Grundkurs Leistungselektronik: Bauelemente, Schaltungen und Systeme, 5. Auflage

0,6 bemessen. Die integrierten Freilaufdioden haben eine bis zu 50 % geringere Strombelastbarkeit als die parallelen Transistoren. Für höhere Diodenströme, wie sie z. B. in Pulsgleichrichtern auftreten können, muss daher häufig ein Modul mit einer höheren Stromtragfähigkeit gewählt werden [18]. UUo

-

-

r- r- e-

/' ,/

V

V

iUt

UUO,l

V

Vr

Freilaufdiode 04 ist stromfiihreod

r

r---,

1'\

i' '\

/ ,/

1\

,/

-

-

-

,/

V

'\

'\

-

/'

" '\ "-

L

-

r

.......

/'

,/

r'-...

V

i'

~

V

_ _ L-L-L-'---'--

cp Abbildung 4-66 Belastung des Schalters Tl mit Diode D4 im Pulsbetrieb

..-

,/

L

,/

rot

4.6 Aufbau- und Verbindungstechnik

4.6

75

Autbau- und Verbindungstechnik

4.6.1

Problematik

Der Betrieb eines Leistungsbauelements führt zu Verlusten. Diese Verluste berechnen sich nach Kap. 4.1.3 fiir einen Transistor im Scbalterbetrieb zu: (4-19) Geht man beispielhaft von einer Anwendung aus, bei der ein IGBT bei einer Betriebsspannung von Ud = 600V einen Strom von Ic = 50A mit einer Frequenzfs = 5kHz bei einem Tastgrad D = 0,5 schaltet, so erhält man bei einem Durchlass-Spannungsabfall (UCE,s.J von 2,4 V, einer Einschaltverlust-Arbeit (WOI,) von 6,4 mWs und einer Ausschaltverlust-Arbeit (WoID von 6,2 mWs eine Verlustleistung von Pv = 124 W. Die gesteuerte Leistung beträgt in diesem Fall 30 kW. Für die Ermittlung des Wirkungsgrades T] ist die parallele Freilaufdiode zusätzlich zu berücksichtigen, dennoch bleibt es bei einer Größenordnung für T] von ca. 98 %. Allerdings sind die 124 W Verlustleistung aus einem IGBT-Chip der Fläche von ca. I cm2 abzuführen. Der Wärmefluss beträgt damit 124 W/crn2 bzw. 1,24 MW/m2 • Bei voller Ausnutzung des IGBTs z. B. mit Wasserkühlung kann der Wärmefluss noch 2-3 mal so groß werden. Was dieser Wärmefluss bedeutet, kann man der Übersicht nach Abb. 4-67 entnehmen [28].

r :§ ~

10·

l

107

J

10·

~

~

0

(H.rdPI~D

.6 ~

[ Sonne

Leistungshalbleiter Chip

10'

~

AbblldungU7 Wärmefluss unterschiedlicher

~

Wärmequellen

~nd:'~

....r' Logik ChiP]

10'

lGIÜhbime(1~

10'

LMenschf

.0

102 10

100

1000 Temperatur in K

-

10000

Der Wärmefluss in einem IGBT liegt somit um eine Zehnerpotenz über dem einer Herdplatte. Die Aufbau und Verhindungstechnik von Leistungshalhleitern muss für dieses Bauelement eine ausreichende Wärmeleitfahigkeit sichem, um den inneren Temperatnranstieg zu begrenzen (siehe Kapitel 6). Weitere Aufgahen der Aufbau- und Verbindungstechnik sind die SichersteIlung

> > >

einer hohen Zuverlässigkeit (Lastwechselfestigkeit) einer hohen elektrischen LeitIahigkeit einer hohen dieelektrischen Isolationsfestigkeit

76

4 Transistoren

4.6.2

4.6.2.1

Gehäuseformen

Diskrete Bauelemente

Im Bereich kleiner Leistungen sind diskrete Bauelemente vorherrschend. Diese Bauelemente werden aufbeschichtcte LeitcIplatten (Printed Circuit Boards, PCBs) aufgelötet. Die Anforderungen an die abzuführende K:iihlleistung ist im Allgemeinen gering. In den meisten Fällen liegt keine innere Isolation vor. Am meisten verbreitet ist die TO-FamiHe (Abb. 4-68). AbbOdDDg 4-68 TO 220 Gehäuse Der diskrete Aufbau, in dem. im Allgemcin.en nur ein einzelner Leistungsschalter integriert ist, muss folgenden Funktionen genügen,

> > >

Zuführung von Laststrom + Steuersignalen Abführung der WiIme Kapselung des Halbleiters gegen Umgebungseinflüsse

Ebenfalls diskret aufgebaut sind die Seheibenzellen, sie kommen im Leistungsbereich, der von Modulen noch nicht erreicht wird, zum Einsatz. Schcibenze11en. vcd:ügen. über keine innere Isolation und ermöglichen eine beidseitige Wärmeabfuhr. Im Höchstleistungsbereich wird ein (Thyristor- oder Dioden-) Chip aus einem Wafer gefertigt, der Chip ist rund und die ScheJ.benzelle die geeignete Bauform. Abb. 4-69 zeigt als Beispiel im Schnittbild den Aufbau sowie die Gehäuseansicht einer Thyristor-Scheibenzelle. Silizium Bauelement

Kathoden-

Abbßdung 4-69

Drucksüick

SchcJ.'bcnzellc

Schnittbild: Au1bau eines SchcJ.benthyristors Keramik-

Druckstllck

Gehäuse

Kathoden-

Beiapiel: Thyristor SKT 2400 (1600 V /2400 A)

Ga"

Somäron

----=

-

77

4.6 Aufbau- und Verbindungstechnik:

Zur Homogenisierung des Drucks und zur besseren Anpassung der thermischen Ausdehnungskoeffizienten ist das Silizium-Bauelement in Abb. 4-69 (Schnittbild) zwischen zwei Molybdän-Sche1'ben eingelegt. Aus Gründen der Übersichtlichkeit wurden Zentriereinrichtungen sowie die Gate-Kontaktierung, die durch eine Aussparung im Kathoden-Druckstiick über eine Feder in die Mitte des Bauelements geführt wird. nicht dargestellt. Erst nach Verschweißen der beiden Verschlussbleche ist das Gehäuse hermetisch dicht verschlossen. Der elektrische und thermische Kontakt zur Anode und Kathode ist erst hergestellt, wenn das Gehäuse einem. definierten Druck ausgesetzt wird (ca. 10-20 Nlmm2 ). Vergleichbare Lösungen stehen auch als Scheiben-lOBT&, die als ,,Press Pack-IGBTs" bezeichnet werden, zur Verfügung. Bei den Press Pack-IGBTs besteht eine Schwierigkeit darin, dass IGBTs nicht in der Größe wie bei Thyristoren üblich gefertigt werden können (vgl. Kapitel 4.3.1). So müssen in der ScheibenzeIle mehrere (bis zu 42) IGBT-Chips über Federlrontakte parallel geschaltet werden. Press PackIGBTs haben daher einen komplizierteren mechanischen Aufbau als Schet'benthyristoren.

4.6.2.2

IGBT-Leistungsmodule

Leistungsmodule enthalten in einem Gehäuse auf einer gemeinsamen (2-3 mm. dicken) Cu-Bodenfläche mehrere, von der Montagefläche (Kühlkörper) elektrisch isolierte Leistungshalbleiter. Dies können MOSFET -, IGBT- oder Dioden-Chips sein. Diese Chips sind im Allgemeinen rückseitig auf die meta1lisierte Oberfläche eines lsoliersubstrates gelötet Die aufgelöteten Chips werden mit den strukturierten Bereichen durch dünne Al-Bonddrähte verbunden (gebondet). Als Ausführungs-Beispiel zeigen die Abb. 4-70 und 4-71 den Aufbau eines Halbbriickenmoduls. Halbriickenmodule werden für Leistungen ab ca. 15 kW eingesetzt und sind Grundbausteine für Chopper- und Wechselrichterschaltungen, wie sie in den folgenden Kapiteln behandelt werden.

Abbildung 4-70 lOBT-Halbbriickenmodul SEMITRANS® 3 in o:ffcncr DlIIStellung Durch die offene GehäuseDarstellung ist der typische Aufbau eines lOBT-Mo-

duls zu erkennen. Die internen Verbindungen erfolgen 1iber Al-Bonddrähte. Die Chips sind von der Bodcnplattc elektrisch isoliert.

MItfreundlicher Genehmigungvon SEMIKRON

78

4 Transistoren

AbbOdung ....71

IGBT-HaIbbriiclcemnodul Schaltung und Anschlussbczeiclmungcn

Im unteren Leistungsbereich (bis ca. 2 kW) werden zunehmend so genannte ,,Intelligent Power Module" (!PM) eingesetzt. Darin sind vollständige Wechselrich.terschaltungen mit integrierten

Schutz- und Gate-Ansteuerbaugruppen zusammengefasst. Im mittleren Leistungsbereich (2 kW bis ca. 15 kW) setzten sich zunehmend "Converter-Inverter-Brake" (Crn) -Module durch. In diesen Modulen sind alle Leistungsschalter eines Umrichters vereint. Die Gate-Ansteuerung erfolgt im Allgemeinen extern. In dieser Leistungsklasse lassen sich auch vorteilhaft ModulAustührungen mit Feder-Druckkontakten sowohl für die Leis:tungsanschlüsse als auch für die Ansteuerung realisieren. Ein Beispiel (',MiniSKiiP"-IPM der Firma Semikron mit integrierter Gatc-Anstcuerschaltung) ist in Abb. 4-72 dargestellt. Derartige Module bieten eine äuBerst flexible Aufbau- und Verbindungstechnik. Der Kontaktdruck wird durch eine zentrale Montageschraubc sichergestellt und bietet die Sicherheit einer normalen Schraubverbindung [18]. AbblldUDg ....12

lOBT-Leistungsmodul (lPM) Minisl(ijp® mit DruckIrontokten

» Hohe Wcchsellastfestigkeit » Integrierte Treiberschaltung » Kontaktbelastbtukeit bis zu 20 A (panille1schaJ.tung möglich)

» MiIrimalc interne Verdrahtung durch frei positionicIberc Federlrontakt:c.

Mit.freundlicher Genehmigung von SEMIKRON

4.6.3

Eig....chaf!en von Lelstungsmodulen

4.6.3.1

Lastwechselfestigkeit

Aus Lastwcchseln mit Frequenzen unter etwa 3 Hz und vor allem bei intermittierendem Betrieb, wie er z. B. in Traktions-, AufZugs-, Windenergie- und Impulsanwendungen vorherrscht, resultiert eine Temperaturwechselbclastung der modulintcrnen Verbindungen, d. h. der • • •

•

Bondverbindungen, R:ückseiten1ötung der Chips, Lötung DCBIBodenplattc, SubstratIaminierung.

79

4.6 Autbau- und Verbindungstechnik

Die thennische Belastung kann mit dem Wärmefluss beschrieben werden. Ein Beispiel für den Wärmefluss über die modulinternen Verbindungen zeigt Abb. 4-73. IGBT Bond-Draht

Diode

Kupfer

LOtzinn Keramik _ ..........,..--,

LOtzinn

---1--<

-Ce.

Wärmeleitpaste

Parasitäre

Kapazität

Wännefluss

AbbUdung 4-73 Schnittbild durch die modulinternen Verbindungen

Die unterschiedlichen LängenausdehnungskoeffIZienten der einzelnen Schichten verursachen thermische Verspannungen während der Fertigung und dem Betrieb, die letztlich zu Materialermüdung und Verschleiß führen. Die Lebensdauer ist über die Anzahl der über den Lastwechsel hervorgerufenen Temperaturzyklen entsprechend Abb. 4-74b definiert und fällt nach Abb. 4-74a mit steigender Amplitude der Chiptemperaturschwankungen toll. Bei Fahrzeugen im Nahverkehr (z. B. V-Bahnen) treten während der Fahrzeug-Einsatzzeit 106bis 107 Lastwechsel im Temperaturbereich 15 K< toll < 40 K auf. Speziell für Traktionsanwendungen mussten deshalb "traktionsfeste IGBTs" entwickelt werden, bei denen durch Optimierung der verwendeten Materialien (gleiche Wärmeausdehnung) in Verbindung mit angepassten Leistungsmerkmalen (Spannungs- und Strombeanspruchung) eine ausreichende Zyklenfestigkeit erreicht wurde. Die weitere Verbesserung der Lastwechselfestigkeit von IGBTs z. B für den Einsatz bei regenerativen Energiequellen, insbesondere bei Wind-Generatoren, ist Gegenstand vieler aktueller Entwicklungsarbeiten.

a)

b)

10'

9

110' ij

Temperaturzyldus

lO'

~ 10'

N

10' 10'

0

25

50

100 to1'l/K

150

--

AbbUdung 4-74 Temperaturzyklus Die Lebensdauer eines IGBT ist über die Anzahl der lastbedingten Temperaturzyklen definiert. a) Typischer Lebensdauerverlauf eines IGBT bei intermittierendem Betrieb b) Temperaturverlaufbei intermittierendem Betrieb und konatanter Temperatur des Küh1mediuma

80

4 Transistoren

4.6.3.2

Verhalten bei Moduldefekt

Der Ausfall eines gebondeten IGBT hat im Allgemeinen ein Durchschmelzen der Bonddrähte zur Folge. Die internen Anschlüsse sind dann offen, der Stromkreis unterbrochen. Beim Durchschmelzen der Bonddrähte entsteht durch den Lichtbogen ein Überdruck im Gehäuse, der ungefährlich abgebaut werden muss, z. B. durch SollbruchsteIlen. Das Öffnen der Kontakte im Fehlerfall ist bei einer Transistor-Reihenschaltong häufig unerwünscht. Nicht nur fiir HGÜ-Anwendungen werden daher zur Vermeidung der Bonddrähte IGBTs in Scheibenbauweise eingesetzt, wie sie auch bei anderen Leistongsbauelementen (Thyristoren, Dioden) üblich sind. Die Kontaktierung erfolgt bei dieser Bauform über Druckkontakte, die im Fehlerfall einen Kurzschluss des defekten IGBT sicherstellen. Siehe auch [7, 18, 28].

4.6.3.3

Parasitäre Induktivitäten Abbildung 4-75

Halbbrückenmodul mit parasitären Induktivitäten L p Die modulintemen Induktivitäten summieren sich E1C2

aufbis zu 50 nH für ein HalbbfÜckenmodul. Daraus

resultieren Schaltüberspannungen, die den zulässigen Abschaltstrom begrenzen. Pauschal: 10 nnn Draht entsprochen 10 nH

Abb. 4-75 zeigt am Beispiel eines Halbbrückenmoduls die wichtigsten modulinternen, parasitären Induktivitäten Lp. Sie sind unvermeidlich und eine Folge modulinterner Verbindungen (Näherungsweise kann man pro cm Leitung von einer Induktivität von 10 nH ausgehen). Bei hohen Stromsteilheiten erzeugen diese Induktivitäten hohe Überspannungen und begrenzen somit die nutzbare Abschaltleistong des IGBT. Eine weitere Folge der internen Induktivitäten macht sich bei einer internen Parallelschaltong von Chips bemerkbar durch

> > 4.6.3.4

unsymmetrische dynamische Stromaufteilung und Schwingneigung.

EMV-Verhalten

Ein spezielles Problem entsteht durch die Kapazität Chip-Kühlkörper CCK (siehe Abb. 4-73). Hohe Spannungssteilheiten beim Schalten von MOSFETs oder IGBTs fiihren dadurch zu Verschiebungsströmen über den im Allgemeinen geerdeten Kühlkörper. Die Folge ist ein asymmetrischer Störstrom (vgl. Kapitel 17.2), der als Erdstrom zum Ansprechen von Netzüberwachungsgeräten fiihren kann. Die Einhaltong eines oberen Grenzwertes fiir diesen Erdstrom von ca. 1 % des Ausgangsstromes wird zukünftig daher zwingend (EN 50178). Stellgtößen sind die Substratkapazität (Isoliersubstrat), die zulässige Schaltgeschwindigkeit und die Betriebsspannung. Darüber hinaus muss auch die modulinterne Verdrahtong emv-gerecht ausgeführt sein, so dass Fehlfunktionen durch äußere Streufelder oder transformatorische Einkopplungen ausgeschlossen sind.

81

5 Thyristoren Thyristoren sind einschaltbare Bauelemente mit dem Haupteinsatzgebiet fiir Netzanwendungen. Derzeit existieren noch eine Vielzahl von Thyristorvarianten als so genannte schnelle Thyristoren in der Umrichtertechnik mit den Ablegern "asymmetrischer Thyristor (ASCR) und den "Gate-abschaltunterstützten Thyristor" (GATT). Für Neuanwendungen spielen diese Bauteile keine Rolle mehr. Auch in seinern klassischen Einsatzgebiet der Gleichstromantriebstechnik verzeichnet der Thyristor einen stetigen Bedarfsrückgang. Die Gleichstromantriebstechnik wird zunehmend durcb die Drehstromantriebstechnik abgelöst. Dort kommen aber abschaltbare Leistungsbauelemente zum Einsatz. Für die klassischen Einsatzgebiete mit Anschlussspannungen bis 660 V und den Sperrspannungsbereichen bis 1800 V werden deshalb keine Entwicklungen mehr betrieben. Im Gegensatz dazu wird die Entwicklung im Höchstleistungsbereich weiter vorangetrieben. Neben lichtzündbaren Thyristoren mit integrierter BOD-Notzündung ist die Entwicklung von Höchstleistungsthyristoren mit Sperrspannungen bis 10 kV absehbar. Typische Anwendungen hierfiir sind HGÜ-Anlagen, Netzkupplungen, Ersatz fiir mechanische Mittelspannungsschalter und Sanftanlaufschaltungen fiir Drehstrommotoren sowie Stromrichtermotoren fiir höchste Leistungen.

5.1

Aufbau und Wirkungsweise AnodeA iA

A ~

UAK

Gate G

G

P

n

n

P

P

A ~

n G

n

G

P

n K

io

A

P

K

K

ThyristorSymbol

~ KathodeK Abblldung 5-1 Trsosistonnodell eines Thyristor, Struktur uod Symbol Beim Anlegen einer positiven Ventilspannung uAK an das Transistormodell nach Abb. 5-1 fließt bei offenem Basisanschluss in beiden Transistoren ein geringer Kollektorstrom. Aufgrund der Verschaltung beider Transistoren stellt sich dadurch in den Transistoren ein Basisstrom 1B ein. Dieser Basisstrom hat durch die Stromverstärkuog B einen Anstieg des Kollektorstromes zur Folge (Mitkopplungsejfekt). Die Stromverstärkuog B der Transistoren ändert sich mit dem Kollektorstrom. Solange die Gesamt-Stromverstärkuog dieser Schaltung, die durch J. Specovius, Grundkurs Leistungselektronik, DOI 10.1007/978-3-8348-8270-7_5, © Vieweg+Teubner Verlag | Springer Fachmedien Wiesbaden GmbH 2011

82

5 Thyristoren

das Produkt der S1romverstärkungen Bl·B2 gegeben ist (s. Darlington-Transistor), unter lliegen, führt dieser Effekt nur zu einem erhöhten Kollektorstrom. Wenn die Gesamt-Stromverstärkung durch den Anstieg des Kollektorstrornes aber größer als I wird, steigt der Kollektorstrom auch ohne äußere Spannungserhöhung weiter an und der Thyristor kippt in den Lcitzustand. Die Spannung, bei der dieses Kippen in den Leitzustand bei offenem Basisanschluss erfolgt, wird Nullkippspannung UBo genannt. Betriebsmäßig wird der Thyristor über einen Gatestromimpuls eingeschaltet. Ein ausreichender Gatestrom kann im. Blockierzustand den Mitkopplungseffekt im Thyristor einleiten.

Die Entwicklung des Thyristors für große Schaltleistungen in Scheibenbauweise zeigt Abb. 52. Zur Entwicklung eines Scheibenthyristors wird die Gateelckt:rode G zunächst nach oben verlegt (Abb. 5-2b). Die Kathode wird ringförmig um den Gateansehluss gelegt, und man erhält die Scheibenbaufonn nach Abb. 5-2c. Den typischen Aufbau eioes Thyristors in Scheibenbauweise (siehe auch Kapitel 4.6) zeigt Abb. 5-3.

KI

G

G

0'

-

a)

1 KI

G

I

0'

p

p

K 0'

0'

p

O'

O'

O'

p

p

p

IA

b)

IA

IA

c)

Abbildung 5-2 Entwicklung des Scheiben.thyristors Durch die scheibenfönnige Bauweise ist eine doppelseitige Abführung der Verlustleistung gewährleistet. Die Anschlüsse erfolgen über Druckkontakte.

;.:~

I

\

,

~ ~

~--~

.

Gate

I

AbbUdoog 5-3 Thyristor in Scheibenbauweise (eupec) und Draufsicht auf einen Siliziumchip

5.3 Das Einschaltverhalten

5.2

83

Kennlinie

Das elektrische Verhalten eines Thyristors in Durchlass- und Sperrrichtung wird durch Kennlinien nach Abb. 5-4 dargestellt. Die Durchlassrichtung wird durch die Bloclder- bzw. Durchlasskennlinie (Kennlinien UU-iD bzw. uy-iT» beschrieben. Ist die Nullkippspannung UBO gleich der Sperrspannung UBR> so wird der Thyristor symmetrisch genannt, ist UBO größer als UBR> so handelt es sich um einen asymmetrischen Thyristor.

t

100 A 10_

Durchlasskennlinie (UT-iT,on-state)

1-

t

(reverse

iD

breakdown) UBR

?

,4 V 100 --r---'----'-----'--mA Blockierkennlinie (uo-in. off,tate)

I

50 - .:.. ___ j. ___ Ji,,-~'!!.~~,!,.(!~!},ing current)

Haltestrom

(holding current)

I I

UBO

- 50

Sperrkennlinie (uR-iRl

mA

(forward breakover voltage)

Abblldnng 5-4 Kennlinie eines symmetrischen Thyristor für iG ~ 0

5.3

Das Einschaltverhalten

Das Einschalten eines Thyristors ist nur aus dem Blockierzustand (UAK > 0) heraus möglich. Der Einschaltvorgang kann durch unterschiedliche Mechanismen ausgelöst werden.

5.3.1

Überschreiten der zulässigen Blockierspannung

Die Ausbreitung der Raumladungszone des mittleren pu-Überganges (Abb. 5-5) fiibrt bei zunehmender Blockierspannung zu einem Anstieg der Stromverstärkung (Early-Effekt). Überscbreitet die Stromverstärkung den Wert eins, so zündet der Thyristor selbsttätig. Dieser Einschaltvorgang ist verboten, da durch mögliche hohe Stromdichten das Bautei! gefährdet wird.

ʧ

ʒ

ʧ

Ĺ

85

5.3 Das Einschaltverhalten

-t uD

u DM

~

tgd

100%+-.....,----,

tg,

~:

=-.J.., t

idealisiert t Abblldong 5-7 Einschaltvorgang, Strom- und Spannungsverhältnisse

Bereits leitendes Gehiet

Kathode

Ausbreitung des Leitzustandes mit ca. 0, I mm / I's

Gate

(noch) blockierendes Gebiet

Abblldong 5-8 Silizium-Tablette unmittelbar nach der Durchschaltzei! tg>" (Draufsich!)

