,  что  С р >>  C 0  и,    рассматривая  зависимость  К и (w ) ,  можно  выделить  три  частотные области с различной зависимостью  К и (w ) :  область  средних  частот  (СЧ),  область  нижних  частот  (НЧ),  область  верхних  частот (ВЧ).  Соотношение  между  емкостями  эквивалентной  схемы  рис.  5.5  позволяет  считать,  что  в  области  СЧ  сопротивление  емкости  С р  пренебрежимо  мало  по  сравнению  с  последовательно  включенными  сопротивлениями, а сопротивление емкости  С 0  очень велико по сравнению с  параллельно  включенными  сопротивлениями.  Следовательно  С 0  можно  исключить из эквивалентной схемы, а  С р  закоротить. В результате получим

эквивалентную  схему    рис.  5.6,  в  которой  отсутствуют  частотно­зависимые  элементы, а следовательно согласно 4.3,  h  R  K и  ср  =  21э  н ~  .  (5.1)  R вх оэ 

Рис. 5.6. 

Из рис. 5.6 видно, что  R вх оэ  = r б ¢  + r б ¢э  = r б ¢ + r э ( h 21э  + 1 ) .  Преобразуя схему рис. 5.6 к виду рис. 5.7, определим  R н ~ = R || R д  сл  || R вх  сл  || R вых . 

(5.2) 

Рис. 5.7.  Коэффициент усиления по току  K i  ср  = 

U вх сл  h 21 э R н ~  I вых  I б  сл  I  R  = = = k  н ~ = .  I вх  I б  I б R вх сл  I б R вх сл  R вх сл 

Рассматривая  область  НЧ,  уже  нельзя  пренебрегать  влиянием  емкости разделительного конденсатора, так как по мере уменьшения частоты  сопротивление  ее  возрастает  и  становится  сравнимым  с    последовательно  включенными активными сопротивлениями.  В  результате,  учитывая  (5.2),    получаем  эквивалентную  схему,  изображенную  на  рис.  5.8  и  приводим  ее  к  виду  рис.  5.9,    заменив  (для  удобства) источник тока эквивалентным источником напряжения. 

Рис. 5.8.  &  Здесь  U нч экв  = S п U  п R нч  экв ;  R нч  экв  = R вых  || R » R ;  R 0 = R д  сл  || R вх  сл .

Рис. 5.9.  Для определения АЧХ и ФЧХ каскада в области НЧ, найдем  U&  вых  по эквивалентной схеме рис. 5.9:  & U&  (5.3)  вых ( w ) = I R 0  = U нч  экв R 0  /( R нч  экв  + R 0  + 1 /  j wC р ) .  Из выражения (5.3) можно получить выражение  U вых  ср  для области  средних частот, полагая w  ® ¥ :  U вых ср  = U нч  экв R 0  /( R нч экв  + R 0 ) .  (5.4)  Теперь из (5.5) и (5.4) с учетом (2.11):  & ( w )  U  1  Y&  (w ) = вых  = ,  U вых ср  1 + 1 /  j wt нч  (5.5)  где  t нч = С р ( R нч  экв  + R 0 )  ­  постоянная  времени  каскада  в  области  НЧ.  Выделяя действительную и мнимую части в выражении (5.5) можно  определить модуль (АЧХ) и фазу (ФЧХ) как функции частоты.  1  Yнч  =  Y нч (w )  = (5.6)  2  æ 1  ö ÷÷ 1 + çç wt è нч  ø tgj  = 

1

;

wt нч  Коэффициент  частотных 

æ 1  ö ÷÷ .  è wt нч  ø

j  =  arctg çç

искажений 

из 

(2.4) 

и 

(5.6) 

2 

æ 1  ö ÷÷ .  Из  выражения  (5.6)  следует,  что  нижняя  граничная  M нч  =  1 + çç è wt нч  ø частота (круговая), соответствующая падению коэффициента усиления в  2 

раз  w н

2

= 

1 

t нч 

. 

(5.7)

Частотные  и  фазовые  характеристики  приведены  на  рис.  5.10,  5.11  со ответственно.  Физически  эти  зависимости  легко  объяснимы.  Например,  с  понижением  частоты,  увеличивается  сопротивление  разделительного  конденсатора, следовательно  уменьшается  ток в цепи (рис. 5.9) и выходное  напряжение, что определяет «завал» АЧХ. 