Um die Steilheit des Ventilstromes beim DurchschaItvorgang zu begreuzen, wird eine sättigbare Drossel, die als Stufen- bzw. Schaltdrossel bezeichuet wird, eingesetzt. Diese Schaltdrossel wird durch einen oder mehrere Ferritkerne realisiert, die über die Thyristorzuleitung geschoben werden. Aufgrund der Ummagnetisierungsverluste erzeugen diese Kerne eine Verlustleistung, die zusätzlich abgefiihrt werden muss. Der Halt.strom I H ist der Durchlassstrom, der mindestens fließen muss, um die innere Mitkopplung des Thyristors aufrecht zu erhalten (typisch: I H < 400 mAl. Gatestromimpuls und Eingangskennlinienfeld:

Das p-Ieitende Gebiet mit dem Gateanschluss und das n-Ieitende Gebiet der Kathode bilden einen pn-Übergang. Die Durchlasskennlinie des pn-Überganges bildet die Gate-Eingangskennlinie nach Abb. 5-9. Diese Durchlasskennlinie streut verhältnismäßig stark und ist temperaturabhängig. Innerhalb eines Streubandes der Eingangskermlinien von Thyristoren gibt es nach DIN 41787 drei zu unterscheidende Bereiche:

ĺ ʒ

ʆ

ʛ ʛ

ʜ ʜ

˂

87

5.4 Ausschalten

5.4

Ausschalten

Zum Ausschalten muss der Thyristorstrom kurzzeitig den Haltestrom iH unterschreiten, damit der Mitkopplungseffekt aussetzt. Bei einer Wechselstromanwendung nach Abb. 5-11 wird I H automatisch mit jeder Halbschwingung unterschtitten (Netzfiihrung), bei einer Gleichstromanwendung nach Abb. 5-12 ist wegen der fehlenden Stromnulldurchgänge eine Löscheinrichtong erforderlich (Zwangslöschung).

5.4.1

Netzgeführter Betrieb

Im Abstand ʱ vom natürlichen Nulldurchgang der Netzspannung UN wird ein Gatestromimpuls vom Steuergenerator ausgelöst. Der Thyristor schaltet ein. Bis zum natürlichen Spannungsnulldurchgang leitet der Thyristor weiter. Wird der Haltestrom unterschtitten, so schaltet der Thyristor ab. Weil in der Schaltong nach Abb. 5-11 die Netzspannung UN den AbschaItvorgang auslöst, wird die Schaltong als netzgeführt bezeichnet. ,,natürlicher" Stromnulldurchgang

ʱ

R

ˈ

ʱ Ust

ˀ

AbbUdong 5-11 Thyristnranwendung bei Wechselstrom (netzgeführte Schaltung)

5.4.2

Selbstgeführter Betrieb

Zum Zeitpunkt I1 wird in Abb. 5-12 der Thyristor über einen Gatestromimpuls eingeschaltet. Der Thyristor leitet solange, bis zum Zeitpunkt 12 durch kurzzeitiges Schließen des Schalters S der Thyristorstrom durch die Hilfsspannung UH den Haltestrom unterschreitet und ausschaltet. S _UH _

Uo "erzwungener"

.I

R

'1

" "

AbbUdung 5-12 Thyristoranwendung bei Gleichstrom (selbstgeführte Schaltung)

Strom-

Nulldurchgang

ʆ

ŏ

˂

˂

ė

IJ

ė

ĺ

ŏ

˂

ė ʍ

˂

ʍ

ė

ʇ

ʛ

ė

ʜ ˂

90

5.5

5 Thyristoren

Ausführungsformen

Der bisher betrachtete Thyristor heißt ,,kathodenseitig steuerbare, rückwärtssperrende Thyristortriode" mit der Kurzbezeichnung SCR fiir Silicon ~ontrolled Rectifier. Darüber hinaus gibt es zahlreiche Thyristorvarianten, von denen nachfolgend einige vorgestellt werden. 5.5.1

Amplifying Gate-Struktur

Der Thyristor ist ein stromgesteuertes Bauelement. Damit bei leistongsstarken Thyristoren ein intensiver Steuerstrom in das Gate eingebracht werden kann, wird der Thyristor über einen gateseitigen Hilfsthyristor gezündet. Von außen wird nur der Hilfsthyristor angesteuert. Dadurch lassen sich großflächige Gatestrukturen nach Abb. 5-16 mit einer kurzen Schaltzeit realisieren, und damit im Vergleich zum N etzthyristor auch höhere Schalt:frequenzen.

(······~····1

i~----rr------~----------~

l....._. . .

t

j ,...P

Hilfsthyristor

A

--------------------_."

~

'., ___________ _.l

G

K

Hauptthyristor

Abbildung 5-16 Aufbau eines Thyristors mit Hilfsthyristor (amplifYing gate structore) 5.5.2

Zweirichtungs-Thyristoren

Man unterscheidet bei Zweirichtongs-Thyristoren zwischen einer Thyristordiode (Diac, Vierschichtdiode, ohne Gateanschluss) und einer Thyristortriode (Triac, Triode alternating current switch, mit Gateanschluss). Ein Triac verhält sich so wie eine aus zwei Thyristoren bestehende Gegenparallelschaltong. Den grundsätzlichen Aufbau und das verwendete Schaltzeichen zeigt Abbildung 5-17 (MT: Main Terminal).

MT1

-0-

p n

G1

P n

~

n p n p

G2

G1

p n

G

P

~

K1

p n

G2

P

MT1

if MT2

~

MT2

Symbol

Abbildung 5-17 Struktur und Symbol eines Triac Die Triac-Struktur besteht aus zwei antiparallel geschalteten pnpn-Schichtfolgen. Die Hauptanschlüsse (Main Terrnina1) werden mit MTl und MT2 bezeichnet. Zur Zündung wird zwischen Gate (G) und MTl eine Steuerspannung gelegt, wodurch das Element in beiden Richtongen durchgeschaltet wird. Für den praktischen Einsatz ist von Bedeutong, dass die nach dem Stromnulldurchgang am Triac auftretende Spannung nur mit begrenzter Steilheit ansteigen darf. Durch eine geringe Steilheit beim Stromnulldurchgang erhalten Löcher und Elektro-

5.6 Absehaltba= 1'hyristm (GTO)

91

nen mehr Zeit für eine Rekombination, wodmch die duldt-Fcsti.gkcit vergrößert werden kann. Die kritische Spannungssteilheit nach der Kommutierung (duldt-Festigkeit) ist deutlich niedriger als bei einem Thyristor. Wegen der geringen Spannungs- und Stromsteilheiten und der geringen Materialausnutzung eignet sich ein Triac nur für kleine bis mittlere Leistungen, so dass dieses Bauelement nur:in Sonderfällen eine Bedeutung erlangt hat Für höhere Leistungen werden antipara1lclgeschaltete Thyristoren (bidirectional control thyristors) verwendet.

5.5.3

Der asymmetrisch sperrende Thyristor

PUr Schaltungen, in denen Thyristoren eine geringe SpaDD.lmgsfestigkeit in Rückwärtsrichtung aufweisen müssen, wurden Thyristoren mit einer asymmetrischen Kennlinie entwickelt. Diese Thyristoren werden als asymmetrisch sperrende Thyristoren (ASCR, Asymmetrie Silicon Controlted Rectifier) bezeichnet. Der asymmetrisch sperrende Thyristor hat gegenüber dem symmetrisch sperrenden Thyristor eine 2- bis 3-mal kl.eincre Freiwerdczeit und geringere Einschalt- und Durchlassverluste. Durch Integration einer antiparallelen Diode in den Thyristor erhält man den rückwärtsleitenden Thyristor (RCf. Reverse Conducting Thyristor).

5.5.4

Der liehtzündbare Thyristor

Speziell in der HGü-Technik werden lichtzündbare Thyristoren eingesetzt. Bei 8 kV Span-

nungsfestigkcit erfolgt die Ansteuerung potenzi.al:frei über Lichtleiter. Die Zündung kann direkt über die Lichtenergie erfolgen (optische Zündung, 40 mW-Laser mit Lichtwe11en1eiter) oder indirekt über eine optische Signalübertragung mit Zündverstirm.

5.6

Abschaltbarer Thyristor (GTO)

Der gateseitig abschaltbare Thyristor (Gato-Turn-Off Thyristor, GTO) ist eine Weiterentwick-

-

lung des einschaltbaren Thyristors.

Kathode - ringförmiger Druckkontakt im

_----1----,.. ...----1---"'utJ'

n+

p - +

I~

--J---,..

""

~

n

p' Aufbau

I-de

Symbol

Abbildung 5-18 Aufbau und Symbol cines GTO-Thyristors

5.6.1

Der asymmetrisch sperrende GTO

Der asymmetrisch sperrende GTO besitzt in positiver Richtung volle Sperrlähigkeit, in negativer Richtung jedoch nur eine geringe Sperrfähigk:eit Die asymmetrische Kennlinie wird durch

92

5 Thyristoren Gate

Kathode

n'

---1---

---±--

I

n'

p

I

n'

I

----- -----

n'

Abbildung 5-19 Aufbau eines GTO-Thyristors mit Anoden-Kurzscblussstruktur

(Shortings)

n

• I n • I n I. I nl. I n I. I nl. I n I. I n I •

I Anode Anodenkurzschlüsse (Shorting) erreicht (Abb. 5-19). Durch diese Maßnahme wird die Temperaturempfndlichkeit der Kippspannung sowie das AbschaItverhalten des GTO verbessert. 5,6,2

5.6.2.1

Ansteuerung Einschalten

Das Einschalten erfolgt wie beim konventionellen Thyristor entsprechend Abb. 5-9 mit einem steilen Gatestromirnpuls diGwdt. Der Scheitelwert 1GM muss mindestens dem 6-fachen Wert des Dauerimpulsstromes I G entsprechen. Anforderungen an den Steuergenerator sind temperatorabhängig, so beträgt der Einschaltstrom für einen GTO mit 3 A I GT (bei 20 oe) I GM 20 A (bei -25 oe) bzw. 60 A (bei -40 oe).

5.6.2.2

Ausschalten

Der GTO schaltet bei einem ausreichend hohen negativen Gatestrom aus. Die Amplitode des Gatestromes muss bis 30 % des abzuschalteuden GTO-Stromes betragen. Der Abschaltvorgang wird vereinfachend mit Abb. 5-20 erläutert. Zum Ausschalteu wird der Schalter S geschlossen. Durch die Hilfsspannung Uo (20 V) wird die Gate-Kathoden-Strecke im Durchbruch betrieben, und es setzt ein rückwärtsgerichteter Gatestrom iRG ein. Die Steilheit von iRG ist durch die Spannung Uo und die gateseitige Induktivität LG bestimmt (L G < 300 nH). Abbildung 5-20

A

('------------------------------------\

s

iG

G i i,

'-._----------------------------

K

Ersatzschaltbild zum

i

AbschaItvorgang eines GTO-Thyristors

T,i

LG: Induktivität der Gatezuleitung

,l

--_./

Uo: Hilfsspannung

Die Stromsteilheit des Gatestromes beträgt bei einer GTO-Ansteuerschaltung bis zu 50 AlIlS. Durch die einsetzende Sperrung der Kathoden-Gate-Strecke erreicht iRG in Abb. 5-21 seinen Höchstwert iRGM und fällt anschließend wieder auf Null ab. Das Verhältnis des abzuschaltenden Stromes iT zum Maximalwert des Steuerstromes iRGM wird als Abschaltverstärkung vQ bezeichnet. vQ liegt bei einem GTO zwischen 3 und 5, so dass zum Abschalten eines Gleichstromes von z. B. 3000 A ein iRGM von 1000 A erforderlich ist

IJ

Cĺ

I TQM ʛ

du ʜ d t kritisch

und R Ĺ

t min 4C

94

5 Thyristoren

Die Kapazität des Kondensators C wird durch den GTO-Abschaltstrom (hQw und den kritischen duldt-Wert definiert. Voraussetzung ist, dass der Kondensator zu Beginn des Abschaltvorganges entladen ist, weshalb eine Mindesteinschaltzeit Imin des Thyristors eingehalten werden muss, in der sich Cüber den WiderstandR entlädt Für Rund C gilt GI. (5.1). D

R

Abblldung 5-22

GTO

antiparallele Diode

RCD-Beschaltung C gegen Übersp~

Beschaltungsmaßnahmen fiir einen GTO

Die Stromsteilbeit wird mit Rücksicht auf die

RL L

Dr.

5.6.4

Begrenzung der Stromsteilheit mit Freilaufzweig

antipara1lele Diode begrenzt.

IGCT

Der ,,Integratet Gate-Commutated Thyristor" (IGCT) stellt hinsichtlich der Schaltleistung und -Geschwindigkeit eine Weiterentwicklung des GTO dar. Er wird hauptsächlich für MitteIspannungsumrichter eingesetzt. Leistungshaibleiter und Ansteuereinheit sind induktivitätsarm zu einer baulichen Einheit zusammengefasst, wodurch der Gatestrom (die Abschaltverstärkung beträgt I) mit einer höheren Steilheit als beim GTO bereitgestellt werden kann. Die Folge ist eine Reduktion der Speicherzeit, die zusätzlich eine Optimierung der Siliziumdicke ermöglichte. Durch diese baulichen Änderungen hat der IGCT deutlich verminderte Durchlass- und Schaltverluste. Beim IGCT konnte so das Schaltverhalten eines Transistors mit dem Durchlassverhalten eines Thyristors kombiniert werden. In dieser Hinsicht - und auch der Robustheit - hat der IGCT heute noch Vorteile gegenüber dem IGBT (Vergleichsdaten siehe Kapitel 5.7). Die Schaltfrequenz des IGCT liegt bei max. 1000 Hz, Kommutierungen verlaufen mit Stromstei\heiten bis über 1200 NIlS.

5.7

Auswahl von Leistungsbauelementen

Die aufgefiihrten Grenzdaten gelten für aktuell verfügbare Bauelemente und zeigen teilweise eine Typen-Spezialisierung für Hoch- Niederspannungsanwendungen. Die in Tab. 5.1 aufgefiihrten Daten sind zudem anwendungsspezifisch und daher als Anhaltswerte zu verstehen. Tabelle 5.1 Auswahl an Bauelement-Grenzwerten (stand: 2007)

Typ MOSFET IGBT BT

UN

IDclA

toff/PS

Typ

UN

ITQWA

IAV/A

toff/PS

800

25

0,15

GTO

4500

4000

1000

100

100

300

0,7

IGCT

4500

4000

2100

11

6500

600

1-4

Thyristor

8500

2400

1200

300

15-25

Diode

5000

550

480

5-10

SiC-Diode

1200

-

-

3800 20

I A v: Mittelwert (AV), ITQM: maxima1 abscbaltbarer Strom, I De: Gleichstrom (continous)

95

6 Wärme-Management 6.1

Die Verlustleistung

Die Verlustleistung (power dissipation) von Halbleiterbauelementen entsteht im Wesentlichen im Bereich der pn-Übergänge. Dem Bautei! wird daher von der Sperrschicht eine Momentanleistung Pv = u'i

(6-1)

zugeführt. Die im Bauelement umgesetzte Energie, die Wärmemenge Q, berechnet sich durch Integration der Momentanleistungpy nach GI. (6-2) . Wännemenge

Q=

fo• p(t)dt

(6-2)

in Ws

Das Bauteil reagiert auf die zugeführte Wännemenge Q mit einem Temperaturanstieg. Liegt die Gehäusetemperatur 9 c über der Umgebungstemperatur 9 A, so erfolgt entsprechend Abb. 6I eine Wänneübertragung vom Bauteil auf die Umgebung. Die Transportmechanismen sind:

Wärmeübertragung / heat transfer

Mechanismus

Wärmeleitung

Heat conducting

Übertragung kinetischer Energie von Atomen bzw. Elektronen

Kon~ektion

Convection

Materialtransport (Luft)

Wärmestrahlung

Radiation

Strahlung

• • '-

,-

I

..

:'

-')

Abbildung 6-1

Konvektion

Wänneübertragungsmechanismen

Wärmestrahlung

-, I

'-\: ~---1

Bauteil mit Verlustquelle

Pv : Verlustleistung des

Bauelementes

Montageplatte

=~-

Wärmeleitung Die Temperatur steigt solange an, bis sich ein Gleichgewicht zwischen der zugeführten Energie mit der durch Konvektion, Leitung und Strahlung abgeführten Energie einstellt. Dann hat das Bauelement seine stationäre bzw. Beharrungstemperatur erreicht. Bei praktischen AnwenJ. Specovius, Grundkurs Leistungselektronik, DOI 10.1007/978-3-8348-8270-7_6, © Vieweg+Teubner Verlag | Springer Fachmedien Wiesbaden GmbH 2011

96

6 Wärme-Management

dungen sind immer mehrere Komponenten an der Wärmeübertragung beteiligt. Abb. 6-2 zeigt einen solchen Anwendungsfall, bei dem eine Leistungsdiode 0 über eine !solierscheibe ! auf einem Kühlkörper K befestigt ist. Der Kühlkörper stellt den Wärmeübergang zum gasf"örmigen oder flüssigen Kühlmedium A her. Das Kühlmedium wird mit einer konstanten Temperatur, der Umgebungstemperatur (tA, angenommen. Isolierung I

..rr-----, Kühlkfuper

Si1iziumkristall J

K

VerlustleistuDg

.ß-C===:l--_ elektrische Leitungeo

Pv

Kühlmedium

Gehäuse

C-

A

Abbildung 6-2 Diode mit K.üblkörper (Luftkühlung)

Die Bezeichoungen, Kennbuchstaben und Temperaturen der Komponenten sind:

Kennbuch.tabe

Bauteil

Temperatur

J

Siliziumkristall

junction

~

C

Gehäuse

case

(tC

K

Kühlkörper

heatsink (h)

(tK

A

Kühlmedium

Ambient (A)

(tA

Im stationären Betrieb haben alle am Wärmetransport beteiligten Komponenten eine unterschiedliche Temperatur. Die höchste Temperatur stellt sich nach Abb. 6-3 im Siliziumkristall (Sperrschicht 1) ein, dem Ort der Verlustieistungsentstehung. Zur Bemessung des Kühlkörpers ist es erforderlich, den Wärmetransport vom Ort der Verlustleistungsentstehung (1) bis zum Kühlmedium (A) zu beschreiben.

Sperrschicht

Abbildung 6-3 Temperaturgefälle von der Sperrschicht (J) bis zum Kühlmedium (A)

Gehäuse Kühlkörper I Kühlmedium "ÖJ

"Öc

~

t

"ÖA

97

6.2 Das thermische Ersatzschaltbild

6.2

Das thermische Ersatzschaltbild

Ein anscbauliches Hilfsmittel zur Beschreibung des Wärmetransportes ist ein Ersatzschaltbild nach Abb. 6-4, bei dem der Wärmetransport mit Hilfe elektrischer Größen beschrieben wird. Die Umgebungstemperatur ~A wird als Bezugsgröße gewählt und im Ersatzschaltbild durch ein Massezeichen (.1) symbolisiert. , - - - _ . -_ _-1>J /

~

Pv

AbbUdung 64 Thermisches Ersatzschaltbild

Die Verlustleistung Py wird in diesem Ersatzschaltbild als elektrischer Strom eingespeist. Der

Rth,JA

Spannungsabfall über den Widerstand Rth,JA wird als Teruperaturdifferenz ll.& bewertet:

A

A& = Pv . Rth,JA Bezugstemperatur ist &A.

In diesem Ersatzscbaltbild wird dargestellt:

thermische Größe

Einheit

Verlustleistung

elektrische Größe

Py

W

elektrischer Strom I (Stromquelle)

&

oe

elektrisches Potential '"

Temperaturdifferenz

ll.&

K

elektrische Spannung U

thermischer Widerstand

R th

KIW

elektrischer Widerstand R

Wärmekapazität

Cth

Ws/K

Kondensator C

Temperatur

Der Widerstand Rth,JA beschreibt den Wärmetransport von der Sperrschicht (1) zur Umgebung (A). Er setzt sich nach Abb. 6-5 aus dem inneren Wärmewiderstand Rth,JC und einem äußeren Wärmewiderstand Rth,CA zusammen. Die thermischen Widerstände Rth,JC und Rth,CA sind über den Gehäuseanschluss e verbunden. Die Temperaturen &J, &c, und &A sind Absolutwerte und beziehen sich auf 0 oe. In Abb. 6-5 wird &A durch eine Spannungsquelle eingestellt. In einer Simulationsrechnung kann mit dieser Spannungsquelle eine Temperaturänderung des Kühhnediums eingestellt werden. ,----~

Pv

_._._._.._.__._._._._._-_.-

t ll. ~JC -.-.-.-.-.-.-.-.--t ll. ~CK

J Rth,JC

e

Rth,CK K

AbbUdung 6-5

Temperaturen der einzelnen Komponenten in Abb. 6-2

Wärmewiderstäode:

--------

t ll. ~ KA

Rth,KA

Sperrschicht-Gehäuse

Rth,Jc:

Rth,CK: Gehäuse-Kühlkörper

A

Rth,KA:

ooe

Rth,JC

Kühlkörper-Kühhnedium

+ Rth,CK + Rth,KA =

Rth,JA

98

6 Wärme-Management

6.2.1

Der innere Wärmewiderstand Rth,JC

Der innere Wärmewiderstand Rth,JC ist durch das Bauelement selbst gegeben. Eine Beeinflussung ist nur bei der Herstellung des Bauelementes möglich. Zwischen Sperrschicht (J) und Gehäuse (C) tritt eine Temperaturerhöhung Ll.9JC ein, die direkt zur Verlustleistung P y proportional ist. Deshalb wird die zulässige Verlustleistung eines Bauelementes in Datenblättem stets auf eine definierte Gehäusetemperatur &c bezogen.

6.2.2

Der äußere Wärmewiderstand Rth,CA

Der äußere Wärmewiderstand Rth,CA setzt sich aus dem Widerstand vom Gehäuse zum Kühlkörper, Rth,CK> und dem Widerstand vom Kühlkörper zum Kühlmedium, Rth,KA zusammen. Für einen optimalen Übergang der Wärme vom Halbleitergehäuse auf den Kühlkörper ist eine möglichst große Kontaktfläche erforderlich. Das Halbleiterelement hat dafiir ein oder zwei Kontaktflächen zum Anschluss des Kühlkörpers. Die Kontaktflächen von Halbleiter und Kühlkörper werden mit hohem Druck verbunden und müssen bei allen Temperaturen absolut eben sein. Zur Vermeidung von Hohlräumen werden die Kontaktflächen zusätzlich mit einer Wärmeleitpaste beschichtet. Weon eine elektrische Isolierung von Kühlkörper und Halbleiter erforderlich ist, wird eine wärmeleitende Isolierscheibe einer speziellen Keramik eingesetzt. Diese Maßnahmen werden im äußeren Wärmewiderstand Rth,CK erfasst. Den Wärmetransport vom Kühlkörper K an das Kühlmedium A beschreibt der Widerstand Rth,KA Das Ersatzschaltbild nach Abb. 6-5 ist fiir den stationären Zustand gültig, d. h. alle Temperaturwerte sind zeitlich konstant. Die Wärme wird mit Hilfe des Kühlkörpers an das Kühlmedium abgegeben. Es wird vorausgesetzt, dass das Kühlmedium selbst nicht erwärmt werden kann, vergleichbar z. B. mit einer unendlich großen Luftmenge der Temperatur 9A. In der Praxis ist dieser Umstand jedoch nicht innner ausreichend gegeben, so dass hier zusätzliche Maßnahmen wie z. B. eine forcierte Belüftung erforderlich werden können.

t F

1,0 0,8

I'..

0,6

.......

0,4 0,2

o

I

Abbildung 1>-6

Reduktionsfaktor F

...........

2

Einfluss der Luftgeschwiodigkeit auf den thennischen Widerstand. 3

4

5

Luftgeschwindigkeit in mls

R thF = F·Rfh

6

7

8

F~l

• (6-3)

Für forcierte Kühlung ist die Oberflächenbeschaffenheit des Kühlers praktisch olme Bedeutung. Im Gegensatz zur reinen Konvektionskühlung, bei der ein bestimmter Rippenabstand nicht unterschritten werden sollte, muss fiir eine forcierte Kühlung eine möglichst große Oberfläche mit entsprechend vielen Rippen vorgesehen werden.

ƗǑ Ɨ ʧ ʧˊ

ŏ

ˊʛtʜ

1 C th

t

ĩ p V d t ʅ ˊ0 0

ˊ0

Anfangswert

Ǒ ˊʛt ʜ

ˊ ˊ

PV R th

ŏʛ1 ė e

ė

t ˃

ʜ ʅ ˊA

˃

R thŏC th thermische Zeitkonstante

ˊ

100

6 Wärme-Management

Eine Simulation der Sperrschichttemperatur unter Berücksichtigung der Wärmekapazität des Kühlkörpers entsprechend Abb. 6-8 zeigt Abb. 6-9 für eine zeitveränderliche Bezugstemperatur 3 A (angenommener Tagesgang der Lufttemperatur) und einer pulsförmig angenommenen Verlustleistung py. J

Pv

Abbildung .8 Berücksichtigung der Wännekspazität

Rth,IC

e

Ersatzschaltbild mit Wännekspazität des C'th,K fiir eine Sinmiation der Sperrschichttemperatur /lJ

KühlkÖIpers Rth,CK

A

Rth,KA

t

~

!9.r

K

ßA

C'th.K

~ !9.rc

t

3

---

1'0

oe 100

'0

0 0

t

---

Abbildung .9 Temperaturverlauf bei pulsierender Verlustleistung Pv und schwankender Umgebungsternperatur /lA (Tagesgang)

6.2.4

Der Wärmewiderstand des Kühlkörpers

Der Kühlkörper ist über die Oberfläche A mit dem gasförmigen (Luft) oder flüssigen (Wasser. Öl) Kühlmedium verbunden. Mit dem Wärmeilbergangskoeffizienten Cl wird bei einer Temperaturdifferenz Aß zwischen Kühlkörper und Kühlmedium in der Zeit t die Wärmemenge Q nach GI. (6-8) an das Kühlmedium übertragen. Wärmemenge

Q

=

Cl·A·A9·t

in Ws

(6-8)

6.2 Das thermische Ersatzschalthild

101

KontaktfIäche A zum Kühlmedi_ durch Rippen und aufgerauhte Oberfläche maximiert

Wärmeübergangskoeffizient CL

zwischen Kühlkörperobert1äche und

Wärmefluss vom Kühlkörper in daa Kühlmcdiwn

Abblldung 6-10

Wärmeübergang vom Kühlkörper in das Köblmedium

Kühlmedium

Kühlmedium konstanter Temperatur ~A nimmt die Wärmemenge Q auf

Wird die übertragene Wärmemenge Q auf die Zeit t bezogen, so erhält man mit GI. (6-9) einen Ausdruck fiir den Wärme strom, der gleich der übertragenen Verlustleistungpy ist. Wärmestrom dQ dt

= Cl.A.~~ =

Py in

W

(6-9)

Mit GI. (6-10) kann der Wärmewiderstand Rth,KA für den Kühlkörper fonnuliert werden: Wärmewiderstand des Küh!körpers

~~ 1 R th,KA - ClA Py

. K m--

W

(6-10)

Rth,KA verhält sich umgekehrt proportional zu der Küh1körperoberfläche A und dem Wärmeübergangskoeffizienten Cl. In Abb. 6-11 sind beispielhaft Kurven fiir Rth,KA in Abhängigkeit

von der Küh1körperoberfläche verschiedener blanker Materialien (Stahl, Kupfer, Aluminium) angegeben. Zusätzlich sind Angaben für verschiedene Materialdicken enthalten. Abblldung 6-11

Wännewiderstand blanker Kühlbleche in senkrechter Anordnung Al 2mm

Der Widerstand Rth,KA sinkt mit zuoehmender Oberfläche A. Wegen der ungönstigen Wänneverteilung inoerhalb des Köh!körpers strebt

4r--~~t-"';:--+--:;;;:;:;:j

2r--t--t-'"......+--:;;;:;:;:j Cu 2mm O L -_ _~_ __ L_ _~~~

o

100

200

300 A

-

~

400

Rth,KA einem Grenzwert zu.

•

Eine weitere Vergrößerung von A ist nur bei einer verbesserten Wännevertei\uog z. B. durch eine größere Blechdicke (hier: 1 mm ~ 2 mm) sinnvoll.

Je dicker das Material ist, desto besser wird die Wärme innerhalb des Küh1körpers verteilt und desto geringer ist der thermische Widerstand. Werden diese Bleche zusätzlich geschwärzt, so verbessert sich die Wärmeabstrahlung und die Rth,KKW erte sinken auf ca. 70 %. In der Praxis besteht bei mehreren Kühlkörpern aber die Gefahr, dass sich die Küh1körper gegenseitig aufheizen [20]. Angaben für Rth,KA beziehen sich im Allgemeinen auf freistehende eloxierte Kühlflächen in senkrechter Ausrichtung mit reiner Konvektionskühlung. Für blanke bzw. unbehandelte Oberflächen liegen die tatsächlichen Werte dann um ca. 15 % höher, bei horizontaler Ausrichtung verschlechtert sichRth,KA um 20 % [Angaben: austerlitz-electronic].

102

6 Wärme-Management

Wird der Wärmestrom nach GI. (6-9) schließlich auf die zur Verfügung stehende Kühlfläche A bezogen, so erhält man mit GI. (6-11) die Wärmestromdichte. Wärmestromdichte

1.. d Q A dt

=

Cl.

~~

in W

(6-11)

m2

Die Wärmestromdichte zeigt die Wirksamkeit eines Kühlverfahrens in Abhängigkeit vom Kühlmedium auf, welches durch den Wärmeübergangskoeffizienten Cl beschrieben wird. Für einen gegebenen Kühlkörper der Temperatur ~ erhält man die abfiihrbare Verlustleistung durch Multiplikation der Wärmestromdichte des Kühlmittels mit der Kühlkörperoberfläche A und der Temperaturdifferenz ~~ = (~K - ~Al nach GI. (6-12). ~A beschreibt die Temperatur des Kühlmediurns). Ohne Temperaturerhöhung kann ein Kühlkörper keine Leistung übertragen! inW

6.3

(6-12)

Kühlmedien

Erzielbare Werte für den Wärmeübergangskoeffizienten IX und die abfiihrbare Verlustleistung bei A = 100 cm2 und ~~ = 50 K sind in Tab. 6.2 angegeben: Tabelle 6.2 Anhaltswerte für den Wänneübergangskoeffizienten und die abfiihrbare Leistung (A ~ 0,01 m') bei Luft- und Wasserkühlung

Luft

Cl

unbewegt

stark bewegt

laminare Strömung

turbulente Strömung

5

50

500

5000

2,5

25

250

2500

inW/m2K

Pin Watt

6.3.1

Wasser (Rohrleitung)

Luftkühlung

Luft ist ein elektrisch isolierendes Kühlmedium und kann in Bezug auf den Kühlkörper ruhend oder bewegt sein (forcierte Belüftung). Die Luft verteilt die Wärme an die Umgebung. In einem geschlossenen Raum steigt dadurch die Temperatur des Kühlmediurns an (Konvektionsheizung). Die Temperaturdifferenz d~ ist durch die Verlustleistung gegeben. Damit die Temperatur des Kühlkörpers durch Erwärmung des Kühlmediurns nicht unzulässig ansteigt, muss für einen ausreichenden Luftaustausch gesorgt sein. In geschlossenen Räumen kann z. B. durch einen Wärmetauseher die Temperatur des Kühlmediurns konstant gehalten werden (indirekte Kühlung). Damit der Kühlkörper nicht verschmutzt, muss die Kühlluft unter Umständen gefiltert werden. Es kann jedoch auch günstiger sein, zu einer Flüssigkeitskühlung zu wechseln. Dies ist auch erforderlich wenn die Leistungsfähigkeit der Luftkühlung nicht ausreichend ist (siehe Tab. 6.2) bzw. wenn der verfügbare Einbauraum für den Kühlkörper nicht gegeben ist.

103

6.3 Kühlmedien 6.3.2

Wasserkühlung

Wasserkühlung wird allgemein als indirekte Kühlung eingesetzt. Das Wasser dient zum Wärmetransport zwischen dem Lüftkühler und den aktiven Bauelementen und muss über eine Pumpe umgewälzt werden. Die elektrische Isolierung erfolgt entweder durch die Bauelemente selbst, durch isolierende Wärmetauseher oder durch entionisiertes Wasser. Die Anwendung entionisierten Wassers setzt eine geeignete MaterialauswahI und eine Überwachungseinrichtung vomus. Abb. 6-12 zeigt den Aufbau einer Wasserkühlung fiir ein Halbleiterbauelement. Das Bauelement überträgt die Wärme mit einem angekoppelten Wärmetauseher auf das Wasser. Es gibt auch Leistungsbauelemente, deren elektrisch isolierter Gehäuseboden selbst als Wärmetauseher ausgefiihrt ist. Derzeit kann eine Verlustleistung von über 4 kW pro Bauelement (IGBT) abgefiihrt werden. Wichtig ist eine turbulente Strömung im Wärmetauseher, um das fiir die Wärmeübertmgung ungiinstige Strömungsprofil einer laminaren Strömung zu vermeiden. Die Wärmekapazität solcher Kühlsysteme ist allerdings sebr gering, so dass bei Ausfall des Wasserkreislaufs die Leistung sofort abgeschaltet werden muss. Bedingt durch den geschlossenen Wasserkreislauf mit einem Wasser-Luftkühler ist die Rücklauftempemtur des Kühlwassers mindestens 3 K höher als die Umgebungstempemtur (tA. Die abführbare Leistung ist durch die Differenz von Hin- und Rücklauftemperatur (ß(t) und dem Volumenstrom des Kühlmediums gegeben. Für die Stromrichterkühlung auf Fahrzeugen z. B. mit Hybridantrieb umfasst der Kühlwasserkreislauf weitere Verlustquellen wie z. B. den Verbrennungsmotor. Hierdurch liegt die Rücklauftempemtur des Kühlwassers fiir den Stromrichter in der Größenordnung von 80°C. Die nutzbare Temperaturdifferenz ist daher dentlieh eingeschränkt. Durch die Zugabe von Frostschutzmitteln ist die Wärmekapazität des Kühlwassers vermindert.

0°0° D

0

Q

0

Kühler mit Halbleiter Wärmetauscher Pumpe

Tank

Kühlwasser Rücklauf

Abbildung 6-12 K.ühlkreislaufbei einer Wasserkühlung

6.3.3

Siedekühlung

Zum Verdampfen einer Flüssigkeit wird eine bestimmte Wärmemenge, die Verdampfungswärme r benötigt. Bei der Siedekühlung wird diese Wärmemenge dem Verdampfer von der Wärmequelle (als Verlustleistung) zugefiihrt. Wird dieser Dampf anschließend in einem Kondensator durch Abkühlung wieder verflüssigt, so wird die Verdampfungswärme als Kondensationswärme an den Kondensator abgegeben. Es fmdet durch den Phasenübergang des Kühlmediums ein Wärmetmusport vom Verdampfer zum Kondensator statt (Kühlschrankprinzip).

104

6 Wärme-Management

Der Wärmetransport zum Kühlkörper setzt eine Temperaturdifferenz zwischen Verdampfer und Kühlkörper von bis zu 5 K voraus. Der Verdampfer hat einen kleinen Querschnitt, wie er durch die Bauteilgeometrie vorgegeben ist, und der Kondensator eine große Oberfläche AK , so wie es zur Wärmeabgabe an die Kühlluft erforderlich ist Als Siedemittel kann z. B. Wasser eingesetzt werden. Der erforderliche Siedepunkt der Flüssigkeit wird über den Innendruck der Wärmeleitung eingestellt Die Heatpipe hat einen sehr hohen Wärmeübergangskoeffizienten, welcher im Bereich 5000 W Im2K < a < 10000 W Im"K liegt. Wird in die Wärmeleitung, die in Abb. 6-13 als "Heatpipe" bezeichnet ist, eine elektrische Isolierung eingebaut, dann muss auch das Siedemittel elektrisch isolierend sein. Kondensator

Abblldung 6-13 Prinzip des Heatpipe-Kühlkörpers

Das Bauelement ist wie auf einem normalen Kühlkörper montiert.

Kühlblecb.e mit der

Der Wärmetransport erfolgt durch deo Phaseowechsel des Kühlmediums.

Oberllächc.A.K

Eine andere Ausführung der Siedekühlung zeigt Abb. 6-14. Bei der Siedebadkühlung taucht man die zu kühlenden Bauelemente mit einem Siedekörper (Verdampfer) vollständig in das isolierende Siedemittel ein. Der Wärmetransport erfolgt auch hier über den Phasenwechsel des Siedemittels mit einem Temperaturgefälle von nur wenigen Kelvin. Die Oberfläche des Kondensators AK hat eine gleichmäßige Temperaturverteilung und wird so groß gewählt, wie es für eine Luftkühlung erforderlich ist [15, 17]. Der Wärmetransport von der Verlustleistungsquelle zum Kühlkörper erfolgt bei der Siedekühlung (im Gegensatz zur Wasserkühlung) ohne zusätzliche Pumpen.

...

Kondensat

Luftgekühlter Kondensator mit Oberfläche AK

Dampft

Abblldung 6-14 Prinzip der Siedebadkühluog •

Siedeflüssigkeit

Das Kühlmedium ist elektrisch isoliereod.

Das Bauelement ist im Kühlme-

druckdichter Behälter Anforderungen an die Siedeflüssigkeit bei der Siedekühlung: ausreichend geringe Siedetemperatur (z. B. 45°C) elektrisch isolierend Materialverträglichkeit Umweltfreundlichkeit

dium eingetaucht.

105

7 Stromrichterschaltungen 7.1

Grundfunktionen

Stromrichter sind Einrichtungen zum Umformen elektrischer Energie unter Verwendung von Leistungshalblei!em. Bei der Kupplung von Wechsel- und Gleichstromsystemen ergeben sich hierbei vier Grundfunktionen: Gleichrichter..

o----1Z~ ..

Gleichrichten ist die Umformung von Wechselstromenergie in Gleichstromenergie (Energiefluss vom Wechselstromsystem zum Gleichstromsystem).

Wechselrichter

Wechselrichten ist die Umformung von Gleichstromenergie in Wechselstromenergie (Energiefluss vom Gleichstromsystern zum Wechselstromsystem).

0--1Z~ .. ..

Gleichstrom-Umrichten ist die Umformung von Gleichstromenergie mit gegebener Spannung und Polarität in Gleichstromenergie mit anderer Spannung und Polarität. Man spricht vom Gleichspannungswandler bzw. Gleichstrom-Umrichter.

Gleichstrom-Umrichter

G--1Z~ .. ... Wechselstrom-Umrichter

Wechselstrom-Umrichten ist die Umformung von Wechselstromenergie mit gegebener Spannung, Frequenz und Phasenzahl in Wechselstromenergie mit anderer Spannung, Frequenz und Phasenzahl. Man spricht von einem Wechsel- bzw. Drehstrom-Umrichter.

Abbildung 7-1 Grundfunktionen der Stromrichter

7.2

Kennzeichnung von Stromrichterschaltungen

Die Kennzeichnung von Stromrichterschaltungen der Leistungselektronik ist in der DIN IEC 971 festgelegt und erfolgt üblicherweise in einer dreistelligen Kombination von Buchstaben undZiffem. Der erste Buchstabe legt die Schaltungsfamilie fest: M:

Mittelpunktschaltung

B:

Brückenschaltung

W:

Wechselwegschaltung.

J. Specovius, Grundkurs Leistungselektronik, DOI 10.1007/978-3-8348-8270-7_7, © Vieweg+Teubner Verlag | Springer Fachmedien Wiesbaden GmbH 2011

106

7 Stromrichterschaltungen

An zweiter Stelle wird die Pulszahl p bzw. die Phasenzahl m bei der Wechselwegschaltung angegeben. Unter Pulszahl versteht man die Anzahl nicht gleichzeitiger Stromübernahmen (Kommutierungen) eines Stromrichters innerhalb einer Netzperiode (p ~ 1,2, 3, 6, 12, 18, ...). An dritter Stelle wird die Steuerbarkeit in Form eines Buchstabens definiert: U: ungestenerte Schaltung (Dioden) H: halb gesteuerte Schaltuug (Thyristor fiir einen, Diode fiir den anderen Zweig) C: voll gesteuerte Schaltung (Thyristoren). Um besondere Kennzeichen der Schaltung hervorzuheben, können weitere Buchstaben angehängt werden, z. B. F fiir Freilaufdioden. Als allgemeine Symbole fiir Stromrichterventile (elektronische Leistungsschalter) werden verwendet:

ullgesteuertes Velltil

~I

7.3

einschaltbares Velltil

eill- ulld ausschaltbares Velltil

~F

~F=

Einteilung nach der inneren Wirkungsweise

Stromrichter lassen sich nach der inneren Wirkungsweise, d. h. nach der Art der Kommutierung unterteilen. Unter Kommutierung versteht man die Stromübergabe von einem Zweig des Stromrichters an den nächsten, wobei während der Kommutierung beide Zweige Strom führen. Wir unterscheiden bei der Kommutierung zwischen:

I. Stromrichter ohne Kommutierung Halbleiterschalter und Steiler fiir Wechsel- und Drehstrom 2. Stromrichter mit natürlicher Kommutierung beziehen ihre Kommutierungsspannung entweder aus dem speisenden Netz (netzgefiihrte Stromrichter) oder von der Last (lastgefiihrte Stromrichter). Beide Kommutierungsarteu werden unter dem Oberbegrifffremdgefijhrte Stromrichter zusammengefasst.

3. Stromrichter mit Zwangskommutierung verfügen beim Einsatz einschaltbarer Ventile über kapazitive Energiespeicher fiir die Kommutierung oder sie sind mit abschaltbaren Bauelementen (GTO, Transistor) ausgerüstet. Der Oberbegriff fiir Stromrichter mit Zwangskommutierung lautet selbstgefijhrte Stromrichter. Stromrichter, die Wechselstromenergie in Gleichstromenergie oder umgekehrt umwandeln, lassen sich danach unterscheiden, ob die Kommutierung auf der Wechselstrom- oder Gleichstromseite erfolgt: Stromrichter mit wechselstromseitiger Kommutierung arbeiten in der Regel fremdgefiihrt, Stromrichter mit gleichstromseitiger Kommutierung arbeiten selbstgefiihrt.

107

7.5 Mittelpunktschaltung MI

7.4

Leistungssteuerverfahren

Die Stenerung der elektrischen Energie erfolgt durch den schaltenden Betrieb leistungselektronischer Bauelemente. Während fiir Wechsel- und Drehstromanwendungen die Leistung durch verzögertes Einschalten der Verbraucherspannung erfolgt, muss bei Gleichstromanwendungen die Verbraucherspannung periodisch ein- und ausgeschaltet werden (pulssteuerung). Bei der Helligkeitssteuerung von Glühlampen und einfachen Antriebsanwendungen wird // die so genannte Phasenanschnittsteuerung an.:/_.---1---~-'----,r------,.--~ I gewendet. Durch Änderung des Steuerwinkels Cl kann die Verbraucherleistung stufenlos wt eingestellt werden. Cl

U

-

f--l-l--+-+-+--,------L-+-f--'-.I wl

Die Schwingungspaketsteuerung findet man häufig bei Temperatur-Regelungsverfahren. Es werden nur ganze Sinusschwingungen in unterschiedlicher Anzahl an den Heizwiderstand gelegt.

Das Prinzip der Pulsbreitenstenerung (PWM) wird heute bei den meisten leistungselektronischen Aufgaben angewandt. Die Leistung '-+-+--+--L---''--'-+--++-----'__I-.I wird durch Veränderung des Einschaltverhältnisses gesteuert. Aufgrund der bei allen Maschinen vorhandenen Induktivitäten ist der Motorstrom gegenüber der Spannung gegläti tet. Bei genügend hoher Taktfrequenz lassen '--------------~sich beliebige Stromkurvenformen (GleichI strom, sinusförmiger Wechselstrom) erzielen.

U

AbbUdung 7-2 Leistungssteuerung bei Gleich- und Wechselstromanwendungen

7.5

Mittelpunktschaltung Mt

In Abb. 7-3 ist als einfaches Beispiel fiir eine Gleichrichterschaltung die einpulsige Mittelpunktschaltung MI dargestellt. Die positive Halbschwingung der sekundären Transformaturspannung Us wird unverzögert auf die Last geschaltet. Die negative Halbschwingung wird durch die Ventilwirkung der Diode gesperrt. AbbUdung 7-3 Vogesteuerte Gleichrichterscbaltung MI mit ohmseher Last T: Transformator zur Spaonuogsanpassung uod Potenzialtrennung

Durch Anwendung des Maschensatzes nach GI. (7-1) sind die Spannungsverhältnisse dieser Schaltung beschrieben.

108

7 Stromrichterschaltungen mit

U

"ssin(wt)

s=

(7-1)

Die Ventilspannung Uy ist abhängig vom Schaltzustand des Ventils. Die Schaltzustiinde des Ventils werden durch die Stromrichtung bestimmt. Bei ohmscher Last will sich die Stromrichtung proportional zur Netzspannung Us einstellen. Uy

+-•

us~CP

/

--.....

...

\

\... M ) ,---------'

F'

Uy

~R

-•....•

/.-

ustCP

'.

,;

M

',-------,'

0

ud:

Us

Uy:

0

Us

us:

>0

<0

F' ~R

AbbUdung 7-4 Schaltzustände und Spannungen im vereinfachten Schaltbild

Bei einer sinusf6rmigen Spannung Us gilt für den Gleichspannungsverlauf nach Abb. 7-5 folgende Definition:

0" wt"TI w t" 2 TI

TI "

Diodeleitet : ud = "ssin(w·t) Diode sperrt: ud

(7-2)

=0

:p:";-fm?; I~.