Рис. 5.10  Рис. 5.11.  Для  нахождения  АЧХ  и  ФЧХ  в  области  ВЧ  используем  эквивалентную схему рис. 5.12, полученную из общей эквивалентной схемы  (рис. 5.5), 

Рис. 5.12  где  учитывается  влияние  емкости  С 0 ,  сопротивление  которой  с  ростом  частоты  уменьшается  и  начинает  заметно  шунтировать  сопротивление  нагрузки.  Введя  эквивалентное  сопротивление  источника  сигнала  (для  выходной цепи)  R г  = R вых  || R || R д сл , переходя от источника тока к источнику  напряжения  и,  используя  метод  эквивалентного  генератора,  окончательно  получим  эквивалентную  схему  резисторного  каскада  в  области  ВЧ  (рис.  5.13).  &п R г r б ¢э сл  S п U  &  Здесь  U вч  экв  =  ; R вч  экв  = ( R г  + r б ¢ ) || r б ¢э сл  R г  + r б ¢ + r б ¢э сл  Проводя преобразования, подобные рассмотренным выше, для цепи  рис. 5.13, получим:

Рис. 5.13.  & ( w )  U  1  вых  Y&  ( w   )  = = ,  вч  U вых ср  1 + 1 /  j wt вч 

(5.8) 

где  t вч = R вч  экв С 0 .  Заметим,  что  обычно  rб ¢  << R г  и  rб ¢ << r б ¢э .  Тогда  можно  принять  R вч  экв  =  R вых  || R ||  R д сл  ||  R вх сл .  Из  (5.8)  АЧХ  и  ФЧХ  каскада  в  области  ВЧ  определяется  соответственно: Yвч  =  Y вч ( w )  =

1  2 

; 

1 + (wt вч ) 

(5.9) j вч  =  -arctg (wt вч ) , 

а коэффициент  частотных искажений  M вч  =  1 + ( wt вч ) 2 .  Из  выражения  (5.9)  следует,  что  верхняя  граничная  частота  (круговая), соответствующая уменьшению коэффициента усиления в  2  раз  w в 2 = 1 / t вч .  (5.10)  Характеристики,  соответствующие  выражениям  (5.9)  и  (5.10),  показаны на рис. 5.14 и 5.15 

Рис. 5.14  Рис. 5.15  Рассматривая  переходные  искажения  резисторного  каскада,  отметим,  что  искажения  вершины  импульса  (область  больших  времен)  однозначно связаны с  частотными искажениями в области НЧ, а искажения  фронта  импульса  (область  малых  времен)  –  с  частотными  искажениями    в  области ВЧ.  Для  анализа  ПХ  в  области  малых  времен  справедливы  эквивалентные  схемы  рис.  5.12  и  5.13.  Разница  заключается  лишь  в  скачкообразном изменении тока коллектора при подаче от источника сигнала

скачка  напряжения.  Очевидно,  напряжение  на  выходе  каскада  определяется  зарядом малой емкости  С 0  и  y(t ) = 1 - e -t / t вч  .(рис.5.16). При этом  t у  »  2, 2 t вч . 

Рис. 5.16. 

В  области  больших  времен  емкость  С 0 уже  заряжена  и  не  будет  оказывать  влияние  на  U вых ,  искажения  вершины  импульса  определяются  зарядом  большой  емкости  С р ,  следовательно,    справедлива  эквивалентная  схема  для  области  НЧ  (рис.  5.9).  Теперь  U&  вч  экв  соответствует  постоянному  потенциалу  коллектора,  определяемому  уровнем  скачка  входного  сигнала.  Под  действием  этого  напряжения  происходит  заряд  емкости  С р ,  что  приводит  к  уменьшению  U вых .  Очевидно,  чем  больше  постоянная  времени  цепи, тем медленнее происходит за 

Рис. 5.17  ряд  С р . То есть  ПХ  в области больших  времен  y(t )  = 1 - e -t / t нч  (рис. 5.17), а  искажения  вершины  импульса  D = 1 - y( T ) = 1 - e -T / t нч  .  Обычно  T / t нч  << 1  и  D  » T / t нч .  До  сих  пор,  рассматривая  эквивалентную  схему  резисторного  каскада,  мы  не  учитывали  цепочку R э C э ,  полагая  что  емкость  блокировочного  конденсатора  C э  выбрана  настолько  большой,  что  представляет  собой  короткое  замыкание  для  всех  рабочих  частот.  На  самом  деле  при  конечном  значении  C э  сопротивление  емкости    увеличивается  с  понижением    частоты  и  поэтому  в  области  нижних  частот  на  цепочке  R э C э  может создаваться более или менее заметное напряжение  ООС, снижающей

K и  каскада.  Следовательно,  цепочка  R э C э  вызывает  дополнительный  спад  АЧХ в области НЧ (рис. 5.18). 