AbbUdung 7-5 Gleichspannungsverlauf und Mittelwert ud der MI-Schaltung

Periodendauer Man erkennt, dass die Gleichspannung neben einem Gleichanteil (Mittelwert Ud = UdAy) auch einen Wechselanteil ud_ enthält, d. h. die Gleichspannung ud ist eine Mischgröße. Eine harmonische Analyse der Gleichspannung ud liefert die Fourierreihe:

ud(t)

=

+

U dAV

•

L(avcos(vwt) v- I

+ bvsin(vwt)) =

U dAV

+ udjt)

(7-3)

In GI. (7-3) ist UdAV der Mittelwert oder Gleichrichtwert. Der Wechselanteil Ud-(t) besteht aus einer Reihe von sinusförmigen Schwingongen (Harmonischen) mit den Frequenzen vw und Amplituden avund b,..

av

=

2 T

T

fo ud(t)cos(v wt)dt

1 2'11:

=-

f ud(wt)cos(vwt)dwt

TI 0

(7-4)

7.5 Mittelpunktschaltung MI

109

I

=-

J ud(wt)sin(vwt)dwt

2.

(7-5)

TI 0

Man bezeichnet die Anteile, deren Frequenzjmit der Frequenz der Netzspannung übereinstimmt, als Grundschwingung mit der Ordnungszahl v ~ I. Fasst man die sin- und cos-Anteile gleicher Frequenz zusammen, so erhält man fiir Ud: ,'/-

"._------------------ ----------',

+ ( LUd

sin(vwt+cp ) )

(7-6)

\.,x""J_____~__________________~__ -/

Wechselanteil Ud_ Für die Amplitude und Phasenlage der v-ten Oberschwingung gilt: mit

(7-7)

Den Mittelwert der Gleichspannung UdAV unter Vernachlässigung von Spannungsabfällen am Ventil und am Netztransformator bezeichnet man als ideeUen Gleichrichtwert Udi • Die ideeUe Gleichspannung Udi berechnet sich mit der Spannungsdefinition nach GI. (7-2):

=

Us

2rc·(-[cos(rc) - cos(O)]) (7-8)

Der Effektivwert UdRMS der Mischspannung Ud(t) berechnet sich zu:

J

A2 •

U

dRMS

=

s

U -2 sin2 (00 rc 0

t)doot

=

U ~_I . (l.oo t _ S 2rc

2

sin(2oo 4

t))rr 0

(7-9)

Us

Us

UdRMs=T= -.J2 = 0707·U ' S Der Gleichspannungseffektivwert UdRMS setzt sich aus dem Mittelwert Udi und einem Wechselanteil Udi_ entsprechend GI. (7-10) zusammen. (7-10) Bei ohmseher Last ruft die Gleichspannung Ud als Gleichstrom id wiederum einen Mischstrom mit dem Gleichanteil id- und dem Wechselanteil id- nach GI. (7-11) bzw. Abb. 7-6 hervor. (7-11)

110

7 Stromrichterschaltungen

~

Abblldung 7-6

Netzspannung ("")

.................t................

und -strom (id-)

Der Gleichanteil

rot

(i...) wird von einem

Transformator nicht übertragen.

Ohne vorgeschalteten Transformator wäre der Netzstrom iN ebenfa\\s eine Mischgröße und das versorgende Wechselspannungsnetz mit einer Gleichstromkomponente id~ belastet. Der in Abb. 7-3 vorgeschaltete Transformator T überträgt nur den Wechselanteil id_ (Abb. 76). Der Eisenkern wird durch den Gleichstrom id~ als Magnetisierungsstrom vormagnetisiert. Abb. 7-7 zeigt das Ersatzschaltbild der MI-Schaltung mit vorgeschaltetern Transformator.

iN

L,,2

L", i.

""~

Lh

:'

id-

,- ,------------------

!.

l"ld= '.

Abblldung 7-7

id

'.

Mt

~

MI-Schaltung mit Netztransformator (ü ~ I) Ud

Strompfad des Gleichanleils id_durchLh

------------------

B

-2 Abblldung 7-8 Auswirkung des Gleichstromanleiles auf den Arbeitspunkt

-1

o

1

2

3

i./A _ _

Abblldung 7-9 Lh-Kennlinie

Der sekundärseitige Gleichanteil id_ fließt als Magnetisierungsstrom über die wegen des Eisenkernes nichtlineare Hauptinduktivität Lh' Abb, 7-8 zeigt den dadurch verlagerten Arbeitspunkt des magnetischen Kreises, Die modellierte Abhängigkeit der differentiellen Induktivität Lh,dif'f vom Magnetisierungsstrom i. zeigt Abb, 7-9 [16], Als Folge des Gleichanteils und der Sättigung des magnetischen Kreises ist der Magnetisierungsstrom unsymmetrisch, Abb. 7-10 zeigt eine Simulation dieser Schaltung unter Berücksichtigung der Lh-Kennlinie nach Abb. 7-9.

7.5 Mittelpunktschaltung MI

111 Abbildung 7-10

u

MI-Schaltung mit

ohmseher Last

!

\... 7_5_1

Sättigungseinfluss auf den Netzstrom

t

/ •... ~./

iJl: Magnetisierungs-

strom

Transformator-Bauleistung

Die Transformator-Bauleistung ST ist als Mittelwert von primärer Scheiuleistung SI und sekundärer Scheinleistung S2 defIniert. Unter der Annalnne eines verlustfreien Transformators mit einer Primärwicklung I und einer Sekundärwicklung 2 erhält man für die Scheiuleistung die Beziehungen: SI = U(1 1

S2 = U 2·12

U und 1 sindEffektivwerte (7-12)

Bei einem Stromrichtertransformator können die Wicklungsströme Gleichanteile und Stromoberschwingungen enthalten. Oberschwingungen und Gleichanteile übertragen keine Wirkleistung, führen aber zu Stromwärmeverlusten (P R) in den Wicklungen.

Primär- und sekundärseitig treten daher unterschiedliche Scheiuleistungen auf. Ein Stromrichtertransformator hat deshalb, bezogen auf die ideelle Gleichstromleistung Pdo eine vergleichsweise große Bauleistung. Im Falle der MI-Schaltung mit ohmscher Last nach Abb. 7-3 erhält man für eine Netzspannung UI von 230 V, einem angenommenen Widerstand von 10 n und einer Übersetzung von ü = I folgende allgemeingültige Aussage:

U j =230 V U 2 =

U

"22 =

U2

u2

162,63 V nach GI. (7-9) und U di= i t = 103,54 V nach GI. (7-8)

analog: I s = Ion = 16,26A

Udi I d = Ion = 10,35A

SI =230V·12,54A =2884 VA,

12

1 1=l s _= V1 s -

2

I d = 12,54A

S2= 230V·16,26 A = 3740 VA

mit ST = 3312VA nach GI. (7-11) und Pd = U di1d= 1071,6 VA folgt allgemein:

ST

p

= 3,09

d

Aufgrund der ungünstigen Baugröße (ST = 3,09 PM und dem Problem der Gleichstromvormagnetisierung scheidet die MI-Schaltung für Anwendungen höh= Leistung aus.

112

7 Stromrichterschaltungen

7.5.2

Kapazitive Last

..

f-'--

-'-'~[>If----e-·-~

mit

uN

= \'iN .in(w't)

folgt für uc " uN

iC

U

c=

~ sin(w't)

Uc C

duC dt

i =C,-

c

AbbUdung 7-11 MI-Schaltung mit kapazitiver Last

(7-13)

°

Im Nullpunkt ist wegen cos = I der Anfangswert des Kondensatorstromes ic(O) gleich dem Scheitelwert nach GI. (7-13), Im Idealfall ist die Stromsteilheit in Abb, 7-12 nicht begrenzt. In der Praxis stets vorkommende Leitongsinduktivitäten (LeI) bilden zusammen mit dem Kondensator C der MI-Schaltung nach Abb. 7-11 einen Reihenschwingkreis. Der Einschaltstrom des Kondensators ic (t 2: 0) bildet eine gedämpfte Schwingung und hat daher eine endliche Steilheit im Nullpunkt. Die Stromamplitude dieser Schwingung kann durch Gleichsetzung der Energie des elektrischen und magne1ischen Feldes nach GI. (7-14) berechnet werden. (7-14) Für verschwindende Induktivitätswerte La strebt die Schwingnngsamplitude ic gegen unendlich. Bei solchen Schaltungen ist eine Mindestinduktivität im Stromkreis erforderlich, um den Ladestrom zu begrenzen. Bei Verwendung eines Eingangstransformators ist hierfür die Streuinduktivität des Transformaturs maßgebend.

/

Strom-Eigenschwingung durch Lu

ie

2" rot

Abblldung 7-12 Kondensatorspannung und -strom, Einfluss voo Leitongainduktivitäten

7.5 Mittelpunktschaltung MI

113

Zur Beschreibung einer kapazitiven Glättung mit eingeprägtem Laststrom dient Abb. 7-13. Die Last wird durch eine Konstantstromquelle Jo nachgebildet. Der Kondensator C wird abwechselnd geladen und entladen, so dass sich eine Gleichspannung ue nach Abb. 7-14 einstellt.

Uv

Abbildung 7-13

K

Kapazitive Last mit eingeprägtem

Gleichstrom 10

ie

C

In Abb. 7-14 ist für 0 < I< 11 die Gleichspannung Ue durch die Netzspannung Ur< bestimmt (C wird geladen). hn Bereich 11 < 1:"012 übernimmt der Kondensator C den gesamten Laststrom und iN geht gegen Null. Für 1 > 12 wird C entladen und Ue fällt linear ab. Der Spannungsabfall ist proportional zu Jo und umgekehrt proportional zur Kapazität C. Sobald Ur< wieder größer Ue ist, schaltet sich die Diode ein und C wird geladen (ue ~ Ur<).

Abbildung 7-14 Strom- und Spannungsverläufe bei der kapazitiven Glättung mit eingeprägtem Laststrom. Es treten unterschiedliche Leitzustäude auf.

Abb. 7-15 zeigt die Schaltzustände bei einer kapazitiven Glättung. Mit dem rechten Schaltbild kann die Schwankung der Gleichspannung Ud ermittelt werden. Mit einer Konstantstromquelle ermittelt man wegen des linearen Spannungsabfalls im Vergleich zu einer olnnschen Last mit ihrem exponentiellen Spannungsverlauf eine etwas größere Spannungsdifferenz. Die Schwankung der Gleichspannung wird durch die Welligkeit nach GI. (7-15) beschrieben. Darin ist Ud,v der Effektivwert der v-ten Oberschwingung

wu

Spannungswelligkeit

wU

(7-15)

114

7 Stromrichterschaltungen

laden

entladen

OSt< t 2

"NtC K:

K

VI

~ ue

D

~i

iN

K

"-

iN

t 2 StSt 3

=0 = = ie +

duc i =C-e dt

-i

~

10

ie

=~c

N

+

ie

ue

~

r ie

=~c

-i e - 10 = 0 ie = -10

+ 10

10

u e (12 S t S t 3 ) =

ue = uN

U

1

0 - t ) (t) - -.(1 e 2 C 2

Abbildung 7-15 Leitzustände bei der kapazitiven Glättung

7.5.3

Ohmsch-induktive Last

Mit dem Ansatz des Maschensatzes auf Abb. 7-16 folgt die Differenzialgleichung (7-16): iN

VI

"NJ

URt ULt

:)~

u N = ~sin(wt)

=

di N iNR+Ld(

(7-16)

Mit der Lösung für iN: t

iN

= IN(sin(wt -


+

sin(
(7-17)

Abbildung 7-16 Ohm,ch-induktive La,t

Die Lösung dieser Differenzialgleichung enthält abhängig vom Widerstandswert R folgende charakteristische Größen: Tabelle 7.1 Kennworte der Stromgleichung

R>O Strom-Scheitelwert

R=O

uN

iN

= ~R2 + (OJL)2 L R

Zeitkonstante

T= -

Phasenwinkel


= arctan

i

uN

N

=-

wL

T = 00

wL R


= 90°

7.5 Mittelpunktschaltung MI

115

Abbildung 7-17

Stromvcrlaufbei ohmschinduktiver Last mit einer Diode in Reihe

ö: Stromflusswinkel '1': Phasenwinkel WT

Bei verschwindend kleinem Widerstand Rist cp = 90° und t = 00. GI. (7-17) geht dadurch über in GI. (7-18). Der Gleichanteil klingt nicht mehr ab, und an der Induktivität liegt eine Wechselspannung. Für den Netzstrom iN folgt daraus eine Mischgröße. (7-18)

7.5.4

Ohmsch-induktive Last mit Freilaufdiode -

UVI

.

Abbildung 7-18

IN

................. [

M

in

Mittelpunktschaltung mit Freilaufzweig,MIF

)

...•. _------_....

Eine Weiterentwicklung der MI-Schaltung stellt die Einfiihrung einer zusätzlichen Diode V 2 parallel zur Last dar. Man erhält die MIF-Schaltung nach Abb. 7-18. Sobald die Netzspannung "N negative Werte annimmt, wird UV2 > 0, wodurch V2 einschaltet und den Laststrom überninunt. Durch die Rückwärtsbelastung sperrt das Netzventil V I sofort. Der Diodenstrom wird dann von der Induktivität L aufrecht erhalten und klingt mit der Zeitkonstanten T ab. Zur Ermittlung der Ventilspannung UVI wird die Maschengleichung M aufgestellt. Die Bedingung zur Stromübergabe an die Freilaufdiode ist UV2 > O. ~U

= 0 = -u N -

uV2 daraus folgt: u V2

= -u N

(7-19)

Die Freilaufdiode V 2 leitet, sobald die Netzspannung "N negative Werte annimmt. V I übernimmt den Strom, sobald die Netzspannung positive Werte annimmt. Die Schaltzustände sind in Abb. 7-19 dargestellt, die Ventilströme zeigt Abb. 7-20. Die Stromübemahme der Ventile bezeichnet man als Kommutierung. Die Stromübemahme der Ventile ist von der Netzspannung UN gefiihrt, weshalb diese Schaltung als ,,netzgeführt" bezeichnet wird.

116

7 Stromrichterschaltungen "v

id iV2

. VI

IN

"Nl ( UN

D

iN VI

R Ud

LS V2

ULl

"Nl

L

id iV2

V2

R ud

ULt

L

> 0, V I leitet, V 2 sperrt Ud

=

d id

dt

UN '

> 0

Abblldung 7-19 Leitzustände der MIF-Schaltung In Abb.7-20 ist an den Ventilströmen zu erkennen, dass sich die Ventile VI und V2 von der Netzspannung gesteuert ablösen. Wegen der Vernachlässigung eingangsseitiger Induktivitäten (z. B. durch den vorgeschalteten Transformator) erfolgt die Ventilablösung (Kommutierung) verzögerungsfrei jeweils im Spannungsnulldurchgang der Netzspannung. ",,>0

",,<0

",,>0

Abblldung 7-20

""

Vcntilablösung bei der MI-Schaltung

m'

iv, VI_V2

! V2_Vl!

Ventil-

ablösung

Die Polarität Netzspannung 'IN steuert die Ventilablösung. Daher wird diese Schaltung als ,,netzgefiihrt" bezeichnet

m'

Leitet V2, so ist Ud = 0 und der Gleichstrom klingt mit der Zeitkonstanten , ab.

iv2

id

00' i.

m' 7.6

Wechselwegschaltung Wl

Fügt man antiparallel zur MI-Einwegschaltung ein zweites Ventil hinzu, liegt zusätzlich die an der Last. Die Ausgangsspannung "L ist jetzt negative Halbschwingung der Spannung eine Wechselspannung. Zur Steuerung des Energieflusses werden Thyristoren als steuerbare

"N

Oll

VI

Abblldung 7-21

iN

~UN

Wechselwegschaltung WI mit ohmseher Last V2

01.2 Uv

•

R

~

Beide Vcntile werden mit dem gleichen Steuerwinkel betrieben, d. h. Cli = Cl2 = Cl. uL

117

7.6 Wechselwegschaltung WI

Ventile eingesetzt. Die Schaltung nach Abb. 7-21 wird dann als Wechselwegschaltung WI bezeichnet. Die Zündimpulse für V I und V 2 sind um 1800 versetzt. Der Stenerwinkel a ist auf die Eingangsspannung "N synchronisiert. Beim Betrieb dieser Schaltung lassen sich zwei Verfahren anwenden. Durch verzögertes Einschalten mit Einzelimpulsen kann der Effektivwert Lastspannung uL verändert werden. Die Schaltung arbeitet dann als Wechselstromsteller, wie er zum Beispiel als Dimmer zum Einsatz kommt. Durch unverzögertes Einschalten kann die Schaltung zum definierten Einschalten eines Wechselstromverbrauchers eingesetzt werden. Diese Anwendung entspricht einem Wechselstromschalter, z. B. einem ,,Halbleiter-Relais" oder "elektronischen Schütz". Zum Stenern und Schalten von Drehstromverbrauchern könoen drei Wechselwegschaltungen Wl zu einem Drehstrom.teller W3 zusammengeschaltet werden. Alle Ventile werden mit dem gleichen Stenerwinkel a angesteuert, so dass ein synunetrisches Drehstromsystem erhalten bleibt. Der Verbmucher kann in Stern- oder Dreieckschaltung betrieben werden. 7.6.1

Stellerbetrieb mit ohmseher Last

Abb. 7-22 zeigt die Ausgangsspannung UL bei Steuerung mit den Winkeln ClI = Cl2 = Cl. Es ist erkenobar, dass die Spannungszeitfläche durch zunelnnend verzögertes Einschalten kleiner wird. Dieser Zusanunenhang wird durch den Effektivwert UL nach GI. (7-23) beschrieben. Gleichzeitig verschiebt sich die Stromgrundschwingung iN j, so dass die Schaltung auch bei o1nnscher Last eine induktive Blindleistung QI aus dem Ne~ bezieht. Abbildung 7-22 Lastspannung uL und S1romgnmdschwingung iN,1 bei ohmschcr Last

•

Die ohmsche Last nimmt bei (X> 0 scheinbar die Grundschwingungsblindleistung QI auf.

'PI: Phasenverschiebung der Stromgrundschwingung

8: S!romflusswinkcl

Zur Berechnung der Ausgangsspannung UL wird in Abhängigkeit von Widerstand R in Abhängigkeit vom Steuerwinkel Cl berechnet.

uL

die Leistung P L im

(7-20)

Wirkleistung :

Defmition der Lastspannung

Cl

:

0::;; ro t < a:

uL = 0

a ::;; rot ::;; rr: uL

= uN = v'2u N sin(rot)

118

7 Stromrichterschaltungen

PL =

f• (fiu N Sin(0l/))2

1 rrR

a

dOll

(7-21)

2

P

uL mit i L = R 2

2UN .{Oll _ Sin(20l/)f = ~. U { rr L = rrR 2 rrR 4 a

----------------, ;.r---;--1~

----------------

iL

IX

R

It

a

+ Sin~2a) }

Abbildung 7-23 Zur Leistungsbetrachtung der WI-Schaltung

Der Wechselstromsteller sei verlustfrei, d. h. ~~PL·

,----------------_.

Für die Leistung im WiderstandR in Abb. 7-23 gilt aber auch (7-22) so dass sich durch Gleichsetzen von G. (7-21) mit GI. (7-22) für den Effektivwert der Lastspannung UL schließlich schreiben lässt:

(7-23)

Die Steuerkennlinie der Spannung UL zeigt Abb. 7-24.

t

uL UN

1,0

Abbildung 7-24

0,8

Wcchsolstromstoller Steuerkennlinie der Ausgangsspannung UL bezogen auf die Eingangsspannung UN

0,6 0,4 0,2

bei ohmseher Last

0°

60°

120°

1800

Cl

7.6 Wechselwegschaltung Wl

7.6.2

119

Stellerbetrieb mit ohmsch-induktiver Last

In der Praxis ist häufig der ohmsch-induktive Belastungsfall anzutreffen. Man erhält ein Schaltbild entsprechend Abb. 7-25.

VI

~

Abblldung 7-25

~

~~

Wechselstromsteller mit R-L-Last

oe,

V2

"v

..

L R

j'

Phasenwinkel: Lastzeitkonstante

'" T

= arctan wL

R

L R

Esgilt:a, =a2=a

Es wird in jeder Halbperiode der Netzspannung ein Thyristor angesteuert. Der Strom fließt ab deru Steuerwinkel Cl jeweils bis zum natürlichen Stromnulldurchgang. Der Laststrom fließt während des Stromflusswinkels ö (Abb. 7-26). Der Stromflusswinkel Ö ändert sich mit dem Steuerwinkel Cl. Damit ist der Effektivwert des Laststromes IN steuerbar. Im Falle einer ohmsch-induktiven Last ist der Steuerbereich fiir a durch den Phasenwinkel q> der R-L-Last jedoch eingeschränkt auf (7-24)

u

i

I--~


wt

Abblldung 7-26 Strom- und Spannungsverläufe bei obmsch-induktiver Last

Bei Vermiuderung des Steuerwinkeis auf Werte Cl <

Cl + Ö steuerbar. Bei den üblichen nadelförmigen Zündimpulsen liegt hier jedoch kein Zündsignal mehr vor.

120

7 Stromrichterschaltungen

7.6.3

Schaltbetrieb mit ohmsch-induktiver Last Betrachtet wird das Einschalten einer ohmsch-induktiven Last in Abhängigkeit vom Einschalt-

zeitpunkt, beschrieben durch den Steuerwinkel Cl. Die Differenzialgleichung für den Strom ir< nach GI. (7-16) wird nun unter Berücksichtigung des Steuerwinkels Cl mit GI. (7-25) gelöst. Die Simulationsrechnung nach Abb. 7-27 zeigt einen Einschaltvorgang mit der natürlichen Phasenverschiebung (a ~
i

+isin(cp-Ol)e

-~

i

(7-25)

]i

\. - - - - - - - - - - ---------------------- --)

abklingender Gleichanteil

rot

"N

U,

"ir<

i

1\

fI.

:---r---

I~~'":: ~

a

~

0°

1\

f'

Ij

rot "N

V

v

v

1---- roT

v

v

\"

-~..j

Abbildung 7-27 Einschaltvorgang, L

~

konstant

oben: mit natürlicher Phasenverschiebuog (IX ~
121

8 Wechselstromschaltungen 8.1

Die Mittelpunktschaltung M2 U

Eine einfache Ausfiihrung eines netzgefiihrten Stromrichters stellt die ungesteuerte ZweipulsMirtelpunktschaltung nach Abb. 8-1 dar. Durch die aufgeteilten Wicklungen des Transformators stehen zwei um 180 0 phasenverschobene Spannungen "SI und "S2 zur Verfügung. Die Ventile wechseln sich daher in der Stromfiihrung im Spannungsnulldurchgang der Sekundärspannungen ab. Bei idealen Ventilen liegt während der positiven Halbschwingung von "SI am Lastwiderstand R die Spannung "d ~ "SI' Außerdem ist id ~ iSI' Während der folgenden Halbperiode gilt: "d ~ "S2 und id ~ iS2' Die Gleichspannung "d ist eine Mischgröße.

IP:~

I" ................•

iS \ 7

"12

i.J+

2

~ /S2 R

• Abblldung 8-1 Unge,teuerte M2-Schaltung mit ohmscher La,t

8.1.1 Gleichspannungsbildung Der Mittelwert der Gleichspannung "d berechnet sich analog zur MI-Schaltung. Da sich die Kurveufonn bereits nach 180 0 wiederholt, erfolgt die Mittelwertbildung über 1800 bzw. TI.

Udi

=

(8-1)

Us

lf[-(cosrr- coso)]

Ideelle Gleichspannung:

Effektivwert:

(8-2)

I •

U diRMS =

,do "~

doot

J. Specovius, Grundkurs Leistungselektronik, DOI 10.1007/978-3-8348-8270-7_8, © Vieweg+Teubner Verlag | Springer Fachmedien Wiesbaden GmbH 2011

(8-3)

122

8 Wechselstromschaltungen

8.2

Die gesteuerte Mittelpunktschaltung M2C

Ersetzt man in der Mittelpunktschaltung nach Abb. 8-1 die Dioden durch Thyristoren, so erhält man die gesteuerte Mittelpunktschaltung M2C nach Abb. 8-2. Darin schaltet der Steuergenerator St die Ventile TI und T 2 abwechselnd über die Gatestromimpulse iGl und iGZ ein. Die zeitliche Lage dieser Gatestromimpulse wird auf die positiven Spannungsnulldurchgänge der Spannungen USI bzw. US2 bezogen. Zu diesem Zweck wird der Steuersatz (Abb. 8-3) mit der Netzspannung synchronisiert. Der Abstand der Gatestromimpulse zu den positiven Spannungsnulldurchgängen wird durch den Steuerwinkel a beschrieben.

'p LI

'GI

JlE-

u" St N

'0,

~ IuSl iSl

h

"VI

Sleuerwinkel oe.

~d ~

~ lus, ~

'S2

wt

1T,

Ventilspannung > 0 <möglicher Zündbereich>

Abbildung 8-2 Gesteuerte M2-Schaltung (M2C) mit ohm,cher Last

8.2.1

Die Wirkungsweise des Steuergenerators Synchronisationsspannung

US~ ------~----------------~

Flalbschwingungsausvvahl

vz

Potenzialtrennung

(GI


~ Verstärkung

10V

Steuerspannung

(~~ K2

Abbildung 8-3 Steuersatz für eine M2-Schaltung

Der Kondensator C wird über eine Konstantstromquelle mit 10 geladen. Die Spannung Uc steigt dadurch zeitproportional an. Der Transistor T wird in den Nulldurchgängen der Synchronisationsspannung us~ angesteuert und entlädt jeweils den Kondensator C, so dass Uc einen sägezabnformigen Verlauf annimmt (siehe Abb. 8-4). Uc wird mit der Steuerspannung USI im Komparator K verglichen. hn Schnittpunkt beider Spannungen wird von K ein hnpuls von der Dauer des Zündimpulses zr ausgelöst. Der hnpuls wird über den Schalter S so geschaltet, dass immer der blockierende Thyristor einen Zündimpuls erhält. Der Zündimpuls zr ist gegenüber dem Spannungsnulldurchgang von uS~ um M bzw. um den Steuerwinkel a ~ roM verzögert (Abb. 8-2). Der Steuerwinkelliegt im Bereich 0 < a< 180°.

8.2 Die gesteuerte Mittelpunktschaltung M2C

123

t

t SI

p-____-+~____~______U __ _ _ __L~t

t

ZI

t

~ru~ AbbUdung 84 Signalverläufe des Steuersatzes

8.2.2

8.2.2.1

Passive Last

Ohmsehe Last

Die Spannungsbildung der M2C-Schaltung soll am Beispiel einer ohmsehen Last mit Abb. 8-5 betrachtet werden. Der Strom id verhält sich proportional zu Ud, so dass Strom- und Spannungsnulldurchgänge gleichzeitig auftreten. AbbUdung 8-5

Gleichspannungsbildung bei der gesteuerten M2-Scbaltung

Definition der Gleichspannung:

o ,;;

wt ,;; Cl: ud

~

0

Cl ,;;

wt ,;; TI : ud

~

Us,sin{w.t)

mit:

Us

Berechnung des Spannungsmittelwertes Udi.: 0,45

(8-4)

124

8 Wechselstromschaltungen

8.2.2.2

Ohmsch-induktive Last

Bei einer ohmsch-induktiven Last in Abb. 8-6 wird der Gleichstrom durch die Speicherwirkung der Induktivität bestimmt, d. h. man erhält den Gleichstrom id durch Bildung der Spannungszeitfläche an der Induktivität und anschließende Division durch L. id

=

±f

uL dt

(8-5)

Für die Spannung uL erhält man aus dem Maschenumlauf in Abb. 8-6:

(8-6) In Abb. 8-6 ist die Spannungszeitfläche an der Induktivität grau dargestellt. Bei konstantem Mittelwert fd sind positive und negative Spannungszeitflächen gleich groß, d. h. uL = o.

) Ud

id

,.9

id

- R

L

UR.

uL

Abbildung 8-6 M2C-Schaltung mit R-L-Last bei einem Steuerwinkel Cl = 0' und 'd = konstant

Für n größer 00 treten in Abb. 8-7 negative ud-Werte auf. Dadurch kann die Energie der InduktivitätL abgebaut sein, bevor das nächste Ventil einschaltet, und der Gleichstrom id wird unterbrochen. Man sagt, der Gleichstrom lückt. Der Steuerwinkel n, bei dem dieses Stromlücken aufuitt, wird als Lückwinkel "'LG bezeichnet (Abb. 8-7a). Während des Lückens ist bei der passiven Last die Gleichspannung Null. Im Lückbetrieb ist in Abb. 8-7b durch den Wegfall der negativen Spannungszeitfläche A der Mittelwert Udi« angehoben. Der Stromflusswinkel ö beträgt im nichtlückenden Betrieb 180 0 und ist im Lückbetrieb < 1800 • a) Lückgl'enze

a>uLO

b) Lücken

Abbildung 8-7 Betrieb mit und oboe Lücken, Definition der Spannungszeitfläche A

Im Lückbetrieb nach Abb. 8-7b berechnet sich die Gleichspannung Udi abhängig vom Steuerwinkel '" und vom Stromflusswinkel ö nach GI. (8-7), [8].

8.2 Die gesteuerte Mittelpunktschaltung M2C Cl 2: Cl

W

:

(180° - Cl) ::5 Ö < 180°

...f

L sn.

UdiO< = U

125 ( Lückbetrieb )

sin(wt)dwt= U . . sin(~)'Sin(Cl+~) diO 2 2

(8-7)

Für Cl > 90° muss bei passiver Last der Gleichstrom aus energetischen Gründen Lücken und der Gleichspannungsmittelwert bleibt positiv. Für eine negative Gleichspannung UdiO< ist eine Energiequelle auf der Gleichspannungsseite erforderlich, d. h. eine aktive Last. UdiO< berechnet sich dann mit GI. (8-12). Der Gleichspannungsmittelwert UdiO< des Stromrichters mit R-L-Last liegt, abhängig vom Zündwinkel Cl und der Lastzeitkonstanten TL, zwischen den Grenzkennlinien für rein ohmsehe Belastung (lückender Betrieb, ö < 180°) und dem Fall der idealen Glättung (nichtlückender Betrieb, ö = 180°). Der Gleichspannungsmittelwert ist im Lückbetrieb um den Anteil der negativen Spannungszeitlläche A erhöht. Für nichtlückenden Betrieb ist A = O. Die Kennlinien für passive Last zeigt Abb. 8-8.

t

Abbildung 8-8

1

U di « ohmsche Last

U di

RL-Last mit Lücken

0,5

Grenzkurven für den Anstieg des Gleichspannungsmittelwertes durch Lückeinsatz im Gleichrichterbetrieb bei

passiver Last Der schraffierte Bereich ist von der LastZeitkonstanten TL bestimmt. Die Gleichspannung ennittelt sich bei bekanntem Stromflusswinkelll mit GI. (8-7).

RL-Last ohne Lücken 30° Steuerwinkel

IX

-

Tabelle 8.1 Typische Stromverläufe

I

id

t~

~ t

Ideal geglätteter Gleichstrom

Nichtlückender Gleichstrom ~

~ t~

Gleichstrom an der Lückgrenze

I~

Lückender Gleichstrom

~

t ~

J ~

126

8 Wechselstromschaltungen

8.2.3

Aktive Last

Häufig tritt bei Gleichrichterschaltungen der Fall auf, dass im Gleichstromkreis eine Spannungsquelle Uq vorhanden ist, z. B. bei einer Gleichstrommaschine. In Abb. 8-9 ist diese Gleichstrommaschine durch die aktive R-L-Uq Standardlast nachgebildet. Bezüglich der Spannungspolarität von Uq sind zwei Fälle zu unterscheiden:

a)U

b)U

Tl

~='j

1.

Tl

R

R

L U

.... _-----_ ...' L

•

_ Uq Gegenspannung

u

•

_ Uq Mitspannung

AbbUdung 8-9 M2-Schaltung mit aktiver Last (Gegen- und Mitspannung) •

Gegenspannung (motorischer Betrieb)

Ist, wie in Abb. 8-9a, die Spannung Uq der Gleichspannung Ud entgegen gerichtet, so spricht man von einer Gegenspannung. An der Impedanz des Lastkreises liegt die Spannung u. (8-8) Die Spannung u ist um den Betrag der Gegenspannung Uq vermindert. Dieser Fall tritt z. B. bei Speisung eines Gleichstrommotors auf. Die Gegenspannung Uq entspricht dann der (drehzahlabhängigen) induzierten Spannung des Motors. Damit die Thyristoren (erstmalig) zünden können, muss der Augenblickswert der Netzspannung Us größer sein als die Gegenspannung Uq, andernfalls werden beide Thyristoren in Sperrrichtung betrieben. Für den Steuerwinkel Cl folgt daraus ein Mindestwert, ab dem eine Zündung möglich ist (0ImitJ und ein maximaler Wert, bis zu dem eine Zündung spätestens erfolgen muss (1JImax). Abb. 8-10 zeigt beispielhaft diese Einschriinkung des Steuerwinkels Cl. Bei einer idealen Stromglättung und vernachlässigbaren ohmschen Widerständen ist die Gleichspannung Udi.. gleich der Gegenspannung Uq. AbbUdung 8-10 Steuerbereich der M2-Schaltung mit Gegenspannung und ohmseher Last

Die Grenzen des Steuerbereiches folgen aus der Bedingung:

00Cmm

Olmax

TI

W

t

127

8.2 Die gesteuerte Mittelpunktschaltung M2C

Bei nicht idealer Glättung tritt durch die Kurvenfonn der Gleichspannung Ud eine Welligkeit des Gleichstromes auf. Sobald der Momentanwert id aufgrund der Welligkeit negative Werte annehmen will, sperren die Ventile und der Gleichstrom lück!. Der Lückeinsatz der M2-Schaltung ist dadurch nicht nur abhängig vom Steuerwinkel Cl und der Lastzeitkonstanten TL, sondern bei aktiver Last auch vom Motorstrom Id. Während bei einem großen Motorstrom meist kein Lücken aufuitt, setzt bei einer Entlastung des Motors im Allgemeinen Lücken ein. Den Verlauf der Gleichspannung Ud im Lückbetrieb zeigt Abb. 8-lla. Im Lückbetrieb entfallen Anteile der negativen Spannungszeitflächen (A), wodurch die Gleichspannung Udi.. - und somit auch die Drehzahl w der Gleichstrommaschine - größer ist als im lückfreien Betrieb. Der Drehzahlanstieg im Lückbetrleb führt somit (ungeregelt) zu einem Anstieg der Gleichspannung Udi... Der Maximalwert ist durch den Scheitelwert der Wechselspannung Us gegeben und ermittelt sich nach GI. (8-9).

Abbildung 8-11 M2C-Schaltung mit Gegenspannung bei unterschiedlichem Gleichstrom Id

(8-9)

Mitspannung (generatoriseher Betrieb) Haben Ud und Uq die gleiche Richtung, so liegt an der Lastimpedanz die Spannung: U

=

Ud

+

Uq

(8-10)

Die Spannung U ist um den Betrag der Spannung Uq erhöht. Die Spannung Uq wird dann als Mit- bzw. Zusatzspannung bezeichnet. Dieser Fall tritt z. B. bei einer generatorisch arbeitenden Gleichstrommaschine auf. Für den Gleichstrommittelwert Id gilt:

U di ..

+ R

U q

> 0

(8-11)

128

8 Wechselstromschaltungen

Durch die Mitspannung Uq kann die positive Stromrichtung auch bei negativer Gleichspannung Ud beibehalten werden. Die Lückgrenze des Steuerbereiches bei RL-Glättung nach Abb. 8-8 von OlW S 900 ist damit aufgehoben, wodurch fiir den Energieaustausch zwischen Wechselstromnetz und Gleichstromnetz folgende Fälle auftreten können: Die Gleichspannung UdiO< ist positiv. Zusammen mit dem positiven Laststrom I d ergibt sich auf der Gleichstromseite eine positive Wirkleistung Pd. Die Energieflussrichtung ist vom Wechselstromnetz zum Gleichstromnetz. Der Stromrichter wird als Gleichrichter betrieben.

=

Ol

Die Gleichapannung UdiO< ist null. Obwohl ein positiver Laststrom I d fließt, ergibt sich keine Wirkleistung. Es kommt zwischen Wechselstromnetz und Gleichstromkreis zu keinem Energieaustausch.

90"

Die Gleichspannung Udi", ist negativ. Mit dem positiven Laststrom Id ergibt sich eine negative Wirkleistung. Die Energieflussrichtung ist vom Gleichatromnetz in das Wechselstromnetz. Der Stromrichter wird als Wechselrichter betrieben.

90" < Ol S 180"

Bei aktiver Last und im nichtlückenden Betrieb berechnet sich die Gleichapannung UdiO< nach GI. (8-12). Die Steuerkenn1inien zeigt Abb. 8-12. 1 n+« U diO< = n· uN·sin(w t)dwt

f •

n

COS(Ol)))

mit: -cos(n + Ol) = COS(Ol)

UN

U. =2·_·COS(0l) dux

t

~ ·(-(cos(n + Ol) -

TI

1-.---_.

(8-12)

= 0,9UNcos(0l)

Abblldung 8-12 Steuerkenn1inien der M2-Mitlelpunktschaltung für ohmsehe Last und für den Betrieb mit eingeprägtem Gleichstrom Für Steuerwinkel Cl > 90" arbeitet die M2Schaltung im Wechselrichterbetrieb. Die Energie wird vom Gleichstromnetz in das Wcchselstromnetz übermgen. Dafür ist eine aktive Last erforderlich.

o

Der theoretische Steuerbereich der M2Schaltung beträgt:

o SOl<

-I

Passive Last

Aktive Last

1800

8.2 Die gesteuerte Mittelpunktschaltung M2C

8.2.4

129

Ventilbelastung

Den Ventilstrom fiirunterschiedliche Lastf"alle zeigt Tabelle 8.2. Tabelle 8.2 Ventilstrom mit und ohne Glättung

Ohmsehe Last

ideak Glättung

/ \ I'Y U

0

TI

Mittelwert _

wt

2TI

I

~

0

Effektivwert

iy

IY,RMS=

TI

Mittelwert

_

iy

I y =TI

I

lId

I

"2

Y

Id

=2

I

2TI

I

wt

~

Effektivwert

Iy,RMS =

Id

Tz

Zur Ermittlung der Spannungsbelastung dient das vereinfachte Schaltbild der M2-Schaltung nach Abb. 8-13. Darin sind beide Ventile als Schalter dargestellt, die jeweils bei positiver Ventilspannung geschlossen und bei negativer Ventilspannung Uy geöf!het sind. In Abb. 8-13 ist beispielsweise V I geschlossen, V 2 offen.

U

wt

• Abbildung 8-13 Ventilspannung UV2

Die Ventilspannung UY2 folgt wieder aus der Maschengleichung in Abb. 8-13 .

Ventilspannung :

"Y2

= u S2 -

u SI

=

(8-13)

u 21

Die Ventile müssen in Rückwärtsrichtung (Sperrbeanspruchung) dem doppelten Scheitelwert der Spannung Us standhalten.

130

8.2.S

8 Wechselstromschaltungen

Trafo- und Netzgrößen

Bei idealer Stromglättung verlaufen die Ventilstrome iSI bzw. iS2 rechteckförmig entsprechend Abb. 8-14. In den Sekundärwicklungen des Transformators fließt ein Mischstrom, d. h. ein Gleichstrom is-= mit überlagertem Wechselstrom is--.. Im magnetischen Kreis kann sich kein Gleichfluss ausbilden, so dass im Eisenkern nur ein magnetisches Wechselfeld vorliegt. U

1-"<--_~--1 iS2

wt

ip

iSl

t

("------

U

iSI -

l

uS2

uSI

ijJ. ~. ______ _

wt

Abbildung 8-14 Sekundärströme und -spannungen mit Transformator-Ersatzschaltbild

Der Netzstrom ip ist nach Abb. 8-15 ein rechteckfiirmiger Wechselstrom. Abbildung 8-15 Netzgrößen der M2-Schaltung

wt

Für die Scheinleistung ST erhält man GI. (8-2) bei den angegebenen Stromkurvenformen und einer angenommenen Übersetzung des Transformators von NpiNs ~ I (dann ist Up ~ Us): (8-14)

Primär: Pd: ideelle Gleichstromleistung. Sekundär:

Ss~ 2U s I s mit Us~ ~:' ,

(8-15)

Aus den primär- und sekundärseitigen Scheinleistungen wird der Mittelwert ST nach GI. (8-16) als Bauleistung des Transformators berechnet. 1,11 Pd ~

+ 1,57Pd 2

~

1,34Pd

(8-16)

8.2 Die gesteuerte Mittelpunktschaltung M2C

131

Die Bauleistung des Transfonnators für eine M2-Schaltung ist unabhängig von der Überselzung um 34 % größer zu wählen als die ideelle Gleichstromleistung Pd. Verglichen mit der MI-Schaltung ist die Transformator-Baugröße wesentlich günstiger.

8.2.6

Bemessung einer Glättungsinduktivität

Bei idealisierten Betrachtongen wird die Induktivität der Glättongsdrossel Ld oft als so groß angenommen, dass der Gleichstrom id als völlig geglättet angesehen werden kann. Bei praktisch ausgeführten Schaltungen wird die Induktivität aus unterschiedlichsten Gründen (Dynamik, Kosten, Gewicht, Volumen) nur so groß gewählt, wie es für einen stabilen Betrieb und zur Vermeidung des Lückbetriebes erforderlich ist. In der Praxis wird der Gleichstrom id daher eine Welligkeit besitzen. Die Welligkeit Wi berechnet sich mit GI. (8-17). Abb. 8-16 zeigt den Verlauf des Gleichstromes id bei unterschiedlichen Glättungszeitkonstanten TL und Cl ~ 0°.

Stromwelligkeit

(8-17)

Wi

t

Abbildung 8-16

Stromverlaufbei unterschiedlichen Zeitkonstanten TL TI

o

'TL - 3,2 ms

Der theoretische Grenzwert TL-+OO

TL =

dient nur zum V crglcich.

1 ms

TL=O

o

TI

2TI

wt

Zur Auslegung der Mindestinduklivität: Als Steuerwinkel Cl wählt man einen Wert von 90°, um die maximale Welligkeit der Gleichspannung zu berücksichtigen. Die Größe der Induktivität Ld wird so bemessen, dass der Gleichstrom id bei diesem Steuerwinkel den Wert Null gerade noch nicht erreichen soll (Lückgrenze).

U

Abbildung 8-17 Aktive Last (Gleichstrommotor) mit verlustfreier Induktivität L Die Induktivität Ld wird so groß gewählt, dass

t

r

USI

•

Ud

TI id

L

UL

die Welligkeit hinreichend klein bleibt und

im Betrieb kein Lücken auftritt.

-

Udi

132

8 Wechselstromschaltungen

Abb. 8-18 zeigt die Gleichspannung Ud (a). Der Mittelwert von Ud liegt an einem Gleicbstrommotor M. Die überlagerte Wechselspannung uL ~ ud - UdiOl flillt an der verlustfreien Glättungsdrossel Ld ab. Der Mittelwert der Spannung an der Glättungsdrossel ist Null. Der Gleichstrom Id ist in diesem Beispiel abhängig vom geforderten Drehmoment des Motors. Der Wechselanteil iw ermittelt sich als Differenz vom Momentanwert i d und Mittelwert I d.

(8-18)

Abbildung 8-18

Betrieb an der Lücl
Der Mittelwert von Ud ist Null. An der Glättungsdrosselliegt die Gleicbspannung Ud und erzwingt den

abschnittweise sinusf6rm.igen Gleichstrom id.

rut

Bei einern Steuerwinkel von Cl ~ 90· ist Udi Null. An der Drossel Ld liegt abschnittweise die sinusförmige Spannung UL. Der Gleichstrom verläuft abschnittweise sinusförmig. Zur Berechnung der InduktivitätLd wird zuerst in GI. (8-19) fiir a ~ 90· die Stromamplitode fd ermittelt uL = L

Mit der Spannung uL

=

di d

ddt

uSI

--+

did = ;

uLdt d

= ,f2us sin(wt)

~L v'ZU ssin(wt) dwt rod

1,

--+

f di d = 0

folgt:

td =

U • s v'Z-L sin(wt)dwt

f Wd!t

(8-19)

2

, Us i d = v'Z-L (-cos(wt))~

"2

IOd

=

v'ZU s -LIOd

Die Mittelwertbildung von id liefert den Gleichstromld. Durch Emsetzen in GI. (8-19) folgt in GI. (8-20) der erforderliche Mindestwert fiir die Induktivität Ld.

i

Id = ~ 2

'/l/2

f cos(wt)dwt

somit:

=

0

Us

L d .. 0,910 1 d

(8-20) oder mit

0,9U s

~

U di

8.2 Die gesteuerte Mittelpunktschaltung M2C

8.2.7

133

Die Kommutierung

Bei der Ml-Schaltung wurde gezeigt, dass die Ventile sich in der Stromfiihrung periodisch ablösen. Man bezeichnet den Vorgang dieser Ventilablösung als Kommutierung. Da in den bisherigen Schaltungen keine wechselspannungsseitigen Induktivitäten berücksichtigt wurden, erfolgte die Konnnutierung sprunghaft und konnte vernachlässigt werden. In realen Schaltungen weisen die an der Konnnutierung beteiligten Stromkreise Induktivitäten auf. Diese stannnen z. B. von der Streuinduktivität des vorgeschalteten Transformators. Zur Betrachtung dieses Kommutierungsvorganges dient eine Schaltung nach Abb. 8-19.