Рис. 5.18.  Соответственно  на  ПХ  цепочка  R э C э  влияет  в  области  больших  времен,  вызывая  дополнительный  спад  вершины  импульса  (из­за  заряда  емкости  C э ). 

5.2. Широк ополосны е каск ады  5.2.1. Назначение и особенности  Широкополосные  усилители  (каскады)применяются  для  усиления  сигналов  с  широким  спектром  (от  единиц  Гц  до  сотен  МГц).  Обычно  усилители  импульсных  сигналов  также  относятся  к  широкополосным,  так  как ширина спектра сигнала обратно пропорциональна его длительности.  Важной  величиной,  характеризующей  широкополосность  каскада,  является площадь усиления  П = K и *  ср  × f в  2 ,  (5.11)  характеризующая  способность  усилителя  (каскада)  создавать  усиление  в  широкой полосе частот.  Для  широкополосного  усиления    используются  обычно  резисторные  каскады,  собранные  на  УЭ,  включенных  по  схеме  с  ОЭ(ОИ,  1 ОК).  Однако,  учитывая  (5.10),  f в  2  =  ,  то  есть  для  увеличения  2 pС 0 R вч  экв  f в 

2 

приходится    снижать  R вч  экв ,  то  есть  сопротивление  нагрузки  каскада 

по  переменному  току,  что  приводит  к  снижению  коэффициента  усиления  *  K и  ср  (5.1).  Следовательно,  стремление  увеличить  полосу  пропускания  каскада приводит к уменьшению коэффициента усиления. При этом для ламп  и  полевых  транзисторов  площадь  усиления  (5.11)  остается  неизменной.  Для  биполярных  транзисторов  существует  некоторое  оптимальное  значение  сопротивления  в  цепи  коллектора  R опт  (определяющее  R вч  экв ),

позволяющее  получить  максимальную  площадь  усиления:  Rопт  =  r б ¢ / 2 p f Т С к  .  Заметное  увеличение  площади  усиления  при  существенном  расширении  полосы  пропускания  каскада  можно  получить,  вводя  дополнительные  цепи  высокочастотной  коррекции.  Введение  низкочастотной  коррекции  позволяет  расширить  полосу  пропускания  в  сторону  нижних  частот.  Учитывая,  что  назначением  цепей  коррекции  является влияние на коэффициент  усиления каскада в той или иной области  частот,  можно выделить два основных способа коррекции:  1. Использование  частотно­зависимой  нагрузки,  то  есть  включение  в  цепь  нагрузки  каскада  элементов,  соответствующим  образом  меняющих  эквивалентное  сопротивление  нагрузки  переменному  току,  а  следовательно,  и коэффициент усиления (4.3).  2.  Использование  частотно­зависимой    ООС,  т.е.  введение  цепи  ООС,  глубина  которой  соответствующим  образом  изменяется,  влияя  на  коэффициент усиления (3.3). 

5.2.2 Схемы  низк очастотной к оррек ции  Применяются в каскадах усиления сигналов очень низких частот (единицы Гц) или импульсов  большой длительности (доли секунд). 

Принцип  использования  частотно­зависимой  нагрузки  иллюстрируется  в  схеме  НЧ  коррекции  с  помощью  цепочки  R ф C ф .  В  качестве  этой  цепочки  может  использоваться  развязывающий  или  сглаживающий  фильтр  (рис.  5.1),  но  в  отличие  от  фильтра,  емкость  C ф  в  схеме коррекции выбирается меньшей величины и  не закорачивает резистор  фильтра  R ф  в  области  нижних  частот.  При  этом  эквивалентная  схема    в  области НЧ примет вид рис. 5.19. 