-

USI

L"

iSI

Abblldnng 8-19

im id

TI iS2

-

L"

Verlustfreier Transformator mit WicklungsStreuinduktivitäten L" Die Veotile lösen sich periodisch ab und bilden eine Kommutierungsgruppe. Die

T2 UL!

L

Um!

R

Ud

iG2

uS2

Anzahl von Kommutierungen innerhalb einer

Netzperiode wird als Kommutierungszahl q bezeichnet.

• Für die M2-Schaltung ist q ~ 2.

Die für die Konnnutierung wirksame Konnnutierungsinduktivität LK folgt aus der relativen UK' Diese ist definiert als das Verhältnis der beim kurzgeschlossenen Transformator bei Nennstrom auflretenden Spannung, der Kurzschlussspannung UK und der Nennspannung Uno Dieser Ansatz ist unabhängig von Primär- oder Sekundärseite des Transformators. Erst nach Zuordnung der Nenngrößen zur betrachteten Transformatorseite ist für diese aus GI. (8-21) die wirksame Konnnutierungsinduktivität berechenbar. Im Falle der Ml-Schaltung interessiert die sekundärseitige Konnnutierungsinduktivität L K • Unter Vernachlässigung des ohmsehen Widerstandes RK folgt für UK :

Kurzschlussspannung

(8-21) In Abb. 8-19 gilt: L K = 2 L". Für L K folgt daher mit Un = USI,n und USI = US2 = U s sowie 1s1 = 1S2 = 1s bei gleicher Aufteilung der Transformatortypenleistung Sn auf die beiden Sekundärstränge die GI. (8-22). 1s ,n wird darin durch Sn und U"n ausgedrückt. (8-22) Wird1S,n in GI. (8-21) eingesetzt, so folgt für LK:

LK

=

UK

w1 s,n

=

uKUS,n

w1 S,n

=

uKUS,n

Sn

w--

(8-23)

2U s,n

L K kann mit GI. (8-23) aus den Transformator-Nenndaten ermittelt werden. Die Nenndaten Us,n und 1s ,n sind für diese Berechnung auch dann anzusetzen, wenn der Transformator mit einer von US,n abweichenden Spannung arbeitet.

134

8 Wechselstromschaltungen

8.2.7.1 Überlappung Zur Betrachtung der Kommutierung wird jetzt davon ausgegangen, dass bei wt ~ 0 Thyristor TI leitet und Thyristor T 2 sperrt. Das bedeutet, dass Ud ~ USI und iSI ~ 1d ist. Wird bei wt ~ Cl T2 gezündet, so gilt Abb. 8-20. Die zwischen den Punkten 2 und I liegende Spannung u21 treibt einen Kurzschlussstrom iK. Man bezeichnet uK als Kommutierungsspannung (bei der M2-Schaltung gilt: UK ~ 2 Us) und iK als Kommutierungsstrom. iK fließt in T 2, d. h. iS2 ~ iK. In TI fließt der Kommutierungsstrom iK dem Strom Id entgegen, so dass für TI aus der Stromsumme im Knoten K für die Dauer der Kommutierung folgt: (8-24) Die Kommutierung ist im Stromnulldurchgang von iSI beende!. Dann ist iS2 ~ I d• Der Verlauf von iK wird durch die Kommutierungsinduktivitäten LK bestimmt und ist abhängig vom Steuerwinkel Cl durch GI. (8-26) beschrieben. U

wt

K --f sin{wt)dwt wL K

(8-25)

Cl

UK

(8-26)

wL K

Hat der von wt ~ 0 aus ansteigende Kommutierungsstrom iK den Wer! von Id erreicht, so ist die Kommutierung abgeschlossen. Die Dauer der Kommutierung wird als Kommutierungszeit tK oder als Überlappungswinkel u. ~ w t K ermittelt. Den Sonderfall einer ungesteuerten Schaltung (bzw. fiir Cl ~ 0°) beschreibt GI. (8-27): (8-27) V

UI

-

Lu

I

iYI

(::::;. . ::> wt

iV2 _ _---J~_"---L.._iYI

V2 iV2

-

2

U2

o

= -U

UY2 = U2 -

I

-

UI =

wt-+ AbbUdung 8-20 Kommutierung eines eingeprägtea Gleichstromes id von Y I nach Y2

U

Y2

U21

+

U 2

8.2 Die gesteuerte Mittelpunktschaltung M2C

135

Am Ende der Kommutierung ist iK ~ I d. Aus GI. (8-27) folgt fiir die Anfangsüberlappung "0: COS"D ~

Id

Id

(1 - ,,) oder "0 ~ arcos (I 'K

,,) 'K

(8-28)

Eine Kommutierung ist nur fiir Id kleiner fK möglich. Aus GI. (8-26) folgt für wt ~ IX + ". eine Beziehung für alle Steoerwinkel Cl. Durch die Erweiterung mit I ist die Überführung in die allgemeine Form nach GI. (8-29) möglich. mit

"" ~ arcos (cos

IX

+

COS"D -

COS(IX

1) -

+

I

u..J ~ I - "d +coslX-1 'K

IX

(8-29)

Den Verlauf von iK bei unterschiedlichen Steoerwinkeln IX zeigt Abb. 8-21. Es ist deutlich die Abhängigkeit der Überlappung ". vom Steoerwinkel IX zu erkennen. Durch die Überlappung ist die Kommutierungsfähigkeit in diesem Beispiel auf Steuerwinkel IX < 150 0 beschränkt. Dieser Grenzfall und ein zusätzliches Beispiel für ein Kommutierungsversagen ist seitlich zusätzlich vergrößert dargestellt. Eine Thyristorschonzeit ist nicht berücksichtigt.

t

Ol=

0°

1500 Grenzfall IX ~

I

Iif2t~~. Ua

--mt

i __

................ /~

1500 Keine Kommutierung möglich IX>

-.

IdrX5<:-/:2

-I

wt

IX~180°

-2 AbbUdung 8-21 Verlauf von iK bei unterschiedlichen Steuerwiakeln a Der Kommutierung'grenzfall wurde durch ud ~ 300 zu Cl ~ 1500 gewählt

1

136

8 Wechselstromschaltungen

Die Auswirkungen der wechselspannungsseitigen Induktivität bei der Kommutierung: Der Scheitelwert des Kurzscblussstromes wird abhängig vom induktiven Widerstand wLK reduziert. Hierdurch kommt es zu einer Begrenzung des maximal zu kommutierenden Ventilstromes. Die Leitdauer der Thyristuren ist um die Überlappung u. verlängert. Kommutierungsversagen

Wechselrichter nicht mehr steuerhar

rot

n

h

n

n

n

n

n

[

Ziindimpulse Abblldong 8-22 Anstieg des Gleichstromes mit anschließendem Wechselrichterkippen (Cl ~ 160°)

Im Wechselrichterbetrieb betragen die Steuerwinkel zwischen 900 und 1800 • Der Stellbereich der Gleichspannung Udi« ist beim Wechselrichterbetrieb dadurch begrenzt, dass die Ventile bei 1800 ihre Sperrfähigkeit wiedererlangt haben müssen. Da hierbei neben dem Schonzeitwinkel der Thyristuren auch die Überlappung u. berücksichtigt werden muss, wird der Steuerwinkel auf ca. 1500 begrenzt. Abb. 8-22 zeigt die Simulation eines Wechselrichterbetriebes mit einem bis zum Kommutierungsversagen linear ansteigenden Gleichstrom. Nach dem Kommutierungsversagen ist der Wechselrichter nicht mehr steuerhar, die Ventile bleiben leitend und der Gleichstrom steigt weiter an, bis eine Sicherung den Strom unterbricht.

8.2.7.2

Die induktive Gleichspannungsänderung

Während der Kommutierung der M2-Schaltung ist die Gleichspannung Ud entsprechend Abb. 8-23 gleich Null. Die markierte Spannungszeitfläche A berechnet sich darin mit der Spannung US2 und der Streuinduktivität La nach GI. (8-30). di

u S2

S2 = L" dt

liefert:

A

umgestellt:

"

= fu dt = S2 "

(8-30)

L

"

(Vs)

Die Spannungszeitfläche A ist proportional zu La und I d. Die Spannungszeitfläche A ist unabhängig vom Steuerwinkel Cl und der Netzfrequenz!

137

8.2 Die gesteuerte Mittelpunktschaltung M2C

Abbildung S-13 Gesteuerte M2-Schaltung mit berücksichtigter Kommutierungsinduktivität LK (LK ~ 2 La) USI

-I

U21t

La

T

_ 2 La

iS2

VI

V2

id

!

Ud

uS2

t

Während der Kommutierung verläuft die Gleichspannung Ud auf Null.

Die durch La verursachte Änderung des Gleichspannungs-Mittelwertes berechuet sich über den Zeitraum Ta nach GI. (8-31) als induktive Gleichspannungsänderung UdJ.. U dx

=

2L a l d -T--

bzw.mit

f = ~

-7

(8-31)

Die induktive Gleichspannungsänderung Udx ist direkt proportional zur Netzfrequenz f zum Gleichstrom ld und zur Kommutierungsinduktivität L K. Die Lastabhängigkeit der Gleichspannung UdO< in Abb. 8-23 wird mit GI. (8-32) beschrieben.

U dO<

=

UdiO< - U dx

(8-32)

Um eine Belastungskennlinie des realen Stromrichters zu erhalten, müssen zusätzlich noch die ohmsehen Spannungsabfälle sowie die Ventilspannungsabtä1le berücksichtigt werden. Die ohmsehen Spannungsabfälle werden zusammenfassend durch die ohmsehe Spannungsänderung Udr bei Nennstrom ldn nach GI. (8-33) berücksichtigt. In der Verlustieistung P y sind die ohmsehen Verluste des Stromrichters und Transformators bei Nennstrom zusammengefasst.

Udr

Py

=-

ldn

(8-33)

Der Ventilspannungsabfall Udv ist durch die Anzahl n in Reihe geschalteter, gleichzeitig leitender Ventile bestimmt und wird näherungsweise als lastonabhängig angenommen. Somit erhält man fiir das Lastverhalten der Gleichspannung die GI. (8-34): (8-34) Durch Normierung von Udx und Udr bei Nennstrom (ldnl auf Udi erhält man die relative induktive und ohmsehe Gleichspannungsänderung dx und dr nach GI. (8-35).

138

8 Wechselstromschaltungen

Udx

d x = -U

und

=

dr

di

Udr

bei: Id

-U di

= Idn

(8-35)

Die resultierende Belastungskennlinie des Stromrichters zeigt Abb. 8-24. Udi'--! _ Udi-nUiJy/

Uda

t

Abbildung 8-24

r

l-

Belastungskennlinie mit WechselrichterTrittgrenze

Udx + U'"

-..,

I-

-

y: Schonzeitwinlrel

Id

0

--;Idn

f-.

""1 I--

- Udi cos Y - Udi /

~

-

Wech selri'chter-Trittgrenze : -----------------------------------------------------

----,

In jedem Punkt der Kennlinie muss die Bedingung Ol

+"Il< +

Y :,; 180 0

(8-36)

erfiillt sein. Nun steigt die Überlappung "a nach GI. (8-28) mit dem Gleichstrom Id an, wodurch für a » 900 die Gefahr des Wechselrichterkippens besteht. Der Steuerwinkel a bzw. die Gleichspannung Ud« wird im Wechselrichterbetrieb deshalb stromabhängig begrenzt (Wechselrichter-Trittgrenze in Abb. 8-24). Zur Ermittlung dieser Wechselrichter-Trittgrenze geht man von GI. (8-28) und (8-29) aus. Die Umformung von GI. (8-28) liefert:

mitU K =2U s = l'iUdi und damit wird aus:

cos

U

o

=

Id

1- ~ iK

LK

(8-37)

co. "0 = 1 - 2d.

-+

GI. (8-36) und (8-37) eingesetzt in GI. (8-29) liefert:

+ ",,) +"Il< + Y

Aus: cos mit:

Ol

(Ol

= cos Ol = 180

+

COS"o

-

1 -+

COS(Ol

folgt:

0

Eine Erweiterung mit U di fUhrt zu: U di cos

Ol

+ " Il<)

-cos

= - U di cos y

y

+

= cos Ol = cos Ol -

2 dx

2 dx

2 U dx = U dill<

Wird Udia in GI. (8-34) eingesetzt, so erhält man fiir die Wechselrichter-Trittgrenze:

+ U dx

U dr - n'U dv Id

U da

=

-Udicos Y

U da

=

-Udi (cos Y - (dx - drl[-) - n'U dv

-

dn

bzw. (8-38)

8.3 Die Brückenschaltung B2

8.3

139

Die Brückenschaltung B2

Die B2-Brückenschaltung entsteht durch die Reihenschaltung von zwei M2-Schaltungen. Nachfolgend sind verschiedene Entwicklungsstufen der B2-Schaltung dargestellt. a)

-

c)

USI

r-idl

US2

~N

R

VI

b)

~

-

-

USI

"-I VI

1/1

R

"

f-+'d2

uS2 1/1

j

"-I VI

~

Udl

idl 0---+-

US2

N

VI

j

.-1

"

Ud2

1/1

1'-1

1'-1

R iM

K

R

j j

Udl

Ud2

>-+-id2

Abblldong 8-25 Herleitung der B2-Brückenschaltung

Die Zusammenfassung einer Kathodenschaltung (a) mit einer Anodenschaltung (b) fiibrt auf die Vorstufe einer Brückenschaltung nach Abb. 8-25c. Betrschtet man hierbei die Knoteupunktgleichung K, so ist der Mittelleiterstrom iM Null. Der Mittelleiter kann daher entfallen und man erhält die Brückenschaltung nach Abb. 8-26. Aus L i = 0 folgt: iM = i dl - id2 = 0 Aus GI. (8-2) folgt somit

ip

EJ

. 's

----: ~ l

Udi

Tl

=

L~

2.1.." TI

und aus L

id

T2

t

R

l

T3

L~

0 folgt: Ud =

Udl +ud2

S

USI

----: ~

u=

T4

Abblldong 8-26 Die voll gesteuerte B2-Brückenschaltung (B2C) Durch die Reihenschaltung ist die Gleichspannuog Uoll doppelt so groß wie bei einer Mittelpuoktschaltung. Für die einfache Gleichspannung genügt daher nur eine Wickluogshälfte,

wodurch sich der Transformator vereinfacht (oder entfiillt).

Auf die Reihenschaltung der beiden Sekundärwicklungen kann verzichtet werden, so dass die B2-Schaltung die gleiche Ausgangsspannung Udi (und UwJ wie die M2-Schaltung hat. Die Gleichspannung Udia berechnet sich mit GI. (8-2) für die B2C-Schaltung zu:

U diO< =

~ '"scos(",)

=

O,9Uscos(",)

(8-39)

140

8 Wechselstromschaltungen

8.3.1

Ventilbelastung

Bezogen auf die gleiche Ausgangsspannung Ud werden die Ventile der B2-Schaltung nach Abb. 8-27 nur mit dem halben Wert einer vergleichbaren M2-Schaltung belastet Die Strombelastung der Ventile entspricht der M2-Schaltung.

EJ

YI,l

(Y"'""'"'-t

u-----+s

tuVI

'I

Y2

('~:)

U

wt

"YI Aus:

~

u= 0 = -uS+uYI =

0 folgt: u YI =

U

s

Abbildung 8-27 Yentilspannung der B2-Schaltung Die Ventilspannung uY ermittelt sich aus dem Maschenurn1aufM in Abb. 8-27 zu : uY = Us (Schalter offen) uY = 0 (Schalter geschlossen)

»

Es liegen stets zwei Ventile in Reihe. Daher sind die Durchlassverluste der B2-Schaltung doppelt so groß wie bei einer vergleichbaren M2-Schaltung.

8.3.2

Transformatorbauleistung

Für den Fall einer idealen Glättung hat der netzseitige Strom ip einer B2-Schaltung wie bei der M2-Schaltung Rechteckform. Auch in der Sekundärwicklung fließt ein reiner Wechselstrom. Dies bedeutet durch den Wegfall des Gleichanteils eine bessere Ausnutzung und damit eine geringere Bauleistung des Transformators. Die erforderliche Bauleistung ST berechnet sich fiir die B2-Schaltung nach GI. (8-40). (8-40) Ein Eingangstransformator ist bei der B2-Schaltung jedoch nicht prinzipiell erforderlich! Tabelle 8.3 Transfonnatorbauleistungen unterschiedlicher Stromrichterschaltungen

Schaltung

ST1Pd

MI

3,09

M2

1,34

B2

1,11

Eine Gegenüberstellung der Transformatorbauleistungen unterschiedlicher Stromrichterschaltungen zeigt Tabelle 8.3. Die ideelle Gleichstromleistung Pd wird aus den Mittelwerten von Gleichstrom und -spannung gebildet und ist im Allgemeinen eine reine Vergleichsgröße.

141

9 Drehstromschaltungen 9.1

Die Mittelpunktschaltung M3

Für den Betrieb einer Mittelpunktschaltung ist ein Transformator zur Bereitstellung des Mittelpunktanschlusses erforderlich. Die M3-Schaltung in Abb. 9-1 wird über einen Transformator in Dreieck-Stern-Schaltung (Dy) betrieben. a)

IW

K

.............................. ·········].-1 ipl

in

ip2

Np

Ns

b)

t

t

USI

2U "812

•

t

US2

2V "823

US3

•

2W

2N

U831

Tl iSl

T2

T3

T3

•

•

'----+----'

R

L

R

L

Abblldung 9-1 Vollständiges und vereinfachtes Ersatzschaltbild

Die Ventile sind abwechselnd fiir jeweils 1200 leitend. Wegen der Symmetrie des Drehspannungssystems sind die Effektivwerte der Phasenspannungen gleich, d. h. USI ~ US2 ~ US3 ~ Uso Die nicht leitenden Ventile sind mit einer verketteten uv-Spannung belastet. Die natürliche Ablösung der Ventile erfolgt unter dem Einfluss der Phasenspannungen U1> U2 und U3 unmittelbar im Spannungsschnittpunkt. Dieser Punkt liegt im Nulldurchgang der verketteten Spannungen, die als Kommutierungsspannungen bezeichnet werden. Wenn z. B. die Spannung U21 positiv wird, so schaltet in Abb. 9-4 Ventil V 2 ein und das leitende Ventil VI ab. Bei natürlicher Kommutierung bzw. Cl ~ 0 0 ist somit immer das Ventil mit der momentan höchsten Spannung leitend. Bei einer gesteuerten Schaltung wird die Stromübergabe auf das nächste Ventil bei positiver Kommutierungsspannung erst durch einen Zündimpuls ausgelöst. J. Specovius, Grundkurs Leistungselektronik, DOI 10.1007/978-3-8348-8270-7_9, © Vieweg+Teubner Verlag | Springer Fachmedien Wiesbaden GmbH 2011

142

9 Drehstromschaltungen VI leitet

~

(---.-~ '"

-

"

----------

--,/

_V2

U2

id

UV2

V3

U3

~ U

= 0 = -u

u V2 = u2 -

l

Y2 + u l = u 21

u

u2

Abbildung 9-1 Zur Yentilablösung im Drehspannungssystem 0/2 löst VI ab)

9.1.1

Gleichspannungsbildung

Die natürliche Kommutierung der Ventile lässt sich durch ein Schaltermodell nach Abb. 9-3 darstellen. Die möglichen Schalterstellungen sind in der Tabelle aufgeführt, den resultierenden Gleicbapannungsverlauf Ud zeigt Abb. 9-4.

-

"1

"3

1

3

S

W"rnkelbereich

9'+


Ud

I

0°-120°

"I

0

"I

2

120°-240°

"2

0

"2

3

240°-360°

"3

0

U3

Abbildung 9-3 SchaltennodelI und Schaltzustände der M3-Schaltung

r-__I'--_ _-'--_ _.=2_ _---'_ _---'3c..._---'

Schalterstelluog

Abbildung 9-4 Drehspaonungssystem mit Gleichspaonungsbildung

9.1 Die Mittelpunktschaltung M3

9.1.1.1

143

OhmscheLast

Für die Berechnung des Gleichspannungsmittelwertes wird in Abb. 9-5 zweckmäßigerweise der Nullpunkt des Koordinatensystems so gelegt, dass die Gleichspannung ud durch eine cosFunktion beschrieben wird. Aus Symmetriegründen ist ud =

us .

Abbildung 9-5

,------- ---------------:;;.....--

-r--~

",

Definition der Gleichspannung Ud leitet)

(Cl = 0·, VI

"2

us

o

TT

3

TT

+3

w, ~

3 ' U.=-·fu doot di 2n d

(9-1)

-, 11

Die Auflösung von GI. (9-1) liefert fiir die Gleichspannung Udi:

U di =

32~ Us = ~Hu s 1t~ U y =

mit U y =

.[jus und

1t~2 = 0,675

(9-2)

Das bedeutet, dass eine ungesteuerte M3-Schaltung am 230/400 V Drehspannungsnetz eine Gleichspannung von Udi = 270 V liefert. Bei der gesteuerten M3-Schaltung ist die Gleichspannung Udi abhängig vom Steuerwinkel Cl. Da bei Steuerwinkelo > 30· auch negative ud-Werte auftreten, ist eine Fallunterscheidung fiir den lückenden und nichtlückenden Betrieb bei Cl ~ 30· erforderlich. Abb. 9-6 stellt die Gleichspannung ud an der Lückgrenze bei Cl = ClLG = 30· dar. Die Gleichspannung Udi berechnet sich fiir O· S Cl S 30· nach GI. (9-3).

Cl

Abbildung 9.{j

,...-"

-------------------- --

Gleichspannungsverlaufbeim Betrieb an der Lückgrenze Cl = ClW = 30· ('"

o

TI

3

TI

+-

"'.)

oot

3

Durch Einsetzen der Grenzen in GI. (9-1) erhält man fiir Udi.. (nichtlückender Betrieb):

o ::s:;:

a < 30°:

Hinweis:

sin(a ±

U dia

fI) =

=

sinacosj3 ± sinflcosa

... U dia

=

U di cosa

(9-3)

144

9 Drehstromschaltungen

Steuerwinkel

Cl>

30°:

Bei einem Steuerwinkel von Cl > 30° ninnnt Ud auch negative Werte an. Bei ohmseher Last fiihrt eine negative Gleichspannung zu einem sofortigen Verlöschen der Ventile. Bis zum folgenden Zündimpuls ist dann in Abb. 9-7 der Gleichstrom und die Gleichspannung Null (Stromlücken). 30°,.;

Cl";

150° (lückender Betrieb) Abbildung 9-7 Sleuerwinkel: 30° < Cl < 150° Lückende Ausgangsspannung der M3-Schaltung

(R-Last)

o

TC

3

2

= ----" f 2 "3 -;1t+ a

Eine Umformung mit

3u s

U dia =2rc U dia =

r:t

Olt

3

~

I

U dia

+!!.

Us cos(Olt)dOlt sin (a ±

fI) =

=...l..u 2rc

s

(sin(lI) 2

sin a cos fI ± sin fI cos a

(I-(sin(a)cos(~) - cos(a)sin(~))) (I - (}Sin(a) -

~ cos(a)))

r;;

sin(_lI 3

+

a))

=

fj

fiihrt auf :

mit

3 Us 2rc

Udi

(I - c·sin(a + '1'))

fj 2 '1' = atetan(-) = I 2

-60°

c=

(9-4)

Der Lückeinsatz lässt sich durch einen induktiven Energiespeicher zu höheren Steuerwinkeln verschieben. Bei negativer Gleichspannung Ud bleibt der positive Gleichstrom noch solange erhalten, bis die in der Last gespeicherte Energie aufgebraucht ist. Ein Lückeinsatz ist daher von der Lastzeitkonstanten TL mitbestimmt. Bei einer passiven R-L-Last (Verbraucher) kann der lückfreie Betrieb jedoch nur bei positivem Gleichspannungsmittelwert erreicht werden. Befindet sich auf der Lastseite eine aktive Last (Energiequelle), so tritt der Lückbetrieb auch bei negativen Gleichspannungsmittelwerten nicht oder nur verzögert auf.

9.1 Die Mittelpunktschaltung M3

9.1.1.2

145

Aktive Last

Ist der Gleichstrom durch eine aktive Last eingeprägt, so leiten die Ventile weiter, obwohl negative Momentanwerte der Gleichspannung auftreten. Eine Fallunterscheidung ist nicht erforderlich. Den Spannungsverlauf zeigt Abb. 9-8. AbbUdung 9-8

Gleichspannung bei eingeprägtem Strom - aktive Last, Steuerwinkcl: 0 0

~

or..

~

1800

wt

'"

............. sin( a ± tl)

0° ..; a"; 180°: U dia

3-/3 cos(a) = U di·cos(a) 2rr

= sinacostl ± sintlcosa

I

(9-5)

Stellt man die Gleichspannung Udie< bezogen auf Udi über dem Stenerwinkel man die S!euerkennIinien nach Abb. 9-9.

t

1

M3-Sleuerkennlinie der Gleichspannung fiir unterschiedliche Lastfälle

obmsche Last

.J3 2

Udi

180°

0

a __

~30° OlLG

-I

• U di(a

=30') =

dar, so erhält

AbbUdung 9-9

.',

............. Lüc!
U dia

Cl

Aktive Last

Udi -/3 (I + cos(30'+30'))

Oberhalb der Lückgrenze " ~ "LG ~ 30' verlaufen beide Kennlinien unterschiedlieh. Bei einer aktiven Last ist der lückfreie Betrieb theoretisch bis zu einem Sleuerwink:el von 180' möglich. Bei ohmscher Last ist die Steuergrenze 150', da wegen des Lückbetriebes an den Ventilen jeweils nur eine Phasenspannung anliegt. Die Phasenspannungen haben ihreo Nulldurchgang 30' vor den verketteten Spannungen.

=

Udi coo( 30°)

= U di·~-/3

146

9.1.2

9 Drehstromschaltungen

Ventilbelastung

Die Spannungsbelastung der Ventile ist durch die Momentanwerte der verketteten Spannungen festgelegt. Die Strombelastung folgt aus der Art der Last, wobei hier wieder zwischen ohmscher Last und idealer Glättung unterschieden wird.

9.1.2.1

Spannung Tabelle 9.1 Ventilspannung"vl

UVI!

VI

V2

V3

Q)K

R

leitend:

Q)A

IPK

uVl

VI

ul

ul

0

V2

UI

U2

UI2

V3

UI

u3

u\3

Lücken:

UI

0

ul

Ud

Abbildung 9-10 Ungesteuerte M3-Schaltung

U

VI

=

Q)A-Q)K

Zur Darstellung einer Ventilspannung wird für die möglichen Schaltzustände eine Potenzialbetrachtung von Anoden- und Kathodenseite durchgefiihrt. Das Potenzial IPK entspricht der Gleichspannung Ud. Die Ventilspannung UV ergibt sich als Differenz von Anoden- und Kathodenpotenzial. Die möglichen Zustände fiir Ventil VI sind in Tab. 9.1 zusammengestellt. Abb. 9-12 und 9-13 zeigt die Ventilspannung UVI bei einer gesteuerten M3C-Schaltung fiir ohmsehe Last und eingeprägtem Gleichstrom bei Cl = 60°. U

Abbildung 9-11 Ventilspannung "VI einer ungesteuerten M3-Schaltung

147

9.1 Die Mittelpunktschaltung M3

~"=--_6~O~';.__ "\

wt

wt

Abbildung 9-12 Ventilspannungsbildung bei ohmscher Last und Cl ~ 60'

wt

Abbildung 9-13 Ventilspannung bei eingeprägtem Strom und Cl ~ 60'

148

9 Drehstromschaltungen

9.1.2.2

Strom

Für die Berechnung der Verlustleistung mit Hilfe der Knick-Kenn1inie wird der Mittel- und Effektivwert des Ventilstromes benötigt. In Tab. 9-2 sind für typische Lastflille (R-Last und ideale Glättung) die Berechnungen dieser Werte angegeben. Tabelle 9.2 Ventil.tram bei unterschiedlicher Last

Ohmsehe Last

0

CD

~ .....}y 1T 0 +3

1T

--

3

Ideale Glättung

wt

2n

•

~1

I

0

I I

lId

2n

2:': 3

Definition des Gleichstromes _l!. 3

<

rot ~~

3 ~ < rot ~ 511 3 3

id

=

Idcos(ro·t)

id

=

0

0

::s:;;

rot ~ 2rr

id

=

Id

27t 3

::s:;;

rot

2]"[

id

=

0

3

::s:;;

Mittelwert iy

=

+" 3

f

_1_ Idcos(rot) drot 2n _1t.

iy

3

= Iy

r ld (sin(2!.) - sin(_lI.)) 3 3 2"

-

I

r.f3 = Id·2" =

Iy

=

=

f

2. 3

"

f I d drot 0

_I 1(2"_0) 2" d 3

=

.A

Id 3

'd ·0,276 Effektivwert 2l!. 3

+l!.

I VRMs

=

= \ 2I

3

f A2idcos 2( rot )

drot

" _l!.3

I (I ld~ 2" "2 rot .A

I . ( + 4 sm 2rot

)t3

=

I d·O,588

"tI lDl

=

1,_1 2"

f 1 d2 0

drot

~

_11.

= i d·o,4853 I VRMS

I VRMS

_.A

3

.3.f3

d-1d 2"

=

_I 12 (2" _ 0) 2" d 3

I VRMS

=

I

= ';3d

I d ·O,577

wt

•

9.1 Die Mittelpunktschaltung M3

9.1.3

149

Netzstrom

Die Ströme in Abb. 9-14 beziehen sich auf die M3C-Schaltung nach Abb. 9-1. Die Gleichanteile der Ventilströme iSI bis iS3 werden vom Transformator nicht übertragen, so dass sich die Primärströme entsprechend Abb. 9-14 einstellen. Vereinfachend sei N s ~ Np angenommen. Die Zusammenfassung von ipl und iP3 liefert im Knoten K (Abb. 9-1) den Leiterstrom i I. Für die Primärseite gilt: ~; ~ 0 ~ -;1 K:

I -

+

;PI -

;P3

daraus folgt

;1 ~ ;PI -

I

I

;P3

"

I

wt

Abblldnng 9-14 Primärströme eines idealen Transformators in DY-Scbaltung nach Abb. 9-1 und Ne1zs1rom i1 bei idealer Stromglättung und Ns ~ Np

Die Transformator-Stromeffektivwerte berechnen sich bei der gegebenen Kurvenform zu: Primärstrom

Sekundärstrom:

1 2 2 2rr 1 2 4rr 2rr(("3 Id ) 'T+("3 Id ) '""3)

I

S

~

,fi ~ I d3

_I (I22rr) ~ I ..L 2rr d 3 d,f3

(9-6) (9-7)

Als Summenleistung der 3 Sekundärwicklungen ergibt sich mit GI. (9-2) zu: Ss ~ 3'Us'Is~

3·UdiO I d

1,i""7'.J3

,f3

(9-8)

~ Pdl,17 ~ 1,48Pd

Die Summenleistung der 3 Primärwicklungen ergibt sich zu: 1,21Pd

(9-9)

150

9 Drehstromschaltungen

Daraus kann die Bauleistung ST des Transfonnators ennittelt werden: 1,21

9.1.4

-

-

+ 1,48 P 2

d

1,34P d

=

(9-10)

Die Kommutierung "1

La

iVI

Abbildung 9-15

V1

M3-Schaltung mit Kommutierungsinduktivitäten

Die Ventile V h V2 und V3 1ösen sich innerhalb ei-

"2

La

iV2

V2

id = konstant

K

L

"3

La

iV3

V3 M

j.

ner Netzperiode durch die Kommutieruogsspannungen gegenseitig ab und bilden eine Kommutierungsgruppe. Der Gleichstrom id ist eingeprägt. Die KommutieruogS2ahl q ist 3.

Wie bei der M2-Schaltung erläutert, ver2ögern wechselspannungsseitige Induktivitäten die Ventilablösung. In Abb. 9-15 sind diese Induktivitäten wieder durch La berücksichtigt. Aus Symmetriegründen wird La für alle Stränge gleich groß angenommen. RedU2iert man das Schaltbild auf den an der Ventilablösung beteiligten Stromkreis, so erhält man mit Abb. 9-16 zur M2-Schaltung vergleichbare Verhältnisse. Die Stromverläufe zeigt Abb. 9-17.

-

"I

"21

t

:

.............. M

"

••...............V2

wt

J-"T"-iV2

I.

____~~_1~_ _

iVI

-

"3

~ "

= 0 = -"I -

u V2

= u2

-

"v2 +

"2

u 1 = u 21

Abbildung 9-16 Ventilablösung bei ungesteuerten Ventilen (natürliche Kommutierung)

Die Kommutierungsspannung uK wird durch die kommutierenden Ventile bestimmt. Als Beispiel wird die Kommutierung von VI nach V 2 ausgewählt ("K = "21)' Im Gegensatz zur M2Schaltung beträgt die Phasenverschiebung hier nur 120·, so dass die Kommutierungsspannung "K nur um ,fj größer ist als die Phasenspannung.

9.1 Die Mittelpunktschaltung M3

151

wt in

',,---~

.. '

wt ip3

~----~--------wt

wt AbbUdung 9-17 Netz- und Primärströme des DY-Tran.fonnators mit Kommutierungseinflus.

9.1.4.1

Einfluss au/die Gleichspannung

Für die Kommutierung von V I nach V 2 gilt das Ersatzschaltbild nach Abb. 9-19. Die Verhältnisse untnittelbar vor der Kommutierung, während und nach erfolgter Kommutierung zeigt das Zeigerdiagramm in Abb. 9-18.

!LI

Nach der Kommutierung, V21citend

Abbildung 9-19 Spannung.verhältnisse bei der Kommutierung von V I nach V2

Währenddcr

Kommutierung,

Vor der

VI und V2 leitend

CD

Kommutierung, VI leitend

Abbildung 9-18 Kommutierung VI nach V2

9 Drehstromschaltungen

152

Während einer Kommutierung verläuft die Gleichspannung auf dem halben negativen Wert der jeweils nicht an der Kommutierung beteiligten Phasenspannung.

aus Symmetriegründen ist "21 ULcr=T

Aus M folgt daher für "d: "21

"d = "2-""2

"3 =

2

«= 0°

TabeHe 9.3 Leitzustände mit Kommutierungen

Abblldung 9-20 Steuerwinkclll ~ 0°

IX ~

Die Gleichspannung "d wird zunächst von der Phasenspannung "I gebildet (Abb. 9-18,
90°

leitend:

"d

VI

"I

V2

"2

V3

"3

VI ?V2

-~U3

V2 ?V3

- Y2U l

V3 ?V I

-Y2 U2

IX ~

150°

Ult

Abblldung 9-21 Gleichspannung bei Cl ~ 90° und Cl ~ 150° (WR-Betrieb)

9.1 Die Mittelpunktschaltung M3

9.1.4.2

153

Berechnung des induktiven Gleichspannungsabfalls

Die Berechnung des Gleichspannungsabfalls, der während einer Kommutierung durch die Kommutierungsreaktanzen hervorgerufen wird, geht zunächst von den beteiligten Wechselspannungen aus. Es wird die Spannungszeitfläche A abhängig vom Gleichstrom I d und der Induktivität L K berechnet. Das Ergebnis zeigt, dass die bei der M2-Schaltung ermittelten Beziehungen auch bei der M3-Schaltung anzuwenden sind, wenn die Kommutierungszahlen beider Schaltungen berücksichtigt werden.

u

•

•

(

u.sm w t+

"s: Scheitelwert der Phasenspannung

1T )

"6

"s = "1= "2=

".

"3

-cos(w t) 2 ~~~---.. wt

Berechnung der Spannungszeitfläche A: u+a

A = "s [ Anmerkung:

sin(rot+~)

sin(rot +~) = sinrot cos~ ~a

f 6«

A = "s (cosl!. . 1t I wegen sm-=6 2

A =

1

drot -

.'"

2"

'"s

u+a

[cosrot drot

+ cosrot sin~ ~a

sinrotdrot

und

us ~v'3 [sinrotdrot

6«

1t I ,cos- = -v3 6 2

=

I~a

+ sinl!. f cosrotdrot - -

f

2«

cosrotdrot )

folgt:

us ~v'3'(-cosrot)~+a

=

"s~v'3'(cosa -

cos(u

+ a))

Es ist cos(a + u) = cosa - (I - cosuo), so dass fiir A folgt:

Spannungszeitfläche

A =

us ~v'3.

(I - cosu o)

Durch Mittelwertbildung erhält man die induktive Gleichspannungsänderung U
(9-11)

154

9 Drehstromschaltungen

tv'3 (I rr

cosuo ) =

23

1,- -(13 cosu ) = f2us -y3' 2 2rr 0

U -3 s 2rr

ß 2

'(1 -cosu ) 0

wegen (I - cosuo) femerist

uK

.fi v'3 U s und L K

=

= 2·L"

so dass für U dx schließlich folgt

uK l.... r:I . I d ·w2L" TzJ3 2rr V2 uK

(9-12)

oder (9-13) Wird Udx auf die ideelle Gleichspannung Udi bei Nennstrom Id,n bezogen, so erhält man die relative induktive Gleichspannungsänderung d x nach GI. (9-14).

dx =

U dx U di

. tnlt

3{3

U di = rr~2"U s

(9-14)

Die Kennlinie des Stromrichters kann mit tIx abhängig vom Gleichstromld nach GI. (9-15) angegeben werden:

=

I -

Id

d·x

I

(9-15)

d,n

Die M3-Schaltung zeigt mit GI. (9-13) und GI. (9-15) die gleichen Zusannnenhänge für den induktiven Spannungsabfall wie die M2-Schaltung. Deshalb ist der dort gewählte Ansatz auch hier, unter Berücksichtigung der höheren Kommutierungszahl q, anwendbar. Die für die M2Schaltung gefundenen Zusammenhänge sind somit übertragbar auf 3-phasige Schaltungen. Das Lastverhalten der Gleichspannung Udi.. ist daher mit GI. (9-16) unter Berücksichtigung der unterschiedlichen Kommutierungszahl q allgemein für beide Mittelpunkt-Schaltungen beschtieben. L" ist die pro Strang wirksame Induktivität. (9-16) ~

Die Belastungskenn1inie entspricht unter Berücksichtigung des Ohmsehen Spannungsabfalls und des Ventilspannungsabfalls somit der in Abb. 8-24 angegebenen Kennlinie.

~

Eine Berechnung von La über einen Belastungsversuch (I!.Udx(MM) liefert mit GI. (9-16) wegen der Vernachlässigung dieser Spannungsabfälle nur Näherungswerte.

155

9.1 Die Mittelpunktschaltung M3

9.1.4.3

Kommutierungseinjluss aufdie Ventilspannung

Die Induktivitäten L" bilden während der Kommutierung einen induktiven Spannungsteiler, der neben der Gleichspannung "d auch die Ventilspannung "v beeinflusst. In Tab. 9.4 sind alle interessierenden Zustände der M3-Schaltung aufgeführt. Die Zeitverläufe zeigt Abb. 9-23.

-

"I

-

"2

-

ivl VI

La

'PA_'PK "VI iyz V2

"3

Tabelle 9.4 Potenziale und "VI (id ~ konstant)

La

La

iV3

id

~

konstant

j~

Ld

V3 Abbildung 9-22 M3C-Schaltung mit Kommutierungsinduktivitäten

01.-

leitend:

f/JA


uVI

VI

ul

ul

0

V2

ul

u2

"12

V3

ul

u3

"13

VI -+V2

-Y2 u3 - Y2u3

0

V 2 -+V3

ul

-Y2 ul

!y, ul

V3 -+VI

-Yz u2

- YzU2

0

60"



wt

U'2

Kommutierungs

einfluss

Ir Abbildung 9-23 Ventilspannung "VI unter Berücksicbtigung der Überlappung (Cl ~ 60')

wt

156

9 Drehstromschaltungen

9.2

Die Brückenschaltung B6

Die Reihenschaltung einer M3-Kathoden- und einer M3-Anoden-Schaltung fuhrt auf die B6Brückenschaltung nach Abb. 9-24. In dieser Scbaltung sei der Sternpunkt noch zugänglich, so dass auch weiterhin die Gleichspannung Udl bzw. Ud2 verfügbar ist. 1U

•

IV

IW

il Up .. ~ ..................................... .

K

ipl

T

t

t

t

USI US2 US3. ------ --------------- --------------- --------_.'

2U

---0,-

2V

USI2

.-------------

Tl

2W

•

US23

uS31 . 'S3

iSt iTl

iT4

T4



/

T6 ud

T5 -----------id

Kathodenschaltung

R

-

L

•

T2 ------------

\

Anodenschaltung

Uq

Abbildung 9-24 B6-Schaltung mit Dy-Transformator und aktiver Last

9.2.1

Gleichspannungsbildung

Aus der Maschengleichung

Lu

=

0 = - ud,1

+

Ud -

u d,2

folgt GI. (9-17) für die

Gleichspannung Ud der B6-Scbaltung nach Abb. 9-24. Für Ud ist kein Stempunkt erforderlich. (9-17) Die Schnittpunkte der Phasenspannungen beider M3-Schaltungen sind um 60° gegeneinander verschoben. Die Spannung Ud arbeitet daher sechspulsig (p = 6). Die Strom- und Spannungsbelastung der Ventile entsprechen weiterhin denen der M3-Scbaltung.

9.2 Die Brückenschaltung B6

9.2.2

157

LeitzustäDde der Ventile

Es sind immer zwei Ventile gleichzeitig leitend, eines in der oberen Brückenhällte (plusk:lemme, Potenzial "'+) und eines in der unteren Brückenhä11te (Minusk:lemme, Potenzial ",_). Durch die Führung der Netzspannung erfolgt bei einer ungesteuerten Schaltung bzw. bei Cl ~ 0° die Umschaltung der Ventile jeweils im Schnittpunkt der Phasenspannungen. Dadurch leitet in jeder Brückenhälfte das Ventil mit der momentan höchsten Phasenspannung. In der Darstellung nach Abb. 9-25a ist die B6-Brücke nach 9-25b durch ein Schaltermodell ersetzt. Die sechs möglichen Schaltzustände zeigt Tab. 9.5, die entsprechenden Zeitverläufe zeigt Abb. 926. Die Leitdauer der Ventile ist durch die jeweils wirksame verkettete Spannung bestimmt und beträgt 120°. Die Leitzustände der Ventile in der oberen und unteren Brückenhälfte überlappen sich um 60°. Der Lückeinsatz erfolgt bei der B6-Schaltung im Schnittpunkt der Phasenspannungen und daher erst bei Cl ~ 60°.

a)

id

-

UI

1

3

"'+

5

VI

UI

Ud

u3

V3

Vs

iYI il

~

~

-

-

"'+

b)

K iY4 Ud

-

U3

6

2

4

V4

"'Tabene 9.5 Scbaltzustände und Gleichspannung der B6-Scbaltong smUung

'P+

'P-

Ud

O°--QO°

UI

"3

u13

2

60"-120°

u2

"3

u23

3

4

120°-180°

u2

"1

u21

4

5

4

180°-240°

u3

u1

u31

5

5

6

240°-300°

u3

u2

u32

6

I

6

300°-360°

ul

"2

ul2

S+

S-

I

I

2

2

3

3

V2

"'-

Abbildung 9-25 Scbaltermoden der B6-Scbaltong

Nr.

V6

158

9 Drehstromschaltungen

2

3

4

5

6


wt

..

60°

.


wt

wt

Abbildung 9-26 Spannungsbildung bei der B6C-Schallung (Cl ~ 0°)

Die Gleichspannungsberechnung der Kurvenfonn von ud nach Abb. 9-26 erfolgt über 60° nach Abb. 9-27. Das Ergebnis der Berechnung fiir Udi bei Cl = 0° (ungesteuerte Schaltung) zeigt GI. (9-18). (Uy : Effektivwert der verketteteu Spannungen). Uy

,..

U di =

u

+!!

y

,

rr· f

cos(Olt)dOlt

3" -: Udi

-. w

wt

Abbildung 9-27 Gleichspannungsberechnung der B6-Schallung

=

3..J2. U ·(sin(lI) - sin(_lI)) rr y 6 6 1,35

(9-18)

9.2 Die Brückenschaltung B6

9.2.3

159

Stromrichtereingangsstrom

Der Stromrichtereingangsstrom setzt sich je Phase aus zwei Ventilströmen zusammen. Zur Ennittlung von il in Abb. 9-28 dient die Knotengleichung (9-19). (K: siehe Abb. 9-25b). (9-19)

Ideale Glättung

iVI ~

I

"1

iVI

I

iV4t

I I

Ohmsehe Last

I

I

oot

I oot• 100:

r

1 oot

iV4t i11 [

] • oot

[

-

]

[

Abbildung 9-28 Eingangsstrom der B6-Schaltung bei idealer Glättung und obmscher Last

9.2.4

Joo:

-

Netzstrom

Für den idealen Transformator in Dy-Schaltung mit aktiver Last (Abb. 9-24) ergeben sich für den Netzstrom il und die Primärströme für N s ~ Np die in Abb. 9-29 dargestellten Verläufe .

•

oot

I

I

I

'I ,

TI

!

I

2TI.

I

Abbildung 9-29 Zur Bildong des Netzstromes i[ (ideale Glättung)

I 3TI

-

oot

160

9 Drehstromschaltungen

Ein Vergleich mit den entsprechenden Größen der M3-Schaltung nach Abb. 9-14 zeigt deutlich den Vorteil der höherpulsigen B6-Schaltung. In allen Wicklungen fließen reine Wechselströme und die Netzstromkurvenform ist symmetrisch. Für den Netzstrom i1 kann der Effektivwert mit GI. 9-20 angegeben werden (Effektivwertberechnung über 1(/2). (9-20)

Den Zusammenhang zwischen 11und dem Gleichstrom 1d gibt GI. (9-21) für (Np ~ Ns ) an.