Рис. 5.19.  Здесь  R н  =  R д  сл  || R вх  сл  (для схемы рис. 5.1).  По  мере  уменьшения  частоты  растет  сопротивление  C ф ,  то  есть  растет  сопротивление  Z&  ф цепочки  R ф C ф  (рис.  5.19),  что  приводит  к  &ф  от  R  на  частотах  w ср до увеличению  суммарного  сопротивления  R + Z 

R  + R ф  при  w  ® 0 , что вызывает рост общего сопротивления нагрузки  R н ~ . 

В  результате  коэффициент  усиления  каскада  с  понижением  частоты  возрастает,  что  компенсирует  падение  усиления  на  НЧ  из­за  наличия  С р .  Условием использования этой коррекции  является определяющее влияние  R  на  общее  сопротивление  нагрузки  R н ~ ,  то  есть  R <<  R вых ;  R << R н ,  а  ее  эффективность тем больше, чем меньше  b  =  R / R ф .  На  рис.  5.20  приведено  семейство  АЧХ  при  различных  значениях  C ф .  Критическое  значение  C ф  кр  соответствует  максимально  плоской  характеристике без подъема. 

Рис. 5.20.  Пояснить работу этой схемы для коррекции ПХ в области больших  времен  удобно,  используя  эквивалентную  схему  рис.  5.19.,  заменив  синусоидальный  источник  тока  на  импульсный.  Если  при  отсутствии  корректирующей  цепочки  R ф C ф  спад  вершины  импульса  определяется  зарядом емкости  С р  при постоянном потенциале коллектора, то при наличии  цепочки  R ф C ф  потенциал  коллектора  будет  увеличиваться  из­за  заряда  емкости  C ф и  может  полностью  скомпенсировать  уменьшение  U вых  из­за  заряда  С р .  Принцип НЧ коррекции с помощью частотно­зависимой ООС  можно  проиллюстрировать схемой, показанной на рис. 5.21.

Рис. 5.21.  Здесь  введена  ООС  по  напряжению,  параллельная  по  входу,  глубина  которой  уменьшается    с  понижением  частоты  (из­за  роста  сопротивления  последовательной  цепи  R ос C ос ).  При  этом  коэффициент  усиления  каскада  (сквозной)  за  счет  ослабления  ООС  будет  уменьшаться  в  меньшее  число  раз  (по  сравнению  с  областью  СЧ),  что  приводит  к  компенсации снижения коэффициента усиления из­за влияния  С р .  Условие  использования  этой  схемы    коррекции  –  большое  эквивалентное сопротивление источника сигнала.  5.2.3. Схемы  вы сок очастотной к оррек ции  Принципиальная  схема  каскада  с  простой  индуктивной  ВЧ  коррекцией приведена на рис. 5.22.  Коррекция  частотной  характеристики  при  включении  индуктивности  L осуществляется  благодаря  увеличению  сопротивления  коллекторной  цепи    для  области  ВЧ.  На  нижних  и  средних  частотах  индуктивное сопротивление мало и не оказывает влияния на работу каскада.  В области ВЧ  эквивалентная схема выходной цепи каскада рис. 5.22 примет  вид, показанный на рис. 5.23.

Рис. 5.22  Рис. 5.23  Корректирующая индуктивность совместно с паразитной емкостью  С 0  образует  параллельный    колебательный  контур,  резонансное  сопротивление  которого  R экв = r Q экв  > R .  Здесь  r  = L / C  ­  характеристическое  сопротивление  контура,  Q экв  ­  эквивалентная  добротность,  определяемая  сопротивлением  коллекторной  цепи  R  при  отсутствии  шунтирующих  сопротивлений  R вых  и  R н .  Очевидно,  условием  использования  этой  схемы  коррекции  является:  R << R н ,  R << R вых .  Для  удобства  расчетов  используется  параметр  коррекции  a =

L  2 

C 0 R 

=

r 2  2 

R 

2  = Q экв  . 

Семейство  нормированных  частотных  характеристик  каскада    приведено  на  рис. 5.24. 

Рис. 5.24.  Значение  a кр  =  0, 414  соответствует  максимально  плоской  характеристике  без  подъема.  Дальнейшее  увеличение  параметра  a соответствует  увеличению  добротности  контура,  а,  следовательно,  резонансного  сопротивления  и  коэффициента  усиления  каскада.  Отметим,  что  в  случае  частотно­зависимой  нагрузки  семейства  нормированных  и  ненормированных  частотных  характеристик  выглядят  одинаково,  отличаясь  только масштабом.