1

2.f2d

~ .f21d

(9-21)

> Im Netzstrom

sowie im Primär- und Sekundärstrom des Transformators nach Abb. 9-29 sind nur ungeradzahlige Oberschwingungen mit nicht durch 3 teilbaren Ordnungszahlen enthalten. Weitere Kennwerte der Kurvenform sind in Kapitel 12, GI. (12-4) angegeben.

9.2.5

Bauleistung des Transformators

Für die in Abb. 9-29 dargestellten Primärströme lässt sich die Leistung des Transformators angeben. Da N s ~ Np angenommen wurde, entspricht der Verlauf des Sekundiirstromes is dem des Primärstromes ip (Durchflutungs-Gleichgewicht). Für die Effektivwerte 1s und 1p kann daher durch GI. 9-22 allgemein der Zusammenhang mit dem Gleichstrom 1d angegeben werden.

1S

~

1p

~ ~1d ~

0,8161d

(9-22)

Für die primär- und sekundärseitigen Leiterspannungen Us und Up lässt sich mit GI. 9-2 für die Dy-Schaltung (Ns ~ Np) folgender Zusammenhang mit Ud angeben: r;; rr Ud U s ~ v3Up ~ Ud3 .f2 ~ 1,35

Die Bauleistung des Transformators ST folgt nach GI. 9-23 aus dem Mittelwert von primärund sekundiirseitiger Scheinleistung (Sp und Ss). (9-23) Eingesetzt: ST

~ ~(.J3Up1p+Us1s)~.J3Ud3'J2·1d·~~tPd~1,05Pd

(9-24)

> Die B6-Schaltung bietet die günstigste Transformatorbaugröße und wird daher besonders für größere Leistungen eingesetzt.

9.3 Zündimpulse

9.3

161

Zündimpulse

Die Zündreihenfolge entspricht der natürlichen Ventilablösung der B6-BfÜckenschaltung entsprechend Abb. 9-25. Da für einen geschlossenen Stromkreis inuner zwei Ventile gleichzeitig gezündet werden müssen, wird jeweils ein zusätzlicher Zündimpuls (Folgeimpuls) für den 2. Thyristor erzeugt. An einem Thyristor entsteht daher eine Zündimpulsfolge nach Abb. 9-30.

~60.~ ~olgeimpu1s

Hauptimp~

rut Abblldung 9-30 Impulsfolge eines Thyristors

Der erste Impuls eines Thyristors heißt Hauptimpuls, der zweite, 60· spätere Impuls, heißt Folgeimpu/s. Der Hauptimpuls ist um den Steuerwinkel 00. gegenüber dem Schnittpunkt der Phasenspannungen verschoben. Erst durch den Folgeimpuls kann die Schaltung in Betrieb gehen und auch im Lückbetrieb sicher arbeiten. Abb. 9-31 zeigt das vollständige Zündimpulsschema einer B6C-Briickenschaltung (Bezugsventil VI)' Steuerwinkel IX V l-Synchronisationsspannung (U\3)

u

rut

VI

Hauptimpuls Folgeimpo1s

rut

V2 V3 ~

60·

:*-

rut rut

V4

rut

Vs V6

rut

Folgeimpuls - - - (V6)

rut Abblldung 9-31lmpulsschema der B6C-Brückeoschaltuog

(IX ~

0·)

162

9 Drehstromschaltungen

Die Synchronisation des Steuerwinkels a erfolgt mit der Netzspannung. In der Praxis auftretende KUlZZeit-Unterhrechungen oder Spannungsoberschwingungen dürfen die Synchronisation nicht stören. Die Filterung der Netzspannung erfolgt daher mit einer digitalen PLL-Schaltung entsprechend Abb. 9-32. Diese Schaltung synchronisiert sich auf die Grundschwingung der Netzspannung. Auf Grund der geringen Eigenfrequenz des PLL werden die genannten Störungen der Netzspannung unterdrückt. Wählt man als Referenzspannung "Ref die Leiterspannung U\3, so ist der Zündimpuls zr I dem Ventil I zugeordnet. Wird der Teilerfaktor 11 zu 360 eingestellt, so hat die Zählfrequenzfclock die 360-fache Frequenz der Netzspannungfi, und die nachgeschaltete digitale Zählschaltung arbeitet mit einer Winkelauflösung von 1°. PIL-Schaltllng

,---------------------------------------------------------------------

URefI

Ticfp.S8

.klook r-,--_ ZI 1

>-~--~

ZI2 ZI3 ZI4 ZI5 ZI6

1/n

PD:

Phaseodiskriminator

VCO: spannungsgesteuerter Oszillator

a

AbbUdung 9-32 Impulserzeugung und Synchronisation mit der Netzspannung durch eine PLL-Schaltung

Die Zündirnpulse ZI 1-6 haben stationär einen Abstand von jeweils 60°. Die Zündimpulse werden z. B. über eine Diodenschaltung in Abb. 9-33 zu den Gateimpulsen mit Haupt- und Folgeimpulsen für die einzelnen Thyristoren zusannnengefasst. Ein Schalttransistor steuert anschließend über einen Impulsübertrager den Thyristor an (weitere Einzelheiten zur Thyristor-Ansteuerung in Kapitel 5.3.3). AbbUdung 9-33

ZII

Zündverstärker mit Bildung der Folgeimpulse über eine Diodenverknüpfung

ZI2

Für Thyristor I ist der Züodübertrager mit Freilaufkreis dargestellt.

ZI3

Die Ansteueruog der Thyristoreo 2-6 erfolgt analog zu Thyristor I (GI -KI).

ZI4 ZI5 ZI6

9.3 Zündimpulse

9.3.1

163

Gleichspannungsbildung

Die Gleichspannung Ud folgt aus der Potenzialdifferenz zwischen oberer und unterer Brückenhälfte, d. h. Ud ~
Hauptimpuls U3

\

U\

"3

wt

wt Abbildung 9-34 Gleichspannungsbildung der gesteuerten B6-Schaltung (Cl ~ 60°)

164

9 Drehstromschaltungen

Cl =

90° Lückeinsatz

'P+

wt

Lückeinsatz Lückeinsatz 'P-

wt

01.=

90°

wt

AbbUdung 9-35 G1eichspannung,bildung im Lückbetrieb mit ohm,cher Last ('" ~ 90°)

9.3 Zündimpulse

9.3.2

165

Einfluss der Kommutierungen

Wie bereits bei der Ml- und M3-Schaltung dargelegt, beeinflussen die wechselspannungsseitigen Induktivitäten, die pro Strang mit La zusammengefasst werden, sowohl die Gleichspannung als auch die Ventilspannung. Bei der B6-Schaltung arbeiten die beiden Kommutierungsgruppen um 60° versetzt, so dass alle 60° eine Kommutierung erfolgt. Den Einfluss der Kommutierungen auf die Gleichspannung "d bei ideal geglättetem Gleichstrom id zeigt Abb. 937. Den Einfluss auf die Ventilspannung zeigt Abb. 9-38. Tab. 9.6 gibt die möglichen Schaltzustände, Potenziale und Spannungen der B6C-Schaltung nach Abb. 9-36 an.

-

-

Ul

U2

u3

"v. (

La

lPK = Q)+

V,

Abbildung 9-36

id

V3

Vs

'PA

L, La

Ud

L2 La

La

N

V2

B6C-Schaltung mit wechselspanungsseitigen Induktivitäten. Die Induktivitäten sind je Strang zu La zusammengefasst. Die folgenden Betrachtungen setzen eine Überlappung u kleiner 60° voraus (Kommutierungen als einphasiger Kwzschluss)

'1'-

Tabelle 9.6 Potenziale und Spannungen der B6C-Schaltung mit Konunutierungseinfluss für u < 60·

leitend:


IPK


"VI

"d

"2

-YzU2

-lYz u2

lYz U2

"I

"2

"I

"12

"21

V4

"I

-Yz ul

"I

lY, "I

-1Y, "I

Vs

V4

"I

"3

"I

"13

"31

5

Vs

V4~V6

-'/zU3

"3

-Yz u3

-IY, "3

IY, "3

6

Vs

V6

"I

"3

"2

"13

"32

7

VS~VI

V6

- YzU2

-Yz "2

"2

0

-1Y, "2

8

VI

V6

"I

"I

"2

0

"12

9

VI

V6~V2

"I

"I

-Yz Ul

0

lY, "I

10

VI

V2

"I

"I

"3

0

"13

11

VI ~V3

V2

- YzU 3

-Yz u3

"3

0

-1Y, "3

12

V3

V2

"I

"2

"3

"12

"23

+

-

1

V3

V2~V4

-YiU2

2

V3

V4

3

V3~VS

4

IP+

166

9 Drehstromschaltungen

wt

wt

!1

2

3

4

!5 !

6

7

8

ig

10

Ud

11:

12

!1 u31

wt Abbildung 9-37 Gleichspannung mit Kommutierungseinfluss (Cl ~ 60°)

9.3 Zündimpulse

167

i i 1

2

"V!

3

4

5

6

7

8

9

10 :11

12

1

2

3

-1,5 U2

...,I

Abbildung 9-38 Potenziale und Veotilspannung der B6-Schaltung für Id ~ konstant, R ~ 0 und Cl ~ 60·

168

9 Drehstromschaltungen

Eine Simulation der B6C-Schaltung nach Abb. 9-36 mit unterschiedlichen Steuerwinkeln Cl zeigt in Abb. 9-39 die Kurvenverläufe der Gleichspannung Ud und einer Ventilspannung Uy. Der Gleichstrom ist ideal geglättet (eingeprägt). Den Verlauf der Gleichspannung bei nicht idealer Stromglättung zeigt Abb. 9-40 fiir Cl = 60°. a=OQ

Ud

a=30°

Ud

1200 +"0

a=60°

rot

a=90° Ud

a = 120°

a= 150°

Schonzeitwinkel

\

120 + "a Y 0

Ud

a

a Abbildung 9-39 Gleich- und Ventilspannung bei unterschiedlichen Sleuerwinkeln Cl (Id = konstant)

9.3.3

Auswirkungen nicht idealer Glättung auf die Gleichspannung

In theoretischen Betrachtungen wird oft von einer idealen Stromglättung ausgegangen, wodurch sich die Wirkungsweise der Stromrichterschaltung anschaulich beschreiben lässt. Netzseitige Induktivitäten wirken sich in diesem Fall nur bei den Kommutierungsvorgängen aus.

9.3 Zündimpulse

169

Da in der Praxis jedoch von einem welligen Gleichstrom - und damit von einem welligen Netzstrom - auszugehen ist, wirkt sich die in den netzseitigen Induktivitäten induzierte Spannung, hier als ULa bezeichnet, auch zwischen den Kommutierungsvorgängen auf den Gleichspannungsverlauf aus. Nachfolgende Simulation soll beispielhaft diese Problematik mit unterschiedlichen Stromwelligkeiten veranschaulichen:

Realer Verlauf

Idealer Verlauf

di L - 1 " dt

rot

o K.ommutierungseinfluss

I~/-"""

I.

; 'd

\

...

rot

L

di} -

" dt

Abbildung 9-40 Einfluss eines welligen Gleichstromes auf die Gleichspannung Ud

Abb. 9-41 zeigt als Ersatzschaltbild den Stromkreis für il = id mit den beteiligten Induktivitäten für den Fall, dass V I und V 2 leitend sind. Durch den welligen Gleichstrom id kommt es an den netzseitigen Induktivitäten (La) ZU Spannungsabfiillen, die sich in diesem Fall zu der sinusf6rmiur.. __ v, gen Netzspannungen (U\3) überlagern.

--

Abbildung 9-41 Ersatzanordnung fiir ud> weno VI und V 2 1eiteu

Dadurch weicht die reale Gleichspannung Ud von dem idealen Gleichspannungsverlauf (U\3) in Abb. 9-40 deutlich ab. Dieser Einfluss wächst mit zunehmender Netzinduktivität, ist also abhängig von der Kurzschlussspannung des vorgeschalteten Transformators.

170

9 Drehstromschaltungen

9.4

12-pulsige Schaltungen

Werden zwei B6-BfÜCkenschaltungen mit einer gegenseitigen Phasenverschiebung von 30° betrieben, so lässt sich die effektive Pulszahl p der Gleichspannung Ud auf 12 verdoppeln. Zu diesem Zweck ist der Transformator T in Abb. 944 mit zwei unterschiedlicher Schaltgruppen bestückt, z. B. Yy6 und Dy5. Es stellt sich zwischen den entsprechenden Leiterspannungen auf der Sekundärseite eine Phasenverschiebung von z. B. 5·30° = 150° (DY5) ein. LI • up12

Np

N,S

-

L2

B6 • "1823

L3

D

~

2

U

dl

därseite müssen so gewählt werden, dass die Beträge der verketteten Spannungen gleich sind. Dann sind auch die Mittelwerte der Gleichspannungen Udl und Ud2 gleich.

-

~

, U2S12

t

B6

U2S23

Stromrichter-Transformator für eine l2-pulsige Schaltung Die Windungszahlen auf der Sekun-

-

N ,S

Np

Abbildung 9-42

~

• ulS12

U

d2

-

l

Die sekundären Spannungssysteme sind potenzialfrei, so dass die einzelnen B6-Brückenschaltungen sowohl in Reihe als auch parallel betrieben werden können.

Ud,l~ Ud,2

id,l

id

~

~

( ......~ id-\",--,,/

Ud

ud,l

~

a) Reihenschal1ung

Ud,2

~

~d~ id,2 L s

id

~

Ud

b) Parallelschal1ung

Abhildung 9-43 Stromrichter Reihen- und Parallelschaltung

Bei einer Parallelschaltung entstehen durch die unterschiedlichen Momentanwerte der 6-pulsigen Gleichspannungen Udl und Ud2 Spannungsdifferenzen (GI. (9-25», die wiederum zu Ausgleichssträmen über die Transformatorwicklungen führen. Zur Unterdrückung dieser Ausgleichssträme ist eine Entkopplungsdrossel Ls (auch Saugdrossel genannt) entsprechend Abb. 943b und 9-46 erforderlich. Das Bezugspotenzial für die Gleichspannung Ud kann bei der Reihenschaltung synnnetrisch, d.h. bei halber Spannung festgelegt werden, wodurch sich die Isolationsbeanspruchung reduziert. Die Gleichspannung Ud hat bei der Reihen- und Parallelschaltung eine 12-pulsige Welligkeit. (9-25)

9.4 12-pulsige Schaltungen

9.4.1

171

Stromrichter-Reihenschaltung

i181

LI ,

Up12

2S

LS

LS

id

Abblldung 944 12-Puls-8chaltung (B6) 28

, UlS12

L2

udl

L3

i2PI

Np

NIS

Np

N2S

I~ ~

i281

2 -'

L -'

L -'

2 -'

L -'

L -'

, U2S12

Ud2

I

2 -'

L -'

L -'

Abblldung 945 Reihenschaltung,12-pulsige Spannungsblldung. Die Addition von zwei 6-pulsigen, um 30· versetzten Spannungen (ud1 uud u.,) liefert eine 12-pulsige Gleichspannuug (ucU'

172

9 Drehstromschaltungen

9.4.2

Stromrichter-Parallelschaltung ipl

ilSI

ilPl

LI , Up12

S~

~

Z

~

Abbildung 9-46

Z

id,l

12-Puls Saugdrosselschaltung (B6) 2P

, U1S12

L2

Udl

L3 Np

S~

NlS

,7 ,7

ULS~ -, i2Pl

/

Np

N2S

i2S1

L

-R

id

Ls

Ud

~

LS

LS

, "2S12

~

Ud2

2~

L

:>.

L

-'

id,2

Die Induktivität der Saugdrossel L s begrenzt den Differenzstrom id_' Für den Gleichstrom id ist eine Mittelanzapfung vorgesehen, wodurch für den magnetischen Kreis der Saugdrossel eine Wechselstrombelastung vorliegt. Da sich die gegensinnigen Gleichanteile in! magnetischen Kreis aufheben, hat die Saugdrossel eine günstige BaugröBe.

. ......

u '"

...,..... I

~

•.•....•.

.".

'

2n

wt Abbildung 9-47 Parallelschaltung, l2-pulsige Gleichspannung, Drosselspannung und -strom

Der Vorteil 12-pulsiger Schaltungen liegt in der günstigen Netzstromkurvenform und in der geringen Welligkeit der Gleichspannung. Auf zusätzliche Glättungsmittel kann häufig verzich-

9.4 12-pulsige Schaltungen

173

tet werden. Der in Abb. 9-48 dargestellte Verlauf des Phasenstromes ipl ermittelt sich mit GI. (9-26). Die Ströme sind in Abb. 9-46 definiert. (9-26)

ilPI

i2PI

tl---...L-------''---.------.----~•• r

wt

~~::f=---!":="\.:===t==t::.:=r==:::::FF=w-;;;T:

AbbUdung 9-48

Ermittlung des Netzstromverlaufs ipl 12-pulsiger Strom-

richter in Reihen- oder Parallelschaltung

Die Qualität des Netzstromes ist durch die vergrößerte Pulszahl deutlich verbessert, so dass sich der Filteraufwand reduzieren lässt (die Ordnungszahl der I. Stromoberschwingung ist p - 1 ~ 11). Ferner ist die Ansprechzeit des Stromrichters mit zunehmender Pulszahl reduziert, wodurch sich eine bessere Regeldynamik erzielen lässt. Ein typisches Anwendungsbeispiel für 12-pulsige Stromrichter sind die Hochspannungs-Gleichstrom-Übertragungen (HGÜ) und Kurzkupplungen entsprechend Abb. 9-49. ....................................

+500kV .................................... . PolA

T

PolB ................. _.................. -500 kV ................... _................. . Station I, Gleichrichter Station II, Wechselrichter

T

AbbUdung 9-49 Grundsätzlicher Aufbau einer HGÜ-Aulsge

HGÜ: Bei der Energieübertragung über große Strecken wird zur Vermeidung induktiver Spannungsabfälle und der damit verbundenen Verluste die elektrische Energie mit Gleichstrom übertragen. Die Station 1 arbeitet im Gleichrichterbetrieb, die Station II im Wechselrichterbetrieb. Die Spannung wird so hoch gewählt, dass der Strom (der die ohmsehen Verluste bestimmt) möglichst klein ist, aber die Korona-Verluste aufgrund der hohen Spannung noch klein genug sind. Hier ist eine Spannung von 500 kV angenormnen. Bei einern Gleichstrom

174

9 Drehstromschaltungen

von z. B. 2 kA kann damit eine Leistung von 1000 MW übertragen werden. Üblich sind Zweipol-Übertragungen mit einer Plus- und einer Minus-Leitung. Damit auch bei Ausfall einer Leitung eine Leistungsübertragung möglich ist, wird ein dritter Leiter (Erde oder eine weitere Leitung) verwendet. Als Stromrichter werden 6-pulsige Brücken eingesetzt, die zur Erzeugung der hohen Spannung in Serie geschaltet sind. Die Speisung durch Stern-Dreieckschaltung ergibt eine 12-pulsige Anordnung. Auf der Wechselstromseite werden Saugkreise und Kondensatoren zur Filterung der Oberschwingungen und zur Kompensation der Blindleistung verwendet. Mit den Filterelementen sind elektrische Verluste bis zu mehreren hundert kW in den erforderlichen Dämpftmgswiderständen verbunden. Kurzkupplungen: Zur Verbindung von zwei Netzen mit entweder unterschiedlicher Frequenz oder mit schwankender Phasenlage werden ähnliche Schaltungen wie bei der HGÜ verwendet. Allerdings sind meist beide Stromrichter in einem Gebäude untergebracht. Die fehlende Übertragungsstrecke ermöglicht niedrigere Spannungen (ca. 50 bis 200 kV). Die Spannung wird zweckmäßig so hoch gewählt, dass der Gleichstrom I d bei der maxima1 zu übertragenden Leistung keine Parallelschaltung der Thyristoren erfordert (derzeit: I d < 4000 A).

9.5

Höherpulsige Schaltungen

Mit zuaätzlichen Tranaformatorwicklungen lässt sich die Pulszahl noch weiter anheben. Bei z. B. 3 sekundären Drehstromwicklungen, die jeweils um 20° versetzte Drehspannungssysteme liefern, erhält man eine 18-pulsige Gleichspannung, bei 4 Sekundärwicklungen, die jeweils um 15° versetzt arbeiten (siehe Abb. 9-50), erreicht man eine 24-pulsige Gleichspannung. Die erforderliche Drehung der Leiterspannungen um den Schwenkwinkel (hier 30° für die 12pulsige Schaltung bzw. 15° für die 24-pulsige Schaltung) erfolgt im Allgemeinen durch Kombination von jeweils zwei oder drei Phasenspannungen über die Transformatorwicklungen entsprechend Abb. 9-50. Die Beträge der resultierenden Spannungen müssen einander entsprechen. Die Bezeichnungen beziehen sich auf Abb. 9-42. Spannungsbildung für l2-pulsige Schaltungen

Spannungsbildung für 24-pulsige Schaltungen

/

DY5

I1\S3\ ""

.•••....

11\823

.'-!>---I------:3 ",,-.

.,/

~~~----

Abblldung 9-50 Drehung eines Drehspannungssystems durch Kombination von Phasenspannungen am

Beispiel von H12

175

10 Netzrückwirkungen Stromrichterschaltungen entnehmen dem speisenden Netz im Allgemeinen nicht-sinusförmige Ströme. Die Wirkung nicht-sinusförmiger Ströme auf das speisende Netz fiihrt zu den Erscheinungen: Blindleistung, Stromoberschwingungen, Spannungsoberschwingungen. Diese Erscheinungen werden zusammenfassend als Netzrückwirkungen bezeichnet.

10.1

Blindleistungsverhalten

Ausgehend von einer gesteuerten M2-Schaltung nach Abb. 10-1 kann man feststellen, dass der Netzstrom iN der Netzspannung "N um den Phasenverschiebungswinkel und der Steuerwinkel Cl identisch, weshalb die Grundschwingungsblindleistung QI auch als Steuerblindleistung bezeichnet wird. Dieser Zusammenhang gilt auch bei höherpulsigen Schaltungen. Die Netzspannung wird als rein sinusförmig angenommen, daher ist der Index I fiir die Spannungs-Grundschwingung hier nicht erforderlich. "N

I ir.

•

U

ot

- ~

~

iN,!

11

USI

ir.

US2

L

I

L]7
Abblldung 10-1 Gesteuerte M2-Schaltung mit Netzgrößen, id ~ konstsnt, idealer Transformator

Wirkleistung:

P

J. Specovius, Grundkurs Leistungselektronik, DOI 10.1007/978-3-8348-8270-7_10, © Vieweg+Teubner Verlag | Springer Fachmedien Wiesbaden GmbH 2011

(10-1)

176

10.1.1

10 Netzrückwirkungen

Die Kennlinie der Steuerblindleistung

Wird bei der Schaltung nach Abb. 10-1 bei konstantem Gleichstrom Id der Steuerwinkel Cl von 00 bis zum Maximalwert von 1800 verändert, so gelten folgende Zusammenhänge: =

Grundschwingungsscheinleistung: SI = UNI N, 1 Grundschwingungsblindleistung:

Q1

Wirkleistung:

P

= SI sin