Рис. 5.25.  При оптимальной коррекции ( a кр  =  0, 414 ) для  Y вч  =  0, 70 7 выигрыш  в площади усиления у корректированного каскада 1,72 раза.  Физика  процесса  коррекции  ПХ  в  области  малых  времен  следующая:  при  появлении  импульса  тока  в  коллекторной  цепи  корректирующая  индуктивность  препятствует  скачкообразному  изменению  тока  в  резисторе  R  из­за  самоиндукции.  Это  вызывает  увеличение  тока  заряда емкости  С 0 (рис. 5.23), которая быстрее заряжается, а следовательно,  уменьшается время установления фронта импульса (рис. 5.25).  Заметим, что при  a  >  0, 25  ПХ приобретает колебательный характер  с выбросом, который растет с увеличением параметра  a .  Одной  из  самых  распространенных  (особенно  для  биполярных  транзисторов)  схем  ВЧ  коррекции  с  помощью  частотно­зависимой  ОС  является  схема  эмиттерной  коррекции  ,  при  которой  используется  ООС  в  эмиттерной цепи  (цепочка  R э  кор C э  кор ) (рис. 5.26). 

Рис. 5.26.  Точку  покоя,  очевидно,  определяют  резисторы  R 1 ,  R 2 ,  R э ,  R э  кор  Цепочку  эмиттерной  стабилизации  R э C э  можно  исключить,  если  после  расчета  схемы  коррекции  оказывается,  что  значение  R э  кор  достаточно  для  целей стабилизации точки покоя. С э  кор  выбирается так, что ООС действует в  основном на нижних и средних частотах, снижая коэффициент усиления. На  верхних  частотах  С э  кор  сильнее  шунтирует  резистор R э  кор  (т.е.

уменьшается  Z ос , а следовательно  U ос ), ООС ослабляется, что компенсирует  завал  АЧХ  на  ВЧ  из­за  эквивалентной  паразитной  емкости  С 0 .  Семейство  ненормированных АЧХ приведено на рис. 5.27. 

Рис. 5.27.  Здесь  кривая,  соответствующая  Сэ  кор  = ¥ означает  отсутствие  цепи  коррекции;  С э  кор =  0  –введение  частотно­независимой  ООС(за  счет  R э  кор ). 

Очевидно,  выбирая  элементы  схемы,  можно  получить  характеристики как с подъемом, так и без подъема. Максимальный выигрыш  по  площади  усиления  1,5­1,7  раза,  то  есть  примерно  такой  же  как  при  ВЧ  коррекции  индуктивностью.    В  каскаде  с  эмиттерной  коррекцией  за  счет  введения ООС снижаются нелинейные искажения, повышается стабильность  параметров.  Коррекция  ПХ  в  области  малых  времен  иллюстрируется  рис.  5.28  (при отрицательном скачке на входе) и объясняется так. 

Рис. 5.28.  При  появлении  скачка  напряжения  на  входе  транзистора  все  напряжение прикладывается к переходу Б­Э (напряжение  u Rэ  кор  скачком не  меняется)  и вызывает скачок  тока  I k , соответствующий отсутствию ОС, то  есть  максимально  большой.  По  мере  заряда  С э  кор  напряжение  u бэ  уменьшается,  следовательно,  уменьшается  I k  и  скачок  u k уменьшается,  соответствуя в итоге скачку при наличии ОС.  Вопросы  для самопроверк и  1.  Каковы причины ухудшения АЧХ резисторного каскада в области НЧ?  2.  Чем объясняется спад АЧХ резисторного каскада в области ВЧ?

3.  Почему в резисторном каскаде сопротивления нагрузки по переменному  току меньше чем по постоянному?  4.  Как и почему сопротивление нагрузки резисторного каскада на  биполярном транзисторе влияем на входную емкость?  5.  Каков принцип действия простой индуктивной ВЧ коррекции?  6.  На чем основано действие эмиттерной ВЧ коррекции?  7.  Что такое площадь усиления и всегда ли она увеличивается при введении  схем коррекции?  8.  Поясните процесс коррекции ПХ в области малых времен при  использовании простой индуктивной коррекции.  9.  Поясните процесс коррекции ПХ в области малых времен при  использовании эмиттерной ВЧ­коррекции.  10. Приведите пример схемы НЧ­коррекции. Поясните ее принцип действия.